JP6790760B2 - Variable flux motor current control method and current control device - Google Patents

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本発明は、可変磁束モータの電流制御方法、及び電流制御装置に関する。 The present invention relates to a current control method for a variable magnetic flux motor and a current control device.
従来、保持力の異なる2以上の永久磁石を回転子内に有する永久磁石同期モータにおいて、永久磁石同期モータの運転中に誘起電圧を測定し、測定した誘起電圧に基づいて永久磁石の磁束を推定し、推定した磁束に基づいて制御ゲインを変化させることにより、永久磁石同期モータの電流制御性を安定させる技術が開示されている(特許文献1参照)。 Conventionally, in a permanent magnet synchronous motor having two or more permanent magnets having different holding forces in a rotor, the induced voltage is measured during operation of the permanent magnet synchronous motor, and the magnetic flux of the permanent magnet is estimated based on the measured induced voltage. However, a technique for stabilizing the current controllability of a permanent magnet synchronous motor by changing the control gain based on the estimated magnetic flux is disclosed (see Patent Document 1).
特開2005−304204号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2005-304204
ここで、磁石磁束の推定値を算出する際は、その算出式のパラメータとしてインダクタンス値を使用する。特許文献1の永久磁石同期モータでは、磁石磁束だけが変化するので、固定のインダクタンス値を用いて磁石磁束を推定することができた。 Here, when calculating the estimated value of the magnet magnetic flux, the inductance value is used as a parameter of the calculation formula. In the permanent magnet synchronous motor of Patent Document 1, only the magnet magnetic flux changes, so that the magnet magnetic flux can be estimated using a fixed inductance value.
しかしながら、固定子巻線に印加される電流に応じて着磁量を変化可能な永久磁石を備え、磁石磁束だけでなくインダクタンスも大きく変化する可変磁束モータでは、電流制御性を安定させるための制御ゲインを調整する際にインダクタンスの推定値も必要となるが、その推定方法は報告されていない。 However, in a variable magnetic flux motor equipped with a permanent magnet that can change the amount of magnetization according to the current applied to the stator winding, not only the magnet magnetic flux but also the inductance changes significantly, control for stabilizing the current controllability. An estimated value of inductance is also required when adjusting the gain, but the estimation method has not been reported.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束モータのインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することができる電流制御方法を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a current control method capable of estimating the inductance of a variable magnetic flux motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change and adjusting the control gain based on the estimated inductance.
本発明による可変磁束モータの電流制御方法は、固定子巻線を有する固定子と、複数の永久磁石を有する回転子と、を備え、インバータから前記固定子巻線に印加される電流が形成する磁界の作用で前記永久磁石の着磁率を変化可能な可変磁束モータの電流制御方法であって、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのq電流指令値と、q軸PI制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるq軸電圧指令値を算出し、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのd電流指令値と、d軸PI制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるd軸電圧指令値を算出し、q軸電流指令値に基づいて、q軸インダクタンスを推定し、さらに、可変磁束モータの回転数を取得する。そして、d軸電流指令値及びq軸電流指令値と、d軸電圧指令値と、回転数と、推定したq軸インダクタンスと、d軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいてd軸インダクタンスを推定して、推定したd軸インダクタンスに応じてd軸PI制御ゲインを調整し、q軸電圧指令値とd軸電圧指令値とに応じたq軸電流及びd軸電流を、インバータから固定子巻線に供給する。さらに、着磁率指令値に基づいて永久磁石の着磁率を変化させるための着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値を算出し、着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値に応じて、着磁用PI制御ゲインを算出し、永久磁石の着磁率を変化させる際には、d軸PI制御ゲインおよびq軸PI制御ゲインを用いた電流制御から、着磁用PI制御ゲインを用いた電流制御に切り替える。 The current control method for a variable magnetic flux motor according to the present invention includes a stator having a stator winding and a rotor having a plurality of permanent magnets, and a current applied from the inverter to the stator winding is formed. This is a current control method for a variable magnetic flux motor that can change the magnetizing rate of the permanent magnet by the action of a magnetic field. The q current command value for generating the current supplied to the stator windings to the inverter, and the q-axis PI control. The q-axis voltage command value given to the inverter is calculated based on the gain, and the d-current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter, and the d-axis PI control gain are used for the inverter. The d-axis voltage command value to be given to is calculated, the q-axis inductance is estimated based on the q-axis current command value, and the rotation speed of the variable magnetic flux motor is obtained. Then, the d-axis inductance is estimated based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previous estimated value of the d-axis inductance. Then, the d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance, and the q-axis current and d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are coiled from the inverter. Supply to. Further, the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing q-axis current command value for changing the magnetizing rate of the permanent magnet are calculated based on the magnetizing rate command value, and the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing The magnetizing PI control gain is calculated according to the magnetic q-axis current command value, and when changing the magnetizing rate of the permanent magnet, the current control using the d-axis PI control gain and the q-axis PI control gain is used. , Switch to current control using the magnetizing PI control gain.
本発明によれば、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束モータのインダクタンスを推定して、インダクタンスの推定値に基づいて制御ゲインを調整することができるので、制御安定性を向上させることができる。 According to the present invention, the inductance of the variable magnetic flux motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change can be estimated, and the control gain can be adjusted based on the estimated value of the inductance, so that the control stability can be improved. ..
図1は、第1実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置の制御ブロック図である。FIG. 1 is a control block diagram of the current control device of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the first embodiment. 図2は、PI制御ゲインの調整方法を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a method of adjusting the PI control gain. 図3は、第2実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置の制御ブロック図である。FIG. 3 is a control block diagram of the current control device of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the second embodiment. 図4は、q軸インダクタンスLqの線形補間を説明する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating linear interpolation of the q-axis inductance Lq. 図5は、q軸インダクタンスLqの非線形補間を説明する図である。FIG. 5 is a diagram for explaining nonlinear interpolation of the q-axis inductance Lq. 図6は、q軸電流に対する磁石磁束の変化率を示す図であって、初期化シーケンスの実行タイミングを説明する図である。FIG. 6 is a diagram showing the rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current, and is a diagram for explaining the execution timing of the initialization sequence. 図7は、q軸電流に対する磁石磁束の変化率を示す図であって、初期化シーケンスの実行タイミングを説明する図である。FIG. 7 is a diagram showing the rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current, and is a diagram for explaining the execution timing of the initialization sequence. 図8は、d軸インダクタンスLdの上限値を説明する図である。FIG. 8 is a diagram illustrating an upper limit value of the d-axis inductance Ld. 図9は、d軸インダクタンスLdの下限値を説明する図である。FIG. 9 is a diagram for explaining the lower limit value of the d-axis inductance Ld. 図10は、PI制御ゲインの最大値を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a maximum value of PI control gain. 図11は、初期化シーケンスのフローを示すフローチャーである。FIG. 11 is a floater showing the flow of the initialization sequence. 図12は、第6実施形態の可変磁束モータの電流制御装置の制御ブロック図である。FIG. 12 is a control block diagram of the current control device for the variable magnetic flux motor of the sixth embodiment. 図13は、着磁用PI制御ゲインを調整する前後での着磁用d軸電流指令値に対する実電流の追従性を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing the followability of the actual current with respect to the magnetizing d-axis current command value before and after adjusting the magnetizing PI control gain. 図14は、着磁用d軸電流指令値の時間変化率を調整する前後での着磁用d軸電流指令値に対する実電流の追従性を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing the followability of the actual current with respect to the magnetizing d-axis current command value before and after adjusting the time change rate of the magnetizing d-axis current command value.
[第1実施形態]
図1は、第1実施形態にかかる可変磁束型回転電機の電流制御装置100(以下単に電流制御装置100という)の構成を示す制御ブロック図である。本実施形態の電流制御装置100は、q軸PI制御器101と、d軸PI制御器102と、q軸インダクタンス推定器103と、d軸インダクタンス推定器104と、q軸PI制御ゲイン調整器105と、d軸ゲイン調整器106と、d軸ゲイン(N+1)推定器107と、回転数推定器108と、インバータ109と、q軸減算器111と、d軸減算器112とを備え、可変磁束モータ110を制御対象とする電流制御装置である。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration of a current control device 100 (hereinafter, simply referred to as a current control device 100) of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to the first embodiment. The current control device 100 of the present embodiment includes a q-axis PI controller 101, a d-axis PI controller 102, a q-axis inductance estimator 103, a d-axis inductance estimator 104, and a q-axis PI control gain adjuster 105. The d-axis gain adjuster 106, the d-axis gain (N + 1) estimator 107, the rotation speed estimator 108, the inverter 109, the q-axis subtractor 111, and the d-axis subtractor 112 are provided, and the variable magnetic flux is provided. This is a current control device that controls the motor 110.
ただし、電流制御装置100が備える上記構成のうち、インバータ109を除く各構成は、一つあるいは複数のコントローラが機能部として備え、後述する各機能を実行するようにプログラムされているものとする。なお、インバータ109と可変磁束モータ110は、説明の都合上それぞれ二つに分けて図示したが、実際は一つとする。 However, among the above configurations included in the current control device 100, each configuration other than the inverter 109 is provided with one or a plurality of controllers as functional units, and is programmed to execute each function described later. Although the inverter 109 and the variable magnetic flux motor 110 are shown separately for convenience of explanation, they are actually one.
まず、可変磁束モータ110について説明する。本発明の制御対象である可変磁束モータ110(以下、単にモータ110ともいう)は、回転子が備える永久磁石(低保磁力磁石)の着磁量が、インバータからモータ110に印加される電流に応じて変化可能に構成されている。より具体的には、モータ110は、固定子巻線を有する固定子と、複数の永久磁石を有する回転子とから構成されており、インバータ109から固定子巻線に印加される電流が形成する磁界の作用で永久磁石の着磁量(着磁率)を変化させることで、永久磁石の磁力(磁束)そのものを変化させることが出来る。このため、モータの運転状態(動作点)に応じて永久磁石の磁力を制御することにより、幅広い動作領域におけるモータの効率を向上させることができる。永久磁石の着磁量を変化させる制御方法については、図12を参照して後述する。 First, the variable magnetic flux motor 110 will be described. In the variable magnetic flux motor 110 (hereinafter, also simply referred to as the motor 110) which is the control target of the present invention, the amount of magnetization of the permanent magnet (low coercive magnet) included in the rotor is changed to the current applied from the inverter to the motor 110. It is configured to be changeable according to the situation. More specifically, the motor 110 is composed of a stator having a stator winding and a rotor having a plurality of permanent magnets, and a current applied from the inverter 109 to the stator winding is formed. By changing the magnetizing amount (magnetization rate) of the permanent magnet by the action of the magnetic field, the magnetic force (magnetic flux) of the permanent magnet itself can be changed. Therefore, by controlling the magnetic force of the permanent magnet according to the operating state (operating point) of the motor, the efficiency of the motor in a wide operating range can be improved. The control method for changing the magnetizing amount of the permanent magnet will be described later with reference to FIG.
以上説明したような可変磁束モータを電流制御する場合に電流制御の制御ゲインを一定にしていると、動作点の変化に対して電流が追従しなくなるため、制御が不安定となる。 When the variable magnetic flux motor as described above is current-controlled, if the control gain of the current control is constant, the current does not follow the change of the operating point, and the control becomes unstable.
ここで、モータの電流制御においては、背景技術にて上述したように、磁石磁束だけが変化するようなモータでのゲイン調整技術は公知である。しかしながら、磁石磁束とインダクタンスとがともに変化するモータにおけるゲイン調整技術は本発明以前には報告されていない。 Here, in the current control of the motor, as described above in the background technique, a gain adjusting technique in the motor in which only the magnetic flux of the magnet changes is known. However, a gain adjustment technique for a motor in which both the magnetic flux of a magnet and the inductance change has not been reported prior to the present invention.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータのインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することで、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータの電流制御性を安定させることができる技術を提供する。以下、図1に戻って説明を続ける。 The present invention stabilizes the current controllability of a motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change by estimating the inductance of the motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change and adjusting the control gain based on the estimated inductance. Providing technology that can be used. Hereinafter, the description will be continued by returning to FIG.
q軸減算器111は、q軸電流指令値Iq*(N)から、可変磁束モータ110に入力される三相交流電流から取得したq軸電流検出値Iq(N−1)を減算する。q軸電流指令値Iq*は、後述するd軸電流指令値Id*とともに、モータ110に所望のトルクを出力させるためにモータ110が有する固定子巻線に供給する電流(q軸電流Iq)をインバータ109に発生させるために不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。電流指令値設定手段は、電流制御装置100が有する各構成と同様に上記のコントローラが一機能部として備える構成であっても良いし、電流制御装置100の各構成を備えるコントローラとは別のコントローラが備える機能部であっても良い。q軸減算器111の出力値はq軸PI制御器101に出力される。 The q-axis subtractor 111 subtracts the q-axis current detection value Iq (N-1) acquired from the three-phase alternating current input to the variable magnetic flux motor 110 from the q-axis current command value Iq * (N). The q-axis current command value Iq * , together with the d-axis current command value Id * described later, is a current (q-axis current Iq) supplied to the stator winding of the motor 110 in order to output a desired torque to the motor 110. It is a value set by a current command value setting means (not shown) to be generated in the inverter 109. The current command value setting means may have a configuration in which the above controller is provided as one functional unit in the same manner as each configuration of the current control device 100, or a controller different from the controller having each configuration of the current control device 100. It may be a functional unit provided in. The output value of the q-axis subtractor 111 is output to the q-axis PI controller 101.
なお、ここで説明する電流制御装置において用いられる各値の検出、算出、或いは推定は、システムの起動中一定の間隔で行われる。以下に示す値の末尾の(N)は現制御タイミングにおける値を、(N−1)は前回の制御タイミングにおける値(前回値)を示す。 Note that the detection, calculation, or estimation of each value used in the current control device described here is performed at regular intervals during system startup. The value (N) at the end of the values shown below indicates the value at the current control timing, and (N-1) indicates the value at the previous control timing (previous value).
q軸PI制御器101は、入力されるq軸減算器111の出力値、及び、後述するq軸PI制御ゲイン調整器105から入力されるq軸PI制御ゲインから比例積分(PI)制御演算によりq軸電圧指令値Vq*(N)を算出し、インバータ109へ出力する。 The q-axis PI controller 101 is subjected to proportional integration (PI) control calculation from the input output value of the q-axis subtractor 111 and the q-axis PI control gain input from the q-axis PI control gain adjuster 105 described later. The q-axis voltage command value Vq * (N) is calculated and output to the inverter 109.
d軸減算器112は、電流指令値Id*(N)から、可変磁束モータ110に入力される三相交流電流から取得したd軸電流検出値Id(N−1)を減算する。d軸電流指令値Id*は、上述したq軸電流指令値Iq*とともに、モータ110に所望のトルクを出力させるためにモータ110が有する固定子巻線に供給する電流(d軸電流Id)をインバータ109に発生させるために、不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。d軸減算器112の出力値は、d軸PI制御器102に出力される。 The d-axis subtractor 112 subtracts the d-axis current detection value Id (N-1) acquired from the three-phase alternating current input to the variable magnetic flux motor 110 from the current command value Id * (N). The d-axis current command value Id * , together with the q-axis current command value Iq * described above, is a current (d-axis current Id) supplied to the stator winding of the motor 110 in order to output a desired torque to the motor 110. It is a value set by a current command value setting means (not shown) to be generated in the inverter 109. The output value of the d-axis subtractor 112 is output to the d-axis PI controller 102.
d軸PI制御器102は、入力される電流指令値Id*、及び、後述するd軸ゲイン(N+1)推定器107から入力されるd軸PI制御ゲインから比例積分(PI)制御演算によりd軸電圧指令値Vd*(N)を算出し、インバータ109へ出力する。 The d-axis PI controller 102 is d-axis by proportional integration (PI) control calculation from the input current command value Id * and the d-axis PI control gain input from the d-axis gain (N + 1) estimator 107 described later. The voltage command value Vd * (N) is calculated and output to the inverter 109.
q軸インダクタンス推定器103は、q軸インダクタンスLqを推定する。具体的には、q軸電流およびd軸電流と、q軸インダクタンスLqとの関係を定めたマップを予め取得して、q軸電流指令値Iq*(N)と、d軸電流指令値Id*(N)とに基づいて、当該マップを参照することによりq軸インダクタンスLqを推定する。推定されたq軸インダクタンスLqは、q軸PI制御ゲイン調整器105に入力される。 The q-axis inductance estimator 103 estimates the q-axis inductance Lq. Specifically, a map defining the relationship between the q-axis current and d-axis current and the q-axis inductance Lq is acquired in advance, and the q-axis current command value Iq * (N) and the d-axis current command value Id * are obtained. Based on (N), the q-axis inductance Lq is estimated by referring to the map. The estimated q-axis inductance Lq is input to the q-axis PI control gain adjuster 105.
q軸PI制御ゲイン調整器105は、q軸インダクタンスLqに応じたq軸PI制御ゲインを算出して、q軸PI制御器101に出力する。q軸PI制御ゲインは、例えば図2に図示するように、q軸インダクタンスLqが大きくなるほど大きな値になるように算出される。 The q-axis PI control gain adjuster 105 calculates the q-axis PI control gain according to the q-axis inductance Lq and outputs it to the q-axis PI controller 101. As shown in FIG. 2, for example, the q-axis PI control gain is calculated so as to increase as the q-axis inductance Lq increases.
d軸インダクタンス推定器104は、d軸インダクタンスLdを推定する。具体的には、電圧方程式から導かれる以下式(1)に従って、d軸PI制御器102の出力値であるd軸電圧指令値Vd*(N)と、回転数推定器108の出力値であるモータ回転数ω(N)と、d軸電流指令値Id*(N)と、q軸電流指令値Iq*(N)と、予め取得したモータ110に備わる固定子巻線の巻線抵抗Raと、q軸インダクタンス推定器103で推定されたq軸インダクタンスLqと、一つ前の制御タイミングで推定されたd軸インダクタンスLd(N−1)とから、d軸インダクタンスLdが推定される。推定されたd軸インダクタンスLdは、d軸ゲイン調整器106に出力される。 The d-axis inductance estimator 104 estimates the d-axis inductance Ld. Specifically, according to the following equation (1) derived from the voltage equation, the d-axis voltage command value Vd * (N), which is the output value of the d-axis PI controller 102, and the output value of the rotation speed estimator 108. The motor rotation speed ω (N), the d-axis current command value Id * (N), the q-axis current command value Iq * (N), and the winding resistance Ra of the stator winding provided in the motor 110 acquired in advance. , The d-axis inductance Ld is estimated from the q-axis inductance Lq estimated by the q-axis inductance estimator 103 and the d-axis inductance Ld (N-1) estimated at the previous control timing. The estimated d-axis inductance Ld is output to the d-axis gain adjuster 106.
d軸ゲイン調整器106は、d軸インダクタンスLdに応じたd軸PI制御ゲインを算出して、d軸ゲイン(N+1)推定器107に出力する。d軸PI制御ゲインは、例えば図2に図示するようにd軸インダクタンスLdが大きくなるほど大きな値になるように算出される。このように、第1実施形態の電流制御装置100によれば、d軸インダクタンスLdを推定し、推定したd軸インダクタンスLdに応じてd軸PI制御ゲインを調整することができる。 The d-axis gain adjuster 106 calculates the d-axis PI control gain according to the d-axis inductance Ld and outputs it to the d-axis gain (N + 1) estimator 107. As shown in FIG. 2, for example, the d-axis PI control gain is calculated so as to increase as the d-axis inductance Ld increases. As described above, according to the current control device 100 of the first embodiment, the d-axis inductance Ld can be estimated, and the d-axis PI control gain can be adjusted according to the estimated d-axis inductance Ld.
d軸ゲイン(N+1)推定器107は、d軸PI制御ゲイン(N)から、d軸ゲイン調整器106において次の制御タイミングで算出されると予測されるd軸PI制御ゲイン(N+1)を推定する。算出したd軸PI制御ゲイン(N+1)は、d軸PI制御器102に出力される。これにより、d軸PI制御ゲイン(N+1)が推定されたタイミングの次の制御タイミングにおいて、d軸PI制御器102にd軸電流指令値Id*(N)が入力された時に、d軸電圧指令値Vd*(N)をより正しく推定することができる。なお、現在値、あるいは過去値から現在値までの推移に基づいて次の制御タイミングにおける値を推定する方法は、特に限定されず、公知の方法を用いればよい。 The d-axis gain (N + 1) estimator 107 estimates the d-axis PI control gain (N + 1) predicted to be calculated at the next control timing by the d-axis gain adjuster 106 from the d-axis PI control gain (N). To do. The calculated d-axis PI control gain (N + 1) is output to the d-axis PI controller 102. As a result, at the control timing following the timing at which the d-axis PI control gain (N + 1) is estimated, when the d-axis current command value Id * (N) is input to the d-axis PI controller 102, the d-axis voltage command is issued. The value Vd * (N) can be estimated more accurately. The method of estimating the value at the next control timing based on the current value or the transition from the past value to the current value is not particularly limited, and a known method may be used.
回転数推定器108は、不図示のレゾルバやエンコーダ等の回転センサの検出値に基づいて算出された一つ前の制御タイミングにおける回転数ω(N−1)から、回転数ω(N)を推定して、d軸インダクタンス推定器104に出力する。これにより、d軸インダクタンス推定器104において、遅れ要素が排除されるので、遅れの無いより正しいd軸インダクタンスLdを推定することができる。なお、過去値から現在値を推定する方法は特に限定されず、d軸ゲイン(N+1)推定器107においてd軸PI制御ゲイン(N+1)が推定されたのと同様に、公知の方法を用いればよい。 The rotation speed estimator 108 calculates the rotation speed ω (N) from the rotation speed ω (N-1) at the previous control timing calculated based on the detection values of rotation sensors such as resolvers and encoders (not shown). Estimate and output to the d-axis inductance estimator 104. As a result, in the d-axis inductance estimator 104, the delay element is eliminated, so that a more correct d-axis inductance Ld without delay can be estimated. The method of estimating the current value from the past value is not particularly limited, and a known method can be used in the same manner as in the case where the d-axis PI control gain (N + 1) is estimated by the d-axis gain (N + 1) estimator 107. Good.
そして、インバータ109は、q軸PI制御器101から入力されるq軸電圧指令値Vq*に応じたq軸電流Iqと、d軸PI制御器102から入力されるd軸電圧指令値Vd*とに応じたd軸電流Idとを、モータ110に出力する。 Then, the inverter 109 has a q-axis current Iq corresponding to the q-axis voltage command value Vq * input from the q-axis PI controller 101 and a d-axis voltage command value Vd * input from the d-axis PI controller 102. The d-axis current Id corresponding to the above is output to the motor 110.
以上が本実施形態における電流制御の詳細である。このような制御構成により、d軸インダクタンスLdと磁石磁束Ψaとの双方が変化する可変磁束モータであっても、動作点に応じてPI制御ゲインを調整することができる。その結果、動作点の変化に伴う電流追従性が向上し、電流制御の制御安定性を向上させることができるので、幅広い運転領域においてモータ110の効率を向上させることができる。 The above is the details of the current control in this embodiment. With such a control configuration, the PI control gain can be adjusted according to the operating point even in a variable magnetic flux motor in which both the d-axis inductance Ld and the magnet magnetic flux Ψa change. As a result, the current followability with the change of the operating point is improved, and the control stability of the current control can be improved, so that the efficiency of the motor 110 can be improved in a wide operating range.
以上、第1実施形態の可変磁束モータの電流制御装置100は、固定子巻線を有する固定子と、複数の永久磁石を有する回転子と、を備え、インバータから固定子巻線に印加される電流が形成する磁界の作用で永久磁石の着磁率を変化可能な可変磁束モータの電流制御方法を実現する電流制御装置100である。電流制御装置100は、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのq軸電流指令値Iq*と、q軸PI制御ゲインと、に基づいてインバータ109に与えるq軸電圧指令値Vq*を算出し、固定子巻線に供給する電流をインバータ109に発生させるためのd軸電流指令値Id*と、d軸PI制御ゲインと、に基づいてインバータ109に与えるd軸電圧指令値Vd*を算出し、q軸電流指令値Iq*に基づいて、q軸インダクタンスLqを推定し、さらに、可変磁束モータ110の回転数を取得する。そして、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*と、d軸電圧指令値Vd*と、回転数と、推定したq軸インダクタンスLqと、d軸インダクタンスLdの前回推定値(N−1)と、に基づいてd軸インダクタンスLdを推定して、推定したd軸インダクタンスLdに応じてd軸PI制御ゲインを調整し、q軸電圧指令値Vq*とd軸電圧指令値Vd*とに応じたq軸電流Iq及びd軸電流Idを、インバータ109から固定子巻線に供給する。 As described above, the current control device 100 of the variable magnetic flux motor of the first embodiment includes a stator having a stator winding and a rotor having a plurality of permanent magnets, and is applied from the inverter to the stator winding. The current control device 100 realizes a current control method for a variable magnetic flux motor capable of changing the magnetizing rate of a permanent magnet by the action of a magnetic field formed by a current. The current control device 100 gives the q-axis voltage command value Vq to the inverter 109 based on the q-axis current command value Iq * for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the q-axis PI control gain. * is calculated, and the d-axis current command value Id * for generating the inverter 109 the current supplied to the stator windings, and the d-axis PI control gain, the d-axis voltage command value Vd to be applied to the inverter 109 based on the * Is calculated, the q-axis inductance Lq is estimated based on the q-axis current command value Iq *, and the rotation speed of the variable magnetic flux motor 110 is obtained. Then, the d-axis current command value Id *, the q-axis current command value Iq * , the d-axis voltage command value Vd * , the rotation speed, the estimated q-axis inductance Lq, and the previous estimated value of the d-axis inductance Ld (N). -1), the d-axis inductance Ld is estimated based on the above, and the d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance Ld, and the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * The q-axis current Iq and the d-axis current Id corresponding to the above are supplied from the inductance 109 to the inductor winding.
これにより、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束モータ110のd軸インダクタンスLdを推定することができるので、d軸インダクタンスLdの推定値に基づいてPI制御ゲインを調整することにより、制御安定性が向上し、幅広い運転領域においてモータ110の効率を向上させることができる。 As a result, the d-axis inductance Ld of the variable magnetic flux motor 110 in which the magnet magnetic flux and the inductance change can be estimated. Therefore, control stability is achieved by adjusting the PI control gain based on the estimated value of the d-axis inductance Ld. It is possible to improve the efficiency of the motor 110 in a wide operating range.
また、第1実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置100によれば、q軸インダクタンスLqは、d軸電流Id及びq軸電流Iqと、q軸インダクタンスLqとの関係を予め記憶させたマップを用いて、q軸電流指令値Iq*及びd軸電流指令値Id*から推定される。これにより、q軸インダクタンスLqを精度よく推定することができる。 Further, according to the current control device 100 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the first embodiment, the q-axis inductance Lq stores the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the q-axis inductance Lq in advance. It is estimated from the q-axis current command value Iq * and the d-axis current command value Id * using a map. As a result, the q-axis inductance Lq can be estimated accurately.
[第2実施形態]
第2実施形態の電流制御装置200は、q軸インダクタンスLqの推定方法が第1実施形態と主に異なる。
[Second Embodiment]
The current control device 200 of the second embodiment mainly differs from the first embodiment in the method of estimating the q-axis inductance Lq.
図3は、第2実施形態の電流制御装置200の構成を示す制御ブロック図である。なお、第1実施形態と同様の構成部分は同じ符号を付して説明を省略する。 FIG. 3 is a control block diagram showing the configuration of the current control device 200 of the second embodiment. The same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
図3に示すように、本実施形態のq軸インダクタンス推定器223には、第1実施形態とは異なりd軸電流指令値Id*(N)は入力されず、q軸電流指令値Iq*(N)からq軸インダクタンスLqを推定する。 As shown in FIG. 3, unlike the first embodiment, the d-axis current command value Id * (N) is not input to the q-axis inductance estimator 223 of the present embodiment, and the q-axis current command value Iq * ( The q-axis inductance Lq is estimated from N).
具体的には、q軸インダクタンス推定器223は、q軸電流指令値iq*(N)に基づいて、予め定めたq軸インダクタンスLqの最大値Lq_maxと最小値Lq_minとの間を補間する補間式を用いて、q軸インダクタンスLqを算出する。当該補間式には、最大値Lq_maxと最小値Lq_minとを係数とする線形もしくは非線形な関数で構成され、図4、5で例示される複数パターンのうちのいずれかが用いられる。 Specifically, the q-axis inductance estimator 223 is an interpolation formula that interpolates between a predetermined maximum value Lq_max and a minimum value Lq_min of the q-axis inductance Lq based on the q-axis current command value iq * (N). Is used to calculate the q-axis inductance Lq. The interpolation formula is composed of a linear or non-linear function having a maximum value Lq_max and a minimum value Lq_min as coefficients, and any one of a plurality of patterns exemplified in FIGS. 4 and 5 is used.
図4は、q軸インダクタンスLqを、その最大値Lq_maxと最小値Lq_minとを線形補間することによって演算する方法を説明する図である。図4で示すとおり、線形補間では、最大値Lq_maxと最小値Lq_minとの2点を直線で結ぶq軸電流Iqの一次関数に基づいて、q軸インダクタンスLqを算出する。これにより、第1実施形態のq軸インダクタンス推定器103のようにマップを格納しておく必要がないので、電流制御装置200が備えるメモリの使用量を低減することができる。 FIG. 4 is a diagram illustrating a method of calculating the q-axis inductance Lq by linearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIG. 4, in linear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on the linear function of the q-axis current Iq connecting two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min with a straight line. As a result, unlike the q-axis inductance estimator 103 of the first embodiment, it is not necessary to store the map, so that the amount of memory used in the current control device 200 can be reduced.
図5(a)、(b)は、q軸インダクタンスLqを、その最大値Lq_maxと最小値Lq_minとを非線形に補間することによって演算する方法を説明する図である。図5(a)、(b)で示すように、非線形補間では、最大値Lq_maxと最小値Lq_minとの2点を結ぶq軸電流Iqの非線形な関数に基づいて、q軸インダクタンスLqが算出される。なお、図5(a)、(b)で示す非線形の補間式は例示であって、制御対象のモータ特性に応じて事前に調整される。これにより、第1実施形態のq軸インダクタンス推定器103のようにマップを格納するのに比べて、電流制御装置200が備えるメモリの使用量を低減することができる。 5 (a) and 5 (b) are diagrams for explaining a method of calculating the q-axis inductance Lq by non-linearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIGS. 5A and 5B, in the nonlinear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on the nonlinear function of the q-axis current Iq connecting the two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. To. The nonlinear interpolation formulas shown in FIGS. 5A and 5B are examples and are adjusted in advance according to the characteristics of the motor to be controlled. As a result, the amount of memory used in the current control device 200 can be reduced as compared with storing the map as in the q-axis inductance estimator 103 of the first embodiment.
以上、第2実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置200によれば、q軸インダクタンスLqは、予め定めたq軸インダクタンスLqの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、q軸電流指令値Iq*から推定される。当該補間は、線形、あるいは非線形な補間である。これにより、d軸電流Id及びq軸電流Iqと、q軸インダクタンスLqとの関係を記憶させたマップを用意する必要がなくなるので、電流制御装置200が利用するメモリの使用量を低減することができる。 As described above, according to the current control device 200 of the variable magnetic flux motor 110 of the second embodiment, the q-axis inductance Lq uses an interpolation formula that interpolates between a predetermined maximum value and minimum value of the q-axis inductance Lq. , Q-axis current command value Iq * . The interpolation is a linear or non-linear interpolation. As a result, it is not necessary to prepare a map that stores the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the q-axis inductance Lq, so that the amount of memory used by the current control device 200 can be reduced. it can.
[第3実施形態]
第3実施形態の電流制御装置300は、d軸インダクタンスLdを推定する際の最初の制御タイミング時に、初期値としての固定値Ld(0)が設定された下記式(2)を使用する点に特徴がある。初期値として設定される固定値Ld(0)は、制御対象モータの特性に応じて事前に取得した値を使用する。
[Third Embodiment]
The current control device 300 of the third embodiment uses the following equation (2) in which a fixed value Ld (0) is set as an initial value at the first control timing when estimating the d-axis inductance Ld. There is a feature. As the fixed value Ld (0) set as the initial value, a value acquired in advance according to the characteristics of the controlled motor is used.
なお、ここでの最初の制御タイミングとは、車両が起動した後の最初の制御タイミングであって、車両の制御システムが起動して、モータ110が備える固定子巻線に電流が最初に通電された時の制御タイミングのことをいう。 The first control timing here is the first control timing after the vehicle is started, and the control system of the vehicle is started and the current is first applied to the stator winding provided in the motor 110. It refers to the control timing at that time.
また、その後の電流制御において推定したd軸インダクタンスLdを初期値にリセットする際にも、上記の固定値Ld(0)を用いて、Ld(N)=Ld(0)に設定する。なお、電流制御において推定したd軸インダクタンスLdを初期値にリセットすることを、以下では初期化シーケンスと呼ぶ。 Further, when resetting the d-axis inductance Ld estimated in the subsequent current control to the initial value, Ld (N) = Ld (0) is set by using the above fixed value Ld (0). In the following, resetting the d-axis inductance Ld estimated in the current control to the initial value is referred to as an initialization sequence.
これにより、d軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、d軸インダクタンスLdを車両システムの起動時から精度よく推定することが可能となるので、モータ110のモード効率をより向上させることができる。 This makes it possible to accurately estimate the d-axis inductance Ld from the start of the vehicle system in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, so that the mode efficiency of the motor 110 can be further improved. Can be done.
また、マップ等を参照して演算するのではなく、事前に取得した固定値Ld(0)を使用するので、電流制御装置300が備えるメモリ使用量を低減することができる。 Further, since the fixed value Ld (0) acquired in advance is used instead of calculating with reference to a map or the like, the amount of memory used in the current control device 300 can be reduced.
以上、第3実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置300によれば、d軸インダクタンスLdの初期値として、予め定めた固定値Ld(0)を使用する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、車両システムの起動時からd軸インダクタンスLdを精度よく推定することができる。 As described above, according to the current control device 300 of the variable magnetic flux motor 110 of the third embodiment, a predetermined fixed value Ld (0) is used as the initial value of the d-axis inductance Ld. As a result, in a motor in which both the magnetic flux of the magnet and the inductance change, the d-axis inductance Ld can be accurately estimated from the start of the vehicle system.
また、第3実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置300によれば、推定したd軸インダクタンスLdを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定したd軸インダクタンスLdの値を固定値Ld(0)に設定する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、より精度よくd軸インダクタンスLdを推定することができる。 Further, according to the current control device 300 of the variable magnetic flux motor 110 of the third embodiment, when executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld, the estimated d-axis inductance Ld value is fixed. Set to Ld (0). As a result, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately in a motor in which both the magnetic flux of the magnet and the inductance change.
[第4実施形態]
第4実施形態の電流制御装置400は、電流制御中において初期値Ld(0)を演算する点が、第3実施形態と異なる。以下、その演算方法について図等を参照して説明する。
[Fourth Embodiment]
The current control device 400 of the fourth embodiment is different from the third embodiment in that the initial value Ld (0) is calculated during the current control. Hereinafter, the calculation method will be described with reference to figures and the like.
図6、7は、モータ110において、d軸電流Idが略0の時のq軸電流Iqとd軸磁束λdとの関係を示す図である。図中の点線が、本発明の制御対象であるモータ110においての、q軸電流Iqに対するd軸磁束λdを示す。図中の実線は、本発明の対象外の通常のモータ特性であり、q軸電流Iqに対して変化しないd軸磁束λdを示す。すなわち、モータ110は、d軸電流Idが略0の時に、q軸電流Iqによって、磁石磁束Ψaが略10%以上変化する。 6 and 7 are diagrams showing the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd when the d-axis current Id is substantially 0 in the motor 110. The dotted line in the figure shows the d-axis magnetic flux λd with respect to the q-axis current Iq in the motor 110 controlled by the present invention. The solid line in the figure is a normal motor characteristic that is not the subject of the present invention, and indicates a d-axis magnetic flux λd that does not change with respect to the q-axis current Iq. That is, in the motor 110, when the d-axis current Id is approximately 0, the magnet magnetic flux Ψa changes by approximately 10% or more due to the q-axis current Iq.
本実施形態における初期値Ld(0)の演算は、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIdが略0の時に実施される。より具体的には、車両の停車中等のq軸電流Iqが略0の時(図6の丸で囲む領域)、或いは、q軸電流Iqが最大値付近の時(図7の丸で囲む領域)に、少なくとも固定子巻線に発生する誘起電圧を算出できる程度の微小電流Id1(第1のd軸電流)、Id2(第2のd軸電流)を固定子巻線にパルスで2回流し、その時々の誘起電圧を取得する。そして、取得した誘起電圧に基づいて、d軸磁束λd1、λd2を求めると、以下式(3)のように表すことができる。なお、誘起電圧は、計測器により計測しても良いし、公知の方法により算出しても良い。 The calculation of the initial value Ld (0) in the present embodiment is performed when the rate of change dΨa / dId of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is approximately 0. More specifically, when the q-axis current Iq is approximately 0 (circled area in FIG. 6) or when the q-axis current Iq is near the maximum value (circled area in FIG. 7), such as when the vehicle is stopped. ), At least small currents Id1 (first d-axis current) and Id2 (second d-axis current) that can calculate the induced voltage generated in the stator winding are passed through the stator winding twice by pulse. , Get the induced voltage at that time. Then, when the d-axis magnetic fluxes λd1 and λd2 are obtained based on the acquired induced voltage, they can be expressed as the following equation (3). The induced voltage may be measured by a measuring instrument or calculated by a known method.
この時、q軸電流Iqに対する磁石磁束Ψaの変化率dΨa/dIqは略0なので、磁石磁束Ψaは一定値とみなせる。したがって、式(3)より、d軸インダクタンスLdを算出することができる。そして、算出したd軸インダクタンスLdが初期値Ld(0)に設定される。また、本実施形態においては、初期化シーケンスの実行時にも、d軸インダクタンスLd(N)に、式(3)に基づき算出されたd軸インダクタンスLdが初期値Ld(0)として設定される。これにより、d軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、d軸インダクタンスLdをより精度よく推定することができ、モータ110のモード効率をより向上させることができる。 At this time, since the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux Ψa with respect to the q-axis current Iq is approximately 0, the magnet magnetic flux Ψa can be regarded as a constant value. Therefore, the d-axis inductance Ld can be calculated from the equation (3). Then, the calculated d-axis inductance Ld is set to the initial value Ld (0). Further, in the present embodiment, the d-axis inductance Ld calculated based on the equation (3) is set as the initial value Ld (0) in the d-axis inductance Ld (N) even when the initialization sequence is executed. As a result, in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately, and the mode efficiency of the motor 110 can be further improved.
なお、図6、図7で示したq軸電流Iqとd軸磁束λdとの関係に電流の位相は考慮されていないが、モータの特性によっては電流位相も影響するので、電流位相を考慮してq軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIdを算出してもよい。 Although the current phase is not considered in the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd shown in FIGS. 6 and 7, the current phase also affects depending on the characteristics of the motor, so the current phase is considered. The rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq may be calculated as dΨa / dId.
以上、第4実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置400は、固定子巻線に発生する誘起電圧を計測または算出し、推定したd軸インダクタンスLdを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出された値を初期値として設定する。これにより、モータ110の運転中に初期値が算出されるので、より精度よくd軸インダクタンスLdを推定することができる。 As described above, when the current control device 400 of the variable magnetic flux motor 110 of the fourth embodiment measures or calculates the induced voltage generated in the stator winding and executes the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld. Sets a value calculated based on the magnetic flux of the magnet obtained from the induced voltage as an initial value. As a result, the initial value is calculated during the operation of the motor 110, so that the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
また、第4実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置400は、可変磁束モータが、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dψa/dIqが0となる動作域において動作する際に、初期化シーケンスを実行する。これにより、モータ110の運転中において適切なタイミングで初期化が実行されるので、より精度よくd軸インダクタンスLdを推定し続けることができる。 Further, the current control device 400 of the variable magnetic flux motor 110 of the fourth embodiment is initially used when the variable magnetic flux motor operates in an operating range in which the rate of change of the magnetic flux dψa / dIq with respect to the q-axis current Iq is approximately 0. Execute the conversion sequence. As a result, the initialization is executed at an appropriate timing during the operation of the motor 110, so that the d-axis inductance Ld can be continuously estimated more accurately.
また、第4実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置400によれば、初期化シーケンスでは、q軸電流が略0のときに、第1のd軸電流を固定子巻線に流すことにより算出されたd軸磁束λd1と、第2のd軸電流を固定子巻線に流すことにより算出されたd軸磁束λd2とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ110の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくd軸インダクタンスLdを推定することができる。 Further, according to the current control device 400 of the variable magnetic flux motor 110 of the fourth embodiment, in the initialization sequence, when the q-axis current is substantially 0, the first d-axis current is passed through the stator winding. A value calculated based on the calculated d-axis magnetic flux λd1 and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by passing a second d-axis current through the stator winding is set as an initial value. As a result, the initial value is calculated during the operation of the motor 110, so that the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
あるいは、第4実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置400によれば、初期化シーケンスでは、q軸電流が略最大値のときに、第1のd軸電流を固定子巻線に流すことにより算出されたd軸磁束λd1と、第2のd軸電流を固定子巻線に流すことにより算出されたd軸磁束λd2とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ110の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくd軸インダクタンスLdを推定することができる。 Alternatively, according to the current control device 400 of the variable magnetic flux motor 110 of the fourth embodiment, in the initialization sequence, when the q-axis current is substantially the maximum value, the first d-axis current is passed through the stator winding. A value calculated based on the d-axis magnetic flux λd1 calculated by the above and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by passing a second d-axis current through the stator winding is set as an initial value. As a result, the initial value is calculated during the operation of the motor 110, so that the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
[第5実施形態]
第5実施形態の電流制御装置500は、推定したd軸インダクタンスLdと、当該d軸インダクタンスLdに基づいて算出したd軸PI制御ゲインとに上下限の制限を設ける点が上述した各実施形態とは異なる。以下、図等を参照して説明する。
[Fifth Embodiment]
The current control device 500 of the fifth embodiment is different from each of the above-described embodiments in that the upper and lower limits are set between the estimated d-axis inductance Ld and the d-axis PI control gain calculated based on the d-axis inductance Ld. Is different. Hereinafter, description will be made with reference to figures and the like.
図8は、推定したd軸インダクタンスLdの上限値を説明する図である。d軸インダクタンスLdの上限値Ld_maxは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したd軸インダクタンスLdが上限値Ld_maxを超える場合は、d軸インダクタンスLdの推定値をLd_maxに設定する。言い換えると、Ld≧Ld_maxの時は、Ld=Ld_maxとする。 FIG. 8 is a diagram for explaining the upper limit value of the estimated d-axis inductance Ld. The upper limit value Ld_max of the d-axis inductance Ld is set in advance according to the motor characteristics. Then, when the estimated d-axis inductance Ld exceeds the upper limit value Ld_max, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_max. In other words, when Ld ≧ Ld_max, Ld = Ld_max.
図9は、推定したd軸インダクタンスLdの下限値を説明する図である。d軸インダクタンスLdの下限値Ld_minは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したd軸インダクタンスが下限値Ld_min以下になると、d軸インダクタンスLdの推定値をLd_minに設定する。言い換えると、Ld≦Ld_minの時は、Ld=Ld_minとする。 FIG. 9 is a diagram for explaining the lower limit value of the estimated d-axis inductance Ld. The lower limit value Ld_min of the d-axis inductance Ld is set in advance according to the motor characteristics. Then, when the estimated d-axis inductance becomes the lower limit value Ld_min or less, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_min. In other words, when Ld ≦ Ld_min, Ld = Ld_min.
このように、d軸インダクタンスLdの推定値に制限を設けることによって、d軸PI制御ゲインとの関係において、電流制御が発散することを防ぐことができる。 By setting the limit on the estimated value of the d-axis inductance Ld in this way, it is possible to prevent the current control from diverging in relation to the d-axis PI control gain.
ここで、d軸インダクタンスLdの値が小さくなると、電流の変化率が大きくなるので、制御が特に発散しやすくなる。そこで、d軸インダクタンスLdが、Ld=Ld_minとなった場合でも、制御が発散しないゲイン最大値Gain_maxを事前に設定する。 Here, when the value of the d-axis inductance Ld becomes small, the rate of change of the current becomes large, so that the control is particularly easy to diverge. Therefore, even when the d-axis inductance Ld becomes Ld = Ld_min, the maximum gain value Gain_max at which control does not diverge is set in advance.
図10は、d軸PI制御ゲインの最大値を説明する図である。d軸PI制御ゲインがゲイン最大値Gain_max以上になると、d軸PI制御ゲインをGain_maxに設定する。言い換えると、d軸PI制御ゲイン≧Gain_maxの時は、d軸PI制御ゲイン=Gain_maxとする。これにより、推定したd軸インダクタンスLdがどんなに小さな値になったとしても、制御が発散するのを回避することができる。 FIG. 10 is a diagram for explaining the maximum value of the d-axis PI control gain. When the d-axis PI control gain becomes equal to or higher than the maximum gain value Gain_max, the d-axis PI control gain is set to Gain_max. In other words, when the d-axis PI control gain ≥ Gain_max, the d-axis PI control gain = Gain_max. As a result, no matter how small the estimated d-axis inductance Ld becomes, it is possible to prevent the control from diverging.
また、本実施形態の電流制御装置500では、上述したように推定したd軸インダクタンスLdが上下限値になった場合には、次に初期化可能なタイミングで初期化シーケンスを実行する。例えば、第3実施形態で説明したように事前に取得した初期値Ld(0)を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したd軸インダクタンスLdが上下限値になった後、モータ110が停止したタイミングで実行する。また、第4実施形態で説明したように電流制御中に算出された初期値Ld(0)を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したd軸インダクタンスLdが上下限値になった後、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIqが略0になったタイミング(図6、7参照)で実行する。 Further, in the current control device 500 of the present embodiment, when the d-axis inductance Ld estimated as described above reaches the upper and lower limit values, the initialization sequence is executed at the timing that can be initialized next. For example, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance as described in the third embodiment, the motor after the estimated d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values. It is executed at the timing when 110 is stopped. Further, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) calculated during the current control as described in the fourth embodiment, the estimated d-axis inductance Ld becomes the upper and lower limit values. After that, the execution is performed at the timing when the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq becomes substantially 0 (see FIGS. 6 and 7).
図11は、初期化シーケンスのフローを説明するフローチャートである。当該フローは、電流制御装置500の各構成が備わるコントローラが、車両システムが起動している間、所定の間隔で繰り返し実行するようにプログラムされている。 FIG. 11 is a flowchart illustrating the flow of the initialization sequence. The flow is programmed so that the controller provided with each configuration of the current control device 500 repeatedly executes the flow at predetermined intervals while the vehicle system is activated.
ステップS1101では、d軸インダクタンスLdが推定される。 In step S1101, the d-axis inductance Ld is estimated.
ステップS1102では、ステップS1101にて推定されたd軸インダクタンスが、上下限値に達しているか否かを判定する。d軸インダクタンスが上限値Ld_max、または、下限値Ld_minであると判定されると、初期化フラグをONに設定するためにステップS1103の処理が実行される。d軸インダクタンスが上限値Ld_max、または、下限値Ld_minではないと判定された場合は、初期化フラグの状態を判定するために続くステップS1104の処理を実行する。 In step S1102, it is determined whether or not the d-axis inductance estimated in step S1101 has reached the upper and lower limit values. When it is determined that the d-axis inductance is the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the process of step S1103 is executed in order to set the initialization flag to ON. If it is determined that the d-axis inductance is not the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the process of step S1104 following is executed to determine the state of the initialization flag.
ステップS1103では、d軸インダクタンスLdの推定値の初期化が必要であることを示す初期化フラグをONに設定する。そして、現フロー中において初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップS1105の処理を実行する。 In step S1103, the initialization flag indicating that the estimated value of the d-axis inductance Ld needs to be initialized is set to ON. Then, the process of step S1105 that follows is executed in order to determine whether the initialization sequence can be executed in the current flow.
ステップS1104では、前回までのフローにおいて初期化フラグがONに設定されているか否かを判定する。d軸インダクタンスLdが一度でも上下限値に達した場合は、推定誤差が大きくなっている可能性があり、値が信用できないので、初期化を行う必要がある。したがって、前回フローにおいてd軸インダクタンスLdが上下限値に達していても、初期化シーケンスが実行されていなければ、初期化が実行されるまで初期化フラグがONの状態が維持される。初期化フラグがONに設定されていれば、現フローにおいて初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップS1105の処理を実行する。初期化フラグがONに設定されていなければ、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。 In step S1104, it is determined whether or not the initialization flag is set to ON in the flow up to the previous time. If the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values even once, the estimation error may be large and the value cannot be trusted, so initialization needs to be performed. Therefore, even if the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values in the previous flow, if the initialization sequence is not executed, the initialization flag remains ON until the initialization is executed. If the initialization flag is set to ON, the process of step S1105 that follows is executed to determine whether the initialization sequence can be executed in the current flow. If the initialization flag is not set to ON, the initialization sequence execution flow related to this timing is terminated.
ステップS1105では、初期化シーケンスを実行可能なタイミングか否かが判定される。上述したように、事前に取得した初期値Ld(0)を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、モータ110が停止したか否かが判定される。電流制御中に算出された初期値Ld(0)を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIqが略0であるか否かが判定される。モータ110が停止した、あるいは、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIqが略0であると判定された場合には、初期化シーケンスを実行するステップS1106の処理が実行される。 In step S1105, it is determined whether or not the initialization sequence can be executed. As described above, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance, it is determined whether or not the motor 110 has stopped. When the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) calculated during the current control, it is determined whether or not the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is approximately 0. To. When the motor 110 is stopped, or when it is determined that the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is substantially 0, the process of step S1106 for executing the initialization sequence is executed.
モータ110が停止した、あるいは、q軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIdが略0であると判定されなかった場合には、現フローは初期化シーケンスを実行するタイミングではないので、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。 If the motor 110 is stopped or the rate of change dΨa / dId of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is not determined to be approximately 0, the current flow is not the timing to execute the initialization sequence. The initialization sequence execution flow related to the timing is terminated.
ステップS1106では、前ステップにおいて初期化可能なタイミングであると判定されたので、初期化シーケンスが実行される。初期化シーケンスが実行された後は、続くステップS1107の処理において初期化フラグがOFFに設定され、ステップS1101の処理に戻って再びd軸インダクタンスLdが推定される。車両の制御システムが起動する間、以上のフローが繰り返されることで、d軸インダクタンスLdを監視して、d軸インダクタンスLdが上下限値に達した場合には初期化が実行されるので、推定されたd軸インダクタンスLdの精度が担保される。この結果、制御の発散を防ぐことができ、電流制御性が安定するので、モード効率を向上させることができる。 In step S1106, since it is determined that the timing can be initialized in the previous step, the initialization sequence is executed. After the initialization sequence is executed, the initialization flag is set to OFF in the subsequent processing of step S1107, and the process returns to step S1101 to estimate the d-axis inductance Ld again. By repeating the above flow while the vehicle control system is activated, the d-axis inductance Ld is monitored, and when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values, initialization is executed. The accuracy of the d-axis inductance Ld is ensured. As a result, divergence of control can be prevented and current controllability is stabilized, so that mode efficiency can be improved.
以上、第5実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置500は、推定したd軸インダクタンスLdが予め定めたd軸インダクタンス上限値Ld_max以上の場合は、d軸インダクタンスLdをd軸インダクタンス上限値Ld_maxに設定し、推定したd軸インダクタンスLdが予め定めたd軸インダクタンス下限値Ld_min以下の場合は、d軸インダクタンスLdをd軸インダクタンス下限値Ld_minに設定する。これにより、d軸インダクタンスLdに上下限の制限が設けられるので、電流制御が発散するのを防止することができる。 As described above, in the current control device 500 of the variable magnetic flux motor 110 of the fifth embodiment, when the estimated d-axis inductance Ld is equal to or larger than the predetermined d-axis inductance upper limit value Ld_max, the d-axis inductance Ld is changed to the d-axis inductance upper limit value Ld_max. When the estimated d-axis inductance Ld is equal to or less than the predetermined d-axis inductance lower limit value Ld_min, the d-axis inductance Ld is set to the d-axis inductance lower limit value Ld_min. As a result, the upper and lower limits of the d-axis inductance Ld are set, so that it is possible to prevent the current control from diverging.
また、第5実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置500は、推定したd軸PI制御ゲインが、d軸インダクタンスLdがd軸インダクタンス下限値Ld_minの場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値Gain_max以上の場合は、d軸PI制御ゲインをゲイン最大値Gain_maxに設定する、これにより、d軸インダクタンスLdがどのような値になっても電流制御の発散を抑えることができるので、電流制御性をより安定させることができる。 Further, the current control device 500 of the variable magnetic flux motor 110 of the fifth embodiment obtains the maximum gain at which the current control does not diverge even when the estimated d-axis PI control gain is the d-axis inductance lower limit value Ld_min. When the gain maximum value Gain_max or more is set in advance, the d-axis PI control gain is set to the gain maximum value Gain_max, whereby the divergence of the current control can be suppressed regardless of the value of the d-axis inductance Ld. Therefore, the current controllability can be made more stable.
また、第5実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置500は、d軸インダクタンスLdがd軸インダクタンス上限値Ld_max以上、もしくは、d軸インダクタンスLdがd軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初にq軸電流Iqに対する磁石磁束の変化率dΨa/dIqが略0となった時に、初期化シーケンスを実行する。このように、d軸インダクタンスLdが上下限制限値に達した場合に、初期化可能な次のタイミングで初期化シーケンスが実行されることにより、PI制御における積分計算で加算されている誤差がリセットされるので、d軸インダクタンスLdを精度よく推定し続けることができる。 Further, in the current control device 500 of the variable magnetic flux motor 110 of the fifth embodiment, when the d-axis inductance Ld is equal to or more than the d-axis inductance upper limit value Ld_max, or the d-axis inductance Ld is equal to or less than the d-axis inductance lower limit value, After that, the initialization sequence is executed when the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq first becomes approximately 0. In this way, when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit limits, the initialization sequence is executed at the next timing that can be initialized, and the error added in the integral calculation in PI control is reset. Therefore, the d-axis inductance Ld can be continuously estimated with high accuracy.
[第6実施形態]
第6実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置600は、固定子巻線に印加する電流(巻線電流)により発生させた磁界の作用でモータ110の着磁率を変化させる磁力制御シーケンスを実行する点に特徴がある。以下、磁力制御シーケンスを実行するための構成、及び、磁力制御シーケンスが実行される場合のPI制御ゲイン(着磁用PI制御ゲイン)の調整方法について図等を参照して説明する。
[Sixth Embodiment]
The current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 of the sixth embodiment executes a magnetic force control sequence that changes the magnetizing rate of the motor 110 by the action of a magnetic field generated by a current (winding current) applied to the stator windings. It is characterized by the fact that it does. Hereinafter, a configuration for executing the magnetic force control sequence and a method for adjusting the PI control gain (PI control gain for magnetizing) when the magnetic force control sequence is executed will be described with reference to figures and the like.
図12は、第6実施形態にかかる可変磁束モータ110の電流制御装置600の構成を示す制御ブロック図である。 FIG. 12 is a control block diagram showing the configuration of the current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 according to the sixth embodiment.
着磁状態保持制御部11には、車両の運転状態に応じたトルク指令値Tr*、及び、磁束オブザーバ24にて推定されるモータ110の磁石の着磁量推定値Ψaが入力される。そして、着磁状態保持制御部11は、これらの入力値に基づいて、モータ110を回転駆動させるための基本波成分、及び、磁石の着磁率を維持するのに必要な維持成分を含むd軸電流指令値Id1*、及び、q軸電流指令値Iq1*を算出する。 A torque command value Tr * according to the operating state of the vehicle and an estimated magnetization amount Ψa of the magnet of the motor 110 estimated by the magnetic flux observer 24 are input to the magnetizing state holding control unit 11. Then, the magnetizing state holding control unit 11 is a d-axis containing a fundamental wave component for rotationally driving the motor 110 and a maintaining component necessary for maintaining the magnetizing rate of the magnet based on these input values. The current command value Id1 * and the q-axis current command value Iq1 * are calculated.
そして、着磁状態保持制御部11は、d軸電流指令値Id1*をd軸演算器12dに出力するとともに、q軸電流指令値Iq1*をq軸演算器12qに出力する。さらに、着磁状態保持制御部11は、d軸電流指令値Id1*及びq軸電流指令値Iq1*を、非干渉制御部15に出力する。 Then, the magnetized state holding control unit 11 outputs the d-axis current command value Id1 * to the d-axis calculator 12d, and outputs the q-axis current command value Iq1 * to the q-axis calculator 12q. Further, the magnetized state holding control unit 11 outputs the d-axis current command value Id1 * and the q-axis current command value Iq1 * to the non-interference control unit 15.
d軸演算器12dには、d軸電流指令値Id1*、及び、3相−dq変換部21から出力されるモータ110のd軸電流値Idが入力される。そして、d軸演算器12dは、d軸電流指令値Id1*からd軸電流値Idを減ずることによりd軸電流指令値Id2*を算出する。d軸演算器12dは、d軸電流指令値Id2*をPI−dq電流制御器13に出力する。 The d-axis current command value Id1 * and the d-axis current value Id of the motor 110 output from the three-phase-dq conversion unit 21 are input to the d-axis calculator 12d. Then, the d-axis calculator 12d calculates the d-axis current command value Id2 * by subtracting the d-axis current value Id from the d-axis current command value Id1 * . The d-axis calculator 12d outputs the d-axis current command value Id2 * to the PI-dq current controller 13.
同様に、q軸演算器12qには、q軸電流指令値Iq1*、及び、3相−dq変換部21から出力されるモータ110のq軸電流値Iqが入力される。そして、q軸演算器12qは、q軸電流指令値Iq1*からq軸電流値Iqを減ずることによりq軸電流指令値Iq2*を算出する。q軸演算器12qは、q軸電流指令値Iq2*をPI−dq電流制御器13に出力する。 Similarly, the q-axis current command value Iq1 * and the q-axis current value Iq of the motor 110 output from the three-phase −dq conversion unit 21 are input to the q-axis calculator 12q. Then, the q-axis calculator 12q calculates the q-axis current command value Iq2 * by subtracting the q-axis current value Iq from the q-axis current command value Iq1 * . The q-axis calculator 12q outputs the q-axis current command value Iq2 * to the PI-dq current controller 13.
PI−dq電流制御器13には、d軸電流指令値Id2*及びq軸電流指令値Iq2*が入力される。PI−dq電流制御器13は、d軸演算器12d、及び、q軸演算器12qにおける演算途中にて求められる指令値と測定値との偏差と、第1から第5実施形態において説明したのと同様に設定される電流制御用のPI制御ゲイン(d軸PI制御ゲイン、q軸PI制御ゲイン)とから、PI制御演算によってd軸電圧指令値vd1とq軸電圧指令値vq1とを算出する。そして、PI−dq電流制御器13は、d軸電圧指令値vd1をd軸加算器14dに出力するとともに、q軸電圧指令値vq1をq軸加算器14qに出力する。 The d-axis current command value Id2 * and the q-axis current command value Iq2 * are input to the PI-dq current controller 13. The PI-dq current controller 13 has been described in the first to fifth embodiments with the deviation between the command value and the measured value obtained during the calculation in the d-axis calculator 12d and the q-axis calculator 12q. From the PI control gain for current control (d-axis PI control gain, q-axis PI control gain) set in the same manner as in the above, the d-axis voltage command value vd1 and the q-axis voltage command value vq1 are calculated by the PI control calculation. .. Then, the PI-dq current controller 13 outputs the d-axis voltage command value vd1 to the d-axis adder 14d, and outputs the q-axis voltage command value vq1 to the q-axis adder 14q.
d軸加算器14dには、d軸電圧指令値vd1と、非干渉制御部15から出力されるd軸干渉電圧指令値vd’とに加えて、着磁用PI制御部601から出力される着磁用d軸電圧指令値Vdm*が入力される。d軸加算器14dは、d軸電圧指令値vd1とd軸干渉電圧指令値vd’と着磁用d軸電圧指令値Vdm*とを加算し、その加算結果であるd軸電圧指令値vdをdq−3相変換部16に出力する。 In addition to the d-axis voltage command value vd1 and the d-axis interference voltage command value vd'output from the non-interference control unit 15, the d-axis adder 14d receives the magnetism output from the magnetizing PI control unit 601. The magnetic d-axis voltage command value Vdm * is input. The d-axis adder 14d adds the d-axis voltage command value vd1, the d-axis interference voltage command value vd', and the magnetizing d-axis voltage command value Vdm *, and obtains the d-axis voltage command value vd which is the addition result. Output to the dq-3 phase conversion unit 16.
q軸加算器14qには、q軸電圧指令値vq1と、非干渉制御部15から出力されるq軸干渉電圧指令値vq’とに加えて、着磁用PI制御部601から出力される着磁用q軸電圧指令値Vqm*が入力される。q軸加算器14qは、q軸電圧指令値vq1とq軸干渉電圧指令値vq’と着磁用q軸電圧指令値Vqm*とを加算し、その加算結果であるq軸電圧指令値vqをdq−3相変換部16に出力する。 In addition to the q-axis voltage command value vq1 and the q-axis interference voltage command value vq'output from the non-interference control unit 15, the q-axis adder 14q receives the magnetism output from the magnetizing PI control unit 601. The magnetic q-axis voltage command value Vqm * is input. The q-axis adder 14q adds the q-axis voltage command value vq1, the q-axis interference voltage command value vq', and the magnetizing q-axis voltage command value Vqm *, and obtains the q-axis voltage command value vq which is the addition result. Output to the dq-3 phase conversion unit 16.
非干渉制御部15は、d軸電流指令値Id1*、q軸電流指令値Iq1*、及び、モータ110の電気角速度ωに基づいて、d軸電流とq軸電流における干渉を抑制するための、d軸干渉電圧指令値vd’及びq軸干渉電圧指令値vq’を求める。そして、非干渉制御部15は、d軸干渉電圧指令値vd’をd軸加算器14dに出力するとともに、q軸干渉電圧指令値vq’をq軸加算器14qに出力する。 The non-interference control unit 15 suppresses interference between the d-axis current and the q-axis current based on the d-axis current command value Id1 * , the q-axis current command value Iq1 * , and the electric angular velocity ω of the motor 110. The d-axis interference voltage command value vd'and the q-axis interference voltage command value vq'are obtained. Then, the non-interference control unit 15 outputs the d-axis interference voltage command value vd'to the d-axis adder 14d, and outputs the q-axis interference voltage command value vq'to the q-axis adder 14q.
dq−3相変換部16には、d軸電圧指令値vd、及び、q軸電圧指令値vqに加えて、位相速度演算部22から出力されるモータ110の回転子位相角θが入力される。そして、dq−3相変換部16は、指令値に対して回転子位相角θに基づいて、3相電圧指令値vu、vv、vwを算出する。そして、dq−3相変換部16は、算出した3相電圧指令値vu、vv、vwを変調率演算部17に出力する。 In addition to the d-axis voltage command value vd and the q-axis voltage command value vq, the rotor phase angle θ of the motor 110 output from the phase velocity calculation unit 22 is input to the dq-3 phase conversion unit 16. .. Then, the dq-3 phase conversion unit 16 calculates the three-phase voltage command values vu, vv, and vw based on the rotor phase angle θ with respect to the command value. Then, the dq-3 phase conversion unit 16 outputs the calculated three-phase voltage command values vu, vv, vw to the modulation rate calculation unit 17.
変調率演算部17は、3相電圧指令値vu、vv、vwと、モータ110への印可電圧を生成するインバータ19における基準電圧であるDC電圧Vdcとに基づいて、PWM信号の生成に用いる変調率mu、mv、mwを算出して、それらの変調率を三角波比較部18に出力する。 The modulation rate calculation unit 17 modifies the modulation used for generating the PWM signal based on the three-phase voltage command values vu, vv, vw and the DC voltage Vdc which is the reference voltage in the inverter 19 which generates the applied voltage to the motor 110. The rates mu, mv, and mw are calculated, and their modulation rates are output to the triangular wave comparison unit 18.
三角波比較部18は、入力される変調率mu、mv、mwと三角波とを比較することにより、PWM信号を生成し、このPWM信号をインバータ19に出力する。 The triangular wave comparison unit 18 generates a PWM signal by comparing the input modulation factors mu, mv, mw with the triangular wave, and outputs the PWM signal to the inverter 19.
インバータ19は、PWM信号に基づいて、上アーム及び下アームからなるスイッチ回路(図示省略)を制御することにより、直流電圧から3相交流信号を生成する。そして、インバータ19は、それらの3相交流信号をモータ110に出力する。これにより、モータ110を回転駆動させることができる。 The inverter 19 generates a three-phase AC signal from a DC voltage by controlling a switch circuit (not shown) including an upper arm and a lower arm based on the PWM signal. Then, the inverter 19 outputs those three-phase AC signals to the motor 110. As a result, the motor 110 can be rotationally driven.
電流センサ20は、インバータ19とモータ110との間に設けられており、u相電流Iu、及び、w相電流Iwを測定する。そして、電流センサ20は、測定した電流値を、3相−dq変換部21に出力する。 The current sensor 20 is provided between the inverter 19 and the motor 110, and measures the u-phase current Iu and the w-phase current Iw. Then, the current sensor 20 outputs the measured current value to the three-phase −dq conversion unit 21.
3相−dq変換部21には、u相電流Iu、及び、w相電流Iwが入力されるとともに、位相速度演算部22から回転子位相角θが入力される。そして、3相−dq変換部21は、これらの入力に基づいて、モータ110に流れる電流値をdq軸で示したd軸電流値Id、及び、q軸電流値Iqを算出する。そして、3相−dq変換部21は、d軸電流値Idをd軸演算器12dに出力し、q軸電流値Iqをq軸演算器12qに出力する。同時に、3相−dq変換部21は、d軸電流値Id及びq軸電流値Iqを、インダクタンス推定部602、磁束オブザーバ24、及び、着磁用PI制御部601に出力する。 The u-phase current Iu and the w-phase current Iw are input to the three-phase-dq conversion unit 21, and the rotor phase angle θ is input from the phase velocity calculation unit 22. Then, the three-phase-dq conversion unit 21 calculates the d-axis current value Id, which indicates the current value flowing through the motor 110 on the dq axis, and the q-axis current value Iq, based on these inputs. Then, the three-phase-dq conversion unit 21 outputs the d-axis current value Id to the d-axis calculator 12d and outputs the q-axis current value Iq to the q-axis calculator 12q. At the same time, the three-phase-dq conversion unit 21 outputs the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq to the inductance estimation unit 602, the magnetic flux observer 24, and the magnetizing PI control unit 601.
位相速度演算部22においては、モータ110に設けられているレゾルバ等の回転角度センサ23により検出された信号に基づいて、モータ110の回転子位相角θを求める。位相速度演算部22は、回転子位相角θを、dq−3相変換部16及び3相−dq変換部21に出力する。更に、位相速度演算部22は、モータ110の電気角速度ωを演算により求め、求めた電気角速度ωを磁束オブザーバ24に出力する。 The phase velocity calculation unit 22 obtains the rotor phase angle θ of the motor 110 based on the signal detected by the rotation angle sensor 23 such as a resolver provided in the motor 110. The phase velocity calculation unit 22 outputs the rotor phase angle θ to the dq-3 phase conversion unit 16 and the three-phase −dq conversion unit 21. Further, the phase velocity calculation unit 22 obtains the electric angular velocity ω of the motor 110 by calculation, and outputs the obtained electric angular velocity ω to the magnetic flux observer 24.
磁束オブザーバ24においては、d軸電流値Id、q軸電流値Iq、及び、モータ110の電気角速度ωが入力される。磁束オブザーバ24は、これらの入力に基づいて、着磁量推定値Ψaを算出し、算出した着磁量推定値Ψaを、着磁状態保持制御部11、及び、着磁用PI制御部601に出力する。ここで、着磁量推定値Ψaとは、磁石の磁石磁束Ψaを表す着磁量(磁束数)の推定値であって、固定子コイルにより発生する磁束と鎖交する磁束の合計数を示す値である。 In the magnetic flux observer 24, the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the electric angular velocity ω of the motor 110 are input. The magnetic flux observer 24 calculates the magnetized amount estimated value Ψa based on these inputs, and applies the calculated magnetized amount estimated value Ψa to the magnetizing state holding control unit 11 and the magnetizing PI control unit 601. Output. Here, the magnetized amount estimated value Ψa is an estimated value of the magnetized amount (magnetic flux number) representing the magnet magnetic flux Ψa of the magnet, and indicates the total number of magnetic fluxes interlinking with the magnetic flux generated by the stator coil. The value.
具体的には、磁束オブザーバ24は、d軸電流値Id、q軸電流値Iq、及び、電気角速度ωに基づきモータ電圧方程式を予め記憶している。そして、磁束オブザーバ24は、モータ電圧方程式を用いて着磁量推定値Ψaを算出する。 Specifically, the magnetic flux observer 24 stores the motor voltage equation in advance based on the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the electric angular velocity ω. Then, the magnetic flux observer 24 calculates the magnetized amount estimated value Ψa using the motor voltage equation.
インダクタンス推定部602には、d軸電流値Id、q軸電流値Iq、および、d軸電圧指令値vdが入力される。そして、インダクタンス推定部602は、第1から第5実施形態において説明したq軸インダクタンス推定器103、223、及びd軸インダクタンス推定器104と同様の方法により、d軸インダクタンスLd及びq軸インダクタンスLq(これらをまとめて、以下、dq軸インダクタンス推定値ともいう)を推定する。dq軸インダクタンス推定値は、着磁用PI制御部601に出力される。 The d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the d-axis voltage command value vd are input to the inductance estimation unit 602. Then, the inductance estimation unit 602 uses the same method as the q-axis inductance estimator 103 and 223 and the d-axis inductance estimator 104 described in the first to fifth embodiments to perform the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq ( Collectively, these are also referred to as dq-axis inductance estimates). The dq-axis inductance estimated value is output to the magnetizing PI control unit 601.
着磁用PI制御部601の前段には減算器27が設けられている。減算器27には、上位システム(不図示)から出力される磁石の着磁量指令値Ψa*から、磁束オブザーバ24から出力される着磁量推定値Ψaを減じて、着磁量偏差ΔΨaを算出する。なお、上位システムにおいては、運転状態に応じて最適な磁石の着磁量となるような着磁量指令値Ψa*が求められている。 A subtractor 27 is provided in front of the magnetizing PI control unit 601. In the subtractor 27, the magnetizing amount deviation ΔΨa is obtained by subtracting the magnetizing amount estimated value Ψa output from the magnetic flux observer 24 from the magnetizing amount command value Ψa * output from the host system (not shown). calculate. In the host system, a magnetizing amount command value Ψa * is required so that the magnetizing amount of the magnet is optimum according to the operating state.
着磁用PI制御部601には、着磁量偏差ΔΨaと、d軸電流値Idと、q軸電流値Iqと、dq軸インダクタンス推定値とが入力される。 The magnetizing amount deviation ΔΨa, the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the dq-axis inductance estimated value are input to the magnetizing PI control unit 601.
着磁用PI制御部601は、着磁量偏差ΔΨaに応じて、着磁用d軸電流指令値Idm*、及び、着磁用q軸電流指令値Iqm*を算出する。具体的には、着磁量偏差ΔΨaと、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*との関係を定めたマップ、あるいは関係式を予め記憶して、当該マップあるいは関係式を参照することにより、入力される着磁量偏差ΔΨaから、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*を生成する。 The magnetizing PI control unit 601 calculates the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * according to the magnetizing amount deviation ΔΨa. Specifically, a map or a relational expression that defines the relationship between the magnetizing amount deviation ΔΨa and the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * is stored in advance. By referring to the map or the relational expression, the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * are generated from the input magnetism amount deviation ΔΨa.
また、着磁用PI制御部601は、生成した着磁用d軸電流指令値Idm*とd軸電流値Idとの偏差、及び、生成した着磁用q軸電流指令値Iqm*とq軸電流値iqとの偏差に応じて、着磁用電流PI制御を行う。これにより、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*と後述する着磁用PI制御ゲインとから着磁用d軸電圧指令値Vdm*及び着磁用q軸電圧指令値Vqm*が算出される。算出された着磁用d軸電圧指令値Vdm*はd軸加算器14dに出力され、着磁用q軸電圧指令値Vqm*はq軸加算器14qに出力される。 Further, the magnetizing PI control unit 601 has the deviation between the generated magnetizing d-axis current command value Idm * and the d-axis current value Id, and the generated magnetizing q-axis current command value Iqm * and q-axis. The magnetizing current PI is controlled according to the deviation from the current value iq. As a result, from the magnetizing d-axis current command value Idm *, the magnetizing q-axis current command value Iqm *, and the magnetizing PI control gain described later, the magnetizing d-axis voltage command value Vdm * and the magnetizing q The shaft voltage command value Vqm * is calculated. The calculated d-axis voltage command value Vdm * for magnetism is output to the d-axis adder 14d, and the q-axis voltage command value Vqm * for magnetism is output to the q-axis adder 14q.
この着磁用電流PI制御において用いられる着磁用PI制御ゲインは、着磁量偏差ΔΨaから算出される着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*と、着磁用PI制御ゲインとの関係を定めたマップ、あるいは関係式を予め記憶して、当該マップあるいは関係式を参照することにより求められる。なお、永久磁石に対する着磁を行う際は、PI−dq電流制御器13においてPI制御ゲイン(d軸PI制御ゲイン、q軸PI制御ゲイン)を用いて行われた電流制御から、着磁用PI制御部601において着磁用PI制御ゲインを用いて行う電流制御に切り替わる。 The magnetizing PI control gains used in this magnetizing current PI control are the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * calculated from the magnetizing amount deviation ΔΨa. It is obtained by storing a map or relational expression that defines the relationship with the magnetizing PI control gain in advance and referring to the map or relational expression. When magnetizing the permanent magnet, the magnetizing PI is based on the current control performed by the PI-dq current controller 13 using the PI control gain (d-axis PI control gain, q-axis PI control gain). The control unit 601 switches to the current control performed by using the magnetizing PI control gain.
このように、着磁量指令値Ψa*と着磁量推定値Ψaとの偏差に応じて着磁用PI制御ゲインを調整することにより、着磁用電流(磁力制御用電流)がモータ110に通電される前に、着磁用電流の電流振幅と位相とを決定することが出来る。その結果、電流やモータの運転条件によって変動するインダクタンスに応じたPI制御ゲインを適切に設定することが出来る。 In this way, by adjusting the magnetizing PI control gain according to the deviation between the magnetizing amount command value Ψa * and the magnetizing amount estimated value Ψa, the magnetizing current (magnetic force control current) is transmitted to the motor 110. Before being energized, the current amplitude and phase of the magnetizing current can be determined. As a result, the PI control gain can be appropriately set according to the inductance that fluctuates depending on the current and the operating conditions of the motor.
さらに、着磁用PI制御部601は、入力されるdq軸インダクタンス推定値に応じて着磁用PI制御ゲインを調整する。モータ110が備える永久磁石が着磁されることによりその磁束量が大きくなると、磁気飽和によりインダクタンスが下がる傾向になる。インダクタンスが低下すると電流制御が発散しやすくなる。したがって、着磁用PI制御ゲインをインダクタンスに応じて調整することにより、電流制御における着磁用d軸電流指令値Idm*、及び、着磁用q軸電流指令値Iqm*に対する実電流の追従性が向上するので、制御安定性をより向上させることができる。 Further, the magnetizing PI control unit 601 adjusts the magnetizing PI control gain according to the input dq-axis inductance estimated value. When the amount of magnetic flux is increased by magnetizing the permanent magnet included in the motor 110, the inductance tends to decrease due to magnetic saturation. When the inductance decreases, the current control tends to diverge. Therefore, by adjusting the magnetizing PI control gain according to the inductance, the followability of the actual current with respect to the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * in current control. Is improved, so that the control stability can be further improved.
図13は、着磁用PI制御ゲインを調整する前後での着磁用d軸電流指令値Idm*に対する実電流の追従性を示す図である。図13(a)は、着磁用PI制御ゲインを調整する前の実電流の追従性を示し、図13(b)は、着磁用PI制御ゲインを調整した後の実電流の追従性を示している。図中の実線は、着磁用d軸電流指令値Idm*を表し、点線は実電流(d軸電流)を表している。図示するとおり、着磁用PI制御ゲインを調整することによって、実電流の追従性が向上していることが分かる。 FIG. 13 is a diagram showing the followability of the actual current with respect to the magnetizing d-axis current command value Idm * before and after adjusting the magnetizing PI control gain. FIG. 13 (a) shows the followability of the actual current before adjusting the magnetizing PI control gain, and FIG. 13 (b) shows the followability of the actual current after adjusting the magnetizing PI control gain. Shown. The solid line in the figure represents the magnetizing d-axis current command value Idm * , and the dotted line represents the actual current (d-axis current). As shown in the figure, it can be seen that the followability of the actual current is improved by adjusting the magnetizing PI control gain.
このように、dq軸インダクタンス推定値に応じて着磁用PI制御ゲインを能動的に調整することにより、モータの運転条件等が変化している過渡状態においても安定して磁力制御を行うことが出来る。 In this way, by actively adjusting the magnetic field PI control gain according to the estimated dq-axis inductance value, it is possible to stably control the magnetic force even in a transient state where the operating conditions of the motor are changing. You can.
着磁用PI制御部601は、以上の通り調整された着磁用PI制御ゲインを用いて着磁用電流PI制御を行うことにより、着磁用d軸電圧指令値Vdm*及び着磁用q軸電圧指令値Vqm*を生成する。生成された着磁用d軸電圧指令値Vdm*は、d軸加算器14dに出力され、着磁用q軸電圧指令値Vqm*はq軸加算器14qに出力される。 The magnetizing PI control unit 601 controls the magnetizing current PI using the magnetizing PI control gain adjusted as described above, thereby performing the magnetizing d-axis voltage command value Vdm * and the magnetizing q. Generates the shaft voltage command value Vqm * . The generated magnetizing d-axis voltage command value Vdm * is output to the d-axis adder 14d, and the magnetizing q-axis voltage command value Vqm * is output to the q-axis adder 14q.
また、着磁用PI制御部601は、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*の時間変化率を調整することもできる。電流制御においては、インダクタンスの大きさによって電流指令値に対する実電流の応答性(追従性)が変化する。したがって、dq軸インダクタンス推定値に応じて着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*の時間変化率の上限値を設定する。例えば、インダクタンスが小さく、電流制御が発散しやすい場合には、電流変化率の上限値を下げることで着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*の立ち上りをより緩やかにする。これにより、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*に対する実電流の追従性を向上させることができる。この上限値は、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*に対して実電流が追従可能な範囲内の電流変化率に設定される。 Further, the magnetizing PI control unit 601 can also adjust the time change rate of the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * . In current control, the responsiveness (followability) of the actual current to the current command value changes depending on the magnitude of the inductance. Therefore, the upper limit of the time change rate of the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * is set according to the estimated dq-axis inductance value. For example, when the inductance is small and the current control is likely to diverge, the d-axis current command value for magnetism Idm * and the q-axis current command value for magnetization Iqm * can be raised by lowering the upper limit of the current change rate. Make it more gradual. As a result, it is possible to improve the followability of the actual current with respect to the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * . This upper limit value is set to a current change rate within a range in which the actual current can follow the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * .
図14は、着磁用d軸電流指令値Idm*の時間変化率を調整する前後での着磁用d軸電流指令値Idm*に対する実電流の追従性を示す図である。図14(a)は、着磁用d軸電流指令値Idm*の時間変化率を調整する前の実電流の追従性を示し、図14(b)は、着磁用d軸電流指令値Idm*の時間変化率を調整した後の実電流の追従性を示している。図中の実線は、着磁用d軸電流指令値Idm*を表し、点線は実電流(d軸電流)を表している。 Figure 14 is a diagram showing the followability of the actual current for magnetizing the d-axis current command value Idm * before and after adjusting the magnetizing d-axis current command value Idm * time rate of change of. FIG. 14 (a) shows the followability of the actual current before adjusting the time change rate of the magnetizing d-axis current command value Idm * , and FIG. 14 (b) shows the magnetizing d-axis current command value Idm. It shows the followability of the actual current after adjusting the time change rate of * . The solid line in the figure represents the magnetizing d-axis current command value Idm * , and the dotted line represents the actual current (d-axis current).
図示するとおり、着磁用d軸電流指令値Idm*の時間変化率を調整することにより着磁用d軸電流指令値Idm*の変化率が制限されて、着磁用d軸電流指令値Idm*の立ち上りおよび立ち下りが緩やかになるので、実電流の追従性が向上していることが分かる。 As shown, the magnetizing d-axis current command value Idm * rate of change is limited by adjusting the magnetizing d-axis current command value Idm * time rate of change of, magnetizing d-axis current command value Idm It can be seen that the followability of the actual current is improved because the rise and fall of * become gentle.
以上、第6実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置600は、着磁率指令値Ψa*に基づいて永久磁石の着磁率を変化させるための着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*を算出し、前記着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*に応じて、着磁用PI制御ゲインを算出する。永久磁石の着磁率を変化させる際には、d軸PI制御ゲインおよびq軸PI制御ゲインを用いた電流制御から、着磁用PI制御ゲインを用いた電流制御に切り替える。。これにより、通常の電流制御とは異なる応答性が要求される磁力制御シーケンスを実行する場合には、磁力制御シーケンスに適したPI制御ゲインが選択されるので、磁力制御シーケンスを実行する際にも安定して、電流制御を行うことが出来る。 As described above, the current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 of the sixth embodiment has a magnetizing d-axis current command value Idm * for changing the magnetizing rate of the permanent magnet based on the magnetizing rate command value Ψa * and magnetizing. The q-axis current command value Iqm * for magnetism is calculated, and the PI control gain for magnetism is calculated according to the d-axis current command value Idm * for magnetism and the q-axis current command value Iqm * for magnetism. When changing the magnetizing rate of the permanent magnet, the current control using the d-axis PI control gain and the q-axis PI control gain is switched to the current control using the magnetizing PI control gain. .. As a result, when executing a magnetic force control sequence that requires a response different from that of normal current control, a PI control gain suitable for the magnetic force control sequence is selected, so that even when executing the magnetic force control sequence. The current can be controlled stably.
また、第6実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置600は、永久磁石の着磁率を推定し、着磁率指令値Ψa*と着磁量推定値Ψaとに応じて着磁用PI制御ゲインを調整する。これにより、磁力制御シーケンスが実行される間、電流やモータの運転条件によって変動するインダクタンスに応じたPI制御ゲインを適切に設定することが出来る。 Further, the current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 of the sixth embodiment estimates the magnetizing rate of the permanent magnet, and the magnetizing PI control gain according to the magnetizing rate command value Ψa * and the magnetizing amount estimated value Ψa. To adjust. This makes it possible to appropriately set the PI control gain according to the inductance that fluctuates depending on the current and the operating conditions of the motor while the magnetic force control sequence is executed.
また、第6実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置600は、推定したd軸インダクタンスLdと推定したq軸インダクタンスLqとに応じて、着磁用PI制御ゲインを調整する。。これにより、インダクタンスの変化に応じて電流制御の応答性が変化している過渡状態においても、インダクタンスの変化に応じて着磁用PI制御ゲインを変化させることが出来るので、磁力制御シーケンスが実行される間、安定して磁力制御を行うことが出来る。 Further, the current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 of the sixth embodiment adjusts the magnetizing PI control gain according to the estimated d-axis inductance Ld and the estimated q-axis inductance Lq. .. As a result, even in a transient state in which the responsiveness of the current control changes according to the change in the inductance, the PI control gain for magnetizing can be changed according to the change in the inductance, so that the magnetic force control sequence is executed. During the period, magnetic force control can be performed stably.
また、第6実施形態の可変磁束モータ110の電流制御装置600は、推定したd軸インダクタンスLdとq軸インダクタンスLqとに応じて着磁用dq軸電流指令値の変化率を調整する。これにより、インダクタンスの変化に応じて着磁用dq軸電流指令値に対する実電流の追従性が変化する場合でも、インダクタンスの変化に応じて着磁用dq軸電流指令値の変化率を調整することが可能となる。この結果、実電流の追従性をより向上させることが出来るので、着磁用PI制御ゲインのみを調整するよりもさらに電流制御の安定性を向上させることができる。 Further, the current control device 600 of the variable magnetic flux motor 110 of the sixth embodiment adjusts the rate of change of the magnetizing dq-axis current command value according to the estimated d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq. As a result, even if the followability of the actual current with respect to the magnetizing dq-axis current command value changes according to the change in inductance, the rate of change of the magnetizing dq-axis current command value can be adjusted according to the change in inductance. Is possible. As a result, the followability of the actual current can be further improved, so that the stability of the current control can be further improved as compared with adjusting only the magnetizing PI control gain.
本発明は、上述した一実施形態に限定されることはない。例えば、dq軸インダクタンス推定値に応じた着磁用PI制御ゲインの調整と、着磁用d軸電流指令値Idm*及び着磁用q軸電流指令値Iqm*の時間変化率の調整とを全て実行する必要は必ずしもなく、省略することもできる。各実施形態で説明した構成は、矛盾が生じない範囲で適宜組み合わされてもよい。 The present invention is not limited to one embodiment described above. For example, the adjustment of the magnetic PI control gain according to the estimated dq-axis inductance and the adjustment of the time change rate of the magnetizing d-axis current command value Idm * and the magnetizing q-axis current command value Iqm * are all performed. It is not always necessary to execute it, and it can be omitted. The configurations described in each embodiment may be appropriately combined as long as there is no contradiction.
101…q軸PI制御部(q軸PI制御器)
102…d軸PI制御部(d軸PI制御器)
103…Lq推定部(q軸インダクタンス推定器)
104…Ld推定部(d軸インダクタンス推定器)
106…d軸PI制御ゲイン調整部(d軸ゲイン調整器)
108…回転数取得部(回転数推定器)
109…インバータ
101 ... q-axis PI controller (q-axis PI controller)
102 ... d-axis PI controller (d-axis PI controller)
103 ... Lq estimation unit (q-axis inductance estimator)
104 ... Ld estimation unit (d-axis inductance estimator)
106 ... d-axis PI control gain adjuster (d-axis gain adjuster)
108 ... Rotation speed acquisition unit (rotation speed estimator)
109 ... Inverter

Claims (18)

  1. 固定子巻線を有する固定子と、
    複数の永久磁石を有する回転子と、を備え、
    インバータから前記固定子巻線に印加される電流が形成する磁界の作用で前記永久磁石の着磁率を変化可能な可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのq軸電流指令値と、q軸PI制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるq軸電圧指令値を算出し、
    前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのd軸電流指令値と、d軸PI制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるd軸電圧指令値を算出し、
    前記q軸電流指令値に基づいて、q軸インダクタンスを推定し、
    前記可変磁束モータの回転数を取得し、
    前記d軸電流指令値及び前記q軸電流指令値と、前記d軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記q軸インダクタンスと、d軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記d軸インダクタンスを推定し、
    推定した前記d軸インダクタンスに応じて前記d軸PI制御ゲインを調整し、
    前記q軸電圧指令値と前記d軸電圧指令値とに応じたq軸電流及びd軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給し、
    着磁率指令値に基づいて前記永久磁石の着磁率を変化させるための着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値を算出し、
    前記着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値に応じて、着磁用PI制御ゲインを算出し、
    前記永久磁石の着磁率を変化させる際には、前記d軸PI制御ゲインおよび前記q軸PI制御ゲインを用いた電流制御から、前記着磁用PI制御ゲインを用いた電流制御に切り替える、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    Stator with stator windings and
    With a rotor with multiple permanent magnets,
    In the current control method of a variable magnetic flux motor in which the magnetizing rate of the permanent magnet can be changed by the action of a magnetic field formed by a current applied from an inverter to the stator winding.
    The q-axis voltage command value given to the inverter is calculated based on the q-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the q-axis PI control gain.
    The d-axis voltage command value to be given to the inverter is calculated based on the d-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the d-axis PI control gain.
    The q-axis inductance is estimated based on the q-axis current command value.
    Obtaining the rotation speed of the variable magnetic flux motor,
    The d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previously estimated value of the d-axis inductance. Estimate the shaft inductance and
    The d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance.
    The q-axis current and the d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are supplied from the inverter to the stator winding .
    Based on the magnetizing rate command value, the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing q-axis current command value for changing the magnetizing rate of the permanent magnet are calculated.
    The magnetizing PI control gain is calculated according to the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing q-axis current command value.
    When changing the magnetizing rate of the permanent magnet, the current control using the d-axis PI control gain and the q-axis PI control gain is switched to the current control using the magnetizing PI control gain.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  2. 請求項1に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記q軸インダクタンスは、前記d軸電流及びq軸電流と、前記q軸インダクタンスとの関係を予め記憶させたマップを用いて、前記q軸電流指令値及び前記d軸電流指令値から推定される、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 1,
    The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value and the d-axis current command value using a map in which the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the q-axis inductance is stored in advance. ,
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  3. 請求項1に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記q軸インダクタンスは、予め定めた前記q軸インダクタンスの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、前記q軸電流指令値から推定される、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 1,
    The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value using a predetermined interpolation formula that interpolates between the maximum value and the minimum value of the q-axis inductance.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  4. 請求項3に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記補間は線形補間である、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 3,
    The interpolation is linear interpolation,
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  5. 請求項3に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記補間は非線形補間である、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 3,
    The interpolation is a non-linear interpolation,
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  6. 請求項1から5のいずれか一項に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記d軸インダクタンスの初期値として、予め定めた固定値を使用する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to any one of claims 1 to 5,
    A predetermined fixed value is used as the initial value of the d-axis inductance.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  7. 請求項6に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定した前記d軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定した前記d軸インダクタンスの値を前記固定値に設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 6,
    When executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, the estimated d-axis inductance value is set to the fixed value.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  8. 請求項6に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記固定子巻線に発生する誘起電圧を計測または算出し、
    推定した前記d軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、前記誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出されたd軸インダクタンス算出値を前記初期値として設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 6,
    The induced voltage generated in the stator winding is measured or calculated, and
    When executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, the d-axis inductance calculated value calculated based on the magnet magnetic flux obtained from the induced voltage is set as the initial value.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  9. 請求項8に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記可変磁束モータが、前記q軸電流に対する前記磁石磁束の変化率が略0となる動作域において動作する際に、前記初期化シーケンスを実行する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 8,
    The initialization sequence is executed when the variable magnetic flux motor operates in an operating range in which the rate of change of the magnetic flux of the magnet with respect to the q-axis current is substantially 0.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  10. 請求項9に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記初期化シーケンスでは、
    前記q軸電流が略0のときに、第1のd軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第1のd軸磁束と、第2のd軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第2のd軸磁束とに基づいて算出された前記d軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 9,
    In the initialization sequence,
    When the q-axis current is substantially 0, the first d-axis magnetic flux calculated by passing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are passed through the stator winding. The d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing the current into the d-axis is set as the initial value.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  11. 請求項9に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記初期化シーケンスでは、
    前記q軸電流が略最大値のときに、第1のd軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第1のd軸磁束と、第2のd軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第2のd軸磁束とに基づいて算出された前記d軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 9,
    In the initialization sequence,
    When the q-axis current is substantially the maximum value, the first d-axis magnetic flux calculated by passing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are passed through the stator winding. The d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing in a line is set as the initial value.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  12. 請求項1から11のいずれか一項に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定したd軸インダクタンスが予め定めたd軸インダクタンス上限値以上の場合は、前記d軸インダクタンスを前記d軸インダクタンス上限値に設定し、
    推定したd軸インダクタンスが予め定めたd軸インダクタンス下限値以下の場合は、前記d軸インダクタンスを前記d軸インダクタンス下限値に設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to any one of claims 1 to 11.
    When the estimated d-axis inductance is equal to or greater than the predetermined d-axis inductance upper limit value, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance upper limit value.
    When the estimated d-axis inductance is equal to or less than the predetermined d-axis inductance lower limit value, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance lower limit value.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  13. 請求項12に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定した前記d軸PI制御ゲインが、前記d軸インダクタンスが前記d軸インダクタンス下限値の場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値以上の場合は、前記d軸PI制御ゲインを前記ゲイン最大値に設定する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 12,
    When the estimated d-axis PI control gain is equal to or greater than a predetermined gain maximum value at which the current control does not diverge even when the d-axis inductance is the d-axis inductance lower limit value, the d-axis PI control gain. To the maximum gain value,
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  14. 請求項12に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定した前記d軸インダクタンスが前記d軸インダクタンス上限値以上、もしくは、推定した前記d軸インダクタンスが前記d軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初に前記q軸電流に対する磁石磁束の変化率が略0となった時に、推定した前記d軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 12,
    When the estimated d-axis inductance is equal to or higher than the d-axis inductance upper limit value or the estimated d-axis inductance is equal to or lower than the d-axis inductance lower limit value, the rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current is first observed. When becomes approximately 0, an initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance is executed.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  15. 請求項に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    前記永久磁石の着磁率を推定し、
    前記着磁率指令値と推定した前記着磁率とに応じて前記着磁用PI制御ゲインを調整する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 1 ,
    The magnetizing rate of the permanent magnet is estimated and
    The magnetizing PI control gain is adjusted according to the magnetizing rate command value and the estimated magnetizing rate.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  16. 請求項15に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定した前記d軸インダクタンスと前記q軸インダクタンスとに応じて、前記着磁用PI制御ゲインをさらに調整する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    In the current control method for a variable magnetic flux motor according to claim 15 ,
    The magnetizing PI control gain is further adjusted according to the estimated d-axis inductance and the q-axis inductance.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  17. 請求項1から16のいずれか一項に記載の可変磁束モータの電流制御方法において、
    推定した前記d軸インダクタンスと前記q軸インダクタンスとに応じて前記着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値の変化率を調整する、
    ことを特徴とする可変磁束モータの電流制御方法。
    The method for controlling a current of a variable magnetic flux motor according to any one of claims 1 to 16 .
    The rate of change of the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing q-axis current command value is adjusted according to the estimated d-axis inductance and the q-axis inductance.
    A current control method for a variable magnetic flux motor.
  18. 固定子巻線を有する固定子と、
    複数の永久磁石を有する回転子と、を備え、
    インバータから前記固定子巻線に印加される電流が形成する磁界の作用で前記永久磁石の着磁量を変化可能な可変磁束モータの電流制御装置において、
    前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのq軸電流指令値と、q軸PI制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるq軸電圧指令値を算出するq軸PI制御部と、
    前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのd軸電流指令値と、d軸PI制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるd軸電圧指令値を算出するd軸PI制御部と、
    前記q軸電流指令値に基づいて、q軸インダクタンスを推定するLq推定部と、
    前記可変磁束モータの回転数を取得する回転数取得部と、
    前記d軸電流指令値及び前記q軸電流指令値と、前記d軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記q軸インダクタンスと、d軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記d軸インダクタンスを推定するLd推定部と、
    推定した前記d軸インダクタンスに応じて前記d軸PI制御ゲインを調整するd軸PI制御ゲイン調整部と
    着磁率指令値に基づいて前記永久磁石の着磁率を変化させるための着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値を算出し、前記着磁用d軸電流指令値及び着磁用q軸電流指令値に応じて、着磁用PI制御ゲインを算出する着磁用PI制御部と、
    を備え、
    前記q軸電圧指令値と前記d軸電圧指令値とに応じたq軸電流及びd軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給し、
    前記永久磁石の着磁率を変化させる際には、前記d軸PI制御ゲインおよび前記q軸PI制御ゲインを用いた電流制御から、前記着磁用PI制御ゲインを用いた電流制御に切り替える、
    ことを特徴とするモータの電流制御装置。
    Stator with stator windings and
    With a rotor with multiple permanent magnets,
    In the current control device of a variable magnetic flux motor in which the amount of magnetization of the permanent magnet can be changed by the action of a magnetic field formed by a current applied from an inverter to the stator winding.
    Q-axis PI control that calculates the q-axis voltage command value given to the inverter based on the q-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the q-axis PI control gain. Department and
    D-axis PI control that calculates the d-axis voltage command value given to the inverter based on the d-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the d-axis PI control gain. Department and
    An Lq estimation unit that estimates the q-axis inductance based on the q-axis current command value,
    A rotation speed acquisition unit that acquires the rotation speed of the variable magnetic flux motor,
    The d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previously estimated value of the d-axis inductance. Ld estimation unit that estimates shaft inductance and
    A d-axis PI control gain adjusting unit that adjusts the d-axis PI control gain according to the estimated d-axis inductance, and a d-axis PI control gain adjusting unit .
    The magnetizing d-axis current command value and the magnetizing q-axis current command value for changing the magnetizing rate of the permanent magnet are calculated based on the magnetizing rate command value, and the magnetizing d-axis current command value and the magnetizing A magnetizing PI control unit that calculates the magnetizing PI control gain according to the magnetic q-axis current command value,
    With
    The q-axis current and the d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are supplied from the inverter to the stator winding .
    When changing the magnetizing rate of the permanent magnet, the current control using the d-axis PI control gain and the q-axis PI control gain is switched to the current control using the magnetizing PI control gain.
    A motor current control device characterized by this.
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