JP2914127B2 - Control circuit of pulse width modulation power converter - Google Patents
Control circuit of pulse width modulation power converterInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、高力率コンバータや
アクティブフィルタなどの交流電源に接続される変換器
の制御回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control circuit for a converter connected to an AC power supply such as a high power factor converter and an active filter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図２０は例えばIEEE Industry Applicat
ions Society Annual Meeting (October 7〜12,1990,SE
ATLE) 論文集、P.1049〜1055、「High Performance and L
ong Life Uninterruptible Power Source Using a Flyw
heel Energy Storage Unit」 に示された従来の交流電源
に接続される変換器の制御回路を、本発明と同様の形式
に書き改めたブロック接続図であり、１はインバータ主
回路、２、３は交流フィルタを構成するリアクトル及び
コンデンサ、４は交流電源、５はリアクトル、６はコン
デンサ、７は負荷、２０１はインバータ主回路１用のド
ライブ回路、２０４は電流指令値を出力する電流指令値
発生回路、２０３は電流制御増幅器（Current Controll
er）、１０１は電流検出器、３０１は加減算器である。
２０２はＰＷＭ変調回路で、例えば図２１に示すように
比較回路２０２ａ及び搬送波発生回路２０２ｂとから構
成されている。2. Description of the Related Art FIG. 20 shows, for example, IEEE Industry Applicat
ions Society Annual Meeting (October 7-12, 1990, SE
ATLE) Transactions, pp. 1049-1055, `` High Performance and L
ong Life Uninterruptible Power Source Using a Flyw
heel Energy Storage Unit '' is a block diagram in which the conventional control circuit of the converter connected to the AC power supply is rewritten in the same form as that of the present invention. Reactor and capacitor constituting an AC filter, 4 is an AC power supply, 5 is a reactor, 6 is a capacitor, 7 is a load, 201 is a drive circuit for the inverter main circuit 1, and 204 is a current command value generating circuit for outputting a current command value. , 203 are current control amplifiers.
er) and 101 are current detectors and 301 is an adder / subtractor.
Reference numeral 202 denotes a PWM modulation circuit, which includes, for example, a comparison circuit 202a and a carrier generation circuit 202b as shown in FIG.
【０００３】リアクトル５は、上記文献「High Performa
nce and Long Life Uninterruptible Power Source Usi
ng a Flywheel Energy Storage Unit」に示されているよ
うに、交流電源の内部インピーダンスのインダクタンス
成分を利用し、実際にリアクトルを必要としない場合も
あるが、例えば、富士時報 Vol.65 No.10 1992,P.647〜
651,「ＩＧＢＴ式大容量ＵＰＳ」に示されているよう
に、後述する理由から、実際にリアクトルを設置する場
合が多い。[0003] The reactor 5 is described in the above-mentioned document "High Performa".
nce and Long Life Uninterruptible Power Source Usi
As shown in `` ng a Flywheel Energy Storage Unit, '' the inductance component of the internal impedance of the AC power supply may be used to actually eliminate the need for a reactor.For example, see Fuji Times Vol.65 No.10 1992 , P.647〜
651, "IGBT-type large-capacity UPS", in many cases, a reactor is actually installed for the reason described later.
【０００４】次に動作について説明する。電流指令値発
生回路２０４は電流指令ＩA *を出力し、この電流指令Ｉ
A *と電流検出器１０１で検出したリアクトル２の電流Ｉ
A との偏差を加減算器３０１より求め、この電流偏差が
零になるよう電流制御増幅器２０３、ＰＷＭ変調回路２
０２、ドライブ回路２０１を介してインバータ１のスイ
ッチングを制御する。Next, the operation will be described. Current instruction value generating circuit 204 outputs a current instruction I A *, the current command I
A * and current I of reactor 2 detected by current detector 101
A deviation from A is obtained by the adder / subtractor 301, and the current control amplifier 203 and the PWM modulation circuit 2
02. Control the switching of the inverter 1 via the drive circuit 201.
【０００５】図２０において、電流指令ＩA *をコンデン
サ６の電圧が一定になるように与えると、交流電力を直
流電力に変換し、負荷７に給電するコンバータ・システ
ムとなる。この時、電流指令ＩA *を交流電源４と同相、
かつ正弦波で与えると、一般に「高力率コンバータ」と
呼ばれる変換器システムとなる。[0005] In FIG. 20, given a current instruction I A * as the voltage of the capacitor 6 becomes constant, and converts AC power into DC power, a converter system that supplies power to load 7. At this time, the current command I A * AC power source 4 and phase,
And given a sine wave, it results in a converter system commonly referred to as a "high power factor converter".
【０００６】また、主回路構成を図２２のように、交流
電源４に負荷７を接続し、負荷７と並列に変換器を接続
すると、例えば富士時報 Vol.65 No.10 1992,P.683〜68
8,「産業向けアクティブフィルタ」に示されるように、
交流電源に流れる負荷の高調波電流を抑制する「アクテ
ィブフィルタ」と呼ばれる変換器システムとなり、この
場合は、負荷７の電流の高調波成分を逆位相にした信号
と、変換器損失電力を電源側から補うためにコンデンサ
６の電圧が一定になるように振幅を調整した交流電源４
と同相かつ正弦波の信号との和を、電流指令ＩA *として
与える。When the load 7 is connected to the AC power supply 4 and the converter is connected in parallel with the load 7 as shown in FIG. 22, the main circuit configuration can be changed, for example, by using the Fuji Times Vol. 65 No. 10 1992, p. ~ 68
8, As shown in “Industrial Active Filter”
The converter system is called an “active filter” that suppresses the harmonic current of the load flowing in the AC power supply. In this case, a signal in which the harmonic component of the current of the load 7 is inverted and the power loss of the converter are converted to the power supply side. AC power supply 4 whose amplitude is adjusted so that the voltage of capacitor 6 becomes constant to compensate for
And the sum of the signal and a sine wave signal are given as a current command I A * .
【０００７】上記文献「産業向けアクティブフィルタ」
では、コンデンサ３と直列に抵抗８が接続されている。
リアクトル２の電流は制御されているが、リアクトル５
の電流は制御されていないので、リアクトル２とコンデ
ンサ３は、交流電源４側から見るとダンピングが悪くな
るため、抵抗８によりダンピングを改善している。The above document "Industrial Active Filter"
In the figure, the resistor 8 is connected in series with the capacitor 3.
Although the current of reactor 2 is controlled, reactor 5
Is not controlled, the damping of the reactor 2 and the capacitor 3 is deteriorated when viewed from the AC power supply 4 side. Therefore, the damping is improved by the resistor 8.
【０００８】図２０、図２２において、リアクトル２と
コンデンサ３は、搬送波の周波数に起因するインバータ
１の高周波リップル電流を除去するＬＣフィルタであ
る。リアクトル５が実際のリアクトルではなく、配線の
インダクタンスなど、交流電源４の内部インピーダンス
を利用している場合では、この内部インピーダンスが小
さければ、高周波リップル電流がコンデンサ３と交流電
源４に分流したり、また、交流電源４にこの変換器以外
の変換器または負荷などの機器が接続されていると、そ
れらの機器の構成次第では、高周波リップル電流が他の
機器に流れ込む可能性がある。従って、確実にコンデン
サ３で高周波リップル電流を吸収するには、リアクトル
５を適当なインダクタンス値を持つ実際のリアクトルと
し、コンデンサ３と交流電源４との間に挿入すればよ
い。In FIG. 20 and FIG. 22, a reactor 2 and a capacitor 3 are LC filters for removing a high-frequency ripple current of the inverter 1 caused by a carrier frequency. In the case where the reactor 5 uses the internal impedance of the AC power supply 4 such as the wiring inductance instead of the actual reactor, if the internal impedance is small, the high-frequency ripple current is shunted to the capacitor 3 and the AC power supply 4, If devices other than the converter, such as a converter or a load, are connected to the AC power supply 4, a high-frequency ripple current may flow into other devices depending on the configuration of those devices. Therefore, in order to ensure that the capacitor 3 absorbs the high-frequency ripple current, the reactor 5 may be an actual reactor having an appropriate inductance value and inserted between the capacitor 3 and the AC power supply 4.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】従来の交流電源に接続
される変換器の制御回路は以上のように構成されている
ので、下記のような問題点があった。Since the conventional control circuit for the converter connected to the AC power supply is configured as described above, there are the following problems.
【００１０】高力率コンバータでは、交流電源に力率１
の正弦波電流を流すことを目的とし、アクティブフィル
タでは、交流電源に負荷の高調波電流が流れないように
することを目的としており、これらの交流電源に接続さ
れる変換器は、本質的に、リアクトル５に流れる電流を
所望の電流とすることを目的としている。しかし、従来
の交流電源に接続される変換器の電流制御系は、リアク
トル２の電流を制御するものであり、リアクトル５の電
流は制御されていない。従って、交流電源４に歪がある
場合、リアクトル２に流れる電流は所望の波形に制御さ
れても、リアクトル５には交流電源４の歪電圧に応じた
歪電流が余分に流れる。また、アクティブフィルタで
は、所望の高調波電流をリアクトル２に流しても、高次
の電流はコンデンサ３に分流し、リアクトル５に流れな
い割合が多くなり、高精度に負荷高調波を補償するに
は、コンデンサ３への分流を補正する回路が必要とな
る。また、リアクトル５の電流が制御されていないため
に、交流電源４とコンデンサ３との間で共振が発生する
可能性があり、これを防ぐために、コンデンサ３と直列
に抵抗を接続する必要があった。In a high power factor converter, a power factor of 1
The purpose of the active filter is to prevent the harmonic current of the load from flowing into the AC power supply, and the converter connected to these AC power supplies is essentially The purpose is to make the current flowing through the reactor 5 a desired current. However, the current control system of the converter connected to the conventional AC power supply controls the current of the reactor 2, and does not control the current of the reactor 5. Therefore, if the AC power supply 4 has a distortion, the current flowing through the reactor 2 is controlled to have a desired waveform, but an extra distortion current according to the distortion voltage of the AC power supply 4 flows through the reactor 5. Also, in the active filter, even if a desired harmonic current flows through the reactor 2, a higher-order current is shunted to the capacitor 3, and the proportion that does not flow to the reactor 5 increases. Requires a circuit for correcting the shunt to the capacitor 3. Further, since the current of the reactor 5 is not controlled, resonance may occur between the AC power supply 4 and the capacitor 3. To prevent this, it is necessary to connect a resistor in series with the capacitor 3. Was.
【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、交流電源と変換器間に流れる電
流を直接制御できる変換器の制御回路を得ることを目的
とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to provide a converter control circuit capable of directly controlling a current flowing between an AC power supply and a converter.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
るパルス幅変調電力変換器の制御回路は、電気弁の開閉
制御により、任意の波形を有する交流電力を生成するパ
ルス幅変調電力変換器の制御回路であって、パルス幅変
調電力変換器は第１のリアクタンス成分とコンデンサと
を有する出力フィルタを備え、出力フィルタの一端を第
２のリアクタンス成分を介して交流電源に接続し、電流
指令値と第２のリアクタンス成分を流れる電流の偏差に
基づいて生成する電圧制御信号から、第１のリアクタン
ス成分に流れる電流に所定のゲインを乗じて生成する信
号を減算して、この減算結果から出力電圧指令信号を生
成するようにしたものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a control circuit for a pulse width modulation power converter which generates AC power having an arbitrary waveform by controlling the opening and closing of an electric valve.
Control circuit for the pulse width modulation power converter.
The power converter has a first reactance component and a capacitor .
Having one end connected to an AC power supply via a second reactance component ,
The difference between the command value and the current flowing through the second reactance component
From the voltage control signal generated based on the first
Signal generated by multiplying the current flowing through the
, And an output voltage command signal is generated from the result of the subtraction .
【００１３】この発明の請求項２に係るパルス幅変調電
力変換器の制御回路は、電気弁の開閉制御により、任意
の波形を有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変
換器の制御回路であって、パルス幅変調電力変換器は第
１のリアクタンス成分とコンデンサとを有する出力フィ
ルタを備え、出力フィルタの一端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続し、電流指令値と第２のリ
アクタンス成分を流れる電流の偏差に基づいて生成する
電圧制御信号から、第１のリアクタンス成分に流れる電
流に所定のゲインを乗じ特定の周波数帯成分のみを通過
させるフィルタを介して生成する信号を減算し、この減
算結果から出力電圧指令信号を生成するようにしたもの
である。According to a second aspect of the present invention, there is provided a pulse width modulation
The control circuit of the force converter controls the opening and closing of the electric valve to generate AC power having an arbitrary waveform.
A pulse width modulated power converter comprising an output filter having a first reactance component and a capacitor, one end of the output filter being connected to an AC power supply via a second reactance component , The current command value and the second
Generate based on the deviation of the current flowing through the actance component
From the voltage control signal, the voltage flowing through the first reactance component
Multiplies the flow by a specified gain and passes only specific frequency band components
Subtract the signal produced through the filter
An output voltage command signal is generated from the calculation result .
【００１４】この発明の請求項３に係るパルス幅変調電
力変換器の制御回路は、電気弁の開閉制御により、任意
の波形を有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変
換器の制御回路であって、パルス幅変調電力変換器は第
１のリアクタンス成分とコンデンサとを有する出力フィ
ルタを備え、出力フィルタの一端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続し、電流指令値と第２のリ
アクタンス成分を流れる電流の偏差に基づいて生成する
電圧制御信号から、第１のリアクタンス成分に流れる電
流に所定のゲインを乗じ特定の周波数帯成分のみを通過
させるフィルタを介して生成する信号と、第１のリアク
タンス成分に流れる所定の設定値を超える電流に応じた
信号とを減算し、この減算結果から出力電圧指令信号を
生成するようにしたものである。According to a third aspect of the present invention, there is provided a pulse width modulation
The control circuit of the force converter controls the opening and closing of the electric valve to generate AC power having an arbitrary waveform.
A pulse width modulated power converter comprising an output filter having a first reactance component and a capacitor, one end of the output filter being connected to an AC power supply via a second reactance component , The current command value and the second
Generate based on the deviation of the current flowing through the actance component
From the voltage control signal, the voltage flowing through the first reactance component
Multiplies the flow by a specified gain and passes only specific frequency band components
The signal generated through the filter
Depending on the current flowing through the
, And an output voltage command signal is generated from the result of the subtraction .
【００１５】この発明の請求項４に係るパルス幅変調電
力変換器の制御回路は、電気弁の開閉制御により、任意
の波形を有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変
換器の制御回路であって、パルス幅変調電力変換器は第
１のリアクタンス成分とコンデンサとを有する出力フィ
ルタを備え、出力フィルタの一端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続し、電流指令値と第２のリ
アクタンス成分を流れる電流の偏差に基づいて生成する
電圧制御信号から、第１のリアクタンス成分に流れる電
流に所定のゲインを乗じて生成する信号を減算し、かつ
交流電源の電圧に応じた信号を加算し、この演算結果か
ら出力電圧指令信号を生成するようにしたものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a pulse width modulation
The control circuit of the force converter controls the opening and closing of the electric valve to generate AC power having an arbitrary waveform.
A pulse width modulated power converter comprising an output filter having a first reactance component and a capacitor, one end of the output filter being connected to an AC power supply via a second reactance component , The current command value and the second
Generate based on the deviation of the current flowing through the actance component
From the voltage control signal, the voltage flowing through the first reactance component
The signal generated by multiplying the current by a predetermined gain, and
A signal corresponding to the voltage of the AC power supply is added, and
Thus, an output voltage command signal is generated.
【００１６】この発明の請求項５に係るパルス幅変調電
力変換器の制御回路は、電気弁の開閉制御により、任意
の波形を有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変
換器の制御回路であって、パルス幅変調電力変換器は第
１のリアクタンス成分とコンデンサとを有する出力フィ
ルタを備え、出力フィルタの一端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続し、電流指令値と第２のリ
アクタンス成分を流れる電流の偏差に基づいて生成する
第１の電圧制御信号とコンデンサの印加電圧に応じた信
号との偏差から第２の電圧制御信号を生成し、この第２
の電圧制御信号から第１のリアクタンス成分に流れる電
流に所定のゲインを乗じて生成する信号を減算し、この
演算結果から出力電圧指令信号を生成するようにしたも
のである。A pulse width modulation device according to claim 5 of the present invention.
The control circuit of the force converter controls the opening and closing of the electric valve to generate AC power having an arbitrary waveform.
A pulse width modulated power converter comprising an output filter having a first reactance component and a capacitor, one end of the output filter being connected to an AC power supply via a second reactance component , The current command value and the second
Generate based on the deviation of the current flowing through the actance component
A first voltage control signal and a signal corresponding to a voltage applied to the capacitor;
A second voltage control signal is generated from the deviation from the
From the voltage control signal to the first reactance component
The signal generated by multiplying the current by a predetermined gain is subtracted,
An output voltage command signal is generated from a calculation result .
【００１７】[0017]
【作用】この発明の請求項１に係る変換器の制御回路に
おいては、リップル電流除去用のＬＣフィルタのダンピ
ング・ファクタが見かけ上改善され、交流電源と変換器
間に流れる電流を制御するために必要なコンデンサ電圧
を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出力するよう
動作する。In the converter control circuit according to the first aspect of the present invention, the damping factor of the LC filter for removing ripple current is apparently improved, and the control circuit controls the current flowing between the AC power supply and the converter. The converter operates to output the required capacitor voltage through this LC filter.
【００１８】また、この発明の請求項２に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、ＬＣフィルタの共振周波数
以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように
動作する。In the converter control circuit according to the second aspect of the present invention, the damping factor of the LC filter for removing ripple current is apparently improved, and the current flowing between the AC power supply and the converter is controlled. The converter operates to output the necessary capacitor voltage through this LC filter. In addition, in a band other than the resonance frequency of the LC filter, the operation is performed so that the resistance value of the virtual resistor becomes zero.
【００１９】また、この発明の請求項３に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、インバータ電流の瞬時値が
制限回路の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令を垂下さ
せ、インバータ電流を制限回路の設定値以上流さないよ
う高速に制限する。Further, in the converter control circuit according to the third aspect of the present invention, the damping factor of the LC filter for removing the ripple current is apparently improved, and the current flowing between the AC power supply and the converter is controlled. The converter operates to output the necessary capacitor voltage through this LC filter. When the instantaneous value of the inverter current exceeds the set value of the limiting circuit, the PWM voltage command is drooped to limit the inverter current at a high speed so as not to flow more than the set value of the limiting circuit.
【００２０】また、この発明の請求項４に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、交流電源の電圧をフィード
フォワードすることにより、電流制御増幅器はリアクト
ルに印加する電圧分を出力するだけとなる。Further, in the converter control circuit according to claim 4 of the present invention, the damping factor of the LC filter for removing ripple current is apparently improved, and the current flowing between the AC power supply and the converter is controlled. The converter operates to output the necessary capacitor voltage through this LC filter. In addition, by feeding forward the voltage of the AC power supply, the current control amplifier only outputs the voltage applied to the reactor.
【００２１】また、この発明の請求項５に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、電圧制御増幅器が電流制御
系に対する外乱の影響を除去するように動作する。Further, in the converter control circuit according to the fifth aspect of the present invention, the damping factor of the LC filter for removing the ripple current is apparently improved, and the current flowing between the AC power supply and the converter is controlled. The converter operates to output the necessary capacitor voltage through this LC filter. Further, the voltage control amplifier operates so as to remove the influence of disturbance on the current control system.
【００２２】[0022]
実施例１．図１に第１発明の一実施例を示す。図におい
て、１はインバータの主回路であり、例えば図２に示す
ような単相のフルブリッジ・インバータを１〜２ＫＨｚ
程度あるいはそれ以上の周波数の三角波キャリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。２と３はフィルタ
用リアクトルとコンデンサ、４は交流電源、５はリアク
トル、６はコンデンサ、７は負荷、２０１はインバータ
主回路１用のドライブ回路、２０４は電流指令値を出力
する電流指令値発生回路、２０３は電流制御増幅器、２
０２はＰＷＭ変調回路、２０５はゲインＲ倍の増幅器、
１０１、１０２は電流検出器、３０１、３０２は加減算
器である。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 shows an embodiment of the first invention. In the figure, reference numeral 1 denotes a main circuit of the inverter, for example, a single-phase full-bridge inverter as shown in FIG.
PW with a triangular wave carrier of about or higher frequency
An example in which M modulation is performed is an example. 2 and 3 are reactors and capacitors for filters, 4 is an AC power supply, 5 is a reactor, 6 is a capacitor, 7 is a load, 201 is a drive circuit for the inverter main circuit 1, and 204 is a current command value generator that outputs a current command value. Circuit, current-controlled amplifier 203, 2
02 is a PWM modulation circuit, 205 is an amplifier having a gain R times,
101 and 102 are current detectors, and 301 and 302 are adder / subtracters.
【００２３】次に、上記実施例の動作を図１を参照しな
がら説明する。電流指令値発生回路２０４はリアクトル
５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電流指令ＩB *と電
流検出器１０２で検出したリアクトル５の電流ＩB との
偏差を加減算器３０１より求め、この電流偏差を零にす
るために必要なコンデンサ３の電圧指令値ＶC *を電流制
御増幅器２０３で求める。一方、インバータ電流ＩA
は、電流検出器１０１により検出され、増幅器２０５は
これをＲ倍した信号Ｒ×ＩA を出力する。加減算器３０
２は、電流制御増幅器２０３、増幅器２０５の出力信号
からＶC *−Ｒ×ＩA を出力し、この信号をＰＷＭ電圧指
令ＶA *とし、ＰＷＭ変調回路２０２、ドライブ回路２０
１を介してインバータ１のスイッチングを制御する。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIG. Current instruction value generating circuit 204 outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, a deviation between the current command I B * and the current I B of the reactor 5 which is detected by the current detector 102 from adder 301, The current control amplifier 203 obtains a voltage command value V C * of the capacitor 3 necessary to make the current deviation zero. On the other hand, the inverter current I A
Is detected by the current detector 101, and the amplifier 205 outputs a signal R × I A obtained by multiplying this by R. Adder / subtractor 30
2 outputs V C * −R × I A from the output signals of the current control amplifier 203 and the amplifier 205, and uses this signal as a PWM voltage command V A *, and outputs a PWM modulation circuit 202 and a drive circuit 20.
1 controls the switching of the inverter 1.
【００２４】増幅器２０５は、インバータ電流ＩA によ
りＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下させるよう動作するので、
図３に示すように、仮想的な抵抗１ｂがリアクトル２に
直列に接続されたことになる。このとき、このＶC *から
ＶC までの伝達関数Ｈ（Ｓ）はThe amplifier 205 so operates to droop a PWM voltage command V A * by the inverter current I A,
As shown in FIG. 3, the virtual resistor 1b is connected to the reactor 2 in series. At this time, the transfer function H (S) from V C * to V C is
【００２５】[0025]
【数１】 (Equation 1)
【００２６】となる。ただし、ＬS 、ＬB はリアクトル
２、５のインダクタンス値、ＣP はコンデンサ３のキャ
パシタンス値である。リアクトル５は、リップル電流を
コンデンサ３にて吸収するように、適当なインダクタン
ス値を持たせるので、高周波領域では、## EQU1 ## However, L S, L B is the inductance value of the reactor 2,5, the C P is the capacitance value of the capacitor 3. The reactor 5 has an appropriate inductance value so that the ripple current is absorbed by the capacitor 3.
【００２７】[0027]
【数２】 (Equation 2)
【００２８】となり、伝達関数Ｈ（Ｓ）は高周波領域で
は、Ｈ′（Ｓ）となる。The transfer function H (S) becomes H '(S) in the high frequency range.
【００２９】[0029]
【数３】 (Equation 3)
【００３０】従って、高周波領域でのダンピング係数ζ
はTherefore, the damping coefficient 高周波 in the high frequency region
Is
【００３１】[0031]
【数４】 (Equation 4)
【００３２】となる。式（４）より、インバータ電流Ｉ
A によるＰＷＭ電圧指令ＶA *の垂下を行わない場合は、
Ｒ＝０であるから、ζ＝０となり、共振的となるが、イ
ンバータ電流ＩA によるＰＷＭ電圧指令ＶA *の垂下を行
うと、任意のＲを実現でき、ζ＝０．７以上となるゲイ
ンＲを選択することにより、ＶC *からＶC までの伝達関
数のダンピングを改善できることがわかる。従って、Ｌ
Ｃフィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交
流電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要な
コンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力す
ることが容易となる。よって、直後、交流電源と変換器
間に流れる電流を制御できる。## EQU1 ## From equation (4), the inverter current I
When not performing the droop of the PWM voltage command V A * by A ,
Since a R = 0, ζ = 0, and the becomes a resonant, when the droop of the PWM voltage command V A * by inverter current I A, can implement any of the R, the zeta = 0.7 or higher by selecting a gain R, it can be seen that improved damping of the transfer function from V C * to V C. Therefore, L
No special consideration is required for the resonance of the C filter, and the converter can easily output the capacitor voltage required for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter via the LC filter. Therefore, immediately after that, the current flowing between the AC power supply and the converter can be controlled.
【００３３】実施例２．次に、図４は第２発明に係るも
ので、図４において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過させるバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点であ
り、その他は実施例１と同様である。Embodiment 2 FIG. Next, FIG. 4 relates to the second invention. In FIG. 4, parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the first embodiment is that a band-pass filter (BPF) 206 that allows only the resonance frequency band of the LC filter to pass is added, and the rest is the same as the first embodiment.
【００３４】図４において、インバータ電流ＩA は、電
流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周波
数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電流制御増幅器
２０３の出力から加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0034] In FIG. 4, the inverter current I A is detected by the current detector 101 through a band-pass filter 206 for passing only the resonant frequency band of the LC filter, and input to the amplifier 205, the output of the current control amplifier 203 The output is subtracted by the adder / subtractor 302, and the output of the adder / subtractor 302 is set as a PWM voltage command VA * .
【００３５】増幅器２０５は、上記実施例１と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタの共振周波数帯の成分はそのまま通過させるの
で、ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらな
い。一方、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では、
増幅器２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ
２０６により除去されているので、増幅器２０５の出力
は０となる。The amplifier 205 is similar to the first embodiment,
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. The band-pass filter 206 passes the component of the resonance frequency band of the LC filter as it is, so that there is no change in the damping improvement operation. On the other hand, in a band other than the resonance frequency of the LC filter,
Since the signal input to the amplifier 205 has been removed by the band-pass filter 206, the output of the amplifier 205 becomes zero.
【００３６】本実施例の構成では、ＬＣフィルタの共振
周波数帯域のみ仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接
続されることにより、ＶC *からＶC までの伝達関数のダ
ンピングが改善し、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯
域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作する
ので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降
下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がなくなり、電流制御
系の応答が改善される。従って、上記実施例１と同様
に、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が不要とな
り、交流電源と変換器間に流れる電流を制御するために
必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して
出力することが容易となり、直接、交流電源と変換器間
に流れる電流を制御できるのに加え、さらに、電流制御
系の応答が改善される。[0036] In the configuration of this embodiment, by virtual resistance only the resonance frequency band of the LC filter is connected in series to the reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, LC since operates to the resistance value of the virtual resistor to 0 in a band other than the resonance frequency of the filter, the current control amplifier 203 it is necessary to compensate for the voltage drop at virtual resistance (R × I a) And the response of the current control system is improved. Therefore, as in the first embodiment, no special consideration is required for the resonance of the LC filter, and the converter outputs the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter via the LC filter. In addition to being able to directly control the current flowing between the AC power supply and the converter, the response of the current control system is further improved.
【００３７】次に、図５は第３発明に係るもので、図５
において、図１と対応する部分には同一符号を付し、そ
の詳細説明は省略する。上記実施例１と異なるのは、制
限回路２０７、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８、加減算器３０
３を追加した点であり、その他は実施例１と同様であ
る。Next, FIG. 5 relates to the third invention, and FIG.
In the figure, the same reference numerals are given to parts corresponding to those in FIG. 1 and the detailed description thereof is omitted. The difference from the first embodiment is that the limiting circuit 207, the transfer function Z (S) 208, the adder / subtractor 30
The third embodiment is the same as the first embodiment except that the third embodiment is added.
【００３８】図５において、インバータ電流ＩA は、電
流検出器１０１により検出され、制限回路２０７に入力
される。制限回路２０７は、最大インバータ電流が設定
されてあり、インバータ電流瞬時値が正の設定値以上ま
たは負の設定値以下の場合は、インバータ電流瞬時値か
ら設定値を減じた値が制限回路２０７より出力される。
制限回路２０７の出力は、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８を介
して、電流制御増幅器２０３の出力から加減算器３０３
で減算される。この加減算器３０３の出力から、さらに
増幅器２０５の出力が加減算器３０２で減算され、ＰＷ
Ｍ電圧指令ＶA *を得る。従って、コンデンサ３の短絡な
どが発生して、インバータ電流ＩA が制限回路２０７の
設定値以上になると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *は垂下し、イ
ンバータ出力電圧ＶA も垂下する。インバータ出力電圧
ＶA が垂下すれば、インバータ電流ＩA も減少し、イン
バータは過電流から保護される。すなわち、伝達関数Ｚ
（Ｓ）２０８は、インバータ１をコンデンサ３側からみ
たときに、設定値以上のインバータ電流ＩA が流れた場
合のみ、仮想的なインピーダンスとして現れ、インバー
タ出力電圧ＶA を垂下させるよう動作する。従って、も
し伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８の絶対値｜Ｚ（Ｓ）｜が無限
大であれば、インバータ電流ＩA が設定値を越えると、
ＰＷＭの応答で無限大のインピーダンスが現れ、インバ
ータ電流ＩAが設定値以下になるまで、インバータ出力
電圧ＶA が垂下する。実際には、｜Ｚ（Ｓ）｜は有限で
あるので、インバータ電流ＩA は、設定値を若干越えた
値となるが、｜Ｚ（Ｓ）｜を十分に大きくすることで、
実用上問題ない。[0038] In FIG. 5, the inverter current I A is detected by the current detector 101 is input to the limiting circuit 207. When the maximum inverter current is set and the instantaneous inverter current value is equal to or more than the positive set value or equal to or less than the negative set value, the limit circuit 207 obtains a value obtained by subtracting the set value from the instantaneous inverter current value. Is output.
The output of the limiting circuit 207 is added to the output of the current control amplifier 203 via the transfer function Z (S) 208 from the adder / subtractor 303.
Is subtracted. From the output of the adder / subtractor 303, the output of the amplifier 205 is further subtracted by the adder / subtractor 302, and PW
Obtain M voltage command VA * . Thus, short circuit of the capacitor 3 occurs and the inverter current I A is equal to or higher than the set value of the limiting circuit 207, PWM voltage command V A * is drooping also droop inverter output voltage V A. If the inverter output voltage V A is suspended, also decreases the inverter current I A, the inverter is protected from overcurrent. That is, the transfer function Z
(S) 208, when viewed inverter 1 from the capacitor 3 side, only when the setting value or more inverter current I A flows, appear as a virtual impedance, operates to droop the inverter output voltage V A. Therefore, if transmission absolute value of the function Z (S) 208 | Z ( S) | If infinite, the inverter current I A exceeds the set value,
Infinite impedance appears in PWM response, until the inverter current I A becomes less than the set value, the inverter output voltage V A droops. In practice, | Z (S) | Since is finite, the inverter current I A is made slightly value exceeds the set value, | Z (S) | a by sufficiently large,
No problem in practical use.
【００３９】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
C *からＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、インバータ電流Ｉ
A の瞬時値が制限回路２０７の設定値を越えると、ＰＷ
Ｍ電圧指令ＶA *を垂下させるので、インバータ電流ＩA
を制限回路２０７の設定値以上流さないよう、高速に制
限することができる。In the configuration of the present embodiment, a virtual resistor is connected in series with the
To improve the damping of the transfer function from C * to V C, LC
No special consideration is required for the resonance of the filter, and the converter can easily output the capacitor voltage required to control the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter. In addition to being able to control the current flowing between the converters, the inverter current I
When the instantaneous value of A exceeds the set value of the limiting circuit 207, PW
Since the M voltage command V A * is drooped, the inverter current I A
Can be restricted at a high speed so as not to flow more than the setting value of the limiting circuit 207.
【００４０】実施例４．次に、図６は第４発明に係るも
ので、図６において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４を追加した
点であり、その他は実施例１と同様である。Embodiment 4 FIG. Next, FIG. 6 relates to the fourth invention. In FIG. 6, parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the first embodiment is that a voltage detector 103 and an adder / subtractor 304 are added, and the rest is the same as the first embodiment.
【００４１】図６において、電流指令値発生回路２０４
はリアクトル５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電流
指令ＩB *と電流検出器１０２で検出したリアクトル５の
電流ＩB との偏差を加減算器３０１より求め、この電流
偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電圧
ＶL *を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電源
４の電圧ＶB を電圧検出器１０３にて検出し、加減算器
３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器１
０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧指
令ＶC *を得る。交流電源４の電圧ＶB をフィードフォワ
ードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に
印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制御
でも、電流偏差をほぼ０にすることができる。In FIG. 6, a current command value generation circuit 204
Outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, the deviation between the current I B of the current command I B * a reactor 5 which is detected by the current detector 102 obtained from subtractor 301, the current deviation to zero For this purpose, the current control amplifier 203 determines a voltage V L * to be applied to the reactor 5. On the other hand, the AC voltage V B of the power supply 4 detected by the voltage detector 103, adder 304 output and the voltage detector of the current control amplifier 203 at 1
03 is added to obtain a voltage command V C * to be generated in the capacitor 3. By feedforward voltage V B of the AC power source 4, a current control amplifier becomes only outputs a voltage component applied to the reactor 5, in a simple proportional control, it can be a current deviation substantially zero.
【００４２】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
C *からＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、交流電源４の電圧
ＶB をフィードフォワードすることにより、電流制御増
幅器はリアクトル５に印加する電圧分を出力するだけと
なり、電流制御増幅器の設計が容易になる。In the configuration of this embodiment, a virtual resistor is connected in series with the reactor 2 and the V
To improve the damping of the transfer function from C * to V C, LC
No special consideration is required for the resonance of the filter, and the converter can easily output the capacitor voltage required to control the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter. In addition to being able to control the current flowing between the converters, furthermore, by feeding forward the voltage V B of the AC power supply 4, the current control amplifier only outputs the voltage applied to the reactor 5, and the current control amplifier Design becomes easier.
【００４３】実施例５．次に、図７は第５発明に係るも
ので、図７において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、電圧検出器１０４、加減算器３０５、電圧制御
増幅器（Voltage Controller）２０９を追加した点であ
り、その他は実施例１と同様である。Embodiment 5 FIG. Next, FIG. 7 relates to the fifth invention. In FIG. 7, parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the first embodiment is that a voltage detector 104, an adder / subtractor 305, and a voltage control amplifier (Voltage Controller) 209 are added, and the other points are the same as the first embodiment.
【００４４】図７において、電流指令値発生回路２０４
はリアクトル５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電流
指令ＩB *と電流検出器１０２で検出したリアクトル５の
電流ＩB との偏差を加減算器３０１より求め、この電流
偏差を零にするために必要なコンデンサ３の電圧指令値
ＶC *を電流制御増幅器２０３で求める。電圧検出器１０
４によりコンデンサ３の電圧ＶC を検出し、コンデンサ
３の電圧指令値ＶC *との偏差を加減算器３０５より求
め、この電圧偏差を零にするために必要なＰＷＭ電圧指
令値を電圧制御増幅器２０９で生成する。一方、インバ
ータ電流ＩA は、電流検出器１０１により検出され、増
幅器２０５はこれをＲ倍した信号Ｒ×ＩAを出力する。
電圧制御増幅器２０９の出力するＰＷＭ電圧指令値は、
加減算器３０２で、増幅器２０５の出力信号Ｒ×ＩA を
減じられる。加減算器３０２の出力を、ＰＷＭ電圧指令
ＶA *とし、ＰＷＭ変調回路２０２、ドライブ回路２０１
を介してインバータ１のスイッチングを制御する。In FIG. 7, a current command value generation circuit 204
Outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, the deviation between the current I B of the current command I B * a reactor 5 which is detected by the current detector 102 obtained from subtractor 301, the current deviation to zero The voltage control value V C * of the capacitor 3 required to perform the operation is obtained by the current control amplifier 203. Voltage detector 10
4, a voltage V C of the capacitor 3 is detected, a deviation from the voltage command value V C * of the capacitor 3 is obtained by the adder / subtractor 305, and a PWM voltage command value required to make this voltage deviation zero is determined by a voltage control amplifier. 209. On the other hand, the inverter current I A is detected by the current detector 101, and the amplifier 205 outputs a signal R × I A obtained by multiplying this by R.
The PWM voltage command value output from the voltage control amplifier 209 is:
In subtracter 302 and subtracted output signal R × I A of the amplifier 205. The output of the adder / subtractor 302 is set as a PWM voltage command V A * , and the PWM modulation circuit 202 and the drive circuit 201
The switching of the inverter 1 is controlled via the.
【００４５】一般に、インバータ１のスイッチング素子
の電圧降下、スイッチング時間のばらつきなどにより、
ＰＷＭ電圧指令値ＶA *とインバータ出力電圧ＶA には僅
かではあるが、偏差が生じる。よって、ＶC *とＶC にも
偏差が生じ、この偏差が電流制御系に対して外乱として
動作する可能性がある。電圧制御増幅器２０９は、ＶC *
とＶC の偏差を０にするように動作するので、電流制御
系に対する外乱の影響を除去でき、高精度に電流を制御
できる。In general, due to the voltage drop of the switching element of the inverter 1 and the variation of the switching time,
There is a slight deviation between the PWM voltage command value VA * and the inverter output voltage VA . Therefore, a deviation also occurs between V C * and V C , and this deviation may operate as a disturbance to the current control system. The voltage control amplifier 209 is connected to V C *
And V C are set to zero, so that the influence of disturbance on the current control system can be removed, and the current can be controlled with high accuracy.
【００４６】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
C *からＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、電圧制御増幅器２
０９が電流制御系に対する外乱の影響を除去するように
動作するので、高精度に電流を制御できる。In the configuration of the present embodiment, a virtual resistor is connected in series to the reactor 2 and V
To improve the damping of the transfer function from C * to V C, LC
No special consideration is required for the resonance of the filter, and the converter can easily output the capacitor voltage required to control the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter. In addition to being able to control the current flowing between the converters, the voltage controlled amplifier 2
09 operates so as to remove the influence of disturbance on the current control system, so that the current can be controlled with high accuracy.
【００４７】ところで、上記実施例１ないし５では、増
幅器２０５が比例ゲインＲとなっているが、ＶC *からＶ
C までの伝達関数のダンピングを改善できる適当なイン
ピーダンス値を持っていれば、どのような関数でもよ
い。例えば、この回路が比例回路であれば抵抗として、
微分回路であればリアクトルとして、積分回路であれば
コンデンサとして、比例、積分、微分の組合せ回路であ
れば抵抗、コンデンサ、リアクトルの組み合わせた回路
として動作する。また、入力によりゲインが可変になる
などの非線形要素を含む回路でも、ダンピングを改善で
きれば何ら問題ない。By the way, in the Examples 1 to 5, but the amplifier 205 is a proportional gain R, V from V C *
Any function may be used as long as it has an appropriate impedance value that can improve the damping of the transfer function up to C. For example, if this circuit is a proportional circuit,
The differential circuit operates as a reactor, the integration circuit operates as a capacitor, and the combination circuit of proportional, integral, and differential operates as a combination of a resistor, a capacitor, and a reactor. Also, there is no problem even in a circuit including a non-linear element such that the gain can be changed by the input, as long as the damping can be improved.
【００４８】さらに、上記実施例２では、インバータ電
流ＩA をバンドパスフィルタ２０６を介して増幅器２０
５に入力しているが、順番を入れ替え、インバータ電流
ＩAを増幅器２０５を介してバンドパスフィルタ２０６
に入力するよう構成しても、勿論良い。[0048] Further, in the second embodiment, the inverter current I A through the band-pass filter 206 amplifier 20
5 Type has to, but reverse order, band-pass filter 206 and the inverter current I A through an amplifier 205
It is, of course, good to input the data to
【００４９】さらに、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８は、適当
なインピーダンス値を持っていれば、どのような関数で
もよい。また、非線形要素を含む回路でも、インバータ
電流ＩA を制限するための適当なインピーダンスさえ持
っていれば何ら問題はない。Further, the transfer function Z (S) 208 may be any function as long as it has an appropriate impedance value. Further, even in a circuit including a nonlinear element, there is no problem if even have suitable impedance to limit the inverter current I A.
【００５０】さらに、上記実施例１ないし５では、単相
インバータの場合について説明したが、各相毎あるいは
少なくとも２相に同様の制御回路を用いる、または、回
転座標上で同様の制御回路を用いることにより、図１９
に示すような３相インバータにも適用できる。Further, in the first to fifth embodiments, the case of the single-phase inverter has been described. However, the same control circuit is used for each phase or at least two phases, or the same control circuit is used on the rotational coordinates. As a result, FIG.
The present invention can be applied to a three-phase inverter as shown in FIG.
【００５１】さらに、上記実施例１ないし５では、リア
クトル２、リアクトル５を用いているが、各リアクトル
またはどちらかのリアクトルを変圧器のリーケージ・イ
ンダクタンスで代用してもよい。Further, in the first to fifth embodiments, the reactor 2 and the reactor 5 are used. However, each reactor or one of the reactors may be substituted by the leakage inductance of the transformer.
【００５２】なお、上記各実施例については、以下に述
べるような各要素の組合せが行える。例えば、次のよう
な組合せがなしうる。 １．実施例２と実施例３ ２．実施例２と実施例４ ３．実施例３と実施例４ ４．実施例２、実施例３と実施例４ ５．実施例２と実施例５ ６．実施例３と実施例５ ７．実施例２、実施例３と実施例５ ８．実施例４と実施例５ ９．実施例２、実施例４と実施例５ １０．実施例３、実施例４と実施例５ １１．実施例２、実施例３、実施例４と実施例５ それぞれの構成を図８から図１８に示す。In each of the above embodiments, the following combinations of elements can be performed. For example, the following combinations can be made. 1. Example 2 and Example 3 2. Example 2 and Example 4 3. Example 3 and Example 4 4. Fourth Embodiment, Fourth Embodiment and Fourth Embodiment Example 2 and Example 5 6. Example 3 and Example 5 7. 7. Example 2, Example 3, and Example 5 Example 4 and Example 5 9. Embodiment 2, Embodiment 4, and Embodiment 5 Example 3, Example 4, and Example 5 11. Embodiment 2, Embodiment 3, Embodiment 4 and Embodiment 5 FIGS. 8 to 18 show the respective configurations.
【００５３】図８は実施例２と実施例３とを組合せた場
合のもので、図８において、図５と対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例３
と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過さ
せるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点
であり、その他は実施例３と同様である。FIG. 8 shows a case where the second embodiment and the third embodiment are combined. In FIG. 8, parts corresponding to those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Example 3 above
The difference from the third embodiment is that a band pass filter (BPF) 206 that allows only the resonance frequency band of the LC filter to pass is added, and the rest is the same as the third embodiment.
【００５４】図８において、インバータ電流ＩA は、電
流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周波
数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA としている。[0054] In FIG 8, the inverter current I A is detected by the current detector 101 through a band-pass filter 206 for passing only the resonant frequency band of the LC filter, and input to the amplifier 205, the output of adder 303
Is subtracted by the adder / subtractor 302 from the output of
The output of No. 2 is a PWM voltage command VA .
【００５５】増幅器２０５は、上記実施例３と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタの共振周波数帯の成分をそのまま通過させるの
で、ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらな
い。一方、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では、
増幅器２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ
２０６により除去されているので、増幅器２０５の出力
は０となる。The amplifier 205 is similar to the third embodiment,
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. The band-pass filter 206 passes the component of the resonance frequency band of the LC filter as it is, so that there is no change in the damping improvement operation. On the other hand, in a band other than the resonance frequency of the LC filter,
Since the signal input to the amplifier 205 has been removed by the band-pass filter 206, the output of the amplifier 205 becomes zero.
【００５６】この構成では、上記実施例３と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制限回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下させ
るので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができるのに加
え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では
仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作するので、
電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降下分
（Ｒ×ＩA） を補償する必要がなく、電流制御系の応答
が改善される。[0056] In this configuration, in the same manner as in Example 3, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, instantaneous value limiting circuit of the inverter current I a 20
Exceeds the 7 setting, since the suspended the PWM voltage command V A *, so that does not flow the inverter current I A above the set value of the limiting circuit 207, in addition to being able to be limited to high speed, furthermore, LC filter In a band other than the resonance frequency of, the operation is performed so that the resistance value of the virtual resistor becomes zero.
The current control amplifier 203 is a voltage drop at the virtual resistance (R × I A) it is not necessary to compensate for, improves the response of the current control system.
【００５７】図９は実施例２と実施例４とを組合せた場
合のもので、図９において、図６と対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例４
と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過さ
せるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点
であり、その他は実施例４と同様である。FIG. 9 shows a case where the second embodiment and the fourth embodiment are combined. In FIG. 9, parts corresponding to those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Example 4 above
The difference from the fourth embodiment is that a band pass filter (BPF) 206 that allows only the resonance frequency band of the LC filter to pass is added.
【００５８】 図９において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０４
の出力であるコンデンサ３に発生すべき電圧指令ＶC *か
ら、加減算器３０２で減算され、加減算器３０２の出力
をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0058] In FIG 9, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101, and is input to the amplifier 205 through the band pass filter 206 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
Is subtracted by the adder / subtractor 302 from the voltage command V C * to be generated in the capacitor 3 which is the output of the capacitor 3, and the output of the adder / subtractor 302 is a PWM voltage command V A * .
【００５９】増幅器２０５は、上記実施例４と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。The amplifier 205 is similar to the fourth embodiment,
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the bandpass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is,
There is nothing different about the damping improvement operation.
On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, a signal input to the amplifier 205
, The output of the amplifier 205 becomes zero.
【００６０】この構成では、上記実施例４と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、交流電源４の電圧ＶB をフィードフォワード
することにより、電流制御増幅器はリアクトル５に印加
する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器の設
計が容易になるのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振
周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にする
ように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的な
抵抗での電圧降下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。[0060] In this configuration, similarly to the Example 4, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled by feed-forward voltage V B of the AC power source 4, a current control amplifier becomes only outputs a voltage component applied to the reactor 5, in addition to easier design of the current control amplifier, further , In a band other than the resonance frequency of the LC filter, the current control amplifier 203 operates so that the resistance value of the virtual resistor becomes 0, and the voltage drop at the virtual resistor (R × I A) it is not necessary to compensate for, improves the response of the current control system.
【００６１】図１０は実施例３と実施例４とを組合せた
場合のもので、図１０において、図５と対応する部分に
は同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施
例３と異なるのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４
を追加した点であり、その他は実施例３と同様である。FIG. 10 shows a case where the third embodiment and the fourth embodiment are combined. In FIG. 10, parts corresponding to those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the third embodiment is that the voltage detector 103 and the adder / subtractor 304 are different.
The other points are the same as in the third embodiment.
【００６２】図１０において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電
流指令ＩB *と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流ＩB との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧ＶL *を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧ＶB を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令ＶC *を得る。交流電源４の電圧ＶB をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でも、電流偏差をほぼ０にすることができる。In FIG. 10, current command value generating circuit 20
4 outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, the reactor 5 detected by the current command I B * and the current detector 102
Obtained from subtractor 301 the difference between the current I B of, to the current deviation to zero, obtaining the voltage V L * to be applied to the reactor 5 at a current control amplifier 203. On the other hand, a voltage V B of the AC power source 4 is detected by the voltage detector 103, adds the outputs of the voltage detector 103 of the current control amplifier 203 at subtractor 304, the voltage command V to be generated in the capacitor 3 Get C * . By feeding forward the voltage V B of the AC power supply 4, the current control amplifier
, And the current deviation can be reduced to almost zero by simple proportional control.
【００６３】この構成では、上記実施例３と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制御回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下させ
るので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができるのに加
え、さらに、交流電源４の電圧ＶB をフィードフォワー
ドすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に印
加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器の
設計が容易になる。[0063] In this configuration, in the same manner as in Example 3, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, the instantaneous value of the control circuit of the inverter current I a 20
Exceeds the 7 setting, since the suspended the PWM voltage command V A *, so that does not flow the inverter current I A above the set value of the limiting circuit 207, in addition to being able to be limited to high speed, furthermore, an AC power source the fourth voltage V B to the feedforward current control amplifier becomes only outputs a voltage component applied to the reactor 5, it is easy to design the current control amplifier.
【００６４】図１１は実施例２、実施例３と実施例４と
を組合せた場合のもので、図１１において、図１０と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１０の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は図１０の場合と同様
である。FIG. 11 shows a case where the second, third and fourth embodiments are combined. In FIG. 11, parts corresponding to those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. . What is different from the case of FIG. 10 is a band-pass filter (BPF) 2 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
06 is added, and the other points are the same as those in FIG.
【００６５】図１１において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0065] In FIG. 11, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101 and input to the amplifier 205 through the band-pass filter 206 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
Is subtracted by the adder / subtractor 302 from the output of
The output of No. 2 is a PWM voltage command V A * .
【００６６】増幅器２０５は、図１０の場合と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。The amplifier 205 is, as in the case of FIG.
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the bandpass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is,
There is nothing different about the damping improvement operation.
On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, a signal input to the amplifier 205
, The output of the amplifier 205 becomes zero.
【００６７】この構成では、図１０の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制限回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下させ
るので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができ、交流電
源４の電圧ＶB をフィードフォーワードすることによ
り、電流制御増幅器はリアクトル５に印加する電圧分を
出力するだけとなり、電流制御増幅器の設計が容易にな
るのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の
帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作す
るので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧
降下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がなく、電流制御系
の応答が改善される。[0067] In this configuration, as in the case of FIG. 10, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, instantaneous value limiting circuit of the inverter current I a 20
Exceeds the 7 setting, since the suspended the PWM voltage command V A *, so that does not flow the inverter current I A above the set value of the limiting circuit 207, can be limited to a high speed, the voltage V B of the AC power source 4 Feed-forwards, the current control amplifier only outputs the voltage applied to the reactor 5, which facilitates the design of the current control amplifier, and furthermore, makes the current control amplifier virtual in a band other than the resonance frequency of the LC filter. The current control amplifier 203 does not need to compensate for the voltage drop (R × I A ) at the virtual resistor, thereby improving the response of the current control system. Is done.
【００６８】図１２は実施例２と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１２において、図１１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実
施例５と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ
通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加
した点であり、その他は実施例５と同様である。FIG. 12 shows a case where the second embodiment and the fifth embodiment are combined. In FIG. 12, parts corresponding to those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the fifth embodiment is that a bandpass filter (BPF) 206 that allows only the resonance frequency band of the LC filter to pass is added, and the other points are the same as the fifth embodiment.
【００６９】図１２において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電圧制御増幅器
２０９の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算
器３０２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0069] In FIG. 12, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101 and input to the amplifier 205 through the band pass filter 206 that passes only the resonance frequency band of the LC filter. The output is subtracted from the output of the voltage control amplifier 209 by the adder / subtractor 302, Is the PWM voltage command VA * .
【００７０】増幅器２０５は、上記実施例９と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。The amplifier 205 is similar to the ninth embodiment,
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the bandpass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is,
There is nothing different about the damping improvement operation.
On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, a signal input to the amplifier 205
, The output of the amplifier 205 becomes zero.
【００７１】この構成では、上記実施例５と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振
周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にする
ように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的な
抵抗での電圧加工分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。[0071] In this configuration, similarly to the Example 5, is connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. Since the current can be controlled and the voltage control amplifier 209 operates so as to eliminate the influence of disturbance on the current control system, the current can be controlled with high accuracy. since operating a resistance value of Do resistance to zero, the current control amplifier 203 does not need to compensate for the voltage processing portion of a virtual resistor (R × I a), response of the current control system There is improved.
【００７２】図１３は実施例３と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１３において、図１１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実
施例５と異なるのは、制限回路２０７、伝達関数Ｚ
（Ｓ）２０８、加減算器３０３を追加した点であり、そ
の他は実施例５と同様である。FIG. 13 shows a case where the third embodiment and the fifth embodiment are combined. In FIG. 13, parts corresponding to those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the fifth embodiment is that the limiting circuit 207 and the transfer function Z
(S) 208, and the addition of the adder / subtractor 303 is the same as in the fifth embodiment.
【００７３】図１３において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出され、制限回路２０７に入
力される。制限回路２０７は、最大インバータ電流が設
定されており、インバータ電流瞬時値が正の設定値以上
または負の設定値以下の場合は、インバータ電流瞬時値
から設定値を減じた値が制限回路２０７より出力され
る。制限回路２０７の出力は、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８
を介して、電圧制御増幅器２０９の出力から加減算器３
０３で減算される。この加減算器３０３の出力から、さ
らに増幅器２０５の出力が加減算器３０２で減算され、
ＰＷＭ電圧指令ＶA *を得る。従って、コンデンサ３の短
絡などが発生して、インバータ電流ＩA が制限回路２０
７の設定値以上になると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *は垂下
し、インバータ出力電圧ＶA も垂下する。インバータ出
力電圧ＶA が垂下すれば、インバータ電流ＩA も減少
し、インバータは過電流から保護される。すなわち、伝
達関数Ｚ（Ｓ）２０８は、インバータ１をコンデンサ３
側からみたときに、設定値以上のインバータ電流ＩA が
流れた場合のみ、仮想的なインピーダンスとして現れ、
インバータ出力電圧ＶA を垂下させるよう動作する。従
って、もし伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８の絶対値｜Ｚ（Ｓ）
｜が無限大であれば、インバータ電流ＩA が設定値を越
えると、ＰＷＭの応答で無限大のインピーダンスが現
れ、インバータ電流ＩA が設定値以下になるまで、イン
バータ出力電圧ＶA が垂下する。実際には、｜Ｚ（Ｓ）
｜は有限であるので、インバータ電流ＩA は、設定値を
若干越えた値となるが、｜Ｚ（Ｓ）｜を十分に大きくす
ることで、実用上問題ない。[0073] In FIG. 13, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101 and input to the limiting circuit 207. The limiting circuit 207 sets a maximum inverter current. When the inverter instantaneous value is equal to or more than a positive set value or equal to or less than a negative set value, a value obtained by subtracting the set value from the inverter current instantaneous value is obtained from the limit circuit 207. Is output. The output of the limiting circuit 207 is a transfer function Z (S) 208
From the output of the voltage controlled amplifier 209 via the adder / subtractor 3
03 is subtracted. From the output of the adder / subtractor 303, the output of the amplifier 205 is further subtracted by the adder / subtractor 302.
Obtain the PWM voltage command VA * . Thus, short circuit of the capacitor 3 occurs, the inverter current I A is limiting circuit 20
When the value exceeds 7, the PWM voltage command VA * drops, and the inverter output voltage VA also drops. If the inverter output voltage V A is suspended, also decreases the inverter current I A, the inverter is protected from overcurrent. That is, the transfer function Z (S) 208 indicates that the inverter 1
When viewed from the side, if the set value or more inverter current I A flows only appear as a virtual impedance,
The operation is performed so that the inverter output voltage VA is drooped. Therefore, if the absolute value of the transfer function Z (S) 208 | Z (S)
| If is infinite, the inverter current I A exceeds the set value, infinite impedance appears in PWM response, until the inverter current I A becomes less than the set value, the inverter output voltage V A droops . In practice, | Z (S)
| Since is finite, the inverter current I A is made slightly value exceeds the set value, | Z (S) | a by sufficiently large, no practical problem.
【００７４】この構成では、上記実施例５と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、インバータ電流ＩA
の瞬時値が制限回路２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ
電圧指令ＶA *を垂下させるので、インバータ電流ＩA を
制限回路２０７の設定値以上流さないよう、高速に制限
することができる。[0074] In this configuration, similarly to the Example 5, is connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, since the voltage controlled amplifier 209 operates so as to remove the influence of the disturbance to the current control system, in addition to being able to control the current with high accuracy, further, the inverter current I a
PWM exceeds the set value of the limiting circuit 207, the PWM
Since the suspended voltage command V A *, so that does not flow the inverter current I A above the set value of the limiting circuit 207 can be limited to a high speed.
【００７５】図１４は実施例２、実施例３と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１４において、図１３と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１３の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は実施例１１と同様で
ある。FIG. 14 shows a case in which the second, third and fifth embodiments are combined. In FIG. 14, the same reference numerals are given to portions corresponding to those in FIG. 13, and detailed description thereof will be omitted. . What is different from the case of FIG. 13 is a band-pass filter (BPF) 2 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
06 is the same as that of the eleventh embodiment.
【００７６】 図１４において、インバータ電流ＩA
は、電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共
振周波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を
通して、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３
０３の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。In FIG. 14, the inverter current I A
Is input to an amplifier 205 through a band-pass filter 206 that detects only the current detected by the current detector 101 and passes only the resonance frequency band of the LC filter.
03 is subtracted by the adder / subtractor 302, and the output of the adder / subtractor 302 is set as a PWM voltage command VA * .
【００７７】増幅器２０５は、図１３の場合と同様に、
ＶC*からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。The amplifier 205 is, as in the case of FIG.
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the bandpass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is,
There is nothing different about the damping improvement operation.
On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, a signal input to the amplifier 205
, The output of the amplifier 205 becomes zero.
【００７８】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制限回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下
させるので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができるの
に加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域
では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作するの
で、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降下
分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がなく、電流制御系の応
答が改善される。[0078] In this configuration, as in the case of FIG. 13, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, since the voltage controlled amplifier 209 operates so as to remove the influence of the disturbance to the current control system can control the current with high accuracy, the instantaneous value of the inverter current I a exceeds the set value of the limiting circuit 207 If, since the suspended the PWM voltage command V a *, so that does not flow the inverter current I a above the set value of the limiting circuit 207, in addition to being able to be limited to high speed, and further, Since a band other than the resonance frequency of the C filter operates to make the resistance value of the virtual resistor to 0, the current control amplifier 203 is required to compensate for the voltage drop at virtual resistance (R × I A) And the response of the current control system is improved.
【００７９】図１５は実施例４と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１５において、図７と対応する部分に
は同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施
例５と異なるのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４
を追加した点であり、その他は実施例５と同様である。FIG. 15 shows a case in which the fourth and fifth embodiments are combined. In FIG. 15, parts corresponding to those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The difference from the fifth embodiment is that the voltage detector 103 and the adder / subtractor 304 are different.
Are added, and the rest is the same as the fifth embodiment.
【００８０】図１５において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電
流指令ＩB *と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流ＩB との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧ＶL *を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧ＶB を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令ＶC *を得る。交流電源４の電圧ＶB をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でもよい。Referring to FIG. 15, current command value generating circuit 20
4 outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, the reactor 5 detected by the current command I B * and the current detector 102
Obtained from subtractor 301 the difference between the current I B of, to the current deviation to zero, obtaining the voltage V L * to be applied to the reactor 5 at a current control amplifier 203. On the other hand, a voltage V B of the AC power source 4 is detected by the voltage detector 103, adds the outputs of the voltage detector 103 of the current control amplifier 203 at subtractor 304, the voltage command V to be generated in the capacitor 3 Get C * . By feeding forward the voltage V B of the AC power supply 4, the current control amplifier
, Only the voltage to be applied is output, and simple proportional control may be used.
【００８１】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、交流電源４の電圧Ｖ
B をフィードフォーワードすることにより、電流制御増
幅器はリアクトル５に印加する電圧分を出力するだけと
なり、電流制御増幅器の設計が容易になる。[0081] In this configuration, as in the case of FIG. 13, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. Since the current can be controlled and the voltage control amplifier 209 operates so as to eliminate the influence of disturbance on the current control system, the current can be controlled with high accuracy.
By feeding forward B , the current control amplifier only outputs the voltage applied to the reactor 5, and the design of the current control amplifier becomes easy.
【００８２】図１６は実施例２、実施例４と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１６において、図１５と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１５の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は図１５の場合と同様
である。FIG. 16 shows a case in which the second, fourth and fifth embodiments are combined. In FIG. 16, parts corresponding to those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. . What is different from the case of FIG. 15 is a band-pass filter (BPF) 2 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
06 is added, and the other points are the same as those in FIG.
【００８３】図１６において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電圧制御増幅器
２０９の出力から加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0083] In FIG. 16, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101 and input to the amplifier 205 through the band pass filter 206 that passes only the resonance frequency band of the LC filter, and the output is subtracted from the output of the voltage control amplifier 209 by the adder / subtractor 302. The output is a PWM voltage command VA * .
【００８４】増幅器２０５は、図１５の場合と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。The amplifier 205 is, as in the case of FIG.
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the bandpass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is,
There is nothing different about the damping improvement operation.
On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, a signal input to the amplifier 205
, The output of the amplifier 205 becomes zero.
【００８５】この構成では、図１５の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、交流電源４の電圧ＶB をフィードフォワ
ードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に
印加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器
の設計が容易になるのに加え、さらにＬＣフィルタの共
振周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にす
るように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的
な抵抗での電圧降下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。[0085] In this configuration, as in the case of FIG. 15, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, since the voltage controlled amplifier 209 operates so as to remove the influence of the disturbance to the current control system can control the current with high accuracy, by feed-forward voltage V B of the AC power source 4, a current control The amplifier only outputs the voltage applied to the reactor 5, which facilitates the design of the current control amplifier, and furthermore, the band other than the resonance frequency of the LC filter. In so operating a virtual resistance value of the resistor to zero, the current control amplifier 203 does not need to compensate for the voltage drop at virtual resistance (R × I A), the response of the current control system Is improved.
【００８６】図１７は実施例３、実施例４と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１７において、図１３と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。上記実施例１１と異なるのは、電圧検出器１０３、
加減算器３０４を追加した点であり、その他は図１３と
同様である。FIG. 17 shows a case in which the third, fourth and fifth embodiments are combined. In FIG. 17, parts corresponding to those in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. . The difference from the eleventh embodiment is that the voltage detector 103,
The addition of an adder / subtractor 304 is the same as that of FIG.
【００８７】図１７において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令ＩB *を出力し、この電
流指令ＩB *と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流ＩB との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧ＶL *を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧ＶB を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令ＶC *を得る。交流電源４の電圧ＶB をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でもよい。In FIG. 17, current command value generating circuit 20
4 outputs a current command I B * flowing through the reactor 5, the reactor 5 detected by the current command I B * and the current detector 102
Obtained from subtractor 301 the difference between the current I B of, to the current deviation to zero, obtaining the voltage V L * to be applied to the reactor 5 at a current control amplifier 203. On the other hand, a voltage V B of the AC power source 4 is detected by the voltage detector 103, adds the outputs of the voltage detector 103 of the current control amplifier 203 at subtractor 304, the voltage command V to be generated in the capacitor 3 Get C * . By feeding forward the voltage V B of the AC power supply 4, the current control amplifier
, Only the voltage to be applied is output, and simple proportional control may be used.
【００８８】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制限回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下
させるので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができるの
に加え、さらに、交流電源４の電圧ＶB をフィードフォ
ーワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル
５に印加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増
幅器の設計が容易となる。[0088] In this configuration, as in the case of FIG. 13, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, since the voltage controlled amplifier 209 operates so as to remove the influence of the disturbance to the current control system can control the current with high accuracy, the instantaneous value of the inverter current I a exceeds the set value of the limiting circuit 207 If, since the suspended the PWM voltage command V a *, so that does not flow the inverter current I a above the set value of the limiting circuit 207, in addition to being able to be limited to high speed, and further, By feedforward voltage V B of the flow supply 4, the current control amplifier becomes only outputs a voltage component applied to the reactor 5, it is easy to design the current control amplifier.
【００８９】図１８は実施例２、実施例３、実施例４と
実施例５とを組合せた場合のもので、図１８において、
図１７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説
明は省略する。図１７の場合と異なるのは、ＬＣフィル
タの共振周波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２０６を追加した点であり、その他は図１７
の場合と同様である。FIG. 18 shows a case where the second, third, fourth, and fifth embodiments are combined. In FIG.
Parts corresponding to those in FIG. 17 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. 17 is different from FIG. 17 in that a band-pass filter (BPF) 206 that allows only the resonance frequency band of the LC filter to pass is added.
Is the same as
【００９０】図１８において、インバータ電流ＩA は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令ＶA *としている。[0090] In FIG. 18, the inverter current I A is
The current is detected by the current detector 101 and input to the amplifier 205 through the band-pass filter 206 that passes only the resonance frequency band of the LC filter.
Is subtracted by the adder / subtractor 302 from the output of
The output of No. 2 is a PWM voltage command V A * .
【００９１】増幅器２０５は、図１７の場合と同様に、
ＶC *からＶC までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのま通過させるので、ダ
ンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。一
方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器２
０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６に
より除去されているので、増幅器２０５の出力は０とな
る。The amplifier 205 is, as in the case of FIG.
It has a circuit to improve the damping of the transfer function from V C * to V C. Since the band-pass filter 206 passes the component of the LC filter resonance frequency band as it is, there is no change in the operation of improving the damping. On the other hand, in a band other than the LC filter resonance frequency, the amplifier 2
Since the signal input to 05 has been removed by the bandpass filter 206, the output of the amplifier 205 becomes zero.
【００９２】この構成では、図１７の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、ＶC *から
ＶC までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流ＩA の瞬時値が制御回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令ＶA *を垂下
させるので、インバータ電流ＩA を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができ、交
流電源４の電圧ＶB をフィードフォワードすることによ
り、電流制御増幅器はリアクトル５に印加する電圧分を
出力するだけとなり、電流制御増幅器の設計が容易にな
るのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の
帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作す
るので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧
降下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要がなく、電流制御系
の応答が改善される。[0092] In this configuration, as in the case of FIG. 17, are connected in series to the virtual resistance reactor 2, to improve the damping of the transfer function from V C * to V C, special for the resonance of the LC filter And it is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the AC power supply and the converter through the LC filter, and the current flows directly between the AC power supply and the converter. current can be controlled, since the voltage controlled amplifier 209 operates so as to remove the influence of the disturbance to the current control system can control the current with high accuracy, the instantaneous value of the inverter current I a exceeds the set value of the control circuit 207 If, since the suspended the PWM voltage command V a *, so that does not flow the inverter current I a above the set value of the limiting circuit 207, it can be limited to a high speed, the voltage V B of the AC power source 4 Feed-forwards, the current control amplifier only outputs the voltage applied to the reactor 5, which facilitates the design of the current control amplifier, and furthermore, virtually operates in a band other than the resonance frequency of the LC filter. The current control amplifier 203 does not need to compensate for the voltage drop (R × I A ) at the virtual resistor, so that the response of the current control system is improved. You.
【００９３】[0093]
【発明の効果】以上のように、第１発明によれば、仮想
的な抵抗がリアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタ
のダンピングが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特
別な考慮が不要となり、交流電源と変換器間に流れる電
流を制御するために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬ
Ｃフィルタを介して出力することが容易となり、直接、
交流電源と変換器間に流れる電流を制御できる効果があ
る。As described above, according to the first aspect, a virtual resistor is connected in series to the reactor, the damping of the LC filter is improved, and no special consideration is required for the resonance of the LC filter. The converter sets the capacitor voltage necessary for controlling the current flowing between the power supply and the converter to L.
It becomes easy to output through C filter,
This has the effect of controlling the current flowing between the AC power supply and the converter.
【００９４】また、第２発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、ＬＣフィ
ルタの共振周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値
を０にするように動作するので、電流制御増幅器は仮想
的な抵抗での電圧降下分（Ｒ×ＩA） を補償する必要が
なく、電流制御系の応答が改善される効果がある。According to the second aspect of the present invention, a virtual resistor is connected in series with the reactor, damping of the LC filter is improved, and special consideration for resonance of the LC filter is not required. It is easy for the converter to output the capacitor voltage required to control the current flowing through the LC filter through the LC filter. In addition to being able to directly control the current flowing between the AC power supply and the converter, the resonance of the LC filter In a band other than the frequency, the operation is performed so that the resistance value of the virtual resistor is set to 0. Therefore, the current control amplifier does not need to compensate for the voltage drop (R × I A ) at the virtual resistor. This has the effect of improving the response of the system.
【００９５】また、第３発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、インバー
タ電流ＩA の瞬時値が制限回路の設定値を越えると、Ｐ
ＷＭ電圧指令ＶA *を垂下させるので、インバータ電流Ｉ
A を制限回路の設定値以上流さないよう、高速に制限す
ることができる効果がある。According to the third aspect of the invention, a virtual resistor is connected in series to the reactor, damping of the LC filter is improved, and special consideration for resonance of the LC filter is not required. converter capacitor voltage necessary for controlling the current flowing through it becomes easy to output via the LC filter, directly, in addition to being able to control the current flowing between the AC power source and the converter, the inverter current I a When the instantaneous value of
Since the WM voltage command VA * drops, the inverter current I
That does not flow more than the set value of the limiting circuit A, there is an effect that can be limited to a high speed.
【００９６】また、第４発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、交流電源
の電圧ＶB をフィードフォワードすることにより、電流
制御増幅器はリアクトルに印加する電圧分を出力するだ
けとなり、電流制御増幅器の設計が容易になる効果があ
る。According to the fourth invention, a virtual resistor is connected in series to the reactor, damping of the LC filter is improved, and special consideration for resonance of the LC filter is not required. It is easy for the converter to output the capacitor voltage necessary to control the current flowing through the LC filter, and the current flowing between the AC power supply and the converter can be directly controlled. by feedforward the V B, the current control amplifier becomes only outputs a voltage component applied to the reactor, there is an effect that it becomes easy to design the current control amplifier.
【００９７】また、第５発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、電圧制御
増幅器が電流制御系に対する外乱の影響を除去するよう
に動作するので、高精度に電流を制御できる効果があ
る。According to the fifth aspect of the present invention, a virtual resistor is connected in series with the reactor, damping of the LC filter is improved, and special consideration for resonance of the LC filter is not required. It is easy for the converter to output the capacitor voltage required to control the current flowing through the LC filter through the LC filter. In addition to being able to directly control the current flowing between the AC power supply and the converter, the voltage control amplifier Since the operation is performed to remove the influence of disturbance on the current control system, there is an effect that the current can be controlled with high accuracy.
【００９８】なお、第２発明〜第５発明を組合せれば、
組合せた各発明の効果がそれぞれ発揮できる。By combining the second to fifth inventions,
The effects of the combined inventions can be exhibited.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】第１発明に係る実施例１を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment according to the first invention.
【図２】本発明に用いる変換器の実施例を示す回路図で
ある。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of a converter used in the present invention.
【図３】第１発明の動作原理を説明するブロック図であ
る。FIG. 3 is a block diagram illustrating the operation principle of the first invention.
【図４】第２発明に係る実施例２を示すブロック図であ
る。FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment according to the second invention.
【図５】第３発明に係る実施例３を示すブロック図であ
る。FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment according to the third invention.
【図６】第４発明に係る実施例４を示すブロック図であ
る。FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment according to the fourth invention.
【図７】第５発明に係る実施例５を示すブロック図であ
る。FIG. 7 is a block diagram showing a fifth embodiment according to the fifth invention.
【図８】第２発明と第３発明を組合せた場合の示すブロ
ック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a case where the second invention and the third invention are combined.
【図９】第２発明と第４発明を組合せた場合の示すブロ
ック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a case where the second invention and the fourth invention are combined.
【図１０】第３発明と第４発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a case where the third invention and the fourth invention are combined.
【図１１】第２発明、第３発明と第４発明を組合せた場
合の示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a case where the second invention, the third invention, and the fourth invention are combined.
【図１２】第２発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing a case where the second invention and the fifth invention are combined.
【図１３】第３発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a case where the third invention and the fifth invention are combined.
【図１４】第２発明、第３発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram showing a case where the second invention, the third invention, and the fifth invention are combined.
【図１５】第４発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。FIG. 15 is a block diagram showing a case where the fourth invention and the fifth invention are combined.
【図１６】第２発明、第４発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。FIG. 16 is a block diagram showing a case where the second invention, the fourth invention, and the fifth invention are combined.
【図１７】第３発明、第４発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。FIG. 17 is a block diagram showing a case where the third invention, the fourth invention, and the fifth invention are combined.
【図１８】第２発明、第３発明、第４発明と第５発明を
組合せた場合の示すブロック図である。FIG. 18 is a block diagram showing a case where the second, third, fourth, and fifth inventions are combined.
【図１９】本発明に用いる他の変換器の実施例を示す回
路図である。FIG. 19 is a circuit diagram showing an embodiment of another converter used in the present invention.
【図２０】従来方式の構成を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a conventional system.
【図２１】ＰＷＭ変調回路を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram illustrating a PWM modulation circuit.
【図２２】従来方式の構成を示すブロック図である。FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of a conventional system.
１ インバータ主回路 ２、５ リアクトル ３、６ コンデンサ ４ 交流電源 ７ 負荷 １０１、１０２ 電流検出器 １０３、０１４ 電圧検出器 ２０１ ドライブ回路 ２０２ ＰＷＭ変調回路 ２０３ 電流制御増幅器 ２０４ 電流指令値発生回路 ２０５ 増幅器 ２０６ バンドパスフィルタ ２０７ 制限回路 ２０８ 伝達関数Ｚ（Ｓ） ２０９ 電圧制御増幅器 ３０１〜３０５ 加減算器 ７０１、７０２ 電流検出器 ７０３ 電圧検出器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Inverter main circuit 2, 5 Reactor 3, 6 Capacitor 4 AC power supply 7 Load 101, 102 Current detector 103, 014 Voltage detector 201 Drive circuit 202 PWM modulation circuit 203 Current control amplifier 204 Current command value generation circuit 205 Amplifier 206 Band Pass filter 207 Limiting circuit 208 Transfer function Z (S) 209 Voltage control amplifier 301-305 Adder / subtractor 701, 702 Current detector 703 Voltage detector
Claims (5)
有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変換器の制
御回路であって、 上記パルス幅変調電力変換器は 第１のリアクタンス成分
とコンデンサとを有する出力フィルタを備え、該出力フ
ィルタの一端を第２のリアクタンス成分を介して交流電
源に接続し、電流指令値と上記第２のリアクタンス成分
を流れる電流の偏差に基づいて生成する電圧制御信号か
ら、上記第１のリアクタンス成分に流れる電流に所定の
ゲインを乗じて生成する信号を減算して、この減算結果
から出力電圧指令信号を生成するパルス幅変調電力変換
器の制御回路。An arbitrary waveform is controlled by opening and closing control of an electric valve.
Of Pulse Width Modulated Power Converter to Generate AC Power
A control circuit, wherein the pulse width modulated power converter includes an output filter having a first reactance component and a capacitor, and one end of the output filter is connected to an AC power supply via a second reactance component, and Command value and the second reactance component
Voltage control signal generated based on the deviation of the current flowing through the
From the current flowing through the first reactance component,
The signal generated by multiplying the gain is subtracted, and the subtraction result
Control circuit for a pulse width modulated power converter that generates an output voltage command signal from the controller.
有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変換器の制
御回路であって、 上記パルス幅変調電力変換器は 第１のリアクタンス成分
とコンデンサとを有する出力フィルタを備え、該出力フ
ィルタの一端を第２のリアクタンス成分を介して交流電
源に接続し、電流指令値と上記第２のリアクタンス成分
を流れる電流の偏差に基づいて生成する電圧制御信号か
ら、上記第１のリアクタンス成分に流れる電流に所定の
ゲインを乗じ特定の周波数帯成分のみを通過させるフィ
ルタを介して生成する信号を減算し、この減算結果から
出力電圧指令信号を生成するパルス幅変調電力変換器の
制御回路。2. An arbitrary waveform is controlled by opening and closing control of an electric valve.
Of Pulse Width Modulated Power Converter to Generate AC Power
A control circuit, wherein the pulse width modulated power converter includes an output filter having a first reactance component and a capacitor, and one end of the output filter is connected to an AC power supply via a second reactance component, and Command value and the second reactance component
Voltage control signal generated based on the deviation of the current flowing through the
From the current flowing through the first reactance component,
A filter that multiplies the gain and passes only specific frequency band components
Signal generated through the filter, and subtract
A control circuit of a pulse width modulation power converter that generates an output voltage command signal .
有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変換器の制
御回路であって、 上記パルス幅変調電力変換器は 第１のリアクタンス成分
とコンデンサとを有する出力フィルタを備え、該出力フ
ィルタの一端を第２のリアクタンス成分を介して交流電
源に接続し、電流指令値と上記第２のリアクタンス成分
を流れる電流の偏差に基づいて生成する電圧制御信号か
ら、上記第１のリアクタンス成分に流れる電流に所定の
ゲインを乗じ特定の周波数帯成分のみを通過させるフィ
ルタを介して生成する信号と、上記第１のリアクタンス
成分に流れる所定の設定値を超える電流に応じた信号と
を減算し、この減算結果から出力電圧指令信号を生成す
るパルス幅変調電力変換器の制御回路。3. An arbitrary waveform can be generated by opening / closing control of an electric valve.
Of Pulse Width Modulated Power Converter to Generate AC Power
A control circuit, wherein the pulse width modulated power converter includes an output filter having a first reactance component and a capacitor, and one end of the output filter is connected to an AC power supply via a second reactance component, and Command value and the second reactance component
Voltage control signal generated based on the deviation of the current flowing through the
From the current flowing through the first reactance component,
A filter that multiplies the gain and passes only specific frequency band components
And the first reactance.
A signal corresponding to the current flowing through the
And an output voltage command signal is generated from the subtraction result.
Control circuit for a pulse width modulated power converter.
有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変換器の制
御回路であって、 上記パルス幅変調電力変換器は 第１のリアクタンス成分
とコンデンサとを有する出力フィルタを備え、該出力フ
ィルタの一端を第２のリアクタンス成分を介して交流電
源に接続し、電流指令値と上記第２のリアクタンス成分
を流れる電流の偏差に基づいて生成する電圧制御信号か
ら、上記第１のリアクタンス成分に流れる電流に所定の
ゲインを乗じて生成する信号を減算し、かつ上記交流電
源の電圧に応じた信号を加算し、この演算結果から出力
電圧指令信号を生成するパルス幅変調電力変換器の制御
回路。4. An arbitrary waveform is controlled by opening / closing control of an electric valve.
Of Pulse Width Modulated Power Converter to Generate AC Power
A control circuit, wherein the pulse width modulated power converter includes an output filter having a first reactance component and a capacitor, and one end of the output filter is connected to an AC power supply via a second reactance component, and Command value and the second reactance component
Voltage control signal generated based on the deviation of the current flowing through the
From the current flowing through the first reactance component,
Subtract the signal generated by multiplying the gain, and
Adds the signal according to the source voltage and outputs the result
A control circuit for a pulse width modulation power converter that generates a voltage command signal .
有する交流電力を生成するパルス幅変調電力変換器の制
御回路であって、 上記パルス幅変調電力変換器は 第１のリアクタンス成分
とコンデンサとを有する出力フィルタを備え、該出力フ
ィルタの一端を第２のリアクタンス成分を介して交流電
源に接続し、電流指令値と上記第２のリアクタンス成分
を流れる電流の偏差に基づいて生成する第１の電圧制御
信号と上記コンデンサの印加電圧に応じた信号との偏差
から第２の電圧制御信号を生成し、この第２の電圧制御
信号から上記第１のリアクタンス成分に流れる電流に所
定のゲインを乗じて生成する信号を減算し、この演算結
果から出力電圧指令信号を生成するパルス幅変調電力変
換器の制御回路。5. An arbitrary waveform is controlled by opening and closing control of an electric valve.
Of Pulse Width Modulated Power Converter to Generate AC Power
A control circuit, wherein the pulse width modulation power converter includes an output filter having a first reactance component and a capacitor, and one end of the output filter is connected to an AC power supply via a second reactance component , Command value and the second reactance component
Voltage control based on deviation of current flowing through
Deviation between the signal and the signal according to the voltage applied to the capacitor
And generates a second voltage control signal from the second voltage control signal.
The current flowing from the signal to the first reactance component
The signal generated by multiplying by a constant gain is subtracted,
A control circuit for a pulse width modulated power converter that generates an output voltage command signal from the result .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5278560A JP2914127B2 (en) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | Control circuit of pulse width modulation power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5278560A JP2914127B2 (en) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | Control circuit of pulse width modulation power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07135778A JPH07135778A (en) | 1995-05-23 |
| JP2914127B2 true JP2914127B2 (en) | 1999-06-28 |
Family
ID=17598969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5278560A Expired - Lifetime JP2914127B2 (en) | 1993-11-08 | 1993-11-08 | Control circuit of pulse width modulation power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2914127B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5664589B2 (en) * | 2012-04-20 | 2015-02-04 | 株式会社安川電機 | Power regeneration converter and power converter |
| JP6831565B2 (en) * | 2017-02-22 | 2021-02-17 | 国立大学法人広島大学 | Single-phase pseudo-synchronization power inverter and its controller |
-
1993
- 1993-11-08 JP JP5278560A patent/JP2914127B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07135778A (en) | 1995-05-23 |
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