JP6566769B2

JP6566769B2 - ジッタ及びノイズの決定方法及び試験測定機器

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Description

本発明は、ジッタ及び振幅ノイズを合わせた解析を行い、ジッタ及びノイズを決定して、２次元の確率密度関数及びビット・エラー・レート・アイ・ダイアグラムを発生する方法及び試験測定機器に関する。

高速シリアル・データ通信の分野において、タイミング・ジッタの解析は、関心が持たれている。ジッタ及び信号品質規格（ワシントンＤＣでの技術レポートＴＲ−３５−２００４：ＡＮＳＩ／ＩＮＣＩＴＳ２００４年）に対してのファイバ・チャネル−方法論により、多くの概念が形式化されている。ジッタ及び信号品質規格にとってのファイバ・チャネル−方法論に記載された方法により、特定の基準電圧でのタイミング・ジッタの解析ができる。この基準電圧は、所定レベルでのアイ・ダイアグラムを介して水平スライスに対応する。しかし、電圧ノイズの解析を行わない。

米国特許第７５２２６６１号は、先ず、平坦（即ち、スルー・レートがゼロ）の波形位置で電圧解析を実行する方法を記載している。よって、この電圧解析は、タイミング・ジッタに理論上影響されない。次に、ノイズの影響を数学的に除去できる高スルー・レート領域でジッタ解析を行う。米国特許第７５２２６６１号に記載された追加のステップにより、全体で、垂直及び水平の全ての点におけるアイの統計的記述を決定できる。

サンプリング・オシロスコープは、周知である。高周波数繰り返し波形の測定に用いる際、かかる装置は、従来的には、連続波形の続いて起きる小さな部分をサンプルする。よって、このサンプリング技術の累積結果により、対象波形を表す合成波形の読出しを行える。米国特許第７５２２６６１号に記載された方法は、サンプリング・オシロスコープの強みにうまく適合し、メモリ、又は波形の残りの他のリソースを無駄にすることなく、繰り返し波形内の特定位置を繰り返しサンプル及び蓄積するように構成できる。米国特許第７５２２６６１号の方法は、情報を集めて、１つのパターン繰り返し当たりわずか２つのサンプリング位置を用いて、ノイズからジッタを分離する。

米国特許第７５２２６６１号明細書

「情報技術−ファイバ・チャネル−ジッタ及び信号品質規格（Information technology - Fibre Channel - Methodology of Jitter and Signal Quality Specification）」、ＴＲ−３５−２００４、情報技術標準の国際会議（International Committee for Information Technology Standards）、インターネット、ＡＮＳＩ（http://webstore.ansi.org/）、又はＩＮＣＩＴＳ（http://www.incits.org/standards-information/）「ジッタ解析の基礎−オシロスコープによるＴＪ、ＤＪ、ＲＪ分離解析」、アンリツ株式会社、２０１２年６月、MP2100A_JF3100.pdf、インターネット（http://www.anritsu.com/search/ja-jp/DownloadsSearch.aspx）「Agilent EZJIT Plus ソフトウェアによるジッタの解析」、アジレント・テクノロジー株式会社、２００６年４月２８日、文献番号５９８９−３７７６ＪＡＪＰ、インターネット（http://literature.cdn.keysight.com/litweb/pdf/5989-3776JAJP.pdf）

その一方、実時間デジタル化オシロスコープは、波形の特徴が連続的サンプルにより直接的に表すことができるように充分に接近した分離サンプルを取込んで蓄積する。米国特許第７５２２６６１号は、取込んだサンプルのほとんどが利用されることなく廃棄されるので、実時間オシロスコープの結果が低効率となる。この効率不足は、パターン長が増す程、より鮮明になる。米国特許第７５２２６６１号に記載されたように選択されたサンプリング位置で充分な統計値を累積するために、実時間オシロスコープは、多くの実時間波形を取り込んで処理しなければならない。さらに、実時間オシロスコープは、前縁の傾きのように、対象解析点の近傍における波形のダイナミック特性に関する価値ある情報を保有するが、米国特許第７５２２６６１号の方法は、この情報の利点を利用することに失敗している。

本発明の実施例は、従来技術のこれら及び他の制限に取り組んでいる。

ここで示す概念によれば、入力信号のジッタ及びノイズを決定する方法が開示されている。この方法は、試験測定機器の取込みユニットにより、入力信号の波形を取込み、１つ以上の相関なし波形記録を決定することと；取込んだ（単一又は複数の）波形から相関あり波形を決定することと；相関あり波形を単位間隔に分割することと；少なくとも１つの相関なし波形を単位間隔に分割することと；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相（apparent）ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成することと；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成することと；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成することと；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成することとを含んでいる。

ここで示す他の概念によれば、試験測定機器が開示されている。この試験測定機器は、１つ以上の相関なし波形記録を受けるように構成された取込み手段と、処理手段とを含んでいる。この処理手段は、相関あり波形を決定し；相関あり波形を単位間隔に分割し；少なくとも１つの相関なし波形を単位間隔に分割し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成し；広がり単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成する。

図１は、ジッタ及びノイズを合わせた解析を実行する方法を実現する試験測定機器のブロック図を示す。図２は、理想化したシリアル・データ波形を図示する。図３は、欠陥のある波形を図示すると共に、単位間隔を定義する。図４は、相関あり波形及び相関なし波形の重複した単位間隔の一例を図示する。図５は、相関あり波形及び相関なし波形の重複した単位間隔の他の例を図示する。図６は、相関あり波形及び相関なし波形の重複した単位間隔の他の例を図示する。図７は、より複雑なパターン及び欠陥を有する波形の一例を図示する。図８は、より複雑なパターン及び欠陥を有する波形の他の例を図示する。

図において、開示するシステム及び方法における同様な又は対応する要素は、同じ参照番号で示す。これらの図は、必然的な縮尺を行っていない。周知のように、「相関なし」波形、「相関なし」ジッタ、「相関なし」ノイズなどは、データ・パターンに相関されていないことを意味し、「相関あり」波形、「相関あり」ジッタ、「相関あり」ノイズなどは、データ・パターンに相関されていることを意味する。

本発明は、ビット毎の中央における垂直変位とエッジ毎の水平変位からの情報を用いて、非常に高い処理効率を得る。これは、実時間オシロスコープの特性と非常に良く一致する。すなわち、本発明の方法は、パターンにおける全ての単位間隔を用い、ゼロ・スルー・レートの測定位置のみに依存しない。

図１を参照すれば、ジッタ及びノイズを合わせた解析を実行する方法を実現する本発明のある実施例による実時間オシロスコープの代表的なブロック図が示されている。実時間オシロスコープを示して後述するが、時間領域波形の適切な表現を取り込むことができる任意の形式の試験測定機器を用いてもよい。

オシロスコープ１００は、アクセサリ・インタフェース１０４に結合された別々の信号チャネル１０２を有するが、図１ではこれらの２つを示している。各信号チャネル１０２は、別々の取込みユニット１０６を有するが、この取込みユニット１０６は、例えば、被試験装置又はチャンネルからのアナログ波形入力信号を少なくとも受け、この受けた信号をデジタル化サンプルに変換する既知の電気回路及び／又は装置を含んでいる。信号チャンネル１０２に結合されたアナログ波形入力の各々は、トリガ回路１０８にも結合される。取込みユニット１０６及びトリガ回路１０８は、システム・バス１１２を介してプログラマブル処理手段１１０に結合される。システム・バス１１２は、更にメモリ手段１１４に結合される。このメモリ手段１１４は、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ及び／又はキャッシュ・メモリの形式である。ＲＡＭメモリは、取込みユニット１０６が発生したアナログ波形入力信号のデジタル化サンプルの如き揮発性データを蓄積できる。システム・バス１１２は、更に、表示セクション（図示せず）を制御する表示回路１１６と、ハード・ディスク・ドライブ（ＨＤＤ）、ＳＳＤ、ＢＤドライブ、テープ・ドライブなどの如き単一又は複数の大容量ストレージ・ユニット１１８と、フロント・パネル制御器１２０とに結合される。この大容量ストレージ・ユニット１１８は、適切な大容量ストレージ媒体から読出し、及び／又はこの媒体に書き込む。任意の数の信号チャンネル１０２がオシロスコープに含まれてもよく、各チャンネルが別々の取込み手段１０６を有することが理解できよう。

本発明の実施例による方法を実現すると共に、他の点ではオシロスコープ１００を制御する実行可能なインストラクションは、メモリ手段１１４から、より限定的には例えばＲＯＭに蓄積され、ここからアクセスされてもよい。代わりに、実行可能なインストラクションを大容量ストレージ・ユニット１１８の大容量ストレージ媒体に蓄積して、ここからアクセスしてもよく、この大容量ストレージ媒体は、いくつかの実施例において、メモリ手段１１４内に含まれてもよい。処理手段１１０は、例えば、インテル・コーポレーションが設計及び開発した如き１つ以上のプログラマブル・マイクロプロセッサとして実現してもよい。処理手段１１０は、また、多数のプログラマブル制御器及び／又は１つ以上のプログラマブル・デジタル信号プロセッサを用いて実現してもよい。さらに他の実施例において、多数の制御器を用いて処理手段１１０を実現した場合、１つを用いて、アナログ波形入力信号の取込み及び処理を制御する一方、２つめを用いて、オシロスコープ１００の他の動作を制御してもよい。オシロスコープ１００は、マイクロソフト・コーポレーションが設計及び開発したウィンドウズ（登録商標）７の如きオペレーティング・システムを用いて制御されてもよい。このオペレーティング・システムは、１つ以上のプロセッサ又は制御器１１０と関連したメモリ手段１００内に蓄積されてアクセスされる。

表示回路１１６は、表示セクションを制御するために処理手段１１０からインストラクションを受ける表示制御器（図示せず）を含んでもよく、また、表示セクションによる表示のために、例えば、処理手段１１０の一部であるデジタル信号プロセッサから更にデータを受けてもよい。バス制御器（図示せず）は、処理手段１１０内に含まれてもよいし、又は、オシロスコープ１００内に別に含まれてもよく、インタフェース１０４及びプローブ１２２をモニタする。また、バス制御器は、通信バス１２４を介して、プローブ１２２及び処理手段１１０の間の通信を制御できる。バス１２４は、Ｉ^２Ｃバス、ＩＥＥＥ１４９４バス、ＵＳＢバスなどで構成されてもよく、双方向性通信を提供する。図１の各ボックス１２２は、プローブの一部、特に、インタフェース１０４に取り付けられた各プローブのプローブ制御ボックスを示す点に留意されたい。プローブ・ケーブルを介してプローブ制御ボックスに結合されたプローブ・チップは、図１に示されない。このプローブ・チップを被測定装置（ＤＵＴ）の試験点に接続して、被試験信号を得る。

電源１２６は、電圧ライン１２８及びアクセサリ・インタフェース１０４を介して処理手段１１０からの制御信号を受けて、プローブ１２２への電力を制御する。

図２は、交番ビット・パターン「１０１０１０」を表す理想化されたシリアル・データ波形２００を表す。しかし、実際の波形は、無限のスルー・レートのエッジを有さないし、完全に平坦な頂部及び底部をあまり有さない。よって、各エッジ及び平坦な箇所が極端に単純化された区分的な線形モデルを用いたより現実的な波形３００を図３に示す。

図３の領域Ａは、波形の１つの単位間隔（ＵＩ）を示す。本発明は、相関なし波形パターンの各繰り返しにおける実際の値が、波形の確定的（deterministic）成分である相関あり波形からいかに偏っているかを決定する。相関あり波形は、入力信号における実際のデータ・パターンであり、相関なし波形は、入力信号及びオシロスコープ１００内の水平ジッタ及び垂直ノイズである。すなわち、相関なし波形は、実時間オシロスコープが通常に取込んだ波形である。オシロスコープ１００の取込みユニット１０６が１つ以上の相関なし波形を取り込む。

次に、任意の既知の方法を用いて実時間オシロスコープが取込んだ１つ以上の相関なし波形に基づいて、処理手段１１０により相関あり波形を決定する。これは、例えば、パターンに基づくトリガを用い、これらを互いに平均化して、多数の相関なし波形を取り込むことにより行われる。さらに、例えば、波形の繰り返し部分の個別のコピーを適切に時間配列した後に、これら連続的なコピーを互いに平均化することによって、単一の長い相関なし波形記録を用いて、相関あり波形を決定できる。取込んだ相関なし波形は、繰り返しパターンを有するかもしれない。例えば、相関なし波形は、９ビット長の繰り返しパターンを含んでいるかもしれない。繰り返しパターンに対して相関あり波形を決定し、次に、繰り返す端から端までが、全体的相関なし波形記録と比較されるべき全体的な相関あり波形を作る。

図４は、上述の如く同じ区分的な線形モデルを用いて、相関あり波形４００及び相関なし波形４０２の１つの単位間隔を示す。相関あり波形４００及び相関なし波形４０２の間の水平及び垂直の変位は、相関なしジッタ及び相関なしノイズの尺度である。他のやり方が矛盾なく適用される限りそれらを用いてもよいが、右方向の時間変位を正時間シフトとして表し、上方向の電圧シフトを正電圧シフトとして表す。

図４において、波形４０２は、任意のタイミング・ジッタに影響されず、Ｖ_Ｓで示す如く、一定電圧ノイズだけ上方向に表示される。実際には、ノイズは、ＵＩにわたって一定ではなく、ビット・レートに関連する充分に低い周波数のノイズを、合理的な近似のように一定と見なすことができる。ＳＲ_Ｖは、公称的な垂直位置での波形４０２のスルー・レートを表す。ＳＲ_Ｈは、公称的な水平位置でのスルー・レートを表す。

たとえ図４にタイミング・ジッタがなくても、基準電圧（Ｖ_ｒｅｆ）が立ち上がりエッジと交差する点が変化するので、皮相ジッタが存在する。皮相タイミング変位は、−ｔ_１として見ることができる。通常はビットの中央にてｔ_ｒｅｆとして示す公称タイミング点にて、皮相電圧変位を決定する。図４において、皮相電圧変位をＶ_１で示す。図４の観察に基づいて、以下の等式を書くことができる。

V₁=V_s （１）

t₁=-V_s/SR_v （２）

等式（２）内の負の符号は、上方向の電圧シフトによって、皮相タイミング・シフトが左となるためである。

図５は、相関あり波形５００及び相関なし波形５０２の単位間隔を示す。図５において、単なる水平シフトｔ_ｓによって変位が生じ、対応する等式は、次のように書くことができる。

V₁=-SR_H*t_s （３）

t₁=t_s （４）

ＳＲ_Ｈが正ならば、等式（３）における負の符号は、右方向のタイミング・シフトが、下方向の皮相電圧シフトという結果になることを示す。

図６は、相関あり波形６００及び相関なし波形６０２の単位間隔を示す。図６において、相関なし波形６０２は、この単位間隔に対して垂直及び水平の両方に変位している。仮定によると、等式（１）及び（３）を組合せて以下の等式（５）を得て、等式（２）及び（４）を組合せて以下の等式（６）を得る。これは、これら等式の各々において、２つの未知数ｔ_ｓ及びＶ_ｓが残る。

V₁=V_s-SR_H*t_s （５）

t₁=t_s-(1/SR_v)*V_s （６）

等式（５）及び（６）は、真の垂直及び水平シフトの観点から、皮相波形変位、又は直接測定可能な波形変位を示す。等式（５）及び（６）を代数的に操作して、次の等式を導く。これらによって、測定した変位から真のシフトを計算できる。

t_s=(V₁+SR_v*t₁)/(SR_v-SR_H) （７）

V_s=V₁+SR_H*t_s （８）

等式（７）及び（８）を波形記録の各単位間隔に対して適用できるので、直接的に測定可能なｔ_１及びＶ_１を合わせて、その間隔に対するｔ_ｓ及びＶ_ｓに変換する。Ｎ単位間隔又はビットから成る波形に対して、これは、２つの数値配列となる。補償されたエッジ時間配列は、ｔ_ｓ＝［ｔ_ｓ１、ｔ_ｓ２、ｔ_ｓ３、・・・ｔ_ｓＮ］となり、補償された振幅配列は、Ｖ_ｓ＝［Ｖ_ｓ１、Ｖ_ｓ２、Ｖ_ｓ３、・・・Ｖ_ｓＮ］となる。さらに詳細に述べる如く、ジッタ及び電圧ノイズの動きに関する情報を更に導出し、統計的アイ・ダイアグラムを形成できるようにするために、これら配列を種々の方法で処理できる。

開発の際に仮定された区分的な線形モデルではなく、実際に信号に等式（７）及び（８）を適用するために、パラメータｔ_１、Ｖ_１、ＳＲ_Ｖ及びＳＲ_Ｈを各単位間隔に対して決定しなければならない。ｔ_１ベクトルの２つの端部での点を計算し、減算を実行することによって、ｔ_１を決定することは判りやすい。相関あり又は相関なしの波形から近くの実際の波形サンプルを用いて、線形又はｓｉｎ（ｘ）／ｘの如き任意の周知の相関方法によって、減算された終点を決定できる。ＳＲ_Ｖを決定する最も簡単な方法は、相関ありの波形がＶ_ｒｅｆと交差する点に最も近くで前の相関あり波形のサンプルを探し、このサンプルと次のサンプルとの間のスルー・レートを、時間差で除算された電圧差として計算することである。同様に、ｔ_ｒｅｆの前及び後の相関あり波形の２つのサンプルからＳＲ_Ｈを計算できる。波形の広い部分を表すＳＲ_Ｖ及びＳＲ_Ｈ値を提供するために、他のスルー・レート評価手段を容易に工夫できる（例えば、単に最も近い２つのサンプル以上のものを用いる）。

上述の等式（１）〜（８）は、交番ビット・パターンの小さな信号解析に対して非常に良好に機能する。しかし、これら等式をより一般的な等式にも有効とするために変更できる。

多くの場合、図７にて判るように、被解析波形は、１及び０の交番よりも一層複雑なパターンを伝送するかもしれない。図７は、９ビット・パターンの１つの繰り返しを示す。図７において、各間隔に対応する論理値（１又は０）を、これら間隔の中央に示し、このパターンの各ビットを独自に識別するビット番号を下付のＢとして示す。この９ビット・パターンが際限なく繰り返しているのが理解できる。また、図７の波形は、波形の単一の繰り返しに対して相関あり波形を表している。

図３に示す波形と比較すると、ビット間隔の中央でのＳＲ_Ｈ及び電圧遷移に対するＳＲ_Ｖを用いることによって、アナログ方法にて、Ｂ_１の如き図７でのいくつかのビットをモデル化できることが判る。同様な値をビットＢ_３、Ｂ_４、Ｂ_５、Ｂ_８及びＢ_９に対して決定できる。これらビットを遷移ビットと呼ぶ。しかし、非遷移ビットに対して、即ち、Ｂ_２、Ｂ_６及びＢ_７の如き同じ論理値の他のビットを追う非遷移ビットに対して、ビットの開始に垂直遷移がないので、対応するＳＲ_Ｖがない。

各単位間隔に対して相関あり波形（Ｖ_１）からの電圧偏差を測定できるが、エッジがあるとき、タイミング変位（ｔ_１）を単に測定できる。したがって、上述の公式（７）及び（８）は、補償されたエッジ時間配列又は補償された振幅配列の決定に直接的に適用できない。

これを解決するために、遷移ビットのみのために等式（７）を用いてｔ_ｓを計算する。いくつかの可能な補間方法の１つを用いて、繰り返しパターン内の失われたｔ_ｓ値を埋めることができる。最も簡単な方法は、補償されたエッジ時間配列内の失われたｔ_ｓ内をゼロで埋めることである。他の簡単なアプローチは、実際の遷移から直ぐ近くの前及び後のｔ_ｓ値を用いることによって、線形又はスプライン補間を用いて、失われたｔ_ｓ値を埋めることである。次に、等式（８）を適用して、補償された電圧値Ｖ_ｓの配列を得ることができる。

各高又は低のビットに対して一定のスルー・レートであり、図７に示す簡単な線形モデルでは良好に表せない多くのシリアル・データ波形が存在する。しかし、図８に示すように、１ビット当たり多数のスルー・レートが可能になるように、上述の方法を拡張できる。

図８は、論理ビット配列［１０］を表す２つの単位間隔を示す。単一のエッジ・スルー・レート及び単一の水平スルー・レートが各ビットをモデル化する図４と異なり、１つのエッジ・スルー・レートと３つの水平スルー・レートの和により図７の各ビットをモデル化している。例えば、これは、各単位間隔を等しい幅の４つのゾーンに分割することによって行える。なお、第１ゾーンを公称エッジ時間の中央とし、第３ゾーンをｔ_ｒｅｆの中央とする。第１ゾーンに対して、パラメータｔ_１及びＳＲ_Ｖを上述のように決定する。３つの水平ゾーンの各々に対して、最も簡単な波形モデル用に上述したように、そのゾーンの中央に最も近い実際のサンプルを用いて、対応するＶ_１及びＳＲ_Ｈパラメータを決定できる。

このことから、上述のアプローチを図８の一層複雑なモデルに適応できることが明らかである。最も直接的なアプローチは、等式（７）を推論的に３回にわたり適用することであり、各回は、平均スルー・レートＳＲ_Ｈ１〜ＳＲ_Ｈ３の１つよって測定された値ｔ_１及びＶ_１を用いる。結果としてのｔ_ｓ値の各々（ｔ_ｓ１、ｔ_ｓ２及びｔ_ｓ３と呼ばれる）は、仮定の下での真の水平波形変位の見積りを示す。この仮定は、真の水平変位により、対応するスルー・レート部分（ＳＲ_Ｈ１、ＳＲ_Ｈ２及びＳＲ_Ｈ３が表す）が実際の電圧測定点ｔ_ｒｅｆに瞬時にシフトすることである。ｔ_ｒｅｆが第２水平ゾーンの中央を埋めてゼロ・ジッタに対応するので、見積りｔ_ｓ２が典型的には最も適当である。見積りｔ_ｓ２がこのゾーンの幅の半分よりも小さいと、ＳＲ_Ｈ２が補正して利用するスルー・レートであったという仮定が興味深い。ｔ_ｓ１が表す瞬間的ジッタがＵＩの約１／４だけ右（提案した規定によれば、時間的には後で、又は正の値）にシフトした場合のみ、見積りｔ_ｓ１を利用に適する見積りとしなければならないので、Ｖ_１が測定された点にてスルー・レートＳＲ_Ｈ１が下がる。ｔ_ｓ１がＵＩの約１／４であると計算されると、この仮定が興味深い。最後に、波形シフトの量によってＳＲ_Ｈ３が電圧測定点にて下がるので、ＵＩの約−１／４ならば、ｔ_ｓ３が正しいという仮定は興味深い。各仮定が結果としてのジッタ見積りと一致する範囲を、選択条件として使用できる。

上述の等式（７）及び（８）を展開させた基本的な前提は、各データ・エッジの中間での時間変位及び電圧変位とＵＩのほぼ中央での時間変位及び電圧変位とが同じということである。これは、低い周波数で生じる時間ジッタ及び電圧ノイズの合理的な前提である。ジッタ及びノイズの周波数がデータ・レートのかなりの割合に近づくので、単位間隔の１／２で分割された２つの点の間の相関の程度は、低下する。

これを考慮して、等式（７）及び（８）の適用の前に、追加処理を行うことができる。ｔ_１及びＶ_１を測定した後、前提に合わない領域でｔ_ｓ及びＶ_ｓを計算するために、これらを用いる前に、これら両方にロウパス・フィルタを適用できる。上述のように、全てのＵＩに対してｔ_１及びＶ_１を計算したことを思い出せば、ｔ_１及びＶ_１の各々は、実際には、単一の値ではなく値の配列である。例えば、波形にＮ個の単位間隔があれば、ｔ１は、実際には、［ｔ_１１、ｔ_１２、ｔ_１３、・・・ｔ_１Ｎ］であり、これは、時間的に等しい間隔の値の配列であると思い出して、［ｔ_１］と表せる。これは、例えば、たたみ込み又はＦＦＴに基づく方法の何れかを用いて、デジタル濾波を直接的に用い、ロウパス・フィルタをこの配列に適用している。配列［ｔ_１］及び［Ｖ_１］は、各々ロウパス濾波されて、新たな配列［ｔ_１ＬＰ］及び［Ｖ_１ＬＰ］を生じる。等式（７）及び（８）を適用した際、濾波された配列からの対応する値の代わりに、新たに濾波された配列からの個別の値に置換できる。

この点まで、等式（７）及び（８）又はこれらの変形を用いて、１つの皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）及び１つの皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を直接的に測定し、１つの真のジッタ配列（［ｔ_ｓ］）及び１つの真のノイズ配列（［Ｖ_ｓ］）を計算した。なお、ゴールは、ノイズからジッタの影響をより正確に切り離すことである。

これら配列を用いて、相関なしノイズの２次元確率密度関数（ＰＤＦ）を発生し、上述した米国特許第７５２２６６１号に記載されているように用いる。この際、以下のステップを使用する。

第１にて、配列［ｔ_ｓ］でフーリエ変換を実行して、タイミング・ジッタのスペクトラムを発生する。このスペクトラムの大きさは、タイミング・ジッタの変更したペリオドグラム・パワー・スペクトラムである。これは、局部的周辺周波数スペクトルよりも大幅に大きい大きさの周波数成分を識別することによって、確定的周波数成分及びランダム周波数成分に分離される。ランダム成分が大きさスペクトラムの外に濾波されて、相関なし確定的ジッタのパワー・スペクトラムを形成する。

第２にて、上述の第１ステップにて決定された確定的周波数に基づいて、［ｔ_ｓ］から発生した複雑なスペクトラムを濾波して、ランダム周波数成分を除去する。そして、残りの確定的周波数成分を逆フーリエ変換して、相関なし確定的ジッタの時間領域記録を形成する。この記録から、相関なし確定的ジッタのピーク・ピーク、二乗平均平方根（ｒｍｓ）又は他の有用な値を直接的に決定できる。

第３にて、ステップ２からの相関なし確定的ジッタの時間領域記録をヒストグラムの形式に変換する。これは、相関なし確定的ジッタの確率密度関数（ＰＤＦ）として解釈できる。

第４にて、電圧ノイズ配列［Ｖ_ｓ］を用いて、ステップ１〜３を繰り返して、相関なし確定的ノイズのＰＤＦと共にピーク・ピーク及びｒｍｓ値を発生する。

第５にて、配列［ｔ_１］でフーリエ変換を実行して、タイミング・ジッタの複雑なスペクトラムを発生する。ステップ１で決定した確定的ジッタ周波数を用いることによって、このスペクトラムを濾波して、これら周波数をマスクし、ランダム・タイミング・ジッタのみ残す。このスペクトラムを逆フーリエ変換して、相関なしランダム・ジッタの時間記録を提供する。

第６にて、ステップ５からの相関なしランダム・ジッタの時間記録をジッタの大きさ対発生頻度のヒストグラムの形式に変換する。このヒストグラム（多数の個別に捕獲した波形にわたって累積できる）は、Ｑスケール上でプロットされ、Ｑスケール・プロットの左側及び右側への線形漸近適合を用いて、ガウシャン・ランダム・ジッタのｒｍｓの大きさと、非ガウシャン・ランダム・ジッタのデュアル・ディラック大きさとを見積る。

第７にて、ステップ６からのガウシャン・ランダム・ジッタのｒｍｓの大きさを用いて、ガウシャンＰＤＦを形成する。このガウシャンＰＤＦは、測定されたデータ内に存在するよりも低い集団のレベルへの水平軸に沿って左及び右に拡張できる（ガウシャンの後部に入る）。

第８にて、非ガウシャン・ランダム・ジッタのデュアル・ディラックの大きさを用いて、２つのスパイクから成るデュアル・ディラックＰＤＦを形成する。この２つは、各々が無視できる幅であるが計算された大きさの値で分離された１／２の確率密度である。

第９にて、電圧ノイズ配列［Ｖ_１］を用い、ステップ５〜８を繰り返して、ガウシャン・ランダム電圧ノイズの見積り及び非ガウシャン・ランダム電圧ノイズのデュアル・ディラックの大きさの見積りと、これらの各々のＰＤＦとを形成する。

第１０にて、ステップ７からのガウシャン・ジッタのＰＤＦと、ステップ８からの非ガウシャン・ランダム・ジッタのＰＤＦとによって、ステップ３から相関なし確定的ジッタのＰＤＦを畳み込んで、全ての相関なしジッタのＰＤＦを形成する。

第１１にて、同様に、相関なし確定的ノイズ、ガウシャン・ノイズ及び非ガウシャン・ノイズのＰＤＦを畳み込んで、全ての相関なしノイズのＰＤＦを形成する。

第１２にて、ステップ１０及び１１からの１次元ＰＤＦを用いて、相関なしジッタ及びノイズの２次元ＰＤＦを形成する。ＢＥＲアイ輪郭を形成するこの２次元ＰＤＦの使用は、米国特許第７５２２６６１号に記載されている通りである。

本発明の好適実施例にて、本発明の原理を説明し図示したが、かかる原理から逸脱することなく、配置及び細部において本発明を変更できることは、明らかである。例えば、本発明の種々の概念は、以下のように記述できる。

すなわち、本発明の概念１は、入力信号のジッタ及びノイズを決定する方法であって；試験測定機器の取込みユニットによって、少なくとも１つの相関なし波形記録を取込み；少なくとも１つの相関なし波形に基づいて相関あり波形を決定し；相関あり波形を単位間隔に分割し；少なくとも１つの相関なし波形を単位間隔に分割し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成し；広がり単位範囲に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成することを備えている。

本発明の概念２は、概念１の方法であり、各単位間隔に対し、水平シフト及び垂直シフトを次の等式を用いて計算する。
t_s=(V₁+SR_v*t₁)/(SR_v-SR_H)及び
Vs=V1+SR_H*t_S
なお、ＳＲ_ｖは、相関なし波形の垂直部分での相関なし波形のスルー・レートを表し、ＳＲ_Ｈは、相関なし波形の水平部分での相関なし波形のスルー・レートを表す。

本発明の概念３は、概念２の方法であり、水平シフトは、各遷移ビット単位間隔に対して計算されると共に、各非遷移ビット単位間隔に対して０に設定される。

本発明の概念４は、概念２の方法であり、ｔ_ｓに対する等式を用いて水平シフトを各遷移ビット単位間隔に対して計算し、補間による直ぐ近くで前及び後の単位間隔水平シフトを用いて水平シフトを各非遷移ビット単位間隔に対して計算する。

本発明の概念５は、概念１の方法であり、水平シフト及び垂直シフトを計算する前に、ロウパス・フィルタを用いて、タイミング変位及び電圧変位を濾波することを更に備えている。

本発明の概念６は、概念２の方法であり、複数のスルー・レートを用いてｔ_ｓの等式を複数回計算し、その方法は、結果としてのジッタ見積りに基づいて、各単位間隔に対して計算した複数のｔ_ｓ値の１つを選択することを更に含む。

本発明の概念７は、概念１の方法であり、皮相ジッタ配列、皮相ノイズ配列、補償されたエッジ時間配列、及び補償された振幅電圧配列を用いて、相関なしノイズの２次元確率密度関数を発生することを更に含む。

本発明の概念８は、概念７の方法であり、発生した２次元確率密度関数に基づき、ビット・エラー・レート・ダイアグラムを発生することを更に備える。

本発明の概念９は、概念１の方法であり、皮相ジッタ配列、皮相ノイズ配列、補償されたエッジ時間配列及び補償された振幅電圧配列に基づき、ビット・エラー・レート・ダイアグラムを発生することを更に備える。

本発明の概念１０は、概念１の方法であり、試験測定機器が実時間オシロスコープである。

本発明の概念１１は、少なくとも１つの相関なし波形記録を受けるように構成された取込み手段と；；少なくとも１つの相関なし波形に基づいて相関あり波形を決定し；相関あり波形を単位間隔に分割し；相関なし波形を単位間隔に分割し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成し；広がり単位範囲に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成し；各単位間隔に対して相関あり波形及び相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成する処理手段と；；を備えた試験測定機器である。

本発明の概念１２は、概念１１の試験測定機器であり、処理手段は、更に、皮相ジッタ配列、皮相ノイズ配列、補償されたエッジ時間配列、及び補償された振幅電圧配列を用いて、相関なしノイズの２次元確率密度関数を発生するように構成されている。

本発明の概念１３は、概念１１の試験測定機器であり、処理手段は、更に、発生した２次元確率密度関数に基づき、ビット・エラー・レート・ダイアグラムを発生するように構成されている。

本発明の概念１４は、概念１１の試験測定機器であり、処理手段は、皮相ジッタ配列、皮相ノイズ配列、補償されたエッジ時間配列及び補償された振幅電圧配列に基づき、ビット・エラー・レート・ダイアグラムを発生するように構成されている。

１００オシロスコープ
１０２信号チャネル
１０４アクセサリ・インタフェース
１０６取込みユニット
１０８トリガ回路
１１０プログラマブル処理手段（プロセッサ）
１１２システム・バス
１１４メモリ手段
１１６表示回路
１１８１つ又は複数の大容量ストレージ・ユニット
１２０フロント・パネル制御器
１２２プローブ（プローブ制御ボックス）
４００相関あり波形
４０２相関なし波形
５００相関あり波形
５０２相関なし波形
６００相関あり波形
６０２相関なし波形

Claims

入力信号のジッタ及びノイズを決定する方法であって、
試験測定機器の取込みユニットによって、少なくとも１つの相関なし波形記録を取込むことと、
上記少なくとも１つの相関なし波形に基づいて相関あり波形を決定することと、
上記相関あり波形を単位間隔に分割することと、
上記少なくとも１つの相関なし波形を単位間隔に分割することと、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成することと、
広がり単位範囲に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成することと、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成することと、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成することと
を備えた方法。
少なくとも１つの相関なし波形記録を受けるように構成された取込み手段と；
上記少なくとも１つの相関なし波形に基づいて相関あり波形を決定し、
上記相関あり波形を単位間隔に分割し、
上記相関なし波形を単位間隔に分割し、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間のタイミング変位（ｔ_１）を測定して、皮相ジッタ配列（［ｔ_１］）を形成し、
広がり単位範囲に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の電圧変位（Ｖ_１）を測定して、皮相ノイズ配列（［Ｖ_１］）を形成し、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の水平シフト（ｔ_ｓ）を計算して、補償されたエッジ時間配列（［ｔ_ｓ］）を形成し、
各単位間隔に対して上記相関あり波形及び上記相関なし波形の間の垂直シフト（Ｖ_ｓ）を計算して、補償された振幅電圧配列（［Ｖ_ｓ］）を形成する
処理手段と；
を備えた試験測定機器。