JP6825598B2 - 移動体レーダ受信機 - Google Patents

Description

本発明は、移動体に搭載される移動体レーダ受信機に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置から物標までの距離と相対速度を測定する技術が注目されている。例えば出願人は、自装置から物標までの距離と相対速度を測定する装置として移動体レーダ装置を提案している。

この種の移動体レーダ装置の受信機は、ダイレクトコンバージョン方式を用いているものがあり、この構成では、ダウンコンバータ、ハイパスフィルタ、及びアンプを備え、ダウンコンバータによりダウンコンバートされた後、ハイパスフィルタを通じて信号処理され、アンプにより信号を増幅する。この技術は、特許文献１、２に開示されている。

特許文献１記載の技術によれば、多段接続された増幅器がベースバンド信号を増幅し、初段の増幅器の帰還路中にハイパスフィルタを備えている。この特許文献１記載の技術によれば、ミキサ直後の増幅器の出力により妨害波やスプリアスを抽出し、負帰還をかけることで利得を増加させている。これによりＳ／Ｎを向上できる。

特開２０１１−６６８３６号公報 特開２０１０−２０６５０６号公報

移動体レーダ受信機は、対象物に反射したレーダ波を高周波入力に受信することで移動体自身と対象物との間の距離と相対速度を測定可能にするが、遠方（例えば、数百ｍ）から近傍（例えば、数十ｃｍ）にかけての幅広い距離と相対速度に位置するターゲットからの反射レーダ波を受信してもこの距離と相対速度を測定可能にすることが必要とされる。

このため移動体レーダ受信機は、遠方から到来する弱シグナルレベルの信号を増幅処理しつつ、近傍から到来する強シグナルレベルの信号を処理することが望ましい。しかし、近年の半導体集積回路装置の内部電源電圧を用いて、遠方及び近傍から到来する信号を同様の増幅度により処理すると、特に近傍から到来する信号を増幅した電圧振幅が電源電圧を超えてしまうため望ましくない。

例えば、特許文献１の構成を採用すると、増幅器の出力により妨害波、スプリアスを抽出しているが、電源電圧を超える振幅では回路が動作せず、ダイナミックレンジを必要なだけ確保できないという問題がある。また特許文献２に示されるように、ＡＣ結合型のフィルタをカスケード接続する構成も提案されている。この構成においては、信号が増幅器に入力される前にフィルタにより妨害波の電力をカットできるため、電源電圧を超えても動作可能になる。しかし、移動体レーダ装置では、必要なカットオフ周波数が低周波よりであるため、高ダイナミックレンジのフィルタを実現しつつ雑音特性を確保するためには、ハイパスフィルタの抵抗を小さくしつつ容量を大きくしなければならず、大きな面積の容量が必要になり、小型化、高集積化に不向きとなる。
本開示の目的は、ダイナミックレンジを広くしながら、小型化、高集積化できるようにしたフィルタを備える移動体レーダ受信機を提供することにある。

請求項１記載の発明は、高周波入力信号にローカル信号を混合することでダウンコンバートするダウンコンバータと、ダウンコンバータのダウンコンバート出力を濾波しながら増幅するハイパスフィルタ付きの増幅器と、を備えるダイレクトコンバージョン受信機を備え、この受信信号により移動体自身と対象物との間の距離と相対速度を測定するための移動体レーダ受信機を対象としている。この増幅器は、ダウンコンバータの後段にパッシブタイプの第１ハイパスフィルタを備え、第１ハイパスフィルタの後段にアクティブタイプの第２ハイパスフィルタを備える。

パッシブタイプの第１ハイパスフィルタがダウンコンバータの後段に備えられることで、電源電圧を超えることなく、広い周波数範囲で入力パワーに対する出力パワーを線形性良く変化させることができ、高ダイナミックレンジのフィルタを実現できる。しかも、アクティブタイプの第２ハイパスフィルタが第１ハイパスフィルタの後段に備えられるため、帰還部に備えられる容量を小さくしつつ抵抗を大きく設定できるようになり、これにより実装面積を削減でき、小型化、高集積化できる。

第１実施形態における移動体レーダ装置の電気的構成図 周波数変調方式の説明図のその１ 周波数変調方式の説明図のその２ 送信機がレーダ送信波を出力してから受信機が信号を受信するまでの時間、送信周波数、及び受信周波数の関係性の説明図 対象物との間の距離と、中間周波数、電圧振幅との関係を概略的に示す特性図 一定のゲインで増幅した場合の入力電力に対するダウンコンバート後の中間周波数信号の特性図 第１実施形態の変形例における移動体レーダ装置の電気的構成図 ハイパスフィルタ付き増幅器を用いた場合のダウンコンバート後の中間周波数信号の特性図 二次アクティブフィルタの比較構成例 アクティブフィルタの特性の実測結果 中間周波数帯における入出力パワー特性のシミュレーション結果 中間周波数帯におけるゲイン−入力電力特性のシミュレーション結果 パッシブフィルタとアクティブフィルタとを二段に接続したハイパスフィルタの入出力パワー特性 パッシブフィルタとアクティブフィルタとを二段に接続したハイパスフィルタのゲイン−入力特性 第２実施形態における移動体レーダ装置の電気的構成図 第３実施形態における説明図であり、カットオフ周波数と可変抵抗との関係性を示す説明図 出荷時におけるカットオフ周波数の補正処理を示すフローチャート カットオフ周波数をキャリブレーション補正する場合の処理内容を示すフローチャート

以下、移動体レーダ受信機の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、下記の実施形態において同一又は類似する構成には、符号の十の位と一の位とに同一符号を付して説明を行っている。

（第１実施形態）
図１から図１３は、第１実施形態の説明図を示している。図１は、移動体レーダ装置１の電気的構成を概略的に示している。この移動体レーダ装置１は、ＭＣＵ（Micro Control Unit：又はＭＰＵ（Micro Processing Unit））２と、ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）による半導体集積回路装置３とを接続して構成されており、移動体（例えば車両：移動体自身相当）に搭載される。ＭＣＵ２は、不揮発性メモリ及び揮発性メモリ等のメモリ４を備え、半導体集積回路装置３との間でシリアル通信可能に接続されている。

半導体集積回路装置３は、送信機５、受信機（移動体レーダ受信機相当）６、及びデジタル制御部７を主に備える。デジタル制御部７は、ロジック回路８、レジスタバンク９、レジスタバンクインタフェース１０、ＳＲＡＭコントローラ１１、ＳＲＡＭ１２、不揮発性メモリコントローラ１３、不揮発性メモリ１４、及びシリアルインタフェース９ｓを備える。

シリアルインタフェース９ｓは、ＭＣＵ２と内部のレジスタバンク９との間に構成され、ＭＣＵ２からレジスタバンク９に対し各種設定値などの制御用指令値を低速転送可能な低速シリアルインタフェースと、受信機６により受信した受信データをＭＣＵ２に高速転送可能にする高速シリアルインタフェースと（何れも図示せず）を備える。
デジタル制御部７は、外部のＭＣＵ２との間でシリアルインタフェース９ｓの低速シリアルインタフェースを通じて通信することで、レジスタバンク９の制御レジスタに各種設定値を格納し、ＭＣＵ２がデジタル制御部７のロジック回路８を用いて制御するように構成されている。
コントローラ１１、１３は、それぞれＳＲＡＭ１２、不揮発性メモリ１４を制御し、ＳＲＡＭ１２及び不揮発性メモリ１４とレジスタバンク９との間でレジスタバンクインタフェース１０を通じてデータ転送可能に構成されている。ロジック回路８は、レジスタバンク９に転送されたデータを参照し、このデータに基づいて送信機５及び受信機６を制御する。

送信機５は、ＰＬＬ１５と増幅器１６とを備える。ＰＬＬ１５は、ＭＣＵ２の制御によりデジタル制御部７のレジスタバンク９に記憶される周波数指令に応じて、例えばＦＣＭ（Fast-Chirp Modulation）変調方式による周波数変調方式により、時間的に周波数を漸増／漸減するローカル信号ＬＯを生成し、この生成されたローカル信号ＬＯを送信機５の増幅器１６及び受信機６のダウンコンバータ１９に出力する。増幅器１６は、このローカル信号ＬＯを増幅し送信アンテナ１７を通じてレーダ送信波として外部に出力する。言い換えると、送信機５は、デジタル制御部７による制御に応じてＰＬＬ１５から変調信号を出力させＰＬＬ１５から出力される変調信号を増幅して送信アンテナ１７からレーダ送信波を外部に出力する。

図２Ａ、図２ＢはＦＣＭ変調方式の説明を示している。図２Ａに示すように、ＰＬＬ１５は、ある初期周波数ｆstaから線形的に周波数を減少（すなわち漸減）させて最終周波数ｆstoまで達した後、初期周波数ｆstaに戻すように周波数を変調した変調信号を出力する。また、ＰＬＬ１５は、図２Ｂに示すように変調信号を出力するように構成されていても良い。すなわち、ＰＬＬ１５は、ある初期周波数ｆstaから線形的に周波数を増加（すなわち漸増）させて最終周波数ｆstoまで達した後、初期周波数ｆstaに戻すように周波数を変調するようにしても良い。以下では、図２Ａに示すように、時間変化に伴い周波数を漸減するＦＣＭ変調方式を用いた例について説明する。

送信機５がレーダ送信波を出力すると、レーダ送信波はターゲット１８に反射する。受信機６は、ダウンコンバータ１９と、ハイパスフィルタ付きの増幅器２０と、を主に備えるダイレクトコンバージョン受信機である。受信機６は、高周波の低雑音増幅器２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、をさらに備え、ターゲット１８に反射したレーダ受信波を受信アンテナ２３から入力する。低雑音増幅器２１、ダウンコンバータ１９、フィルタ付きの増幅器２０、及びＡ／Ｄ変換器２２は、この順で多段に縦続接続して構成されている。低雑音増幅器２１は、受信アンテナ２３に入力される高周波入力信号を増幅し、ダウンコンバータ１９に出力する。この低雑音増幅器２１の利得は、例えば数ｄＢ程度に設定されている。

ダウンコンバータ１９は、低雑音増幅器２１による高周波入力信号の増幅信号とＰＬＬ１５により出力されるローカル信号ＬＯとを混合し、この混合信号をハイパスフィルタ付きの増幅器２０に出力する。

この増幅器２０は、ダウンコンバータ１９のダウンコンバート出力を濾波しながら増幅してＡ／Ｄ変換器２２に出力する。Ａ／Ｄ変換器２２は、この増幅器２０の出力をＡ／Ｄ変換処理する。このＡ／Ｄ変換処理結果は、図示しないデジタルフィルタにより処理される。その後の受信機６の受信データは、高速インタフェース（図示なし）によりパラレル−シリアル変換され、その後、シリアルインタフェース９ｓの高速シリアルインタフェースによりＭＣＵ２に出力される。ＭＣＵ２は、シリアル通信信号により受信した受信データに基づいて、例えば車両前方に存在する対象物と移動体自身との間の距離Ｒと相対速度を測定する。

図３は、送信機５がレーダ送信波を出力してから受信機６が信号を受信するまでの時間ｔ、送信周波数ｆTX、及び受信周波数ｆRXの関係を示している。この図３に示す特性では、レーダ送信波の周波数として、時間的に漸減する周波数変調方式を使用した場合の送信周波数ｆTX及び受信周波数ｆRXn、ｆRXfの時間変化を示している。この図３において、受信周波数ｆRXnは、ターゲット１８が移動体レーダ装置１の近傍に位置している場合の受信周波数を示しており、受信周波数ｆRXfは、ターゲット１８が移動体レーダ装置１の遠方に位置している場合の受信周波数を示している。

ＰＬＬ１５が、あるタイミングｔ１にてある第１周波数ｆ１の信号を増幅器１６及びダウンコンバータ１９に出力し、送信機５がレーダ送信波をターゲット１８に向けて出力した後、受信機６がこのターゲット１８から反射した反射信号を受信アンテナ２３を通じてタイミングｔ２ｎ、ｔ２ｆにて受信することを考える。

受信タイミングｔ２ｎ、ｔ２ｆにおいて、ＰＬＬ１５が増幅器１６及びダウンコンバータ１９に出力する第２周波数ｆ２ｎ、ｆ２ｆは、タイミングｔ１において送信機５が送信する第１周波数ｆ１とは異なっており、この第２周波数ｆ２ｎ、ｆ２ｆは、タイミングｔ１の第１周波数ｆ１より低下している。ターゲット１８が、移動体レーダ装置１の近傍に位置していると、送信機５がレーダ送信波を出力してから受信機６が受信するまでの時間は短くなり、逆にターゲット１８が移動体レーダ装置１の遠方に存在すると、レーダ送信波を送信してから受信するまでの時間は長くなる。このため、周波数差ｆIF1、ｆIF2は、移動体レーダ装置１とターゲット１８との間の距離Ｒに依存する。

ダウンコンバータ１９は、受信信号をローカル信号ＬＯにより変換する。このため、このダウンコンバータ１９による変換信号の周波数は、ターゲット１８が近傍に位置する場合にはｆIF1＝（受信信号の第１周波数ｆ１）−（ローカル信号ＬＯの第２周波数ｆ２ｎ）となり、ｆIF2＝（受信信号の第１周波数ｆ１）−（ローカル信号ＬＯの第２周波数ｆ２ｆ）となる。

また図４は、ターゲット１８との間の距離Ｒと、中間周波数ｆIF、電圧振幅Ｖp-pとの関係を概略的に示している。この図４に示すように、ターゲット１８が移動体レーダ装置１の近傍に位置するときには、ダウンコンバータ１９による変換後の信号の電圧振幅Ｖp-pは大きくなる。逆に、ターゲット１８が移動体レーダ装置１から遠方に位置するときには、ダウンコンバータ１９による変換後の信号の電圧振幅Ｖp-pは小さくなる。これは、移動体レーダ装置１とターゲット１８との間の距離Ｒに依存して電圧振幅Ｖp-pが変化することを表している。

図５は、受信機６の入力電力LNAinと、ダウンコンバータ１９によるダウンコンバート後の中間周波数ｆIFの信号MIXoutと、仮にアンプが一定のゲインで増幅した場合のアンプ出力Ampoutの関係をシミュレーションにより示している。図５中には、このゲイン特性を「Ｐ」で示している。ここでは、低雑音増幅器２１が、受信信号を増幅した後、ダウンコンバータ１９が、この増幅信号をダウンコンバートし、仮にアンプが中間周波数ｆIF帯において一定のゲインで増幅した場合を考慮する。

このような構成を用いたときには、図５に示すように、アンプ出力Ampoutの電圧振幅Ｖp-pが電源電圧を超えてしまったり、その後のＡ／Ｄ変換器２２の入力許容範囲の限度範囲A/Din#limを大きく上回ってしまい信号が飽和してしまうことがわかる。このとき、中間周波数fIF1,fIF2の整数倍の大きな高調波成分が発生し、認識すべきターゲット１８以外の本来存在しないターゲットを認識したような挙動を示し、ＭＣＵ２が、自車の制御を誤ってしまい、適切な制御を行えなくなる虞がある。特に、中間周波数ｆIFが、数百ｋＨｚ以下（特に１００ｋＨｚ以下）になると、この影響は顕著に得られることが観察されており、特に近傍のターゲット１８の反射信号を検出するときに、この影響が問題となる。そこで本実施形態の構成では、カットオフ周波数ｆｃを数百ｋＨｚ程度に設定したハイパスフィルタ付きの増幅器２０をダウンコンバータ１９とＡ／Ｄ変換器２２との間に接続することで飽和を回避している。

＜ハイパスフィルタ付きの増幅器２０の構成説明＞
一般に普及している携帯電話機のように、受信信号が所定より大きいときに受信機６の利得を低下させて飽和を回避することはできない。このため受信機６は、遠方のターゲット１８の微弱な反射信号も近傍のターゲット１８の大きな反射信号も同時に受信した上で内部の信号が飽和しないことが求められる。このため、フィルタ付きの増幅器２０は、ダウンコンバータ１９の直後の信号が、中間周波数ｆIF帯において信号を飽和させないようにしている。

図１に示すように、フィルタ付きの増幅器２０は、ダウンコンバータ１９の後段の直後にパッシブタイプの第１ハイパスフィルタ（以下、パッシブフィルタと称する）２４を備えると共に、パッシブフィルタ２４の後段にアクティブタイプの第２ハイパスフィルタ（以下、アクティブフィルタと称する）２５を備える。これらのパッシブフィルタ２４及びアクティブフィルタ２５は、ダウンコンバータ１９によりミキシングされた後の中間周波数ｆIF帯において信号の飽和を防止するために設けられる。

これらのパッシブフィルタ２４及びアクティブフィルタ２５は、共に差動信号を入力し差動信号を出力する。このハイパスフィルタ付きの増幅器２０は、オペアンプＡ１、Ａ２を備えているが、これらのオペアンプＡ１、Ａ２の一対の差動入力端子又は一対の差動出力端子に対応して接続される各抵抗（Ｒａ等）又はコンデンサ（Ｃａ、Ｃｂ１、Ｃｂ２等）の素子値はそれぞれ同一値に設定される。このため図１には、これらの差動入力端子に接続される各素子には同一符号を付している。

前段のパッシブフィルタ２４は、コンデンサＣａ、Ｃb1及びＣb2、可変抵抗Ｒａ、抵抗Ｒｂ、及びオペアンプＡ１、を差動増幅形態に備えている。コンデンサＣａ及びＣb1は直列接続されており、ダウンコンバータ１９の出力とオペアンプＡ１の入力端子との間に接続されている。また、コンデンサＣａ及びＣb1の共通接続点とグランドとの間には可変抵抗Ｒａが接続されている。オペアンプＡ１の入力と出力との間には、コンデンサＣb2と抵抗Ｒbとが並列に接続されている。これにより、パッシブフィルタ２４は、所定のカットオフ周波数ｆｃ１（数百ｋＨｚ程度）より低い周波数にて受信した信号を減衰させ濾波することができる。

このパッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１は、主にコンデンサＣａ、Ｃb1及び可変抵抗Ｒａの値に依存して決定され、このパッシブフィルタ２４のフィルタ動作は、ダウンコンバータ１９の出力の振幅変動の影響を受けにくくなっており、後段のアクティブフィルタ２５を構成する能動素子（後述のオペアンプＡ２、Ａｆ）の電源電圧を超える電圧、電流を扱うことができる。言い換えると、このパッシブフィルタ２４は、コンデンサＣａ、Ｃb1及びＣb2、可変抵抗Ｒａ及びＲｂによる受動素子によりフィルタ特性が決定されるように構成されたフィルタである。このパッシブフィルタ２４は、ダウンコンバータ１９の出力、すなわちパッシブフィルタ２４の入力レベルに対するパッシブフィルタ２４の出力レベル特性が許容範囲内で線形的に変化する特性とされている。

例えば、コンデンサＣａは、その容量値が数十ｐＦ（〜１００ｐＦ：例えば４７．２ｐＦ）に設定されており、コンデンサＣb1は、数十ｐＦ（例えば３０ｐＦ）に設定されており、コンデンサＣb2は、数ｐＦ（例えば２ｐＦ）に設定されている。

後段のアクティブフィルタ２５は、パッシブフィルタ２４の出力を増幅する増幅部２６と、この増幅部２６の出力から入力にフィードバックする帰還部２７と、を備えている。

増幅部２６は、抵抗Ｒａｄ及びＲｂｄ、コンデンサＣｂ２並びにオペアンプＡ２を備える。抵抗Ｒａｄは、パッシブフィルタ２４の出力とオペアンプＡ２の入力との間に直列接続されている。オペアンプＡ２の出力と入力との間には、抵抗ＲｂｄとコンデンサＣｂｄとが並列接続されている。オペアンプＡ２の出力はＡ／Ｄ変換器２２に入力されている。

帰還部２７は、アクティブフィルタ２５の入力に帰還する経路に能動素子となるオペアンプＡｆ、抵抗Ｒｃ、及びコンデンサＣｆを備えたローパスフィルタを備えた構成であり、オペアンプＡｆ、可変抵抗Ｒｃ、コンデンサＣｆと共に、抵抗Ｒｄを備えている。アクティブフィルタ２５は、帰還部２７の能動素子（すなわちオペアンプＡｆ）の特性がフィルタ特性に影響する。

可変抵抗Ｒｃは、オペアンプＡ２の出力とオペアンプＡｆの入力との間に接続されている。コンデンサＣｆは、数ｐＦオーダー（例えば６ｐＦ）のものが用いられる。オペアンプＡｆの出力は、抵抗Ｒｄを通じてオペアンプＡ２の入力に接続されている。この帰還部２７は、増幅部２６の出力で生じた低周波成分をオペアンプＡ２の入力に逆相フィードバックする。これにより、アクティブフィルタ２５は、パッシブフィルタ２４の出力を各抵抗Ｒａｄ、Ｒｂｄの抵抗比に応じた増幅度により増幅しつつ、全体構成により低周波成分を逓減する所定のカットオフ周波数ｆｃ２のハイパスフィルタとして動作することになる。

このアクティブフィルタ２５は、その入力信号レベルが能動素子（例えば、オペアンプＡ２）の電源電圧を超えるレベルに達した場合にはフィルタ特性に影響してしまう。また、アクティブフィルタ２５は、オペアンプＡ２およびＡｆの出力電圧範囲により入出力利得、当該アクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２などの特性に制限を備えることになるため、全体利得と入力振幅に制限を生じる。

そこで、前段のパッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１以下の周波数のゲインを調整するため、パッシブフィルタ２４には可変抵抗Ｒａが接続されており、デジタル制御部７が、レジスタバンク９に格納された制御値を用いて可変抵抗Ｒａの値を制御できるように構成されている。このため、アクティブフィルタ２５がカットオフ周波数ｆｃ以下の周波数にて入力振幅制限を生じていたとしても、可変抵抗Ｒａを調整することでパッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１以下の周波数におけるゲインを低くでき、当該アクティブフィルタ２５の入力振幅の制限特性を緩和できる。また、後段のアクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２以下のゲインを調整するため、アクティブフィルタ２５にも可変抵抗Ｒｃが接続されており、デジタル制御部７が、レジスタバンク９に格納された制御値を用いて可変抵抗Ｒｃの値を制御できるように構成されている。このため、アクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２以下の周波数のゲインを調整できるようになる。

また、パッシブフィルタ２４及びアクティブフィルタ２５の後段の３段目以降にさらに２段目のアクティブフィルタ２５と同一の構成を接続するようにしても良い。このような構成を用いることで、より大きな入力振幅の電力を扱うことができ、且つ、全体を小型化、小面積化できる。

＜パッシブフィルタ１２４の変形例＞
ここでパッシブフィルタ１２４の変形例を説明する。図６は、移動体レーダ装置１０１の変形例を示している。移動体レーダ装置１０１は、半導体集積回路装置１０３を備える。半導体集積回路装置１０３の内部にはハイパスフィルタ付きの増幅器１２０が構成されている。この増幅器１２０は、前段にパッシブフィルタ１２４を備え、その後段にアクティブフィルタ２５を備える。その他、図６に示した構成は、図１の構成と同様であるため図１と同一構成には同一符号を付して説明を省略する。

パッシブフィルタ１２４は、コンデンサＣａ、Ｃｂ、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、及びオペアンプＡ１を備える。コンデンサＣａ及び可変抵抗Ｒａは直列接続されており、ダウンコンバータ１９の出力とオペアンプＡ１の入力との間に接続されている。オペアンプＡ１の入力と出力との間には、コンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとが並列接続されている。コンデンサＣａは、その容量値が数十ｐＦ（〜１００ｐＦ：例えば４７．２ｐＦ）に設定されており、コンデンサＣｂは０．数ｐＦ（例えば０．１ｐＦ）に設定されている。

これにより、パッシブフィルタ１２４は、所定のカットオフ周波数ｆｃ１よりも低い周波数にて受信した信号を減衰させることができる。この図６に示したパッシブフィルタ１２４のカットオフ周波数ｆｃ１もまた図１のパッシブフィルタ２４の構成と同様に、主にコンデンサＣａ及び可変抵抗Ｒａの値に依存して決定される。すなわち、パッシブフィルタ２４、１２４は、図１及び図６に示した何れの構成を用いても良い。

図７は、図５に対応して示す特性図を示すもので、図６に示した構成による特性図を示している。この図７に示すように、ダウンコンバータ１９とＡ／Ｄ変換器２２との間にハイパスフィルタ付きの増幅器１２０を設けることで、所定の周波数範囲で電源電圧を超えることなく中間周波数ｆIFの信号を逓減でき、Ａ／Ｄ変換器２２の入力許容範囲に電圧振幅Ｖp-pを抑制できることを確認できた。説明を省略するが、図１に示した構成においても、同様に低域側のゲインを低下させることができる。

受信機６の入力電力LNAinが、ターゲット１８との距離Ｒに対して１／Ｒ＾４に比例することになるため、原理的には、増幅器２０のハイパスフィルタの次数を２次にすることで、Ａ／Ｄ変換器２２の入力電力を距離Ｒに依らず一定にできる。このため、初段のパッシブフィルタ２４又は１２４のカットオフ周波数ｆｃ１とアクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２とを互いに同一値に設定するように各素子値を設定することが望ましい。

以下、各種特性の比較結果を示す。
＜特性比較＞
図８は、一般的な２次のアクティブフィルタＺを比較例として示している。この図８に示すように、比較例のアクティブフィルタＺは、前述したアクティブフィルタ２５を２段接続した構成である。図９に、アクティブフィルタＺの特性の実測結果を示す。この図９に示すように、アクティブフィルタＺの構成を用いると、アクティブフィルタＺの入力レベルが大きくなることで、アクティブフィルタＺのゲイン−周波数特性が変化することがわかる。

特に帰還部２７によるフィードバックが正常に機能しなくなり、低周波領域のゲインが高くなる傾向にある。この結果、入力レベルが大きくなるに伴い、期待特性（ideal）からの乖離幅も大きくなることがわかる。例えば、ある特性の周波数（例えば、２０ｋＨｚ）に着目すると、入力レベルが大きくなるにつれて周波数−ゲイン特性が上昇することになる。このため、増幅器２０として、このアクティブフィルタＺを特に初段側に設けてしまうと特性が悪化してしまうことが確認されている。

図１０は、中間周波数帯（例えば、２０ｋＨｚ）における入出力パワー特性のシミュレーション結果を示す。ＰＡ１が、図１に示したパッシブフィルタ２４の入出力パワー特性を示している。またＰＡ２が、図６に示したパッシブフィルタ１２４の入出力パワー特性を示し、ＰＡ３がアクティブフィルタ２５の入出力パワー特性を示している。

また図１１は、中間周波数帯（例えば、２０ｋＨｚ）におけるゲイン−入力電力特性のシミュレーション結果を示す。ＰＢ１が、図１に示したパッシブフィルタ２４のゲイン−入力電力特性を示し、ＰＢ２が、図６に示したパッシブフィルタ１２４のゲイン−入力電力特性を示し、ＰＢ３が、アクティブフィルタ２５のゲイン−入力電力特性を示している。

これらの図１０及び図１１に示すように、図１又は図６に示したパッシブフィルタ２４、１２４を用いると、入力信号に対する出力信号のパワー出力特性、ゲイン特性は、広い入力電力範囲に対して概ね線形的に変化するのに対し、アクティブフィルタ２５を用いると入力レベルが所定値（約−６ｄＢｍ）より大きくなるに伴い、出力が大きく変化し非線形歪みを生じることがわかる。これは、ハイパスフィルタ特性が、入力レベルの大きさに依存して変化していることを意味しており、例えば初段にアクティブフィルタ２５を用いると、入力パワーが例えば−６ｄＢｍより大きくなることで、入出力パワー特性の線形性が崩れてしまうため好ましくない。このことから、本実施形態及びその変形例では図１及び図６の構成を用いている。初段にパッシブフィルタ２４、１２４を構成することで、入力パワーに対する出力パワーを線形性良く変化させることができる。

＜二段に接続したハイパスフィルタの特性評価＞
前述においては、パッシブフィルタ２４、１２４、アクティブフィルタ２５の個別の構成の特性評価を行った例を示したが、以下では、パッシブフィルタ２４、１２４とアクティブフィルタ２５とを縦続接続したハイパスフィルタ付きの増幅器２０、１２０の特性の評価結果を説明する。

図１２は、中間周波数ｆIF帯における入出力パワー特性を示している。ＰＤ１は、図６の構成、すなわち初段にパッシブフィルタ１２４を用いると共に次段にアクティブフィルタ２５を用いたときの特性を示す。ＰＤ２は、図８に示した比較例の構成、すなわちアクティブフィルタ２５を二段に縦続接続したときの特性を示している。図１２は、ゲイン−入力特性を示している。ＰＥ１は、図６の構成の特性を示し、ＰＥ２は、図８の比較例の構成の特性を示している。これらの図１２及び図１３に示すように、比較的幅広い入力レベルの範囲において、入出力パワー特性の線形性を許容範囲内にて一定に保つことができ、ゲイン−入力レベル特性の線形性も許容範囲内において一定に保つことができる。このような構成を採用することで、入力レベルに対するゲイン特性を大幅に改善できることがわかる。

これらの構成では、一段目にパッシブフィルタ２４又は１２４を用いると共に二段目にアクティブフィルタ２５を用いた構成を示しているが、一段目と同じ又は異なる回路構成のパッシブフィルタ２４又は１２４を二段目に用いることも考えられる。

しかし、半導体集積回路装置３又は１０３の内部におけるコンデンサ（例えばＣａ、Ｃｂ１、Ｃｂ２、Ｃｂ）の実装面積を考慮すると、二段目にアクティブフィルタ２５を構成することが望ましい。すなわち、アクティブフィルタ２５の信号入力経路にコンデンサは構成されておらず、さらに帰還部２７のコンデンサＣｆは、ミラー効果を考慮すれば帰還部２７のゲイン分だけ大きな容量＝Ａｆ×Ｃｆと見做すことができ、その分、コンデンサＣｆの値を抑制できるためである。

例えば、容量Ｃ１＝１．５ｐＦ、オペアンプＡｆのゲインを５０ｄＢ（＝３００）とすれば、１．５ｐＦ×３００＝４５０ｐＦの見做し容量値を半導体集積回路装置３又は１０３の内部に設けることができる。なお、容量値、オペアンプＡｆのゲインは一例を示したものであり、この限りではない。したがって、アクティブフィルタ２５を用いた場合、小さな容量値のコンデンサＣｆを用いたとしても、ミラー効果により大容量を実現でき、一段目及び二段目にパッシブフィルタ２４又は１２４を共に設けた構成に比較して小型化できる。

また図６に示した構成を用いた場合には一段目のパッシブフィルタ１２４の信号の入力経路に直列に抵抗Ｒａを接続しているが、受信機６の雑音特性を良好に保持するため、その抵抗Ｒａは、通常小さい値（例えば数十Ω〜数百Ω）に設計される。この場合、所望のカットオフ周波数ｆｃ１を実現するため、コンデンサＣａの容量を大きく設定することになり、半導体集積回路装置１０３の実装面積が大きくなりやすい。しかし、二段目にアクティブフィルタ２５を構成しているため、コンデンサＣｆの容量を小さくしつつ抵抗Ｒｃの抵抗値を大きくできるようになり実装面積を削減できる。

また、例えば図１の構成において、コンデンサＣａ、Ｃｂ１、Ｃｂ２、抵抗Ｒａ、Ｒｂの素子値をそれぞれ適切に選定することで、中間周波数ｆIFがパッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１を上回る周波数領域では、コンデンサＣａ、Ｃｂ１を通じて信号を伝達させることができ、抵抗Ｒａを伝達しにくくできる。このため、抵抗Ｒａの熱雑音の影響を受けることなく構成できるようになり、雑音特性を極力低くできる。このため、図１に示す構成では、信号が直接入力される経路に抵抗（例えばＲａ）を接続することなく構成しているため、低雑音化しやすくなり、図６の構成に比較してもＳ／Ｎ比を向上できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、増幅器２０は、ダウンコンバータ１９の後段に位置してパッシブフィルタ２４を設けることで、広い周波数範囲において電源電圧を超えることなく入力パワーに対する出力パワーを線形性良く変化させることができ、ダイナミックレンジを広くできる。しかも、増幅器２０は、パッシブフィルタ２４の後段にアクティブフィルタ２５を備えるため、コンデンサＣｆの容量値を小さくしつつ抵抗Ｒｃの抵抗値を大きく設定でき、これにより実装面積を削減でき、小型化、高集積化できる。

（第２実施形態）
図１４は、第２実施形態の追加説明図を示している。図１４に示すように、移動体レーダ装置２０１は、半導体集積回路装置２０３を備える。半導体集積回路装置２０３の内部にはハイパスフィルタ付きの増幅器２２０が構成されている。この増幅器２２０は、前段にパッシブフィルタ２２４を備え、その後段にアクティブフィルタ２２５を備える。パッシブフィルタ２２４は、図６の可変抵抗Ｒａに代えて固定抵抗Ｒａを備え、またコンデンサＣａに代えて可変容量Ｃａを備える。アクティブフィルタ２２５は、増幅部２６と帰還部２２７を備える。帰還部２２７は、図６の可変抵抗Ｒｃに代えて固定抵抗Ｒｃを備え、またコンデンサＣｆに代えて可変容量Ｃｆを備える。その他、図１４に示した構成は、図６の構成と同様であるため、図６と同一構成には同一符号を付して説明を省略する。

すなわち、第１実施形態の変形例の図６の構成では、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃの抵抗値を制御することでカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２を変更する形態を示したが、図１４に示したように可変容量Ｃａ、Ｃｆを用いても良い。

図１４に示すように、パッシブフィルタ２２４のカットオフ周波数ｆｃ１を制御するため、パッシブフィルタ２２４には可変容量Ｃａが設けられており、デジタル制御部７がこの可変容量Ｃａを制御することでパッシブフィルタ２２４のカットオフ周波数ｆｃ１を制御できる。

またアクティブフィルタ２２５のカットオフ周波数ｆｃ２を制御するため、アクティブフィルタ２２５には可変容量Ｃｆが設けられており、デジタル制御部７がこの可変容量Ｃｆを制御することでアクティブフィルタ２２５のカットオフ周波数ｆｃ２を制御できる。このような第２実施形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
図１５から図１７は、第３実施形態の追加説明図を示している。この第３実施形態においては、デジタル制御部７が、パッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１及びアクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２を、同一ビット幅を備えた制御コードを使用して互いに同一周波数に制御する形態を示す。

本実施形態では、図６の移動体レーダ装置１０１の構成を用いた場合のカットオフ周波数の制御方法について詳細に説明する。図６の構成では、パッシブフィルタ２４のカットオフ周波数ｆｃ１は、下記の（１−１）式により求めることができる。
ｆｃ１ ＝ １／（２・π・Ｒａ・Ｃａ）…（１−１）
またアクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２は、下記の（１−２）式により求めることができる。
ｆｃ２ ＝ １／（２・π・Ｒｃ・Ｃｆ）（Ｒｂｄ／Ｒｄ）…（１−２）

図６の構成の場合、デジタル制御部７が、パッシブフィルタ１２４のカットオフ周波数ｆｃ１を制御するときには、可変抵抗Ｒａの抵抗値を調整制御する。またデジタル制御部７が、アクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２を制御するときには、可変抵抗Ｒｃの抵抗値を調整制御することになる。

ここで全体の増幅器１２０のハイパスフィルタ特性を二次に調整するためには、カットオフ周波数ｆｃ１及びｆｃ２を互いに同一周波数、すなわち、ｆｃ１＝ｆｃ２＝ｆｃとするように制御すると良い。このため、（１−１）式、（１−２）式を考慮すると、下記の（２）式が成立するように制御すると良い。
１／（２・π・Ｒａ・Ｃａ）＝１／（２・π・Ｒｃ・Ｃｆ）（Ｒｂｄ／Ｒｄ）…（２）
この（２）式を展開すると、下記の（３）式とするように可変抵抗Ｒａ及びＲｃの抵抗値の関係を保つようにすることが望ましい。
Ｒｃ＝Ｒａ（Ｃａ／Ｃｆ）・（Ｒｂｄ／Ｒｄ）…（３）
なお、この（３）式に代えて、Ｒａを、Ｒｃに対する関係性を用いて求めるようにしても良い。

このときデジタル制御部７は、パッシブフィルタ２４、１２４及びアクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２を、同一ビット幅を備えた制御コードを使用して同一周波数刻みにより制御することが望ましい。すると、可変抵抗Ｒａ及びＲｃの抵抗値を個別に設定する必要がなくなると共に、時間遅延による誤設定を防止できる。

このとき、素子のバラつきを抑制するため、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃは何れかの抵抗値の定数倍で構成することが望ましい。すなわち、Ｒａ＝Ｎ×Ｒｃ、又は、Ｒｃ＝Ｎ×Ｒａとすることになる。なお、Ｎは所定の整数を示している。この場合、（３）式の右辺の括弧内の値が整数値になるように素子値を選定することが望ましい。

図１５は、デジタル制御部７が予め記憶しているカットオフ周波数ｆｃと可変抵抗Ｒａ、Ｒｃの抵抗値との関係性を示し、デジタル制御部７が、５ビットのデータＤi［４：０］を用いて各抵抗Ｒａ、Ｒｃの抵抗値を指令したときに、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃがどのように設定されるかを示している。この図１５には、コンデンサＣａ、Ｃｆの容量値も示している。

この図１５に示す例では、Ｒｃ＝３２×Ｒａの関係を満たしており、抵抗Ｒｃは抵抗Ｒａの３２倍の抵抗値に設定されることになる。この場合、デジタル制御部７は、同一のデータＤｉ［４：０］により指令したときに、抵抗Ｒａ、Ｒｃの値を同時に設定変更することができ、当該データＤｉ［４：０］の値に応じてカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２を同時に変更でき、これにより、全体のフィルタ２４，２５のカットオフ周波数ｆｃを変更設定できる。このような制御方法を用いることで制御ビット数を極力抑制できる。

またコンデンサＣａ及びＣｆの容量値も同一比率となる関係であり、抵抗Ｒｄと抵抗Ｒｂｄも同一のユニット素子からなるように構成しているため、同一精度で変化させることができる。これにより、全て同一のユニット素子を用いて設計してレイアウトできるようになり、製造バラつきを抑制できる。

例えば、第２実施形態のように、可変容量Ｃａ、Ｃｆを用いた場合には、可変容量Ｃａ及びＣｆの関係性に適用し、Ｃａ＝Ｎ×Ｃｆ、又は、Ｃｆ＝Ｎ×Ｃａの関係性を用いて素子値を設定することが望ましい。また、アクティブフィルタ２５のカットオフ周波数ｆｃ２を制御する場合には、抵抗Ｒｂｄ、Ｒｄの抵抗値またはコンデンサＣｆの容量値を制御するようにしても良い。

次に、出荷時におけるカットオフ周波数ｆｃの設定方法、及び、キャリブレーション（Calibration）時におけるカットオフ周波数ｆｃの設定方法を説明する。

図１６は、半導体集積回路装置３の製造後の検査を経て出荷する段階におけるカットオフ周波数ｆｃの補正処理を示すフローチャートであり、図１７は、外部のＭＣＵ２からの要求に応じてカットオフ周波数ｆｃをキャリブレーション補正する場合の処理内容を示すフローチャートである。

製造検査時には、図１６に示すように、半導体集積回路装置３のロジック回路８は、ＭＣＵ２のメモリ４内の不揮発性メモリ（例えばフラッシュメモリ）から予め用意されたレジスタバンク９のレジスタにロードし（Ｓ１）、半導体集積回路装置３内の各種抵抗及びコンデンサのバラつきを考慮したバラつきの補正値を個体毎に不揮発性メモリ１４からレジスタバンク９のレジスタへロードする（Ｓ２）。そして、ロジック回路８は、この初期値と補正値を加算してレジスタバンク９のレジスタに上書き、更新させる（Ｓ３）。これにより個体毎のバラつきを考慮した設定値を、レジスタバンク９に更新設定できる。

また、図１７に示すように、半導体集積回路装置３のロジック回路８は、動作中のタイミングにおいてＭＣＵ２からカットオフ周波数ｆｃのキャリブレーションを開始する指令信号をロジック回路８に受け付けると（Ｓ１１）、ロジック回路８は、ＳＲＡＭ１２の内部に出荷時から記憶されているキャリブレーション処理に関するシーケンスを読み出し（Ｓ１２）、順に実行する（Ｓ１３）。このとき、ロジック回路８は、このキャリブレーション処理を実行し、この結果をレジスタバンク９に書き込む（Ｓ１４）。

第１実施形態のように、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃを用いて回路構成した場合には、このＳ１２におけるキャリブレーション処理において、デジタル制御部７がカットオフ周波数ｆｃを自己診断することで、現在設定されているコンデンサＣａ、Ｃｆの容量値と可変抵抗Ｒａ、Ｒｃの抵抗値とカットオフ周波数ｆｃとの関係性を検査し、カットオフ周波数ｆｃが標準値から所定以上外れている場合には、デジタル制御部７が、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃの値を調整制御する。これによりカットオフ周波数ｆｃを更新できる。

また、第２実施形態のように、半導体集積回路装置２０３の内部に可変容量Ｃａ、Ｃｆを用いて回路構成した場合には、このＳ１２のキャリブレーション処理においてカットオフ周波数ｆｃを自己診断することで、現在設定されている可変容量Ｃａ、Ｃｆと抵抗Ｒａ、Ｒｃとカットオフ周波数ｆｃとの関係性を検査し、カットオフ周波数ｆｃが標準値から所定以上外れている場合には、デジタル制御部７が、可変容量Ｃａ、Ｃｆの値を調整制御する。これにより、カットオフ周波数ｆｃを更新できる。

以上説明したように本実施形態によれば、デジタル制御部７は、同一のビット幅を有する制御コードのデータＤｉ［Ｎ：０］を用いて、パッシブフィルタ２４、１２４、２２４のカットオフ周波数ｆｃ１及びアクティブフィルタ２５、２２５のカットオフ周波数ｆｃ２を互いに同一周波数ｆｃに制御するようになっている。例えば、第１実施形態の構成を適用した場合には、デジタル制御部７が、各可変抵抗Ｒａ、Ｒｃの値をデータＤｉ［Ｎ：０］により同時に制御することで同一のカットオフ周波数ｆｃに制御するようになっており、第２実施形態の構成を適用した場合には、デジタル制御部７が、各可変容量Ｃａ、Ｃｆの容量値をデータＤｉ［Ｎ：０］により同時に制御することで同一のカットオフ周波数ｆｃに制御するようになっている。

このため、制御ビット数を極力抑制でき余分な制御線を必要とすることなく、可変抵抗Ｒａ、Ｒｃ、又は、可変容量Ｃａ、Ｃｆの値を調整制御できるようになり、半導体集積回路装置３、１０３、２０３の内部の制御線の引き回し長を削減でき、設計容易性を高めることができる。

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

例えば、第１実施形態では、２段にパッシブフィルタ２４又は１２４及びアクティブフィルタ２５を備えた形態を示したが、アクティブフィルタ２５の後段にさらにハイパスフィルタを備えても良い。この３段目以降のフィルタは、ミラー効果を用いて容量値を抑制できるため、アクティブタイプのフィルタ（例えば２５と同一）により構成することが望ましい。
送信機５と受信機６とを別体に構成しても良い。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１は移動体レーダ装置、６は受信機（移動体レーダ受信機）、７はデジタル制御部、１９はダウンコンバータ、２０、１２０、２２０は増幅器、２４、１２４、２２４はパッシブフィルタ（パッシブタイプの第１ハイパスフィルタ）、２５、２２５はアクティブフィルタ（アクティブタイプの第２ハイパスフィルタ）、２７、２２７は帰還部、を示す。

Claims (3)

1. 高周波入力信号にローカル信号を混合することでダウンコンバートするダウンコンバータ（１９）と、前記ダウンコンバータのダウンコンバート出力を濾波しながら増幅するハイパスフィルタ付きの増幅器（２０；１２０；２２０）と、を備えるダイレクトコンバージョン受信機を備え、当該受信機の受信信号により移動体自身と対象物との間の距離と相対速度を測定するための移動体レーダ受信機（６）であって、
   前記増幅器は、
   前記ダウンコンバータの後段にパッシブタイプの第１ハイパスフィルタ（２４；１２４；２２４）を備え、前記第１ハイパスフィルタの後段にアクティブタイプの第２ハイパスフィルタ（２５；２２５）を備える移動体レーダ受信機。
2. 前記第１ハイパスフィルタは、入力レベルに対する出力レベル特性が許容範囲内で線形的に変化するように構成され、
   前記第２ハイパスフィルタは、前記第２ハイパスフィルタの入力に帰還する帰還部（２７；２２７）にローパスフィルタを備える請求項１記載の移動体レーダ受信機。
3. 前記第１ハイパスフィルタ及び前記第２ハイパスフィルタのカットオフ周波数を、同一ビット幅を備えた制御コードを使用して互いに同一周波数に制御するデジタル制御部（７）を備える請求項１または２記載の移動体レーダ受信機。

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