JP6398056B2 - Current feedback amplifier circuit - Google Patents
Current feedback amplifier circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP6398056B2 JP6398056B2 JP2013205032A JP2013205032A JP6398056B2 JP 6398056 B2 JP6398056 B2 JP 6398056B2 JP 2013205032 A JP2013205032 A JP 2013205032A JP 2013205032 A JP2013205032 A JP 2013205032A JP 6398056 B2 JP6398056 B2 JP 6398056B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- current feedback
- resistor
- amplifier circuit
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
この発明は、電流帰還型増幅回路の高速化に関するものである。 The present invention relates to speeding up of a current feedback type amplifier circuit.
特許文献１や特許文献２のような技術を用いた電流帰還型増幅器が、従来技術として知られている。こうした電流帰還型増幅器は、利得を大きくしても周波数特性の劣化が小さいという利点がある。 Current feedback amplifiers using techniques such as Patent Document 1 and Patent Document 2 are known as conventional techniques. Such a current feedback amplifier has an advantage that the deterioration of the frequency characteristic is small even when the gain is increased.
しかし、電流帰還型増幅器を用いた増幅回路においては、帰還抵抗に並列に進み位相を補償するコンデンサのような容量を付加すると、回路が不安定になることが知られている。 However, in an amplifier circuit using a current feedback amplifier, it is known that if a capacitance such as a capacitor that advances in parallel and compensates the phase is added to the feedback resistor, the circuit becomes unstable.
このため、非特許文献１、第１７頁の「FIGURE 7. LM6182では補償コンデンサを使わず、Ｒｆの増加によって補償する」や、この図に関連する説明文（「Fig.7に示したようにＲｆと直列にコンデンサを使用してはなりません。」←FIGURE 7.や非特許文献２から、「直列」は「並列」の誤記・誤訳であることは明らか）のように、帰還抵抗に並列に容量を付加することは禁じられていた。（非特許文献２も同様。） For this reason, Non-Patent Document 1, page 17, “FIGURE 7. LM6182 does not use a compensation capacitor and compensates by increasing Rf” and explanatory text related to this figure (as shown in “Fig. 7 Do not use a capacitor in series with Rf. ”← From FIGURE 7. and Non-Patent Document 2, it is clear that“ series ”is an error or mistranslation of“ parallel ”. It was forbidden to add capacity in parallel. (The same applies to Non-Patent Document 2.)
一方、特許文献３の図１２（ｂ）、図１２（ｃ）には、増幅器に適用する帰還回路として、等価的に小さな容量や、容量を可変することが容易な回路構成を実現する方法が示されている。 On the other hand, FIG. 12B and FIG. 12C of Patent Document 3 show a method of realizing an equivalently small capacitance or a circuit configuration that can easily change the capacitance as a feedback circuit applied to an amplifier. It is shown.
電圧帰還型増幅回路においては、帰還抵抗に並列に容量を付加することによって、安定性を増加させ、帯域を制限できる。 In the voltage feedback amplifier circuit, by adding a capacitor in parallel with the feedback resistor, the stability can be increased and the band can be limited.
これに対して従来の電流帰還型増幅回路では、帰還抵抗に並列に容量を付加すると、回路が不安定になり、また帯域を制限する効果を得ることもできなかった。例えば１０ｐＦよりも大きい容量を付加すると、回路が不安定になり、発振してしまう場合がある。 On the other hand, in the conventional current feedback amplifier circuit, when a capacitor is added in parallel with the feedback resistor, the circuit becomes unstable and the effect of limiting the band cannot be obtained. For example, if a capacitance larger than 10 pF is added, the circuit may become unstable and oscillate.
このため従来の電流帰還型増幅回路では、意図的に帰還抵抗に並列に容量を付加することは禁じられており、設計の自由度が低いという問題があった。 For this reason, in the conventional current feedback amplifier circuit, it is prohibited to intentionally add a capacitance in parallel with the feedback resistor, and there is a problem that the degree of freedom in design is low.
本発明は上記問題点に鑑み、回路の安定性を保ちつつも、広帯域化を実現できる電流帰還型増幅回路を提供することを目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a current feedback amplifier circuit capable of realizing a wide band while maintaining the stability of the circuit.
本発明は、電流帰還型増幅器と、前記電流帰還型増幅器の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗と、を含む電流帰還型増幅回路において、前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第１の容量を、前記帰還抵抗に並列に接続して構成される。 The present invention relates to an open loop transformer of the current feedback amplifier including a current feedback amplifier and a feedback resistor connected between an output side and an inverting input side of the current feedback amplifier. A first capacitor that cancels the second pole appearing in the frequency characteristics of the impedance is connected in parallel to the feedback resistor.
本発明によれば、電流帰還型増幅回路としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な電流帰還型増幅回路を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a current feedback amplifier circuit capable of realizing a wide band while maintaining stability as a current feedback amplifier circuit.
本発明によれば、高い周波数における入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、電流帰還型増幅回路の安定性を向上させることが可能になる。 According to the present invention, it is possible to prevent a decrease in input impedance at a high frequency, and it is possible to improve the stability of a current feedback amplifier circuit.
請求項３の発明によれば、高い周波数における帰還インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、電流帰還型増幅回路の安定性を向上させることが可能になる。 According to the third aspect of the present invention, it is possible to prevent a decrease in feedback impedance at a high frequency, and it is possible to improve the stability of the current feedback amplifier circuit.
請求項４の発明によれば、電流帰還型増幅回路として所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能になる。 According to the fourth aspect of the present invention, it is possible to obtain a shoulder characteristic having a desired frequency characteristic as a current feedback amplifier circuit.
請求項５の発明によれば、コンデンサの容量が、減衰器の減衰率に従い等価的に小さい容量として実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、電流帰還型増幅回路の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。 According to the invention of claim 5 , the capacitance of the capacitor can be realized as an equivalently small capacitance according to the attenuation factor of the attenuator, and the frequency characteristics and pulse response waveform of the current feedback amplifier circuit can be obtained even when affected by the stray capacitance. Can be optimized further.
請求項６の発明によれば、回路にわざわざバッファ増幅器を用いなくても、コンデンサの容量が、減衰器の減衰率に従い等価的に小さい容量として実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、電流帰還型増幅回路の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。 According to the sixth aspect of the present invention, the capacitance of the capacitor can be realized as an equivalently small capacitance according to the attenuation factor of the attenuator without using any buffer amplifier in the circuit. The frequency characteristics and pulse response waveform of the feedback amplifier circuit can be further optimized.
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、以下の説明で「増幅器」とは、例えばオペアンプＩＣ等のように、帰還抵抗や利得抵抗を追加することによって増幅機能を実現するためのものを指し、また「増幅回路」とは、増幅器に帰還抵抗や利得抵抗などを追加することによって、回路全体として増幅機能を有するものを指す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail. In the following description, an “amplifier” refers to an amplifier that realizes an amplification function by adding a feedback resistor or a gain resistor, such as an operational amplifier IC, and the “amplifier circuit” refers to an amplifier. A circuit having an amplification function as a whole circuit by adding a feedback resistor, a gain resistor, and the like.
〔第１の実施の形態〕
図１および図２は、本発明を適用した、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示している。図９には、従来技術による、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、本発明に係る図１および図２と対比することによって、本発明の効果を説明する。
[First Embodiment]
1 and 2 show an inverting amplifier circuit 2 using a current feedback amplifier 1 to which the present invention is applied. FIG. 9 shows an inverting amplifier circuit 2 using a current feedback amplifier 1 according to the prior art. The effects of the present invention will be described by comparing with FIGS. 1 and 2 according to the present invention.
図１、図２および図９において、反転増幅回路２全体の入力電圧をＶin、出力電圧をＶoutとする。また、電流帰還型増幅器１の反転入力電圧をＶinv、非反転入力電圧をＶnonとする。（以下、第１の実施の形態において、特記無き場合は図１、図２および図９の共通事項である。） In FIGS. 1, 2 and 9, the input voltage of the entire inverting amplifier circuit 2 is Vin, and the output voltage is Vout. Further, the inverting input voltage of the current feedback amplifier 1 is Vinv, and the non-inverting input voltage is Vnon. (Hereinafter, in the first embodiment, unless otherwise specified, it is common to FIGS. 1, 2 and 9.)
反転増幅回路２の正極側出力端子にＶoutを出力する電流帰還型増幅器１の出力端子と、Ｖinvが印加される電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間には、帰還抵抗Ｒｆが接続されている。図１および図２では、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆが接続されている。従来技術では帰還容量Ｃｆを意図的に付与することは禁じられており、従来技術を示す図９では、帰還容量Ｃｆ＝０である。（浮遊容量などは、考えないこととする。） A feedback resistor Rf is connected between the output terminal of the current feedback amplifier 1 that outputs Vout to the positive output terminal of the inverting amplifier circuit 2 and the inverting input terminal of the current feedback amplifier 1 to which Vinv is applied. ing. 1 and 2, a feedback capacitor Cf is connected in parallel with the feedback resistor Rf. In the prior art, intentionally giving the feedback capacitance Cf is prohibited, and in FIG. 9 showing the prior art, the feedback capacitance Cf = 0. (Stray capacitance is not considered.)
Ｖinが入力する反転増幅回路２の正極側入力端子と、Ｖinvが印加される電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間には、利得抵抗Ｒｇが接続されている。また、反転増幅回路２の負極側入力端子および負極側出力端子と、電流帰還型増幅器１の非反転入力端子は何れも接地され、低い周波数における図１の反転増幅回路２の増幅率は、−（Ｒｆ÷Ｒｇ）となる。さらに図２では、利得抵抗Ｒｇと並列に、容量Ｃｇが接続されている。容量Ｃｇや帰還容量Ｃｆは、例えばコンデンサ等の容量性素子や、そうした容量性素子を含む回路で構成される。図１および図９では、容量Ｃｇ＝０である。（浮遊容量などは考えないこととする。） A gain resistor Rg is connected between the positive input terminal of the inverting amplifier circuit 2 to which Vin is input and the inverting input terminal of the current feedback amplifier 1 to which Vinv is applied. Further, the negative input terminal and negative output terminal of the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting input terminal of the current feedback amplifier 1 are both grounded, and the amplification factor of the inverting amplifier circuit 2 in FIG. (Rf ÷ Rg). Further, in FIG. 2, a capacitor Cg is connected in parallel with the gain resistor Rg. The capacitor Cg and the feedback capacitor Cf are configured by a capacitive element such as a capacitor or a circuit including such a capacitive element, for example. 1 and 9, the capacity Cg = 0. (Do not consider stray capacitance.)
電流帰還型増幅器１の内部では、非反転入力から反転入力に向かって、入力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、左側の「×１」部）３とその出力抵抗Ｒｉが、直列に接続されている。 Inside the current feedback amplifier 1, from the non-inverting input to the inverting input, the input buffer amplifier (the “× 1” portion on the left side in the large triangle indicating the current feedback amplifier 1) 3 and its output resistance Ri are Are connected in series.
反転入力に流れる電流をＩｉとすると、カレントミラー回路４によって、開ループトランスインピーダンスＴｚ（ｓ）にＩｉと等しい電流が与えられ、発生した電圧が出力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、右側の「×１」）５を介して出力される。 Assuming that the current flowing through the inverting input is Ii, the current mirror circuit 4 applies a current equal to Ii to the open loop transimpedance Tz (s), and the generated voltage is a large triangle indicating the output buffer amplifier (current feedback amplifier 1). , “× 1”) 5 on the right side.
この結果、出力電圧Ｖoutと反転入力電流Ｉｉは、下記のような関係となる。 As a result, the output voltage Vout and the inverted input current Ii have the following relationship.
電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスは、一例として図１１のような周波数特性を示す。周波数特性が平坦な部分から２０ｄＢ／ｄｅｃに移行する点を第１ポール、２０ｄＢ／ｄｅｃから４０ｄＢ／ｄｅｃに移行する点を第２ポールと称する。ここでは、第１ポールの時定数τ１とし、第２ポールの時定数τ２として示す。 The open loop transimpedance of the current feedback amplifier 1 shows frequency characteristics as shown in FIG. 11 as an example. A point at which the frequency characteristic shifts from a flat portion to 20 dB / dec is referred to as a first pole, and a point at which the frequency characteristic shifts from 20 dB / dec to 40 dB / dec is referred to as a second pole. Here, the first and constant tau 1 when the pole is shown as a constant tau 2 when the second pole.
本発明のうち第１の実施の形態では特に第２ポールに注目するので、ここでは数式の簡略化のために、開ループトランスインピーダンスに第２ポール相当だけが存在するような、図１２のような周波数特性（第１ポール相当が存在せず、それ以下の周波数でも２０ｄＢ／ｄｅｃが維持される）を示す例を用いる。 In the first embodiment of the present invention, the second pole is particularly paid attention to. Here, for simplification of the formula, only the second pole equivalent exists in the open-loop transimpedance, as shown in FIG. An example is used which shows a high frequency characteristic (the equivalent of the first pole does not exist and 20 dB / dec is maintained even at a frequency lower than that).
この場合、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスは、下記のように表現することができる。 In this case, the open loop transimpedance of the current feedback amplifier 1 can be expressed as follows.
ここでｓ＝ｊωとして、Ｔｚ＿０は角周波数ω＝１のときの開ループトランスインピーダンスを示す。また、τ０は第２ポール相当の時定数を示す。（ポールの時定数を角周波数で表現するとω＝１÷τ０、ポールの時定数を周波数で表現するとｆ＝ω÷（２π）＝１÷（２πτ０）である。） Here, assuming that s = jω, Tz_0 indicates an open-loop transimpedance when the angular frequency ω = 1. Τ 0 represents a time constant corresponding to the second pole. (When the pole time constant is expressed in terms of angular frequency, ω = 1 ÷ τ 0 , and when the pole time constant is expressed in terms of frequency, f = ω ÷ (2π) = 1 ÷ (2πτ 0 ).)
図２において、利得抵抗Ｒｇと容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、下記の関係が成立する。 In FIG. 2, when attention is paid to the current flowing through the gain resistor Rg and the capacitor Cg, the following relationship is established.
図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 1, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 9, since the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the following relationship is established.
ここで、反転入力に流れる電流Ｉｉは、下記のように表現できる。 Here, the current Ii flowing through the inverting input can be expressed as follows.
式（１）に式（４）と式（２）を代入すると、下記のようになる。 Substituting Equation (4) and Equation (2) into Equation (1) yields the following.
反転増幅回路２ではＶnon＝０［Ｖ］なので、式（３）乃至式（５）から図２における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 Since Vnon = 0 [V] in the inverting amplifier circuit 2, the transfer function of the entire inverting amplifier circuit 2 in FIG. 2 is obtained from the equations (3) to (5) as follows.
ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは各々、下記のとおりである。 Here, a, b, c, and d are as follows.
容量Ｃｇ＝０の場合の式（３’）、式（４）、式（５）から、図１における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 From the equations (3 '), (4), and (5) when the capacitance Cg = 0, the transfer function of the entire inverting amplifier circuit 2 in FIG. 1 is obtained as follows.
ここで、ａ’、ｂ’は各々下記のとおりであり、ｃ、ｄは前述のとおりである。 Here, a ′ and b ′ are as follows, and c and d are as described above.
容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０の場合の式（３”）、式（４）、式（５）から、図９における反転増幅回路２全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 From the equations (3 ″), (4), and (5) in the case of the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the transfer function of the entire inverting amplifier circuit 2 in FIG. 9 is obtained as follows. .
ここで、ｂ”とｃ”は下記のとおりであり、ｄは前述のとおりである。 Here, b ″ and c ″ are as follows, and d is as described above.
図１の反転増幅回路２のループ利得は、図１３のような測定回路を用いて求めることができる。ここでＶ１はループ利得を求めるために、電流帰還型増幅器１の出力端子と反転増幅回路２の正極側出力端子との間に接続する試験信号電圧であり、反転増幅回路２の正極側入力端子は接地される。電流帰還型増幅器１の出力端子に発生する電圧をＶoutとし、反転増幅回路２の正極側出力端子に発生する電圧をＶout’とすると、Ｖ１の周波数におけるループ利得Ｇは、下記のように表現できる。 The loop gain of the inverting amplifier circuit 2 in FIG. 1 can be obtained using a measurement circuit as shown in FIG. Here, V1 is a test signal voltage connected between the output terminal of the current feedback amplifier 1 and the positive output terminal of the inverting amplifier 2 in order to obtain the loop gain, and the positive input terminal of the inverting amplifier 2 Is grounded. Assuming that the voltage generated at the output terminal of the current feedback amplifier 1 is Vout and the voltage generated at the positive output terminal of the inverting amplifier circuit 2 is Vout ′, the loop gain G at the frequency of V1 can be expressed as follows. .
利得抵抗Ｒｇや容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、図２において下記の関係が成立する。 When attention is paid to the current flowing through the gain resistor Rg and the capacitor Cg, the following relationship is established in FIG.
図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 1, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 9, since the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the following relationship is established.
ここで、反転入力に流れる電流Ｉｉは、前出の式（４）と同様である。 Here, the current Ii flowing through the inverting input is the same as in the above equation (4).
なお、Ｖout’は下記のように表現できる。 Vout 'can be expressed as follows.
式（７）に式（４）、式（５）、式（８）、式（９）を適用することにより、図２におけるループ利得Ｇは下記のように表現できる。 By applying Equation (4), Equation (5), Equation (8), and Equation (9) to Equation (7), the loop gain G in FIG. 2 can be expressed as follows.
図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 1, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
図９では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 9, since the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the following relationship is established.
式（１０）、式（１０’）、式（１０”）において、ポールを決定しているのは、分母中の（１＋ｓ・τ０）の項である。式（１０）、式（１０’）では、分子中の（１＋ｓ・Ｃｆ・Ｒｆ）の項を、分母中の（１＋ｓ・τ０）の項と等しくする、すなわちτ０＝Ｃｆ・Ｒｆとすることにより、このポール（第２ポール相当）を消すことができる。 In the expressions (10), (10 ′), and (10 ″), the pole is determined by the term (1 + s · τ 0 ) in the denominator. The expressions (10) and (10 ′) ), The term (1 + s · Cf · Rf) in the numerator is made equal to the term (1 + s · τ 0 ) in the denominator, that is, τ 0 = Cf · Rf. Equivalent) can be erased.
図９のような従来技術では帰還容量Ｃｆ＝０であることが必要であったが、本発明では、帰還容量Ｃｆを下記の式（１１）のように選択することにより、このポールを消すことができるのである。 In the prior art as shown in FIG. 9, it is necessary that the feedback capacitance Cf = 0. However, in the present invention, the pole is eliminated by selecting the feedback capacitance Cf as shown in the following equation (11). Can do it.
電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスは電流帰還型増幅器固有の特性であり、その第２ポールは決まっている。しかし本発明では、帰還回路中の帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって、反転増幅回路２のループ利得Ｇにおいてこの第２ポールをキャンセルしているのである。 The open loop transimpedance of the current feedback amplifier is a characteristic unique to the current feedback amplifier, and its second pole is determined. However, in the present invention, the second pole is canceled in the loop gain G of the inverting amplifier circuit 2 by appropriately selecting the value of the feedback capacitor Cf in the feedback circuit.
なお、帰還容量Ｃｆの値を選択することによって第２ポールを消した場合、消した第２ポールよりも高い周波数に新たなポールができることになる結果、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができるという効果が得られるのである。 When the second pole is turned off by selecting the value of the feedback capacitor Cf, a new pole is formed at a higher frequency than the turned off second pole. As a result, the bandwidth of the inverting amplifier circuit 2 can be increased. The effect that it can be obtained.
図２におけるポールを消した場合のループ利得Ｇは、式（１１）を式（１０）に代入することにより、下記のように表現できる。 The loop gain G when the pole in FIG. 2 is turned off can be expressed as follows by substituting Equation (11) into Equation (10).
図１では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 1, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
ポールを消した場合の図１における反転増幅回路２全体の伝達関数は、式（１１）を式（６’）に代入することにより、下記のようになる。 When the pole is turned off, the transfer function of the entire inverting amplifier circuit 2 in FIG. 1 is as follows by substituting Equation (11) into Equation (6 ′).
ここで、ｗ、ｘ、ｙ、ｚは各々、下記のとおりである。 Here, w, x, y, and z are as follows.
この式をさらに整理すると、下記のようになる。 This formula can be further organized as follows.
式（１１）の条件によって、式（１０’）の分母中の（１＋ｓ・τ０）を打ち消すことによって、ポールを打ち消した。しかし式（１４）の分母中には再び（１＋ｓ・τ０）が現れており、ポールを完全には打ち消し切れていないことがうかがえる。 The pole was canceled by canceling (1 + s · τ 0 ) in the denominator of the expression (10 ′) according to the condition of the expression (11). However, (1 + s · τ 0 ) appears again in the denominator of equation (14), indicating that the pole has not been completely canceled out.
図２における反転増幅回路２全体の伝達関数は、式（１１）を式（６）に代入することにより、下記のようになる。 The transfer function of the entire inverting amplifier circuit 2 in FIG. 2 is as follows by substituting equation (11) into equation (6).
ここで、ｋ、ｌ、ｍ、ｎは各々、下記のとおりである。 Here, k, l, m, and n are as follows.
ここで、図１に係る式（１４）のように分母中に再び（１＋ｓ・τ０）が現れた場合に、これを打ち消すために、図２に係る式（１３）の分子中の（１＋ｓ・Ｃｇ・Ｒｇ）の項を（１＋ｓ・τ０）と等しくする、すなわちτ０＝Ｃｇ・Ｒｇとして、下記の式を得る。 Here, when (1 + s · τ 0 ) appears again in the denominator as in the equation (14) according to FIG. 1, in order to cancel this, (1 + s ·) in the numerator of the equation (13) according to FIG. The term of Cg · Rg) is made equal to (1 + s · τ 0 ), ie, τ 0 = Cg · Rg, and the following equation is obtained.
式（１５）を式（１３）、（１３−１）、（１３−２）、（１３−３）、（１３−４）に代入して整理すると、下記のようになる。 Substituting Equation (15) into Equations (13), (13-1), (13-2), (13-3), and (13-4) and rearranging results in the following.
式（１６）の分母中にはもはや（１＋ｓ・τ０）は存在せず、ポールを完全に打ち消しきれたことがうかがえる。また式（１５）を式（１２）に代入して整理すると、下記のようになる。 (1 + s · τ 0 ) no longer exists in the denominator of Equation (16), indicating that the pole has been completely canceled. Moreover, when formula (15) is substituted into formula (12) and rearranged, the result is as follows.
帰還容量Ｃｆのみを使用する場合、帰還インピーダンスＺｆ（帰還抵抗Ｒｆと帰還容量Ｃｆの並列）は周波数が高くなるに連れて低下するが、利得抵抗Ｒｇのインピーダンスは変化しない。このため、帰還インピーダンスＺｆと利得抵抗Ｒｇの比は、周波数によって変化する。 When only the feedback capacitor Cf is used, the feedback impedance Zf (parallel of the feedback resistor Rf and the feedback capacitor Cf) decreases as the frequency increases, but the impedance of the gain resistor Rg does not change. For this reason, the ratio between the feedback impedance Zf and the gain resistor Rg varies depending on the frequency.
これに対して、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇの両方を使用して各々を式（１１）と式（１５）の容量値とする場合、帰還インピーダンスＺｆも利得インピーダンスＺｇ（帰還抵抗Ｒｇと容量Ｃｇの並列）は、共に周波数が高くなるに連れて低下するが、帰還インピーダンスＺｆと利得インピーダンスＺｇの比は変化しない。このため、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇの両方を使用すれば、より完全に第２ポールをキャンセルすることができるのである。 On the other hand, when both of the feedback capacitance Cf and the capacitance Cg are used to set the capacitance values of the equations (11) and (15), the feedback impedance Zf is also the gain impedance Zg (the feedback resistor Rg and the capacitance Cg). In parallel, the frequency decreases as the frequency increases, but the ratio between the feedback impedance Zf and the gain impedance Zg does not change. For this reason, if both the feedback capacitor Cf and the capacitor Cg are used, the second pole can be canceled more completely.
以上、図１や図２のように、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆを接続し、帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって第２ポールを打ち消し、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができることを説明した。 As described above, as shown in FIG. 1 and FIG. 2, the feedback capacitor Rf is connected in parallel to the feedback resistor Rf, and the value of the feedback capacitor Cf is appropriately selected to cancel the second pole, thereby increasing the bandwidth of the inverting amplifier circuit 2. I explained that I can plan.
すなわち、第１の実施の形態では、請求項１に対応して、電流帰還型増幅器１と、この電流帰還型増幅器１の出力側と反転入力側との間に接続した帰還抵抗Ｒｆと、を含む電流帰還型増幅回路としての反転増幅回路２において、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値に選定した帰還容量Ｃｆを、第１の容量として帰還抵抗Ｒｆに並列に接続している。これにより、反転増幅回路２としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。 That is, in the first embodiment, corresponding to claim 1, a current feedback amplifier 1 and a feedback resistor Rf connected between the output side and the inverting input side of the current feedback amplifier 1 are provided. In the inverting amplifier circuit 2 as a current feedback amplifier circuit including the feedback capacitor Cf selected so as to cancel the second pole appearing in the frequency characteristics of the open loop transimpedance of the current feedback amplifier 1, the first capacitor Is connected in parallel to the feedback resistor Rf. Thereby, it is possible to provide the inverting amplifier circuit 2 capable of realizing a wide band while maintaining the stability as the inverting amplifier circuit 2.
さらに、図２のように、利得抵抗Ｒｇに並列に容量Ｃｇを接続し、帰還容量Ｃｇの値を適切に選択することによって、より完全に第２ポールを打ち消し、反転増幅回路２の広帯域化を図ることができることを説明した。 Further, as shown in FIG. 2, by connecting a capacitor Cg in parallel with the gain resistor Rg and appropriately selecting the value of the feedback capacitor Cg, the second pole is canceled more completely, and the bandwidth of the inverting amplifier circuit 2 is increased. I explained that I can plan.
すなわち、第１の実施の形態では、請求項２に対応して、電流帰還型増幅器１の反転入力側に接続した利得抵抗Ｒｇをさらに含み、電流帰還型増幅器１の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような値に選定した容量Ｃｇを、第２の容量として利得抵抗Ｒｇに並列に接続している。これにより、反転増幅回路２としての安定性を保ちつつも、より広帯域化を実現可能な反転増幅回路２を提供できる。 That is, in the first embodiment, corresponding to claim 2, the frequency characteristic of the open loop transimpedance of the current feedback amplifier 1 is further included, further including a gain resistor Rg connected to the inverting input side of the current feedback amplifier 1. A capacitor Cg selected to cancel the second pole appearing at is connected in parallel to the gain resistor Rg as a second capacitor. Thereby, it is possible to provide the inverting amplifier circuit 2 capable of realizing a wider band while maintaining the stability as the inverting amplifier circuit 2.
〔第２の実施の形態〕
図５および図６は、本発明を適用した、電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。図１０には、従来技術による、電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示しており、本発明に係る図５および図６と対比することによって、本発明の効果を説明する。
[Second Embodiment]
5 and 6 show a non-inverting amplifier circuit 2 ′ using the current feedback amplifier 1 to which the present invention is applied. FIG. 10 shows a non-inverting amplifier circuit 2 ′ using a current feedback amplifier 1 according to the prior art. The effect of the present invention will be described by comparing with FIGS. 5 and 6 according to the present invention. .
以下、反転増幅回路２に係る第１の実施の形態（図１、図２および図９）との共通点は記載を省略し、相違点を中心に説明する。また、第２の実施の形態において、特記無き場合は図５、図６および図１０の共通事項である。 In the following, the description of what is common with the first embodiment (FIGS. 1, 2 and 9) related to the inverting amplifier circuit 2 will be omitted, and differences will be mainly described. Further, in the second embodiment, unless otherwise specified, the items are common to FIG. 5, FIG. 6, and FIG.
第２の実施の形態では、非反転増幅回路２’への入力電圧Ｖinが、非反転入力電圧Ｖnonとして電流帰還型増幅器１の非反転入力端子に印加され、接地点と電流帰還型増幅器１の反転入力端子との間に、利得抵抗Ｒｇが接続されている。図５および図６では、帰還抵抗Ｒｆと並列に帰還容量Ｃｆが接続され、図６では、利得抵抗Ｒｇと並列に容量Ｃｇが接続されている。それ以外の構成は、第１の実施の形態と共通している。 In the second embodiment, the input voltage Vin to the non-inverting amplifier circuit 2 ′ is applied to the non-inverting input terminal of the current feedback amplifier 1 as the non-inverting input voltage Vnon, and the ground point and the current feedback amplifier 1 A gain resistor Rg is connected between the inverting input terminal. 5 and 6, a feedback capacitor Cf is connected in parallel with the feedback resistor Rf. In FIG. 6, a capacitor Cg is connected in parallel with the gain resistor Rg. Other configurations are the same as those in the first embodiment.
図６において、利得抵抗Ｒｇと容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、下記の関係が成立する。 In FIG. 6, when attention is paid to the current flowing through the gain resistor Rg and the capacitor Cg, the following relationship is established.
図５では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 5, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
図１０では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 10, since the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the following relationship is established.
非反転増幅回路２’ではＶnon＝Ｖinなので、式（３）’と、前出の式（４）、式（５）から、図６における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 Since Vnon = Vin in the non-inverting amplifier circuit 2 ′, the transfer function of the entire non-inverting amplifier circuit 2 ′ in FIG. 6 is obtained from the equation (3) ′, the above equations (4), and (5). It becomes as follows.
ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは各々、前出の式（６−１）〜式（６−４）と同様である。 Here, a, b, c, and d are the same as the above-mentioned formulas (6-1) to (6-4), respectively.
容量Ｃｇ＝０の場合の式（３’）’と、前出の式（４）、式（５）から、図５における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 When the transfer function of the entire non-inverting amplifier circuit 2 ′ in FIG. 5 is obtained from the equation (3 ′) ′ in the case of the capacitance Cg = 0 and the above equations (4) and (5), Become.
ここで、ａ’、ｂ’、ｃ、ｄは各々、前出の式（６’−１）、式（６’−２）、式（６−３）、式（６−４）と同様である。 Here, a ′, b ′, c, and d are the same as the above formula (6′-1), formula (6′-2), formula (6-3), and formula (6-4), respectively. is there.
容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０の場合の式（３”）’と、前出の式（４）、式（５）から、図１０における非反転増幅回路２’全体の伝達関数を求めると、下記のようになる。 From the equation (3 ″) ′ when the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, and the above equations (4) and (5), the transfer function of the entire non-inverting amplifier circuit 2 ′ in FIG. 10 is obtained. And the following.
ここで、ｂ”、ｃ”、ｄは各々、前出の式（６”−２）、式（６”−３）、式（６−４）と同様である。 Here, b ″, c ″, and d are the same as the above formula (6 ″ -2), formula (6 ″ -3), and formula (6-4), respectively.
図５の非反転増幅回路２’のループ利得は、図１３のような測定回路を用いて求めることができる。 The loop gain of the non-inverting amplifier circuit 2 'shown in FIG. 5 can be obtained using a measurement circuit as shown in FIG.
利得抵抗Ｒｇや容量Ｃｇに流れる電流に注目すると、図６において下記の関係が成立する。 When attention is paid to the current flowing through the gain resistor Rg and the capacitor Cg, the following relationship is established in FIG.
図５では、容量Ｃｇ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 5, since the capacitance Cg = 0, the following relationship is established.
図１０では、容量Ｃｇ＝０、帰還容量Ｃｆ＝０なので、下記の関係が成立する。 In FIG. 10, since the capacitance Cg = 0 and the feedback capacitance Cf = 0, the following relationship is established.
図６におけるループ利得Ｇは前出の式（１０）と同様であり、図５におけるループ利得Ｇは前出の式（１０’）と同様であり、図１０におけるループ利得Ｇは前出の式（１０”）と同様である。またポールを打ち消す帰還容量Ｃｆは前出の式（１１）と同様であり、図６および図５において帰還容量Ｃｆの値によってポールを消した場合のループ利得Ｇは各々、前出の式（１２）、式（１２’）と同様である。このことから、非反転増幅回路２’においても、反転増幅回路２と同様に、帰還容量Ｃｆによってポールを消すことができ、さらに容量Ｃｇによって、より完全にポールを消すことができることがわかる。 The loop gain G in FIG. 6 is the same as the above formula (10), the loop gain G in FIG. 5 is the same as the above formula (10 ′), and the loop gain G in FIG. The feedback capacitance Cf for canceling the pole is the same as in the above equation (11), and the loop gain G when the pole is canceled by the value of the feedback capacitance Cf in FIGS. Are the same as the above-described equations (12) and (12 ′), and therefore, in the non-inverting amplifier circuit 2 ′, as in the inverting amplifier circuit 2, the pole is eliminated by the feedback capacitor Cf. It can be seen that the pole can be turned off more completely by the capacitance Cg.
ポールを消した場合の図５における非反転増幅回路２’全体の伝達関数は、前出の式（１１）を前出の式（６’）’に代入することにより、下記のようになる。 The transfer function of the whole non-inverting amplifier circuit 2 'in FIG. 5 when the pole is turned off is as follows by substituting the above equation (11) into the above equation (6') '.
ここで、ｗ、ｘ、ｙ、ｚは各々、前出の式（１３’−１）〜式（１３’−４）と同様である。この式をさらに整理すると、下記のようになる。 Here, w, x, y, and z are the same as those in the above formulas (13′-1) to (13′-4), respectively. This formula can be further organized as follows.
前出の式（１１）の条件でポールを打ち消したが、式（１４）’の分母中には再び（１＋ｓ・τ０）が現れており、ポールを完全には打ち消し切れていないことがうかがえる。 Although the pole was canceled under the condition of the expression (11), (1 + s · τ 0 ) appears again in the denominator of the expression (14) ′, indicating that the pole has not been completely canceled. .
図６における非反転増幅回路２’全体の伝達関数は、前出の式（１１）を前出の式（６）’に代入することにより、下記のようになる。 The transfer function of the entire non-inverting amplifier circuit 2 'in FIG. 6 is as follows by substituting the above equation (11) into the above equation (6)'.
ここで、ｋ、ｌ、ｍ、ｎは各々、前出の式（１３−１）〜式（１３−４）と同様である。 Here, k, l, m, and n are the same as the above-mentioned formulas (13-1) to (13-4), respectively.
ここで、図５に係る前出の式（１４）’のように分母中に再び（１＋ｓ・τ０）が現れた場合に、これを打ち消すために、τ０＝Ｃｇ・Ｒｇ、すなわち前出の式（１５）として、式（１３）’の分子をＴｚ＿０（Ｒｆ＋Ｒｇ）（１＋ｓ・τ０）とする。 Here, when (1 + s · τ 0 ) appears again in the denominator as in the above-described equation (14) ′ according to FIG. 5, in order to cancel this, τ 0 = Cg · Rg, that is, As the formula (15), the numerator of the formula (13) ′ is Tz — 0 (Rf + Rg) (1 + s · τ 0 ).
前出の式（１５）を前出の式（１３）’、（１３−１）、（１３−２）、（１３−３）、（１３−４）に代入して整理すると、下記のようになる。 Substituting the above formula (15) into the above formulas (13) ′, (13-1), (13-2), (13-3), and (13-4), and rearranging, the following is obtained. become.
式（１６）’の分母中にはもはや（１＋ｓ・τ０）は存在せず、ポールを完全に打ち消しきれたことがうかがえる。 (1 + s · τ 0 ) no longer exists in the denominator of equation (16) ′, indicating that the pole has been completely canceled.
ループ利得Ｇは、前出の式（１７）と同様である。 The loop gain G is the same as in the above equation (17).
以上、非反転増幅回路２’においても反転増幅回路２と同様、図５や図６のように、帰還抵抗Ｒｆに並列に帰還容量Ｃｆを接続し、帰還容量Ｃｆの値を適切に選択することによって第２ポールを打ち消し、非反転増幅回路２’の広帯域化を図ることができることを説明した。 As described above, in the non-inverting amplifier circuit 2 ′, similarly to the inverting amplifier circuit 2, as shown in FIGS. 5 and 6, the feedback capacitor Cf is connected in parallel to the feedback resistor Rf, and the value of the feedback capacitor Cf is appropriately selected. As described above, it is possible to cancel the second pole and to increase the bandwidth of the non-inverting amplifier circuit 2 ′.
すなわち、第２の実施の形態では、請求項１に対応した電流帰還型増幅回路としての非反転増幅回路２’を示しており、非反転増幅回路２’としての安定性を保ちつつも、広帯域化を実現可能な非反転増幅回路２’を提供できる。 That is, in the second embodiment, a non-inverting amplifier circuit 2 ′ as a current feedback amplifier circuit corresponding to claim 1 is shown, and while maintaining stability as the non-inverting amplifier circuit 2 ′, a wideband It is possible to provide a non-inverting amplifier circuit 2 ′ that can be realized.
さらに、非反転増幅回路２’においても反転増幅回路２と同様、図６のように、利得抵抗Ｒｇに並列に容量Ｃｇを接続し、帰還容量Ｃｇの値を適切に選択することによって、より完全に第２ポールを打ち消し、非反転増幅回路２’の広帯域化を図ることができることを説明した。 Further, in the non-inverting amplifier circuit 2 ′, similarly to the inverting amplifier circuit 2, a capacitor Cg is connected in parallel to the gain resistor Rg and the value of the feedback capacitor Cg is appropriately selected as shown in FIG. As described above, it is possible to cancel the second pole and to increase the bandwidth of the non-inverting amplifier circuit 2 ′.
すなわち、第２の実施の形態では、請求項２に対応した電流帰還型増幅回路としての非反転増幅回路２’を示しており、非反転増幅回路２’としての安定性を保ちつつも、より広帯域化を実現可能な非反転増幅回路２’を提供できる。 That is, in the second embodiment, a non-inverting amplifier circuit 2 ′ as a current feedback amplifier circuit corresponding to claim 2 is shown, and while maintaining stability as the non-inverting amplifier circuit 2 ′, A non-inverting amplifier circuit 2 ′ capable of realizing a wide band can be provided.
〔第３の実施の形態〕
図３は第１の実施の形態のさらなる変形例を示しており、図７は第２の実施の形態のさらなる変形例を示している。いずれも、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路を、利得抵抗Ｒｇに並列に追加したものである。（容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の接続位置は逆でもよく、直列に接続されていればよい。）
[Third Embodiment]
FIG. 3 shows a further modification of the first embodiment, and FIG. 7 shows a further modification of the second embodiment. In either case, a series circuit of a capacitor Cg and a resistor Rg ′ is added in parallel to the gain resistor Rg. (The connection position of the capacitor Cg and the resistor Rg ′ may be reversed as long as they are connected in series.)
なお、図３は図１や図２と同様に電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、図７は図５や図６と同様に電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。 3 shows the inverting amplifier circuit 2 using the current feedback amplifier 1 as in FIGS. 1 and 2, and FIG. 7 shows the non-inverting amplifier circuit 2 using the current feedback amplifier 1 as in FIGS. An inverting amplifier circuit 2 ′ is shown.
まず、第１の実施の形態に係る図２の反転増幅回路２では、高い周波数において入力インピーダンスが低下するという問題が生じうる。すなわち、図２において、容量Ｃｇは反転増幅回路２の入力端子と電流帰還型増幅器１の反転入力との間に接続されている。容量Ｃｇのインピーダンスは、周波数が高くなるに連れて低下する。一方、電流帰還型増幅器１の反転入力は低インピーダンスである。このため、高い周波数において入力インピーダンスが低下することになる。 First, in the inverting amplifier circuit 2 of FIG. 2 according to the first embodiment, there is a problem that the input impedance is lowered at a high frequency. That is, in FIG. 2, the capacitor Cg is connected between the input terminal of the inverting amplifier circuit 2 and the inverting input of the current feedback amplifier 1. The impedance of the capacitor Cg decreases as the frequency increases. On the other hand, the inverting input of the current feedback amplifier 1 has a low impedance. For this reason, the input impedance is lowered at a high frequency.
これに対して、第３の実施の形態に係る図３においては、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’が接続されているので、高い周波数において容量Ｃｇのインピーダンスが低下しても、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｇ’より低くなることがない。このため、高い周波数における反転増幅回路２の入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができる。 On the other hand, in FIG. 3 according to the third embodiment, since the resistor Rg ′ is connected in series with the capacitor Cg, even if the impedance of the capacitor Cg decreases at a high frequency, the capacitor Cg and the resistor The impedance of the series circuit of Rg ′ is never lower than the resistance Rg ′. For this reason, it is possible to prevent a decrease in input impedance of the inverting amplifier circuit 2 at a high frequency.
また、第２の実施の形態に係る図６の非反転増幅回路２’では、高い周波数において電流帰還型増幅器１が正常に動作できなくなる可能性がある。電流帰還型増幅器１の反転入力は、電流帰還型増幅器１の内部では、入力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器１を示す大きな三角の中、左側の「×１」部）３の出力となっている。図６において、容量Ｃｇは接地点と電流帰還型増幅器１の反転入力との間に接続されており、容量Ｃｇのインピーダンスは周波数が高くなるに連れて低下するので、高い周波数では入力バッファ増幅器３の能力を超えてしまう可能性がある。 Further, in the non-inverting amplifier circuit 2 ′ of FIG. 6 according to the second embodiment, there is a possibility that the current feedback amplifier 1 cannot operate normally at a high frequency. The inverting input of the current feedback amplifier 1 is the output of the input buffer amplifier (the “× 1” portion on the left side of the large triangle indicating the current feedback amplifier 1) 3 inside the current feedback amplifier 1. . In FIG. 6, the capacitor Cg is connected between the ground point and the inverting input of the current feedback amplifier 1, and the impedance of the capacitor Cg decreases as the frequency increases. There is a possibility of exceeding the ability of.
これに対して、第３の実施の形態に係る図７においては、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’が接続されているので、高い周波数において容量Ｃｇのインピーダンスが低下しても、容量Ｃｇと抵抗Ｒｇ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｇ’より低くなることがない。このため、高い周波数において入力バッファ増幅器３の能力を超えないようにできる。 On the other hand, in FIG. 7 according to the third embodiment, since the resistor Rg ′ is connected in series with the capacitor Cg, even if the impedance of the capacitor Cg decreases at a high frequency, the capacitor Cg and the resistor The impedance of the series circuit of Rg ′ is never lower than the resistance Rg ′. For this reason, it is possible to avoid exceeding the capacity of the input buffer amplifier 3 at a high frequency.
このような効果は反転増幅回路２においても同様であり、抵抗Ｒｇ’によって、増幅回路である反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させる効果を有している。 Such an effect is the same also in the inverting amplifier circuit 2, and has the effect of improving the stability of the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 'which are amplifier circuits by the resistor Rg'.
以上のように、第３の実施の形態では、請求項３に対応して、容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’を接続した反転増幅回路２や非反転増幅回路２’を示している。これにより、高い周波数における入力インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、入力バッファ増幅器３の能力を超えないように電流帰還型増幅器１を動作させて、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させることが可能になる。 As described above, in the third embodiment, the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ in which the resistor Rg ′ is connected in series with the capacitor Cg are shown corresponding to claim 3. As a result, the reduction of the input impedance at a high frequency can be stopped, and the current feedback amplifier 1 is operated so as not to exceed the capacity of the input buffer amplifier 3, and the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ' It becomes possible to improve the stability.
〔第４の実施の形態〕
図４は第１の実施の形態のさらなる変形例を示しており、図８は第２の実施の形態のさらなる変形例を示している。いずれも、帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の直列回路を、帰還抵抗Ｒｆに並列に追加したものである。（帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の接続位置は逆でもよく、直列に接続されていればよい。）
[Fourth Embodiment]
FIG. 4 shows a further modification of the first embodiment, and FIG. 8 shows a further modification of the second embodiment. In either case, a series circuit of a feedback capacitor Cf and a resistor Rf ′ is added in parallel to the feedback resistor Rf. (The connection position of the feedback capacitor Cf and the resistor Rf ′ may be reversed, and may be connected in series.)
なお、図４は図１や図２と同様に電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２を示しており、図８は図５や図６と同様に電流帰還型増幅器１を用いた非反転増幅回路２’を示している。 4 shows the inverting amplifier circuit 2 using the current feedback amplifier 1 as in FIGS. 1 and 2, and FIG. 8 shows the non-inverting amplifier circuit 2 using the current feedback amplifier 1 as in FIGS. An inverting amplifier circuit 2 ′ is shown.
まず、第１の実施の形態に係る図１の反転増幅回路２や、第２の実施の形態に係る図５の非反転増幅回路２’においては、周波数が高くなるに連れて帰還容量Ｃｆのインピーダンスが低下するため、帰還インピーダンスが低下する。電流帰還型増幅器１内部の出力バッファ増幅器（電流帰還型増幅器を示す大きな三角の中、右側の「×１」）５にとっては、帰還インピーダンスも負荷であり、帰還インピーダンスは周波数が高くなるに連れて低下するので、高い周波数では出力バッファ増幅器５の能力を超えてしまう可能性がある。 First, in the inverting amplifier circuit 2 of FIG. 1 according to the first embodiment and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ of FIG. 5 according to the second embodiment, the feedback capacitance Cf increases as the frequency increases. Since the impedance is lowered, the feedback impedance is lowered. For the output buffer amplifier (the right triangle “× 1” in the large triangle indicating the current feedback amplifier) 5 inside the current feedback amplifier 1, the feedback impedance is also a load, and the feedback impedance increases as the frequency increases. Therefore, there is a possibility that the capacity of the output buffer amplifier 5 may be exceeded at a high frequency.
これに対して、第４の実施の形態に係る図４や図８においては、帰還容量Ｃｆに直列に抵抗Ｒｆ’が接続されているので、高い周波数において帰還容量Ｃｆのインピーダンスが低下しても、帰還容量Ｃｆと抵抗Ｒｆ’の直列回路のインピーダンスは抵抗Ｒｆ’より低くなることがない。このため、高い周波数において出力バッファ増幅器５の能力を超えないようにできる。 On the other hand, in FIGS. 4 and 8 according to the fourth embodiment, since the resistor Rf ′ is connected in series with the feedback capacitor Cf, even if the impedance of the feedback capacitor Cf decreases at a high frequency. The impedance of the series circuit of the feedback capacitor Cf and the resistor Rf ′ does not become lower than that of the resistor Rf ′. For this reason, it is possible not to exceed the capacity of the output buffer amplifier 5 at a high frequency.
この結果、抵抗Ｒｆ’を追加する第４の実施の形態では、増幅回路である反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させるという効果を有している。 As a result, the fourth embodiment in which the resistor Rf ′ is added has the effect of improving the stability of the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ that are amplifier circuits.
また第４の実施の形態は、必要に応じて第３の実施の形態と併用することができる。 The fourth embodiment can be used in combination with the third embodiment as necessary.
以上のように、第４の実施の形態では、請求項４に対応して、帰還容量Ｃｆに直列に抵抗Ｒｆ’を接続した反転増幅回路２や非反転増幅回路２’を示している。これにより、高い周波数における帰還インピーダンスの低下に歯止めをかけることができ、出力バッファ増幅器５の能力を超えないように電流帰還型増幅器１を動作させて、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の安定性を向上させることが可能になる。 As described above, in the fourth embodiment, the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ in which the resistor Rf ′ is connected in series with the feedback capacitor Cf are shown corresponding to claim 4. As a result, the reduction of the feedback impedance at a high frequency can be stopped, the current feedback amplifier 1 is operated so as not to exceed the capability of the output buffer amplifier 5, and the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ are operated. It becomes possible to improve the stability.
〔第５の実施の形態〕
第５の実施の形態では、図２や図６の電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’において、周波数特性の任意の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を得る例を示す。
[Fifth Embodiment]
In the fifth embodiment, in the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ using the current feedback amplifier 1 of FIG. 2 and FIG. An example to get is shown.
第５の実施の形態は、第３の実施の形態による図３や図７の電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’に適用することも可能である。 The fifth embodiment can also be applied to the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 'using the current feedback amplifier 1 of FIGS. 3 and 7 according to the third embodiment.
まず、２次のローパスフィルタの伝達関数は、下記のように表すことができる。 First, the transfer function of the second-order low-pass filter can be expressed as follows.
ここで、Ａ０は直流における利得、ω０’はローパスフィルタの遮断周波数、ＱはローパスフィルタのＱ値である。 Here, A0 is the gain at DC, ω0 'is the cutoff frequency of the low-pass filter, and Q is the Q value of the low-pass filter.
ローパスフィルタの特性の代表的な例として、ベッセル特性やバターワース特性において、Ｑ値は各々下記のとおりである。 As typical examples of the characteristics of the low-pass filter, in the Bessel characteristics and the Butterworth characteristics, the Q values are as follows.
ポールを打ち消したときの図２の反転増幅回路２の伝達関数は、前出の式（１６）である。式（１６）と式（１８）を解くと、下記のようになる。 When the pole is canceled, the transfer function of the inverting amplifier circuit 2 of FIG. 2 is the above-described equation (16). Solving equations (16) and (18) gives the following.
ベッセル特性の式（１９）のＱ値を式（２２）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると、下記のようになる。 When the Q value of the Bessel characteristic equation (19) is given to the equation (22) and these equations are solved to obtain Rf, the following is obtained.
Ｃｆは、式（１１）と式（２４）のＲｆの値から求めることができる。Ｒｇは式（２３）とＲｆの値から求めることができ、Ｃｇは式（１５）とＲｇの値から求めることができる。 Cf can be obtained from the value of Rf in the equations (11) and (24). Rg can be obtained from the value of Expression (23) and Rf, and Cg can be obtained from the value of Expression (15) and Rg.
すなわち、Ｒｆ、Ｃｆ、Ｒｇ、Ｃｇをこのように選択すると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、ベッセル特性にすることができる。 That is, when Rf, Cf, Rg, and Cg are selected in this way, the shoulder characteristic of the frequency characteristic (characteristic as a low-pass filter) can be changed to the Bessel characteristic.
バターワース特性の式（２０）のＱ値を式（２２）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると下記のようになり、さらにＣｆ、Ｒｇ、Ｃｇを同様に求めた値にすると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、バターワース特性にすることができる。 When the Q value of the Butterworth characteristic equation (20) is given to the equation (22) and these equations are solved to obtain Rf, the following is obtained. Further, when Cf, Rg, and Cg are similarly obtained, The shoulder characteristic of the frequency characteristic (characteristic as a low-pass filter) can be changed to the Butterworth characteristic.
一方、ポールを打ち消した時の図６の非反転増幅回路２’の伝達関数は、前出の式（１６’）である。式（１６’）と式（１８）を解くと、下記のようになる。 On the other hand, the transfer function of the non-inverting amplifier circuit 2 'shown in FIG. 6 when the pole is canceled is the above equation (16'). Solving Equation (16 ') and Equation (18) gives the following.
ベッセル特性の式（１９）のＱ値を式（２２’）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると、下記のようになる。 When the Q value of the Bessel characteristic equation (19) is given to the equation (22 ') and these equations are solved to obtain Rf, the following is obtained.
Ｃｆは、式（１１）と式（２４’）のＲｆの値から求めることができる。Ｒｇは式（２３’）とＲｆの値から求めることができ、Ｃｇは式（１５）とＲｇの値から求めることができる。すなわち、Ｒｆ、Ｃｆ、Ｒｇ、Ｃｇをこのように選択すると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、ベッセル特性にすることができる。 Cf can be obtained from the value of Rf in the equations (11) and (24 '). Rg can be obtained from the value of Expression (23 ') and Rf, and Cg can be obtained from the value of Expression (15) and Rg. That is, when Rf, Cf, Rg, and Cg are selected in this way, the shoulder characteristic of the frequency characteristic (characteristic as a low-pass filter) can be changed to the Bessel characteristic.
バターワース特性の式（２０）のＱ値を式（２２’）に与えて、これらの式を解いてＲｆを求めると下記のようになり、さらにＣｆ、Ｒｇ、Ｃｇを同様に求めた値にすると、周波数特性の肩特性（ローパスフィルタとしての特性）を、バターワース特性にすることができる。 By giving the Q value of Butterworth's characteristic equation (20) to equation (22 ′) and solving these equations to obtain Rf, it becomes as follows. Further, when Cf, Rg, and Cg are similarly obtained, The shoulder characteristic of the frequency characteristic (characteristic as a low-pass filter) can be changed to the Butterworth characteristic.
上記では、ローパスフィルタの特性の代表的なものとして、ベッセル特性とバターワース特性を例示した。第５の実施の形態によれば、Ｑ値は任意に選択することができるので、図２や図６の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、その増幅回路の広帯域化を図りつつも、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能である。 In the above, the Bessel characteristic and the Butterworth characteristic are exemplified as typical characteristics of the low-pass filter. According to the fifth embodiment, since the Q value can be arbitrarily selected, in the amplifier circuit using the current feedback amplifier 1 of FIG. 2 or FIG. It is possible to obtain a shoulder characteristic having a desired frequency characteristic.
なお、帰還容量Ｃｆを使用するが容量Ｃｇは使用しない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択するとともに、帰還容量Ｃｆは第２ポールを打ち消す容量値から若干ずらすことによって、図１や図５の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、その増幅回路の広帯域化を概ね図りつつも、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能である。 When the feedback capacitor Cf is used but the capacitor Cg is not used, the feedback resistor Rf and the gain resistor Rg are appropriately selected, and the feedback capacitor Cf is slightly shifted from the capacitance value that cancels out the second pole, so that FIG. In the amplifier circuit using the current feedback amplifier 1 of FIG. 5, it is possible to obtain a shoulder characteristic having a desired frequency characteristic while substantially widening the bandwidth of the amplifier circuit.
また、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇも使用しない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択することによって、図９や図１０の電流帰還型増幅器１を用いた増幅回路において、所望の周波数特性の肩特性を得ることができる場合がある。 When neither the feedback capacitor Cf nor the capacitor Cg is used, a desired frequency can be obtained in the amplifier circuit using the current feedback amplifier 1 of FIGS. 9 and 10 by appropriately selecting the feedback resistor Rf and the gain resistor Rg. A shoulder characteristic can be obtained.
以上のように、第５の実施の形態では、請求項５に対応して、ローパスフィルタのＱ値を考慮して、少なくとも帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を選択することにより、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性において所望の肩特性を得る構成を示している。これにより、電流帰還型増幅器１を用いた反転増幅回路２や非反転増幅回路２’として、所望の周波数特性の肩特性を得ることが可能になる。 As described above, in the fifth embodiment, in correspondence with claim 5, by considering the Q value of the low-pass filter and selecting at least the resistance value of the feedback resistor Rf, A configuration for obtaining a desired shoulder characteristic in the frequency characteristic of the inverting amplifier circuit 2 ′ is shown. This makes it possible to obtain a shoulder characteristic having a desired frequency characteristic as the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ using the current feedback amplifier 1.
〔第６の実施の形態〕
第６の実施の形態では、第１の実施の形態から第３の実施の形態、および第５の実施の形態によって得られる、特性の例を示す。
[Sixth Embodiment]
In the sixth embodiment, examples of characteristics obtained by the first to third embodiments and the fifth embodiment will be described.
図１４にはループ利得特性の例、図１５と図１６には反転増幅回路２の特性例、図１７と図１８には非反転増幅回路２’の特性例、図１９にはさらなる反転増幅回路２の特性例を示す。特性としてはいずれも、利得の周波数特性と位相の周波数特性を示す。 FIG. 14 shows an example of loop gain characteristics, FIGS. 15 and 16 show characteristics of the inverting amplifier circuit 2, FIGS. 17 and 18 show characteristics of the non-inverting amplifier circuit 2 ′, and FIG. 19 shows a further inverting amplifier circuit. 2 shows an example of characteristics. As the characteristics, both frequency characteristics of gain and frequency characteristics of phase are shown.
まず図１４では、ポールの時定数τ０を１／（２・π・１００［ＭＨｚ］）、利得が−２の反転増幅回路２において、ベッセル特性とした場合のループ利得特性の例を示す。 First, FIG. 14 shows an example of the loop gain characteristic when the pole time constant τ 0 is 1 / (2 · π · 100 [MHz]) and the gain is −2 in the case of the Bessel characteristic.
帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択することによって、ベッセル特性としている。ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］未満は２０［ｄＢ／ｄｅｃ］、１００［ＭＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。位相の周波数特性においては、ポールの時定数τ０である１００［ＭＨｚ］において、４５［ｄｅｇ］を示している。 When neither the feedback capacitor Cf nor the capacitor Cg is provided, the Bessel characteristic is obtained by appropriately selecting the feedback resistor Rf and the gain resistor Rg. In the frequency characteristics of the loop gain G, less than 100 [MHz] indicates 20 [dB / dec], and above 100 [MHz] indicates 40 [dB / dec]. In the frequency characteristics of the phase, 45 [deg] is shown at 100 [MHz], which is the time constant τ 0 of the pole.
帰還容量Ｃｆあり容量Ｃｇなしの場合は、帰還抵抗Ｒｆおよび利得抵抗Ｒｇを適切に選択するとともに、帰還容量Ｃｆは第２ポールを打ち消す容量値から若干ずらすことによって、ベッセル特性としている。ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］未満は２０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。しかしこの場合は、式（１４）や式（１４）’で説明したように、完全にポールを消しきれていないため、１［ＧＨｚ］超あたりまで２０［ｄＢ／ｄｅｃ］と４０［ｄＢ／ｄｅｃ］の間の傾斜を示しており、１．数［ＧＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。 When the feedback capacitor Cf is present and the capacitor Cg is not present, the feedback resistor Rf and the gain resistor Rg are appropriately selected, and the feedback capacitor Cf has a Bessel characteristic by being slightly shifted from the capacitance value that cancels the second pole. In the frequency characteristics of the loop gain G, less than 100 [MHz] indicates 20 [dB / dec]. However, in this case, as explained in the equations (14) and (14) ′, the pole is not completely extinguished, so 20 [dB / dec] and 40 [dB / dec] up to around 1 [GHz]. ] And the slope between Above a few [GHz], 40 [dB / dec] is indicated.
帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いてベッセル特性とした場合は、式（１６）や式（１６）’で説明したように、ループ利得Ｇの周波数特性において、１００［ＭＨｚ］付近のポールは完全に消えており、数百［ＭＨｚ］近辺まで２０［ｄＢ／ｄｅｃ］、１［ＧＨｚ］超では４０［ｄＢ／ｄｅｃ］を示している。すなわちループ利得Ｇの周波数特性は、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いない場合の約１００［ＭＨｚ］に対して、数百［ＭＨｚ］までのびている。位相の周波数特性においては、６百数十［ＭＨｚ］にて４５［ｄｅｇ］を示しており、ポールの時定数τ０に係る周波数の約１００［ＭＨｚ］に対して、６倍強の広帯域化が実現されている様子がわかる。 When the Bessel characteristic is formed using the feedback capacitance Cf and the capacitance Cg, as described in the equations (16) and (16) ′, in the frequency characteristic of the loop gain G, the pole near 100 [MHz] is completely It has disappeared, and 20 [dB / dec] up to several hundreds [MHz], and 40 [dB / dec] is shown above 1 [GHz]. That is, the frequency characteristic of the loop gain G extends to several hundreds [MHz] from about 100 [MHz] when the feedback capacitor Cf and the capacitor Cg are not used. In the frequency characteristics of the phase, 45 [deg] is shown at 6 hundred and several tens [MHz], and the bandwidth is about 6 times larger than about 100 [MHz] of the frequency related to the time constant τ 0 of the pole. You can see how is realized.
図１５と図１６には利得が−２の反転増幅回路２の特性例を、図１７と図１８には利得が２の非反転増幅回路２’の特性例を示している。図１５と図１７にはベッセル特性とした場合の特性例を、図１６と図１８にはバターワース特性とした場合の特性例を示している。また図１９には、利得を−１０と大きくした反転増幅回路２において、ベッセル特性とした場合の特性例を示している。 FIGS. 15 and 16 show characteristic examples of the inverting amplifier circuit 2 having a gain of −2, and FIGS. 17 and 18 show characteristic examples of the non-inverting amplifier circuit 2 ′ having a gain of 2. 15 and 17 show characteristic examples when the Bessel characteristic is used, and FIGS. 16 and 18 show characteristic examples when the Butterworth characteristic is used. Further, FIG. 19 shows a characteristic example in the case of a Bessel characteristic in the inverting amplifier circuit 2 having a gain as large as −10.
図１５と図１６においては、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合に対して、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合には数倍の広帯域化が実現されており、この効果はベッセル特性としてもバターワース特性としても差がないことがわかる。 In FIGS. 15 and 16, compared with the case where there is no feedback capacitance Cf and no capacitance Cg, the use of the feedback capacitance Cf and the capacitance Cg realizes several times wider bandwidth, and this effect is expressed as a Bessel characteristic. It can be seen that there is no difference in Butterworth characteristics.
また図１７と図１８においては同様に、十倍前後の広帯域化が実現されていることがわかる。なお、図１５と図１６の利得が−２の反転増幅回路２では、帰還抵抗Ｒｆは利得抵抗Ｒｇの２倍の値であるのに対して、図１７と図１８の利得が２の非反転増幅回路２’では、帰還抵抗Ｒｆと利得抵抗Ｒｇの値は同じである。広帯域化効果に差が出たのは、このためである。 Similarly, in FIGS. 17 and 18, it can be seen that a bandwidth increase of about 10 times is realized. In the inverting amplifier circuit 2 having a gain of −2 in FIGS. 15 and 16, the feedback resistor Rf is twice the value of the gain resistor Rg, whereas the gain in FIGS. 17 and 18 is a non-inverted gain of 2. In the amplifier circuit 2 ′, the values of the feedback resistor Rf and the gain resistor Rg are the same. This is the reason why there is a difference in the broadband effect.
利得を大きくした図１９においては同様に、４倍弱の広帯域化となっている。図１５と比較すると、利得を大きくしても広帯域化効果はさほど劣化していないことがわかる。 Similarly, in FIG. 19 in which the gain is increased, the bandwidth is slightly less than four times. Compared with FIG. 15, it can be seen that even if the gain is increased, the wideband effect is not deteriorated so much.
〔第７の実施の形態〕
第７の実施の形態では、市販されている電流帰還型増幅器ＩＣと、抵抗、容量の組み合わせによる電流帰還型増幅回路の特性を、回路シミュレータによって求めた例を示す。
[Seventh Embodiment]
In the seventh embodiment, an example is shown in which the characteristics of a commercially available current feedback amplifier IC and a current feedback amplifier circuit with a combination of resistance and capacitance are obtained by a circuit simulator.
これに対して第６の実施の形態では、前出の数式に具体的な値を与えて特性を求めたものである。 On the other hand, in the sixth embodiment, the characteristic is obtained by giving a specific value to the above formula.
図２０には振幅および位相の周波数特性例を示し、図２１にはパルス応答波形例を示している。 FIG. 20 shows an example of frequency characteristics of amplitude and phase, and FIG. 21 shows an example of a pulse response waveform.
図２０および図２１では、前述の電流帰還型増幅器１として同一の電流帰還型増幅器ＩＣを使用しており、利得が５の非反転増幅回路２’の出力に１／２のアッテネータを接続して、仕上がり利得を２．５倍（約８［ｄＢ］）としている。また図２０および図２１では、電流帰還型増幅器ＩＣの出力で２［Ｖｐ−ｐ］を得て、アッテネータ出力で１［Ｖｐ−ｐ］となっているときの特性を例示している。 20 and 21, the same current feedback amplifier IC is used as the current feedback amplifier 1, and a 1/2 attenuator is connected to the output of the non-inverting amplifier circuit 2 ′ having a gain of 5. The finished gain is 2.5 times (approximately 8 [dB]). 20 and 21 illustrate characteristics when 2 [Vp-p] is obtained from the output of the current feedback amplifier IC and 1 [Vp-p] is obtained from the attenuator output.
図２０において、実線のトレースは利得（左軸目盛）を、点線のトレースは位相（右軸目盛）を示している。 In FIG. 20, the solid line trace shows the gain (left axis scale), and the dotted line trace shows the phase (right axis scale).
トレースＡは、帰還容量Ｃｆも容量Ｃｇもない場合であり、帯域幅（−３［ｄＢ］点）は約１５５［ＭＨｚ］である。 The trace A is a case where neither the feedback capacitor Cf nor the capacitor Cg is present, and the bandwidth (−3 [dB] point) is about 155 [MHz].
トレースＢは、帰還容量Ｃｆあり容量Ｃｇなしの場合であり、帯域幅は約３０５［ＭＨｚ］と、約２倍広帯域となっている。 The trace B is a case where there is a feedback capacitor Cf and no capacitor Cg, and the bandwidth is about 305 [MHz], which is about twice as wide.
トレースＣは、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合であり、帯域幅は約５１５［ＭＨｚ］と、３倍以上広帯域となっている。 The trace C is a case where the feedback capacitor Cf and the capacitor Cg are used, and the bandwidth is about 515 [MHz], which is three times or more wide.
トレースＤは、帰還容量Ｃｆと容量Ｃｇを用いた場合において、さらに容量Ｃｇに直列に抵抗Ｒｇ’を追加した場合（第３の実施の形態、図７に相当）である。トレースＤの帯域幅は約４５０［ＭＨｚ］であり、抵抗Ｒｇ’を追加した場合でも帯域幅はあまり劣化しないことがわかる。 The trace D is a case where a resistor Rg ′ is further added in series with the capacitor Cg when the feedback capacitor Cf and the capacitor Cg are used (corresponding to the third embodiment, corresponding to FIG. 7). The bandwidth of the trace D is about 450 [MHz], and it can be seen that the bandwidth does not deteriorate much even when the resistor Rg ′ is added.
図２１において、トレースＡの立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆ（１０％〜９０％）は共に約２．５［ｎｓ］である。トレースＢでは約１．１［ｎｓ］、トレースＣでは約０．６［ｎｓ］、トレースＤでは約０．７［ｎｓ］である。 In FIG. 21, the rise time tr and the fall time tf (10% to 90%) of the trace A are both about 2.5 [ns]. The trace B is about 1.1 [ns], the trace C is about 0.6 [ns], and the trace D is about 0.7 [ns].
図２０および図２１から、実際的な電流帰還型増幅回路においても、本発明によって広帯域化を図ることができることがわかる。 From FIG. 20 and FIG. 21, it can be seen that even in a practical current feedback type amplifier circuit , a wide band can be achieved by the present invention.
〔第８の実施の形態〕
第８の実施の形態は、等価的により小容量とすることができ、かつ調整可能な容量を実現する回路を用いる変形例を示す。
[Eighth Embodiment]
The eighth embodiment shows a modified example using a circuit that can be equivalently made to have a smaller capacity and realize an adjustable capacity.
図２２（ａ）には、図２２（ｂ）の回路１１を帰還容量Ｃｆとして適用した反転増幅回路２を例示している。回路１１は、電流帰還型増幅器１の出力端子と接地点との間に接続する抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を直列に接続した減衰器１２と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点を入力側に接続したインピーダンス変換のためのバッファ増幅器１３と、その一端をバッファ増幅器１３の出力側に接続し、他端を電流帰還型増幅器１の反転入力端子に接続したコンデンサとして構成される容量Ｃｃと、により構成される。 FIG. 22A illustrates an inverting amplifier circuit 2 in which the circuit 11 of FIG. 22B is applied as the feedback capacitor Cf. The circuit 11 has an attenuator 12 in which a resistor R1 and a resistor R2 connected between the output terminal of the current feedback amplifier 1 and a ground point are connected in series, and a connection point between the resistor R1 and the resistor R2 is connected to the input side. And a capacitor Cc configured as a capacitor having one end connected to the output side of the buffer amplifier 13 and the other end connected to the inverting input terminal of the current feedback amplifier 1. Is done.
図２２（ａ）では、前述した回路１１の他に、容量Ｃｇとして適用される、回路１１と同様の回路２１を示している。回路２１は、利得抵抗Ｒｇの一端と接地点との間に、抵抗Ｒ１’および抵抗Ｒ２’を直列に接続した減衰器２２と、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’との接続点を入力側に接続したインピーダンス変換のためのバッファ増幅器２３と、その一端をバッファ増幅器２３の出力側に接続し、他端を利得抵抗Ｒｇの他端に接続したコンデンサとして構成される容量Ｃｃ’と、により構成される。 FIG. 22A shows a circuit 21 similar to the circuit 11 that is applied as the capacitor Cg in addition to the circuit 11 described above. The circuit 21 has an attenuator 22 in which a resistor R1 ′ and a resistor R2 ′ are connected in series between one end of the gain resistor Rg and a ground point, and a connection point between the resistors R1 ′ and R2 ′ connected to the input side. And a capacitor Cc ′ configured as a capacitor having one end connected to the output side of the buffer amplifier 23 and the other end connected to the other end of the gain resistor Rg. .
なお図２２（ａ）では、回路１１と回路２１の両方を備える反転増幅回路２を例示しているが、いずれか一方若しくは両方を、コンデンサ等の容量素子としてもよい。 In FIG. 22A, the inverting amplifier circuit 2 including both the circuit 11 and the circuit 21 is illustrated, but one or both may be a capacitive element such as a capacitor.
図２２（ａ）および図２２（ｂ）中、「×１」はバッファ増幅器１３を示しており、電流帰還型増幅器１の出力を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２によって分割した電圧が与えられている。このため、容量Ｃｃを通って電流帰還型増幅器１の反転入力に与えられる信号量もまた、電流帰還型増幅器１の出力電圧のＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）倍となるので、回路１１はＣｃとＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）に等価の、より小さい帰還容量Ｃｆや容量Ｃｇとして動作する。 In FIG. 22A and FIG. 22B, “× 1” indicates the buffer amplifier 13, and a voltage obtained by dividing the output of the current feedback amplifier 1 by the resistor R1 and the resistor R2 is given. For this reason, the amount of signal applied to the inverting input of the current feedback amplifier 1 through the capacitor Cc is also R2 ÷ (R1 + R2) times the output voltage of the current feedback amplifier 1, so that the circuit 11 has Cc and R2 ÷. It operates as a smaller feedback capacitor Cf or capacitor Cg equivalent to (R1 + R2).
ここで、容量Ｃｃが有効に動作している周波数範囲内において、容量Ｃｃのインピーダンスが抵抗Ｒ１とＲ２の並列抵抗値よりも十分に大きければ、回路１１はバッファ増幅器１３が無くても同様の動作となる。（図２２（ｃ）。） Here, if the impedance of the capacitor Cc is sufficiently larger than the parallel resistance value of the resistors R1 and R2 within the frequency range in which the capacitor Cc operates effectively, the circuit 11 operates in the same manner even without the buffer amplifier 13. It becomes. (FIG. 22 (c))
即ち、図２２（ｃ）のようにバッファ増幅器１３を用いずに、容量Ｃｃの一端を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続した場合にも、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２’の減衰率に従い、等価的に小さい帰還容量Ｃｆを実現できる。そしてこれは、回路２１’の容量Ｃｃ’においても同じことがいえる。 That is, even when one end of the capacitor Cc is connected to the connection point between the resistor R1 and the resistor R2 without using the buffer amplifier 13 as shown in FIG. 22C, the capacitance of the capacitor Cc is reduced by the attenuator 12 ′. According to the attenuation factor, an equivalently small feedback capacitance Cf can be realized. The same applies to the capacitor Cc 'of the circuit 21'.
図２２（ｄ）には、図２２（ｃ）による回路１１’を帰還容量Ｃｆとして適用し、回路１１’と同様の回路２１’を容量Ｃｇとして適用した反転増幅回路２を例示している。 なお図２２（ｄ）では、回路１１’と回路２１’の両方を備える反転増幅回路２を例示しているが、いずれか一方若しくは両方を、コンデンサ等の容量素子としてもよい。 FIG. 22D illustrates an inverting amplifier circuit 2 in which the circuit 11 ′ according to FIG. 22C is applied as the feedback capacitor Cf and the circuit 21 ′ similar to the circuit 11 ′ is applied as the capacitor Cg. FIG. 22D illustrates the inverting amplifier circuit 2 including both the circuit 11 ′ and the circuit 21 ′, but either one or both may be a capacitive element such as a capacitor.
ただし回路１１’は、等価的に小さい容量Ｃｆに、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列抵抗が直列に接続された回路と等価な回路である。同様に回路２１’も、等価的に小さい容量Ｃｇに、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の並列抵抗が直列に接続された回路と等価な回路である。こうした並列抵抗は、図２２（ｄ）において、第３の実施の形態の抵抗Ｒｇ’や、第４の実施の形態の抵抗Ｒｆ’に相当する。 However, the circuit 11 'is a circuit equivalent to a circuit in which a parallel resistance of a resistor R1 and a resistor R2 is connected in series to an equivalently small capacitor Cf. Similarly, the circuit 21 'is an equivalent circuit to a circuit in which a parallel resistance of a resistor R1' and a resistor R2 'is connected in series to an equivalently small capacitor Cg. Such a parallel resistor corresponds to the resistor Rg ′ of the third embodiment and the resistor Rf ′ of the fourth embodiment in FIG.
回路１１に着目すると、図２２（ａ）〜図２２（ｄ）では、２本の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって減衰器１２を構成した例を示しているが、減衰器１２であればどのような形式でもよく、回路１１はＣｃ×（減衰器１２の減衰率）に等価の、より小さい容量Ｃｆとして動作する。ここでいう減衰率とは、前述のＲ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）に相当する。減衰器１２としては例えば、２つのコンデンサによるもの、２つのインダクタによるもの、トランスによるもの、抵抗とコンデンサの並列回路２組によるもの等、様々な形式が存在する。インダクタやトランスを用いる場合はさらに、必要に応じて電流帰還型増幅器１の出力との間を容量結合とすることも可能である。これは、回路２１、回路１１’、回路２１’においても同様である。 When attention is paid to the circuit 11, FIGS. 22A to 22D show an example in which the attenuator 12 is configured by two resistors R1 and R2. Alternatively, the circuit 11 operates as a smaller capacitor Cf equivalent to Cc × (attenuation rate of the attenuator 12). The attenuation rate here corresponds to the aforementioned R2 ÷ (R1 + R2). As the attenuator 12, for example, there are various types such as one using two capacitors, one using two inductors, one using a transformer, and one using two parallel circuits of resistors and capacitors. In the case of using an inductor or a transformer, it is also possible to make capacitive coupling with the output of the current feedback amplifier 1 as necessary. The same applies to the circuit 21, the circuit 11 ', and the circuit 21'.
また、図２２（ａ）〜図２２（ｄ）において、回路１１中の減衰器１２を構成する素子の少なくとも一方を可変素子として可変減衰器を構成すれば、等価的により小さい容量Ｃｆを可変容量とすることができる。（図２２（ｄ）の可変抵抗Ｒ２や可変抵抗Ｒ２’を参照。）これも、回路２１、回路１１’、回路２１’において同様である。 22 (a) to 22 (d), if a variable attenuator is configured by using at least one of the elements constituting the attenuator 12 in the circuit 11 as a variable element, an equivalently smaller capacitance Cf can be obtained. It can be. (Refer to the variable resistor R2 and the variable resistor R2 'in FIG. 22D.) This also applies to the circuit 21, the circuit 11', and the circuit 21 '.
第８の実施の形態の帰還回路１１等によれば、小容量の可変容量を容易に得ることができるため、浮遊容量の影響を受ける場合でも、本発明において反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。 According to the feedback circuit 11 and the like of the eighth embodiment, a small variable capacitance can be easily obtained. Therefore, even when the floating capacitance is affected, the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit are used in the present invention. 2 'frequency characteristics and pulse response waveforms can be further optimized.
すなわち、ここでは請求項６に対応して、減衰器１２と、バッファ増幅器１３と、コンデンサとして構成される容量Ｃｃとを備えた回路１１を、第１の容量である帰還容量Ｃｆとして使用しており、回路１１は、電流帰還型増幅器１の出力側に減衰器１２の入力側が接続され、減衰器１２の出力側にバッファ増幅器１３の入力側が接続され、バッファ増幅器１３の出力側に容量Ｃｃの一端が接続され、容量Ｃｃの他端が電流帰還型増幅器１の反転入力側に接続され、容量Ｃｃの容量と減衰器１２の減衰率の積値と同じ容量の容量素子と等価的に動作する構成となっている。そのため、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２の減衰率に従い等価的に小さい容量Ｃｆとして実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。さらに、回路１１と同様の回路２１を容量Ｃｇとして適用し、同様の効果を得ることもできる。 That is, here, corresponding to claim 6, the circuit 11 including the attenuator 12, the buffer amplifier 13, and the capacitor Cc configured as a capacitor is used as the feedback capacitor Cf that is the first capacitor. In the circuit 11, the input side of the attenuator 12 is connected to the output side of the current feedback amplifier 1, the input side of the buffer amplifier 13 is connected to the output side of the attenuator 12, and the capacitor Cc is connected to the output side of the buffer amplifier 13. One end is connected, and the other end of the capacitor Cc is connected to the inverting input side of the current feedback amplifier 1, and operates equivalently to a capacitive element having the same capacitance as the product of the capacitance of the capacitor Cc and the attenuation factor of the attenuator 12. It has a configuration. Therefore, the capacity of the capacitor Cc can be realized as an equivalently small capacitor Cf in accordance with the attenuation factor of the attenuator 12, and even when affected by the stray capacitance, the frequency characteristics and pulses of the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ can be realized. The response waveform can be further optimized. Further, the same effect can be obtained by applying the circuit 21 similar to the circuit 11 as the capacitor Cg.
また、ここでは請求項７に対応して、第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２を含む減衰器１２’と、容量Ｃｃとを備えた回路１１’を、帰還容量Ｃｆとして使用しており、回路１１’は、電流帰還型増幅器１の出力側に減衰器１２’の入力側が接続され、減衰器１２’の出力側に容量Ｃｃの一端が接続され、電流帰還型増幅器１の反転入力側に容量Ｃｃの他端が接続され、所望の周波数における、容量Ｃｃの示すインピーダンスが第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２の並列抵抗値に対して大きいとき、容量Ｃｃの容量と減衰器１２’の減衰率の積値と同じ容量の容量素子と等価的に動作する構成となっている。そのためこの場合は、回路１１’にわざわざバッファ増幅器１３を用いなくても、容量Ｃｃの容量が、減衰器１２’の減衰率に従い等価的に小さい容量Ｃｆとして実現でき、浮遊容量の影響を受ける場合でも、反転増幅回路２や非反転増幅回路２’の周波数特性やパルス応答波形をより最適化することができる。さらに、回路１１’と同様の回路２１’を容量Ｃｇとして適用し、同様の効果を得ることもできる。 Here, in correspondence with claim 7, a circuit 11 ′ including an attenuator 12 ′ including a first resistor R1 and a second resistor R2 and a capacitor Cc is used as a feedback capacitor Cf. In the circuit 11 ′, the input side of the attenuator 12 ′ is connected to the output side of the current feedback amplifier 1, the one end of the capacitor Cc is connected to the output side of the attenuator 12 ′, and the inverting input side of the current feedback amplifier 1 is connected. Is connected to the other end of the capacitor Cc, and when the impedance indicated by the capacitor Cc at a desired frequency is larger than the parallel resistance value of the first resistor R1 and the second resistor R2, the capacitor Cc and the attenuator 12 are connected. It is configured to operate equivalently to a capacitive element having the same capacitance as the product value of 'attenuation rate'. Therefore, in this case, the capacity of the capacitor Cc can be realized as an equivalently small capacitor Cf according to the attenuation factor of the attenuator 12 ′ without using the buffer amplifier 13 in the circuit 11 ′, and is affected by stray capacitance. However, the frequency characteristics and pulse response waveforms of the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ can be further optimized. Further, a circuit 21 'similar to the circuit 11' can be applied as the capacitor Cg to obtain the same effect.
本発明によれば、電流帰還型増幅回路としての反転増幅回路２や非反転増幅回路２’をさらに広帯域化することができるので、より多様な用途に利用することができるようになる。 According to the present invention, since the inverting amplifier circuit 2 and the non-inverting amplifier circuit 2 ′ as current feedback amplifier circuits can be further broadened, it can be used for more various applications.
また、より狭帯域で安価な電流帰還型増幅器１を使用し、本発明によって広帯域化することによって必要な広帯域を得ることもできるので、より安価に必要な帯域の電流帰還型増幅回路を実現することが可能である。 In addition, since the necessary wide band can be obtained by using the current feedback amplifier 1 which is narrower and cheaper and is widened according to the present invention, a current feedback amplifier circuit of the necessary band can be realized at a lower cost. It is possible.
さらに、電流帰還型増幅器１では一般的に、高精度（直流オフセットやそのドリフトが小さい、等）と広帯域はトレード・オフの関係にあり、高精度と広帯域を両立させることは困難である。しかし、比較的低速で高精度な電流帰還型増幅器１を、本発明によって広帯域化すれば、高精度と広帯域を両立させることも可能となる。 Furthermore, in general, the current feedback amplifier 1 has a trade-off relationship between high accuracy (such as a DC offset and a small drift thereof) and a wide band, and it is difficult to achieve both high accuracy and a wide band. However, if the current feedback amplifier 1 having a relatively low speed and high accuracy is widened according to the present invention, both high accuracy and wide bandwidth can be achieved.
１ 電流帰還型増幅器
２ 反転増幅回路（電流帰還型増幅回路）
２’ 非反転増幅回路（電流帰還型増幅回路）
１１ 回路
１２ 減衰器
１３ バッファ増幅器
Ｃｆ 帰還容量（第１の容量）
Ｃｇ 容量（第２の容量）
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒｆ 帰還抵抗
Ｒｆ’ 抵抗
Ｒｇ 利得抵抗
Ｒｇ’ 抵抗
1 Current feedback amplifier 2 Inverting amplifier circuit (Current feedback amplifier circuit)
2 'Non-inverting amplifier (current feedback amplifier)
11 Circuit 12 Attenuator 13 Buffer Amplifier Cf Feedback Capacitor (First Capacitor)
Cg capacity (second capacity)
R1 first resistor R2 second resistor Rf feedback resistor Rf ′ resistor Rg gain resistor Rg ′ resistor
Claims (6)
前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第１の容量を、前記帰還抵抗に並列に接続し、
前記電流帰還型増幅器の反転入力側に接続した利得抵抗をさらに含み、
前記電流帰還型増幅器の開ループトランスインピーダンスの周波数特性に現れる第２ポールをキャンセルするような第２の容量を、前記利得抵抗に並列に接続したことを特徴とする、電流帰還型増幅回路。 In a current feedback amplifier including a current feedback amplifier, and a feedback resistor connected between the output side and the inverting input side of the current feedback amplifier,
A first capacitor that cancels the second pole appearing in the frequency characteristics of the open loop transimpedance of the current feedback amplifier is connected in parallel to the feedback resistor ,
A gain resistor connected to the inverting input side of the current feedback amplifier;
A current feedback amplifier circuit, wherein a second capacitor that cancels a second pole appearing in the frequency characteristics of the open loop transimpedance of the current feedback amplifier is connected in parallel to the gain resistor .
前記第１の容量または前記第２の容量の、いずれかもしくは両方として使用したことを特徴とする、請求項１〜４の何れか一つに記載の電流帰還型増幅回路。 An attenuator, a buffer amplifier, and a capacitor; an input side of the buffer amplifier is connected to an output side of the attenuator; one end of the capacitor is connected to an output side of the buffer amplifier; and the other end of the capacitor Is connected to the inverting input side of the current feedback amplifier, and a circuit that operates equivalently to a capacitive element having the same capacitance as the product of the capacitance of the capacitor and the attenuation factor of the attenuator,
5. The current feedback amplifier circuit according to claim 1 , wherein the current feedback amplifier circuit is used as one or both of the first capacitor and the second capacitor. 6.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013205032A JP6398056B2 (en) | 2013-09-30 | 2013-09-30 | Current feedback amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013205032A JP6398056B2 (en) | 2013-09-30 | 2013-09-30 | Current feedback amplifier circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015070536A JP2015070536A (en) | 2015-04-13 |
| JP6398056B2 true JP6398056B2 (en) | 2018-10-03 |
Family
ID=52836801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013205032A Active JP6398056B2 (en) | 2013-09-30 | 2013-09-30 | Current feedback amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6398056B2 (en) |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59140512U (en) * | 1983-03-10 | 1984-09-19 | オンキヨー株式会社 | equalizer amplifier |
| JPH03286605A (en) * | 1990-04-02 | 1991-12-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Optical receiver circuit |
| JP2522567Y2 (en) * | 1990-10-09 | 1997-01-16 | 日本ヒューレット・パッカード株式会社 | Negative feedback operational amplifier phase compensation circuit |
| JPH10290127A (en) * | 1997-04-17 | 1998-10-27 | Rohm Co Ltd | Current/voltage conversion ic and photoelectric conversion ic |
| JP3638241B2 (en) * | 2000-01-21 | 2005-04-13 | シャープ株式会社 | Integrated amplifier circuit |
| JP2004328107A (en) * | 2003-04-22 | 2004-11-18 | Renesas Technology Corp | Semiconductor integrated circuit for high frequency power amplification and electronic component for high frequency power amplification, and wireless communication system |
| JP5030216B2 (en) * | 2007-06-20 | 2012-09-19 | 日置電機株式会社 | Current-voltage conversion circuit |
| US9024686B2 (en) * | 2011-09-01 | 2015-05-05 | Nf Corporation | Amplifier circuit and feedback circuit |
-
2013
- 2013-09-30 JP JP2013205032A patent/JP6398056B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2015070536A (en) | 2015-04-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2566048B1 (en) | Amplifier circuit | |
| WO2018116706A1 (en) | Capacitance detection device and input device | |
| JP4922649B2 (en) | Filter adjustment circuit | |
| Biolek et al. | Realization of electronically tunable voltage-mode/current-mode quadrature sinusoidal oscillator using ZC-CG-CDBA | |
| US8487686B2 (en) | Active guarding for reduction of resistive and capacitive signal loading with adjustable control of compensation level | |
| JP5733276B2 (en) | Capacitive sensor detection circuit | |
| JP6884472B2 (en) | Voltage regulator | |
| US9013234B2 (en) | Transconductance adjustment circuit, circuit device, and electronic apparatus | |
| JP5733277B2 (en) | Capacitive sensor detection circuit | |
| JP6398056B2 (en) | Current feedback amplifier circuit | |
| Di Cataldo et al. | Improved single-miller passive compensation network for three-stage CMOS OTAs | |
| US20040174208A1 (en) | Filter | |
| US9948244B1 (en) | Amplifier with adjustable gain | |
| US7880545B1 (en) | Cascode compensation circuit and method for amplifier stability | |
| JP5759644B1 (en) | Differential amplifier circuit | |
| US9960780B1 (en) | Current source noise cancellation | |
| ITVA20070013A1 (en) | LOW NOISE DIFFERENTIAL AC AMPLIFIER WITH REDUCED LOW CORNER FREQUENCY AND REDUCED CURRENT CONSUMPTION | |
| US8604887B1 (en) | Current-feedback operational amplifier-based sinusoidal oscillator | |
| JP5571932B2 (en) | Filter circuit | |
| JP2016220104A (en) | Changeover circuit of electronic circuit including amplification means and electronic circuit | |
| US9013221B2 (en) | Low-voltage differential signal receiver circuitry | |
| US9435824B2 (en) | Circuit to extend frequency response of accelerometer | |
| Domansky et al. | Reconfigurable impedance converter for synthesis of integer and fractional-order synthetic elements | |
| JP7084479B2 (en) | Constant voltage generation circuit | |
| JP2011166419A (en) | Switched capacitor circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160926 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170623 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170801 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170928 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20180403 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180625 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20180702 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20180717 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20180718 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6398056 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |