JP6555635B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、起動時間の短縮及び起動時における過電流の抑制を可能にした高周波絶縁方式の電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a high-frequency insulation type power conversion device capable of shortening start-up time and suppressing overcurrent at start-up.
従来、商用絶縁方式の電力変換装置、例えば鉄道車両用の補助電源装置では、架線または第三軌条から供給された直流電力をインバータにより交流電力に変換し、リアクトル及びコンデンサからなるLCフィルタと商用の絶縁トランスとによって絶縁した後、車内設備(冷暖房装置、表示装置等)に必要とされる50/60[Hz]の三相交流電力または単相交流電力に変換している。 Conventionally, in a commercial insulation type power conversion device, for example, an auxiliary power supply device for a railway vehicle, DC power supplied from an overhead wire or a third rail is converted into AC power by an inverter, and an LC filter composed of a reactor and a capacitor After being insulated by an insulating transformer, it is converted into three-phase AC power or single-phase AC power of 50/60 [Hz] required for in-vehicle equipment (air conditioning equipment, display device, etc.).
図7は、この種の補助電源装置の従来技術を示しており、補助電源装置は、大きく分けて、三相インバータ7、LCフィルタ8、及び、50/60[Hz]の商用の絶縁トランス9によって構成されている。なお、図7において、1aはパンタグラフ、1bは入力スイッチ、1cは初期充電抵抗、1dは短絡スイッチ、1eは入力リアクトル、1fは入力コンデンサ、1gは車輪(レール)、1hはダイオードである。
この従来技術では、絶縁トランス9が50/60[Hz]の交流電圧により励磁されるため、必要とされる鉄心の断面積が非常に大きくなり、絶縁トランス9の質量・体積が大きくなるという問題がある。
FIG. 7 shows the prior art of this type of auxiliary power supply, which is roughly divided into a three-
In this prior art, since the insulating transformer 9 is excited by an AC voltage of 50/60 [Hz], the required cross-sectional area of the iron core becomes very large, and the mass and volume of the insulating transformer 9 increase. There is.
近年、絶縁トランスの小型・軽量化を目的として、産業用電力変換装置や鉄道車両用の補助電源装置等、比較的大容量の電力変換装置においても、高周波絶縁トランスが適用されている。高周波絶縁トランスでは、入力を高周波交流に変換する必要があるため、直流をインバータにより高周波交流に変換して高周波絶縁トランスに入力し、その交流出力を整流回路及び平滑コンデンサにより整流・平滑して再び直流に変換する直流−直流変換回路が一般的に使われている。 In recent years, for the purpose of reducing the size and weight of an insulating transformer, high-frequency insulating transformers are also applied to relatively large-capacity power converters such as industrial power converters and auxiliary power supplies for railway vehicles. In a high-frequency insulation transformer, it is necessary to convert the input to high-frequency alternating current. Therefore, direct current is converted into high-frequency alternating current by an inverter and input to the high-frequency insulation transformer, and the alternating current output is rectified and smoothed by a rectifier circuit and a smoothing capacitor again. A DC-DC converter circuit for converting to DC is generally used.
通常、トランスは、周波数を増加させるほど小型化できるという特徴を有することから、トランスの小型・軽量化を一層進めるためには、インバータに使われている半導体デバイスを極力高い周波数でスイッチングする必要がある。
しかしながら、半導体デバイスから発生する損失はスイッチング周波数に比例して増加するため、装置の放熱器の性能によってスイッチング周波数の上限値も制約を受けることになる。
Usually, a transformer has a feature that it can be reduced in size as the frequency is increased. Therefore, in order to further reduce the size and weight of the transformer, it is necessary to switch the semiconductor device used in the inverter at a frequency as high as possible. is there.
However, since the loss generated from the semiconductor device increases in proportion to the switching frequency, the upper limit value of the switching frequency is also restricted by the performance of the radiator of the apparatus.
このような背景のもとで、半導体デバイスの発生損失を低減しつつスイッチング周波数を増加させる手段として、半導体デバイスに印加される電圧がゼロになってからターンオン動作を行い、または、半導体デバイスに流れる電流がゼロになってからターンオフ動作を行う電流共振型DC−DCコンバータが知られている。この電流共振型DC−DCコンバータを用いれば、スイッチング周波数を増加させながら半導体デバイスの発生損失を抑制することができ、絶縁トランスの小型・軽量化を図ることが可能になる。 Under such circumstances, as a means for increasing the switching frequency while reducing the loss generated in the semiconductor device, the turn-on operation is performed after the voltage applied to the semiconductor device becomes zero, or the semiconductor device flows to the semiconductor device. A current resonance type DC-DC converter that performs a turn-off operation after the current becomes zero is known. If this current resonance type DC-DC converter is used, the loss generated in the semiconductor device can be suppressed while increasing the switching frequency, and the insulation transformer can be reduced in size and weight.
例えば、後述の特許文献1に記載されているように、従来の電流共振型DC−DCコンバータを用いた出力電圧の制御は、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を制御することにより行われる。このスイッチング周波数は、例えば出力電圧が目標値より小さいときに共振周波数より低く制御して出力電圧を目標値に追従させ、逆に出力電圧が目標値より大きいときは、スイッチング周波数を共振周波数とほぼ等しくするか、共振周波数より高く制御することにより、出力電圧を目標値に追従させることが可能である。
また、出力電圧が0[V]の状態から起動する場合は、スイッチング周波数を高い周波数から徐々に低下させていくことにより、コンバータの出力コンデンサの充電に伴う過電流を抑制することができる。
For example, as described in
Moreover, when starting from the state where the output voltage is 0 [V], the overcurrent accompanying charging of the output capacitor of the converter can be suppressed by gradually decreasing the switching frequency from a high frequency.
更に、後述の特許文献2には、共振型DC−DCコンバータの出力コンデンサに残留電圧が残っている場合に高い周波数でコンバータをスイッチングすると出力側に電力を伝達できないことから、コンバータの出力電圧を検出し、出力電圧対スイッチング周波数の特性に基づいて適切な起動周波数を決め、ソフトスタートにより低耐圧のスイッチング素子を駆動するようにした電流共振型DC−DCコンバータが開示されている。 Further, in Patent Document 2 to be described later, when the converter is switched at a high frequency when the residual voltage remains in the output capacitor of the resonant DC-DC converter, power cannot be transmitted to the output side. A current resonance type DC-DC converter that detects and determines an appropriate start-up frequency based on the characteristics of output voltage versus switching frequency and drives a low-breakdown-voltage switching element by soft start is disclosed.
また、下記の非特許文献1には、共振型DC−DCコンバータの入力部に昇圧チョッパを用いた回路が記載されている。上記昇圧チョッパでは、入力電圧が変動してもコンバータの入力電圧を一定に制御することができ、コンバータのスイッチング周波数を変化させなくてもその出力電圧を一定値に保つことが可能である。
Non-Patent
特許文献1,2に示されている電流共振型DC−DCコンバータの制御方法において、入力電圧が高くなった場合には、コンバータのスイッチング周波数を共振周波数より高い周波数に制御して出力電圧を一定に保つことができるが、スイッチング素子のターンオフ電流が増加する結果、スイッチング損失が増加するという問題がある。更に、スイッチング周波数を高くするためには演算能力が高い高価な制御装置が必要となり、コストが増加するという問題もある。
In the control method of the current resonance type DC-DC converter shown in
非特許文献1に開示されている回路では、共振型DC−DCコンバータの前段に電圧を安定化する昇圧チョッパを備えているため、入力電圧の変動に関わらず、コンバータのスイッチング周波数が一定でもその出力電圧を目標値通りに制御することが可能である。しかし、この回路によると、図7に示したような商用絶縁方式の電力変換装置に比べて昇圧チョッパ等の回路要素が増えるため、何ら対策を講じない場合には、負荷側で必要とされる電力を出力するまでの起動時間が長くなるという問題があった。
The circuit disclosed in
そこで、本発明の解決課題は、共振型DC−DCコンバータを含む装置全体の起動時間を短縮し、しかも起動時における出力コンデンサへの過電流の流入を抑制可能とした電力変換装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, a problem to be solved by the present invention is to provide a power converter that shortens the startup time of the entire device including the resonant DC-DC converter and that can suppress the inflow of overcurrent to the output capacitor during startup. It is in.
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部,共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型DC−DCコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型DC−DCコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン/オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧が、前記チョッパの出力電圧と前記共振型DC−DCコンバータのスイッチング周波数とによって決まる第1の出力電圧より大きいときに、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動し、前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧が、前記第1の出力電圧より小さいときに、前記半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くするものである。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to
Resonance type that converts the DC output voltage of the chopper into a high-frequency AC voltage through an inverter unit, a resonance circuit, and an insulation transformer, and converts the AC voltage into a predetermined DC voltage by rectification and smoothing by a rectifier circuit and an output capacitor. A DC-DC converter ,
A voltage detector for detecting output voltages of the chopper and the resonant DC-DC converter, respectively, and the chopper and the resonant DC- detected by the voltage detector when the resonant DC-DC converter is activated; based on the DC converter output voltage, the line power sale power converter soft-start while controlling the on / off time of the semiconductor switching elements constituting the inverter,
The semiconductor switching element constituting the inverter unit when the output voltage of the resonant DC-DC converter is larger than a first output voltage determined by the output voltage of the chopper and the switching frequency of the resonant DC-DC converter When the output voltage of the resonant DC-DC converter is smaller than the first output voltage, the on-time of the semiconductor switching element is changed from zero to the short-circuit prevention time. The maximum on-time except for is extended .
請求項2に係る発明は、請求項1に記載した電力変換装置において、前記出力コンデンサの直流電圧を所定の直流電圧または交流電圧に変換する第2の電力変換装置を、前記共振型DC−DCコンバータの起動完了後に起動するものである。
The invention according to claim 2 is the power converter according to
請求項3に係る発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパと、
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部,共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型DC−DCコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型DC−DCコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン/オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くし、かつ、前記共振型DC−DCコンバータを前記チョッパと同時に起動するものである。
The invention according to
Resonance type that converts the DC output voltage of the chopper into a high-frequency AC voltage through an inverter unit, a resonance circuit, and an insulation transformer, and converts the AC voltage into a predetermined DC voltage by rectification and smoothing by a rectifier circuit and an output capacitor. A DC-DC converter,
A voltage detector for detecting output voltages of the chopper and the resonant DC-DC converter, respectively, and the chopper and the resonant DC- detected by the voltage detector when the resonant DC-DC converter is activated; In the power conversion device that performs soft start based on the output voltage of the DC converter while controlling the on / off time of the semiconductor switching element constituting the inverter unit ,
The on-time of the semiconductor switching element constituting the inverter unit is increased from zero to the maximum on-time excluding the short-circuit prevention time, and the resonant DC-DC converter is started simultaneously with the chopper .
請求項4に係る発明は、請求項1〜3の何れか1項に記載した電力変換装置において、前記インバータ部のスイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数以下の一定値に制御するものである。 According to a fourth aspect of the present invention, in the power conversion device according to any one of the first to third aspects, the switching frequency of the inverter unit is controlled to a constant value equal to or lower than the resonant frequency of the resonant circuit. .
本発明によれば、高周波絶縁方式の電力変換装置を構成するチョッパ及び共振型DC−DCコンバータの出力電圧に基づいて、上記コンバータを構成するインバータ部のスイッチング素子のオン/オフ時間を制御しながら起動することにより、装置全体の起動時間を短縮すると共に出力コンデンサへの過電流の流入を抑制することができる。 According to the present invention, while controlling the on / off time of the switching element of the inverter unit constituting the converter based on the output voltage of the chopper and the resonant DC-DC converter constituting the high-frequency insulation type power converter. By starting up, it is possible to shorten the start-up time of the entire apparatus and suppress the inflow of overcurrent to the output capacitor.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明や各図の内容は、あくまで一実施形態を示すものであり、本発明の技術的範囲を何ら限定するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, the following description and the content of each figure show one Embodiment to the last, and do not limit the technical scope of this invention at all.
まず、図1は、本発明の第1実施例に係る電力変換装置の回路図であり、この電力変換装置では、共振型DC−DCコンバータの前段に設けられるチョッパとして、一般的な昇圧チョッパを用いている。図1において、図7と同一部分については同一の符号を付してあり、以下では図7と異なる部分を中心に説明する。 First, FIG. 1 is a circuit diagram of a power converter according to a first embodiment of the present invention. In this power converter, a general step-up chopper is used as a chopper provided in the front stage of a resonant DC-DC converter. Used. In FIG. 1, the same parts as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and the following description will focus on the parts different from those in FIG.
図1において、110は昇圧チョッパであり、入力コンデンサ1fの両端に接続されたリアクトル2aとスイッチング素子2bとの直列回路と、スイッチング素子2bの両端に接続されたダイオード2cと平滑コンデンサ2dとの直列回路と、によって構成されている。
200は、昇圧チョッパ110の出力側に接続された共振型DC−DCコンバータ(以下、単に共振コンバータともいう)であり、スイッチング素子3a〜3dの高周波スイッチングにより昇圧チョッパ110の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータ部3と、共振回路を構成する共振コンデンサ4a及び共振リアクトル4bと、絶縁トランス4cと、整流回路を構成するダイオード5a〜5dと、出力コンデンサ6と、を備えている。ここで、共振リアクトル4bは、絶縁トランス4cの漏れインダクタンス成分によって代用しても良い。
In FIG. 1,
出力コンデンサ6の両端には、第2の電力変換装置としての三相インバータ7とLCフィルタ8とが接続されている。第2の電力変換装置としては、三相インバータ7に限らず、共振コンバータ200の直流出力電圧を所定の直流電圧に変換する直流−直流変換装置であっても良い。
Both ends of the output capacitor 6 are connected to a three-
なお、図1において、Vfcは入力コンデンサ1fの電圧、Vchは昇圧チョッパ110の出力電圧、Vioは共振コンバータ200(整流回路)の出力電圧、Vinvは三相インバータ7の出力電圧である。図示されていないが、この電力変換装置には、上記の各電圧Vfc,Vch,Vio,Vioを検出する電圧検出器が設けられている。
In FIG. 1, V fc is the voltage of the input capacitor 1 f, V ch is the output voltage of the
次に、図1の回路を対象とした、従来の起動方式と本発明における起動方式とを図11に基づいて説明する。
図11において、従来の起動方式では、時刻t0において架線からパンタグラフ1aを介して受電し、入力スイッチ1bを投入することにより、初期充電抵抗1c及び入力リアクトル1eを介して入力コンデンサ1fが充電されると共に、昇圧チョッパ110の出力部に設けられた平滑コンデンサ2dも、リアクトル2a及びダイオード2cを介して充電される。これにより、電圧Vfc,Vchはほぼ同様に上昇していく。
Next, a conventional starting method and a starting method according to the present invention for the circuit of FIG. 1 will be described with reference to FIG.
11, in the conventional starting system, and receiving via the pantograph 1a from the overhead line at time t 0, by placing the
図11における時刻t1で初期充電が完了し、初期充電抵抗1cは短絡スイッチ1dによって短絡される。その後、昇圧チョッパ110がソフトスタートを開始し、時刻t2でソフトスタートを完了することで目標値通りの電圧を出力する。
ここで、周知のようにソフトスタートとは、起動開始時にスイッチング素子のオン/オフ比率を示すデューティ比を小さくし、時間の経過に応じてデューティ比を制御することで突入電流を抑制しつつチョッパやコンバータを起動することをいう。
Initial charging is completed at time t 1 in FIG. 11, the
Here, as is well known, soft start is a chopper that suppresses inrush current by reducing the duty ratio indicating the ON / OFF ratio of the switching element at the start of startup and controlling the duty ratio as time elapses. Or to start the converter.
共振コンバータ200は、時刻t2以後、インバータ部3のスイッチング素子3a,3dのペア、及びスイッチング素子3b,3cのペアのオン時間を、スイッチング周期内で交互に0%から短絡防止時間を除く最大オン時間(図15を参照)まで徐々に長くしていき、時刻t3においてソフトスタートを完了する。
出力コンデンサ6の後段に負荷が接続されている場合はこれにより起動終了となるが、図1に示すように三相インバータ7が接続されている場合には、共振コンバータ200の出力電圧Vioが確立した時刻t3から三相インバータ7をソフトスタートさせ、時刻t4に三相インバータ7の出力電圧が一定になって電力変換装置全体の起動が完了することになる。
When the load is connected to the subsequent stage of the output capacitor 6, this completes the start-up, but when the three-
これに対し、本発明における起動方式(架線電圧、入力コンデンサ電圧Vfc、昇圧チョッパ出力電圧Vchは従来の起動方式と同一である)では、図11において、昇圧チョッパ110がソフトスタートを開始する時刻t1で共振コンバータ200も同時にソフトスタートを行い、時刻t2でソフトスタートを完了する。この共振コンバータ200のソフトスタート動作は、昇圧チョッパ110の出力電圧Vch及び共振コンバータ200の出力電圧Vioを検出し、これらの検出値に基づいて、インバータ部3のスイッチング素子3a,3b,3c,3dのオン/オフを制御することにより実行される。
On the other hand, in the start-up method according to the present invention (the overhead line voltage, the input capacitor voltage V fc , and the boost chopper output voltage V ch are the same as those in the conventional start-up method), the
これにより、出力コンデンサ6の後段に負荷が接続されている場合や三相インバータ7等の第2の電力変換装置が接続されている場合の何れにおいても、従来の起動方式に比べて共振コンバータ200の起動時間が早まる分だけ、電力変換装置全体の起動時間が短縮される。また、共振コンバータ200は、昇圧チョッパ110の出力電圧が低い状態から、時刻t1以後、スイッチング素子3a,3dのペア、及びスイッチング素子3b,3cのペアの最大オン時間を徐々に長くしていくことにより、従来の起動方式に比べて出力コンデンサ6の充電電流のピーク値を抑制することができる。
Thereby, in both cases where a load is connected to the subsequent stage of the output capacitor 6 and a second power conversion device such as a three-
図2は、本発明の第2実施例に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置では、チョッパとして降圧チョッパを用いている。図2において、図1と同一部分については同一の符号を付してあり、以下では図1と異なる部分を中心に説明する。
図2の降圧チョッパ120は、入力コンデンサ1fの両端に接続されたスイッチング素子2bとダイオード2cとの直列回路と、ダイオード2cの両端に接続されたリアクトル2aと平滑コンデンサ2dとの直列回路と、によって構成されている。
FIG. 2 is a circuit diagram of a power conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention. In this power converter, a step-down chopper is used as a chopper. 2, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the following description will focus on parts different from those in FIG. 1.
The step-down
次に、図2の回路を対象とした、従来の起動方式と本発明における起動方式とを図12に基づいて説明する。なお、図12の本発明による起動方式において、架線電圧、入力コンデンサの電圧Vfc、降圧チョッパ120の出力電圧Vchは従来の起動方式と同一である。
Next, a conventional starting method and a starting method according to the present invention for the circuit of FIG. 2 will be described with reference to FIG. 12, the overhead line voltage, the input capacitor voltage V fc , and the output voltage V ch of the step-down
図2の回路では、図1の昇圧チョッパ110を用いた回路に比べ、初期充電抵抗1cを介して入力コンデンサ1fを充電する際に、降圧チョッパ120の出力側のコンデンサ2dはスイッチング素子2bによって充電経路が遮断されるため、充電されることはない。このため、共振コンバータ200は、時刻t1において、降圧チョッパ120の出力電圧が0[V]の状態から降圧チョッパ120と同時にソフトスタートすることができるので、出力コンデンサ6の充電電流のピーク値抑制に効果的である。
また、図12によれば、図11と同様に、従来の起動方式に比べて共振コンバータ200の起動時間が早まる分だけ、電力変換装置全体の起動時間を短縮することができる。
In the circuit of FIG. 2, the
In addition, according to FIG. 12, as in FIG. 11, the startup time of the entire power converter can be shortened by the amount that the startup time of the
ここで、図11及び図12に示した起動方式は、出力コンデンサ6の電圧初期値(残留電圧)が0[V]の場合である。そこで、電力変換装置の一時的な故障等により出力コンデンサ6に残留電圧が存在する状態で起動する場合の動作を、図13,図14に示す。 Here, the starting method shown in FIGS. 11 and 12 is a case where the initial voltage value (residual voltage) of the output capacitor 6 is 0 [V]. Accordingly, FIGS. 13 and 14 show operations when the output capacitor 6 is started up in a state where there is a residual voltage due to a temporary failure of the power converter or the like.
まず、図13は、共振コンバータ200の出力コンデンサ6の後段に、例えば三相インバータ7等の第2の電力変換装置が接続されている場合である。従来方式及び本発明の何れの場合も、共振コンバータ200の起動が完了する時刻までは後段の三相インバータ7が停止しているため、共振コンバータ200から見ると無負荷の状態と同様である。
共振コンバータ200の出力コンデンサ6の残留電圧が、チョッパ110または120の平滑コンデンサ2dの残留電圧と共振コンバータ200のインバータ部3のスイッチング周波数とによって決まる出力電圧より大きい場合には、チョッパを起動する前に、共振コンバータ200のスイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動させ、その後、時刻t1においてチョッパをソフトスタートさせる。
First, FIG. 13 shows a case where a second power converter such as a three-
If the residual voltage of the output capacitor 6 of the
時刻t2においてチョッパのソフトスタートが完了し、目標値通りの出力電圧が共振コンバータ200に印加されると、共振コンバータ200の出力電圧も目標値通りとなり、その後、出力コンデンサ6の後段の三相インバータ7がソフトスタートを行う。
共振コンバータ200のインバータ部3のスイッチング素子を最大のオン時間で瞬時に起動させても、絶縁トランス4cの二次側出力電圧は出力コンデンサ6の残留電圧より小さいため、ダイオード5a〜5dからなる整流回路が導通することはなく、絶縁トランス4cの一次側には励磁電流相当の電流しか流れないことになる。また、出力コンデンサ6の後段の三相インバータ7が時刻t2にソフトスタートを開始することで、負荷が徐々に増えるので、共振コンバータ200の電流が振動することはない。
When the soft start of the chopper is completed at time t 2 and an output voltage according to the target value is applied to the
Even if the switching element of the
図14は、図13と同様に出力コンデンサ6に残留電圧が存在する状態で起動する場合のタイミングチャートであるが、共振コンバータ200の出力側に負荷が直接接続されており、出力コンデンサ6の残留電圧が、チョッパの平滑コンデンサ2dの残留電圧と共振コンバータ200のインバータ部3のスイッチング周波数とによって決まる出力電圧レベルより小さい場合のものである。
この場合は、時刻t2においてチョッパのソフトスタートと同時に共振コンバータ200がソフトスタートを行い、出力コンデンサ6の充電電流のピーク値を抑制しながら、電力変換装置全体の起動時間の短縮を図る。
図13,図14から明らかなように、本発明によれば、出力コンデンサ6に残留電圧が存在する場合でも、従来より起動時間を短縮することが可能である。
FIG. 14 is a timing chart in the case where the output capacitor 6 is started in a state where there is a residual voltage, as in FIG. 13, but a load is directly connected to the output side of the
In this case, at the same time the
As apparent from FIGS. 13 and 14, according to the present invention, even when there is a residual voltage in the output capacitor 6, the start-up time can be shortened compared to the conventional case.
図1または図2に示した回路において、共振コンバータ200のインバータ部3のスイッチング周波数は一定値とし、このスイッチング周波数は、共振回路(共振コンデンサ4a及び共振リアクトル4b)の共振周波数と等しくするか、または上記共振周波数より低い値に設定する。
ここで、図8〜図10は、それぞれ、インバータ部3のスイッチング周波数が共振周波数より低い場合、等しい場合、高い場合における、共振電流、絶縁トランスの励磁電流、スイッチング素子3a〜3d及びダイオード5a〜5dに流れる電流、並びにスイッチング素子3a〜3dのゲート信号の波形図である。
In the circuit shown in FIG. 1 or FIG. 2, the switching frequency of the
Here, FIGS. 8 to 10 respectively show the resonance current, the exciting current of the insulating transformer, the
インバータ部3のスイッチング周波数が共振周波数より低い場合及び共振周波数と等しい場合には、スイッチング素子3a〜3dは、絶縁トランス4cの微弱な励磁電流でターンオフするのに対し、共振コンバータ200のスイッチング周波数が共振周波数より高い場合には、共振周期の途中でスイッチング素子3a〜3dがターンオフすることになるので、ターンオフ電流が増え、結果的にスイッチング損失が増えてしまう。
本発明においては、図8または図9に示すごとく、インバータ部3のスイッチング周波数を共振周波数より低く、または共振周波数と等しくすることにより、図10に比べてターンオフ電流が小さくなるため、スイッチング損失の低減が可能になる。
When the switching frequency of the
In the present invention, as shown in FIG. 8 or FIG. 9, by making the switching frequency of the
図3〜図6は、本発明の第3〜第6実施例に係る電力変換装置の回路図である。
図3は、チョッパとして3レベル昇圧チョッパ130を用いた実施例であり、2b1はスイッチング素子、2c1はダイオード、2d1は平滑コンデンサである。また、図4は、チョッパとして3レベル降圧チョッパ140を用いた実施例であり、1f1は入力コンデンサである。
更に、図5は、共振コンバータ210の入力部に平滑コンデンサ2d,2d1及びスイッチング素子3a,3cからなるハーフブリッジ型のインバータ部3Aを用いた実施例であり、図6は、共振コンバータ220の入力部にハーフブリッジ型のインバータ部3Aを用いると共に、出力部にスイッチング素子5a1,5b1,5c1,5d1からなる同期整流回路を用いた実施例である。
3 to 6 are circuit diagrams of power converters according to third to sixth embodiments of the present invention.
FIG. 3 shows an embodiment in which a three-
5 shows an embodiment in which a half-bridge
これらの図3〜図6に示した回路においても、本発明を適用することで、装置全体の起動時間の短縮及び出力コンデンサ6の充電電流のピーク値の抑制を行うことが可能である。 In the circuits shown in FIGS. 3 to 6 as well, by applying the present invention, it is possible to shorten the start-up time of the entire device and suppress the peak value of the charging current of the output capacitor 6.
本発明は、チョッパと共振型DC−DCコンバータとが直列に接続された高周波絶縁方式の各種電力変換装置に利用することができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used for various high-frequency insulation type power converters in which a chopper and a resonant DC-DC converter are connected in series.
1a:パンタグラフ
1b:入力スイッチ
1c:初期充電抵抗
1d:短絡スイッチ
1e:入力リアクトル
1f,1f1:入力コンデンサ
2a:リアクトル
2b,2b1:スイッチング素子
2c,2c1:ダイオード
2d,2d1:平滑コンデンサ
3,3A:インバータ部
3a,3b,3c,3d:スイッチング素子
4a:共振コンデンサル
4b:共振リアクトル
4c:絶縁トランス
5a,5b,5c,5d:ダイオード
5a1,5b1,5c1,5d1:スイッチング素子
6:出力コンデンサ
7:三相インバータ
8:LCフィルタ
110:昇圧チョッパ
120:降圧チョッパ
130:3レベル昇圧チョッパ
140:3レベル降圧チョッパ
200,210,220:共振型DC−DCコンバータ(共振型コンバータ)
1a:
Claims (4)
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部,共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型DC−DCコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型DC−DCコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン/オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧が、前記チョッパの出力電圧と前記共振型DC−DCコンバータのスイッチング周波数とによって決まる第1の出力電圧より大きいときに、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除く最大オン時間により起動し、前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧が、前記第1の出力電圧より小さいときに、前記半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くすることを特徴とする電力変換装置。 A chopper for converting a DC voltage into a predetermined DC voltage;
Resonance type that converts the DC output voltage of the chopper into a high-frequency AC voltage through an inverter unit, a resonance circuit, and an insulation transformer, and converts the AC voltage into a predetermined DC voltage by rectification and smoothing by a rectifier circuit and an output capacitor. A DC-DC converter ,
A voltage detector for detecting output voltages of the chopper and the resonant DC-DC converter, respectively, and the chopper and the resonant DC- detected by the voltage detector when the resonant DC-DC converter is activated; based on the DC converter output voltage, the line power sale power converter soft-start while controlling the on / off time of the semiconductor switching elements constituting the inverter,
The semiconductor switching element constituting the inverter unit when the output voltage of the resonant DC-DC converter is larger than a first output voltage determined by the output voltage of the chopper and the switching frequency of the resonant DC-DC converter When the output voltage of the resonant DC-DC converter is smaller than the first output voltage, the on-time of the semiconductor switching element is changed from zero to the short-circuit prevention time. A power converter characterized by extending the maximum on time excluding .
前記出力コンデンサの直流電圧を所定の直流電圧または交流電圧に変換する第2の電力変換装置を、前記共振型DC−DCコンバータの起動完了後に起動することを特徴とした電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1,
A power converter that starts a second power converter that converts a DC voltage of the output capacitor into a predetermined DC voltage or AC voltage after the startup of the resonant DC-DC converter .
前記チョッパの直流出力電圧をインバータ部,共振回路及び絶縁トランスを介して高周波の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路及び出力コンデンサにより整流・平滑して所定の直流電圧に変換する共振型DC−DCコンバータと、を備え、
前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧をそれぞれ検出する電圧検出器を備え、前記共振型DC−DCコンバータの起動時に、前記電圧検出器により検出された前記チョッパ及び前記共振型DC−DCコンバータの出力電圧に基づいて、前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン/オフ時間を制御しながらソフトスタートを行う電力変換装置において、
前記インバータ部を構成する半導体スイッチング素子のオン時間をゼロから短絡防止時間を除く最大オン時間まで長くし、かつ、前記共振型DC−DCコンバータを前記チョッパと同時に起動することを特徴とする電力変換装置。 A chopper for converting a DC voltage into a predetermined DC voltage;
Resonance type that converts the DC output voltage of the chopper into a high-frequency AC voltage through an inverter unit, a resonance circuit, and an insulation transformer, and converts the AC voltage into a predetermined DC voltage by rectification and smoothing by a rectifier circuit and an output capacitor. A DC-DC converter,
A voltage detector for detecting output voltages of the chopper and the resonant DC-DC converter, respectively, and the chopper and the resonant DC- detected by the voltage detector when the resonant DC-DC converter is activated; In the power conversion device that performs soft start based on the output voltage of the DC converter while controlling the on / off time of the semiconductor switching element constituting the inverter unit ,
Longer on-time of the semiconductor switching elements constituting the inverter section until the maximum on-time except for the dead time from zero, and power, characterized in that activating the resonant DC-DC converter to the chopper and simultaneously Conversion device.
前記インバータ部のスイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数以下の一定値に制御することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device given in any 1 paragraph of Claims 1-3,
The power converter according to claim 1, wherein the switching frequency of the inverter unit is controlled to a constant value equal to or lower than the resonance frequency of the resonance circuit .
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