JP6775441B2

JP6775441B2 - Power supply

Info

Publication number: JP6775441B2
Application number: JP2017028326A
Authority: JP
Inventors: 明磊顧; 雄生森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2017-02-17
Filing date: 2017-02-17
Publication date: 2020-10-28
Anticipated expiration: 2037-02-17
Also published as: JP2018133974A

Description

本発明は、電源入力電圧を変圧して負荷に供給する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device that transforms a power supply input voltage and supplies it to a load.

非特許文献１には、架線から供給された電力により動作する電気車に搭載され、架線電圧を変圧して負荷に供給する電源装置が記載されている。この電源装置では、架線電圧の急変への対策として、インバータへの入力電圧を安定化するために、インバータの前段に直並列連続切替チョッパ（ＳＰＣＨ：Serial-Parallel Continuously Regulated Chopper）が挿入されている。 Non-Patent Document 1 describes a power supply device mounted on an electric vehicle operated by electric power supplied from an overhead wire and transforming the overhead wire voltage to supply the load. In this power supply device, a series-parallel continuous switching chopper (SPCH: Serial-Parallel Continuously Regulated Chopper) is inserted in front of the inverter in order to stabilize the input voltage to the inverter as a countermeasure against sudden changes in the overhead line voltage. ..

森雄生、中村将之、牧島信吾、上園恵一「直並列連続切替チョッパにおける不平衡出力時の動作および基本特性の実験検証」、平成２６年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−２２，ｐｐ．Ｉ−１２７−Ｉ−１３０，２０１４年８月Yusei Mori, Masayuki Nakamura, Shingo Makishima, Keiichi Uesono "Experimental verification of operation and basic characteristics at unbalanced output in series-parallel continuous switching chopper", 2014 IEEJ Industrial Application Division Conference, No. 1-22, pp. I-127-I-130, August 2014

図１は、直並列連続切替チョッパ（ＳＰＣＨ）を備える電源装置１０ａの構成例を示す図である。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power supply device 10a including a series-parallel continuous switching chopper (SPCH).

図１に示す比較例の電源装置１０ａは、スイッチング素子１０１〜１０４と、コンデンサ１０７，１１１，１１２，１２１，１２２と、インダクタ１０８，１０９，１１０，１１９，１２０と、単相インバータ１１３，１１４と、変圧器１１５，１１６と、整流器１１７，１１８と、三相インバータ１２３と、制御部１３０とを備える。スイッチング素子１０１〜１０４、インダクタ１０９，１１０およびコンデンサ１１１，１１２はＳＰＣＨを構成する。 The power supply device 10a of the comparative example shown in FIG. 1 includes switching elements 101 to 104, capacitors 107, 111, 112, 121, 122, inductors 108, 109, 110, 119, 120, and single-phase inverters 113, 114. , Transformers 115, 116, rectifiers 117, 118, a three-phase inverter 123, and a control unit 130. The switching elements 101 to 104, the inductors 109 and 110, and the capacitors 111 and 112 constitute the SPCH.

スイッチング素子１０１〜１０４はそれぞれ、オンオフ可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の素子とダイオードとが逆並列接続されて構成される。 Each of the switching elements 101 to 104 is configured by connecting an element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) that can be turned on and off and a diode in antiparallel connection.

スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１０５（第１のレグ）を構成する。レグ１０５において、スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端はインダクタ１０８を介して直流電源２０と接続される。スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とは直接に接続され、レグ１０６（第２のレグ）を構成する。第２のレグにおいて、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端は直流電源２０と接続される。 The switching element 101 (first switching element) and the switching element 103 (third switching element) are connected in series to form a leg 105 (first leg). In the leg 105, the end of the switching element 101 that is not connected to the switching element 103 is connected to the DC power supply 20 via the inductor 108. The switching element 102 (second switching element) and the switching element 104 (fourth switching element) are directly connected to form a leg 106 (second leg). In the second leg, the end of the switching element 102 that is not connected to the switching element 104 is connected to the DC power supply 20.

スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間に、コンデンサ１０７と、インダクタ１０８および直流電源２０からなる直列体とが並列に接続される。電源装置１０ａが直流電気車に搭載される場合には、直流電源２０は架線に相当する。 A capacitor 107 and a series body including an inductor 108 and a DC power supply 20 are arranged in parallel between an end of the switching element 101 that is not connected to the switching element 103 and an end of the switching element 102 that is not connected to the switching element 104. Connected to. When the power supply device 10a is mounted on a DC electric vehicle, the DC power supply 20 corresponds to an overhead wire.

インダクタ１０９（第１のインダクタ）は、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間に接続される。 The inductor 109 (first inductor) is connected between an end of the switching element 103 that is not connected to the switching element 101 and a connection point between the switching element 102 and the switching element 104.

インダクタ１１０（第２のインダクタ）は、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端と、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点との間に接続される。 The inductor 110 (second inductor) is connected between the end of the switching element 104 that is not connected to the switching element 102 and the connection point between the switching element 101 and the switching element 103.

スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端との間には、コンデンサ１１１（第１のコンデンサ）および単相インバータ１１３（第１のインバータ）が並列接続される。すなわち、コンデンサ１１１および単相インバータ１１３は、レグ１０５と並列接続される。 A capacitor 111 (first capacitor) and a single-phase inverter 113 (first) are located between an end of the switching element 101 that is not connected to the switching element 103 and an end of the switching element 103 that is not connected to the switching element 101. Inverter) is connected in parallel. That is, the capacitor 111 and the single-phase inverter 113 are connected in parallel with the leg 105.

単相インバータ１１３は、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄを備える。スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１１３ａのスイッチング素子１１３ｂと接続されていない端、および、スイッチング素子１１３ｃのスイッチング素子１１３ｄと接続されていない端は、コンデンサ１１１の一端と接続される。スイッチング素子１１３ｂのスイッチング素子１１３ａと接続されていない端、および、スイッチング素子１１３ｄのスイッチング素子１１３ｃと接続されていない端は、コンデンサ１１１の他端と接続される。 The single-phase inverter 113 includes switching elements 113a to 113d. The switching element 113a and the switching element 113b are connected in series. The switching element 113c and the switching element 113d are connected in series. The end of the switching element 113a that is not connected to the switching element 113b and the end of the switching element 113c that is not connected to the switching element 113d are connected to one end of the capacitor 111. The end of the switching element 113b that is not connected to the switching element 113a and the end of the switching element 113d that is not connected to the switching element 113c are connected to the other end of the capacitor 111.

スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとの接続点は、変圧器１１５の一次巻線の一端と接続される。スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとの接続点は、変圧器１１５の一次巻線の他端と接続される。 The connection point between the switching element 113a and the switching element 113b is connected to one end of the primary winding of the transformer 115. The connection point between the switching element 113c and the switching element 113d is connected to the other end of the primary winding of the transformer 115.

上述した構成の単相インバータ１１３によれば、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄのスイッチングを制御することで、コンデンサ１１１の電圧（直流電圧）を交流電圧に変換し、変圧器１１５に出力することができる。 According to the single-phase inverter 113 having the above-described configuration, by controlling the switching of the switching elements 113a to 113d, the voltage (DC voltage) of the capacitor 111 can be converted into an AC voltage and output to the transformer 115.

スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間には、コンデンサ１１２（第２のコンデンサ）および単相インバータ１１４（第２のインバータ）が並列接続される。すなわち、コンデンサ１１２および単相インバータ１１４は、レグ１０６と並列接続される。 A capacitor 112 (second capacitor) and a single-phase inverter 114 (second capacitor) are located between the end of the switching element 102 that is not connected to the switching element 104 and the end of the switching element 104 that is not connected to the switching element 102. Inverter) is connected in parallel. That is, the capacitor 112 and the single-phase inverter 114 are connected in parallel with the leg 106.

単相インバータ１１４は、スイッチング素子１１４ａ〜１１４ｄを備える。スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１１４ａのスイッチング素子１１４ｂと接続されていない端、および、スイッチング素子１１４ｃのスイッチング素子１１４ｄと接続されていない端は、コンデンサ１１２の一端と接続される。スイッチング素子１１４ｂのスイッチング素子１１４ａと接続されていない端、および、スイッチング素子１１４ｄのスイッチング素子１１４ｃと接続されていない端は、コンデンサ１１２の他端と接続される。 The single-phase inverter 114 includes switching elements 114a to 114d. The switching element 114a and the switching element 114b are connected in series. The switching element 114c and the switching element 114d are connected in series. The end of the switching element 114a that is not connected to the switching element 114b and the end of the switching element 114c that is not connected to the switching element 114d are connected to one end of the capacitor 112. The end of the switching element 114b that is not connected to the switching element 114a and the end of the switching element 114d that is not connected to the switching element 114c are connected to the other end of the capacitor 112.

スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとの接続点は、変圧器１１６の一次巻線の一端と接続される。スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとの接続点は、変圧器１１６の一次巻線の他端と接続される。 The connection point between the switching element 114a and the switching element 114b is connected to one end of the primary winding of the transformer 116. The connection point between the switching element 114c and the switching element 114d is connected to the other end of the primary winding of the transformer 116.

上述した構成の単相インバータ１１４によれば、スイッチング素子１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御することで、コンデンサ１１２の電圧（直流電圧）を交流電圧に変換し、変圧器１１６に出力することができる。 According to the single-phase inverter 114 having the above-described configuration, by controlling the switching of the switching elements 114a to 114d, the voltage (DC voltage) of the capacitor 112 can be converted into an AC voltage and output to the transformer 116.

変圧器１１５（第１の変圧器）は、一次側と二次側とが絶縁された高周波絶縁変圧器である。変圧器１１５は、一次巻線が単相インバータ１１３の出力端子（スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとの接続点、および、スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとの接続点）と接続され、二次巻線が整流器１１７に接続される。変圧器１１５は、単相インバータ１１３から出力された交流電圧を所定の変圧比で変圧して、整流器１１７に出力する。 The transformer 115 (first transformer) is a high-frequency insulated transformer in which the primary side and the secondary side are insulated. In the transformer 115, the primary winding is connected to the output terminal of the single-phase inverter 113 (the connection point between the switching element 113a and the switching element 113b and the connection point between the switching element 113c and the switching element 113d), and the secondary winding The wire is connected to the rectifier 117. The transformer 115 transforms the AC voltage output from the single-phase inverter 113 at a predetermined transformation ratio, and outputs the AC voltage to the rectifier 117.

変圧器１１６（第２の変圧器）は、一次側と二次側とが絶縁された高周波絶縁変圧器である。変圧器１１６は、一次巻線が単相インバータ１１４の出力端子（スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとの接続点、および、スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとの接続点）と接続され、二次巻線が整流器１１８に接続される。変圧器１１６は、単相インバータ１１４から出力された交流電圧を所定の変圧比で変圧して、整流器１１８に出力する。 The transformer 116 (second transformer) is a high-frequency insulated transformer in which the primary side and the secondary side are insulated. In the transformer 116, the primary winding is connected to the output terminal of the single-phase inverter 114 (the connection point between the switching element 114a and the switching element 114b and the connection point between the switching element 114c and the switching element 114d), and the secondary winding The wire is connected to the rectifier 118. The transformer 116 transforms the AC voltage output from the single-phase inverter 114 at a predetermined transformation ratio, and outputs the AC voltage to the rectifier 118.

整流器１１７（第１の整流器）は、ブリッジ状に接続されたダイオード１１７ａ〜１１７ｄを備え、変圧器１１５から出力された交流電圧を整流して出力する。 The commutator 117 (first rectifier) includes diodes 117a to 117d connected in a bridge shape, and rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 115.

整流器１１８（第２の整流器）は、ブリッジ状に接続されたダイオード１１８ａ〜１１８ｄを備え、変圧器１１６から出力された交流電圧を整流して出力する。 The commutator 118 (second rectifier) includes diodes 118a to 118d connected in a bridge shape, and rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 116.

インダクタ１１９（第３のインダクタ）は、一端が整流器１１７の高圧端子（ダイオード１１７ａのカソードおよびダイオード１１７ｃのカソード）と接続される。 One end of the inductor 119 (third inductor) is connected to the high-voltage terminal of the rectifier 117 (the cathode of the diode 117a and the cathode of the diode 117c).

インダクタ１２０（第４のインダクタ）は、一端が整流器１１８の低圧端子（ダイオード１１８ｂのアノードおよびダイオード１１８ｄのアノード）と接続される。 One end of the inductor 120 (fourth inductor) is connected to the low voltage terminal of the rectifier 118 (the anode of the diode 118b and the anode of the diode 118d).

整流器１１７の低圧端子（ダイオード１１７ｂのアノードおよびダイオード１１７ｄのアノード）は、整流器１１８の高圧端子（ダイオード１１８ａのカソードおよびダイオード１１８ｃのカソード）と接続される。 The low pressure terminals of the rectifier 117 (the anode of the diode 117b and the anode of the diode 117d) are connected to the high pressure terminals of the rectifier 118 (the cathode of the diode 118a and the cathode of the diode 118c).

コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）は、一端がインダクタ１１９の他端と接続され、他端が整流器１１７の低圧端子と接続される。 One end of the capacitor 121 (third capacitor) is connected to the other end of the inductor 119, and the other end is connected to the low voltage terminal of the rectifier 117.

コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）は、一端がインダクタ１２０の他端と接続され、他端が整流器１１７の低圧端子と整流器１１８の高圧端子（ダイオード１１８ａのカソードおよびダイオード１１８ｃのカソード）と接続される。 One end of the capacitor 122 (fourth capacitor) is connected to the other end of the inductor 120, and the other end is connected to the low voltage terminal of the rectifier 117 and the high voltage terminal of the rectifier 118 (cathode of diode 118a and cathode of diode 118c). ..

コンデンサ１２１，１２２は、整流器１１７，１１８の出力により充電される。コンデンサ１２１，１２２により、整流器１１７，１１８の出力が平滑化される。 The capacitors 121 and 122 are charged by the outputs of the rectifiers 117 and 118. The capacitors 121 and 122 smooth the outputs of the rectifiers 117 and 118.

三相インバータ１２３は、直列に接続されたコンデンサ１２１，１２２の電圧（直流電圧）を三相交流電圧に変換して負荷（交流負荷）に出力する。図１においては、コンデンサ１２１，１２２に三相インバータ１２３を接続し、コンデンサ１２１，１２２の電圧（直流電圧）を三相インバータ１２３により交流電圧に変換して負荷（交流負荷）に供給する例を示している。別の例として、コンデンサ１２１，１２２に直流負荷を接続し、コンデンサ１２１，１２２の電圧を直流負荷に供給してもよい。 The three-phase inverter 123 converts the voltage (DC voltage) of the capacitors 121 and 122 connected in series into a three-phase AC voltage and outputs the voltage to the load (AC load). In FIG. 1, an example in which a three-phase inverter 123 is connected to capacitors 121 and 122, the voltage (DC voltage) of the capacitors 121 and 122 is converted into an AC voltage by the three-phase inverter 123 and supplied to a load (AC load). Shown. As another example, a DC load may be connected to the capacitors 121 and 122, and the voltage of the capacitors 121 and 122 may be supplied to the DC load.

三相インバータ１２３は、スイッチング素子１２３ａ〜１２３ｆを備える。スイッチング素子１２３ａとスイッチング素子１２３ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１２３ｃとスイッチング素子１２３ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１２３ｅとスイッチング素子１２３ｆとは直列に接続される。 The three-phase inverter 123 includes switching elements 123a to 123f. The switching element 123a and the switching element 123b are connected in series. The switching element 123c and the switching element 123d are connected in series. The switching element 123e and the switching element 123f are connected in series.

スイッチング素子１２３ａのスイッチング素子１２３ｂと接続されていない端と、スイッチング素子１２３ｃのスイッチング素子１２３ｄと接続されていない端と、スイッチング素子１２３ｅのスイッチング素子１２３ｆと接続されていない端とは、コンデンサ１２１の一端と接続される。スイッチング素子１２３ｂのスイッチング素子１２３ａと接続されていない端と、スイッチング素子１２３ｄのスイッチング素子１２３ｃと接続されていない端と、スイッチング素子１２３ｆのスイッチング素子１２３ｅと接続されていない端とは、コンデンサ１２２の一端と接続される。 The end of the switching element 123a not connected to the switching element 123b, the end of the switching element 123c not connected to the switching element 123d, and the end of the switching element 123e not connected to the switching element 123f are one end of the capacitor 121. Is connected with. The end of the switching element 123b not connected to the switching element 123a, the end of the switching element 123d not connected to the switching element 123c, and the end of the switching element 123f not connected to the switching element 123e are one end of the capacitor 122. Is connected with.

スイッチング素子１２３ａとスイッチング素子１２３ｂとの接続点と、スイッチング素子１２３ｃとスイッチング素子１２３ｄとの接続点と、スイッチング素子１２３ｅとスイッチング素子１２３ｆとの接続点とは、負荷に接続される。スイッチング素子１２３ａ〜１２３ｆのスイッチングを制御することで、これらの接続点から負荷に三相交流電圧が出力される。 The connection point between the switching element 123a and the switching element 123b, the connection point between the switching element 123c and the switching element 123d, and the connection point between the switching element 123e and the switching element 123f are connected to the load. By controlling the switching of the switching elements 123a to 123f, a three-phase AC voltage is output from these connection points to the load.

制御部１３０は、上述した電源装置１０ａの各部の動作を制御する。例えば、制御部１３０は、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部１３０は、単相インバータ１１３の通流率Ｄ_ＴＲ１，単相インバータ１１４の通流率Ｄ_ＴＲ２をそれぞれ設定する。制御部１３０は、設定した通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に応じて、それぞれ単相インバータ１１３，１１４が備えるスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄ，１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御する。こうすることで、設定した通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に応じた電圧が単相インバータ１１３，１１４それぞれから出力され、変圧器１１５，１１６により所望の電圧に変圧される。 The control unit 130 controls the operation of each unit of the power supply device 10a described above. For example, the control unit 130 controls the switching of the switching elements 101 to 104. Further, the control unit 130 sets the flow rate D _{TR1 of} the single-phase inverter 113 and the flow rate D _TR2 of the single-phase inverter 114, respectively. The control unit 130 controls switching of the switching elements 113a to 113d and 114a to 114d included in the single-phase inverters 113 and 114, respectively, according to the set flow rates D _TR1 and D _TR2 , respectively. By doing so, the voltage corresponding to the set flow rates D _TR1 and D _TR2 is output from each of the single-phase inverters 113 and 114, and is transformed to a desired voltage by the transformers 115 and 116.

以下では、直流電源２０の電源電圧をＥとし、コンデンサ１０７の電圧をＶ_Ｃｆとし、コンデンサ１１１の電圧をＶ_Ｃ１とし、コンデンサ１１２の電圧をＶ_Ｃ２とする。また、コンデンサ１２１の電圧をＶ_Ｃ３とし、コンデンサ１２２の電圧をＶ_Ｃ４とする。また、コンデンサ１０７のキャパシタンスをＣ_ｆとし、コンデンサ１１１のキャパシタンスをＣ_１とし、コンデンサ１１２のキャパシタンスをＣ_２とする。また、コンデンサ１２１のキャパシタンスをＣ_３とし、コンデンサ１２２のキャパシタンスをＣ_４とする。また、インダクタ１０９のインダクタンスをＬ_１とし、インダクタ１１０のインダクタンスをＬ_２とする。また、インダクタ１１９のインダクタンスをＬ_３とし、インダクタ１２０のインダクタンスをＬ_４とする。また、インダクタ１０８のインダクタンスをＬ_ｆとする。 In the following, the power supply voltage of the DC power source 20 and E, the voltage of the capacitor 107 and _{V Cf,} the voltage of the capacitor 111 and _{V C1,} the voltage of the capacitor 112 and _{V C2.} Further, the voltage of the capacitor 121 is defined as _VC3, and the voltage of the capacitor 122 is defined as _VC4 . Further, the capacitance of the capacitor 107 is C _f , the capacitance of the capacitor 111 is C _1, and the capacitance of the capacitor 112 is C ₂ . Further, the capacitance of the capacitor 121 is C _3, and the capacitance of the capacitor 122 is C ₄ . Further, the inductance of the inductor 109 is L _1, and the inductance of the inductor 110 is L ₂ . Further, the inductance of the inductor 119 is L _3, and the inductance of the inductor 120 is L ₄ . Further, the inductance of the inductor 108 is L _f .

Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝Ｃ、Ｌ_３＝Ｌ_４およびＣ_３＝Ｃ_４と設定すると、制御部１３０は、電圧Ｖ_Ｃ１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}、電圧Ｖ_Ｃ２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を用いて、以下の式（１），（２）に従い、スイッチング素子１０１のデューティー比（通流率Ｄ_１）およびスイッチング素子１０２のデューティー比（通流率Ｄ_２）を算出する。 _{_{_{_{L 1 = L 2 = L,}}}} C 1 = C 2 = C, L 3 = If set to _{L 4} and _C 3 = _{C 4,} the control unit 130, the output voltage command value _{V C1_REF} voltage _{V C1,} the voltage _{V C2} using the output voltage command value _{V C2_REF,} the following equation (1), according to (2), the duty ratio of the switching element 101 (conduction ratio _{D 1)} and the duty ratio of the switching element 102 (conduction ratio _D 2) Is calculated.

制御部１３０は、算出した通流率Ｄ_１，Ｄ_２を指令値として、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部１３０は、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２を設定し、その通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に従い、単相インバータ１１３，１１４を駆動する。 The control unit 130 controls the switching of the switching elements 101 to 104 using the calculated flow rates D ₁ and D ₂ as command values. The control unit 130 sets the conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114, in accordance with the conduction ratio _D _{TR1, D TR2,} driving the single-phase inverters 113 and 114.

通流率は０から１までの範囲で変化する。通流率Ｄ_１，Ｄ_２が１になると、スイッチング素子１０１，１０２がオフとなり、スイッチング素子１０３，１０４がオンとなる。この状態では、コンデンサ１１１，１１２は直列されて、直流電源２０と並列接続となる。以下では、この状態を直列モードと称する。 The flow rate varies from 0 to 1. When the flow rates D ₁ and D ₂ become 1, the switching elements 101 and 102 are turned off and the switching elements 103 and 104 are turned on. In this state, the capacitors 111 and 112 are connected in series and connected in parallel with the DC power supply 20. Hereinafter, this state is referred to as a series mode.

ＳＰＣＨを備える電源装置１０ａでは、無負荷軽負荷における直列モードにおいては、コンデンサ１１１，コンデンサ１１２，コンデンサ１２１およびコンデンサ１２２の内部等価並列抵抗の公差、変圧器１１５および変圧器１１６の変圧比、励磁インダクタンスの公差ならびに各変換装置の制御部にかかる消費電力等に起因して、コンデンサ１１１，１１２の電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２は等しくならない。これより、コンデンサ１１１，１１２のいずれかは過電圧になるおそれがある。また、負荷増加の場合にインダクタ１０９，インダクタ１１０において、突入電流を生じるおそれがある。 In the power supply device 10a provided with the SPCH, the tolerance of the internal equivalent parallel resistance of the capacitor 111, the capacitor 112, the capacitor 121 and the capacitor 122, the transformation ratio of the transformer 115 and the transformer 116, and the exciting inductance in the series mode under no load and light load. tolerances and due to the power consumption and the like according to the control of each converter of the voltage _V _{C1, V C2} of the capacitor 111, 112 will not be equal. As a result, either the capacitors 111 and 112 may become overvoltage. Further, when the load is increased, an inrush current may be generated in the inductor 109 and the inductor 110.

本発明の目的は、上述した課題を解決し、コンデンサ１１１，１１２の電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２の電圧不平衡を改善して、コンデンサ過電圧とインダクタ１０９，インダクタ１１０におけるラッシュ電流の低減を図ることができる電源装置を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems, to improve the voltage unbalance of the voltage _V _{C1, V C2} of the capacitor 111 and 112, it is possible to reduce the rush current in the capacitor overvoltage and an inductor 109, inductor 110 The purpose is to provide a power supply that can be used.

上記課題を解決するため、本発明の実施形態に係る電源装置は、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端が直流電源と接続された第１のレグと、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されていない端が前記直流電源と接続された第２のレグと、前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点との間に接続された第２のインダクタと、前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１のインバータと、前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２のインバータと、前記第１のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第１の変圧器と、前記第２のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第２の変圧器と、前記第１の変圧器の二次巻線に接続された第１の整流器と、前記第２の変圧器の二次巻線に接続された第２の整流器と、一端が前記第１の整流器の高圧端子と接続された第３のインダクタと、一端が前記第３のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧端子と接続された第３のコンデンサと、一端が前記第２の整流器の低圧端子と接続された第４のインダクタと、一端が前記第４のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧端子と前記第２の整流器の高圧端子と接続された第４のコンデンサと、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との電圧差を検出し、該検出した電圧差に基づき、前記第１のコンデンサの電圧を指令する第１の電圧指令値および前記第２のコンデンサの電圧を指令する第２の電圧指令値を補正し、補正後の前記第１の電圧指令値および補正後の前記第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子を制御する制御部と、を備える。
In order to solve the above problems, in the power supply device according to the embodiment of the present invention, the first switching element and the third switching element are connected in series with the third switching element of the first switching element. The first leg whose unconnected end is connected to the DC power supply, and the second switching element and the fourth switching element are connected in series to the fourth switching element of the second switching element. The second leg whose unconnected end is connected to the DC power supply, the end of the third switching element which is not connected to the first switching element, the second switching element and the fourth A first inductor connected between the connection points of the fourth switching element, an end of the fourth switching element not connected to the second switching element, the first switching element, and the first switching element. A second inductor connected between the connection points with the switching element 3 and a first capacitor and a first inverter connected in parallel with the first leg are connected in parallel with the second leg. The second capacitor and the second inverter, the first transformer in which the primary winding is connected to the output terminal of the first inverter, and the primary winding connected to the output terminal of the second inverter. A second transformer, a first rectifier connected to the secondary winding of the first transformer, and a second rectifier connected to the secondary winding of the second transformer. , One end was connected to the third inductor connected to the high voltage terminal of the first rectifier, one end was connected to the other end of the third inductor, and the other end was connected to the low voltage terminal of the first rectifier. A third capacitor, a fourth inductor whose one end is connected to the low voltage terminal of the second rectifier, one end which is connected to the other end of the fourth inductor, and the other end is the low voltage of the first rectifier. The voltage difference between the terminal, the fourth capacitor connected to the high-voltage terminal of the second rectifier, the voltage of the first capacitor, and the voltage of the second capacitor is detected, and based on the detected voltage difference. the first correcting the second voltage command value to command a first voltage command value and a voltage of the second capacitor to command voltage of the capacitor, the first voltage command value and the correction after the correction using said second voltage command value after, and a control unit for controlling the fourth switching element from the first.

また、上記課題を解決するため、本発明の実施形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との電圧差に代えて、前記第３のコンデンサの電圧と前記第４のコンデンサの電圧との電圧差に基づき、前記第１の電圧指令値および前記第２の電圧指令値を補正し、補正後の前記第１の電圧指令値および補正後の前記第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御してもよい。

Further, in order to solve the above problems, in the power supply device according to the embodiment of the present invention, the control unit uses the second capacitor instead of the voltage difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor. based on a voltage difference between the voltage of the third capacitor and the voltage of the fourth capacitor, and corrects the first voltage command value and the second voltage command value, the first voltage command value after correction and using said second voltage command value after correction may control the switching of the fourth switching element from the first.

また、上記課題を解決するため、本発明の実施形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との電圧差に基づき、第１の通流率および第２の通流率を補正し、補正後の前記第１の通流率および補正後の前記第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御してもよい。 Further, in order to solve the above problems, in the power supply device according to the embodiment of the present invention, the control unit has a first unit based on the voltage difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor. The first inverter and the second inverter are corrected by correcting the flow rate and the second flow rate, and using the corrected first flow rate and the corrected second flow rate. May be controlled.

また、上記課題を解決するため、本発明の実施形態に係る電源装置において、前記制御部は、前記第３のコンデンサの電圧と前記第４のコンデンサの電圧との電圧差に基づき、第１の通流率および第２の通流率を補正し、補正後の前記第１の通流率および補正後の前記第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御してもよい。 Further, in order to solve the above problems, in the power supply device according to the embodiment of the present invention, the control unit has a first unit based on the voltage difference between the voltage of the third capacitor and the voltage of the fourth capacitor. The first inverter and the second inverter are corrected by correcting the flow rate and the second flow rate, and using the corrected first flow rate and the corrected second flow rate. May be controlled.

本発明に係る電源装置によれば、電圧不平衡を改善し、コンデンサにおける過電圧とインダクタにおけるラッシュ電流の低減を図ることができる電源装置を提供することにある。 According to the power supply device according to the present invention, it is an object of the present invention to provide a power supply device capable of improving voltage imbalance and reducing overvoltage in a capacitor and rush current in an inductor.

本発明の第１の実施形態に係る電源装置および比較例の電源装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the power source device which concerns on 1st Embodiment of this invention, and the power source device of a comparative example. 本発明の第１の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明を適用しない場合と適用した場合の電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２の波形例を示す図である。Is a diagram showing an example of the waveform of the voltage V _C1, V _C2 when applied to the case where the present invention is not applied. 本発明の第２の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る単相インバータの出力電圧の波形例を示す図である。It is a figure which shows the waveform example of the output voltage of the single-phase inverter which concerns on 3rd Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.

（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る電源装置１０は、制御部１３０に代えて制御部２００を備えることを除いて、比較例の電源装置１０ａと同じ構成である。よって、図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置１０の構成例を示す図でもある。比較例の電源装置１０ａと同じ要素については同じ符号を付し、説明を省略する。 (First Embodiment)
The power supply device 10 according to the first embodiment has the same configuration as the power supply device 10a of the comparative example, except that the control unit 200 is provided in place of the control unit 130. Therefore, FIG. 1 is also a diagram showing a configuration example of the power supply device 10 according to the first embodiment of the present invention. The same elements as those of the power supply device 10a of the comparative example are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.

制御部２００は、電源装置１０全体の動作を制御する。例えば、制御部２００は、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差を検出する。制御部２００は、検出した電圧差に基づき、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１を指令する出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}（第１の電圧指令値）およびコンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２を指令する出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}（第２の電圧指令値）を補正する。そして、制御部２００は、出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}（補正後の第１の電圧指令値）および出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}（補正後の第２の電圧指令値）を用いて、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部２００は、単相インバータ１１３，１１４のスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄ，１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御する。 The control unit 200 controls the operation of the entire power supply device 10. For example, the control unit 200 detects the voltage difference between the voltage _VC1 of the capacitor 111 and the voltage _VC2 of the capacitor 112. Control unit 200, based on the voltage difference detected, the output voltage command value _{V C1_REF} for commanding the voltage _{V C1} of the capacitor 111 (the first voltage command value) and the output voltage command value V for commanding the voltage _{V C2} of the capacitor 112 _{Correct C2_REF} (second voltage command value). Then, the control unit 200 uses the output voltage command value _{V'C1_REF} (corrected first voltage command value) and the output voltage command value _{V'C2_REF} (corrected second voltage command value) to switch elements. Controls switching from 101 to 104. Further, the control unit 200 controls switching of the switching elements 113a to 113d and 114a to 114d of the single-phase inverters 113 and 114.

図２は、制御部２００の構成例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the control unit 200.

図２に示す制御部２００は、減算器２０１，２０３と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）２０２と、加算器２０４と、リミッタ２０５，２０６と、デューティー比計算部２０７とを備える。 The control unit 200 shown in FIG. 2 includes subtractors 201 and 203, a low-pass filter (LPF) 202, an adder 204, limiters 205 and 206, and a duty ratio calculation unit 207.

減算器２０１は、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差を検出し、検出した電圧差Ｖ_ＥＲＲをＬＰＦ２０２に出力する。 Subtractor 201, the voltage _{V C1} of the capacitor 111, detects the voltage difference between the voltage _{V C2} of the capacitor 112, and outputs the detected voltage difference _{V ERR} to LPF 202.

ＬＰＦ２０２は、減算器２０１から出力された電圧差Ｖ_ＥＲＲの高周波成分を除去して電圧信号ΔＶを生成する。 LPF202 generates a voltage signal ΔV by removing a high frequency component of the output from the subtractor 201 the voltage difference _{V ERR.}

減算器２０３は、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}からＬＰＦ２０２から出力された電圧信号ΔＶを減算して、リミッタ２０５に出力する。 The subtractor 203 subtracts the voltage signal ΔV output from the LPF ₂₀₂ from the output voltage command value VC1_REF and outputs the voltage signal ΔV to the limiter 205.

加算器２０４は、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}にＬＰＦ２０２から出力された電圧信号ΔＶを加算して、リミッタ２０６に出力する。 The adder 204 adds the voltage signal ΔV output from the _LPF 202 to the output voltage command value VC2_REF and outputs the voltage signal ΔV to the limiter 206.

リミッタ２０５は、減算器２０３の出力（Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}−ΔＶ）を所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}として、デューティー比計算部２０７に出力する。ただし、下限値はＶ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}と設定する。 The limiter 205 _limits the output ( _{VC1_REF} −ΔV) of the subtractor 203 with a predetermined upper limit value and lower limit value, and outputs the corrected output voltage command value V ′ _{C1_REF} to the duty ratio calculation unit 207. However, the lower limit is set to _{VC1_REF} .

リミッタ２０６は、加算器２０４の出力（Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}＋ΔＶ）を、所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}として、デューティー比計算部２０７に出力する。ただし、下限値はＶ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}と設定する。 The limiter 206 _limits the output ( _{VC2_REF} + ΔV) of the adder 204 with a predetermined upper limit value and lower limit value, and outputs the corrected output voltage command value _{V'C2_REF} to the duty ratio calculation unit 207. However, the lower limit is set to _{VC2_REF} .

リミッタ２０５，２０６により出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}の上限値および下限値を制限するので、安定した制御が可能となる。 Since the limiters 205 and 206 limit the upper and lower limit values of the output voltage command values _{V'C1_REF} and _{V'C2_REF} , stable control is possible.

デューティー比計算部２０７は、リミッタ２０５から出力された補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびリミッタ２０６から出力された補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に基づき、スイッチング素子１０１，１０２のデューティー比（通流率Ｄ’_１，Ｄ’_２）を算出する。具体的には、デューティー比計算部２０７は、以下の式（３），（４）に従い、通流率Ｄ’_１，Ｄ’_２を算出する。 Duty ratio calculation unit 207, based on the _{C2_REF} 'output voltage command value V of the corrected output from _{C1_REF} and limiter 206' the output voltage command value V of the corrected output from the limiter 205, the duty of the switching elements 101 and 102 Calculate the ratio (flow rate D' ₁ , D' ₂ ). Specifically, the duty ratio calculation unit 207 calculates the flow rates D' ₁ and D' ₂ according to the following equations (3) and (4).

算出された通流率Ｄ’_１，Ｄ’_２に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御されることで、電圧Ｖ_Ｃ１および電圧Ｖ_Ｃ２の中で小さい方を上昇させて、大きい方は不変とすることができる。このとき、電圧Ｖ_Ｃ１および電圧Ｖ_Ｃ２の中で小さい方の値は、電圧差Ｖ_ＥＲＲを打ち消すように生成された電圧差改善用の電圧信号ΔＶを加味した値となる。その結果、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２の差を低減することができる。 By controlling the switching of the switching elements 101 to 104 according to the calculated flow rates D' ₁ and D' ₂ , the smaller one of the voltage _VC1 and the voltage _VC2 is raised, and the larger one is unchanged. can do. In this case, the smaller value among the voltages V _C1 and the voltage V _C2 is a value obtained by adding the voltage signal ΔV for the generated voltage difference improvements to cancel the voltage difference V _ERR. As a result, the difference between the voltage _VC1 of the capacitor 111 and the voltage _VC2 of the capacitor 112 can be reduced.

本実施形態によれば、電源装置１０は、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２を検出し、検出した電圧差Ｖ_ＥＲＲに基づき、コンデンサ１１１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびコンデンサ１１２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を補正し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を用いて、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する制御部２００を備える。 According to this embodiment, the power supply device 10 includes a voltage _{V C1} of the capacitor 111, detects the voltage _{V C2} of the capacitor 112, based on the detected voltage difference _{V ERR,} the output voltage command value _{V C1_REF} and the capacitor of the capacitor 111 A control unit 200 is provided that corrects the output voltage command value V _{C2_REF} of 112 and controls switching of the switching elements 101 to 104 by using the corrected output voltage command values _{V'C1_REF} and _{V'C2_REF} .

制御部２００は、電圧Ｖ_Ｃ１と、電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差Ｖ_ＥＲＲに基づき、電圧差をなくすようにリミッタ２０５，２０６の下限値をそれぞれＶ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}と設定し、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}の中で小さい方を補正し、大きい方を変えずに、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。このことにより、電源装置１０は、電圧差の発生を改善し、コンデンサ１１１およびコンデンサ１１２の電圧の平衡化を図ることができる。 Control unit 200, a voltage _{V C1,} based on the voltage difference _{V ERR} between the voltage _{V C2,} respectively _V C1_REF the lower limit of the limiter 205, 206 so as to eliminate the voltage _difference is set to _{V C2_REF,} the output voltage command value V _{C1_REF,} corrects the smaller in the _{V C2_REF,} without changing the larger, controls the switching of the switching elements 101 to 104 after correction of the output voltage command value V _{'C1_REF,} V' according _{C2_REF.} As a result, the power supply device 10 can improve the occurrence of the voltage difference and balance the voltages of the capacitor 111 and the capacitor 112.

具体例として、Ｅ＝Ｖ_Ｃｆ＝３７０Ｖ、Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ_３＝Ｌ_４＝Ｌ_ｆ＝０．００３Ｈ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝Ｃ_３＝Ｃ_４＝０．００１Ｆ、Ｃ_ｆ＝０．００１Ｆの場合における、比較例の電源装置１０ａの制御から本実施形態に係る電源装置１０の制御に切り替えた場合のシミュレーション結果について説明する。ここで、Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびＶ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}は２００Ｖである。また、変圧器１１５および変圧器１１６の変圧比は１である。また、三相インバータ１２３の負荷電力はゼロである。 As a specific example, E = V _Cf = 370V, L ₁ = L ₂ = L ₃ = L ₄ = L _f = 0.003H, C ₁ = C ₂ = C ₃ = C ₄ = 0.001F, C _f = 0 The simulation result in the case of .001F when the control of the power supply device 10a of the comparative example is switched to the control of the power supply device 10 according to the present embodiment will be described. Here, _{VC1_REF} and _{VC2_REF} are 200V. Further, the transformer ratio of the transformer 115 and the transformer 116 is 1. Further, the load power of the three-phase inverter 123 is zero.

コンデンサ１１１，１１２における負荷などの誤差を模擬するために、コンデンサ１１１，コンデンサ１１２にそれぞれ、１７Ｗ、２４Ｗの回路等価定電力負荷を並列接続する。この異なる負荷により、図３の左側（改善前）に示すように、比較例の電源装置１０ａにおけるコンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２とは異なる。これは、比較例の電源装置１０ａの場合に対応する。 In order to simulate errors such as loads in the capacitors 111 and 112, 17W and 24W circuit-equivalent constant power loads are connected in parallel to the capacitors 111 and 112, respectively. The different loads, different, as shown in the left side of FIG. 3 (Before improvement), the voltage _{V C1} of the capacitor 111 in the power supply device 10a in the comparative example, the voltage _{V C2} of the capacitor 112. This corresponds to the case of the power supply device 10a of the comparative example.

図３の右側（改善後）は、本実施形態に係る制御部２００によるスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングの制御により得られる電圧Ｖ_Ｃ１と電圧Ｖ_Ｃ２とを示す図である。 Right (after improvement) 3 is a diagram showing the voltage _{V C1} obtained by controlling the switching of the switching elements 101 to 104 by the control unit 200 according to the present embodiment and the voltage _{V C2.}

図３に示すように、本発明によれば、電圧Ｖ_Ｃ１と電圧Ｖ_Ｃ２とは等しくなっている。したがって、電圧不平衡が抑制されていることが分かる。 As shown in FIG. 3, according to the present invention, the voltage _VC1 and the voltage _VC2 are equal. Therefore, it can be seen that the voltage imbalance is suppressed.

（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態に係る制御部２００Ａの構成例を示す図である。本実施形態に係る電源装置は、第１の実施形態に係る電源装置１０と比較して、制御部２００を制御部２００Ａに変更した点が異なる。その他の構成については、第１の実施形態に係る電源装置１０と同一であるため、同じ符号を付して説明を省略する。 (Second Embodiment)
FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the control unit 200A according to the second embodiment of the present invention. The power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device 10 according to the first embodiment in that the control unit 200 is changed to the control unit 200A. Since the other configurations are the same as those of the power supply device 10 according to the first embodiment, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.

減算器２０１Ａは、コンデンサ１２１の電圧Ｖ_Ｃ３と、コンデンサ１２２の電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差を検出し、検出した電圧差Ｖ_ＥＲＲをＬＰＦ２０２に出力する。 Subtractor 201A includes a voltage _{V C3} of the capacitor 121, detects the voltage difference between the voltage _{V C4} of the capacitor 122, and outputs the detected voltage difference _{V ERR} to LPF 202.

そして、第１の実施形態と同様に、電圧差Ｖ_ＥＲＲに基づき出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}が補正され、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御される。 Then, as in the first embodiment, the output voltage command value _V C1_REF based on the voltage difference _{_{V ERR,} V} _{C2_REF} is corrected, the corrected output voltage instruction value V _{'C1_REF,} V' switching element according _{C2_REF} 101 to 104 Switching is controlled.

このように、電圧Ｖ_Ｃ１と電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差に代えて、電圧Ｖ_Ｃ３と電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差を検出することによっても、電源装置１０は、電圧差の発生を改善し、コンデンサ１１１およびコンデンサ１１２の電圧の平衡化を図ることができる。 Thus, instead of the voltage difference between the voltage V _C1 and the voltage V _C2, by detecting a voltage difference between the voltage V _C3 and the voltage V _C4, power supply 10 is to improve the generation of a voltage difference, The voltage of the capacitor 111 and the capacitor 112 can be balanced.

本実施形態によれば、電源装置１０は、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１とコンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差に代えて、コンデンサ１２１の電圧Ｖ_Ｃ３とコンデンサ１２２の電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差Ｖ_ＥＲＲに基づき、コンデンサ１１１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびコンデンサ１１２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を補正し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を用いて、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する制御部２００を備える。本実施形態においても、第１実施形態の場合と同様の効果（図３参照）が得られる。 According to this embodiment, the power supply device 10, instead of the voltage difference between the voltage _{V C2} of the voltage _{V C1} and the capacitor 112 of the capacitor 111, the voltage difference between the voltage _{V C4} of the voltage _{V C3} and capacitor 122 of the capacitor 121 based on V _ERR, and corrects the output voltage command value _{V C2_REF} of the output voltage command value _{V C1_REF} and the capacitor 112 of the capacitor 111, the corrected output voltage instruction value V _{'C1_REF,} V' with _{C2_REF,} switching element 101 to A control unit 200 for controlling the switching of 104 is provided. Also in this embodiment, the same effect as in the case of the first embodiment (see FIG. 3) can be obtained.

（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係る制御部２００Ｂの構成例を示す図である。本実施形態に係る電源装置１０は、第１の実施形態に係る電源装置１０と比較して、制御部２００を制御部２００Ｂに変更した点が異なる。その他の構成については、第１の実施形態に係る電源装置１０と同一であるため、同じ符号を付して説明を省略する。 (Third Embodiment)
FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the control unit 200B according to the third embodiment of the present invention. The power supply device 10 according to the present embodiment is different from the power supply device 10 according to the first embodiment in that the control unit 200 is changed to the control unit 200B. Since the other configurations are the same as those of the power supply device 10 according to the first embodiment, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.

図５に示す制御部２００Ｂは、減算器２０１Ｂ，２０２Ｂ，２０５Ｂと、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）２０３Ｂと、演算部２０４Ｂと、加算器２０６Ｂと、リミッタ２０７Ｂ，２０８Ｂとを備える。 The control unit 200B shown in FIG. 5 includes subtractors 201B, 202B, 205B, a low pass filter (LPF: Low Pass Filter) 203B, a calculation unit 204B, an adder 206B, and limiters 207B, 208B.

減算器２０２Ｂは、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１と、コンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差を検出し、検出した電圧差をＬＰＦ２０３Ｂに出力する。 Subtractor 202B includes a voltage _{V C1} of the capacitor 111, detects the voltage difference between the voltage _{V C2} of the capacitor 112, and outputs the detected voltage difference LPF203B.

ＬＰＦ２０３Ｂは、減算器２０２Ｂから出力された電圧差の高周波成分を除去して電圧差Ｖ_ＥＲＲを生成する。 LPF203B removes the high frequency component of the voltage difference output from the subtracter 202B produces a voltage difference _{V ERR.}

演算部２０４Ｂは、減算器２０１Ｂから出力された差分（指令値であるゼロと電圧差Ｖ_ＥＲＲとの差分）がゼロとなるように、すなわち、電圧差Ｖ_ＥＲＲが打ち消されるように、電圧差改善用の通流率信号ΔＤを生成する。通流率信号ΔＤは、単相インバータ１１３の通流率Ｄ_ＴＲ１（第１の通流率）および単相インバータ１１４の通流率Ｄ_ＴＲ２（第２の通流率）を補正するのに用いられる。演算部２０４Ｂは、通流率信号ΔＤを減算器２０５Ｂおよび加算器２０６Ｂに出力する。なお、以下では、Ｄ_ＴＲ１＝Ｄ_ＴＲ２＝Ｄ_ＴＲとする。 The calculation unit 204B improves the voltage difference so that the difference (difference between the command value zero and the voltage difference _VERR ) output from the subtractor 201B becomes zero, that is, the voltage difference _VERR is canceled. Generates the flow rate signal ΔD for. The flow rate signal ΔD is used to correct the flow rate D _TR1 (first flow rate) of the single-phase inverter 113 and the flow rate D _TR2 (second flow rate) of the single-phase inverter 114. Be done. The calculation unit 204B outputs the flow rate signal ΔD to the subtractor 205B and the adder 206B. In the following, it is assumed that D _TR1 = D _TR2 = D _TR .

減算器２０５Ｂは、単相インバータ１１３の通流率Ｄ_ＴＲ１（第１の通流率）と演算部２０４Ｂから出力された通流率信号ΔＤとを減算して、リミッタ２０７Ｂに出力する。 The subtractor 205B subtracts the flow rate D _TR1 (first flow rate) of the single-phase inverter 113 and the flow rate signal ΔD output from the calculation unit 204B, and outputs the subtractor 205B to the limiter 207B.

加算器２０６Ｂは、単相インバータ１１４の通流率Ｄ_ＴＲ２（第２の通流率）と演算部２０４Ｂから出力された通流率信号ΔＤとを加算して、リミッタ２０８Ｂに出力する。 The adder 206B adds the flow rate D _TR2 (second flow rate) of the single-phase inverter 114 and the flow rate signal ΔD output from the calculation unit 204B, and outputs the sum to the limiter 208B.

リミッタ２０７Ｂは、減算器２０５Ｂの出力（Ｄ_ＴＲ１−ΔＤ）を所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１とする。ただし、上限値はＤ_ＴＲ１と設定する。 The limiter 207B limits the output (D _TR1- ΔD) of the subtractor 205B between a predetermined upper limit value and a lower limit value, and sets the corrected flow rate D' _TR1 . However, the upper limit is set to D _TR1 .

リミッタ２０８Ｂは、加算器２０６Ｂの出力（Ｄ_ＴＲ２＋ΔＤ）を所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ２とする。ただし、上限値はＤ_ＴＲ２と設定する。 The limiter 208B limits the output (D _TR2 + ΔD) of the adder 206B between a predetermined upper limit value and a lower limit value, and sets the corrected flow rate D' _TR2 . However, the upper limit is set to D _TR2 .

制御部２００Ｂは、通流率Ｄ’_ＴＲ１（補正後の第１の通流率）およびＤ’_ＴＲ２（補正後の第２の通流率）を用いて、単相インバータ１１３および単相インバータ１１４の動作を制御する。具体的には、図７に示すように、単相インバータ１１３の出力電圧は、所定の制御期間Ｔのうち通流率Ｄ’_ＴＲ１に対応する期間に所定の電圧値となる。また、単相インバータ１１３の出力電圧は他の期間でゼロとなる。また、単相インバータ１１４の出力電圧は、所定の制御期間Ｔのうち通流率Ｄ’_ＴＲ２に対応する期間に所定の電圧値となる。また、単相インバータ１１４の出力電圧は他の期間でゼロとなる。 The control unit 200B uses the flow rates D' _TR1 (first flow rate after correction) and D' _TR2 (second flow rate after correction), and uses the single-phase inverter 113 and the single-phase inverter 114. Control the operation of. Specifically, as shown in FIG. 7, the output voltage of the single-phase inverter 113 becomes a predetermined voltage value during the period corresponding to the flow rate D' _TR1 in the predetermined control period T. Further, the output voltage of the single-phase inverter 113 becomes zero in other periods. Further, the output voltage of the single-phase inverter 114 becomes a predetermined voltage value during the period corresponding to the flow rate D' _TR2 in the predetermined control period T. Further, the output voltage of the single-phase inverter 114 becomes zero in other periods.

このように、本実施形態においては、コンデンサ１１１の電圧Ｖ_Ｃ１とコンデンサ１１２の電圧Ｖ_Ｃ２との電圧差に基づき、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２が補正され、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２を用いて単相インバータ１１３，１１４が制御される。本実施形態の手法によっても、第１の実施形態と同様に、電源装置１０は、電圧差の発生を改善し、コンデンサ１１１およびコンデンサ１１２の電圧の平衡化を図ることができる。 Thus, in the present embodiment, based on the voltage difference between the voltage _{V C2} of the voltage _{V C1} and the capacitor 112 of the capacitor 111, conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114 is corrected, the correction The single-phase inverters 113 and 114 are controlled by using the later flow rates D' _TR1 and D' _TR2 . Also by the method of this embodiment, as in the first embodiment, the power supply device 10 can improve the occurrence of the voltage difference and balance the voltages of the capacitor 111 and the capacitor 112.

（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に係る制御部２００Ｃの構成例を示す図である。本実施形態に係る電源装置は、第１の実施形態に係る電源装置１０と比較して、制御部２００を制御部２００Ｃに変更した点が異なる。その他の構成については、第１の実施形態に係る電源装置１０と同一であるため、同じ符号を付して説明を省略する。 (Fourth Embodiment)
FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the control unit 200C according to the fourth embodiment of the present invention. The power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device 10 according to the first embodiment in that the control unit 200 is changed to the control unit 200C. Since the other configurations are the same as those of the power supply device 10 according to the first embodiment, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.

減算器２０２Ｃは、コンデンサ１２１の電圧Ｖ_Ｃ３と、コンデンサ１２２の電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差を検出し、検出した電圧差をＬＰＦ２０３Ｂに出力する。 Subtractor 202C includes a voltage _{V C3} of the capacitor 121, detects the voltage difference between the voltage _{V C4} of the capacitor 122, and outputs the detected voltage difference LPF203B.

そして、第３の実施形態と同様に、電圧差Ｖ_ＥＲＲに基づき、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２が補正され、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２にを用いて単相インバータ１１３，１１４が制御される。 Then, as in the third embodiment, based on the voltage difference _{V ERR,} conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114 is corrected, the conduction ratio D corrected _'TR1, D' _TR2 The single-phase inverters 113 and 114 are controlled using the above.

このように、本実施形態においては、コンデンサ１２１の電圧Ｖ_Ｃ３とコンデンサ１２２の電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差に基づき、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２が補正され、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２を用いて単相インバータ１１３，１１４が制御される。電圧Ｖ_Ｃ３と電圧Ｖ_Ｃ４との電圧差を検出することによっても、第３の実施形態と同様に、電源装置１０は、電圧差の発生を改善し、コンデンサ１１１およびコンデンサ１１２の電圧の平衡化を図ることができる。 Thus, in the present embodiment, based on the voltage difference between the voltage _{V C4} of the voltage _{V C3} and capacitor 122 of the capacitor 121, conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114 is corrected, the correction The single-phase inverters 113 and 114 are controlled by using the later flow rates D' _TR1 and D' _TR2 . By detecting a voltage difference between the voltage V _C3 and the voltage V _C4, similarly to the third embodiment, power supply 10 is to improve the generation of a voltage difference, equilibration of the voltage of the capacitor 111 and the capacitor 112 Can be planned.

本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。 Although the present invention has been described with reference to the drawings and embodiments, it should be noted that those skilled in the art can easily make various modifications or modifications based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these modifications or modifications are within the scope of the present invention. For example, the functions included in each block and the like can be rearranged so as not to be logically inconsistent, and a plurality of blocks can be combined or divided into one.

１０，１０ａ電源装置
２０直流電源
１０１〜１０４，１１３ａ〜１１３ｄ，１１４ａ〜１１４ｄ，１２３ａ〜１２３ｆスイッチング素子
１０５，１０６レグ
１０７，１１１，１１２，１２１，１２２コンデンサ
１０８，１０９，１１０，１１９，１２０インダクタ
１１３，１１４単相インバータ
１１５，１１６変圧器
１１７，１１８整流器
１１７ａ〜１１７ｄ，１１８ａ〜１１８ｄダイオード
１２３三相インバータ
１３０，２００，２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃ制御部
２０１，２０１Ａ，２０１Ｂ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０３，２０５Ｂ減算器
２０２，２０３ＢＬＰＦ（低域通過フィルタ）
２０４，２０６Ｂ加算器
２０４Ｂ演算部
２０５，２０６，２０７Ｂ，２０８Ｂリミッタ
２０７デューティー比計算部 10, 10a Power supply 20 DC power supply 101-104, 113a-113d, 114a-114d, 123a-123f Switching element 105, 106 Leg 107, 111, 112, 121, 122 Capacitor 108, 109, 110, 119, 120 Inverter 113 , 114 Single-phase inverter 115,116 Transformer 117, 118 Rectifier 117a-117d, 118a-118d Diode 123 Three-phase inverter 130, 200, 200A, 200B, 200C Control unit 201, 201A, 201B, 202B, 202C, 203, 205B Inverter 202, 203B LPF (low pass filter)
204, 206B Adder 204B Calculation unit 205, 206, 207B, 208B Limiter 207 Duty ratio calculation unit

Claims

A first leg in which a first switching element and a third switching element are connected in series, and an end of the first switching element that is not connected to the third switching element is connected to a DC power supply.
A second leg in which a second switching element and a fourth switching element are connected in series, and an end of the second switching element not connected to the fourth switching element is connected to the DC power supply. ,
An end of the third switching element that is not connected to the first switching element, and a first inductor connected between the connection point between the second switching element and the fourth switching element. ,
An end of the fourth switching element that is not connected to the second switching element, and a second inductor connected between the connection point between the first switching element and the third switching element. ,
A first capacitor and a first inverter connected in parallel with the first leg,
A second capacitor and a second inverter connected in parallel with the second leg,
A first transformer in which a primary winding is connected to the output terminal of the first inverter, and
A second transformer in which the primary winding is connected to the output terminal of the second inverter, and
A first rectifier connected to the secondary winding of the first transformer,
A second rectifier connected to the secondary winding of the second transformer,
A third inductor whose one end is connected to the high voltage terminal of the first rectifier,
A third capacitor, one end connected to the other end of the third inductor and the other end connected to the low voltage terminal of the first rectifier.
A fourth inductor whose one end is connected to the low voltage terminal of the second rectifier,
A fourth capacitor having one end connected to the other end of the fourth inductor and the other end connected to the low voltage terminal of the first rectifier and the high voltage terminal of the second rectifier.
The first voltage command value and the first voltage command value that detect the voltage difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor and command the voltage of the first capacitor based on the detected voltage difference. the voltage of the second capacitor to correct the second voltage command value to command, by using the first voltage command value and the second voltage command value after correction after the correction, from the first fourth A power supply device including a control unit that controls a switching element.

The control unit
Instead of the voltage difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor, the first voltage is based on the voltage difference between the voltage of the third capacitor and the voltage of the fourth capacitor. Correct the command value and the second voltage command value,
Using said first voltage command value and the second voltage command value after correction after the correction, controls the switching of the fourth switching element from the first power supply apparatus according to claim 1.

The control unit
Based on the voltage difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor, the first flow rate and the second flow rate are corrected.
The power supply device according to claim 1, wherein the first inverter and the second inverter are controlled by using the corrected first flow rate and the corrected second flow rate.

The control unit
Based on the voltage difference between the voltage of the third capacitor and the voltage of the fourth capacitor, the first flow rate and the second flow rate are corrected.
The power supply device according to claim 1, wherein the first inverter and the second inverter are controlled by using the corrected first flow rate and the corrected second flow rate.