JP6811904B1 - ノイズ低減装置 - Google Patents

Abstract

補償信号生成部（６０）は、ノイズ検出部（２０）の検出信号（ｖｓｎｓ）に基づいて、接続線（ｍ０）上の電磁ノイズを相殺するための補償信号（ｉｃｍｐ）を生成する。補償信号注入部（８０）は、補償信号（ｉｃｍｐ）を接続線（ｍ０）に注入する。補償信号検出部（７０）は、補償信号（ｉｃｍｐ）の検出信号（ｖｃｍｐ）を出力する。低周波成分減算部（５０）は、検出信号（ｖｃｍｐ）のうちの、予め定められた第１の周波数領域の成分を増幅して補償信号生成部（６０）に負帰還する。中間周波数成分加算部（３０）は、検出信号（ｖｓｎｓ）のうちの、第１の周波数領域よりも高い、予め定められた第２の周波数の成分を補償信号生成部（６０）に正帰還する。

Description

本開示は、ノイズ低減装置に関する。

パワーエレクトロニクス機器の広範な普及に伴い、パワーエレクトロニクス機器から発生する電磁ノイズ（以下、単にノイズとも表記）に起因する障害が増加している。ノイズの法規制は国際的に広がってきており、これまで以上に十分にノイズを低減することが求められている。

ノイズ低減手法の従来例として、トランジスタ及びオペアンプ等の能動素子を用いたノイズ低減装置（いわゆる、能動フィルタ）が公知である。能動フィルタの基本的な構成としては、通常、主回路に存在する低減対象のノイズを検出する機能、検出されたノイズを低減するための補償電圧又は補償電流を能動素子により生成する機能、及び、生成された補償電圧又は補償電流を主回路に注入する機能が必要である。

特開２００２−１０６５０号公報（特許文献１参照）には、コモンモード電流を低減するための能動フィルタとして、コモンモード電流をモニタする変流器の出力が入力される緩衝増幅器を含む能動フィルタによって、補償電流を発生させる構成が開示される。

特開２００２−１０６５０号公報

特許文献１に記載の構成では、能動素子（オペアンプ）の入力バイアス電流を調整する手法が提案されており、これにより能動素子のオフセット信号を補償できる。

しかしながら、特許文献１では、補償電流に生じる位相遅れによってノイズを増幅する信号の抑制方法については言及されていない。又、特許文献１にも記載されるように、能動フィルタのノイズ低減に係る制御方式には、フィードバック制御方式と、フィードフォワード制御方式とが存在する。

各制御方式に対する位相遅れの影響を考えると、フィードフォワード制御方式では、位相遅れに起因するノイズ増幅信号は、そのまま主回路に存在するノイズを増幅させるに留まる。これに対して、フィードバック制御方式では、位相遅れに起因するノイズ増幅信号は、ノイズの正帰還をもたらし、能動フィルタを発振させて動作を不安定にさせることが懸念される。このため、フィードバック制御方式では、特に、位相遅れに起因するノイズ増幅信号の抑制が望まれる。

又、フィードバック制御方式の能動フィルタでは、ノイズ低減効果を高めるためにはフィードバックループのゲインを大きくすることが求められるが、当該ゲインの増大は、位相遅れに起因するノイズ増幅信号についても増大させる虞がある。このため、フィードバック制御方式の能動フィルタでは、発振を抑制しつつ、高いノイズ低減効果を得ることが困難な傾向にある。

本開示は、上記課題に着目してなされたものであり、本開示の目的は、安定度が高く、かつ、高いノイズ低減効果を備えたフィードバック制御方式のノイズ低減装置を提供することである。

本開示のある局面によれば、ノイズ低減装置は、ノイズ検出部と、補償信号生成部と、補償信号注入部と、補償信号検出部と、低周波成分減算部と、中間周波数成分加算部とを備える。ノイズ検出部は、接続線上の電磁ノイズを検出する。補償信号生成部は、ノイズ検出部の検出信号に基づいて、電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成する。補償信号注入部は、補償信号を接続線に注入する。補償信号検出部は、補償信号を検出する。低周波成分減算部は、補償信号検出部による検出信号のうちの、予め定められた第１の周波数よりも低い第１の周波数領域の第１の周波数成分を増幅して補償信号生成部に負帰還する。中間周波数成分加算部は、補償信号検出部による検出信号のうちの、第１の周波数よりも高い予め定められた第２の周波数の成分を補償信号生成部に正帰還する。

本開示によれば、ノイズ検出部によって検出された電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成するフィードバック制御ループに対して、補償信号の低周波数の成分（第１の周波数成分）を抑制するための負のマイナー帰還ループと、補償信号の第２の周波数の成分を増幅するための正のマイナー帰還ループとが作用することにより、当該第２の周波数のノイズの低減効果が高められ、かつ、安定度が高いフィードバック制御方式のノイズ低減装置を実現することができる。

実施の形態１に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。 実施の形態２に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。 図２の制御ブロック図をハードウェアで実現するための電気回路図である。 図３に示されたノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。 図３に示されたノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。 実施の形態２に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態２に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態３に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態３に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置によるノイズ低減効果の実測結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置での補償信号の実測波形例である。

以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

又、以下に示す実施の形態は、本開示の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本開示の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本開示の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲において、種々の変更を加えることができる。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。

図１を参照して、実施の形態１に係るノイズ低減装置１０は、ノイズ検出部２０、中間周波数成分加算部３０、低周波成分減算部５０、補償信号生成部６０、補償信号検出部７０、補償信号注入部８０、及び、接続線ｍ０を備える。

接続線ｍ０は、減算器タイプの演算子９０を介して、ノイズ源電流ｉｃｍを入力するノイズ源電流入力線ｍ１と接続される。補償信号注入部８０は、減算器タイプの演算子９０を介して接続線ｍ０と接続される。

ノイズ検出部２０は、減算器タイプの演算子９０とともに接続線ｍ０を挟み込む態様で、接続線ｍ０と接続される。後述するように、ノイズ検出部２０は、カレントトランス又はコンデンサによって構成することができる。更に、ノイズ検出部２０は、接続線ｍ０との接続側の反対側にて、漏洩ノイズ電流ｉｇｎｄを出力する漏洩ノイズ電流出力線ｍ２と接続される。ノイズ検出部２０は、接続線ｍ０の電流に応じて変化する検出電圧ｖｓｎｓを出力する。従って、検出電圧ｖｓｎｓには、電磁ノイズ成分が含まれている。

中間周波数成分加算部３０は、加算器タイプの演算子３２と、中間周波数成分抽出回路３５とを含む。中間周波数成分加算部３０は、低周波成分減算部５０内の減算器タイプの演算子５２を介して、補償信号生成部の入力線６１と接続される。

低周波成分減算部５０は、減算器タイプの演算子５２と、低周波成分増幅回路５５とを含む。低周波成分増幅回路５５は、減算器タイプの演算子５２を介して、補償信号生成部の入力線６１と接続される。補償信号生成部６０は、増幅回路６５を含む。増幅回路６５は、入力線６１の電圧を増幅して、補償電流に相当する補償信号ｉｃｍｐを生成する。

補償信号検出部７０は、補償信号ｉｃｍｐに応じた補償信号検出電圧ｖｃｍｐを出力する。中間周波数成分加算部３０は、補償信号検出電圧ｖｃｍｐのうちの予め定められた中間周波数の成分を抽出した出力信号ｖｃｍｆを生成する。同様に、低周波成分増幅回路５５は、補償信号検出電圧ｖｃｍｐの低周波成分を抽出した出力信号ｖｃｌｆを生成する。

ノイズ低減装置１０は、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０、及び、減算器タイプの演算子９０を経由する帰還ループＬＭ０を形成する。以下では、この帰還ループを「メジャー帰還ループ」と定義する。

当該メジャー帰還ループＬＭ０では、減算器タイプの演算子９０により負帰還が形成されるため、接続線ｍ０に存在する電磁ノイズをゼロにするように、フィードバック制御がなされる。具体的には、ノイズ検出部２０による検出電圧ｖｓｎｓに基づいて、電磁ノイズ成分を相殺するように、減算器タイプの演算子９０によって注入される補償信号ｉｃｍｐが生成される。しかしながら、実際には、上記メジャー帰還ループのゲインの大きさに応じて、残留偏差として電磁ノイズが接続線ｍ０に残存する。

補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐは、低周波成分増幅回路５５に入力される。これにより、低周波成分減算部５０は、低周波成分増幅回路５５、減算器タイプの演算子５２、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する帰還ループＬＮ１を形成する。

帰還ループＬＮ１では、減算器タイプの演算子５２により負帰還が形成されるため、以下では、当該帰還ループを「負のマイナー帰還ループ」と定義する。

負のマイナー帰還ループＬＮ１では、負帰還の形成により、当該負のマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分を０にするように、フィードバック制御が行われる。

当該補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分は、補償信号生成部６０において、不要な電力消費の原因、或いは、電圧及び電流出力の振幅を狭める原因となる。更には、上記メジャー帰還ループにおいて正帰還を形成することで、閉ループ発振の原因となることも懸念される。

従って、負のマイナー帰還ループＬＮ１によって、補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分を低減することは、上記メジャー帰還ループＬＭ０において、不要な電力消費の抑制、並びに、電圧及び電流出力の振幅の確保、及び、閉ループ発振の抑制による動作安定度の向上という効果をもたらすことができる。

補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐは、中間周波数成分抽出回路３５に入力される。これにより、中間周波数成分加算部３０は、中間周波数成分抽出回路３５、加算器タイプの演算子３２、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する、帰還ループＬＰ１を形成する。

帰還ループＬＰ１では、加算器タイプの演算子３２により正帰還が形成されるため、以下では、当該帰還ループを「正のマイナー帰還ループ」と定義する。正のマイナー帰還ループＬＰ１では、正帰還の形成により、当該正のマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた上記補償信号ｉｃｍｐ中の中間周波数成分を増幅するように、フィードバック制御が行われる。

当該中間周波数は、正のマイナー帰還ループＬＰ１の一巡伝達関数（周波数特性）の調整により、可変に設定することができる。従って、中間周波数が、ノイズ低減対象の任意の周波数に設定されるように、正のマイナー帰還ループＬＰ１の一巡伝達関数を調整することで、ノイズ低減装置１０は、任意の周波数で高いノイズ低減効果を発揮することができる。

但し、正のマイナー帰還ループＬＰ１の利得は、一般的には、１未満とする必要があることが知られている。当該利得が１以上の場合には、正のマイナー帰還ループＬＰ１が閉ループ発振を生じることにより、補償信号生成部６０等に入力限界値以上の信号が入力されることになり、所望のノイズ低減動作が実現できなくなる虞があるからである。

このように、ノイズ低減装置１０では、正のマイナー帰還ループＬＰ１及び負のマイナー帰還ループＬＮ１が作用する下で、メジャー帰還ループＬＭ０によってノイズ相殺成分として作用する補償信号ｉｃｍｐが生成される。これにより、補償信号ｉｃｍｐは、正のマイナー帰還ループＬＰ１によって、ノイズ低減対象の周波数（中間周波数）の成分が増幅され、かつ、負のマイナー帰還ループＬＮ１によって、低周波成分が低減されるように生成されることになる。

従って、実施の形態１に係るノイズ低減装置では、補償信号ｉｃｍｐの低周波成分（オフセット成分を含む）の抑制によって、低電力消費化、及び、動作安定化を図った上で、中間周波数成分の増幅による高いノイズ低減効果を得ることができる。

実施の形態２．
図２は、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの制御ブロック図である。実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、図１に示されたノイズ低減装置１０の制御ブロックを、実装に適した構成に変形したものに相当する。

図２を参照して、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、図１に示されたノイズ低減装置１０と比較して、以下の点で異なる。

補償信号生成部６０は、増幅回路６５に加えて、逆相変換要素６６を更に有する。従って、図２において、補償信号生成部６０から出力される補償信号ｉｃｍｐは、図１での補償信号ｉｃｍｐから位相が反転されている。

接続線ｍ０には、図１での減算器タイプの演算子９０に代えて、加算器タイプの演算子９０ｘが配置される。従って、補償信号生成部６０からの補償信号ｉｃｍｐは、加算器タイプの演算子９０ｘを介して、接続線ｍ０に注入される。

中間周波数成分加算部３０は、中間周波数成分抽出回路３５に加えて、位相反転要素３３及び逆相変換要素３４を更に含む。又、加算器タイプの演算子３２に代えて、減算器タイプの演算子３２ｘが配置される。中間周波数成分抽出回路３５の出力信号ｖｃｍｆは、逆相変換及び位相反転の後に、演算子３２ｘの−側に入力される。

低周波成分減算部５０は、減算器タイプの演算子５２及び低周波成分増幅回路５５に加えて、逆相変換要素５３を更に含む。低周波成分増幅回路５５の出力信号ｖｃｌｆは、逆相変換後に、演算子５２の−側に入力される。

逆相変換要素３４，５３，６６は、例えば、オペアンプやトランジスタにより構成された反転増幅回路を用いて構成することができる。又、位相反転要素３３は、オペアンプやトランジスタの高周波における位相遅れの調整結果として生じる位相反転を利用して、構成することができる。

実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの上記の点以外の構成は、図１に示されたノイズ低減装置１０と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘでは、図１の制御構成と比較して、補償信号生成部６０からの補償信号ｉｃｍｐの位相が反転されている。しかしながら、補償信号ｉｃｍｐは、接続線ｍ０に対して、図１での減算器タイプの演算子９０に代えて、加算器タイプの演算子９０ｘを介して注入される。このため、接続線ｍ０に注入される補償信号ｉｃｍｐは、図１及び図２の間で同じ位相であることが理解される。

一方、図２では、補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐについても、図１から位相が反転されている。しかしながら、低周波成分減算部５０では、低周波成分増幅回路５５の出力信号ｖｃｌｆは、逆相変換後に減算器タイプの演算子５２（−側）に入力される。従って、演算子５２での演算に作用する補償信号検出電圧ｖｃｍｐの符号（正／負）は、図１及び図２で同じであることが理解される。

中間周波数成分加算部３０では、図１から位相が反転された補償信号検出電圧ｖｃｍｐから中間周波数成分抽出回路３５が生成した出力信号ｖｃｍｆは、逆相変換後、更に位相反転されて、減算器タイプの演算子３２ｘ（−側）に入力される。このため、図１の演算子３２（加算器タイプ）と、図２の演算子３２ｘ（減算器タイプ）との間で、演算に作用する補償信号検出電圧ｖｃｍｐの符号（正／負）は同じであることが理解される。

このように、図２と、図１との間で、演算子９０，９０ｘ、演算子５２、及び、演算子３２，３２ｘのそれぞれでの演算で作用する、補償信号ｉｃｍｐ、中間周波数に係る出力信号ｖｃｍｆ、及び、低周波に係る出力信号ｖｃｌｆの符号は同じである。従って、図２のノイズ低減装置１０ｘと、図１のノイズ低減装置１０とでは、同一の制御内容が実現されることが理解される。

実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘでは、低周波成分減算部５０内の演算子５２、及び、中間周波数成分加算部３０内の演算子３２ｘを、共に減算器タイプで構成できるので、ハードウェア実装時に共通の回路にまとめることが可能となる。

又、後述するように、接続線ｍ０に対して加算器タイプの演算子９０ｘを適用することで、補償信号注入部８０を構成するハードウェアの選択肢が増加する。

図３は、図２に示されたノイズ低減装置１０ｘの制御ブロック図をハードウェアで実現するための電気回路図である。

図３を参照して、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０、補償信号検出部７０、及び、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の機能を有する兼用回路１００を備える。

ノイズ源電流入力線ｍ１には、図１に示したノイズ源電流ｉｃｍを発生するノイズ源回路１１が接続される。ノイズ源回路１１は、例えば、インバータ回路であり、電力変換のための半導体素子のスイッチングによってノイズ源電流を発生させてしまう。

漏洩ノイズ電流出力線ｍ２には、ノイズ漏洩回路１２が接続される。ノイズ漏洩回路１２は、ノイズの流入による誤動作が懸念される回路群を総称するものであり、例えば、ＩＣ（Integrated Circuit）、或いは、当該ＩＣへの給電経路を構成する系統電源等である。

例えば、同一の系統電源に接続された２個の電気機器の間で、一方の電気機器において、系統電源の電圧を整流回路でＡＣ／ＤＣ変換した後に、ＤＣ／ＡＣ変換するインバータ回路からモータ等の負荷に電力か供給される構成を想定する。このような構成では、当該一方の電気機器のインバータ回路がノイズ源回路１１となり、当該インバータ回路が発生したノイズが、整流回路及び系統電源を経由して、他方の電気機器の構成要素であるノイズ漏洩回路１２（例えば、ＩＣ等）に流入することで誤動作等が発生することが懸念されることになる。

以下、本実施の形態では、ノイズ低減装置が単相交流系統に接続される場面を想定して、接続線ｍ０、ノイズ源電流入力線ｍ１、及び、漏洩ノイズ電流出力線ｍ２を２線として表記する。

ノイズ検出部２０は、カレントトランス２１で構成される。カレントトランス２１は、接続線ｍ０に介挿された一次巻線２１ｙ、２１ｚと、二次巻線２１ｘとを有する。一次巻線２１ｙ、２１ｚと、二次巻線２１ｘとの間は磁気結合されており、接続線ｍ０に流れる電流に従って変化する電圧が、図１に示された検出電圧ｖｓｎｓとして、二次巻線２１ｘに生じる。検出電圧ｖｓｎｓには、接続線ｍ０の電流中の電磁ノイズ成分を反映した電圧成分が含まれることになる。

補償信号注入部８０は、互いに磁気結合する、一次巻線８１ｘ及び二次巻線８１ｙ，８１ｚを有するカレントトランスで構成される。二次巻線８１ｙ及び８１ｚは、接続線ｍ０に介挿される。一次巻線８１ｘには、補償信号生成部６０の出力電流である、補償信号ｉｃｍｐが流れる。

これにより、補償信号（電流）ｉｃｍｐに応じた交流電圧を、二次巻線８１ｙ，８１ｚに発生させることで、図１及び図２で説明した、接続線ｍ０に対する補償信号ｉｃｍｐの注入が実現される。尚、図１及び図２の信号注入部８０と接続された演算子９０又は９０ｘの符号（正／負）は、一次巻線８１ｘと、二次巻線８１ｙ，８１ｚとの間の磁気結合の極性によって作り分けることができる。

尚、図示による説明は省略するが、ノイズ検出部２０は、公知のように、コンデンサによって構成することも可能である。又、信号注入部８０についても、加算器タイプの演算子９０ｘを用いる図２の制御構成とすることで、コンデンサを適用することが可能となる。

補償信号生成部６０は、差動反転増幅回路１５０と、エミッタフォロワ１８０とを含む。差動反転増幅回路１５０は、オペアンプ１７０と、オペアンプ１７０の位相調整回路１６０とを有する。位相調整回路１６０は、負入力抵抗１６１、帰還抵抗１６３、及び、帰還容量１６４を有する。更に、オペアンプ１７０の入力端子（＋側）には、正入力抵抗１６２が接続される。位相調整回路１６０は、オペアンプ１７０の入力端子（−側）と出力端子との間に接続される。位相調整回路１６０によって、差動反転増幅回路１５０の入出力間の位相差を調整することができる。負入力抵抗１６１、帰還抵抗１６３、及び、帰還容量１６４によってローパスフィルタが構成される。

エミッタフォロワ１８０は、オペアンプ１７０の出力端子と接続された制御電極を有するトランジスタ１８１及び１８２を有する。トランジスタ１８１及び１８２は、正の電源ノード（Ｖ＋）及び負の電源ノード（Ｖ−）間に直列接続される。トランジスタ１８１及び１８２の接続ノードには、補償信号生成部６０の出力である補償信号ｉｃｍｐが生成される。トランジスタ１８１及び１８２の接続ノードと、グラウンド（ＧＮＤ）との間に、カレントトランス８１の一次巻線８１ｘを接続することで、図２に示したように、信号注入部８０を介して、接続線ｍ０に補償信号ｉｃｍｐを注入することができる。

尚、オペアンプ１７０として、電流駆動能力が高いパワーオペアンプを用いる場合には、エミッタフォロワ１８０の配置を省略することも可能である。或いは、差動反転増幅回路１５０について、オペアンプを用いずに、トランジスタを用いて構成することも可能である。

カレントトランス８１の一次巻線８１ｘとグランド（ＧＮＤ）との間には、補償信号検出部７０を構成する検出抵抗７１が接続される。これにより、検出抵抗７１には、補償信号ｉｃｍｐの電流値に比例する補償信号検出電圧ｖｃｍｐが発生する。

中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の機能を有する兼用回路１００は、反転増幅回路１１０によって構成される。反転増幅回路１１０は、オペアンプ１１５と、オペアンプ１１５の位相調整回路１２０とを含む。位相調整回路１２０は、負入力抵抗１２１、帰還抵抗１２２、及び、帰還容量１２３を有する。位相調整回路１２０によって、反転増幅回路１１０の入出力間の位相差を調整することができる。負入力抵抗１２１、帰還抵抗１２２、及び、帰還容量１２３によってローパスフィルタが構成される。

オペアンプ１１５の入力端子間には、負入力抵抗１２１及び検出抵抗７１が入力される。これにより、オペアンプ１１５の入力電圧が、補償信号検出電圧ｖｃｍｐとされることで、図２に示されたように、補償信号検出電圧ｖｃｍｐが、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０に入力されることになる。

又、反転増幅回路１１０の出力端子は、補償信号生成部６０のオペアンプ１７０の入力端子（＋側）に接続される。従って、差動反転増幅回路１５０は、ノイズ検出部２０からの検出電圧ｖｓｎｓと、反転増幅回路１１０の出力信号との電圧差を増幅して、補償信号ｉｃｍｐを生成する。これにより、補償信号ｉｃｍｐのマイナーループが構成される。尚、図示は省略するが、反転増幅回路１１０についても、オペアンプを用いずに、トランジスタを用いて構成することも可能である。

オペアンプ１１５，１７０及びトランジスタ１８１，１８２は、電源電圧Ｖ＋（正電圧）、及び、Ｖ−（負電圧）の供給を受けて動作する。例えば、電源電圧Ｖ＋及びＶ−は、グランド（ＧＮＤ）を介して直列接続される、正の直流電源ＰＳ＋、及び、負の直流電源ＰＳ−によって供給することができる。直流電源ＰＳ＋，ＰＳ−の各々は、正電圧を出力する直流安定化電源によって構成することが可能である。或いは、ノイズ漏洩回路１２に流れる交流電流を整流して、図示しないスイッチング電源回路に供給することで、直流電源を得ることも可能である。

反転増幅回路１１０の反転増幅によって、図２中の逆相変換要素３４，５３の両方の機能が実現される。同様に、差動反転増幅回路１５０の反転増幅によって、図２中の逆相変換要素６６の機能が実現される。又、図２中の位相反転要素３３の機能は、位相調整回路１２０の回路定数調整によって、反転増幅回路１１０の位相遅れを調整することで実現される。具体的には、中間周波数に対応する周波数成分に対して、−１８０°の位相遅れを付与することで実現できる。

図３の構成においても、ノイズ低減装置１０ｘは、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０を介して、メジャー帰還ループＬＭ０を形成する。当該メジャー帰還ループＬＭ０では、差動反転増幅回路１５０により負帰還を形成するため、接続線ｍ０に存在する電磁ノイズをゼロにするように、フィードバック制御が実行される。いかしながら、上述の様に、実際の制御動作では、メジャー帰還ループＬＭ０のゲインの大きさに応じて、残留偏差として電磁ノイズが接続線ｍ０に残存する。

メジャー帰還ループＬＭ０のゲインは、ノイズ検出部２０における一次巻線２１ｙ，２１ｚと二次巻線２１ｘとの巻数比の設定、又は、補償信号生成部６０における差動反転増幅回路１５０のゲイン調整によって、大きくすることができる。

中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を一体的に構成する反転増幅回路１１０と、補償信号生成部６０と、補償信号検出部７０とを介して、マイナー帰還ループを形成する。

上記マイナー帰還ループは負帰還を形成するため、当該マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分をゼロにするように、フィードバック制御が行われる。

更に、上記マイナー帰還ループは、上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じて、ある周波数以上で位相反転した信号を生成することで正帰還を形成する。この正帰還により、上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の中間周波数成分を増幅するように、フィードバック制御を行うことができる。

即ち、図３における、反転増幅回路１１０、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する上記マイナー帰還ループでは、当該マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）のそれぞれ異なる周波数領域を用いて、図１及び図２での、中間周波数に対する正のマイナー帰還ループＬＰ１、及び、低周波成分に対する負のマイナー帰還ループＬＮ１を等価的に形成することが可能となる。

従って、等価的に正のマイナー帰還ループが形成される周波数領域（中間周波数）が、ノイズ低減対象の任意の周波数と対応するように、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することで、任意の周波数で高いノイズ低減効果を発揮することができる。但し、実施の形態１でも説明した様に、正のマイナー帰還ループのゲインは１未満とする必要がある。上記ゲインが１以上の場合には、上記正帰還に閉ループ発振が生じるためである。

又、補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分の周波数では、等価的に負のマイナー帰還ループが形成されるように、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することができる。これにより、メジャー帰還ループＬＭ０における、不要な電力消費の抑制、並びに、電圧及び電流出力の振幅の確保、及び、閉ループ発振の抑制による動作安定化という効果をもたらすことができる。

図３における上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）、正のマイナー帰還ループのゲイン、及び、中間周波数は、補償信号生成部６０、補償信号検出部７０、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）での回路定数の調整により、任意の特性に変更することができる。

図４は、図３に示されたノイズ低減装置１０ｘのメジャー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。

図４を参照して、メジャー帰還ループＬＭ０の一巡伝達関数を評価するために、ノイズ検出部２０と、補償信号生成部６０中の負入力抵抗１６１との間の配線を開放して、電圧入力端子２０１及び電圧測定端子２０２とが設けられる。このような回路を解析対象とする回路シミュレーションによって、メジャー帰還ループの一巡伝達関数を求めた。

具体的には、負入力抵抗１６１側に電圧入力端子２０１が設けられるとともに、ノイズ検出部２０側に電圧測定端子２０２が設けられる。又、メジャー帰還ループの一巡伝達関数の評価時には、反転増幅回路１１０によるマイナー帰還ループは閉ループとした。電圧測定端子２０２には、反転増幅回路１１０によるマイナー帰還ループが付与された、補償信号生成部６０によって生成される補償信号ｉｃｍｐが注入された接続線ｍ０の電流に応じた電圧が発生する。なお、本解析時には、主回路は非給電状態とした。図４で解析対象とされる上記メジャー帰還ループは「第１の帰還ループ」の一実施例に対応する。

図５は、図３に示されたノイズ低減装置１０ｘのマイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。

図５を参照して、マイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するために、図４と同様に、ノイズ検出部２０と、補償信号生成部６０中の負入力抵抗１６１との間の配線に開放点３００が設けられる。更に、補償信号注入部８０（一次巻線８１ｘ）と、補償信号生成部６０の出力ノードとの間の配線を開放して、電圧入力端子３０１及び電圧測定端子３０２とを設けた回路を、シミュレーションの解析対象とした。

具体的には、補償信号注入部８０（一次巻線８１ｘ）に電圧入力端子３０１が設けられるとともに、補償信号生成部６０側に電圧測定端子３０２が設けられる。この様に、マイナー帰還ループの一巡伝達関数の評価時には、メジャー帰還ループ及びマイナー帰還ループの両方を開ループとしている。なお、本解析時にも、主回路は非給電状態とした。図５で解析対象とされる上記マイナー帰還ループは「第２の帰還ループ」の一実施例に対応する。

図６は、実施の形態２に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。

図６（ａ）には、図２の制御ブロック図において、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、補償信号生成部６０によるメジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。この解析対象は、図４の構成から反転増幅回路１１０を取り去った構成に相当する。図６（ａ）中において、特性線Ｇ−ＡＦａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦａは、周波数に対する位相特性を示す。以下では、図６（ａ）等での中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０が適用されない構成を、「本実施の形態の適用前」の構成とも称する。

これに対して、図６（ｂ）には、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を含む、図４の回路構成を解析対象とする解析結果が示される。図６（ｂ）中において、特性線Ｇ−ＡＦｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。

以下、メジャー帰還ループに係る特性線でのゲインは、図４の電圧測定端子２０２での測定電圧を、電圧入力端子２０１への入力電圧で除算した値のデシベル表示値で定義される。又、位相については、電圧測定端子２０２での測定電圧が、電圧入力端子２０１への入力電圧と完全に逆相となっている状態の位相を０°と定義する。更に、電圧測定端子２０２での測定電圧の位相が、電圧入力端子２０１への入力電圧の位相より進んでいる状態を「位相が正」、測定電圧の位相が入力電圧の位相より遅れている状態を「位相が負」と定義する。

この定義より、一般的には、位相が−１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回るとききには、メジャー帰還ループが負帰還を形成することで接続線ｍ０に存在する電磁ノイズを０にするような、フィードバック制御が実行可能である。

一方で、上記位相が−１８０°を下回るとき、又は、１８０°を上回るときには、メジャー帰還ループは正帰還を形成することになる。正帰還を形成する周波数帯域にてメジャー帰還ループのゲインが０（ｄＢ）を上回るとき、メジャー帰還ループが閉ループ発振を生じることが一般的に知られている。

図６（ａ）を参照して、特性線Ｐ−ＡＦａの−１８０°〜１８０°の位相範囲に対応して、約２５（ｋＨｚ）〜２０（ＭＨｚ）の周波数範囲が、負帰還帯域となる。一方で、２５（ｋＨｚ）以下、及び、２０（ＭＨｚ）以上の周波数範囲は、正帰還帯域となる。

特性線Ｇ−ＡＦａから、本実施の適用前の解析結果では、図中に点線で囲んで表記する様に、２５（ｋＨｚ）近傍において、正帰還帯域は、ゲインが０（ｄＢ）を上回っている周波数領域を含んでいる。従って、当該周波数領域では、メジャー帰還ループが閉ループ発振を生じることが読み取れる。このため、本実施の形態の適用前の構成では、閉ループ発振を抑制しつつ、所望の周波数にて高いゲインを得ることは容易でないことが理解される。

図６（ｂ）を参照して、特性線Ｐ−ＡＦｂから、図６（ａ）で説明したのと同様に、正帰還帯域、及び、負帰還帯域が定められる。

特性線Ｇ−Ａｆｂから、本実施の形態の構成では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）を配置することにより、図６（ａ）と比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低下していることが読み取れる。

特に、図中に点線で囲んで表記する様に、図６（ａ）でのゲインピークに対応する２５（ｋＨｚ）近傍では、ゲインが約２０（ｄＢ）低減しており、この結果、ゲインピークを０（ｄＢ）よりも低くできている。この結果、本実施の形態の構成では、メジャー帰還ループ中の閉ループ発振が抑制されていることが理解される。

又、特性線Ｇ−ＡＦｂでは、図６（ａ）の特性線Ｇ−ＡＦａと比較すると、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の効果により、１５０ｋＨｚ周辺のゲインが選択的に、最大で５．０（ｄＢ）程度増大されている。これにより、補償信号ｉｃｍｐ中では、中間周波数に相当する１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数成分が高められる。この結果、中間周波数に対応する周波数成分のノイズ低減効果を高めることが期待できる。

尚、選択的にゲインを高める中間周波数（上記１５０（ｋＨｚ）周辺）は、後述するように、回路素子の定数調整によって、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することで、任意の周波数に設計することが可能である。即ち、１５０（ｋＨｚ）周辺以外の周波数領域に特化させて、ノイズ低減装置を設計することも可能である。

図７は、実施の形態２に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。図７中において、特性線Ｇ−ＬＭ２は、マイナー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＬＭ２は、マイナー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。

マイナー帰還ループに係る特性線でのゲインは、図５の電圧測定端子３０２での測定電圧を、電圧入力端子３０１への入力電圧で除算した値のデシベル表示値で定義される。又、位相については、メジャー帰還ループと同様に、電圧測定端子３０２での測定電圧が、電圧入力端子３０１への入力電圧と完全に逆相となっている状態の位相を０°と定義する。同様に、入力電圧の位相に対して測定電圧の位相が進んでいる状態を「位相が正」、入力電圧の位相に対して測定電圧の位相が遅れている状態を「位相が負」と定義する。

一般的には、位相が−１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回る範囲内であるとき、マイナー帰還ループは負帰還を形成し、ゲインに応じて補償信号ｉｃｍｐ＝０にするようにフィードバック制御が行われる。従って、位相が−１８０°〜１８０°となる周波数範囲の選択的な設定により、補償信号ｉｃｍｐの任意の周波数帯域の成分を０にするようにフィードバック制御を行うことが可能である。

一方で、位相が−１８０°を下回るとき、又は、１８０°を上回るときには、マイナー帰還ループは正帰還を形成する。従って、正帰還を形成する周波数帯域にて、マイナー帰還ループのゲインが０（ｄＢ）を上回るとき、マイナー帰還ループが閉ループ発振を生じることが一般的に知られている。

一般的な負帰還におけるフィードバック制御は上述の通りであるが、発明者は、後述するように、位相が−１８０°〜１８０°の範囲内であっても、−１８０°近傍、或いは、１８０°近傍では、制御対象を０にするようにフィードバック制御が行われず、反対に制御対象を増加させるようにフィードバック制御がなされることを確認している。本実施の形態では、ノイズ低減対象としたい中間周波数のゲイン及び位相をこのように設定することで、図１及び図２に示された中間周波数成分加算部３０の機能が実現される。

図７を参照して、特性線Ｐ−ＬＭ２において、位相が−１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回る１（Ｈｚ）〜２５（ＭＨｚ）の周波数範囲が負帰還帯域となり、位相が−１８０°を下回る２５（ＭＨｚ）よりも高い周波数範囲が正帰還帯域となる。

特性線Ｇ−ＬＭ２から、負帰還帯域のうち、特に、１（Ｈｚ）〜１００（ｋＨｚ）の帯域（低周波領域）では、ゲインが０（ｄＢ）を上回っているので、補償信号ｉｃｍｐを０にするようにフィードバック制御が行われることが理解される。これは、図６（ｂ）の特性線Ｇ−ＡＦｂにおいて、図６（ａ）の特性線Ｇ−ＡＦａと比較して、メジャー帰還ループのゲインが１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域で低下していることとも一致する。このように、反転増幅回路１１０の作用により、補償信号ｉｃｍｐを生成するメジャー帰還ループに対して、低周波信号に対しては、等価的に負のマイナー帰還ループが形成されることになる。これにより、図１及び図２の低周波成分減算部５０の機能が実現される。

図７の特性線Ｇ−ＬＭ２及びＰ−ＬＭ２では、マイナー帰還ループにおける１５０（ｋＨｚ）のゲインは約−３．９（ｄＢ）であり、位相は約−１５０°である。このように、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））での位相を−１８０°に近づけた影響で、図６（ｂ）に示した特性線Ｇ−ＡＦｂでは、上述したように、１５０（ｋＨｚ）周辺のゲインが選択的に高められて、最大５．０（ｄＢ）増加している。

このように、反転増幅回路１１０の作用により、補償信号ｉｃｍｐを生成するメジャー帰還ループに対して、中間周波数の成分について等価的に正のマイナー帰還ループが構成される。これにより、中間周波数成分加算部３０の機能が実現されることで、当該１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数領域にて、高いノイズ低減効果を発揮することが期待できる。又、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））での位相を−１８０°に近づけることで、図２の位相反転要素３３の機能が実現される。

このように、実施の形態２に係るノイズ低減装置では、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０によるマイナー帰還ループによって、低周波成分（図６の例では、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減と、中間周波数成分（図６の例では、１５０（ｋＨｚ）周辺）の増幅とを行って、上述した効果を発揮することが可能となる。

尚、本実施の形態では、上記低周波成分の境界とされた１００（ｋＨｚ）が「第１の周波数」の一実施例に対応し、中間周波数に相当する１５０（ｋＨｚ）が「第２の周波数」の一実施例に対応する。又、図３の回路構成例において、反転増幅回路１１０は、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０に共通の「反転増幅回路」の一実施例に対応する。更に、差動反転増幅回路１５０に設けられた位相調整回路１６０は「第１の位相調整回路」の一実施例に対応し、反転増幅回路１１０に設けられた位相調整回路１２０は「第２の位相調整回路」の一実施例に対応する。

実施の形態３．
以降の実施の形態では、マイナー帰還ループの周波数特性の調整例を説明する。実施の形態３では、実施の形態２よりもマイナー帰還ループの位相を進める調整について説明する。

図８は、実施の形態３に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。

実施の形態３では、図３に示された実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの電気回路を基に、補償信号生成部６０中の差動反転増幅回路１５０の位相調整回路１６０、及び、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の位相調整回路１２０を構成する回路素子定数の調整によって、マイナー帰還ループの位相が、図７の特性よりも進められている。

図８を参照して、特性線Ｇ−ＬＭ３は、実施の形態３でのゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＬＭ３は、実施の形態３での位相特性を示す。特性線Ｇ−ＬＭ３及びＰ−ＬＭ３から、実施の形態３では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインは−９．８（ｄＢ）であり、位相は−１３８°程度である。

従って、実施の形態２（図７）では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインが−３．９（ｄＢ）、位相が−１５０°であったのと比較すると、実施の形態３では、ゲインが低下し、かつ、位相が−１８０°から離れていることが理解される。これにより、上述した、位相が−１８０°近傍とされた周波数成分を増加させることによる、中間周波数（ここでは、１５０（ｋＨｚ）周辺）の増幅が殆ど行われなくなる。従って、実施の形態２とは異なり、中間周波数成分加算部３０の機能が発揮されなくなる。

図９は、実施の形態３に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。

図９（ａ）には、図６（ａ）と同様に、本実施の形態の適用前、即ち、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、メジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。具体的には、図８で説明した、実施の形態３に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路において、反転増幅回路１１０を取り去った回路を解析対象とすることで、上記解析結果を得ることができる。

これに対して、図９（ｂ）では、実施の形態３に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路を解析対象とする、本実施の形態の適用時の解析結果が示される。

図９（ａ）中において、特性線Ｇ−ＡＦ３ａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦ３ａは、周波数に対する位相特性を示す。同様に、図９（ｂ）中において、特性線Ｇ−ＡＦ３ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦ３ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。

図９（ａ），（ｂ）においても、特性線Ｐ−ＡＦ３ａ，Ｐ−ＡＦ３ｂでの位相と対応させて、負帰還帯域（概ね、２５（ｋＨｚ）〜２０（ＭＨｚ））と、正帰還帯域（概ね２５（ｋＨｚ）以下、又は、２０（ＭＨｚ）以上）が存在する。

特性線Ｇ−ＡＦ３ａ及びＧ−ＡＦ３ｂの比較から、１５０（ｋＨｚ）を中心とする周辺の周波数領域では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の配置により、ゲインが最大で２．２（ｄＢ）程度増加している。このゲインの増加分は、実施の形態２での特性線Ｇ−ＡＦａ及びＧ−ＡＦｂの間での増加分（最大で５．０（ｄＢ）程度）に比較すると小さい。即ち、実施の形態２と比較すると、中間周波数成分加算部３０の機能が弱められている。

これは、上述した、マイナー帰還ループでの１５０（ｋＨｚ）におけるゲイン及び位相についての、実施の形態２及び３の間での違いに関係がある。即ち、実施の形態２及び3の間で１５０（ｋＨｚ）における位相を比較すると、実施の形態３の位相（−１３８°）の方が、実施の形態２の位相（−１５０°）よりも、−１８０°に対する余裕量が大きい。このため、実施の形態２では、１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数でのゲインが大きく増加した一方で、実施の形態３ではゲインの増加が抑えられたものと推定される。

尚、図９（ｂ）の特性線Ｇ−ＡＦ３ｂからは、実施の形態３においても、実施の形態２と同様に、図９（ａ）の特性線Ｇ−ＡＦ３ａと比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む約１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低減していることが読み取れる。従って、低周波成分減算部５０による低周波成分（例えば、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減効果については、実施の形態２及び実施の形態３は同等であることが理解される。

このように、実施の形態３に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの位相を進める調整により、低周波成分の低減効果を維持した上で、ゲイン抑制によって発振の抑制による回路動作の安定化を図ることができる。但し、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分のノイズ低減効果については、実施の形態２の方が高いことが理解される。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３とは反対に、実施の形態２よりもマイナー帰還ループの位相を遅らせる調整について説明する。

実施の形態４においても、図３に示された実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの電気回路を基に、位相調整回路１６０（差動反転増幅回路１５０内）、及び、位相調整回路１２０（反転増幅回路１１０内）を構成する回路素子定数の調整によって、マイナー帰還ループの位相が、図７の特性よりも遅延されている。

図１０は、実施の形態４に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。

図１０を参照して、特性線Ｇ−ＬＭ４は、実施の形態４でのゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＬＭ４は、実施の形態４での位相特性を示す。特性線Ｇ−ＬＭ４及びＰ−ＬＭ４から、実施の形態４では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインは１．０（ｄＢ）であり、位相は−１７１°程度である。従って、実施の形態２（図７）では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインが−３．９（ｄＢ）、位相が−１５０°であったのと比較すると、実施の形態３では、ゲインが上昇し、かつ、位相が−１８０°に近づいていることが理解される。

特に、２００〜４００（ｋＨｚ）の周波数領域が正帰還帯域となるような位相調整により、１５０（ｋＨｚ）での位相を−１８０°に近接させている。更に、ゲインについても、僅かであるが０（ｄＢ）よりも高く設定されている。この結果、実施の形態４では、実施の形態３とは反対に、中間周波数成分加算部３０の機能に対応する、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分の増幅効果が高められる。尚、実施の形態４では、ゲインが０（ｄＢ）よりも僅かに高く設定された１５０（ｋＨｚ）付近の位相が−１８０°に近いが−１８０°を下回っていないため、発振が生じない。

図１１は、実施の形態４に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。

図１１（ａ）には、図６（ａ）及び図９（ａ）と同様に、本実施の形態の適用前、即ち、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、メジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。具体的には、図１０で説明した、実施の形態４に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路において、反転増幅回路１１０を取り去った回路を解析対象とすることで、上記解析結果を得ることができる。

これに対して、図１１（ｂ）では、実施の形態４に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路を解析対象とする解析結果が示される。

図１１（ａ）中において、特性線Ｇ−ＡＦ４ａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦ４ａは、周波数に対する位相特性を示す。同様に、図１１（ｂ）中において、特性線Ｇ−ＡＦ４ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ−ＡＦ４ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。

図１１（ａ），（ｂ）においても、特性線Ｐ−ＡＦ４ａ，Ｐ−ＡＦ４ｂでの位相と対応させて、負帰還帯域（概ね、２５（ｋＨｚ）又は５０（ｋＨｚ）〜２０（ＭＨｚ））と、正帰還帯域（２５（ｋＨｚ）以下、或いは、５０（ｋＨｚ）以下、又は、２０（ＭＨｚ）以上）が存在する。

特性線Ｇ−ＡＦ４ａ及びＧ−ＡＦ４ｂの比較から、１５０（ｋＨｚ）を中心とする周辺の周波数領域では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の配置により、ゲインが最大で１８．２（ｄＢ）程度増加している。このゲイン増加分は、実施の形態２での特性線Ｇ−ＡＦａ及びＧ−ＡＦｂの間でのゲイン増加分（最大で５．０（ｄＢ程度）よりも大きい。

これは、上述した、マイナー帰還ループでの１５０（ｋＨｚ）におけるゲイン及び位相についての、実施の形態２及び４の間での違いに関係がある。即ち、上述のように、１５０（ｋＨｚ）における位相を比較すると、実施の形態４の位相（−１７１°）の方が、実施の形態２の位相（−１５０°）よりも、−１８０°に対する余裕量が小さい。このため、実施の形態４では、１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数でのゲインの増加作用が高められたものと推定される。

尚、図１１（ｂ）の特性線Ｇ−ＡＦ４ｂからは、実施の形態４においても、図１１（ａ）の特性線Ｇ−ＡＦ４ａと比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む約１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低減していることが読み取れる。従って、低周波成分減算部５０による低周波成分（例えば、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減効果については、実施の形態２及び実施の形態４は同等であることが理解される。

このように、実施の形態４に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの位相を遅らせる調整により、低周波成分の低減効果を維持するとともに、中間周波数（例えば、１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分のノイズ低減効果を高めることができる。

実施の形態２〜４で説明したように、本実施の形態に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）の調整によって所望の特性を得ることができる。具体的には、位相調整回路１２０及び１６０の少なくとも一方での回路定数調整により、負のマイナー帰還ループが作用する周波数領域（低周波）、及び、正のマイナー帰還ループが作用する中間周波数を任意に設定することが可能である。

特に、実施の形態４では、低周波成分の低減効果を維持するとともに、中間周波数成分（例えば、１５０（ｋＨｚ））のノイズ低減効果を高めることが可能な構成例が示された。以下では、実施の形態４に係るノイズ低減装置を適用した実機実験の測定結果を例示する。

図１２は、実施の形態４に係るノイズ低減装置によるノイズ低減効果の実測結果を示すグラフである。

図１２の実機実験では、ノイズ源回路１１（図３）として、図示しない、整流回路、インバータ回路、及び、モータを組み合わせたモータ駆動回路を適用した。更に、ノイズ漏洩回路１２（図３）としては、ラインインピーダンス安定化回路網（ＬＩＳＮ：Line Impedance Stabilization Network）を適用した。上記のようなノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２に対して、実施の形態４に係るノイズ低減装置を接続した構成において、ノイズ低減効果の実測実験を行った。

図１２の縦軸には、当該実験で測定された雑音端子電圧（ｄＢμＶ）、横軸には、周波数（Ｈｚ）が示される。尚、雑音端子電圧は、準尖頭値検波にて測定した。

特性線ＣＥａは、補償信号生成部６０（差動反転増幅回路１５０及びエミッタフォロワ１８０）、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）を停止させた場合の雑音端子電圧測定結果を示す。

一方で、特性線ＣＥｂは、補償信号生成部６０（差動反転増幅回路１５０及びエミッタフォロワ１８０）、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）を動作させた、実施の形態４に係るノイズ低減装置の動作時における雑音端子電圧測定結果を示す。

特性線ＣＥａ及びＣＥｂの比較から、補償信号生成部６０、低周波成分減算部５０、及び、中間周波数成分加算部３０の動作に伴い、雑音端子電圧は、１５０（ｋＨｚ）から２（ＭＨｚ）までの周波数範囲で最大２０（ｄＢ）低減していることが理解される。

図１２の測定結果は、図１１（ｂ）に示されたメジャー帰還ループの一巡伝達関数（具体的には、特性線Ｇ−ＡＦ４ｂ）とも対応している。又、特性線Ｇ−ＡＦ４ｂにおいてゲインが０（ｄＢ）以下となる２（ＭＨｚ）超の周波数帯域では、図１２の特性線ＣＥａ及びＣＥｂの比較から、雑音端子電圧に有意な変化（即ち、実施の形態４に係るノイズ低減装置の動作による影響）は生じていないことが確認できる。

図１３は、実施の形態４に係るノイズ低減装置での補償信号ｉｃｍｐの実測波形例である。

図１３においても、図１２で接続したのと同様のノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２に対して、実施の形態４に係るノイズ低減装置を接続した構成において、補償信号ｉｃｍｐを測定した。図１３（ａ）及び（ｂ）の各々において、横軸は時間軸であり、縦軸は、補償信号ｉｃｍｐの電流値である。

図１３（ａ）には、図１１（ａ）でのシミュレーション条件と同様に、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を除去した上で、発振が起こらないようにメジャー帰還ループの一巡伝達関数を調整したとき、即ち、本実施の形態の適用前での補償信号ｉｃｍｐの波形が示される。

これに対して、図１３（ｂ）には、図１１（ｂ）でのシミュレーション条件と同様に、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を動作させたとき、即ち、本実施の形態の適用時での補償信号ｉｃｍｐの波形が示される。図１３（ｂ）の電流波形は、図１１（ａ）の特性線Ｇ−ＡＦ４ｂ及びＰ−ＡＦ４ｂの下での実測結果に相当する。

図１３（ａ）には、補償信号（電流）ｉｃｍｐに、ゼロ点からのオフセット電流Ｉｏｆが発生している。発明者による実機実験でのＩｏｆの測定値は、−４００（ｍＡ）程度であった。このようなオフセット電流Ｉｏｆは、オペアンプ１７０、又は、トランジスタ１８１，１８２等で発生したオフセット電圧が、補償信号注入部８０に印加されることに起因して発生する。特に、補償信号注入部８０として、カレントトランスのような、低周波数において低インピーダンスの素子を使用した場合には、印加されるオフセット電圧が微小であっても、オフセット電流Ｉｏｆが比較的な大きな値となることが容易に推察される。

これに対して、図１３（ｂ）では、補償信号ｉｃｍｐに、オフセット電流がほぼ発生していないことが確認できる。これは、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）によって、低周波のオフセット電圧が補償されたことに起因する。上述のように、オフセットの低減により、不要な電力消費、及び、補償信号生成部６０の出力電流及び電圧振幅の範囲の狭小化を抑制することができる。

このように、実施の形態４に係るノイズ低減装置による、オフセット信号の抑制及びノイズ低減の効果が、実機実験からも確認された。以上より、本実施の形態によれば、簡易な構成にて、オフセット信号及び発振を抑制しつつ、高いノイズ低減効果を備えたフィードバック制御方式のノイズ低減装置を実現することができる。

尚、繰り返しになるが、ノイズ低減の対象となる中間周波数は、回路素子の定数調整によるマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）の調整によって、任意の周波数に設計することが可能である。

又、本実施の形態（図３）では、接続線ｍ０、ノイズ源電流入力線ｍ１、及び、漏洩ノイズ電流出力線ｍ２を２線として表記したが、三相交流への適用では、これらのｍ０〜ｍ２は３線となる。或いは、電力線ではなく、信号線に対してノイズ低減装置を適用する場合等には、ｍ０〜ｍ２は４線以上となる可能性もある。

更に、本実施の形態に係るノイズ低減装置は、ノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２の間の電流経路の任意の箇所に接続することができる。又、ノイズ源回路１１、及び、ノイズ漏洩回路１２を特に限定することなく、低減対象とする周波数成分に対応させて中間周波数が適切に設定されるように、上述したマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することにより、オフセット信号及び発振の抑制とともに、当該周波数成分のノイズを低減することができる。

尚、上述した各実施の形態では、位相調整回路１２０及び１６０の各々について、抵抗及び容量を組み合わせたローパスフィルタによる構成例を示したが、当該ローパスフィルタの回路定数の調整に加えて、オペアンプ１１５，１７０（差動反転増幅回路１５０又は反転増幅回路１１０をオペアンプではなくトランジスタで構成した場合には当該トランジスタ）の利得帯域幅積の調整を更に組み合わせることで、所望の周波数を得ることも可能である。或いは、上記オペアンプ及び／又はトランジスタの利得帯域幅積（ＧＢ積）を最適に選定することで、ローパスフィルタの配置を省略して、位相調整回路１２０，１６０を構成することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示による技術的範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０，１０ｘ ノイズ低減装置、１１ ノイズ源回路、１２ ノイズ漏洩回路、２０ ノイズ検出部、２１，８１ カレントトランス、２１ｘ，８１ｙ，８１ｚ 二次巻線、２１ｙ，２１ｚ，８１ｘ 一次巻線、３０ 中間周波数成分加算部、３２，３２ｘ，５２，９０，９０ｘ 演算子、３５ 中間周波数成分抽出回路、５０ 低周波成分減算部、５５ 低周波成分増幅回路、６０ 補償信号生成部、６１ 入力線、６５ 増幅回路、７０ 補償信号検出部、７１ 検出抵抗、８０ 補償信号注入部、１００ 兼用回路、１１０ 反転増幅回路、１１５，１７０ オペアンプ、１２０，１６０ 位相調整回路、１２１，１６１ 負入力抵抗、１２２，１６３ 帰還抵抗、１２３，１６４ 帰還容量、１５０ 差動反転増幅回路、１６２ 正入力抵抗、１８０ エミッタフォロワ、１８１，１８２ トランジスタ、２０１，３０１ 電圧入力端子、２０２，３０２ 電圧測定端子、３００ 開放点、ＬＭ０ メジャー帰還ループ、ＬＮ１，ＬＰ１ マイナー帰還ループ、ｉｃｍｐ 補償信号、ｉｇｎｄ 漏洩ノイズ電流、ｍ０ 接続線、ｍ１ ノイズ源電流入力線、ｍ２ 漏洩ノイズ電流出力線、ｖｃｍｐ 補償信号検出電圧、ｖｓｎｓ 検出電圧（ノイズ検出部）。

Claims (7)

1. 接続線上の電磁ノイズを検出するノイズ検出部と、
   前記ノイズ検出部の検出信号に基づいて、前記電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成する補償信号生成部と、
   前記補償信号を前記接続線に注入する補償信号注入部と、
   前記補償信号を検出する補償信号検出部と、
   前記補償信号検出部による検出信号のうちの、予め定められた第１の周波数よりも低い第１の周波数領域の周波数成分を増幅して前記補償信号生成部に負帰還する低周波成分減算部と、
   前記補償信号検出部による検出信号のうちの、前記第１の周波数よりも高い予め定められた第２の周波数の成分を前記補償信号生成部に正帰還する中間周波数成分加算部とを備え、
   前記ノイズ検出部は、前記接続線上において、前記補償信号注入部によって前記補償信号が注入された後の前記電磁ノイズを検出する、ノイズ低減装置。
2. 前記ノイズ検出部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含み、
   前記補償信号注入部は、カレントトランスを含む、請求項１記載のノイズ低減装置。
3. 前記ノイズ検出部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含み、
   前記補償信号生成部は、前記ノイズ検出部の検出信号に基づく入力信号を増幅した信号を逆相変換して前記補償信号を出力するように構成され、
   前記補償信号注入部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含む、請求項１記載のノイズ低減装置。
4. 前記低周波成分減算部は、前記補償信号検出部の前記検出信号のうちの前記第１の周波数領域の周波数成分を増幅した信号を、逆相変換後に前記補償信号生成部の入力に帰還するように構成され、
   前記中間周波数成分加算部は、前記補償信号検出部の前記検出信号のうちの前記第２の周波数の成分を抽出した信号を、逆相変換し、更に位相反転した後に前記補償信号生成部の入力に帰還するように構成される、請求項１記載のノイズ低減装置。
5. 前記補償信号生成部は、
   前記補償信号を出力する差動反転増幅回路と、
   前記差動反転増幅回路の入出力間の位相差を調整する第１の位相調整回路とを含み、
   前記低周波成分減算部、及び、前記中間周波数成分加算部は、
   前記補償信号検出部の前記検出信号を入力とし、前記差動反転増幅回路に入力される出力信号を生成する、共通の反転増幅回路と、
   前記反転増幅回路の入出力間の位相差を調整する第２の位相調整回路とを含み、
   前記差動反転増幅回路は、前記反転増幅回路の出力信号と、前記ノイズ検出部の検出信号との電圧差を増幅して前記補償信号を生成するように構成され、
   前記差動反転増幅回路の入力と前記ノイズ検出部との間を開放した状態での、前記補償信号生成部、前記補償信号注入部、及び、前記ノイズ検出部による第１の帰還ループの一巡伝達関数のゲイン特性は、前記第１及び第２の位相調整回路の少なくとも一方によって、前記低周波成分減算部及び前記中間周波数成分加算部が配置されない場合と比較して、前記第１の周波数領域のゲインが減少するとともに、前記第２の周波数におけるゲインが増加するように調整される、請求項１又は４に記載のノイズ低減装置。
6. 前記第１の帰還ループの一巡伝達関数のゲイン特性は、正帰還帯域のゲインピークが０デシベルを下回るように調整される、請求項５記載のノイズ低減装置。
7. 前記第１及び第２の位相調整回路の各々は、抵抗素子及び容量素子の組み合わせによるローパスフィルタと、前記差動反転増幅回路又は前記反転増幅回路を構成するオペアンプ又はトランジスタの利得帯域幅積との少なくとも一方によって構成される、請求項５記載のノイズ低減装置。

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