JP6472583B1 - 無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

無線通信装置（２０）は、第１反射係数（Γ_１）で第１の受信信号（Ｃｗ１）を反射かつ変調させることで第１の反射信号（Ｍｗ１）を生成する第１反射器（２３）と、第２反射係数（Γ_２）で第２の受信信号（Ｃｗ２）を反射かつ変調させることで第２の反射信号（Ｍｗ２）を生成する第２反射器（２４）と、送信シンボル列に基づき、第１反射器（２３）の可変インピーダンスを定める制御信号（ＧＣ１）および第２反射器（２４）の可変インピーダンスを定める制御信号（ＧＣ２）を生成する負荷制御部（２２）とを備える。第１反射器（２３）および第２反射器（２４）の各々は、伝送線路とトランジスタとを含む。当該トランジスタは、当該伝送線路とバイアス電圧源とにそれぞれ接続された一対の被制御端子と、制御信号（ＧＣ１またはＧＣ２）を入力とする制御端子とを有する。

Description

本発明は、バックスキャッタ（後方散乱）変調方式によりデータ通信を行う無線通信技術に関する。

バックスキャッタ変調（ｂａｃｋｓｃａｔｔｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を採用する無線通信システムでは、データ受信機が搬送波成分を含む高周波（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＲＦ）信号を送信すると、データ送信機は、データ受信機から到来したＲＦ信号を受信し、データ受信機に送信すべき送信データのビット列に応じて、当該受信ＲＦ信号を反射かつ変調することによって変調波信号を生成する。データ送信機は、その変調波信号をデータ受信機に送信する。データ受信機は、データ送信機から変調波信号を受信すると、当該受信された変調波信号に復調処理および信号処理を施すことで送信データを再構成することができる。このようにデータ送信機は、受信ＲＦ信号の電力を利用して変調波信号を生成するので、低消費電力で動作することができる。ここで、データ送信機における受信ＲＦ信号の変調は、振幅偏移変調（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ，ＡＳＫ）または位相偏移変調（Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ，ＰＳＫ）などのディジタル変調方式に基づき、アンテナの入出力端に接続された負荷回路のインピーダンスを変化させることによって行われる。

このようなバックスキャッタ変調方式は、ＲＦタグあるいはＲＦＩＤタグと呼ばれる無線通信機の通信方式として広く採用されている。たとえば、下記の非特許文献１には、ＱＰＳＫまたは４値ＱＡＭに基づいた変調を行うＲＦＩＤタグの構成が開示されている。このＲＦＩＤタグの負荷回路は、ＱＰＳＫまたは４値ＱＡＭのコンステレーションにおける４個のシンボル点にそれぞれ対応するインピーダンスを有する４個の反射器と、送信データに応じて反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とを有する。それら反射器のインピーダンスは、互いに異なる反射係数で受信ＲＦ信号を反射させるように設計される。

Stewart J. Thomas et. al,"Quadrature Amplitude Modulated Backscatter in Passive and Semipassive UHF RFID Systems," IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, Vol. 60, No. 4, pp. 1175-1182, April 2012.（たとえば、Fig. 5，Fig. 6および"A. Experimental Validation"の欄を参照）

上記のとおり、非特許文献１に開示されている無線通信機（ＲＦＩＤタグ）では、ＱＰＳＫまたは４値ＱＡＭ（シンボル数：４）に基づく変調を実現するために、当該コンステレーションのシンボル数と同数の４個の反射器と、これら反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とを設ける必要がある。このため、１６値ＱＡＭ（シンボル数：１６）に基づく変調を実現するには、１６個の反射器とこれら反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とを設ける必要があり、さらに、６４値ＱＡＭ（シンボル数：６４）に基づく変調を実現するには、６４個の反射器とこれら反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とを設ける必要がある。しかしながら、そのように多値変調方式のコンステレーションのシンボル数と同数の反射器と、これら反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とを必要とするＲＦＩＤタグでは、その回路構成が大規模化し、消費電力の増大と製造コストの増大を招くという課題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、バックスキャッタ変調方式の構成でも、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数増大に伴う回路規模の増大を抑制することを可能とする無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

本発明の一態様による無線通信装置は、アンテナ素子で受信された高周波信号を電力分配して第１の受信信号および第２の受信信号を自己の第１の入出力端および第２の入出力端からそれぞれ出力し、前記第１の受信信号に対する第１の反射信号と前記第２の受信信号に対する第２の反射信号とを電力合成して前記アンテナ素子から送信されるべき変調波信号を生成する電力分配器と、第１の可変インピーダンスを有し、前記第１の可変インピーダンスに応じて定まる第１反射係数で前記第１の受信信号を反射かつ変調させることによって前記第１の反射信号を生成する第１反射器と、第２の可変インピーダンスを有し、前記第２の可変インピーダンスに応じて定まる第２反射係数で前記第２の受信信号を反射かつ変調させることによって前記第２の反射信号を生成する第２反射器と、所定の多値変調方式に従って生成された送信シンボル列に基づき、前記第１の可変インピーダンスを定める第１の制御信号と前記第２の可変インピーダンスを定める第２の制御信号とを生成する負荷制御部と、前記負荷制御部から前記第１反射器へ前記第１の制御信号を伝達する単一の制御信号線と、前記負荷制御部から前記第２反射器へ前記第２の制御信号を伝達する単一の制御信号線とを備える。前記第１反射器は、前記第１の入出力端に一端が接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端およびバイアス電圧源にそれぞれ接続された一対の被制御端子を有するとともに前記第１の制御信号を入力とする制御端子を有する第１のトランジスタとを含み、前記第２反射器は、前記第２の入出力端に一端が接続され、前記第１の伝送線路の電気長とは異なる電気長を有する第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端および他のバイアス電圧源にそれぞれ接続された一対の被制御端子を有するとともに前記第２の制御信号を入力とする制御端子を有する第２のトランジスタとを含む。

本発明によれば、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数増大に伴う回路規模の増大を抑制することができる。

本発明に係る実施の形態１である無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 第１反射係数，第２反射係数および合成反射係数の例を示す複素平面図である。 １６値ＱＡＭのコンステレーションのシンボル点を示す図である。 図４Ａおよび図４Ｂは、１６値ＱＡＭを実現するための第１反射係数と第２反射係数の例を示す複素平面図である。 各送信シンボルに対応するデータビット値、第１反射係数および第２反射係数の間の対応関係の例を示す図である。 実施の形態１における第１反射器の構成例を示す図である。 実施の形態１における第２反射器の構成例を示す図である。 電気長φを有する伝送線路を概略的に示す図である。 １６値ＱＡＭを実現するための反射係数の例を示す複素平面図である。 各送信シンボルに対応するデータビット値と各種反射係数との間の対応関係の例を示す図である。 本発明に係る実施の形態２における無線通信装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１における第１反射器の構成例を示す図である。 実施の形態２における第２反射器の構成例を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成および同一機能を有するものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１である無線通信システム１の構成例を示すブロック図である。図１に示される無線通信システム１は、データ受信装置として動作する無線通信装置１０と、バックスキャッタ変調（ｂａｃｋｓｃａｔｔｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式に従ってデータ送信装置（トランスポンダ）として動作する無線通信装置２０とで構成されている。無線通信装置１０は、搬送波成分を含む高周波（ＲＦ）信号Ｃｗを無線通信装置２０に向けて送信する。無線通信装置２０は、無線通信装置１０からＲＦ信号Ｃｗを受信すると、当該ＲＦ信号Ｃｗに応答する。すなわち、無線通信装置２０は、ＲＦ信号Ｃｗの電力を利用して送信データを含む変調波信号Ｍｗを生成し、当該変調波信号Ｍｗを無線通信装置１０に向けて送信することができる。

データ受信装置として動作する無線通信装置１０は、図１に示されるように、アンテナ素子Ａ１、通信制御部１１、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路１２、送信回路１３、方向性結合器１４、受信回路１５および復調器１６を備えている。通信制御部１１および復調器１６のハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ），ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などの半導体集積回路を有する単数または複数のプロセッサで実現可能である。あるいは、通信制御部１１および復調器１６のハードウェア構成は、ソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などの演算装置を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。

ＰＬＬ回路１２は、通信制御部１１による制御を受けて動作し、マイクロ波帯またはＵＨＦ（Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯などの高周波帯における搬送波周波数を有する局部信号を生成する。ＰＬＬ回路１２は、当該局部信号を送信回路１３と受信回路１５とにそれぞれ供給する。送信回路１３は、通信制御部１１による制御を受けて動作し、当該局部信号を用いて送信用のＲＦ信号Ｃｗを生成する。また、送信回路１３は、当該ＲＦ信号Ｃｗを方向性結合器１４を介してアンテナ素子Ａ１に供給する。方向性結合器１４は、たとえば、公知のサーキュレータを用いて構成可能である。

無線通信装置１０が無線通信装置２０から変調波信号Ｍｗを受信すると、変調波信号Ｍｗは、アンテナ素子Ａ１から方向性結合器１４を介して受信回路１５に伝播する。たとえば、受信回路１５は、公知のダイレクトコンバージョン方式に従い、ＰＬＬ回路１２から供給された局部信号を用いて変調波信号Ｍｗをベースバンド受信信号（同相信号と直交信号）に変換し、これらベースバンド受信信号を復調器１６に供給する回路として構成可能である。復調器１６は、無線通信システム１で採用されている直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＱＡＭ）などの多値変調方式に従い、ベースバンド受信信号にディジタル復調を施して送信データを再構成し、当該送信データを通信制御部１１に供給する。たとえば、無線通信システム１がＲＦＩＤシステム（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＩＤｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ）に適用される場合、無線通信装置２０は、無線通信装置１０からのＲＦ信号Ｃｗに応答して、人，商品もしくは物流資材などの個体を表す識別情報、または、暗号化情報を処理するための情報（たとえば、秘密鍵，公開鍵もしくは電子署名データ）を送信データとして送信することができる。無線通信装置１０では、通信制御部１１は、再構成された送信データを、各種目的（たとえば、社員管理、商品の在庫管理、個体認証もしくは暗号化情報の復号）のために使用することが可能である。

一方、データ送信装置として動作する無線通信装置２０は、図１に示されるように、アンテナ素子Ａ２、電力分配器２１、負荷制御部２２、第１反射器２３、第２反射器２４、送信データ記憶部２５および変調器２６を備えている。負荷制御部２２および変調器２６のハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ，ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどの半導体集積回路を有する単数または複数のプロセッサによって実現可能である。あるいは、負荷制御部２２および変調器２６のハードウェア構成は、ソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵなどの演算装置を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。送信データ記憶部２５は、送信データＴＤのビット列を記憶する不揮発性メモリ（図示せず）と、当該不揮発性メモリから読み出された送信データＴＤを変調器２６に出力する読み出し回路とで構成されている。

電力分配器２１は、アンテナ素子Ａ２で受信されたＲＦ信号Ｃｗを電力分配して２チャンネルの受信ＲＦ信号Ｃｗ１，Ｃｗ２を出力する高周波回路である。すなわち、電力分配器２１は、アンテナ素子Ａ２から入力されたＲＦ信号Ｃｗの電力を２等分し、ＲＦ信号Ｃｗの電力の半分の電力を有する受信ＲＦ信号Ｃｗ１（第１の受信信号）を自己の第１の入出力端から第１反射器２３に出力すると同時に、ＲＦ信号Ｃｗの電力の半分の電力を有する受信ＲＦ信号Ｃｗ２（第２の受信信号）を自己の第２の入出力端から第２反射器２４に出力する。受信ＲＦ信号Ｃｗ１，Ｃｗ２の位相は互いに同相である。

第１反射器２３は、制御信号ＧＣ１（第１の制御信号）に応じて定まる可変インピーダンスＺ_１（第１の可変インピーダンス）を有する負荷回路であり、制御信号ＣＧ１を伝達する単一の制御信号線を介して負荷制御部２２と接続されている。第１反射器２３は、可変インピーダンスＺ_１に応じて定まる第１反射係数Γ_１で受信ＲＦ信号Ｃｗ１を反射させ、かつ多段階で変調させることによって反射信号Ｍｗ１（第１の反射信号）を生成する。受信ＲＦ信号Ｃｗ１の変調は、受信ＲＦ信号Ｃｗ１の振幅および位相の少なくとも一方を変化させることによって行われる。反射信号Ｍｗ１は、第１反射器２３から電力分配器２１の第１の入出力端に伝播する。

第１反射係数Γ_１は、電力分配器２１の第１の入出力端から第１反射器２３側をみたときの電圧反射係数である。第１反射係数Γ_１は、第１の入出力端から負荷（第１反射器２３）へ伝播する受信波（受信ＲＦ信号Ｃｗ１）の電圧に対する、当該負荷から第１の入出力端へ戻る反射波（反射信号Ｍｗ１）の電圧の比率として定義される。一般に、電圧反射係数は、負荷のインピーダンスと一対一で対応することが知られている。

このような第１反射係数Γ_１は、たとえば、次式（１）で表される。

ここで、θ_１は、第１反射係数Γ_１の位相、γ_１は、第１反射係数Γ_１の大きさ、ｊは、虚数単位である。

一方、第２反射器２４は、制御信号ＧＣ２（第２の制御信号）に応じて定まる可変インピーダンスＺ_２（第２の可変インピーダンス）を有する負荷回路であり、制御信号ＧＣ２を伝達する単一の制御信号線を介して負荷制御部２２と接続されている。第２反射器２４は、可変インピーダンスＺ_２に応じて定まる第２反射係数Γ_２で受信ＲＦ信号Ｃｗ２を反射させ、かつ多段階で変調させることによって反射信号Ｍｗ２（第２の反射信号）を生成する。受信ＲＦ信号Ｃｗ２の変調は、受信ＲＦ信号Ｃｗ２の振幅および位相のうちの少なくとも一方を変化させることによって行われる。反射信号Ｍｗ２は、第２反射器２４から電力分配器２１の第２の入出力端に伝播する。

第１反射係数Γ_１と同様に、第２反射係数Γ_２は、電力分配器２１の第２の入出力端から、負荷である第２反射器２４側をみたときの電圧反射係数である。第２反射係数Γ_２は、第２の入出力端から負荷へ伝播する受信波（受信ＲＦ信号Ｃｗ２）の電圧に対する、負荷（第２反射器２４）から第２の入出力端へ戻る反射波（反射信号Ｍｗ２）の電圧の比率として定義される。

このような第２反射係数Γ_２は、たとえば、次式（２）で表される。

ここで、θ_２は、第２反射係数Γ_２の位相、γ_２は、第２反射係数Γ_２の大きさである。

電力分配器２１は、第１反射器２３および第２反射器２４からそれぞれ入力された反射信号Ｍｗ１，Ｍｗ２を電力合成して変調波信号Ｍｗを生成する。変調波信号Ｍｗは、アンテナ素子Ａ２から無線通信装置１０に向けて送信される。

アンテナ素子Ａ２から電力分配器２１側をみたときの合成反射係数Γ_ｓｕｍは、たとえば、次式（３）で表される。

式（３）において、Ｒｅ［Γ_ｓｕｍ］は、合成反射係数Γ_ｓｕｍの実数部であり、Ｉｍ［Γ_ｓｕｍ］は、合成反射係数Γ_ｓｕｍの虚数部である。実数部Ｒｅ［Γ_ｓｕｍ］と虚数部Ｉｍ［Γ_ｓｕｍ］は、次式（４），（５）で表される。

本実施の形態では、第１反射係数Γ_１と第２反射係数Γ_２とは直交関係を有する。言い換えれば、第１反射係数Γ_１と第２反射係数Γ_２とが複素数で表現されるとき、第１反射係数Γ_１と第２反射係数Γ_２とは複素平面上で互いに直交する。図２は、第１反射係数Γ_１，第２反射係数Γ_２および合成反射係数Γ_ｓｕｍの例を示す複素平面図である。図２において、横軸Γｒは、正規化された実数部を表し、縦軸Γｉは、正規化された虚数部を表している。

第１反射係数Γ_１と第２反射係数Γ_２との直交関係の例として、θ_１＝０、θ_２−θ_１＝π／２（９０°）の場合が考えられる。この場合の合成反射係数Γ_ｓｕｍは、次式（６）で表される。

図１に示される変調器２６は、多値ＱＡＭなどの所定の多値変調方式のコンステレーションに従い、送信データＴＤのビット列（データビット列）に一次変調を施して送信シンボル列を生成するディジタル変調回路である。図３は、多値変調方式として１６値ＱＡＭ（シンボル数：１６）が採用された場合のコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）の例を示す図である。図３において、横軸（Ｉ軸）は同相成分を、縦軸（Ｑ軸）は直交位相成分をそれぞれ表している。図３に示されるコンステレーションは、４×４点（＝１６点）の送信シンボルからなる（１送信シンボル当たり４ビット）。

負荷制御部２２は、第１反射器２３および第２反射器２４の負荷インピーダンス状態を個別に制御することにより、第１反射器２３と第２反射器２４との組全体の負荷インピーダンス状態として、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数（１６値ＱＡＭの場合は１６点）と同数の状態を発生させることができる。言い換えれば、負荷制御部２２は、第１反射器２３および第２反射器２４の負荷インピーダンス状態を個別に制御することにより、当該コンステレーションのシンボル数と同数の合成反射係数Γ_ｓｕｍを発生させることが可能である。たとえば、第１反射係数Γ_１の値として、Ｎ個の反射係数値Γ_１，１、…、Γ_１，Ｎ（Ｎは２以上の整数）が設定可能であり、第２反射係数Γ_２の値として、Ｍ個の反射係数値Γ_２，１、…、Γ_２，Ｍ（Ｍは２以上の整数）が設定可能であるとすれば、合成反射係数Γ_ｓｕｍの値としてＮ×Ｍパターンの反射係数値が設定可能である。

図４Ａおよび図４Ｂは、１６値ＱＡＭを実現するための第１反射係数Γ_１と第２反射係数Γ_２の例を示す複素平面図である。図４Ａに示されるように、第１反射係数Γ_１は、４個の反射係数値Γ_１，１、Γ_１，２、Γ_１，３、Γ_１，４のいずれかの値をとることができ、図４Ｂに示されるように第２反射係数Γ_２は、４個の反射係数値Γ_２，１、Γ_２，２、Γ_２，３、Γ_２，４のいずれかの値をとることができる。したがって、１６値ＱＡＭのコンステレーションのシンボル数と同数の４×４パターン（＝１６パターン）の合成反射係数Γ_ｓｕｍの値が設定可能である。図５は、各送信シンボルに対応するデータビット値、第１反射係数Γ_１および第２反射係数Γ_２の間の対応関係の例を示す図である。

次に、図６および図７を参照しつつ、本実施の形態における第１反射器２３および第２反射器２４の構成について説明する。図６は、第１反射器２３の構成例を示す図であり、図７は、第２反射器２４の構成例を示す図である。

図６に示されるように第１反射器２３は、電力分配器２１の第１の入出力端に一端が接続された伝送線路３３（第１の伝送線路）と、当該伝送線路３３の他端に接続された電界効果トランジスタ３１とを含む。伝送線路３３は、ＲＦ信号Ｃｗの搬送波周波数を基準として、当該伝送線路３３の両端間に電気長θ（単位：ラジアン）を有する。

電界効果トランジスタ３１は、制御信号ＧＣ１を入力とする制御端子であるゲート端子３１ｇと、伝送線路３３の他端に接続された被制御端子であるドレイン端子３１ｄと、直流電圧を供給するバイアス電圧源３２に直接接続された被制御端子であるソース端子３１ｓとを有する可変インピーダンス素子である。電界効果トランジスタ３１は、制御信号ＧＣ１の電圧すなわち制御電圧に応じて線形領域で動作するように設計されている。よって、負荷制御部２２は、送信シンボル列の各ビット値に応じた制御電圧をゲート端子３１ｇに供給することによって、電界効果トランジスタ３１のインピーダンス（主に、抵抗値）を多段階で可変に制御することができる。

図８に示されるような電気長φを有する伝送線路５０について、伝送線路５０の一端５０ｂから伝送線路５０側をみたときの反射係数をΓ_ｂで表し、伝送線路５０の他端５０ａから、伝送線路５０側とは逆側をみたときの反射係数をΓ_ａで表すものとする。このとき、一般に、反射係数Γ_ｂは、反射係数Γ_ａの絶対値｜Γ_ａ｜を用いて次式（７）で表現される。

図６を参照すると、第１反射器２３の入出力端部αから伝送線路３３側をみたときの第１反射係数Γ_１に対し、ドレイン端子３１ｄの位置での反射面１αから電界効果トランジスタ３１側をみたときの反射係数をΓ_１αで表すものとする。このとき、第１反射係数Γ_１は、反射係数Γ_１αを用いて次式（８）で表現される。

一方、図７に示されるように第２反射器２４は、電力分配器２１の第２の入出力端に一端が接続された伝送線路４３（第２の伝送線路）と、当該伝送線路４３の他端に接続された電界効果トランジスタ４１とを含む。伝送線路４３は、ＲＦ信号Ｃｗの搬送波周波数を基準として、当該伝送線路４３の両端間に電気長θ＋π／４（単位：ラジアン）を有する。

電界効果トランジスタ４１は、制御信号ＧＣ２を入力とする制御端子であるゲート端子４１ｇと、伝送線路４３の他端に接続された被制御端子であるドレイン端子４１ｄと、直流電圧を供給するバイアス電圧源４２に直接接続された被制御端子であるソース端子４１ｓとを有する可変インピーダンス素子である。電界効果トランジスタ４１は、制御信号ＧＣ２の電圧すなわち制御電圧に応じて線形領域で動作するように設計されている。よって、負荷制御部２２は、送信シンボル列の各ビット値に応じた制御電圧をゲート端子４１ｇに供給することによって、電界効果トランジスタ４１のインピーダンス（主に、抵抗値）を多段階で可変に制御することができる。

第２反射器２４の入出力端部βから伝送線路４３側をみたときの第２反射係数Γ_２に対し、ドレイン端子４１ｄの位置での反射面２βから電界効果トランジスタ４１側をみたときの反射係数をΓ_２βで表すものとする。このとき、第２反射係数Γ_２は、反射係数Γ_２βを用いて次式（９）で表現される。

本実施の形態では、第１反射器２３の電界効果トランジスタ３１と第２反射器２４の電界効果トランジスタ４１とは同一の特性を有する。このため、電界効果トランジスタ３１，４１のゲート端子３１ｇ，４１ｇに印加される制御電圧が等しい場合、反射係数Γ_１α，Γ_２βは同一である。たとえば、同一の製造プロセスで製造された、同一ゲート長を有する２個の電界効果トランジスタ３１，４１を使用することで、電界効果トランジスタ３１，４１の特性を同一のものとすることができる。よって、Γ_１α＝Γ_２βの関係を考慮して、上式（８），（９）から次式（１０）が導出される。

図９は、１６値ＱＡＭを実現するための反射係数Γ_１α，Γ_２βの例を示す複素平面図である。図９に示されるように、反射係数Γ_１αの値として４個の反射係数値Γ_１α，１、…、Γ_１α，４が設定可能であり、第２反射係数Γ_２βの値として、４個の反射係数値Γ_２β，１、…、Γ_２β，４が設定可能である。

この場合、式（１０）に従い、図４Ａに示した第１反射係数Γ_１の値Γ_１，１、Γ_１，２、Γ_１，３、Γ_１，４と、図４Ｂに示した第２反射係数Γ_２の値Γ_２，１、Γ_２，２、Γ_２，３、Γ_２，４との間の関係は、たとえば、次式（１１）〜（１４）に示すように設定可能である。

図１０は、各送信シンボルに対応するデータビット値、第１反射係数Γ_１、反射係数Γ_１α、第２反射係数Γ_２および反射係数Γ_２βの間の対応関係の例を示す図である。負荷制御部２２は、図１０の１６パターンを用いて反射係数Γ_１α，Γ_２βを設定することにより、１６値ＱＡＭに基づく変調を第１反射器２３および第２反射器２４に実行させることができる。

以上に説明したとおり、実施の形態１では、図６に示したように第１反射器２３は、電力分配器２１の第１の入出力端に一端が接続された伝送線路３３と、この伝送線路３３の他端に接続された電界効果トランジスタ３１とを含み、電界効果トランジスタ３１は、制御信号ＧＣ１を入力とするゲート端子３１ｇと、伝送線路３３の他端に接続されたドレイン端子３１ｄと、バイアス電圧源３２に接続されたソース端子３１ｓとを有する。また、図７に示したように第２反射器２４は、電力分配器２１の第２の入出力端に一端が接続された伝送線路４３と、この伝送線路４３の他端に接続された電界効果トランジスタ４１とを含み、電界効果トランジスタ４１は、制御信号ＧＣ２を入力とするゲート端子４１ｇと、伝送線路４３の他端に接続されたドレイン端子４１ｄと、バイアス電圧源４２に接続されたソース端子４１ｓとを有している。伝送線路３３，４３の電気長は互いに異なるように設定されている。負荷制御部２２は、変調器２６で生成された送信シンボル列に基づき、第１反射器２３および第２反射器２４の可変インピーダンスＺ_１，Ｚ_２をそれぞれ多段階で定める制御信号ＧＣ１，ＧＣ２を生成することができる。したがって、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数が多くても、小回路規模の無線通信装置２０を提供することができる。

上述のとおり、非特許文献１に開示されている従来のＲＦＩＤタグでは、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数と同数の反射器と、これら反射器を切り替えるＲＦスイッチ回路とが必要となることから、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数が多くなると、回路構成が大規模化する。これに対し、本実施の形態の無線通信装置２０では、コンステレーションのシンボル数増大に伴う回路規模の増大を抑制することができるので、従来のＲＦＩＤタグと比べると、低コストで小型のＲＦＩＤタグを製造することが可能である。

また、第１反射器２３の伝送線路３３は、可変インピーダンス素子として動作する電界効果トランジスタ３１のドレイン端子３１ｄと第１反射器２３の入出力端部αとの間に設けられており（図６）、第２反射器２４の伝送線路４３は、可変インピーダンス素子として動作する電界効果トランジスタ４１のドレイン端子４１ｄと第２反射器２４の入出力端部βとの間に設けられている（図７）。伝送線路３３，４３の電気長は互いに異なる。このため、負荷制御部２２は、２本の制御信号ＧＣ１，ＧＣ２を用いるだけで、第１反射器２３および第２反射器２４の組全体の負荷インピーダンス状態を多段階で可変に制御することができる。第１反射器２３および第２反射器２４の負荷インピーダンス状態を制御するために、さらなるスイッチ回路を設ける必要がなく、また、制御信号ＧＣ１，ＧＣ２を伝達する制御信号線以外の、さらなる制御信号線を配線する必要がない。よって、シンプルで小規模な回路構成を実現することができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２である無線通信システムについて説明する。図１１は、実施の形態２における無線通信装置２０Ａの構成例を示すブロック図である。図１１に示される無線通信装置２０Ａは、データ送信装置として動作し、アンテナ素子Ａ２、電力分配器２１、負荷制御部２２Ａ、第１反射器２３Ａ、第２反射器２４Ａ、送信データ記憶部２５および変調器２６を備えている。無線通信装置２０Ａの構成は、負荷制御部２２Ａ、第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａを除き、図１に示した無線通信装置２０の構成と同じである。

本実施の形態の第１反射器２３Ａは、制御信号ＢＣ１（第１の制御信号）に応じて定まる可変インピーダンスＺ_１（第１の可変インピーダンス）を有する負荷回路であり、制御信号ＢＣ１を伝達する単一の制御信号線を介して負荷制御部２２Ａと接続されている。実施の形態１の第１反射器２３と同様に、第１反射器２３Ａは、可変インピーダンスＺ_１に応じて定まる第１反射係数Γ_１で受信ＲＦ信号Ｃｗ１を反射させ、かつ多段階で変調させることによって反射信号Ｍｗ１（第１の反射信号）を生成する。

図１２は、第１反射器２３Ａの構成例を示す図である。図１２に示されるように第１反射器２３Ａは、電力分配器２１の第１の入出力端に一端が接続された伝送線路３３（第１の伝送線路）と、当該伝送線路３３の他端に接続されたバイポーラトランジスタ６１とを含む。バイポーラトランジスタ６１は、制御信号ＢＣ１を入力とする制御端子であるベース端子６１ｂと、伝送線路３３の他端に接続された被制御端子であるエミッタ端子６１ｅと、バイアス電圧源３２Ａに直接接続された被制御端子であるコレクタ端子６１ｃとを有する可変インピーダンス素子である。負荷制御部２２Ａは、変調器２６で生成された送信シンボル列の各ビット値に応じた制御信号ＢＣ１をベース端子６１ｂに供給することによって、バイポーラトランジスタ６１のインピーダンス（主に、抵抗値）を多段階で可変に制御することができる。

一方、第２反射器２４Ａは、制御信号ＢＣ２（第２の制御信号）に応じて定まる可変インピーダンスＺ_２（第２の可変インピーダンス）を有する負荷回路であり、制御信号ＢＣ２を伝達する単一の制御信号線を介して負荷制御部２２Ａと接続されている。実施の形態１の第２反射器２４と同様に、第２反射器２４Ａは、可変インピーダンスＺ_２に応じて定まる第２反射係数Γ_２で受信ＲＦ信号Ｃｗ２を反射させ、かつ多段階で変調させることによって反射信号Ｍｗ２（第２の反射信号）を生成する。

図１３は、第２反射器２４Ａの構成例を示す図である。図１３に示されるように第２反射器２４Ａは、電力分配器２１の第２の入出力端に一端が接続された伝送線路４３（第２の伝送線路）と、当該伝送線路４３の他端に接続されたバイポーラトランジスタ７１とを含む。バイポーラトランジスタ７１は、制御信号ＢＣ２を入力とする制御端子であるベース端子７１ｂと、伝送線路４３の他端に接続された被制御端子であるエミッタ端子７１ｅと、バイアス電圧源４２Ａに直接接続された被制御端子であるコレクタ端子７１ｃとを有する可変インピーダンス素子である。負荷制御部２２Ａは、変調器２６で生成された送信シンボル列の各ビット値に応じた制御信号ＢＣ２をベース端子７１ｂに供給することによって、バイポーラトランジスタ７１のインピーダンス（主に、抵抗値）を多段階で可変に制御することができる。

電力分配器２１は、第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａからそれぞれ入力された反射信号Ｍｗ１，Ｍｗ２を電力合成して変調波信号Ｍｗを生成する。変調波信号Ｍｗは、アンテナ素子Ａ２から無線通信装置１０に向けて送信される。

本実施の形態では、第１反射器２３Ａのバイポーラトランジスタ６１と第２反射器２４Ａのバイポーラトランジスタ７１とは同一の特性を有する。このため、エミッタ端子６１ｅの位置での反射面１αからみたときの反射係数Γ_１αと、エミッタ端子７１ｅの位置での反射面２βからみたときの反射係数Γ_２βとは、同一である。実施の形態１の場合と同様に、負荷制御部２２Ａは、反射係数Γ_１α，Γ_２βを設定することにより、１６値ＱＡＭなどの多値変調方式に基づく変調を第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａに実行させることができる。

以上に説明したとおり、実施の形態２では、図１２に示したように第１反射器２３Ａは、電力分配器２１の第１の入出力端に一端が接続された伝送線路３３と、この伝送線路３３の他端に接続されたバイポーラトランジスタ６１とを含み、バイポーラトランジスタ６１は、制御信号ＢＣ１を入力とするベース端子６１ｂと、伝送線路３３の他端に接続されたエミッタ端子６１ｅと、バイアス電圧源３２Ａに接続されたコレクタ端子６１ｃとを有する。また、図１３に示したように第２反射器２４Ａは、電力分配器２１の第２の入出力端に一端が接続された伝送線路４３と、この伝送線路４３の他端に接続されたバイポーラトランジスタ７１とを含み、バイポーラトランジスタ７１は、制御信号ＢＣ２を入力とするベース端子７１ｂと、伝送線路４３の他端に接続されたエミッタ端子７１ｅと、バイアス電圧源４２Ａに接続されたコレクタ端子７１ｃとを有している。負荷制御部２２Ａは、変調器２６で生成された送信シンボル列に基づき、第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａの可変インピーダンスＺ_１，Ｚ_２をそれぞれ多段階で定める制御信号ＢＣ１，ＢＣ２を生成することができる。したがって、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数が多くても、小回路規模の無線通信装置２０Ａを提供することができる。また、コンステレーションのシンボル数増大に伴う回路規模の増大を抑制することができるので、従来のＲＦＩＤタグと比べると、低コストで小型のＲＦＩＤタグを製造することが可能である。

また、第１反射器２３Ａの伝送線路３３は、可変インピーダンス素子として動作するバイポーラトランジスタ６１のエミッタ端子６１ｅと第１反射器２３Ａの入出力端部αとの間に設けられており（図１２）、第２反射器２４Ａの伝送線路４３は、可変インピーダンス素子として動作するバイポーラトランジスタ７１のエミッタ端子７１ｅと第２反射器２４の入出力端部βとの間に設けられている（図１３）。伝送線路３３，４３の電気長は互いに異なる。このため、負荷制御部２２Ａは、２本の制御信号ＢＣ１，ＢＣ２を用いるだけで、第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａの組全体の負荷インピーダンス状態を多段階で可変に制御することができる。第１反射器２３Ａおよび第２反射器２４Ａの負荷インピーダンス状態を制御するために、さらなるスイッチ回路を設ける必要がなく、また、制御信号ＢＣ１，ＢＣ２を伝達する制御信号線以外の、さらなる制御信号線を配線する必要がない。よって、シンプルで小規模な回路構成を実現することができる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、実施の形態１，２における第１反射係数Γ_１の位相と第２反射係数Γ_２の位相とは直交関係を有することが好ましいが、これに限定されるものではない。第１反射係数Γ_１の位相と第２反射係数Γ_２の位相とが相違していればよい。

また、実施の形態１，２で採用される多値変調方式は、１６値ＱＡＭに限定されるものではない。１６値ＱＡＭに代えて、たとえば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、π／４シフトＱＰＳＫ、６４値ＱＡＭまたは２５６値ＱＡＭが採用されてもよい。

本発明の範囲内において、上記実施の形態１，２の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

本発明に係る無線通信装置および無線通信システムは、バックスキャッタ変調方式で動作し、多値変調方式のコンステレーションのシンボル数が多くても、シンプルで小規模な回路構成を実現することができるので、ＲＦＩＤタグなどの、低消費電力で動作する小型かつ軽量なデータ送信装置に適している。

Ａ１，Ａ２ アンテナ素子、１ 無線通信システム、１０ 無線通信装置、１１ 通信制御部、１２ ＰＬＬ回路、１３ 送信回路、１４ 方向性結合器、１５ 受信回路、１６ 復調器、２０，２０Ａ 無線通信装置、２１ 電力分配器、２２，２２Ａ 負荷制御部、２３，２３Ａ 第１反射器、２４，２４Ａ 第２反射器、２５ 送信データ記憶部、２６ 変調器、３１，４１ 電界効果トランジスタ、３２，３２Ａ，４２，４２Ａ バイアス電圧源、３３，４３，５０ 伝送線路、６１，７１ バイポーラトランジスタ。

Claims (8)

1. アンテナ素子で受信された高周波信号を電力分配して第１の受信信号および第２の受信信号を自己の第１の入出力端および第２の入出力端からそれぞれ出力し、前記第１の受信信号に対する第１の反射信号と前記第２の受信信号に対する第２の反射信号とを電力合成して前記アンテナ素子から送信されるべき変調波信号を生成する電力分配器と、
   第１の可変インピーダンスを有し、前記第１の可変インピーダンスに応じて定まる第１反射係数で前記第１の受信信号を反射かつ変調させることによって前記第１の反射信号を生成する第１反射器と、
   第２の可変インピーダンスを有し、前記第２の可変インピーダンスに応じて定まる第２反射係数で前記第２の受信信号を反射かつ変調させることによって前記第２の反射信号を生成する第２反射器と、
   所定の多値変調方式に従って生成された送信シンボル列に基づき、前記第１の可変インピーダンスを定める第１の制御信号と前記第２の可変インピーダンスを定める第２の制御信号とを生成する負荷制御部と、
   前記負荷制御部から前記第１反射器へ前記第１の制御信号を伝達する単一の制御信号線と、
   前記負荷制御部から前記第２反射器へ前記第２の制御信号を伝達する単一の制御信号線とを備え、
   前記第１反射器は、
   前記第１の入出力端に一端が接続された第１の伝送線路と、
   前記第１の伝送線路の他端およびバイアス電圧源にそれぞれ接続された一対の被制御端子を有するとともに前記第１の制御信号を入力とする制御端子を有する第１のトランジスタとを含み、
   前記第２反射器は、
   前記第２の入出力端に一端が接続され、前記第１の伝送線路の電気長とは異なる電気長を有する第２の伝送線路と、
   前記第２の伝送線路の他端および他のバイアス電圧源にそれぞれ接続された一対の被制御端子を有するとともに前記第２の制御信号を入力とする制御端子を有する第２のトランジスタとを含む、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 請求項１記載の無線通信装置であって、前記負荷制御部は、前記第１のトランジスタのインピーダンスを多段階で可変に制御し、かつ前記第２のトランジスタのインピーダンスを多段階で可変に制御することを特徴とする無線通信装置。
3. 請求項１または請求項２記載の無線通信装置であって、前記第１の伝送線路の電気長と前記第２の伝送線路の電気長とは、前記高周波信号の搬送波周波数を基準としてπ／４だけ互いにずれていることを特徴とする無線通信装置。
4. 請求項３記載の無線通信装置であって、前記第１反射係数と前記第２反射係数とが直交関係を有することを特徴とする無線通信装置。
5. 請求項１または請求項２記載の無線通信装置であって、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタは、前記制御端子としてゲート端子を有し、前記被制御端子としてソース端子およびドレイン端子を有する電界効果トランジスタであることを特徴とする無線通信装置。
6. 請求項１または請求項２記載の無線通信装置であって、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタは、前記制御端子としてベース端子を有し、前記被制御端子としてコレクタ端子およびエミッタ端子を有するバイポーラトランジスタであることを特徴とする無線通信装置。
7. 請求項１または請求項２記載の無線通信装置であって、前記所定の多値変調方式のコンスタレーションに従い、データビット列に一次変調を施して前記送信シンボル列を生成する変調器をさらに備えることを特徴とする無線通信装置。
8. 請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載の無線通信装置と、
   前記高周波信号を前記無線通信装置に向けて送信するデータ受信装置と
   を備え、
   前記無線通信装置は、前記高周波信号に応答して前記変調波信号を送信し、
   前記データ受信装置は、前記無線通信装置から前記変調波信号を受信する、
   ことを特徴とする無線通信システム。

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