JP6394343B2 - Power supply device and lighting device - Google Patents

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Description

本発明の実施形態は、電源装置及び照明装置に関する。   Embodiments described herein relate generally to a power supply device and a lighting device.

スイッチング素子のスイッチングにより、電力を変換して負荷に供給する電源装置がある。電源装置は、例えば、照明装置に用いられている。照明装置は、電源装置と照明負荷とを備え、電源装置から照明負荷に電力を供給することにより、照明負荷を点灯させる。こうした電源装置において、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることが進められている。ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子では、例えば、高周波特性を向上させることができる。   There is a power supply device that converts electric power and supplies it to a load by switching of a switching element. The power supply device is used in, for example, a lighting device. The lighting device includes a power supply device and a lighting load, and turns on the lighting load by supplying power from the power supply device to the lighting load. In such a power supply device, the use of a wide bandgap semiconductor for the switching element is underway. In a switching element using a wide band gap semiconductor, for example, high frequency characteristics can be improved.

ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子は、ノーマリオン特性である場合が多い。   In many cases, a switching element using a wide band gap semiconductor has normally-on characteristics.

しかしながら、ノーマリオン形のスイッチング素子では、スイッチング素子の動作に異常が発生した場合に、回路に電流が流れ続け、異常発熱などを引き起こしてしまう恐れがある。このため、ノーマリオン形のスイッチング素子を用いた電源装置では、異常時にスイッチング素子に電流が流れ続けてしまうことを抑制することが望まれる。   However, in the normally-on type switching element, when an abnormality occurs in the operation of the switching element, there is a possibility that a current continues to flow through the circuit, causing abnormal heat generation or the like. For this reason, in a power supply device using a normally-on type switching element, it is desired to suppress the current from continuing to flow through the switching element in the event of an abnormality.

特開２０１１−１１９２３７号公報JP2011-119237A 特開２０１１−１９９０２４号公報JP 2011-199024 A 特開２０１２−０３４５６９号公報JP 2012-034569 A

異常時にスイッチング素子に電流が流れ続けてしまうことを抑制できる電源装置及び照明装置を提供することを目的とする。   It is an object of the present invention to provide a power supply device and a lighting device that can suppress a current from continuing to flow through a switching element at the time of abnormality.

本発明の実施形態によれば、入力端子と、出力端子と、電力変換部と、電流検出抵抗と、を備えた電源装置が提供される。前記入力端子は、電源に接続される。前記出力端子は、直流負荷に接続される。前記電力変換部は、前記入力端子と前記出力端子との間に設けられたノーマリオン形のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記電源から供給される電源電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を前記直流負荷に供給する。前記電流検出抵抗は、前記電力変換部と前記出力端子との間に設けられ、前記直流負荷に流れる電流の検出に用いられる。前記電流検出抵抗の耐熱温度は、前記スイッチング素子の耐熱温度よりも低い。前記電流検出抵抗は、前記スイッチング素子に流れる電流が所定値以上になった場合に、熱的に破壊され、前記スイッチング素子及び前記直流負荷に流れる電流を遮断する。   According to the embodiment of the present invention, a power supply device including an input terminal, an output terminal, a power conversion unit, and a current detection resistor is provided. The input terminal is connected to a power source. The output terminal is connected to a DC load. The power conversion unit includes a normally-on type switching element provided between the input terminal and the output terminal, and converts a power supply voltage supplied from the power source into a DC voltage by switching the switching element. The DC voltage is supplied to the DC load. The current detection resistor is provided between the power conversion unit and the output terminal, and is used to detect a current flowing through the DC load. The heat resistance temperature of the current detection resistor is lower than the heat resistance temperature of the switching element. The current detection resistor is thermally destroyed when the current flowing through the switching element exceeds a predetermined value, and blocks the current flowing through the switching element and the DC load.

本発明の実施形態によれば、スイッチング素子に流れる電流が所定値以上になった場合に、電流検出抵抗が熱的に破壊され、スイッチング素子及び直流負荷に流れる電流を遮断する。これにより、ノーマリオン形のスイッチング素子を用いた場合にも、異常時にスイッチング素子に電流が流れ続けてしまうことを抑制することができる。   According to the embodiment of the present invention, when the current flowing through the switching element becomes equal to or greater than a predetermined value, the current detection resistor is thermally destroyed, and the current flowing through the switching element and the DC load is interrupted. As a result, even when a normally-on type switching element is used, it is possible to suppress the current from continuing to flow through the switching element when there is an abnormality.

第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。It is a block diagram showing typically the lighting installation concerning a 1st embodiment. 第１の実施形態に係る電源装置を模式的に表す回路図である。1 is a circuit diagram schematically illustrating a power supply device according to a first embodiment. 第１の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。It is a flowchart figure showing typically a part of operation | movement of the power supply device which concerns on 1st Embodiment. 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、第１の実施形態に係る電源装置の一部を表す模式図である。FIG. 4A and FIG. 4B are schematic views showing a part of the power supply device according to the first embodiment. 第２の実施形態に係る電源装置の一部を模式的に表す断面図である。It is sectional drawing which represents typically a part of power supply device which concerns on 2nd Embodiment. 第２の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。It is a flowchart figure which represents typically a part of operation | movement of the power supply device which concerns on 2nd Embodiment. 図７（ａ）〜図７（ｃ）は、第２の実施形態に係る電源装置の一部を模式的に表す断面図である。FIG. 7A to FIG. 7C are cross-sectional views schematically showing a part of the power supply device according to the second embodiment. 第３の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。It is a flowchart figure which represents typically a part of operation | movement of the power supply device which concerns on 3rd Embodiment.

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。 Each embodiment will be described below with reference to the drawings.
The drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the size ratio between the parts, and the like are not necessarily the same as actual ones. Further, even when the same part is represented, the dimensions and ratios may be represented differently depending on the drawings.
Note that, in the present specification and each drawing, the same elements as those described above with reference to the previous drawings are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted as appropriate.

（第１の実施形態）
［第１の実施形態の構成］
図１は、第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（直流負荷）と、電源装置１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。照明光源１６は、例えば、有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）などでもよい。照明光源１６には、例えば、順方向降下電圧を有する発光素子が用いられる。照明負荷１２は、電源装置１４からの出力電圧の印加及び出力電流の供給により、照明光源１６を点灯させる。出力電圧及び出力電流の値は、照明光源１６に応じて規定される。 (First embodiment)
[Configuration of First Embodiment]
FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating the illumination device according to the first embodiment.
As illustrated in FIG. 1, the lighting device 10 includes a lighting load 12 (DC load) and a power supply device 14. The illumination load 12 includes an illumination light source 16 such as a light-emitting diode (LED). The illumination light source 16 may be, for example, an organic light-emitting diode (OLED). For the illumination light source 16, for example, a light emitting element having a forward voltage drop is used. The illumination load 12 turns on the illumination light source 16 by applying an output voltage and supplying an output current from the power supply device 14. The values of the output voltage and the output current are defined according to the illumination light source 16.

電源装置１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。また、トランスなどを介して磁気的に接続されている場合や、フォトカプラなどを介して光学的に接続されている場合も、「接続」に含むものとする。   The power supply device 14 is connected to the AC power supply 2 and the dimmer 3. In the present specification, “connection” means electrical connection, and includes cases where the connection is not physically connected or connection is made via other elements. In addition, the term “connection” includes the case of being magnetically connected via a transformer or the like, or the case of being optically connected via a photocoupler or the like.

交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の交流の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。電源装置１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧に変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源１６を点灯させる。また、電源装置１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。なお、調光器３は、必要に応じて設けられ、省略可能である。調光器３が設けられていない場合には、交流電源２の電源電圧ＶＩＮが、電源装置１４に供給される。   The AC power source 2 is, for example, a commercial power source. The dimmer 3 generates an AC voltage VCT whose conduction angle is controlled from the AC power supply voltage VIN of the AC power supply 2. The power supply device 14 turns on the illumination light source 16 by converting the AC voltage VCT supplied from the dimmer 3 into a DC voltage and outputting it to the illumination load 12. Further, the power supply device 14 performs dimming of the illumination light source 16 in synchronization with the AC voltage VCT whose conduction angle is controlled. The dimmer 3 is provided as necessary and can be omitted. When the dimmer 3 is not provided, the power supply voltage VIN of the AC power supply 2 is supplied to the power supply device 14.

調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。   For the conduction angle control of the dimmer 3, for example, a phase control method (leading edge) for controlling the phase in which the absolute value of the alternating voltage is maximum from the zero cross of the alternating voltage and the absolute value of the alternating voltage are used. There is a method of anti-phase control (trailing edge) that controls the phase to be cut off during the period in which the AC voltage is zero-crossed after the value reaches the maximum value.

位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。   The dimmer 3 for phase control has a simple circuit configuration and can handle a relatively large power load. However, when a triac is used, a light load operation is difficult, and an unstable operation is likely to occur if a so-called power supply dip in which the power supply voltage temporarily decreases occurs. In addition, when a capacitive load is connected, an inrush current is generated, so that the compatibility with the capacitive load is poor.

一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。   On the other hand, the dimmer 3 that performs anti-phase control can be operated even with a light load, does not generate an inrush current even when a capacitive load is connected, and operates stably even when a power supply dip occurs. However, since the circuit configuration is complicated and the temperature easily rises, it is not suitable for heavy loads. Further, when an inductive load is connected, there is a feature that a surge occurs.

本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。   In the present embodiment, the dimmer 3 is exemplified as a configuration inserted in series between the terminals 4 and 6 of the pair of power supply lines that supply the power supply voltage VIN. However, other configurations may be used.

電源装置１４は、電力変換部２０と、電流検出抵抗２１と、制御部２２と、制御用電源部２３と、電流調整部２４と、フィードバック回路２５と、を含む。また、電源装置１４は、一対の入力端子４、５と、各入力端子４、５に接続された第１電源供給経路２６ａと、を含む。電源装置１４は、各入力端子４、５を介して交流電源２又は調光器３に接続される。   The power supply device 14 includes a power conversion unit 20, a current detection resistor 21, a control unit 22, a control power supply unit 23, a current adjustment unit 24, and a feedback circuit 25. The power supply device 14 includes a pair of input terminals 4 and 5 and a first power supply path 26 a connected to the input terminals 4 and 5. The power supply device 14 is connected to the AC power supply 2 or the dimmer 3 via the input terminals 4 and 5.

電力変換部２０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂと、を含む。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、第１電源供給経路２６ａに接続されている。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、第１電源供給経路２６ａを介して供給される交流電圧ＶＣＴを第１直流電圧ＶＤＣ１に変換する。   The power conversion unit 20 includes an AC-DC converter 20a and a DC-DC converter 20b. The AC-DC converter 20a is connected to the first power supply path 26a. The AC-DC converter 20a converts the AC voltage VCT supplied via the first power supply path 26a into the first DC voltage VDC1.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第２電源供給経路２６ｂを介してＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａと接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、照明負荷１２と接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第２電源供給経路２６ｂから供給される第１直流電圧ＶＤＣ１を照明負荷１２に応じた所定の電圧値の第２直流電圧ＶＤＣ２に変換して照明負荷１２に供給する。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値と異なる。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、例えば、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値よりも低い。この例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、降圧型のコンバータである。第２直流電圧ＶＤＣ２の供給により、照明負荷１２の照明光源１６が点灯する。   The DC-DC converter 20b is connected to the AC-DC converter 20a via the second power supply path 26b. Further, the DC-DC converter 20 b is connected to the illumination load 12. The DC-DC converter 20b converts the first DC voltage VDC1 supplied from the second power supply path 26b into a second DC voltage VDC2 having a predetermined voltage value corresponding to the lighting load 12, and supplies the second DC voltage VDC2 to the lighting load 12. The absolute value of the second DC voltage VDC2 is different from the absolute value of the first DC voltage VDC1. The absolute value of the second DC voltage VDC2 is lower than the absolute value of the first DC voltage VDC1, for example. In this example, the DC-DC converter 20b is a step-down converter. By supplying the second DC voltage VDC2, the illumination light source 16 of the illumination load 12 is turned on.

このように、電力変換部２０は、第１電源供給経路２６ａ及び照明負荷１２に接続され、第１電源供給経路２６ａから供給された電力を照明負荷１２に応じた直流電力に変換し、直流電力を照明負荷１２に供給する。この例では、電力変換部２０が、交流電源２又は調光器３から供給された交流電力を直流電力に変換している。この場合、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａから出力された直流電力を照明負荷１２に供給してもよい。例えば、直流電源から供給された直流電力を、異なる直流電力に変換してもよい。この場合、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、省略される。電力変換部２０は、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの少なくとも一方を含んでいればよい。   As described above, the power conversion unit 20 is connected to the first power supply path 26a and the lighting load 12, and converts the power supplied from the first power supply path 26a into DC power corresponding to the lighting load 12, and the DC power Is supplied to the lighting load 12. In this example, the power conversion unit 20 converts AC power supplied from the AC power supply 2 or the dimmer 3 into DC power. In this case, for example, the DC power output from the AC-DC converter 20a may be supplied to the lighting load 12. For example, DC power supplied from a DC power supply may be converted into different DC power. In this case, the AC-DC converter 20a is omitted. For example, the power conversion unit 20 may include at least one of the AC-DC converter 20a and the DC-DC converter 20b.

電流検出抵抗２１は、照明負荷１２に対して直列に接続される。電流検出抵抗２１は、照明負荷１２と電力変換部２０との間に設けられる。電流検出抵抗２１は、電力変換部２０及び照明負荷１２に流れる電流の検出に用いられる。   The current detection resistor 21 is connected in series with the illumination load 12. The current detection resistor 21 is provided between the lighting load 12 and the power conversion unit 20. The current detection resistor 21 is used to detect a current flowing through the power conversion unit 20 and the illumination load 12.

制御用電源部２３は、第１電源供給経路２６ａに接続された配線部２７を有する。配線部２７は、入力端子４に接続された配線２７ａと、入力端子５に接続された配線２７ｂと、を含む。制御用電源部２３は、配線部２７を介して入力される交流電圧ＶＣＴを制御部２２に応じた直流の駆動電圧ＶＤＤに変換し、その駆動電圧ＶＤＤを制御部２２に供給する。配線部２７は、例えば、第２電源供給経路２６ｂに接続してもよい。   The control power supply unit 23 includes a wiring unit 27 connected to the first power supply path 26a. The wiring unit 27 includes a wiring 27 a connected to the input terminal 4 and a wiring 27 b connected to the input terminal 5. The control power supply unit 23 converts the AC voltage VCT input via the wiring unit 27 into a DC drive voltage VDD corresponding to the control unit 22, and supplies the drive voltage VDD to the control unit 22. For example, the wiring unit 27 may be connected to the second power supply path 26b.

電流調整部２４は、第１電源供給経路２６ａに電気的に接続された分岐経路２８を有し、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を分岐経路２８に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能である。これにより、電流調整部２４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに流れる電流を調整する。この例では、電流調整部２４の分岐経路２８が、制御用電源部２３を介して第１電源供給経路２６ａに接続されている。分岐経路２８は、制御用電源部２３を介することなく、第１電源供給経路２６ａに直接接続してもよい。なお、非導通状態には、動作に影響のない微小な電流が分岐経路２８に流れる場合も含む。非導通状態は、例えば、分岐経路２８に流れる電流が、導通状態よりも小さい状態である。分岐経路２８は、例えば、第２電源供給経路２６ｂに接続してもよい。   The current adjustment unit 24 includes a branch path 28 electrically connected to the first power supply path 26a, and does not flow in a conductive state in which a part of the current flowing through the first power supply path 26a flows to the branch path 28. Switching between the non-conduction state is possible. Thereby, the current adjustment part 24 adjusts the electric current which flows into the 1st power supply path | route 26a, for example. In this example, the branch path 28 of the current adjustment unit 24 is connected to the first power supply path 26 a via the control power supply unit 23. The branch path 28 may be directly connected to the first power supply path 26 a without going through the control power supply unit 23. The non-conductive state includes a case where a minute current that does not affect the operation flows through the branch path 28. The non-conduction state is a state in which, for example, the current flowing through the branch path 28 is smaller than the conduction state. For example, the branch path 28 may be connected to the second power supply path 26b.

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。制御部２２は、検出した導通角に対応する調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳをフィードバック回路２５に入力する。また、制御部２２は、検出した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを電流調整部２４に入力することにより、電流調整部２４の導通状態と非導通状態との間の切り替えを制御する。このように、制御部２２は、検出した導通角に応じて電流調整部２４とフィードバック回路２５とを制御することにより、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２２には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。制御部２２は、１つのプロセッサで構成してもよいし、複数のプロセッサを組み合わせて構成してもよい。   Control unit 22 detects the conduction angle of AC voltage VCT. The control unit 22 generates a dimming signal DMS corresponding to the detected conduction angle, and inputs the dimming signal DMS to the feedback circuit 25. In addition, the control unit 22 generates a control signal CGS according to the detected conduction angle, and inputs the control signal CGS to the current adjustment unit 24, so that the current adjustment unit 24 is turned on and off. Control the switching of In this way, the control unit 22 controls the current adjustment unit 24 and the feedback circuit 25 according to the detected conduction angle, thereby dimming the illumination light source 16 in synchronization with the conduction angle control of the dimmer 3. To do. For example, a microprocessor is used as the control unit 22. The control unit 22 may be configured with a single processor or a combination of a plurality of processors.

フィードバック回路２５は、電流検出抵抗２１の電圧を基に、照明負荷１２（照明光源１６）に流れる電流を検出する。フィードバック回路２５は、制御部２２から入力された調光信号ＤＭＳと検出した電流とを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。フィードバック回路２５は、例えば、照明負荷１２に実質的に一定の電流が流れるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。例えば、照明光源１６に過電流か過電流が流れている場合に、電流を小さくするようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。これにより、フィードバック回路２５は、照明光源１６に過電流が流れることを抑制する。   The feedback circuit 25 detects the current flowing through the illumination load 12 (illumination light source 16) based on the voltage of the current detection resistor 21. The feedback circuit 25 feedback-controls the DC-DC converter 20b based on the dimming signal DMS input from the control unit 22 and the detected current. The feedback circuit 25 performs feedback control on the DC-DC converter 20b so that a substantially constant current flows through the lighting load 12, for example. For example, when overcurrent or overcurrent flows through the illumination light source 16, the DC-DC converter 20b is feedback-controlled so as to reduce the current. Thereby, the feedback circuit 25 suppresses an overcurrent from flowing through the illumination light source 16.

電流検出抵抗２１及びフィードバック回路２５は、電源装置１４の低電位側の出力端子８に接続される。すなわち、電流検出抵抗２１及びフィードバック回路２５は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。   The current detection resistor 21 and the feedback circuit 25 are connected to the output terminal 8 on the low potential side of the power supply device 14. That is, the current detection resistor 21 and the feedback circuit 25 are connected to the low potential side end of the lighting load 12.

図２は、第１の実施形態に係る電源装置を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、インダクタ３４と、フィルタコンデンサ３６と、を有する。 FIG. 2 is a circuit diagram schematically illustrating the power supply device according to the first embodiment.
As illustrated in FIG. 2, the AC-DC converter 20 a includes a rectifier circuit 30, a smoothing capacitor 32, an inductor 34, and a filter capacitor 36.

整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジである。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。   The rectifier circuit 30 is, for example, a diode bridge. Input terminals 30 a and 30 b of the rectifier circuit 30 are connected to a pair of input terminals 4 and 5. The AC voltage VCT subjected to phase control or reverse phase control is input to the input terminals 30 a and 30 b of the rectifier circuit 30 via the dimmer 3. For example, the rectifier circuit 30 performs full-wave rectification on the AC voltage VCT, and generates a pulsating voltage after full-wave rectification between the high-potential terminal 30c and the low-potential terminal 30d.

平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、第１直流電圧ＶＤＣ１が現れる。   The smoothing capacitor 32 is connected between the high potential terminal 30c and the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. The smoothing capacitor 32 smoothes the pulsating voltage rectified by the rectifier circuit 30. As a result, the first DC voltage VDC1 appears at both ends of the smoothing capacitor 32.

インダクタ３４は、入力端子４に直列に接続されている。インダクタ３４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して直列に接続される。フィルタコンデンサ３６は、入力端子４、５の間に接続されている。フィルタコンデンサ３６は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して並列に接続される。インダクタ３４及びフィルタコンデンサ３６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。   The inductor 34 is connected to the input terminal 4 in series. For example, the inductor 34 is connected in series to the first power supply path 26a. The filter capacitor 36 is connected between the input terminals 4 and 5. The filter capacitor 36 is connected in parallel to the first power supply path 26a, for example. The inductor 34 and the filter capacitor 36 remove noise included in the AC voltage VCT, for example.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、平滑コンデンサ３２の両端に接続される。これにより、第１直流電圧ＶＤＣ１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第１直流電圧ＶＤＣ１を絶対値の異なる第２直流電圧ＶＤＣ２に変換し、その第２直流電圧ＶＤＣ２を電源装置１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、電源装置１４から供給された第２直流電圧ＶＤＣ２により、照明光源１６を点灯させる。   The DC-DC converter 20 b is connected to both ends of the smoothing capacitor 32. As a result, the first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. The DC-DC converter 20b converts the first DC voltage VDC1 into a second DC voltage VDC2 having a different absolute value, and outputs the second DC voltage VDC2 to the output terminals 7 and 8 of the power supply device 14. The illumination load 12 is connected to the output terminals 7 and 8. The illumination load 12 turns on the illumination light source 16 with the second DC voltage VDC2 supplied from the power supply device 14.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、出力素子４０（スイッチング素子）、電流制御素子４１、整流素子４２、インダクタ４３、駆動巻線４４、結合コンデンサ４５、分圧抵抗４６、４７、出力コンデンサ４８、及び、バイアス抵抗４９を有している。   The DC-DC converter 20b includes an output element 40 (switching element), a current control element 41, a rectifier element 42, an inductor 43, a drive winding 44, a coupling capacitor 45, voltage dividing resistors 46 and 47, an output capacitor 48, and a bias. A resistor 49 is provided.

出力素子４０及び電流制御素子４１は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、例えば高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）であり、ノーマリオン形のスイッチング素子である。出力素子４０及び電流制御素子４１は、例えば、ワイドバンドギャップ半導体を含む。出力素子４０及び電流制御素子４１は、例えば、化合物半導体を含む。より詳しくは、出力素子４０及び電流制御素子４１は、例えば、ＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）などの化合物半導体を含む。   The output element 40 and the current control element 41 are, for example, field effect transistors (FETs), for example, high electron mobility transistors (HEMTs), and are normally-on type switching elements. The output element 40 and the current control element 41 include, for example, a wide band gap semiconductor. The output element 40 and the current control element 41 include, for example, a compound semiconductor. More specifically, the output element 40 and the current control element 41 include a compound semiconductor such as GaN (gallium nitride) or SiC (silicon carbide).

出力素子４０は、入力端子４、５と出力端子７、８との間に設けられる。出力素子４０は、入力端子４、５と出力端子７、８との間に直列に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、出力素子４０のスイッチングにより、第１直流電圧ＶＤＣ１を第２直流電圧ＶＤＣ２に変換する。すなわち、電力変換部２０は、出力素子４０のスイッチングにより、電源電圧ＶＩＮを第２直流電圧ＶＤＣ２に変換し、第２直流電圧ＶＤＣ２を照明負荷１２に供給する。   The output element 40 is provided between the input terminals 4 and 5 and the output terminals 7 and 8. The output element 40 is connected in series between the input terminals 4 and 5 and the output terminals 7 and 8. The DC-DC converter 20b converts the first DC voltage VDC1 into the second DC voltage VDC2 by switching the output element 40. That is, the power conversion unit 20 converts the power supply voltage VIN into the second DC voltage VDC2 by switching the output element 40, and supplies the second DC voltage VDC2 to the lighting load 12.

電流制御素子４１のドレインは、出力素子４０を介して第２電源供給経路２６ｂに電気的に接続される。電流制御素子４１のソースは、照明負荷１２に電気的に接続される。電流制御素子４１のゲートは、電流制御素子４１のドレイン−ソース間に流れる電流を制御するための制御端子である。   The drain of the current control element 41 is electrically connected to the second power supply path 26 b via the output element 40. The source of the current control element 41 is electrically connected to the lighting load 12. The gate of the current control element 41 is a control terminal for controlling the current flowing between the drain and source of the current control element 41.

電流制御素子４１は、ドレインとソースとの間に電流が流れる第１状態と、ドレインとソースとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を有する。第１状態は、例えば、オン状態であり、第２状態は、例えば、オフ状態である。第１状態は、オン状態に限らない。第２状態は、オフ状態に限らない。第１状態は、第２状態よりも相対的に流れる電流が大きいような任意の状態でよい。第２状態は、第１状態よりも相対的に流れる電流が小さいような任意の状態でよい。   The current control element 41 has a first state in which a current flows between the drain and the source, and a second state in which a current flowing between the drain and the source is smaller than the first state. The first state is, for example, an on state, and the second state is, for example, an off state. The first state is not limited to the on state. The second state is not limited to the off state. The first state may be an arbitrary state in which a relatively large current flows compared to the second state. The second state may be an arbitrary state in which the flowing current is relatively smaller than that of the first state.

ノーマリオン形の素子である電流制御素子４１では、ゲートの電位をソースの電位よりも予め定められた値（所定値）以上低下させることで、第１状態から第２状態に変化する。例えば、電流制御素子４１は、ゲートの電位をソースの電位に対して相対的に予め定められた値（所定値）以上負電位にすることにより、オン状態からオフ状態に変化する。   In the current control element 41, which is a normally-on type element, the gate potential is lowered from the source potential by a predetermined value (predetermined value) or more, thereby changing from the first state to the second state. For example, the current control element 41 changes from the on state to the off state by setting the gate potential to a negative potential that is a predetermined value (predetermined value) or more relative to the source potential.

出力素子４０のドレインは、整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続される。出力素子４０のソースは、電流制御素子４１のドレインに接続される。出力素子４０のゲート（制御端子）は、結合コンデンサ４５を介して、駆動巻線４４の一端に接続される。駆動巻線４４は、出力素子４０を駆動する。   The drain of the output element 40 is connected to the high potential terminal 30 c of the rectifier circuit 30. The source of the output element 40 is connected to the drain of the current control element 41. The gate (control terminal) of the output element 40 is connected to one end of the drive winding 44 via the coupling capacitor 45. The drive winding 44 drives the output element 40.

電流制御素子４１のソースは、インダクタ４３の一端と駆動巻線４４の他端とに接続される。インダクタ４３は、出力素子４０及び電流制御素子４１に対して直列に接続される。電流制御素子４１のゲートには、電流制御素子４１のソース電位を分圧抵抗４６、４７で分圧した電圧が入力される。出力素子４０のゲートと電流制御素子４１のゲートには、それぞれ保護ダイオードが接続される。   The source of the current control element 41 is connected to one end of the inductor 43 and the other end of the drive winding 44. The inductor 43 is connected in series with the output element 40 and the current control element 41. A voltage obtained by dividing the source potential of the current control element 41 by the voltage dividing resistors 46 and 47 is input to the gate of the current control element 41. A protection diode is connected to the gate of the output element 40 and the gate of the current control element 41.

バイアス抵抗４９は、出力素子４０のドレインと電流制御素子４１のソースとの間に接続され、分圧抵抗４６、４７に直流電圧を供給する。その結果、電流制御素子４１のゲートには、ソースよりも低い電位が供給される。   The bias resistor 49 is connected between the drain of the output element 40 and the source of the current control element 41, and supplies a DC voltage to the voltage dividing resistors 46 and 47. As a result, a potential lower than that of the source is supplied to the gate of the current control element 41.

インダクタ４３と駆動巻線４４とは、インダクタ４３の一端から他端に増加する電流が流れるとき、出力素子４０のゲートに正極性の電圧が供給される極性で磁気結合している。   The inductor 43 and the drive winding 44 are magnetically coupled in such a polarity that a positive voltage is supplied to the gate of the output element 40 when an increasing current flows from one end of the inductor 43 to the other end.

整流素子４２は、電流制御素子４１のソースと整流回路３０の低電位端子３０ｄとの間に、低電位端子３０ｄから電流制御素子４１の方向を順方向として接続されている。   The rectifying element 42 is connected between the source of the current control element 41 and the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30 with the direction of the current control element 41 from the low potential terminal 30d as the forward direction.

この例では、整流素子４２と電流制御素子４１のソースとの間に、半導体素子５０が設けられている。半導体素子５０には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。半導体素子５０は、例えば、ノーマリオン形である。半導体素子５０のゲートは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。これにより、半導体素子５０は、オン状態で保持される。   In this example, a semiconductor element 50 is provided between the rectifying element 42 and the source of the current control element 41. For example, an FET or a GaN-HEMT is used for the semiconductor element 50. The semiconductor element 50 is, for example, a normally-on type. The gate of the semiconductor element 50 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. Thereby, the semiconductor element 50 is held in an on state.

インダクタ４３の他端は、出力端子７に接続される。インダクタ４３は、出力素子４０と出力端子７との間に設けられる。整流回路３０の低電位端子３０ｄは、出力端子８に接続される。出力コンデンサ４８は、出力端子７と出力端子８との間に接続される。照明負荷１２は、出力端子７と出力端子８との間に、出力コンデンサ４８と並列に接続される。   The other end of the inductor 43 is connected to the output terminal 7. The inductor 43 is provided between the output element 40 and the output terminal 7. The low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30 is connected to the output terminal 8. The output capacitor 48 is connected between the output terminal 7 and the output terminal 8. The illumination load 12 is connected in parallel with the output capacitor 48 between the output terminal 7 and the output terminal 8.

電流検出抵抗２１は、電源装置１４の低電位側の出力端子８と、整流回路３０の低電位端子３０ｄと、の間に設けられる。電流検出抵抗２１は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。電流検出抵抗２１は、例えば、出力コンデンサ４８の高電位側の端部と、電源装置１４の高電位側の出力端子７（照明負荷１２の高電位側の端部）と、の間に設けてもよい。   The current detection resistor 21 is provided between the output terminal 8 on the low potential side of the power supply device 14 and the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The current detection resistor 21 is connected to the end of the lighting load 12 on the low potential side. The current detection resistor 21 is provided, for example, between the high potential side end of the output capacitor 48 and the high potential side output terminal 7 of the power supply device 14 (the high potential side end of the lighting load 12). Also good.

電源装置１４は、配線基板１１０（図４（ａ）及び図４（ｂ）参照）をさらに備える。電源装置１４の電力変換部２０、電流検出抵抗２１、制御部２２、制御用電源部２３、電流調整部２４及びフィードバック回路２５などの各部は、配線基板１１０に設けられる。なお、配線基板１１０は、連続した１枚の基板で構成してもよいし、複数の基板を配線などで接続して構成してもよい。   The power supply device 14 further includes a wiring board 110 (see FIGS. 4A and 4B). Each component such as the power conversion unit 20, the current detection resistor 21, the control unit 22, the control power supply unit 23, the current adjustment unit 24, and the feedback circuit 25 of the power supply device 14 is provided on the wiring board 110. Note that the wiring substrate 110 may be configured by a single continuous substrate, or may be configured by connecting a plurality of substrates by wiring or the like.

電流検出抵抗２１の定格電力及び放熱条件は、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流に応じて設定される。電流検出抵抗２１の耐熱温度は、出力素子４０の耐熱温度よりも低いので、例えば、出力素子４０の異常などによって出力素子４０及び照明負荷１２に定格以上の電流が流れた場合、温度の上昇により、出力素子４０よりも先に電流検出抵抗２１が破壊される。電流検出抵抗２１は、熱により開放破壊される。   The rated power and heat dissipation conditions of the current detection resistor 21 are set according to the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12. Since the heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is lower than the heat resistance temperature of the output element 40, for example, when a current exceeding the rating flows to the output element 40 and the lighting load 12 due to an abnormality of the output element 40, the temperature rises. The current detection resistor 21 is destroyed before the output element 40. The current detection resistor 21 is broken open by heat.

制御用電源部２３は、整流素子６１〜６３と、抵抗６４と、コンデンサ６５、６６と、レギュレータ６７と、ツェナーダイオード６８と、半導体素子７０と、を有している。   The control power supply unit 23 includes rectifying elements 61 to 63, a resistor 64, capacitors 65 and 66, a regulator 67, a Zener diode 68, and a semiconductor element 70.

整流素子６１、６２は、例えば、ダイオードである。整流素子６１のアノードは、配線２７ａを介して整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。整流素子４２のアノードは、配線２７ｂを介して整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。   The rectifying elements 61 and 62 are, for example, diodes. The anode of the rectifying element 61 is connected to the high potential terminal 30c of the rectifying circuit 30 through the wiring 27a. The anode of the rectifying element 42 is connected to the low potential terminal 30d of the rectifying circuit 30 through the wiring 27b.

半導体素子７０には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、半導体素子７０をＦＥＴとして説明を行う。この例において、半導体素子７０は、エンハンスメント型のｎチャネルＦＥＴである。半導体素子７０は、ソースと、ドレインと、ゲートと、を有する。ドレインの電位は、ソースの電位よりも高く設定される。ゲートは、ソースとドレインとの間に電流の流れる第１状態と、ソースとドレインとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるために用いられる。第２状態では、ソースとドレインとの間に実質的に電流が流れない。半導体素子７０は、ｐチャネル形でもよいし、デプレッション型でもよい。例えば、半導体素子７０をｐチャネル形とする場合には、ソースの電位が、ドレインの電位よりも高く設定される。   For the semiconductor element 70, for example, an FET, a GaN-HEMT, or the like is used. Hereinafter, the semiconductor element 70 will be described as an FET. In this example, the semiconductor element 70 is an enhancement type n-channel FET. The semiconductor element 70 has a source, a drain, and a gate. The drain potential is set higher than the source potential. The gate is used to switch between a first state in which a current flows between the source and the drain and a second state in which a current flowing between the source and the drain is smaller than the first state. In the second state, substantially no current flows between the source and the drain. The semiconductor element 70 may be a p-channel type or a depletion type. For example, when the semiconductor element 70 is a p-channel type, the source potential is set higher than the drain potential.

半導体素子７０のドレインは、整流素子６１のカソード及び整流素子６２のカソードに接続されている。すなわち、半導体素子７０のドレインは、整流素子６１、６２を介して第１電源供給経路２６ａに接続されている。半導体素子７０のソースは、整流素子６３のアノードに接続されてる。半導体素子７０のゲートは、ツェナーダイオード６８のカソードに接続されている。また、半導体素子７０のゲートは、抵抗６４を介して整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。   The drain of the semiconductor element 70 is connected to the cathode of the rectifying element 61 and the cathode of the rectifying element 62. That is, the drain of the semiconductor element 70 is connected to the first power supply path 26 a via the rectifying elements 61 and 62. The source of the semiconductor element 70 is connected to the anode of the rectifying element 63. The gate of the semiconductor element 70 is connected to the cathode of the Zener diode 68. The gate of the semiconductor element 70 is connected to the high potential terminal 30 c of the rectifier circuit 30 through the resistor 64.

整流素子６３のカソードは、コンデンサ６５の一端及びレギュレータ６７の入力端子に接続されている。レギュレータ６７の出力端子は、制御部２２及びコンデンサ６６の一端に接続されている。   The cathode of the rectifying element 63 is connected to one end of the capacitor 65 and the input terminal of the regulator 67. The output terminal of the regulator 67 is connected to one end of the control unit 22 and the capacitor 66.

交流電圧ＶＣＴの印加にともなう各極性の電流は、整流素子６１を介して半導体素子７０のドレインに流れる。これにより、半導体素子７０のドレインには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。   Currents of respective polarities accompanying application of the AC voltage VCT flow to the drain of the semiconductor element 70 through the rectifying element 61. As a result, a pulsating voltage obtained by full-wave rectification of the AC voltage VCT is applied to the drain of the semiconductor element 70.

ツェナーダイオード６８のカソードには、抵抗６４及び整流素子６１を介して、脈流の電圧が印加される。これにより、半導体素子７０のゲートには、ツェナーダイオード６８の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、半導体素子７０のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。このように、半導体素子７０は、定電流素子として機能する。半導体素子７０は、配線部２７に流れる電流を調整する。   A pulsating voltage is applied to the cathode of the Zener diode 68 via the resistor 64 and the rectifying element 61. Thereby, a substantially constant voltage corresponding to the breakdown voltage of the Zener diode 68 is applied to the gate of the semiconductor element 70. Accordingly, a substantially constant current flows between the drain and source of the semiconductor element 70. Thus, the semiconductor element 70 functions as a constant current element. The semiconductor element 70 adjusts the current flowing through the wiring part 27.

コンデンサ６５は、半導体素子７０のソースから整流素子６３を介して供給される脈流の電圧を平滑化し、脈流の電圧を直流電圧に変換する。レギュレータ６７は、入力された直流電圧から実質的に一定の直流の駆動電圧ＶＤＤを生成し、制御部２２に出力する。コンデンサ６６は、例えば、駆動電圧ＶＤＤのノイズの除去などに用いられる。これにより、駆動電圧ＶＤＤが制御部２２に供給される。   The capacitor 65 smoothes the pulsating voltage supplied from the source of the semiconductor element 70 via the rectifying element 63 and converts the pulsating voltage into a DC voltage. The regulator 67 generates a substantially constant DC drive voltage VDD from the input DC voltage, and outputs it to the control unit 22. The capacitor 66 is used for removing noise of the drive voltage VDD, for example. As a result, the drive voltage VDD is supplied to the control unit 22.

また、制御用電源部２３には、抵抗７１、７２が、さらに設けられている。抵抗７１の一端は、整流素子６１、６２のカソードに接続されている。抵抗７１の他端は、抵抗７２の一端に接続されている。抵抗７２の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。抵抗７１、７２の接続点は、制御部２２に接続されている。これにより、抵抗７１、７２の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧として制御部２２に入力される。   The control power supply unit 23 is further provided with resistors 71 and 72. One end of the resistor 71 is connected to the cathodes of the rectifying elements 61 and 62. The other end of the resistor 71 is connected to one end of the resistor 72. The other end of the resistor 72 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. A connection point between the resistors 71 and 72 is connected to the control unit 22. As a result, a voltage corresponding to the voltage dividing ratio of the resistors 71 and 72 is input to the control unit 22 as a detection voltage for detecting the absolute value of the AC voltage VCT.

制御部２２は、例えば、検出電圧を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角制御の有無や、導通角制御の種類（位相制御か逆位相制御か）の検出を行う。そして、制御部２２は、導通角制御が行われている場合に、その導通角の検出を行う。制御部２２は、この検出結果に基づいて、調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳをフィードバック回路２５に入力する。制御部２２は、例えば、検出した導通角に対応するＰＷＭ信号を調光信号ＤＭＳとしてフィードバック回路２５に入力する。   For example, the control unit 22 detects the presence / absence of conduction angle control of the AC voltage VCT and the type of conduction angle control (whether phase control or antiphase control) based on the detected voltage. And the control part 22 detects the conduction angle, when conduction angle control is performed. The control unit 22 generates a dimming signal DMS based on the detection result, and inputs the dimming signal DMS to the feedback circuit 25. For example, the control unit 22 inputs a PWM signal corresponding to the detected conduction angle to the feedback circuit 25 as the dimming signal DMS.

電流調整部２４は、抵抗７５、７６と、スイッチング素子７８と、を有している。スイッチング素子７８には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子７８をＦＥＴとして説明を行う。   The current adjustment unit 24 includes resistors 75 and 76 and a switching element 78. For the switching element 78, for example, an FET, a GaN-HEMT, or the like is used. Hereinafter, the switching element 78 will be described as an FET.

抵抗７５の一端は、半導体素子７０のソースに接続されている。抵抗７５の他端は、スイッチング素子７８のドレインに接続されている。スイッチング素子７８のゲートは、抵抗７６を介して制御部２２に接続されている。制御部２２は、スイッチング素子７８のゲートに制御信号ＣＧＳを入力する。スイッチング素子７８には、例えば、ノーマリオフ形が用いられる。例えば、制御部２２から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子７８が、オフ状態からオン状態に変化する。   One end of the resistor 75 is connected to the source of the semiconductor element 70. The other end of the resistor 75 is connected to the drain of the switching element 78. The gate of the switching element 78 is connected to the control unit 22 via the resistor 76. The control unit 22 inputs a control signal CGS to the gate of the switching element 78. For the switching element 78, for example, a normally-off type is used. For example, the switching element 78 changes from the off state to the on state by switching the control signal CGS input from the control unit 22 from Lo to Hi.

スイッチング素子７８をオン状態にすると、例えば、整流素子６１、６２、及び半導体素子７０を介して、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部が、分岐経路２８に流れる。すなわち、スイッチング素子７８をオン状態にすることによって、電流調整部２４が導通状態となり、スイッチング素子７８をオフ状態にすることによって、電流調整部２４が非導通状態となる。   When the switching element 78 is turned on, a part of the current flowing through the first power supply path 26 a flows through the branch path 28 via the rectifying elements 61 and 62 and the semiconductor element 70, for example. That is, when the switching element 78 is turned on, the current adjustment unit 24 is turned on, and when the switching element 78 is turned off, the current adjustment unit 24 is turned off.

制御部２２は、例えば、交流電圧ＶＣＴの導通角制御の有無及びその種類の検出結果に応じて制御信号ＣＧＳを生成する。例えば、位相制御方式の導通角制御が行われている場合には、所定値以下の交流電圧ＶＣＴにおいて、トライアックをオンするために必要な保持電流を電流調整部２４（分岐経路２８）に流すようにする。これにより、例えば、調光器３の動作を安定させることができる。一方、逆位相制御方式の導通角制御が行われている場合には、導通状態から遮断状態に切り替わるタイミングにおいて、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷を電流調整部２４に引き抜くようにする。これにより、例えば、導通角の検出精度をより高めることができる。   For example, the control unit 22 generates the control signal CGS according to the presence / absence of the conduction angle control of the AC voltage VCT and the detection result of the type. For example, when the conduction angle control of the phase control method is performed, a holding current necessary for turning on the triac is supplied to the current adjustment unit 24 (branch path 28) at an AC voltage VCT of a predetermined value or less. To. Thereby, for example, the operation of the dimmer 3 can be stabilized. On the other hand, when the conduction angle control of the antiphase control method is performed, the electric charge accumulated in the filter capacitor 36 and the like is drawn out to the current adjustment unit 24 at the timing when the conduction state is switched to the cutoff state. Thereby, for example, the detection accuracy of the conduction angle can be further increased.

フィードバック回路２５は、差動増幅回路８０と、半導体素子１００と、を有する。差動増幅回路８０は、例えば、オペアンプ８１と、抵抗８２と、コンデンサ８３と、を有する。抵抗８２は、オペアンプ８１の出力端子と、オペアンプ８１の反転入力端子と、の間に接続されている。コンデンサ８３は、抵抗８２に対して並列に接続されている。すなわち、差動増幅回路８０は、負帰還を有する。   The feedback circuit 25 includes a differential amplifier circuit 80 and a semiconductor element 100. The differential amplifier circuit 80 includes, for example, an operational amplifier 81, a resistor 82, and a capacitor 83. The resistor 82 is connected between the output terminal of the operational amplifier 81 and the inverting input terminal of the operational amplifier 81. The capacitor 83 is connected in parallel with the resistor 82. That is, the differential amplifier circuit 80 has negative feedback.

オペアンプ８１の非反転入力端子は、抵抗８４の一端に接続されている。抵抗８４の他端は、電流検出抵抗２１と出力端子８との間に接続されている。これにより、オペアンプ８１の非反転入力端子には、照明負荷１２に流れる電流に応じた電圧が、検出電圧として入力される。   The non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to one end of the resistor 84. The other end of the resistor 84 is connected between the current detection resistor 21 and the output terminal 8. As a result, a voltage corresponding to the current flowing through the lighting load 12 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 as the detection voltage.

オペアンプ８１の非反転入力端子は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。これにより、照明光源１６に流れる電流を検出することができる。照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合、照明光源１６の電圧は、順方向降下電圧に応じて実質的に一定である。従って、照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合には、照明負荷１２の低電位側の端部に接続することで、照明光源１６に流れる電流を適切に検出することができる。   The non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to the low potential side end of the illumination load 12. Thereby, the electric current which flows into the illumination light source 16 is detectable. When a light emitting element such as an LED is used for the illumination light source 16, the voltage of the illumination light source 16 is substantially constant according to the forward voltage drop. Therefore, when a light emitting element such as an LED is used for the illumination light source 16, the current flowing through the illumination light source 16 can be appropriately detected by connecting to the end of the illumination load 12 on the low potential side. .

オペアンプ８１の反転入力端子は、抵抗９０の一端に接続されている。抵抗９０の他端は、抵抗９１の一端、及び、コンデンサ９２の一端に接続されている。コンデンサ９２の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。抵抗９１の他端は、制御部２２に接続されている。このように、オペアンプ８１の反転入力端子は、抵抗９０、９１を介して制御部２２に接続されている。オペアンプ８１の反転入力端子には、制御部２２からの調光信号ＤＭＳが入力される。   An inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to one end of the resistor 90. The other end of the resistor 90 is connected to one end of the resistor 91 and one end of the capacitor 92. The other end of the capacitor 92 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The other end of the resistor 91 is connected to the control unit 22. Thus, the inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to the control unit 22 via the resistors 90 and 91. The dimming signal DMS from the control unit 22 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81.

例えば、ＰＷＭ信号をコンデンサ９２で平滑化した直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとしてオペアンプ８１の反転入力端子に入力される。オペアンプ８１の反転入力端子には、例えば、調光器３の調光度に応じた直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとして入力される。調光信号ＤＭＳに電圧レベルは、非反転入力端子に入力される検出電圧の電圧レベルに対応して設定される。より詳しくは、例えば、所望の調光度に対応する調光信号ＤＭＳの電圧レベルが、その調光度に対応する輝度で照明光源１６が発光した場合の検出電圧の電圧レベルと実質的に同じとなるように設定される。   For example, a DC voltage obtained by smoothing the PWM signal with the capacitor 92 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81 as the dimming signal DMS. For example, a DC voltage corresponding to the dimming degree of the dimmer 3 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81 as the dimming signal DMS. The voltage level of the dimming signal DMS is set according to the voltage level of the detection voltage input to the non-inverting input terminal. More specifically, for example, the voltage level of the dimming signal DMS corresponding to the desired dimming level is substantially the same as the voltage level of the detection voltage when the illumination light source 16 emits light with the luminance corresponding to the dimming level. Is set as follows.

このように、オペアンプ８１の非反転入力端子には、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧が入力され、オペアンプ８１の反転入力端子には、調光信号ＤＭＳが入力される。これにより、オペアンプ８１の出力端子からは、検出電圧と調光信号ＤＭＳとの差分に対応した信号が出力される。検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、オペアンプ８１の出力も大きくなる。すなわち、照明光源１６に過電流が流れている場合に、オペアンプ８１の出力が大きくなる。このように、この例においては、調光信号ＤＭＳが基準値として用いられる。なお、調光を行わない場合には、基準値となる実質的に一定の直流電圧を、オペアンプ８１の反転入力端子に入力してもよい。   As described above, the detection voltage corresponding to the current flowing through the illumination light source 16 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81, and the dimming signal DMS is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81. As a result, a signal corresponding to the difference between the detection voltage and the dimming signal DMS is output from the output terminal of the operational amplifier 81. As the detection voltage becomes higher than the dimming signal DMS, the output of the operational amplifier 81 also increases. That is, when an overcurrent flows through the illumination light source 16, the output of the operational amplifier 81 increases. Thus, in this example, the dimming signal DMS is used as a reference value. When dimming is not performed, a substantially constant DC voltage serving as a reference value may be input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81.

この例において、半導体素子１００は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子１００は、ノーマリオフ形の素子である。半導体素子１００は、ｐｎｐトランジスタやＦＥＴなどでもよい。半導体素子１００は、ノーマリオン形でもよい。   In this example, the semiconductor element 100 is an npn transistor. The semiconductor element 100 is a normally-off type element. The semiconductor element 100 may be a pnp transistor, an FET, or the like. The semiconductor element 100 may be a normally-on type.

半導体素子１００のコレクタは、分圧抵抗４７の一端に接続されている。半導体素子１００のコレクタは、分圧抵抗４７を介して電流制御素子４１のゲートに電気的に接続される。半導体素子１００のエミッタは、抵抗１０１の一端に接続されている。抵抗１０１の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。これにより、半導体素子１００のエミッタは、電流制御素子４１のソースの電位よりも低い電位に設定される。半導体素子１００のベースは、オペアンプ８１の出力端子に接続されている。これにより、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間に流れる電流は、オペアンプ８１からの出力によって制御される。   The collector of the semiconductor element 100 is connected to one end of the voltage dividing resistor 47. The collector of the semiconductor element 100 is electrically connected to the gate of the current control element 41 via the voltage dividing resistor 47. The emitter of the semiconductor element 100 is connected to one end of the resistor 101. The other end of the resistor 101 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. As a result, the emitter of the semiconductor element 100 is set to a potential lower than the potential of the source of the current control element 41. The base of the semiconductor element 100 is connected to the output terminal of the operational amplifier 81. As a result, the current flowing between the emitter and collector of the semiconductor element 100 is controlled by the output from the operational amplifier 81.

半導体素子１００は、コレクタとエミッタとの間に電流が流れる第３状態と、コレクタとエミッタとの間に流れる電流が第３状態よりも小さい第４状態と、を有する。第３状態は、例えば、オン状態であり、第４状態は、例えば、オフ状態である。第３状態は、オン状態に限らない。第４状態は、オフ状態に限らない。第３状態は、第４状態よりも相対的に流れる電流が大きいような任意の状態でよい。第４状態は、第３状態よりも相対的に流れる電流が小さいような任意の状態でよい。   The semiconductor element 100 has a third state in which a current flows between the collector and the emitter, and a fourth state in which a current flowing between the collector and the emitter is smaller than the third state. The third state is, for example, an on state, and the fourth state is, for example, an off state. The third state is not limited to the on state. The fourth state is not limited to the off state. The third state may be an arbitrary state in which a relatively large current flows compared to the fourth state. The fourth state may be an arbitrary state in which the flowing current is relatively smaller than that in the third state.

この例では、半導体素子１００が、ノーマリオフ形であり、ベースの電位をエミッタの電位よりも高くすることによって、第４状態から第３状態に変化する。例えば、ベースの電位をエミッタの電位よりも高くすることによって、半導体素子１００が、オフ状態からオン状態に変化する。   In this example, the semiconductor element 100 is normally-off type, and changes from the fourth state to the third state by setting the base potential higher than the emitter potential. For example, when the base potential is made higher than the emitter potential, the semiconductor element 100 changes from the off state to the on state.

前述のように、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オペアンプ８１の出力が大きくなる。従って、半導体素子１００は、例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オン状態となり、検出電圧が調光信号ＤＭＳ以下の場合に、オフ状態となる。例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間の電流が大きくなる。   As described above, when the detection voltage is larger than the dimming signal DMS, the output of the operational amplifier 81 becomes large. Therefore, for example, the semiconductor element 100 is turned on when the detection voltage is larger than the dimming signal DMS, and is turned off when the detection voltage is less than or equal to the dimming signal DMS. For example, as the detection voltage becomes higher than the dimming signal DMS, the current between the emitter and collector of the semiconductor element 100 increases.

また、半導体素子１００のコレクタは、抵抗１０２の一端、及び、コンデンサ１０３の一端に、さらに接続されている。抵抗１０２の他端は、半導体素子１００のベースに接続されている。コンデンサ１０３の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。半導体素子１００のベースは、抵抗１０４の一端に、さらに接続されている。抵抗１０４の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。このように、フィードバック回路２５の基準電位は、整流回路３０の低電位端子３０ｄの電位に設定される。すなわち、フィードバック回路２５の基準電位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と共通である。フィードバック回路２５の基準電位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と実質的に同じである。   The collector of the semiconductor element 100 is further connected to one end of the resistor 102 and one end of the capacitor 103. The other end of the resistor 102 is connected to the base of the semiconductor element 100. The other end of the capacitor 103 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The base of the semiconductor element 100 is further connected to one end of the resistor 104. The other end of the resistor 104 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. Thus, the reference potential of the feedback circuit 25 is set to the potential of the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. That is, the reference potential of the feedback circuit 25 is common with the reference potential of the DC-DC converter 20b. The reference potential of the feedback circuit 25 is substantially the same as the reference potential of the DC-DC converter 20b.

［第１の実施形態の作用］
次に、第１の実施形態に係る照明装置１０及び電源装置１４の作用について説明する。 まず、調光器３の調光度がほぼ１００％に設定され、入力される電源電圧ＶＩＮがほぼそのまま伝達される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに最も高い第１直流電圧ＶＤＣ１が入力される場合について説明する。 [Operation of First Embodiment]
Next, the operation of the illumination device 10 and the power supply device 14 according to the first embodiment will be described. First, when the dimming degree of the dimmer 3 is set to approximately 100% and the input power supply voltage VIN is transmitted as it is, that is, when the highest first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. Will be described.

電源電圧ＶＩＮが、電源装置１４に供給されるとき、出力素子４０及び電流制御素子４１は、ノーマリオン形の素子であるため、いずれもオンしている。そして、出力素子４０、電流制御素子４１、インダクタ４３、出力コンデンサ４８の経路で電流が流れ、出力コンデンサ４８が充電される。出力コンデンサ４８の両端の電圧、すなわち出力端子７、８の間の電圧は、第２直流電圧ＶＤＣ２として、照明負荷１２の照明光源１６に供給される。なお、出力素子４０及び電流制御素子４１がオンしているため、整流素子４２には、逆電圧が印加される。整流素子４２には、電流は流れない。   When the power supply voltage VIN is supplied to the power supply device 14, since the output element 40 and the current control element 41 are normally-on elements, both are turned on. Then, a current flows through the path of the output element 40, the current control element 41, the inductor 43, and the output capacitor 48, and the output capacitor 48 is charged. The voltage across the output capacitor 48, that is, the voltage between the output terminals 7 and 8, is supplied to the illumination light source 16 of the illumination load 12 as the second DC voltage VDC2. Note that since the output element 40 and the current control element 41 are on, a reverse voltage is applied to the rectifying element 42. No current flows through the rectifying element 42.

第２直流電圧ＶＤＣ２が所定電圧に達すると、照明光源１６に電流が流れ、照明光源１６が点灯する。このとき、出力素子４０、電流制御素子４１、インダクタ４３、出力コンデンサ４８及び照明光源１６の経路で電流が流れる。例えば、照明光源１６がＬＥＤの場合、この所定電圧は、ＬＥＤの順方向降下電圧であり、照明光源１６に応じて定まる。また、照明光源１６が消灯した場合、電流が流れないため、出力コンデンサ４８は、出力電圧の値を保持する。   When the second DC voltage VDC2 reaches a predetermined voltage, a current flows through the illumination light source 16, and the illumination light source 16 is turned on. At this time, a current flows through the path of the output element 40, the current control element 41, the inductor 43, the output capacitor 48, and the illumination light source 16. For example, when the illumination light source 16 is an LED, the predetermined voltage is a forward voltage drop of the LED and is determined according to the illumination light source 16. Further, when the illumination light source 16 is turned off, no current flows, so the output capacitor 48 holds the value of the output voltage.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１は、第２直流電圧ＶＤＣ２と比較して十分に高い。すなわち、入出力間の電位差ΔＶは、十分に大きい。このため、インダクタ４３を流れる電流は増加していく。駆動巻線４４は、インダクタ４３と磁気結合しているため、駆動巻線４４には、結合コンデンサ４５側を高電位とする極性の起電力が誘起される。そのため、出力素子４０のゲートには、結合コンデンサ４５を介してソースに対して正の電位が供給され、出力素子４０はオンの状態を維持する。   The first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b is sufficiently higher than the second DC voltage VDC2. That is, the potential difference ΔV between the input and output is sufficiently large. For this reason, the current flowing through the inductor 43 increases. Since the drive winding 44 is magnetically coupled to the inductor 43, an electromotive force having a polarity with a high potential on the coupling capacitor 45 side is induced in the drive winding 44. Therefore, a positive potential is supplied to the gate of the output element 40 with respect to the source via the coupling capacitor 45, and the output element 40 is kept on.

電流制御素子４１を流れる電流が上限値を超えると、電流制御素子４１のドレイン−ソース間電圧は、急激に上昇する。そのため、出力素子４０のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧よりも低くなり、出力素子４０はオフする。上限値は、電流制御素子４１の飽和電流値であり、電流制御素子４１のゲートに入力される電位により規定される。電流制御素子４１のゲート電位は、バイアス抵抗４９を介して分圧抵抗４６、４７に供給される直流電圧、照明光源１６の電圧、分圧抵抗４６、４７の分圧比、及び、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間の電流によって設定される。なお、上記のとおり、電流制御素子４１のゲート電位は、ソースに対して負電位のため、飽和電流値を適正値に制限することができる。   When the current flowing through the current control element 41 exceeds the upper limit value, the drain-source voltage of the current control element 41 increases rapidly. Therefore, the gate-source voltage of the output element 40 becomes lower than the threshold voltage, and the output element 40 is turned off. The upper limit value is the saturation current value of the current control element 41 and is defined by the potential input to the gate of the current control element 41. The gate potential of the current control element 41 includes the DC voltage supplied to the voltage dividing resistors 46 and 47 via the bias resistor 49, the voltage of the illumination light source 16, the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors 46 and 47, and the semiconductor element 100. Set by current between emitter and collector. As described above, since the gate potential of the current control element 41 is negative with respect to the source, the saturation current value can be limited to an appropriate value.

インダクタ４３は、整流素子４２、出力コンデンサ４８及び照明負荷１２の経路で電流を流し続ける。このとき、インダクタ４３は、エネルギーを放出するため、インダクタ４３の電流は、減少していく。このため、駆動巻線４４には、結合コンデンサ４５側を低電位とする極性の起電力が誘起される。出力素子４０のゲートには、結合コンデンサ４５を介してソースに対して負の電位が供給され、出力素子４０はオフの状態を維持する。   The inductor 43 continues to pass current through the path of the rectifying element 42, the output capacitor 48, and the lighting load 12. At this time, since the inductor 43 releases energy, the current of the inductor 43 decreases. For this reason, an electromotive force having a polarity that causes the coupling capacitor 45 to have a low potential is induced in the drive winding 44. A negative potential is supplied to the gate of the output element 40 with respect to the source via the coupling capacitor 45, and the output element 40 maintains the OFF state.

インダクタ４３に蓄積されていたエネルギーがゼロになると、インダクタ４３を流れる電流はゼロになる。駆動巻線４４に誘起される起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサ４５側を高電位とする起電力が誘起される。これにより、出力素子４０のゲートにソースよりも高い電位が供給され、出力素子４０が再びオンする。これにより、上記の所定電圧に達した状態に戻る。   When the energy stored in the inductor 43 becomes zero, the current flowing through the inductor 43 becomes zero. The direction of the electromotive force induced in the drive winding 44 is reversed again, and an electromotive force that induces a high potential on the coupling capacitor 45 side is induced. As a result, a potential higher than that of the source is supplied to the gate of the output element 40, and the output element 40 is turned on again. Thereby, it returns to the state which reached said predetermined voltage.

以後、上記の動作を繰り返す。これにより、出力素子４０のオン及びオフへの切替が自動的に繰り返されて、照明光源１６には電源電圧ＶＩＮを降下した第２直流電圧ＶＤＣ２が供給される。すなわち、電源装置１４においては、出力素子４０のスイッチング周波数が、分圧抵抗４６、４７及びフィードバック回路２５によって設定される。また、照明光源１６に供給される電流は、電流制御素子４１により上限値の制限された定電流となる。そのため、照明光源１６を安定に点灯させることができる。   Thereafter, the above operation is repeated. As a result, the output element 40 is automatically switched on and off, and the illumination light source 16 is supplied with the second DC voltage VDC2 having the power supply voltage VIN lowered. That is, in the power supply device 14, the switching frequency of the output element 40 is set by the voltage dividing resistors 46 and 47 and the feedback circuit 25. Further, the current supplied to the illumination light source 16 becomes a constant current whose upper limit is limited by the current control element 41. Therefore, the illumination light source 16 can be lighted stably.

フィードバック回路２５の差動増幅回路８０は、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧と、調光信号ＤＭＳとの差に応じて、半導体素子１００のベース電位を変化させる。差動増幅回路８０は、例えば、照明光源１６に過電流が流れ、調光信号ＤＭＳの電圧レベルに対して、検出電圧の電圧レベルが所定値以上高い場合に、半導体素子１００のベースに高い電位を設定し、半導体素子１００を実質的にオン状態とする。   The differential amplifier circuit 80 of the feedback circuit 25 changes the base potential of the semiconductor element 100 according to the difference between the detection voltage corresponding to the current flowing through the illumination light source 16 and the dimming signal DMS. The differential amplifier circuit 80 has, for example, a high potential at the base of the semiconductor element 100 when an overcurrent flows through the illumination light source 16 and the voltage level of the detection voltage is higher than a predetermined value with respect to the voltage level of the dimming signal DMS. Is set to substantially turn on the semiconductor element 100.

半導体素子１００がオン状態になると、電流制御素子４１のゲート電位が、例えば、整流回路３０の低電位端子３０ｄに設定される。すなわち、電流制御素子４１のゲート電位に負電位が設定され、電流制御素子４１がオフ状態になる。これにより、照明光源１６に流れる電流が小さくなり、照明光源１６に過電流が流れることが抑制される。このように、この例では、フィードバック回路２５が、検出電圧と調光信号ＤＭＳとを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。   When the semiconductor element 100 is turned on, the gate potential of the current control element 41 is set at, for example, the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. That is, a negative potential is set as the gate potential of the current control element 41, and the current control element 41 is turned off. Thereby, the electric current which flows into the illumination light source 16 becomes small, and it is suppressed that an overcurrent flows into the illumination light source 16. Thus, in this example, the feedback circuit 25 feedback-controls the DC-DC converter 20b based on the detected voltage and the dimming signal DMS.

調光器３の調光度が１００％よりも小さい値に設定され、入力される交流電圧ＶＣＴが導通角制御されて伝達される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに高い第１直流電圧ＶＤＣ１が入力される場合についても、出力素子４０が発振を継続できる場合は、上記と同様である。調光器３の調光度に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１の値が変化して、出力電流の平均値を制御することができる。従って、調光度に応じて、照明負荷１２の照明光源１６を調光することができる。   When the dimming degree of the dimmer 3 is set to a value smaller than 100% and the input AC voltage VCT is transmitted with the conduction angle controlled, that is, the high first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. The same applies to the case where the output element 40 can continue to oscillate. The value of the first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b changes according to the dimming degree of the dimmer 3, and the average value of the output current can be controlled. Therefore, the illumination light source 16 of the illumination load 12 can be dimmed according to the dimming degree.

また、調光器３の調光度がさらに小さい値に設定される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１がさらに低い場合には、出力素子４０がオンしてもインダクタ４３の両端の電位差が小さいため、インダクタ４３を流れる電流が増加することができない。したがって、出力素子４０は、オフの状態にならず、一定の直流電流を出力する。すなわち、電源装置１４は、調光器３の調光度が小さい場合、すなわち、入出力間の電位差ΔＶが小さい場合、シリーズレギュレータのような動作をする。   Further, when the dimming degree of the dimmer 3 is set to a smaller value, that is, when the first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b is lower, the inductor even if the output element 40 is turned on. Since the potential difference between both ends of 43 is small, the current flowing through the inductor 43 cannot be increased. Therefore, the output element 40 is not turned off and outputs a constant direct current. That is, the power supply device 14 operates like a series regulator when the dimming degree of the dimmer 3 is small, that is, when the potential difference ΔV between the input and output is small.

このように、電源装置１４は、電位差ΔＶが所定値よりも大きいとスイッチング動作し、電位差ΔＶが小さいと、シリーズレギュレータのような動作をする。電位差ΔＶが大きい場合は、電位差ΔＶと電流との積が大きく、シリーズレギュレータの動作を行うと損失が大きくなる。従って、電位差ΔＶが大きい場合に、スイッチング動作をすることは、低消費電力化に適する。また、電位差ΔＶが小さい場合は、損失は小さいため、シリーズレギュレータとして動作をすることは問題ない。   Thus, the power supply device 14 performs a switching operation when the potential difference ΔV is larger than a predetermined value, and operates as a series regulator when the potential difference ΔV is small. When the potential difference ΔV is large, the product of the potential difference ΔV and the current is large, and the loss increases when the series regulator is operated. Therefore, when the potential difference ΔV is large, the switching operation is suitable for low power consumption. When the potential difference ΔV is small, the loss is small, and there is no problem in operating as a series regulator.

また、電源装置１４では、電位差ΔＶが所定値よりも小さいときは、出力素子４０はオフの状態にならずにオンの状態を継続したまま電流が振動して、電流の平均値で照明負荷１２の照明光源１６を点灯させる。また、電位差ΔＶがさらに小さいときは、出力素子４０は、オンの状態を継続したまま、直流電流を照明負荷１２に出力して照明光源１６を点灯させる。その結果、電源装置１４では、出力電流をゼロまで連続的に変化させることができる。例えば、照明装置１０において、照明負荷１２の照明光源１６をスムーズに消灯させることができる。   Further, in the power supply device 14, when the potential difference ΔV is smaller than the predetermined value, the output element 40 does not turn off, the current vibrates while continuing the on state, and the lighting load 12 has the average value of the current. The illumination light source 16 is turned on. When the potential difference ΔV is further smaller, the output element 40 outputs a direct current to the illumination load 12 to turn on the illumination light source 16 while continuing the on state. As a result, the power supply device 14 can continuously change the output current to zero. For example, in the illumination device 10, the illumination light source 16 of the illumination load 12 can be turned off smoothly.

電源装置１４では、電位差ΔＶに応じて、出力素子４０のスイッチング動作時における最大値から、出力素子４０のオンの状態を継続したまま直流電流を出力する際の最小値まで出力電流を連続的に変化させることができる。例えば、照明装置１０において、照明光源１６を連続的に０〜１００％の範囲で調光することができる。   In the power supply device 14, the output current is continuously changed from the maximum value during the switching operation of the output element 40 to the minimum value when the DC current is output while the output element 40 is kept on according to the potential difference ΔV. Can be changed. For example, in the illumination device 10, the illumination light source 16 can be dimmed continuously in the range of 0 to 100%.

図３は、第１の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。
図３に表したように、電源装置１４において、出力素子４０の動作に異常が発生し、出力素子４０に流れる電流が大きくなると、照明負荷１２や電流検出抵抗２１に流れる電流も増大する。電流検出抵抗２１に流れる電流が増大すると、電流検出抵抗２１の温度が上昇する。そして、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が所定値以上になると、電流検出抵抗２１が熱的に破壊され、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が遮断される。 FIG. 3 is a flowchart schematically showing a part of the operation of the power supply device according to the first embodiment.
As shown in FIG. 3, when an abnormality occurs in the operation of the output element 40 in the power supply device 14 and the current flowing through the output element 40 increases, the current flowing through the lighting load 12 and the current detection resistor 21 also increases. When the current flowing through the current detection resistor 21 increases, the temperature of the current detection resistor 21 rises. And if the electric current which flows into the output element 40 and the illumination load 12 becomes more than predetermined value, the electric current detection resistance 21 will be destroyed thermally, and the electric current which flows into the output element 40 and the illumination load 12 will be interrupted | blocked.

すなわち、電流制御素子４１の耐熱温度は、出力素子４０の耐熱温度と実質的に同じであるが、電流検出抵抗２１の耐熱温度は、出力素子４０または電流制御素子４１の耐熱温度よりも低いので、出力素子４０の異常などによって出力素子４０及び照明負荷１２に定格以上の電流が流れた場合、温度の上昇により、出力素子４０よりも先に電流検出抵抗２１が破壊される。電流検出抵抗２１は、熱により開放破壊される。   That is, the heat resistance temperature of the current control element 41 is substantially the same as the heat resistance temperature of the output element 40, but the heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is lower than the heat resistance temperature of the output element 40 or the current control element 41. When a current exceeding the rating flows to the output element 40 and the illumination load 12 due to an abnormality of the output element 40, the current detection resistor 21 is destroyed before the output element 40 due to a rise in temperature. The current detection resistor 21 is broken open by heat.

このように、電流検出抵抗２１は、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が所定値以上になった場合に、熱的に破壊され、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流を遮断する。なお、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流の所定値とは、例えば、電流検出抵抗２１の温度が電流検出抵抗２１の耐熱温度に達する電流値である。   As described above, the current detection resistor 21 is thermally destroyed when the current flowing through the output element 40 and the lighting load 12 exceeds a predetermined value, and blocks the current flowing through the output element 40 and the lighting load 12. The predetermined value of the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12 is, for example, a current value at which the temperature of the current detection resistor 21 reaches the heat resistance temperature of the current detection resistor 21.

なお、出力素子４０の耐熱温度は、例えば、配線基板１１０の耐熱温度よりも高く、電流検出抵抗２１の耐熱温度は、配線基板１１０の耐熱温度よりも低い。電流検出抵抗２１の耐熱温度は、例えば、１００℃以上３００℃以下である。   For example, the heat resistance temperature of the output element 40 is higher than the heat resistance temperature of the wiring board 110, and the heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is lower than the heat resistance temperature of the wiring board 110. The heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is, for example, 100 ° C. or more and 300 ° C. or less.

［第１の実施形態の効果］
このように、本実施形態に係る電源装置１４では、電流検出抵抗２１の耐熱温度を出力素子４０の耐熱温度よりも低くし、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が所定値以上になった際に、電流検出抵抗２１を熱的に破壊して、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流を遮断する。これにより、本実施形態に係る電源装置１４では、出力素子４０などの異常時においても、ノーマリオン形の出力素子４０に電流が流れ続けてしまうことを抑制することができる。例えば、回路の異常発熱などを抑制することができる。照明装置１０及び電源装置１４の安全性を高めることができる。 [Effect of the first embodiment]
As described above, in the power supply device 14 according to the present embodiment, the heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is made lower than the heat resistance temperature of the output element 40, and the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12 becomes a predetermined value or more. At this time, the current detection resistor 21 is thermally destroyed to cut off the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12. Thereby, in the power supply device 14 according to the present embodiment, it is possible to prevent the current from continuing to flow through the normally-on output element 40 even when the output element 40 or the like is abnormal. For example, abnormal heat generation of the circuit can be suppressed. The safety of the lighting device 10 and the power supply device 14 can be improved.

また、電源装置１４では、フィードバック回路２５を照明負荷１２の低電位側の端部に接続し、照明光源１６に流れる電流を検出し、その検出結果に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの動作をフィードバック制御している。照明光源１６の電圧は、電源電圧ＶＩＮや交流電圧ＶＣＴなどの入力電圧が歪んでも、ある程度安定する。従って、上記のように、フィードバック回路２５を照明負荷１２の低電位側の端部に接続して照明光源１６に流れる電流を検出することにより、例えば、電流の検出精度を高めることができる。例えば、過電流が発生した場合に、照明光源１６に流れる電流を即座に停止させることができる。さらには、ノーマリオン形の電流制御素子４１のゲートに対して、負電位を容易に設定することもできる。これにより、電源装置１４では、より確実な電流制御及び過電流保護を行うことができる。   In the power supply device 14, the feedback circuit 25 is connected to the end of the lighting load 12 on the low potential side, the current flowing through the illumination light source 16 is detected, and the operation of the DC-DC converter 20 b is fed back according to the detection result. I have control. The voltage of the illumination light source 16 is stabilized to some extent even when an input voltage such as the power supply voltage VIN or the AC voltage VCT is distorted. Therefore, by detecting the current flowing through the illumination light source 16 by connecting the feedback circuit 25 to the low potential end of the illumination load 12 as described above, for example, the current detection accuracy can be improved. For example, when an overcurrent occurs, the current flowing through the illumination light source 16 can be stopped immediately. Furthermore, a negative potential can be easily set for the gate of the normally-on type current control element 41. Thereby, the power supply device 14 can perform more reliable current control and overcurrent protection.

さらに、電源装置１４では、フィードバック回路２５の基準電位が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と共通である。これにより、例えば、出力電圧である第２直流電圧ＶＤＣ２の変動を抑制することができる。   Further, in the power supply device 14, the reference potential of the feedback circuit 25 is common with the reference potential of the DC-DC converter 20b. Thereby, for example, fluctuations in the second DC voltage VDC2 that is the output voltage can be suppressed.

［第１の実施形態の変形例］
図４（ａ）及び図４（ｂ）は、第１の実施形態に係る電源装置の一部を表す模式図である。
図４（ａ）は、模式的断面図であり、図４（ｂ）は、模式的平面図である。図４（ａ）及び図４（ｂ）は、それぞれ異なる変形例を表す。 [Modification of First Embodiment]
FIG. 4A and FIG. 4B are schematic views showing a part of the power supply device according to the first embodiment.
FIG. 4A is a schematic cross-sectional view, and FIG. 4B is a schematic plan view. 4 (a) and 4 (b) show different modifications.

図４（ａ）に表したように、電流検出抵抗２１は、本体部２１ａと、本体部２１ａの両端に接続された一対の導線部２１ｂと、を有する。一対の導線部２１ｂは、例えば、リード線である。この電流検出抵抗２１を配線基板１１０に実装する場合、図４（ａ）に表したように、本体部２１ａを配線基板１１０から浮かせる。   As shown in FIG. 4A, the current detection resistor 21 includes a main body portion 21a and a pair of conductor portions 21b connected to both ends of the main body portion 21a. The pair of conductor portions 21b are, for example, lead wires. When the current detection resistor 21 is mounted on the wiring board 110, the main body 21a is floated from the wiring board 110 as shown in FIG.

このように、電流検出抵抗２１を配線基板１１０から浮かせる。これにより、例えば、電流検出抵抗２１で発生した熱が、配線基板１１０などに逃げてしまうことを抑制することができる。例えば、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が増大した際に、電流量に応じて電流検出抵抗２１を適切に破壊することができる。電流検出抵抗２１の熱的な破壊の制御性を高めることができる。照明装置１０及び電源装置１４の安全性をより高めることができる。   In this way, the current detection resistor 21 is floated from the wiring board 110. Thereby, for example, the heat generated in the current detection resistor 21 can be prevented from escaping to the wiring board 110 or the like. For example, when the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12 increases, the current detection resistor 21 can be appropriately destroyed according to the amount of current. Controllability of thermal destruction of the current detection resistor 21 can be improved. The safety of the lighting device 10 and the power supply device 14 can be further increased.

図４（ｂ）に表したように、配線基板１１０は、電流検出抵抗２１の一対の導線部２１ｂのそれぞれと電気的に接続される一対の配線１１０ａを有する。この際、配線１１０ａをなるべく細く形成する。例えば、配線１１０ａの幅Ｗ１は、電流検出抵抗２１の幅Ｗ２よりも狭くする。   As illustrated in FIG. 4B, the wiring board 110 includes a pair of wirings 110 a that are electrically connected to the pair of conductor portions 21 b of the current detection resistor 21. At this time, the wiring 110a is formed as thin as possible. For example, the width W1 of the wiring 110a is made smaller than the width W2 of the current detection resistor 21.

これにより、図４（ａ）の場合と同様に、電流検出抵抗２１から熱が逃げてしまうことを抑制することができる。電流検出抵抗２１の熱的な破壊の制御性を高めることができる。なお、配線１１０ａの幅Ｗ１とは、例えば、配線１１０ａの延在方向に対して垂直な方向の長さである。電流検出抵抗２１の幅Ｗ２とは、例えば、平面視において電流検出抵抗２１の短手方向の長さである。   Thereby, similarly to the case of FIG. 4A, it is possible to suppress heat from escaping from the current detection resistor 21. Controllability of thermal destruction of the current detection resistor 21 can be improved. Note that the width W1 of the wiring 110a is, for example, the length in a direction perpendicular to the extending direction of the wiring 110a. The width W2 of the current detection resistor 21 is, for example, the length in the short direction of the current detection resistor 21 in plan view.

図４（ｂ）では、電流検出抵抗２１として、チップ型の抵抗素子を図示している。このように、電流検出抵抗２１は、リード線型の抵抗素子でもよいし、チップ型の抵抗素子でもよいし、他の構造の抵抗素子でもよい。   In FIG. 4B, a chip-type resistance element is illustrated as the current detection resistor 21. As described above, the current detection resistor 21 may be a lead wire type resistor element, a chip type resistor element, or a resistor element having another structure.

（第２の実施形態）
［第２の実施形態の構成］
図５は、第２の実施形態に係る電源装置の一部を模式的に表す断面図である。
なお、上記第１の実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明は省略する。
図５に表したように、この例において、インダクタ４３及び駆動巻線４４は、配線基板１１０を挟んで出力素子４０と対向する位置に配置される。これにより、インダクタ４３及び駆動巻線４４は、出力素子４０と熱的に結合する。 (Second Embodiment)
[Configuration of Second Embodiment]
FIG. 5 is a cross-sectional view schematically showing a part of the power supply device according to the second embodiment.
Note that components that are substantially the same in function and configuration as those in the first embodiment are given the same reference numerals, and detailed descriptions thereof are omitted.
As shown in FIG. 5, in this example, the inductor 43 and the drive winding 44 are disposed at a position facing the output element 40 with the wiring board 110 interposed therebetween. As a result, the inductor 43 and the drive winding 44 are thermally coupled to the output element 40.

インダクタ４３の耐熱温度及び駆動巻線４４の耐熱温度は、出力素子４０の耐熱温度よりも低い。また、電流検出抵抗２１の耐熱温度は、インダクタ４３の耐熱温度及び駆動巻線４４の耐熱温度よりも低い。   The heat resistance temperature of the inductor 43 and the heat resistance temperature of the drive winding 44 are lower than the heat resistance temperature of the output element 40. Further, the heat resistance temperature of the current detection resistor 21 is lower than the heat resistance temperature of the inductor 43 and the heat resistance temperature of the drive winding 44.

［第２の実施形態の作用］
図６は、第２の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。
図６に表したように、この例において、出力素子４０の動作に異常が発生し、出力素子４０に流れる電流が大きくなると、出力素子４０の温度が上昇する。この例では、インダクタ４３及び駆動巻線４４が、出力素子４０と熱的に結合している。このため、出力素子４０の温度が上昇すると、インダクタ４３及び駆動巻線４４の温度も上昇する。 [Operation of Second Embodiment]
FIG. 6 is a flowchart schematically showing a part of the operation of the power supply device according to the second embodiment.
As shown in FIG. 6, in this example, when an abnormality occurs in the operation of the output element 40 and the current flowing through the output element 40 increases, the temperature of the output element 40 increases. In this example, the inductor 43 and the drive winding 44 are thermally coupled to the output element 40. For this reason, when the temperature of the output element 40 rises, the temperature of the inductor 43 and the drive winding 44 also rises.

インダクタ４３及び駆動巻線４４の耐熱温度は、出力素子４０の耐熱温度よりも低い。このため、出力素子４０が熱によって故障するよりも前に、インダクタ４３及び駆動巻線４４の少なくとも一方が熱によって故障する。例えば、インダクタ４３及び駆動巻線４４の少なくとも一方に、層間短絡が発生する。   The heat resistance temperature of the inductor 43 and the drive winding 44 is lower than the heat resistance temperature of the output element 40. For this reason, before the output element 40 fails due to heat, at least one of the inductor 43 and the drive winding 44 fails due to heat. For example, an interlayer short circuit occurs in at least one of the inductor 43 and the drive winding 44.

インダクタ４３に層間短絡が発生した場合、駆動巻線４４の巻数に対するインダクタ４３の巻数の割合が小さくなる。例えば、駆動巻線４４の巻数が１、インダクタ４３の巻数がＮである場合、巻数比が１：１に近づく。インダクタ４３と駆動巻線４４との巻数比が小さくなる。このため、例えば、出力素子４０のゲートに過大な電圧が印加され、出力素子４０のゲートが故障する。出力素子４０は、ノーマリオン形である。従って、出力素子４０のゲートが故障すると、出力素子４０がオン状態に保持され、出力素子４０に電流が流れ続ける。すなわち、照明負荷１２や電流検出抵抗２１に電流が流れ続ける。   When an interlayer short circuit occurs in the inductor 43, the ratio of the number of turns of the inductor 43 to the number of turns of the drive winding 44 becomes small. For example, when the number of turns of the drive winding 44 is 1 and the number of turns of the inductor 43 is N, the turns ratio approaches 1: 1. The turns ratio between the inductor 43 and the drive winding 44 is reduced. For this reason, for example, an excessive voltage is applied to the gate of the output element 40, and the gate of the output element 40 fails. The output element 40 is a normally-on type. Therefore, when the gate of the output element 40 fails, the output element 40 is maintained in the ON state, and current continues to flow through the output element 40. That is, current continues to flow through the illumination load 12 and the current detection resistor 21.

一方、駆動巻線４４に層間短絡が発生した場合、駆動巻線４４の巻数に対するインダクタ４３の巻数の割合が大きくなる。例えば、巻数比がＮ：１よりも大きくなる。このため、例えば、出力素子４０のゲートに印加される電圧が小さくなり、出力素子４０がオフ状態にならなくなる。従って、インダクタ４３が層間短絡した場合と同様に、出力素子４０がオン状態に保持され、出力素子４０、照明負荷１２、電流検出抵抗２１などに電流が流れ続ける。   On the other hand, when an interlayer short circuit occurs in the drive winding 44, the ratio of the number of turns of the inductor 43 to the number of turns of the drive winding 44 increases. For example, the turns ratio is greater than N: 1. For this reason, for example, the voltage applied to the gate of the output element 40 is reduced, and the output element 40 is not turned off. Therefore, as in the case where the inductor 43 is short-circuited between the layers, the output element 40 is held in the on state, and current continues to flow through the output element 40, the illumination load 12, the current detection resistor 21, and the like.

電流検出抵抗２１に電流が流れ続けると、電流検出抵抗２１の温度が上昇する。これにより、上記第１の実施形態と同様に、電流検出抵抗２１が熱的に破壊され、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が遮断される。   If a current continues to flow through the current detection resistor 21, the temperature of the current detection resistor 21 rises. As a result, as in the first embodiment, the current detection resistor 21 is thermally destroyed, and the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12 is interrupted.

［第２の実施形態の効果］
このように、本実施形態に係る電源装置１４では、インダクタ４３及び駆動巻線４４を出力素子４０と熱的に結合させ、出力素子４０の動作に異常が生じた場合に、インダクタ４３及び駆動巻線４４の少なくとも一方を故障させることにより、出力素子４０をオン状態に保持する。これにより、例えば、出力素子４０の動作が不安定な場合などに、電流検出抵抗２１を積極的に破壊し、照明装置１０及び電源装置１４を安全に停止させることができる。例えば、回路の異常発熱などをより適切に抑制することができる。照明装置１０及び電源装置１４の安全性をより高めることができる。 [Effects of Second Embodiment]
Thus, in the power supply device 14 according to the present embodiment, when the inductor 43 and the drive winding 44 are thermally coupled to the output element 40 and an abnormality occurs in the operation of the output element 40, the inductor 43 and the drive winding By causing at least one of the lines 44 to fail, the output element 40 is held in the ON state. Thereby, for example, when the operation of the output element 40 is unstable, the current detection resistor 21 can be actively destroyed, and the lighting device 10 and the power supply device 14 can be safely stopped. For example, abnormal heat generation of the circuit can be more appropriately suppressed. The safety of the lighting device 10 and the power supply device 14 can be further increased.

なお、この例では、インダクタ４３及び駆動巻線４４を出力素子４０と熱的に結合させている。出力素子４０と熱的に結合させるのは、インダクタ４３及び駆動巻線４４の一方のみでもよい。   In this example, the inductor 43 and the drive winding 44 are thermally coupled to the output element 40. Only one of the inductor 43 and the drive winding 44 may be thermally coupled to the output element 40.

［第２の実施形態の変形例］
図７（ａ）〜図７（ｃ）は、第２の実施形態に係る電源装置の一部を模式的に表す断面図である。
図７（ａ）〜図７（ｃ）は、それぞれ異なる変形例を表す。 [Modification of Second Embodiment]
FIG. 7A to FIG. 7C are cross-sectional views schematically showing a part of the power supply device according to the second embodiment.
FIG. 7A to FIG. 7C show different modifications.

図７（ａ）に表したように、インダクタ４３及び駆動巻線４４は、配線基板１１０の同一面上に隣接して配置することにより、出力素子４０と熱的に結合させてもよい。   As shown in FIG. 7A, the inductor 43 and the drive winding 44 may be thermally coupled to the output element 40 by being disposed adjacent to each other on the same surface of the wiring board 110.

図７（ｂ）に表したように、出力素子４０とインダクタ４３と駆動巻線４４とを覆う被覆部材１１２をさらに設けてもよい。被覆部材１１２は、熱伝導性を有する。被覆部材１１２は、高い熱伝導率を有する。被覆部材１１２は、例えば、絶縁性をさらに有する。被覆部材１１２には、例えば、樹脂材料が用いられる。被覆部材１１２には、例えば、シリコーン樹脂が用いられる。   As illustrated in FIG. 7B, a covering member 112 that covers the output element 40, the inductor 43, and the drive winding 44 may be further provided. The covering member 112 has thermal conductivity. The covering member 112 has a high thermal conductivity. The covering member 112 further has an insulating property, for example. For example, a resin material is used for the covering member 112. For the covering member 112, for example, a silicone resin is used.

このように、出力素子４０とインダクタ４３と駆動巻線４４とを被覆部材１１２で覆うことにより、出力素子４０とインダクタ４３と駆動巻線４４とを熱的に結合させてもよい。この場合、インダクタ４３及び駆動巻線４４は、必ずしも出力素子４０と隣接していなくてもよい。   As described above, the output element 40, the inductor 43, and the drive winding 44 may be covered with the covering member 112 to thermally couple the output element 40, the inductor 43, and the drive winding 44. In this case, the inductor 43 and the drive winding 44 do not necessarily have to be adjacent to the output element 40.

図７（ｃ）に表したように、インダクタ４３及び駆動巻線４４に代えて、電流検出抵抗２１を出力素子４０と熱的に結合させてもよい。これにより、例えば、電流検出抵抗２１の熱的な破壊の制御性を高めることができる。   As shown in FIG. 7C, the current detection resistor 21 may be thermally coupled to the output element 40 instead of the inductor 43 and the drive winding 44. Thereby, for example, the controllability of thermal destruction of the current detection resistor 21 can be improved.

図７（ｃ）では、電流検出抵抗２１を出力素子４０と対向させて配置することにより、熱的に結合させている。電流検出抵抗２１と出力素子４０との熱的な結合は、隣接して配置させるものでもよいし、被覆部材１１２を介するものでもよい。   In FIG. 7C, the current detection resistor 21 is arranged to face the output element 40 to be thermally coupled. The thermal coupling between the current detection resistor 21 and the output element 40 may be disposed adjacent to each other or may be via the covering member 112.

（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態に係る電源装置の動作の一部を模式的に表すフローチャート図である。
図８に表したように、この例において、出力素子４０の動作に異常が発生し、出力素子４０に流れる電流が大きくなると、インダクタ４３に流れる電流も増大する。インダクタ４３に流れる電流が増大すると、インダクタ４３の温度が上昇する。そして、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が所定値以上になると、インダクタ４３が熱的に破壊され、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流が遮断される。 (Third embodiment)
FIG. 8 is a flowchart schematically showing a part of the operation of the power supply device according to the third embodiment.
As shown in FIG. 8, in this example, when an abnormality occurs in the operation of the output element 40 and the current flowing through the output element 40 increases, the current flowing through the inductor 43 also increases. When the current flowing through the inductor 43 increases, the temperature of the inductor 43 increases. And when the electric current which flows into the output element 40 and the illumination load 12 becomes more than predetermined value, the inductor 43 will be destroyed thermally and the electric current which flows into the output element 40 and the illumination load 12 will be interrupted | blocked.

このように、インダクタ４３を熱的に破壊することにより、出力素子４０及び照明負荷１２に流れる電流を遮断してもよい。このような構成は、例えば、上記の第２の実施形態で説明したように、インダクタ４３を出力素子４０と熱的に結合させ、インダクタ４３の耐熱温度を出力素子４０の耐熱温度よりも低くすることによって実現できる。例えば、出力素子４０に所定値以上の電流が流れた際に、インダクタ４３の導線が溶断し、開放状態で破壊されるように、インダクタ４３の導線の太さを設定する。この例においても、上記各実施形態と同様に、出力素子４０などの異常時に、ノーマリオン形の出力素子４０に電流が流れ続けてしまうことを抑制することができる。   In this way, the current flowing through the output element 40 and the illumination load 12 may be interrupted by thermally destroying the inductor 43. In such a configuration, for example, as described in the second embodiment, the inductor 43 is thermally coupled to the output element 40 so that the heat-resistant temperature of the inductor 43 is lower than the heat-resistant temperature of the output element 40. Can be realized. For example, the thickness of the conductor of the inductor 43 is set so that the conductor of the inductor 43 is melted and broken in an open state when a current of a predetermined value or more flows through the output element 40. Also in this example, like the above-described embodiments, it is possible to prevent the current from continuing to flow through the normally-on output element 40 when the output element 40 or the like is abnormal.

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。   As described above, the embodiments have been described with reference to specific examples. However, the embodiments are not limited thereto, and various modifications are possible.

例えば、出力素子４０及び電流制御素子４１はＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を等しくする場合、シリコン半導体素子よりも小さくできるために寄生容量が小さく、高速動作が可能なため、スイッチング周期を短くすることができ、巻線部品やコンデンサなどの小形化が可能となる。   For example, the output element 40 and the current control element 41 are not limited to the GaN-based HEMT. For example, a semiconductor element formed using a semiconductor (wide band gap semiconductor) having a wide band gap such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond on the semiconductor substrate may be used. Here, the wide band gap semiconductor means a semiconductor having a wider band gap than gallium arsenide (GaAs) having a band gap of about 1.4 eV. For example, a semiconductor having a band gap of 1.5 eV or more, gallium phosphide (GaP, band gap about 2.3 eV), gallium nitride (GaN, band gap about 3.4 eV), diamond (C, band gap about 5.27 eV) , Aluminum nitride (AlN, band gap of about 5.9 eV), silicon carbide (SiC), and the like. Such a wide band gap semiconductor element can be made smaller than a silicon semiconductor element when the breakdown voltage is made equal, so that the parasitic capacitance is small and high speed operation is possible, so that the switching cycle can be shortened, and the winding parts and Capacitors can be miniaturized.

上記実施形態では、出力素子４０と電流制御素子４１とをカスコード接続し、出力素子４０でスイッチングを行い、電流制御素子４１で電流の制御を行っている。これに限ることなく、例えば、電流制御素子４１のみで、スイッチングと電流の制御とを行ってもよい。この場合には、電流制御素子４１に流れる電流を基に、電流検出抵抗２１またはインダクタ４３を熱的に破壊すればよい。   In the above embodiment, the output element 40 and the current control element 41 are cascode-connected, switching is performed by the output element 40, and current is controlled by the current control element 41. For example, the switching and current control may be performed only by the current control element 41. In this case, the current detection resistor 21 or the inductor 43 may be thermally destroyed based on the current flowing through the current control element 41.

なお、照明光源１６はＬＥＤに限らず、例えば、有機ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode）などでもよい。照明負荷１２には、複数の照明光源１６が直列又は並列に接続されていてもよい。   The illumination light source 16 is not limited to an LED, and may be, for example, an organic EL (Electro-Luminescence) or an OLED (Organic light-emitting diode). A plurality of illumination light sources 16 may be connected to the illumination load 12 in series or in parallel.

上記実施形態では、直流負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなどの他の直流負荷でもよい。上記実施形態では、電源装置として、照明装置１０に用いられる電源装置１４を示しているが、これに限ることなく、直流負荷に対応する任意の電源装置でよい。   In the above embodiment, the illumination load 12 is shown as the DC load. However, the present invention is not limited to this, and other DC loads such as a heater may be used. In the above-described embodiment, the power supply device 14 used in the lighting device 10 is shown as the power supply device. However, the power supply device is not limited thereto, and may be any power supply device corresponding to a DC load.

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。   Although several embodiments and examples of the present invention have been described, these embodiments or examples are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments or examples can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments or examples and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

２…交流電源、 ３…調光器、 １０…照明装置、 １２…照明負荷、 １４…電源装置、 １６…照明光源、 ２０…電力変換部、 ２０ａ…ＡＣ−ＤＣコンバータ、 ２０ｂ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ２１…電流検出抵抗、 ２２…制御部、 ２３…制御用電源部、 ２４…電流調整部、 ２５…フィードバック回路、 ２６ａ…第１電源供給経路、 ２６ｂ…第２電源供給経路、 ２７…配線部、 ２８…分岐経路、 ３０…整流回路、 ３２…平滑コンデンサ、 ３４…インダクタ、 ３６…フィルタコンデンサ、 ４０…出力素子、 ４１…電流制御素子、 ４２…整流素子、 ４３…インダクタ、 ４４…駆動巻線、 ４５…結合コンデンサ、 ４６、４７…分圧抵抗、 ４８…出力コンデンサ、 ４９…バイアス抵抗、５０…半導体素子、 ６１〜６３…整流素子、 ６４…抵抗、 ６５、６６…コンデンサ、 ６７…レギュレータ、 ６８…ツェナーダイオード、 ７０…半導体素子、 ７１、７２…抵抗、 ８０…差動増幅回路、 ８１…オペアンプ、 ８２、８４、９０、９１…抵抗、 ８３、９２…コンデンサ、 １００…半導体素子、 １０１、１０２、１０４…抵抗、 １０３…コンデンサ、 １１０…配線基板、 １１２…被覆部材   DESCRIPTION OF SYMBOLS 2 ... AC power supply, 3 ... Light control device, 10 ... Illumination device, 12 ... Illumination load, 14 ... Power supply device, 16 ... Illumination light source, 20 ... Power conversion part, 20a ... AC-DC converter, 20b ... DC-DC converter 21 ... Current detection resistor, 22 ... Control unit, 23 ... Control power supply unit, 24 ... Current adjustment unit, 25 ... Feedback circuit, 26a ... First power supply path, 26b ... Second power supply path, 27 ... Wiring unit 28 ... Branch path, 30 ... Rectifier circuit, 32 ... Smoothing capacitor, 34 ... Inductor, 36 ... Filter capacitor, 40 ... Output element, 41 ... Current control element, 42 ... Rectifier element, 43 ... Inductor, 44 ... Drive winding 45: coupling capacitor, 46, 47: voltage dividing resistor, 48: output capacitor, 49: bias resistor, 50: semiconductor element, 61 63: Rectifier element, 64: Resistor, 65, 66 ... Capacitor, 67 ... Regulator, 68 ... Zener diode, 70 ... Semiconductor element, 71, 72 ... Resistor, 80 ... Differential amplifier circuit, 81 ... Operational amplifier, 82, 84, DESCRIPTION OF SYMBOLS 90, 91 ... Resistance, 83, 92 ... Capacitor, 100 ... Semiconductor element, 101, 102, 104 ... Resistance, 103 ... Capacitor, 110 ... Wiring board, 112 ... Covering member

Claims (5)

電源に接続される入力端子と、
直流負荷に接続される出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられたノーマリオン形のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記電源から供給される電源電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を前記直流負荷に供給する電力変換部と、
前記電力変換部と前記出力端子との間に設けられ、前記直流負荷に流れる電流の検出に用いられる電流検出抵抗と、
を備え、
前記電流検出抵抗の耐熱温度は、前記スイッチング素子の耐熱温度よりも低く、
前記電流検出抵抗は、前記スイッチング素子に流れる電流が所定値以上になった場合に、熱的に破壊され、前記スイッチング素子及び前記直流負荷に流れる電流を遮断する電源装置。 An input terminal connected to the power source;
An output terminal connected to a DC load;
A normally-on type switching element provided between the input terminal and the output terminal; by switching of the switching element, the power supply voltage supplied from the power supply is converted into a DC voltage; A power converter for supplying the DC load;
A current detection resistor provided between the power conversion unit and the output terminal and used to detect a current flowing through the DC load;
With
The heat resistance temperature of the current detection resistor is lower than the heat resistance temperature of the switching element,
The current detection resistor is a power supply device that is thermally destroyed when the current flowing through the switching element becomes equal to or greater than a predetermined value, and interrupts the current flowing through the switching element and the DC load. 前記電力変換部は、前記スイッチング素子に直列に接続されたインダクタと、前記インダクタと磁気結合するとともに前記スイッチング素子の制御端子に接続される駆動巻線と、を有し、
前記インダクタ及び前記駆動巻線の少なくとも一方は、前記スイッチング素子と熱的に結合し、前記スイッチング素子に流れる電流が前記所定値以上になった場合に、層間短絡を起こし、前記スイッチング素子をオン状態に保持する請求項１記載の電源装置。 The power conversion unit includes an inductor connected in series to the switching element, and a drive winding magnetically coupled to the inductor and connected to a control terminal of the switching element,
At least one of the inductor and the drive winding is thermally coupled to the switching element, causing an interlayer short circuit when the current flowing through the switching element exceeds the predetermined value, and turning on the switching element The power supply device according to claim 1, which is held in 前記インダクタ及び前記駆動巻線の前記少なくとも一方の耐熱温度は、前記スイッチング素子の耐熱温度よりも低く、
前記電流検出抵抗の耐熱温度は、前記インダクタ及び前記駆動巻線の前記少なくとも一方の耐熱温度よりも低い請求項２記載の電源装置。 The heat resistance temperature of the at least one of the inductor and the drive winding is lower than the heat resistance temperature of the switching element,
The power supply device according to claim 2, wherein a heat resistant temperature of the current detection resistor is lower than a heat resistant temperature of the at least one of the inductor and the drive winding. 電源に接続される入力端子と、
直流負荷に接続される出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられたノーマリオン形のスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続されたインダクタと、を有し、前記スイッチング素子のスイッチングにより、前記電源から供給される電源電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を前記直流負荷に供給する電力変換部と、
を備え、
前記インダクタの耐熱温度は、前記スイッチング素子の耐熱温度よりも低く、
前記インダクタは、前記スイッチング素子に流れる電流が所定値以上になった場合に、熱的に破壊され、前記スイッチング素子及び前記直流負荷に流れる電流を遮断する電源装置。 An input terminal connected to the power source;
An output terminal connected to a DC load;
A normally-on type switching element provided between the input terminal and the output terminal, and an inductor connected in series to the switching element, and is supplied from the power source by switching of the switching element. A power conversion unit that converts a power supply voltage to a DC voltage and supplies the DC voltage to the DC load;
With
The heat resistance temperature of the inductor is lower than the heat resistance temperature of the switching element,
The inductor is a power supply device that is thermally destroyed when a current flowing through the switching element exceeds a predetermined value, and interrupts a current flowing through the switching element and the DC load. 照明負荷と、
前記照明負荷に電力を供給する請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源装置と、
を備えた照明装置。 Lighting load,
The power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein power is supplied to the lighting load.
A lighting device comprising:
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