JP6769452B2 - 交流電圧検出回路及び集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を検出して、交流電圧の有無を出力する交流電圧検出回路及び集積回路に関する。

図７は、従来の交流電圧検出回路を備えたオルタネータレギュレータ及びオルタネータの構成図である（特許文献１）。図７に示すオルタネータ（交流発電機）は、１２０度毎に配置された３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のステータコイル１ａ，１ｂ，１ｃと、ロータコイル２から構成されている。

オルタネータは、ロータコイル２に流れる電流によりロータコイル２が３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のステータコイル１ａ，１ｂ，１ｃに対して回転することで、交流電圧を得る。各ステータコイル１ａ，１ｂ，１ｃに発生した交流電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ６により整流されて、整流された電圧によりバッテリＶBが充電される。ロータコイル２に流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオンオフすることにより制御される。

オルタネータレギュレータ３は、オルタネータの交流電圧を所定の交流電圧に制御するもので、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ダイオードＤ７、交流電圧検出回路３０、制御回路３２を備えている。交流電圧検出回路３０は、基準電源Ｖｒｅｆとコンパレータ３１とから構成され、Ｐ端子からの交流電圧と基準電源Ｖｒｅｆの基準電圧とを比較することで、交流電圧を検出する。

オルタネータレギュレータ３のＢ端子は、バッテリＶBからＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに電源を供給する。オルタネータレギュレータ３のＰ端子は、ステータコイル１ｃに接続され、Ｐ端子に発生する電圧を交流電圧検出回路３０で検出することで、オルタネータレギュレータ３が作動し発電を開始する。Ｐ端子には、ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。

ダイオードＤ１〜Ｄ６に標準のＰＮダイオードを使用している場合には、オルタネータが静止時のＰ端子電圧は０Ｖ近傍の電圧となる。オルタネータレギュレータ３は、Ｐ端子の電圧によりオルタネータの状態を検知している。オルタネータが静止状態と判断された場合には、発電を停止しオルタネータレギュレータ３をスタンバイ状態に移行する。

特開２００３−２８４３９５号公報

しかしながら、オルタネータの発電効率を高めるために、ダイオードＤ１〜Ｄ６に、低損失ダイオード、例えば、ショットキーバリアダイオードを使用した場合には、標準のＰＮダイオードのリーク電流よりも高温時のリーク電流が大きくなる。このため、オルタネータが静止した時も停止するが、ダイオードの漏れ電流による直流電圧が重畳されて、Ｐ端子電圧が上昇してしまう。

また、オルタネータが静止した状態から始動した場合にも、徐々に交流電圧が上昇する時、前述のダイオードＤ１〜Ｄ６の漏れ電流による直流電圧が重畳されるので、Ｐ端子電圧が上昇してしまう。

従来のオルタネータレギュレータ３では、Ｐ端子の電圧検出に直流電圧も検出できるコンパレータ３１を用いるため、Ｐ端子の電圧上昇によりコンパレータ３１の出力が反転してしまう。このため、レギュレータ３が誤作動してしまう。

本発明の課題は、直流電圧が重畳された交流電圧がコンパレータに入力された場合でも、直流電圧をキャンセルして、コンパレータの誤作動をなくすことができる交流電圧検出回路及び集積回路を提供することにある。

本発明に係る交流電圧検出回路は、交流電源からの交流電圧を検出して、交流電圧の有無を出力する交流電圧検出回路であって、前記交流電圧を入力し、前記交流電圧の周波数に応じてインピーダンスが可変する可変インピーダンス回路と、所定の第１直流電圧を基準電圧として発生する基準電源と、前記交流電圧を非反転入力端子に入力し、前記可変インピーダンス回路の可変インピーダンス出力と前記基準電圧とを加算して得られた合計電圧を反転入力端子に入力し、前記交流電圧と前記合計電圧とを比較し前記交流電圧の立ち上がり時に同期して出力信号を出力する電圧比較器とを備えることを特徴とする。

本発明の交流電圧検出回路によれば、電圧比較器は、交流電圧を非反転入力端子に入力し、可変インピーダンス回路の可変インピーダンス出力と基準電圧とを加算して得られた合計電圧を反転入力端子に入力し、交流電圧と合計電圧とを比較し交流電圧の立ち上がり時に同期して出力信号を出力するので、直流電圧が重畳された交流電圧がコンパレータに入力された場合でも、比較差処理により直流電圧をキャンセルして、コンパレータの誤作動をなくすことができる交流電圧検出回路を提供することができる。

本発明の実施例１に係る交流電圧検出回路を備えたオルタネータレギュレータ及びオルタネータの構成図である。 交流電圧検出回路の各部の動作波形図である。 交流電圧検出回路の他の一例の構成図である。 交流電圧検出回路に設けられたローパスフィルタを構成するコンデンサの構造を示す模式図である。 集積回路においてローパスフィルタを構成するコンデンサのエピタキシャル領域をグランドに接続する図である。 集積回路においてハイパスフィルタを構成するコンデンサの両端をフローティングで使用するために、エピタキシャルのコンデンサ領域を配置した図である。 従来の交流電圧検出回路を備えたオルタネータレギュレータ及びオルタネータの構成図である。

以下、本発明の実施の形態の交流電圧検出回路及び集積回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（実施例１）
実施例１の交流電圧検出回路は、オルタネータレギュレータに適用した例を示す。図１は、本発明の実施例１に係る交流電圧検出回路３０ａを備えたオルタネータレギュレータ３及びオルタネータの構成図である。

なお、図１に示す構成は、図７に示す構成に対して、交流電圧検出回路３０を交流電圧検出回路３０ａに変更した以外は、図７に示す構成と同じであるので、交流電圧検出回路３０ａ以外の図１に示す構成については、説明を省略する。

図１に示す交流電圧検出回路３０ａは、Ｐ端子のリーク電流による直流電圧成分をコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）とに入力し、比較差処理により直流電圧成分をキャンセルして、Ｐ端子の交流成分のみを検出することにより、オルタネータの状態を検知する。

交流電圧検出回路３０ａは、Ｐ端子から入力されたオルタネータ（交流電源）のステータコイル１ｃからの交流電圧を検出して、交流電圧の有無を出力するもので、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、コンパレータ３１とを備えている。抵抗Ｒ１の一端は、Ｐ端子とコンパレータ３１の非反転端子（＋）とに接続され、抵抗Ｒ１の他端は、コンデンサＣ１の一端と基準電源Ｖｒｅｆの負極とに接続されている。

コンデンサＣ１の他端は、接地（グランド）され、基準電源Ｖｒｅｆの正極は、コンパレータ３１の反転端子（−）に接続されている。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とは、ローパスフィルタを構成し、Ｐ端子から交流電圧を入力し、交流電圧の周波数に応じてインピーダンスが可変する可変インピーダンス回路を構成する。

抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とから構成されるローパスフィルタは、直流電圧と遮断周波数ｆｃ以下の周波数の信号を、基準電源Ｖｒｅｆに出力し、遮断周波数ｆｃを超える周波数の信号をコンデンサＣ１に出力する。即ち、ローパスフィルタからは、Ｐ端子に入力された交流電圧に重畳された直流電圧と、Ｐ端子に入力された交流電圧に対して、Ｃ１×Ｒ１の時定数で決定される時間だけ遅延された交流電圧とを加算し得られた合計電圧が基準電源Ｖｒｅｆに出力される。

基準電源Ｖｒｅｆは、所定の第１直流電圧を基準電圧として発生する。コンパレータ３１は、本発明の電圧比較器に対応し、交流電圧を非反転入力端子（＋）に入力し、ローパスフィルタの可変インピーダンス出力と基準電圧とを加算して得られた合計電圧を反転入力端子（−）に入力し、交流電圧と合計電圧とを比較した結果を制御回路３２に出力する。

次に、このように構成された実施例１の交流電圧検出回路の動作を図２に示す各部の動作波形図を参照しながら、詳細に説明する。

図２において、横軸は、時間であり、縦軸は、上から電源電圧ＶB、Ｐ端子入力電圧、コンパレータ３１の入力、コンパレータ３１の出力、オルタネータレギュレータ３の出力を示している。電源電圧ＶBは、バッテリＶBの電圧であり、一定電圧である。

まず、時刻ｔ０においては、自動車のエンジンが停止している。この場合、オルタネータが静止時において、Ｐ端子電圧が僅かに上昇しているが、オルタネータレギュレータ３は停止している。

時刻ｔ１において、エンジンを起動すると、オルタネータが起動して、Ｐ端子の交流電圧が上昇する。オルタネータレギュレータ３内の交流電圧検出回路３０ａは、Ｐ端子の交流電圧を監視する。

コンパレータ３１は、パルス信号からなる交流電圧を非反転入力端子（＋）に入力し、ローパスフィルタの可変インピーダンス出力と基準電圧Ｖｒｅｆとを加算して得られた合計電圧を反転入力端子（−）に入力する。

コンパレータ３１は、パルス信号からなる交流電圧と、ローパスフィルタの可変インピーダンス出力と基準電圧Ｖｒｅｆとを加算して得られた合計電圧を比較する。

時刻ｔ２において、パルス信号からなる交流電圧が、ローパスフィルタの可変インピーダンス出力と基準電圧Ｖｒｅｆとを加算して得られた合計電圧を超える。このため、コンパレータ３１は、時刻ｔ２において、Ｈレベルを制御回路３２に出力する。オルタネータレギュレータ３は、時刻ｔ２において、Ｈレベルとなり、起動する。時刻ｔ２のアップエッジでコンパレータ出力がＨレベルとなり、時刻ｔ３までＨレベルが継続する。

また、Ｐ端子に入力される交流電圧に直流電圧（第２直流電圧）が重畳された場合、具体的には、Ｐ端子のリーク電流による直流電圧成分がコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）とに入力された場合には、コンパレータ３１は、非反転入力端子（＋）に入力された直流電圧から、反転入力端子（−）に入力された直流電圧を差し引くので、直流電圧がキャンセルされる。

従って、Ｐ端子のリーク電流による直流電圧成分がコンパレータ３１に入力された場合でも、コンパレータ３１の誤作動をなくすことができるので、レギュレータ３が誤作動してしまうことはなくなる。

（交流電圧検出回路の他の一例）
図３は、交流電圧検出回路の他の一例の構成図である。図３に示す交流電圧検出回路３０ｂは、抵抗Ｒ１に代えて、リアクトルＬ１を設けたことを特徴とする。リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とで交流電圧の周波数に応じてインピーダンスが可変する可変インピーダンス回路を構成する。リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とで構成される可変インピーダンス回路も、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とで構成される可変インピーダンス回路の動作と同様に動作するので、その説明は、省略する。

（交流電圧検出回路の集積回路）
また、交流電圧検出回路３０ａを集積回路化する際に、コンデンサＣ１を容易に作製することができる利点がある。

図４は、交流電圧検出回路３０ａに設けられたローパスフィルタを構成するコンデンサＣ１の構造を示す模式図である。図４において、ｎエピタキシャル領域（以下、ｎ（Ｅｐｉ）領域と称する。）４１の上面には酸化膜４２が配置され、酸化膜４２の上面にはｎ^＋領域４３が配置され、ｎ（Ｅｐｉ）領域４１とｎ^＋領域４３とでコンデンサＣ１が形成されている。ｎ（Ｅｐｉ）領域４１には電極４４が接続され、ｎ^＋領域４３には電極４５が接続されている。

図５（ａ）は、ローパスフィルタの回路構成図を示す。図５（ｂ）は、集積回路においてローパスフィルタを構成するコンデンサのエピタキシャル領域をグランドに接続する図である。

図５（ｂ）に示す集積回路では、ノイズ発生源となる回路ブロックＡ５１から回路フロックＢ５２へのノイズの影響を抑制するために、回路ブロックＡ５１と回路フロックＢ５２との間に、シールドとしてｎ（Ｅｐｉ）領域４１を配置する。このとき、ｎ（Ｅｐｉ）領域４１をグランドへ接続する。

図４に示すように、コンデンサＣ１の片側は、ｎ（Ｅｐｉ）領域４１で構成されているため、ｎ（Ｅｐｉ）領域４１をグランドへ接続する場合、ローパスフィルタの用途に限り、コンデンサＣ１と回路ブロック間のシールド機能とを両立することができる。これにより、集積回路において、面積効率を有効に利用することができる。

これに対して、図６（ａ）に示すようなハイパスフィルタで集積回路を構成する場合、図６（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１の両端をフローティングで使用しなければならない。

このため、ｎ（Ｅｐｉ）領域４１とは別に、ｎ（Ｅｐｉ）コンデンサ領域５３を独立して配置する必要がある。この場合には、ｎ（Ｅｐｉ）コンデンサ領域５３をシールド機能として使用することはできず、また、集積回路のチップ面積が増大してしまう。

このため、集積回路においては、ローパスフィルタでコンデンサＣ１を構成するのが良いことがわかる。

なお、本発明の交流電圧検出回路は、上述したオルタネータレギュレータ３に適用されたが、オルタネータレギュレータ３に限定されることはなく、その他の回路や装置にも適用可能であるのは勿論である。

１ａ〜１ｃ ステータコイル
２ ロータコイル
３ オルタネータレギュレータ
３０，３０ａ，３０ｂ 交流電圧検出回路
３１ コンパレータ
３２ 制御回路
４１ ｎ（Ｅｐｉ）領域
４２ 酸化膜
４３ ｎ^＋領域
４４，４５ 電極
５１，５２ 回路ブロックＡ，回路ブロックＢ
５３ ｎ（Ｅｐｉ）コンデンサ領域
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｃ１ コンデンサ
ＶB バッテリ
Ｖｒｅｆ 基準電源
Ｌ１ リアクトル

Claims (2)

1. 交流電源からの交流電圧を検出して、交流電圧の有無を出力する交流電圧検出回路であって、
   前記交流電圧を入力し、前記交流電圧の周波数に応じてインピーダンスが可変する可変インピーダンス回路と、
   所定の第１直流電圧を基準電圧として発生する基準電源と、
   前記交流電圧を非反転入力端子に入力し、前記可変インピーダンス回路の可変インピーダンス出力と前記基準電圧とを加算して得られた合計電圧を反転入力端子に入力し、前記交流電圧と前記合計電圧とを比較し前記交流電圧の立ち上がり時に同期して出力信号を出力する電圧比較器と、
   を備えることを特徴とする交流電圧検出回路。
2. 請求項１記載の交流電圧検出回路を備えた集積回路。

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