以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。
Each embodiment will be described below with reference to the drawings.
The drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the size ratio between the parts, and the like are not necessarily the same as actual ones. Further, even when the same part is represented, the dimensions and ratios may be represented differently depending on the drawings.
In the present specification and drawings, the same elements as those described above with reference to the previous drawings are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted as appropriate.
図１は、実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２と、点灯回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。照明光源１６は、例えば、有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）などでもよい。照明光源１６には、例えば、順方向降下電圧を有する発光素子が用いられる。照明負荷１２は、点灯回路１４からの出力電圧の印加及び出力電流の供給により、照明光源１６を点灯させる。出力電圧及び出力電流の値は、照明光源１６に応じて規定される。
FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating a lighting device according to the embodiment.
As illustrated in FIG. 1, the lighting device 10 includes a lighting load 12 and a lighting circuit 14. The illumination load 12 includes an illumination light source 16 such as a light-emitting diode (LED). The illumination light source 16 may be, for example, an organic light-emitting diode (OLED). For the illumination light source 16, for example, a light emitting element having a forward voltage drop is used. The illumination load 12 lights the illumination light source 16 by applying an output voltage from the lighting circuit 14 and supplying an output current. The values of the output voltage and the output current are defined according to the illumination light source 16.
点灯回路１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。また、トランスなどを介して磁気的に結合している場合も、「接続」に含むものとする。
The lighting circuit 14 is connected to the AC power source 2 and the dimmer 3. In the present specification, “connection” means electrical connection, and includes cases where the connection is not physically connected or connection is made via other elements. In addition, the case of magnetic coupling through a transformer or the like is also included in “connection”.
交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の交流の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。点灯回路１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧に変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源１６を点灯させる。また、点灯回路１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。なお、調光器３は、必要に応じて設けられ、省略可能である。調光器３が設けられていない場合には、交流電源２の電源電圧ＶＩＮが、点灯回路１４に供給される。
The AC power source 2 is, for example, a commercial power source. The dimmer 3 generates an AC voltage VCT whose conduction angle is controlled from the AC power supply voltage VIN of the AC power supply 2. The lighting circuit 14 turns on the illumination light source 16 by converting the AC voltage VCT supplied from the dimmer 3 into a DC voltage and outputting it to the illumination load 12. Further, the lighting circuit 14 performs dimming of the illumination light source 16 in synchronization with the AC voltage VCT whose conduction angle is controlled. The dimmer 3 is provided as necessary and can be omitted. When the dimmer 3 is not provided, the power supply voltage VIN of the AC power supply 2 is supplied to the lighting circuit 14.
調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。
For the conduction angle control of the dimmer 3, for example, a phase control method (leading edge) for controlling the phase in which the absolute value of the alternating voltage is maximum from the zero cross of the alternating voltage and the absolute value of the alternating voltage are used. There is a method of anti-phase control (trailing edge) that controls the phase to be cut off during the period in which the AC voltage is zero-crossed after the value reaches the maximum value.
位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。
The dimmer 3 for phase control has a simple circuit configuration and can handle a relatively large power load. However, when a triac is used, a light load operation is difficult, and an unstable operation is likely to occur if a so-called power supply dip in which the power supply voltage temporarily decreases occurs. In addition, when a capacitive load is connected, an inrush current is generated, so that the compatibility with the capacitive load is poor.
一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。
On the other hand, the dimmer 3 that performs anti-phase control can be operated even with a light load, does not generate an inrush current even when a capacitive load is connected, and operates stably even when a power supply dip occurs. However, since the circuit configuration is complicated and the temperature easily rises, it is not suitable for heavy loads. Further, when an inductive load is connected, there is a feature that a surge occurs.
本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示している。すなわち、この例では、いわゆる２線式の調光器３を示している。調光器３は、これに限ることなく、他の構成でもよい。調光器３は、例えば、３線式や４線式などでもよい。
In the present embodiment, as the dimmer 3, a configuration is illustrated in which the dimmer 3 is inserted in series between the terminals 4 and 6 of the pair of power supply lines that supply the power supply voltage VIN. That is, in this example, a so-called two-wire dimmer 3 is shown. The dimmer 3 is not limited to this, and may have other configurations. The dimmer 3 may be, for example, a three-wire type or a four-wire type.
点灯回路１４は、電力変換部２０と、制御部２２と、制御用電源部２３と、電流調整部２４と、フィードバック回路２５と、を含む。電力変換部２０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂと、を含む。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、第１電源供給経路２６ａを介して調光器３に接続される。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、第１電源供給経路２６ａを介して供給される交流電圧ＶＣＴを第１直流電圧ＶＤＣ１に変換する。
The lighting circuit 14 includes a power conversion unit 20, a control unit 22, a control power supply unit 23, a current adjustment unit 24, and a feedback circuit 25. The power conversion unit 20 includes an AC-DC converter 20a and a DC-DC converter 20b. The AC-DC converter 20a is connected to the dimmer 3 via the first power supply path 26a. The AC-DC converter 20a converts the AC voltage VCT supplied via the first power supply path 26a into the first DC voltage VDC1.
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第２電源供給経路２６ｂを介してＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａと接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第２電源供給経路２６ｂから供給される第１直流電圧ＶＤＣ１を照明負荷１２に応じた所定の電圧値の第２直流電圧ＶＤＣ２に変換して照明負荷１２に供給する。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値と異なる。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、例えば、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値よりも低い。この例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、降圧型のコンバータである。第２直流電圧ＶＤＣ２の供給により、照明負荷１２の照明光源１６が点灯する。このように、電力変換部２０は、調光器３及び照明負荷１２に接続され、調光器３から供給された位相制御された交流電力を直流電力に変換して照明負荷１２に供給する。
The DC-DC converter 20b is connected to the AC-DC converter 20a via the second power supply path 26b. The DC-DC converter 20b converts the first DC voltage VDC1 supplied from the second power supply path 26b into a second DC voltage VDC2 having a predetermined voltage value corresponding to the lighting load 12, and supplies the second DC voltage VDC2 to the lighting load 12. The absolute value of the second DC voltage VDC2 is different from the absolute value of the first DC voltage VDC1. The absolute value of the second DC voltage VDC2 is lower than the absolute value of the first DC voltage VDC1, for example. In this example, the DC-DC converter 20b is a step-down converter. By supplying the second DC voltage VDC2, the illumination light source 16 of the illumination load 12 is turned on. As described above, the power conversion unit 20 is connected to the dimmer 3 and the illumination load 12, converts the phase-controlled AC power supplied from the dimmer 3 into DC power, and supplies the DC power to the illumination load 12.
制御用電源部２３は、第１電源供給経路２６ａに接続された配線部２７を有する。配線部２７は、入力端子４に接続された配線２７ａと、入力端子５に接続された配線２７ｂと、を含む。制御用電源部２３は、配線部２７を介して入力される交流電圧ＶＣＴを制御部２２に応じた直流の駆動電圧ＶＤＤに変換して、その駆動電圧ＶＤＤを制御部２２に供給する。配線部２７は、例えば、第２電源供給経路２６ｂに接続してもよい。
The control power supply unit 23 includes a wiring unit 27 connected to the first power supply path 26a. The wiring unit 27 includes a wiring 27 a connected to the input terminal 4 and a wiring 27 b connected to the input terminal 5. The control power supply unit 23 converts the AC voltage VCT input via the wiring unit 27 into a DC drive voltage VDD corresponding to the control unit 22, and supplies the drive voltage VDD to the control unit 22. For example, the wiring unit 27 may be connected to the second power supply path 26b.
電流調整部２４は、第１電源供給経路２６ａに電気的に接続された分岐経路２８を有し、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を分岐経路２８に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能である。これにより、電流調整部２４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに流れる電流を調整する。この例では、電流調整部２４の分岐経路２８が、制御用電源部２３を介して第１電源供給経路２６ａに接続されている。分岐経路２８は、制御用電源部２３を介することなく、第１電源供給経路２６ａに直接接続してもよい。なお、非導通状態には、動作に影響のない微小な電流が分岐経路２８に流れる場合も含む。非導通状態は、例えば、分岐経路２８に流れる電流が、導通状態よりも小さい状態である。分岐経路２８は、例えば、第２電源供給経路２６ｂに接続してもよい。
The current adjustment unit 24 includes a branch path 28 electrically connected to the first power supply path 26a, and does not flow in a conductive state in which a part of the current flowing through the first power supply path 26a flows to the branch path 28. Switching between the non-conduction state is possible. Thereby, the current adjustment part 24 adjusts the electric current which flows into the 1st power supply path | route 26a, for example. In this example, the branch path 28 of the current adjustment unit 24 is connected to the first power supply path 26 a via the control power supply unit 23. The branch path 28 may be directly connected to the first power supply path 26 a without going through the control power supply unit 23. The non-conductive state includes a case where a minute current that does not affect the operation flows through the branch path 28. The non-conduction state is a state in which, for example, the current flowing through the branch path 28 is smaller than the conduction state. For example, the branch path 28 may be connected to the second power supply path 26b.
制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。換言すれば、制御部２２は、調光器３の調光度を検出する。制御部２２は、検出した調光度（導通角）に対応する調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳをフィードバック回路２５に入力する。これにより、制御部２２は、検出した調光度に応じて、電力変換部２０による電力の変換を制御する。すなわち、制御部２２は、検出した調光度に応じて、照明負荷１２を調光する。
Control unit 22 detects the conduction angle of AC voltage VCT. In other words, the control unit 22 detects the dimming degree of the dimmer 3. The control unit 22 generates a dimming signal DMS corresponding to the detected dimming degree (conduction angle), and inputs the dimming signal DMS to the feedback circuit 25. Thereby, the control part 22 controls the conversion of the electric power by the power conversion part 20 according to the detected dimming degree. That is, the control unit 22 dims the illumination load 12 according to the detected dimming degree.
また、制御部２２は、検出した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを電流調整部２４に入力することにより、電流調整部２４の導通状態と非導通状態との間の切り替えを制御する。このように、制御部２２は、検出した導通角に応じて電流調整部２４とフィードバック回路２５とを制御することにより、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２２には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。
In addition, the control unit 22 generates a control signal CGS according to the detected conduction angle, and inputs the control signal CGS to the current adjustment unit 24, so that the current adjustment unit 24 is turned on and off. Control the switching of In this way, the control unit 22 controls the current adjustment unit 24 and the feedback circuit 25 according to the detected conduction angle, thereby dimming the illumination light source 16 in synchronization with the conduction angle control of the dimmer 3. To do. For example, a microprocessor is used as the control unit 22.
フィードバック回路２５は、点灯回路１４の低電位側の出力端子８に接続される。すなわち、フィードバック回路２５は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。フィードバック回路２５は、照明負荷１２（照明光源１６）に流れる電流を検出する。フィードバック回路２５は、制御部２２から入力された調光信号ＤＭＳと検出した電流とを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。例えば、照明光源１６に過電流が流れている場合に、電流を小さくするようにＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。これにより、フィードバック回路２５は、照明光源１６に過電流が流れることを抑制する。
The feedback circuit 25 is connected to the output terminal 8 on the low potential side of the lighting circuit 14. That is, the feedback circuit 25 is connected to the end portion of the lighting load 12 on the low potential side. The feedback circuit 25 detects a current flowing through the illumination load 12 (illumination light source 16). The feedback circuit 25 feedback-controls the DC-DC converter 20b based on the dimming signal DMS input from the control unit 22 and the detected current. For example, when an overcurrent flows through the illumination light source 16, the DC-DC converter 20b is feedback-controlled so as to reduce the current. Thereby, the feedback circuit 25 suppresses an overcurrent from flowing through the illumination light source 16.
図２は、実施形態に係る点灯回路を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０ａは、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、インダクタ３４と、フィルタコンデンサ３６と、を有する。
FIG. 2 is a circuit diagram schematically illustrating a lighting circuit according to the embodiment.
As illustrated in FIG. 2, the AC-DC converter 20 a includes a rectifier circuit 30, a smoothing capacitor 32, an inductor 34, and a filter capacitor 36.
整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジである。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。
The rectifier circuit 30 is, for example, a diode bridge. Input terminals 30 a and 30 b of the rectifier circuit 30 are connected to a pair of input terminals 4 and 5. The AC voltage VCT subjected to phase control or reverse phase control is input to the input terminals 30 a and 30 b of the rectifier circuit 30 via the dimmer 3. For example, the rectifier circuit 30 performs full-wave rectification on the AC voltage VCT, and generates a pulsating voltage after full-wave rectification between the high-potential terminal 30c and the low-potential terminal 30d.
平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、第１直流電圧ＶＤＣ１が現れる。
The smoothing capacitor 32 is connected between the high potential terminal 30c and the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. The smoothing capacitor 32 smoothes the pulsating voltage rectified by the rectifier circuit 30. As a result, the first DC voltage VDC1 appears at both ends of the smoothing capacitor 32.
インダクタ３４は、入力端子４に直列に接続されている。インダクタ３４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して直列に接続される。フィルタコンデンサ３６は、入力端子４、５の間に接続されている。フィルタコンデンサ３６は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して並列に接続される。インダクタ３４及びフィルタコンデンサ３６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。
The inductor 34 is connected to the input terminal 4 in series. For example, the inductor 34 is connected in series to the first power supply path 26a. The filter capacitor 36 is connected between the input terminals 4 and 5. The filter capacitor 36 is connected in parallel to the first power supply path 26a, for example. The inductor 34 and the filter capacitor 36 remove noise included in the AC voltage VCT, for example.
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、平滑コンデンサ３２の両端に接続される。これにより、第１直流電圧ＶＤＣ１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、第１直流電圧ＶＤＣ１を絶対値の異なる第２直流電圧ＶＤＣ２に変換し、その第２直流電圧ＶＤＣ２を点灯回路１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、点灯回路１４から供給された第２直流電圧ＶＤＣ２により、照明光源１６を点灯させる。
The DC-DC converter 20 b is connected to both ends of the smoothing capacitor 32. As a result, the first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. The DC-DC converter 20b converts the first DC voltage VDC1 into a second DC voltage VDC2 having a different absolute value, and outputs the second DC voltage VDC2 to the output terminals 7 and 8 of the lighting circuit 14. The illumination load 12 is connected to the output terminals 7 and 8. The illumination load 12 lights the illumination light source 16 with the second DC voltage VDC2 supplied from the lighting circuit 14.
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂは、例えば、出力素子４０、電流制御素子４１、整流素子４２、インダクタ４３、出力素子４０を駆動する帰還巻き線（駆動素子）４４、結合コンデンサ４５、分圧抵抗４６、４７、出力コンデンサ４８、バイアス抵抗４９を有している。
The DC-DC converter 20b includes, for example, an output element 40, a current control element 41, a rectifier element 42, an inductor 43, a feedback winding (drive element) 44 that drives the output element 40, a coupling capacitor 45, and voltage dividing resistors 46 and 47. An output capacitor 48 and a bias resistor 49.
出力素子４０及び電流制御素子４１は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、例えば高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）であり、ノーマリオン形の素子である。
The output element 40 and the current control element 41 are, for example, field effect transistors (FETs), for example, high electron mobility transistors (HEMTs), and are normally-on elements.
電流制御素子４１のドレインは、出力素子４０を介して第２電源供給経路２６ｂに電気的に接続される。電流制御素子４１のソースは、照明負荷１２に電気的に接続される。電流制御素子４１のゲートは、電流制御素子４１のドレイン−ソース間に流れる電流を制御するための電極である。
The drain of the current control element 41 is electrically connected to the second power supply path 26 b via the output element 40. The source of the current control element 41 is electrically connected to the lighting load 12. The gate of the current control element 41 is an electrode for controlling the current flowing between the drain and source of the current control element 41.
電流制御素子４１は、ドレインとソースとの間に電流が流れる第１状態と、ドレインとソースとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を有する。第１状態は、例えば、オン状態であり、第２状態は、例えば、オフ状態である。第１状態は、オン状態に限らない。第２状態は、オフ状態に限らない。第１状態は、第２状態よりも相対的に流れる電流が大きいような任意の状態でよい。第２状態は、第１状態よりも相対的に流れる電流が小さいような任意の状態でよい。
The current control element 41 has a first state in which a current flows between the drain and the source, and a second state in which a current flowing between the drain and the source is smaller than the first state. The first state is, for example, an on state, and the second state is, for example, an off state. The first state is not limited to the on state. The second state is not limited to the off state. The first state may be an arbitrary state in which a relatively large current flows compared to the second state. The second state may be an arbitrary state in which the flowing current is relatively smaller than that of the first state.
ノーマリオン形の素子である電流制御素子４１では、ゲートの電位をソースの電位よりも低下させることで、第１状態から第２状態に変化する。例えば、電流制御素子４１は、ゲートの電位をソースの電位に対して相対的に負電位にすることにより、オン状態からオフ状態に変化する。
In the current control element 41 which is a normally-on type element, the first state is changed to the second state by reducing the gate potential below the source potential. For example, the current control element 41 changes from an on state to an off state by setting the gate potential to a negative potential relative to the source potential.
出力素子４０のドレインは、整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続される。出力素子４０のソースは、電流制御素子４１のドレインに接続される。出力素子４０のゲートは、結合コンデンサ４５を介して、帰還巻き線４４の一端に接続される。
The drain of the output element 40 is connected to the high potential terminal 30 c of the rectifier circuit 30. The source of the output element 40 is connected to the drain of the current control element 41. The gate of the output element 40 is connected to one end of the feedback winding 44 via the coupling capacitor 45.
電流制御素子４１のソースは、インダクタ４３の一端と帰還巻き線４４の他端とに接続される。電流制御素子４１のゲートには、電流制御素子４１のソース電位を分圧抵抗４６、４７で分圧した電圧が入力される。出力素子４０のゲートと電流制御素子４１のゲートには、それぞれ保護ダイオードが接続される。
The source of the current control element 41 is connected to one end of the inductor 43 and the other end of the feedback winding 44. A voltage obtained by dividing the source potential of the current control element 41 by the voltage dividing resistors 46 and 47 is input to the gate of the current control element 41. A protection diode is connected to the gate of the output element 40 and the gate of the current control element 41.
バイアス抵抗４９は、出力素子４０のドレインと電流制御素子４１のソースとの間に接続され、分圧抵抗４６、４７に直流電圧を供給する。その結果、電流制御素子４１のゲートには、ソースよりも低い電位が供給される。
The bias resistor 49 is connected between the drain of the output element 40 and the source of the current control element 41, and supplies a DC voltage to the voltage dividing resistors 46 and 47. As a result, a potential lower than that of the source is supplied to the gate of the current control element 41.
インダクタ４３と帰還巻き線４４とは、インダクタ４３の一端から他端に増加する電流が流れるとき、出力素子４０のゲートに正極性の電圧が供給される極性で磁気結合している。
The inductor 43 and the feedback winding 44 are magnetically coupled in such a polarity that a positive voltage is supplied to the gate of the output element 40 when an increasing current flows from one end of the inductor 43 to the other end.
整流素子４２は、電流制御素子４１のソースと整流回路３０の低電位端子３０ｄとの間に、低電位端子３０ｄから電流制御素子４１の方向を順方向として接続されている。
The rectifying element 42 is connected between the source of the current control element 41 and the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30 with the direction of the current control element 41 from the low potential terminal 30d as the forward direction.
この例では、整流素子４２と電流制御素子４１のソースとの間に、半導体素子５０が設けられている。半導体素子５０には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。半導体素子５０は、例えば、ノーマリオン形である。半導体素子５０のゲートは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。これにより、半導体素子５０は、オン状態で保持される。
In this example, a semiconductor element 50 is provided between the rectifying element 42 and the source of the current control element 41. For example, an FET or a GaN-HEMT is used for the semiconductor element 50. The semiconductor element 50 is, for example, a normally-on type. The gate of the semiconductor element 50 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. Thereby, the semiconductor element 50 is held in an on state.
インダクタ４３の他端は、出力端子７に接続される。整流回路３０の低電位端子３０ｄは、出力端子８に接続される。出力コンデンサ４８は、出力端子７と出力端子８との間に接続される。照明負荷１２は、出力端子７と出力端子８との間に、出力コンデンサ４８と並列に接続される。
The other end of the inductor 43 is connected to the output terminal 7. The low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30 is connected to the output terminal 8. The output capacitor 48 is connected between the output terminal 7 and the output terminal 8. The illumination load 12 is connected in parallel with the output capacitor 48 between the output terminal 7 and the output terminal 8.
制御用電源部２３は、整流素子６１〜６３と、抵抗６４と、コンデンサ６５、６６と、レギュレータ６７と、ツェナーダイオード６８と、半導体素子７０と、を有している。
The control power supply unit 23 includes rectifying elements 61 to 63, a resistor 64, capacitors 65 and 66, a regulator 67, a Zener diode 68, and a semiconductor element 70.
整流素子６１、６２は、例えば、ダイオードである。整流素子６１のアノードは、配線２７ａを介して整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。整流素子４２のアノードは、配線２７ｂを介して整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。
The rectifying elements 61 and 62 are, for example, diodes. The anode of the rectifying element 61 is connected to the high potential terminal 30c of the rectifying circuit 30 through the wiring 27a. The anode of the rectifying element 42 is connected to the low potential terminal 30d of the rectifying circuit 30 through the wiring 27b.
半導体素子７０には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、半導体素子７０をＦＥＴとして説明を行う。この例において、半導体素子７０は、エンハンスメント型のｎチャネルＦＥＴである。半導体素子７０は、ソースと、ドレインと、ゲートと、を有する。ドレインの電位は、ソースの電位よりも高く設定される。ゲートは、ソースとドレインとの間に電流の流れる第１状態と、ソースとドレインとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるために用いられる。第２状態では、ソースとドレインとの間に実質的に電流が流れない。半導体素子７０は、ｐチャネル形でもよいし、デプレッション型でもよい。例えば、半導体素子７０をｐチャネル形とする場合には、ソースの電位が、ドレインの電位よりも高く設定される。
For the semiconductor element 70, for example, an FET, a GaN-HEMT, or the like is used. Hereinafter, the semiconductor element 70 will be described as an FET. In this example, the semiconductor element 70 is an enhancement type n-channel FET. The semiconductor element 70 has a source, a drain, and a gate. The drain potential is set higher than the source potential. The gate is used to switch between a first state in which a current flows between the source and the drain and a second state in which a current flowing between the source and the drain is smaller than the first state. In the second state, substantially no current flows between the source and the drain. The semiconductor element 70 may be a p-channel type or a depletion type. For example, when the semiconductor element 70 is a p-channel type, the source potential is set higher than the drain potential.
半導体素子７０のドレインは、整流素子６１のカソード及び整流素子６２のカソードに接続されている。すなわち、半導体素子７０のドレインは、整流素子６１、６２を介して第１電源供給経路２６ａに接続されている。半導体素子７０のソースは、整流素子６３のアノードに接続されてる。半導体素子７０のゲートは、ツェナーダイオード６８のカソードに接続されている。また、半導体素子７０のゲートは、抵抗６４を介して整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。
The drain of the semiconductor element 70 is connected to the cathode of the rectifying element 61 and the cathode of the rectifying element 62. That is, the drain of the semiconductor element 70 is connected to the first power supply path 26 a via the rectifying elements 61 and 62. The source of the semiconductor element 70 is connected to the anode of the rectifying element 63. The gate of the semiconductor element 70 is connected to the cathode of the Zener diode 68. The gate of the semiconductor element 70 is connected to the high potential terminal 30 c of the rectifier circuit 30 through the resistor 64.
整流素子６３のカソードは、コンデンサ６５の一端及びレギュレータ６７の入力端子に接続されている。レギュレータ６７の出力端子は、制御部２２及びコンデンサ６６の一端に接続されている。
The cathode of the rectifying element 63 is connected to one end of the capacitor 65 and the input terminal of the regulator 67. The output terminal of the regulator 67 is connected to one end of the control unit 22 and the capacitor 66.
交流電圧ＶＣＴの印加にともなう各極性の電流は、整流素子６１を介して半導体素子７０のドレインに流れる。これにより、半導体素子７０のドレインには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。
Currents of respective polarities accompanying application of the AC voltage VCT flow to the drain of the semiconductor element 70 through the rectifying element 61. As a result, a pulsating voltage obtained by full-wave rectification of the AC voltage VCT is applied to the drain of the semiconductor element 70.
ツェナーダイオード６８のカソードには、抵抗６４及び整流素子６１を介して、脈流の電圧が印加される。これにより、半導体素子７０のゲートには、ツェナーダイオード６８の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、半導体素子７０のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。半導体素子７０は、例えば、定電流素子として機能する。半導体素子７０は、配線部２７に流れる電流を調整する。
A pulsating voltage is applied to the cathode of the Zener diode 68 via the resistor 64 and the rectifying element 61. Thereby, a substantially constant voltage corresponding to the breakdown voltage of the Zener diode 68 is applied to the gate of the semiconductor element 70. Accordingly, a substantially constant current flows between the drain and source of the semiconductor element 70. The semiconductor element 70 functions as, for example, a constant current element. The semiconductor element 70 adjusts the current flowing through the wiring part 27.
コンデンサ６５は、半導体素子７０のソースから整流素子６３を介して供給される脈流の電圧を平滑化し、脈流の電圧を直流電圧に変換する。レギュレータ６７は、入力された直流電圧から実質的に一定の直流の駆動電圧ＶＤＤを生成し、制御部２２に出力する。コンデンサ６６は、例えば、駆動電圧ＶＤＤのノイズの除去などに用いられる。これにより、駆動電圧ＶＤＤが制御部２２に供給される。
The capacitor 65 smoothes the pulsating voltage supplied from the source of the semiconductor element 70 via the rectifying element 63 and converts the pulsating voltage into a DC voltage. The regulator 67 generates a substantially constant DC drive voltage VDD from the input DC voltage, and outputs it to the control unit 22. The capacitor 66 is used for removing noise of the drive voltage VDD, for example. As a result, the drive voltage VDD is supplied to the control unit 22.
また、制御用電源部２３には、抵抗７１、７２が、さらに設けられている。抵抗７１の一端は、整流素子６１、６２のカソードに接続されている。抵抗７１の他端は、抵抗７２の一端に接続されている。抵抗７２の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。抵抗７１、７２の接続点は、制御部２２に接続されている。これにより、抵抗７１、７２の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧として制御部２２に入力される。
The control power supply unit 23 is further provided with resistors 71 and 72. One end of the resistor 71 is connected to the cathodes of the rectifying elements 61 and 62. The other end of the resistor 71 is connected to one end of the resistor 72. The other end of the resistor 72 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. A connection point between the resistors 71 and 72 is connected to the control unit 22. As a result, a voltage corresponding to the voltage dividing ratio of the resistors 71 and 72 is input to the control unit 22 as a detection voltage for detecting the absolute value of the AC voltage VCT.
制御部２２は、例えば、検出電圧を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角の検出を行う。制御部２２は、この検出結果に基づいて、調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳをフィードバック回路２５に入力する。制御部２２は、例えば、検出した導通角に対応するＰＷＭ信号を調光信号ＤＭＳとしてフィードバック回路２５に入力する。
For example, the control unit 22 detects the conduction angle of the AC voltage VCT based on the detection voltage. The control unit 22 generates a dimming signal DMS based on the detection result, and inputs the dimming signal DMS to the feedback circuit 25. For example, the control unit 22 inputs a PWM signal corresponding to the detected conduction angle to the feedback circuit 25 as the dimming signal DMS.
電流調整部２４は、抵抗７５、７６と、スイッチング素子７８と、を有している。スイッチング素子７８には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子７８をＦＥＴとして説明を行う。
The current adjustment unit 24 includes resistors 75 and 76 and a switching element 78. For the switching element 78, for example, an FET, a GaN-HEMT, or the like is used. Hereinafter, the switching element 78 will be described as an FET.
抵抗７５の一端は、半導体素子７０のソースに接続されている。抵抗７５の他端は、スイッチング素子７８のドレインに接続されている。スイッチング素子７８のゲートは、抵抗７６を介して制御部２２に接続されている。制御部２２は、スイッチング素子７８のゲートに制御信号ＣＧＳを入力する。スイッチング素子７８には、例えば、ノーマリオフ形が用いられる。例えば、制御部２２から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子７８が、オフ状態からオン状態に変化する。
One end of the resistor 75 is connected to the source of the semiconductor element 70. The other end of the resistor 75 is connected to the drain of the switching element 78. The gate of the switching element 78 is connected to the control unit 22 via the resistor 76. The control unit 22 inputs a control signal CGS to the gate of the switching element 78. For the switching element 78, for example, a normally-off type is used. For example, the switching element 78 changes from the off state to the on state by switching the control signal CGS input from the control unit 22 from Lo to Hi.
スイッチング素子７８をオン状態にすると、例えば、整流素子６１、６２、及び半導体素子７０を介して、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部が、分岐経路２８に流れる。すなわち、スイッチング素子７８をオン状態にすることによって、電流調整部２４が導通状態となり、スイッチング素子７８をオフ状態にすることによって、電流調整部２４が非導通状態となる。
When the switching element 78 is turned on, a part of the current flowing through the first power supply path 26 a flows through the branch path 28 via the rectifying elements 61 and 62 and the semiconductor element 70, for example. That is, when the switching element 78 is turned on, the current adjustment unit 24 is turned on, and when the switching element 78 is turned off, the current adjustment unit 24 is turned off.
フィードバック回路２５は、差動増幅回路８０と、半導体素子１００と、を有する。この例において、半導体素子１００は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子１００は、ノーマリオフ形の素子である。半導体素子１００は、ｐｎｐトランジスタやＦＥＴなどでもよい。半導体素子１００は、ノーマリオン形でもよい。
The feedback circuit 25 includes a differential amplifier circuit 80 and a semiconductor element 100. In this example, the semiconductor element 100 is an npn transistor. The semiconductor element 100 is a normally-off type element. The semiconductor element 100 may be a pnp transistor, an FET, or the like. The semiconductor element 100 may be a normally-on type.
差動増幅回路８０は、例えば、オペアンプ８１と、抵抗８２と、コンデンサ８３と、を有する。抵抗８２は、オペアンプ８１の出力端子と、オペアンプ８１の反転入力端子と、の間に接続されている。コンデンサ８３は、抵抗８２に対して並列に接続されている。すなわち、差動増幅回路８０は、負帰還を有する。
The differential amplifier circuit 80 includes, for example, an operational amplifier 81, a resistor 82, and a capacitor 83. The resistor 82 is connected between the output terminal of the operational amplifier 81 and the inverting input terminal of the operational amplifier 81. The capacitor 83 is connected in parallel with the resistor 82. That is, the differential amplifier circuit 80 has negative feedback.
オペアンプ８１の非反転入力端子は、抵抗８４の一端に接続されている。抵抗８４の他端は、抵抗８５の一端、抵抗８６の一端、及び、コンデンサ８７の一端に接続されている。コンデンサ８７の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。抵抗８５の他端は、出力端子７に接続されている。抵抗８６の他端は、出力端子８及び抵抗８８の一端に接続されている。抵抗８８の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。
The non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to one end of the resistor 84. The other end of the resistor 84 is connected to one end of the resistor 85, one end of the resistor 86, and one end of the capacitor 87. The other end of the capacitor 87 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The other end of the resistor 85 is connected to the output terminal 7. The other end of the resistor 86 is connected to the output terminal 8 and one end of the resistor 88. The other end of the resistor 88 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30.
これにより、オペアンプ８１の非反転入力端子には、出力端子７、８の間に印加される第２直流電圧ＶＤＣ２を抵抗８５、８６で分圧した直流の電圧が、検出電圧として入力される。すなわち、オペアンプ８１の非反転入力端子は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。これにより、照明光源１６に流れる電流を検出することができる。照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合、照明光源１６の電圧は、順方向降下電圧に応じて実質的に一定である。従って、照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合には、照明負荷１２の低電位側の端部に接続することで、照明光源１６に流れる電流を適切に検出することができる。
As a result, a DC voltage obtained by dividing the second DC voltage VDC2 applied between the output terminals 7 and 8 by the resistors 85 and 86 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 as a detection voltage. That is, the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to the low potential side end of the illumination load 12. Thereby, the electric current which flows into the illumination light source 16 is detectable. When a light emitting element such as an LED is used for the illumination light source 16, the voltage of the illumination light source 16 is substantially constant according to the forward voltage drop. Therefore, when a light emitting element such as an LED is used for the illumination light source 16, the current flowing through the illumination light source 16 can be appropriately detected by connecting to the end of the illumination load 12 on the low potential side. .
オペアンプ８１の反転入力端子は、抵抗９０の一端に接続されている。抵抗９０の他端は、抵抗９１の一端、及び、コンデンサ９２の一端に接続されている。コンデンサ９２の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。抵抗９１の他端は、制御部２２に接続されている。このように、オペアンプ８１の反転入力端子は、抵抗９０、９１を介して制御部２２に接続されている。これにより、オペアンプ８１の反転入力端子には、制御部２２からの調光信号ＤＭＳが入力される。
An inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to one end of the resistor 90. The other end of the resistor 90 is connected to one end of the resistor 91 and one end of the capacitor 92. The other end of the capacitor 92 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The other end of the resistor 91 is connected to the control unit 22. Thus, the inverting input terminal of the operational amplifier 81 is connected to the control unit 22 via the resistors 90 and 91. As a result, the dimming signal DMS from the control unit 22 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81.
例えば、ＰＷＭ信号をコンデンサ９２で平滑化した直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとしてオペアンプ８１の反転入力端子に入力される。オペアンプ８１の反転入力端子には、例えば、調光器３の調光度に応じた直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとして入力される。調光信号ＤＭＳの電圧レベルは、非反転入力端子に入力される検出電圧の電圧レベルに対応して設定される。より詳しくは、例えば、所望の調光度に対応する調光信号ＤＭＳの電圧レベルが、その調光度に対応する輝度で照明光源１６が発光した場合の検出電圧の電圧レベルと実質的に同じとなるように設定される。
For example, a DC voltage obtained by smoothing the PWM signal with the capacitor 92 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81 as the dimming signal DMS. For example, a DC voltage corresponding to the dimming degree of the dimmer 3 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81 as the dimming signal DMS. The voltage level of the dimming signal DMS is set corresponding to the voltage level of the detection voltage input to the non-inverting input terminal. More specifically, for example, the voltage level of the dimming signal DMS corresponding to the desired dimming level is substantially the same as the voltage level of the detection voltage when the illumination light source 16 emits light with the luminance corresponding to the dimming level. Is set as follows.
このように、オペアンプ８１の非反転入力端子には、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧が入力され、オペアンプ８１の反転入力端子には、調光信号ＤＭＳが入力される。これにより、オペアンプ８１の出力端子からは、検出電圧と調光信号ＤＭＳとの差分に対応した信号が出力される。検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、オペアンプ８１の出力も大きくなる。すなわち、照明光源１６に過電流が流れている場合に、オペアンプ８１の出力が大きくなる。このように、この例においては、調光信号ＤＭＳが基準値として用いられる。なお、調光を行わない場合には、基準値となる実質的に一定の直流電圧を、オペアンプ８１の反転入力端子に入力してもよい。
As described above, the detection voltage corresponding to the current flowing through the illumination light source 16 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81, and the dimming signal DMS is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81. As a result, a signal corresponding to the difference between the detection voltage and the dimming signal DMS is output from the output terminal of the operational amplifier 81. As the detection voltage becomes higher than the dimming signal DMS, the output of the operational amplifier 81 also increases. That is, when an overcurrent flows through the illumination light source 16, the output of the operational amplifier 81 increases. Thus, in this example, the dimming signal DMS is used as a reference value. When dimming is not performed, a substantially constant DC voltage serving as a reference value may be input to the inverting input terminal of the operational amplifier 81.
半導体素子１００のコレクタは、分圧抵抗４７の一端に接続されている。半導体素子１００のコレクタは、分圧抵抗４７を介して電流制御素子４１のゲートに電気的に接続される。半導体素子１００のエミッタは、抵抗１０１の一端に接続されている。抵抗１０１の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。これにより、半導体素子１００のエミッタは、電流制御素子４１のソースの電位よりも低い電位に設定される。半導体素子１００のベースは、オペアンプ８１の出力端子に接続されている。これにより、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間に流れる電流は、オペアンプ８１からの出力によって制御される。
The collector of the semiconductor element 100 is connected to one end of the voltage dividing resistor 47. The collector of the semiconductor element 100 is electrically connected to the gate of the current control element 41 via the voltage dividing resistor 47. The emitter of the semiconductor element 100 is connected to one end of the resistor 101. The other end of the resistor 101 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. As a result, the emitter of the semiconductor element 100 is set to a potential lower than the potential of the source of the current control element 41. The base of the semiconductor element 100 is connected to the output terminal of the operational amplifier 81. As a result, the current flowing between the emitter and collector of the semiconductor element 100 is controlled by the output from the operational amplifier 81.
半導体素子１００は、コレクタとエミッタとの間に電流が流れる第３状態と、コレクタとエミッタとの間に流れる電流が第３状態よりも小さい第４状態と、を有する。第３状態は、例えば、オン状態であり、第４状態は、例えば、オフ状態である。第３状態は、オン状態に限らない。第４状態は、オフ状態に限らない。第３状態は、第４状態よりも相対的に流れる電流が大きいような任意の状態でよい。第４状態は、第３状態よりも相対的に流れる電流が小さいような任意の状態でよい。
The semiconductor element 100 has a third state in which a current flows between the collector and the emitter, and a fourth state in which a current flowing between the collector and the emitter is smaller than the third state. The third state is, for example, an on state, and the fourth state is, for example, an off state. The third state is not limited to the on state. The fourth state is not limited to the off state. The third state may be an arbitrary state in which a relatively large current flows compared to the fourth state. The fourth state may be an arbitrary state in which the flowing current is relatively smaller than that in the third state.
この例では、半導体素子１００が、ノーマリオフ形であり、ベースの電位をエミッタの電位よりも高くすることによって、第４状態から第３状態に変化する。例えば、ベースの電位をエミッタの電位よりも高くすることによって、半導体素子１００が、オフ状態からオン状態に変化する。
In this example, the semiconductor element 100 is normally-off type, and changes from the fourth state to the third state by setting the base potential higher than the emitter potential. For example, when the base potential is made higher than the emitter potential, the semiconductor element 100 changes from the off state to the on state.
前述のように、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オペアンプ８１の出力が大きくなる。従って、半導体素子１００は、例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オン状態となり、検出電圧が調光信号ＤＭＳ以下の場合に、オフ状態となる。例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間の電流が大きくなる。
As described above, when the detection voltage is larger than the dimming signal DMS, the output of the operational amplifier 81 becomes large. Therefore, for example, the semiconductor element 100 is turned on when the detection voltage is larger than the dimming signal DMS, and is turned off when the detection voltage is less than or equal to the dimming signal DMS. For example, as the detection voltage becomes higher than the dimming signal DMS, the current between the emitter and collector of the semiconductor element 100 increases.
また、半導体素子１００のコレクタは、抵抗１０２の一端、及び、コンデンサ１０３の一端に、さらに接続されている。抵抗１０２の他端は、半導体素子１００のベースに接続されている。コンデンサ１０３の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。半導体素子１００のベースは、抵抗１０４の一端に、さらに接続されている。抵抗１０４の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。このように、フィードバック回路２５の基準電位は、整流回路３０の低電位端子３０ｄの電位に設定される。すなわち、フィードバック回路２５の基準電位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と共通である。フィードバック回路２５の基準電位は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と実質的に同じである。
The collector of the semiconductor element 100 is further connected to one end of the resistor 102 and one end of the capacitor 103. The other end of the resistor 102 is connected to the base of the semiconductor element 100. The other end of the capacitor 103 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The base of the semiconductor element 100 is further connected to one end of the resistor 104. The other end of the resistor 104 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. Thus, the reference potential of the feedback circuit 25 is set to the potential of the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. That is, the reference potential of the feedback circuit 25 is common with the reference potential of the DC-DC converter 20b. The reference potential of the feedback circuit 25 is substantially the same as the reference potential of the DC-DC converter 20b.
点灯回路１４は、温度検出部１１０をさらに含む。温度検出部１１０は、照明負荷１２の点灯にともなって変化する温度を検出する。温度検出部１１０は、例えば、照明負荷１２、点灯回路１４、または、照明負荷１２や点灯回路１４の周辺の温度を検出する。温度検出部１１０の検出する温度は、例えば、点灯回路１４などが設けられた基板の温度などでもよい。
The lighting circuit 14 further includes a temperature detection unit 110. The temperature detection unit 110 detects a temperature that changes as the lighting load 12 is turned on. The temperature detection unit 110 detects, for example, the lighting load 12, the lighting circuit 14, or the temperature around the lighting load 12 or the lighting circuit 14. The temperature detected by the temperature detection unit 110 may be, for example, the temperature of the substrate on which the lighting circuit 14 is provided.
温度検出部１１０は、例えば、照明負荷１２の点灯時の温度変化の大きい部分の温度を検出する。換言すれば、温度検出部１１０は、例えば、照明負荷１２の点灯にともなって高温になりやすい部分の温度を検出する。温度検出部１１０の検出する温度の位置は、上記に限ることなく、照明負荷１２の点灯にともなって変化する任意の位置の温度でよい。
For example, the temperature detection unit 110 detects the temperature of a portion where the temperature change is large when the lighting load 12 is turned on. In other words, the temperature detection unit 110 detects, for example, the temperature of a portion that tends to become high as the lighting load 12 is turned on. The position of the temperature detected by the temperature detection unit 110 is not limited to the above, and may be a temperature at an arbitrary position that changes as the lighting load 12 is turned on.
温度検出部１１０は、制御部２２に接続されている。温度検出部１１０は、温度の検出結果を制御部２２に入力する。例えば、複数の温度検出部１１０を設け、照明装置１０の複数の位置の温度を検出してもよい。
The temperature detection unit 110 is connected to the control unit 22. The temperature detection unit 110 inputs the temperature detection result to the control unit 22. For example, a plurality of temperature detection units 110 may be provided to detect temperatures at a plurality of positions of the lighting device 10.
温度検出部１１０は、例えば、感温素子１１２と、抵抗素子１１３と、コンデンサ１１４と、を含む。抵抗素子１１３の一端は、レギュレータ６７の出力端子に接続されている。これにより、抵抗素子１１３の一端には、レギュレータ６７から出力された駆動電圧ＶＤＤが入力される。
The temperature detection unit 110 includes, for example, a temperature sensing element 112, a resistance element 113, and a capacitor 114. One end of the resistance element 113 is connected to the output terminal of the regulator 67. As a result, the drive voltage VDD output from the regulator 67 is input to one end of the resistance element 113.
抵抗素子１１３の他端は、感温素子１１２の一端に接続されている。感温素子１１２の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。コンデンサ１１４は、感温素子１１２に並列に接続されている。
The other end of the resistance element 113 is connected to one end of the temperature sensitive element 112. The other end of the temperature sensing element 112 is connected to the low potential terminal 30 d of the rectifier circuit 30. The capacitor 114 is connected to the temperature sensitive element 112 in parallel.
感温素子１１２は、例えば、温度に応じて抵抗値を変化させる。感温素子１１２は、例えば、正の温度特性を有する。すなわち、感温素子１１２は、温度の上昇にともなって抵抗値を増加させる。感温素子１１２には、例えば、ＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタが用いられる。
The temperature sensing element 112 changes the resistance value according to the temperature, for example. The temperature sensing element 112 has, for example, positive temperature characteristics. That is, the temperature sensing element 112 increases the resistance value as the temperature rises. For the temperature sensing element 112, for example, a PTC (Positive Temperature Coefficient) thermistor is used.
感温素子１１２の温度特性は、負の温度特性でもよい。すなわち、感温素子１１２は、温度の上昇にともなって抵抗値を減少させてもよい。感温素子１１２は、例えば、ＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタでもよい。感温素子１１２は、ＰＴＣサーミスタやＮＴＣサーミスタに限ることなく、温度に応じて特性を変化させる任意の素子でよい。温度に応じて変化する感温素子１１２の特性は、抵抗値に限ることなく、例えば、静電容量などでもよい。
The temperature characteristic of the temperature sensing element 112 may be a negative temperature characteristic. That is, the temperature sensing element 112 may decrease the resistance value as the temperature rises. The temperature sensitive element 112 may be, for example, an NTC (Negative Temperature Coefficient) thermistor. The temperature sensitive element 112 is not limited to a PTC thermistor or an NTC thermistor, and may be any element that changes its characteristics according to temperature. The characteristic of the temperature sensing element 112 that changes according to the temperature is not limited to the resistance value, and may be, for example, a capacitance.
制御部２２は、感温素子１１２と抵抗素子１１３との間に接続されている。これにより、制御部２２には、駆動電圧ＶＤＤを感温素子１１２と抵抗素子１１３とで分圧した電圧が、温度の検出結果として入力される。温度に応じて感温素子１１２の抵抗値が変化すると、抵抗素子１１３との分圧比が変化する。これにともなって、制御部２２に入力される電圧の電圧値が変化する。これにより、制御部２２は、温度検出部１１０の検出結果を基に、照明負荷１２の点灯にともなって変化する温度の情報を取得する。温度検出部１１０の構成は、上記に限ることなく、照明負荷１２の点灯にともなって変化する温度を検出可能な任意の構成でよい。
The control unit 22 is connected between the temperature sensitive element 112 and the resistance element 113. As a result, a voltage obtained by dividing the drive voltage VDD by the temperature sensing element 112 and the resistance element 113 is input to the control unit 22 as a temperature detection result. When the resistance value of the temperature sensitive element 112 changes according to the temperature, the voltage division ratio with the resistance element 113 changes. Accordingly, the voltage value of the voltage input to the control unit 22 changes. Thereby, the control part 22 acquires the information of the temperature which changes with the lighting load 12 lighting based on the detection result of the temperature detection part 110. FIG. The configuration of the temperature detection unit 110 is not limited to the above, and may be any configuration that can detect a temperature that changes as the lighting load 12 is turned on.
図３は、制御部の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。
図３の横軸は、調光器３の調光度（％）である。換言すれば、交流電圧ＶＣＴの導通角である。
図３の縦軸は、点灯回路１４の出力（％）である。
図３に表したように、制御部２２は、調光器３の調光度と電力変換部２０の出力とを関連付けた関数を有する。制御部２２は、調光器３の調光度を検出した後、関数を基に電力変換部２０の出力を決定する。そして、制御部２２は、決定した出力に応じて、電力変換部２０による電力の変換を制御する。出力の決定に用いられる関数は、例えば、一次関数状である。出力の決定に用いられる関数は、例えば、二次関数状でもよいし、指数関数状でもよい。この関数は、例えば、調光カーブと呼ばれる場合もある。
FIG. 3 is a graph schematically showing an example of the operation of the control unit.
The horizontal axis in FIG. 3 represents the dimming degree (%) of the dimmer 3. In other words, it is the conduction angle of the AC voltage VCT.
The vertical axis in FIG. 3 is the output (%) of the lighting circuit 14.
As illustrated in FIG. 3, the control unit 22 has a function in which the dimming degree of the dimmer 3 and the output of the power conversion unit 20 are associated with each other. The control unit 22 detects the dimming degree of the dimmer 3 and then determines the output of the power conversion unit 20 based on the function. And the control part 22 controls the conversion of the electric power by the power converter 20 according to the determined output. The function used for determining the output is, for example, a linear function. The function used for determining the output may be, for example, a quadratic function or an exponential function. This function may be called a dimming curve, for example.
制御部２２は、調光度が所定値以上の第１領域Ｒ１においては、調光度と温度検出部１１０で検出された温度とを基に、電力変換部２０の出力を決定する。制御部２２は、例えば、複数の関数を有し、第１領域Ｒ１においては、温度検出部１１０で検出された温度に応じて、関数を変化させる。これにより、制御部２２は、第１領域Ｒ１においては、第１温度の時の出力を、第１温度よりも低い第２温度の時の出力よりも低下させる。例えば、検出温度６０℃の時の調光度１００％の出力は、検出温度２５℃の時の調光度１００％の出力よりも低い。
The control unit 22 determines the output of the power conversion unit 20 based on the dimming degree and the temperature detected by the temperature detection unit 110 in the first region R1 where the dimming degree is a predetermined value or more. For example, the control unit 22 has a plurality of functions, and in the first region R1, the function is changed according to the temperature detected by the temperature detection unit 110. As a result, in the first region R1, the control unit 22 reduces the output at the first temperature to be lower than the output at the second temperature lower than the first temperature. For example, the output of 100% light control when the detection temperature is 60 ° C. is lower than the output of 100% light control when the detection temperature is 25 ° C.
このように、比較的高い調光度においては、温度に応じて出力を低下させる。これにより、例えば、高温による照明装置１０の故障などを抑制することができる。第１領域Ｒ１における出力は、温度に対して段階的に変化させてもよいし、連続的に変化させてもよい。
Thus, at a relatively high dimming degree, the output is reduced according to the temperature. Thereby, the failure of the illuminating device 10 by high temperature, etc. can be suppressed, for example. The output in the first region R1 may be changed stepwise with respect to the temperature, or may be changed continuously.
一方、制御部２２は、調光度が所定値未満の第２領域Ｒ２においては、温度検出部１１０で検出された温度を用いずに、調光度を基に、電力変換部２０の出力を決定する。第２領域Ｒ２においては、例えば、調光度のみで電力変換部２０の出力を決定する。
On the other hand, in the second region R2 where the dimming degree is less than the predetermined value, the control unit 22 determines the output of the power conversion unit 20 based on the dimming degree without using the temperature detected by the temperature detecting unit 110. . In the second region R2, for example, the output of the power conversion unit 20 is determined only by the dimming degree.
この例では、調光度４０％以上の領域を第１領域Ｒ１としている。第１領域Ｒ１と第２領域Ｒ２とを仕切る所定値は、これに限らない。所定値は、例えば、全光状態（出力１００％）における装置の発熱量、装置の熱容量、装置に用いられる各種の部品の温度耐性などに応じて適宜設定すればよい。
In this example, a region having a dimming degree of 40% or more is set as the first region R1. The predetermined value for partitioning the first region R1 and the second region R2 is not limited to this. The predetermined value may be set as appropriate according to, for example, the amount of heat generated by the device in the all-light state (output 100%), the heat capacity of the device, and the temperature tolerance of various components used in the device.
また、制御部２２は、第１領域Ｒ１において、調光度と温度とを基に出力を決定する制御の開始を、調光度に応じて変化させる。制御部２２は、例えば、調光度が高い程、前記制御を開始する温度を低くする。例えば、調光度が４０％の場合には、６０℃から制御を開始する。一方、調光度が１００％の場合には、２５℃から制御を開始する。
Moreover, the control part 22 changes the start of the control which determines an output based on a light control degree and temperature in 1st area | region R1 according to a light control degree. For example, the higher the dimming degree, the lower the temperature at which the control starts. For example, when the dimming degree is 40%, the control is started from 60 ° C. On the other hand, when the dimming degree is 100%, the control is started from 25 ° C.
さらに、制御部２２は、第１領域Ｒ１において、所定の温度における出力の低下率を調光度に応じて変化させる。制御部２２は、例えば、同じ温度における出力の低下率を、調光度が高い程大きくする。例えば、調光度１００％の時の検出温度６０℃の出力の低下率は、調光度７０％の時の検出温度６０℃の出力の低下率よりも大きい。
Furthermore, the control unit 22 changes the output decrease rate at a predetermined temperature according to the dimming degree in the first region R1. For example, the control unit 22 increases the output decrease rate at the same temperature as the dimming degree is higher. For example, the output decrease rate at a detection temperature of 60 ° C. when the dimming degree is 100% is larger than the decrease rate of the output at a detection temperature of 60 ° C. when the dimming degree is 70%.
次に、点灯回路１４の動作について説明する。
まず、調光器３の調光度がほぼ１００％に設定され、入力される電源電圧ＶＩＮがほぼそのまま伝達される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに最も高い第１直流電圧ＶＤＣ１が入力される場合について説明する。
Next, the operation of the lighting circuit 14 will be described.
First, when the dimming degree of the dimmer 3 is set to approximately 100% and the input power supply voltage VIN is transmitted as it is, that is, when the highest first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. Will be described.
電源電圧ＶＩＮが、点灯回路１４に供給されるとき、出力素子４０及び電流制御素子４１は、ノーマリオン形の素子であるため、いずれもオンしている。そして、出力素子４０、電流制御素子４１、インダクタ４３、出力コンデンサ４８の経路で電流が流れ、出力コンデンサ４８が充電される。出力コンデンサ４８の両端の電圧、すなわち出力端子７、８の間の電圧は、第２直流電圧ＶＤＣ２として、照明負荷１２の照明光源１６に供給される。なお、出力素子４０及び電流制御素子４１がオンしているため、整流素子４２には、逆電圧が印加される。整流素子４２には、電流は流れない。
When the power supply voltage VIN is supplied to the lighting circuit 14, since the output element 40 and the current control element 41 are normally-on elements, both are turned on. Then, a current flows through the path of the output element 40, the current control element 41, the inductor 43, and the output capacitor 48, and the output capacitor 48 is charged. The voltage across the output capacitor 48, that is, the voltage between the output terminals 7 and 8, is supplied to the illumination light source 16 of the illumination load 12 as the second DC voltage VDC2. Note that since the output element 40 and the current control element 41 are on, a reverse voltage is applied to the rectifying element 42. No current flows through the rectifying element 42.
第２直流電圧ＶＤＣ２が所定電圧に達すると、照明光源１６に電流が流れ、照明光源１６が点灯する。このとき、出力素子４０、電流制御素子４１、インダクタ４３、出力コンデンサ４８及び照明光源１６の経路で電流が流れる。例えば、照明光源１６がＬＥＤの場合、この所定電圧は、ＬＥＤの順方向降下電圧であり、照明光源１６に応じて定まる。また、照明光源１６が消灯した場合、電流が流れないため、出力コンデンサ４８は、出力電圧の値を保持する。
When the second DC voltage VDC2 reaches a predetermined voltage, a current flows through the illumination light source 16, and the illumination light source 16 is turned on. At this time, a current flows through the path of the output element 40, the current control element 41, the inductor 43, the output capacitor 48, and the illumination light source 16. For example, when the illumination light source 16 is an LED, the predetermined voltage is a forward voltage drop of the LED and is determined according to the illumination light source 16. Further, when the illumination light source 16 is turned off, no current flows, so the output capacitor 48 holds the value of the output voltage.
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１は、第２直流電圧ＶＤＣ２と比較して十分に高い。すなわち、入出力間の電位差ΔＶは、十分に大きい。このため、インダクタ４３を流れる電流は増加していく。帰還巻き線４４は、インダクタ４３と磁気結合しているため、帰還巻き線４４には、結合コンデンサ４５側を高電位とする極性の起電力が誘起される。そのため、出力素子４０のゲートには、結合コンデンサ４５を介してソースに対して正の電位が供給され、出力素子４０はオンの状態を維持する。
The first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b is sufficiently higher than the second DC voltage VDC2. That is, the potential difference ΔV between the input and output is sufficiently large. For this reason, the current flowing through the inductor 43 increases. Since the feedback winding 44 is magnetically coupled to the inductor 43, an electromotive force having a polarity with a high potential on the coupling capacitor 45 side is induced in the feedback winding 44. Therefore, a positive potential is supplied to the gate of the output element 40 with respect to the source via the coupling capacitor 45, and the output element 40 is kept on.
電流制御素子４１を流れる電流が上限値を超えると、電流制御素子４１のドレイン−ソース間電圧は、急激に上昇する。そのため、出力素子４０のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧よりも低くなり、出力素子４０はオフする。上限値は、電流制御素子４１の飽和電流値であり、電流制御素子４１のゲートに入力される電位により規定される。電流制御素子４１のゲート電位は、バイアス抵抗４９を介して分圧抵抗４６、４７に供給される直流電圧、照明光源１６の電圧、分圧抵抗４６、４７の分圧比、及び、半導体素子１００のエミッタ−コレクタ間の電流によって設定される。なお、上記のとおり、電流制御素子４１のゲート電位は、ソースに対して負電位のため、飽和電流値を適正値に制限することができる。
When the current flowing through the current control element 41 exceeds the upper limit value, the drain-source voltage of the current control element 41 increases rapidly. Therefore, the gate-source voltage of the output element 40 becomes lower than the threshold voltage, and the output element 40 is turned off. The upper limit value is the saturation current value of the current control element 41 and is defined by the potential input to the gate of the current control element 41. The gate potential of the current control element 41 includes the DC voltage supplied to the voltage dividing resistors 46 and 47 via the bias resistor 49, the voltage of the illumination light source 16, the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors 46 and 47, and the semiconductor element 100. Set by current between emitter and collector. As described above, since the gate potential of the current control element 41 is negative with respect to the source, the saturation current value can be limited to an appropriate value.
インダクタ４３は、整流素子４２、出力コンデンサ４８及び照明負荷１２の経路で電流を流し続ける。このとき、インダクタ４３は、エネルギーを放出するため、インダクタ４３の電流は、減少していく。このため、帰還巻き線４４には、結合コンデンサ４５側を低電位とする極性の起電力が誘起される。出力素子４０のゲートには、結合コンデンサ４５を介してソースに対して負の電位が供給され、出力素子４０はオフの状態を維持する。
The inductor 43 continues to pass current through the path of the rectifying element 42, the output capacitor 48, and the lighting load 12. At this time, since the inductor 43 releases energy, the current of the inductor 43 decreases. For this reason, an electromotive force having a polarity that causes the coupling capacitor 45 side to have a low potential is induced in the feedback winding 44. A negative potential is supplied to the gate of the output element 40 with respect to the source via the coupling capacitor 45, and the output element 40 maintains the OFF state.
インダクタ４３に蓄積されていたエネルギーがゼロになると、インダクタ４３を流れる電流はゼロになる。帰還巻き線４４に誘起される起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサ４５側を高電位とする起電力が誘起される。これにより、出力素子４０のゲートにソースよりも高い電位が供給され、出力素子４０が再びオンする。これにより、上記の所定電圧に達した状態に戻る。
When the energy stored in the inductor 43 becomes zero, the current flowing through the inductor 43 becomes zero. The direction of the electromotive force induced in the feedback winding 44 is reversed again, and an electromotive force that induces a high potential on the coupling capacitor 45 side is induced. As a result, a potential higher than that of the source is supplied to the gate of the output element 40, and the output element 40 is turned on again. Thereby, it returns to the state which reached said predetermined voltage.
以後、上記の動作を繰り返す。これにより、出力素子４０のオン及びオフへの切替が自動的に繰り返されて、照明光源１６には電源電圧ＶＩＮを降下した第２直流電圧ＶＤＣ２が供給される。すなわち、点灯回路１４においては、出力素子４０のスイッチング周波数が、分圧抵抗４６、４７及びフィードバック回路２５によって設定される。また、照明光源１６に供給される電流は、電流制御素子４１により上限値の制限された実質的に一定の電流となる。そのため、照明光源１６を安定に点灯させることができる。
Thereafter, the above operation is repeated. As a result, the output element 40 is automatically switched on and off, and the illumination light source 16 is supplied with the second DC voltage VDC2 having the power supply voltage VIN lowered. That is, in the lighting circuit 14, the switching frequency of the output element 40 is set by the voltage dividing resistors 46 and 47 and the feedback circuit 25. Further, the current supplied to the illumination light source 16 becomes a substantially constant current whose upper limit value is limited by the current control element 41. Therefore, the illumination light source 16 can be lighted stably.
フィードバック回路２５の差動増幅回路８０は、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧と、調光信号ＤＭＳとの差に応じて、半導体素子１００のベース電位を変化させる。差動増幅回路８０は、例えば、照明光源１６に過電流が流れ、調光信号ＤＭＳの電圧レベルに対して、検出電圧の電圧レベルが所定値以上高い場合に、半導体素子１００のベースに高い電位を設定し、半導体素子１００を実質的にオン状態とする。
The differential amplifier circuit 80 of the feedback circuit 25 changes the base potential of the semiconductor element 100 according to the difference between the detection voltage corresponding to the current flowing through the illumination light source 16 and the dimming signal DMS. The differential amplifier circuit 80 has, for example, a high potential at the base of the semiconductor element 100 when an overcurrent flows through the illumination light source 16 and the voltage level of the detection voltage is higher than a predetermined value by a voltage level of the dimming signal DMS. Is set to substantially turn on the semiconductor element 100.
半導体素子１００がオン状態になると、電流制御素子４１のゲート電位が、例えば、整流回路３０の低電位端子３０ｄに設定される。すなわち、電流制御素子４１のゲート電位に負電位が設定され、電流制御素子４１がオフ状態になる。これにより、照明光源１６に流れる電流が小さくなり、照明光源１６に過電流が流れることが抑制される。このように、この例では、フィードバック回路２５が、検出電圧と調光信号ＤＭＳとを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂをフィードバック制御する。
When the semiconductor element 100 is turned on, the gate potential of the current control element 41 is set at, for example, the low potential terminal 30d of the rectifier circuit 30. That is, a negative potential is set as the gate potential of the current control element 41, and the current control element 41 is turned off. Thereby, the electric current which flows into the illumination light source 16 becomes small, and it is suppressed that an overcurrent flows into the illumination light source 16. Thus, in this example, the feedback circuit 25 feedback-controls the DC-DC converter 20b based on the detected voltage and the dimming signal DMS.
調光器３の調光度が１００％よりも小さい値に設定され、入力される交流電圧ＶＣＴが導通角制御されて伝達される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに高い第１直流電圧ＶＤＣ１が入力される場合についても、出力素子４０が発振を継続できる場合は、上記と同様である。調光器３の調光度に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１の値が変化して、出力電流の平均値を制御することができる。従って、調光度に応じて、照明負荷１２の照明光源１６を調光することができる。
When the dimming degree of the dimmer 3 is set to a value smaller than 100% and the input AC voltage VCT is transmitted with the conduction angle controlled, that is, the high first DC voltage VDC1 is input to the DC-DC converter 20b. The same applies to the case where the output element 40 can continue to oscillate. The value of the first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b changes according to the dimming degree of the dimmer 3, and the average value of the output current can be controlled. Therefore, the illumination light source 16 of the illumination load 12 can be dimmed according to the dimming degree.
また、調光器３の調光度がさらに小さい値に設定される場合、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂに入力される第１直流電圧ＶＤＣ１がさらに低い場合には、出力素子４０がオンしてもインダクタ４３の両端の電位差が小さいため、インダクタ４３を流れる電流が増加することができない。したがって、出力素子４０は、オフの状態にならず、一定の直流電流を出力する。すなわち、点灯回路１４は、調光器３の調光度が小さい場合、すなわち、入出力間の電位差ΔＶが小さい場合、シリーズレギュレータのような動作をする。
Further, when the dimming degree of the dimmer 3 is set to a smaller value, that is, when the first DC voltage VDC1 input to the DC-DC converter 20b is lower, the inductor even if the output element 40 is turned on. Since the potential difference between both ends of 43 is small, the current flowing through the inductor 43 cannot be increased. Therefore, the output element 40 is not turned off and outputs a constant direct current. That is, the lighting circuit 14 operates like a series regulator when the dimming degree of the dimmer 3 is small, that is, when the potential difference ΔV between the input and output is small.
このように、点灯回路１４は、電位差ΔＶが所定値よりも大きいとスイッチング動作し、電位差ΔＶが小さいと、シリーズレギュレータのような動作をする。電位差ΔＶが大きい場合は、電位差ΔＶと電流との積が大きく、シリーズレギュレータの動作を行うと損失が大きくなる。したがって、電位差ΔＶが大きい場合に、スイッチング動作をすることは、低消費電力化に適する。また、電位差ΔＶが小さい場合は、損失は小さいため、シリーズレギュレータとして動作をすることは問題ない。
As described above, the lighting circuit 14 performs a switching operation when the potential difference ΔV is larger than a predetermined value, and operates as a series regulator when the potential difference ΔV is small. When the potential difference ΔV is large, the product of the potential difference ΔV and the current is large, and the loss increases when the series regulator is operated. Therefore, when the potential difference ΔV is large, the switching operation is suitable for low power consumption. When the potential difference ΔV is small, the loss is small, and there is no problem in operating as a series regulator.
また、点灯回路１４では、電位差ΔＶが所定値よりも小さいときは、出力素子４０はオフの状態にならずにオンの状態を継続したまま電流が振動して、電流の平均値で照明負荷１２の照明光源１６を点灯させる。また、電位差ΔＶがさらに小さいときは、出力素子４０は、オンの状態を継続したまま、直流電流を照明負荷１２に出力して照明光源１６を点灯させる。その結果、点灯回路１４では、出力電流をゼロまで連続的に変化させることができる。例えば、照明装置１０において、照明負荷１２の照明光源１６をスムーズに消灯させることができる。
Further, in the lighting circuit 14, when the potential difference ΔV is smaller than a predetermined value, the output element 40 is not turned off, the current vibrates while continuing the on state, and the lighting load 12 is obtained with the average value of the current. The illumination light source 16 is turned on. When the potential difference ΔV is further smaller, the output element 40 outputs a direct current to the illumination load 12 to turn on the illumination light source 16 while continuing the on state. As a result, in the lighting circuit 14, the output current can be continuously changed to zero. For example, in the illumination device 10, the illumination light source 16 of the illumination load 12 can be turned off smoothly.
点灯回路１４では、電位差ΔＶに応じて、出力素子４０のスイッチング動作時における最大値から、出力素子４０のオンの状態を継続したまま直流電流を出力する際の最小値まで出力電流を連続的に変化させることができる。例えば、照明装置１０において、照明光源１６を連続的に０〜１００％の範囲で調光することができる。
In the lighting circuit 14, the output current is continuously increased from the maximum value during the switching operation of the output element 40 to the minimum value when the DC current is output while the output element 40 is kept on according to the potential difference ΔV. Can be changed. For example, in the illumination device 10, the illumination light source 16 can be dimmed continuously in the range of 0 to 100%.
点灯回路１４では、フィードバック回路２５を照明負荷１２の低電位側の端部に接続し、照明光源１６に流れる電流を検出し、その検出結果に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの動作をフィードバック制御している。照明光源１６の電圧は、電源電圧ＶＩＮや交流電圧ＶＣＴなどの入力電圧が歪んでも、ある程度安定する。従って、上記のように、フィードバック回路２５を照明負荷１２の低電位側の端部に接続して照明光源１６に流れる電流を検出することにより、例えば、電流の検出精度を高めることができる。例えば、過電流が発生した場合に、照明光源１６に流れる電流を即座に停止させることができる。さらには、ノーマリオン形の電流制御素子４１のゲートに対して、負電位を容易に設定することもできる。これにより、点灯回路１４では、より確実な電流制御及び過電流保護を行うことができる。
In the lighting circuit 14, a feedback circuit 25 is connected to the end of the lighting load 12 on the low potential side, a current flowing through the illumination light source 16 is detected, and the operation of the DC-DC converter 20b is feedback-controlled according to the detection result. ing. The voltage of the illumination light source 16 is stabilized to some extent even when an input voltage such as the power supply voltage VIN or the AC voltage VCT is distorted. Therefore, by detecting the current flowing through the illumination light source 16 by connecting the feedback circuit 25 to the low potential end of the illumination load 12 as described above, for example, the current detection accuracy can be improved. For example, when an overcurrent occurs, the current flowing through the illumination light source 16 can be stopped immediately. Furthermore, a negative potential can be easily set for the gate of the normally-on type current control element 41. Thereby, in the lighting circuit 14, more reliable current control and overcurrent protection can be performed.
また、点灯回路１４では、フィードバック回路２５の基準電位が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０ｂの基準電位と共通である。これにより、例えば、出力電圧である第２直流電圧ＶＤＣ２の変動を抑制することができる。
In the lighting circuit 14, the reference potential of the feedback circuit 25 is common with the reference potential of the DC-DC converter 20b. Thereby, for example, fluctuations in the second DC voltage VDC2 that is the output voltage can be suppressed.
例えば、全ての調光度の領域において、調光度と温度とを基に出力を決定する点灯回路がある。このような点灯回路において、調光度を１００％に設定し、温度によって出力が低下した状態から調光度を低下させる。この場合、出力の低下にともなって温度が低下し、意図せず出力が変化してしまう場合がある。こうした出力の変化は、照明負荷１２の輝度の変化として表れる。例えば、出力の回復にともなって照明負荷１２が次第に明るくなったり、関数の変化にともなって照明負荷１２にチラツキが生じたりする。
For example, there is a lighting circuit that determines the output based on the dimming degree and the temperature in all dimming areas. In such a lighting circuit, the dimming degree is set to 100%, and the dimming degree is lowered from a state where the output is lowered due to the temperature. In this case, the temperature may decrease as the output decreases, and the output may change unintentionally. Such a change in output appears as a change in the luminance of the illumination load 12. For example, the illumination load 12 gradually becomes brighter as the output recovers, or the illumination load 12 flickers as the function changes.
これに対して、本実施形態に係る点灯回路１４では、調光度が所定値未満の第２領域Ｒ２においては、温度検出部１１０で検出された温度を用いずに、調光度を基に、電力変換部２０の出力を決定する。従って、例えば、調光度の高い状態から低い状態に遷移させた場合に、調光度に応じた実質的に一定の出力が照明負荷１２に供給される。これにより、点灯回路１４では、意図しない輝度の変化を抑制することができる。
On the other hand, in the lighting circuit 14 according to the present embodiment, in the second region R2 where the dimming degree is less than the predetermined value, the power detected based on the dimming degree without using the temperature detected by the temperature detecting unit 110. The output of the conversion unit 20 is determined. Therefore, for example, when a transition is made from a high dimming state to a low state, a substantially constant output corresponding to the dimming degree is supplied to the illumination load 12. Thereby, in the lighting circuit 14, the change of the brightness | luminance which is not intended can be suppressed.
また、点灯回路１４では、制御部２２が、第１領域Ｒ１において、調光度と温度とを基に出力を決定する制御の開始を、調光度に応じて変化させる。これにより、例えば、高温による装置の故障を抑制しつつ、意図しない輝度の変化をより適切に抑制することができる。
Moreover, in the lighting circuit 14, the control part 22 changes the start of the control which determines an output based on the light control degree and temperature in 1st area | region R1 according to light control degree. Thereby, for example, an unintended change in luminance can be more appropriately suppressed while suppressing a failure of the apparatus due to a high temperature.
さらに、点灯回路１４では、制御部２２は、第１領域Ｒ１において、所定の温度における出力の低下率を調光度に応じて変化させる。これにより、例えば、高温時の出力低下を抑制することができる。
Further, in the lighting circuit 14, the control unit 22 changes the output decrease rate at a predetermined temperature in accordance with the dimming degree in the first region R1. Thereby, for example, output reduction at high temperature can be suppressed.
以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
As described above, the embodiments have been described with reference to specific examples. However, the embodiments are not limited thereto, and various modifications are possible.
例えば、出力素子４０及び電流制御素子４１はＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を等しくする場合、シリコン半導体素子よりも小さくできるために寄生容量が小さく、高速動作が可能なため、スイッチング周期を短くすることができ、巻線部品やコンデンサなどの小形化が可能となる。
For example, the output element 40 and the current control element 41 are not limited to the GaN-based HEMT. For example, a semiconductor element formed using a semiconductor (wide band gap semiconductor) having a wide band gap such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond on the semiconductor substrate may be used. Here, the wide band gap semiconductor means a semiconductor having a wider band gap than gallium arsenide (GaAs) having a band gap of about 1.4 eV. For example, a semiconductor having a band gap of 1.5 eV or more, gallium phosphide (GaP, band gap about 2.3 eV), gallium nitride (GaN, band gap about 3.4 eV), diamond (C, band gap about 5.27 eV) , Aluminum nitride (AlN, band gap of about 5.9 eV), silicon carbide (SiC), and the like. Such a wide band gap semiconductor element can be made smaller than a silicon semiconductor element when the breakdown voltage is made equal, so that the parasitic capacitance is small and high speed operation is possible, so that the switching cycle can be shortened, and the winding parts and Capacitors can be miniaturized.
上記実施形態では、出力素子４０と電流制御素子４１とをカスコード接続し、出力素子４０でスイッチングを行い、電流制御素子４１で電流の制御を行っている。これに限ることなく、例えば、電流制御素子４１のみで、スイッチングと電流の制御とを行ってもよい。
In the above embodiment, the output element 40 and the current control element 41 are cascode-connected, switching is performed by the output element 40, and current is controlled by the current control element 41. For example, the switching and current control may be performed only by the current control element 41.
電力変換部２０の構成は、上記に限ることなく、導通角制御された交流電力を直流電力に変更可能な任意の構成でよい。上記実施形態では、制御部２２が、調光信号ＤＭＳをフィードバック回路２５に入力することにより、電力変換部２０による電力の変換を制御している。制御部２２による電力変換部２０の制御方法は、上記に限ることなく、電力変換部２０の構成に応じた任意の方法でよい。例えば、電力変換部２０がスイッチング素子を含むチョッパ回路である場合には、スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、電力変換部２０での電力の変換を制御すればよい。
The configuration of the power conversion unit 20 is not limited to the above, but may be any configuration that can change the conduction angle-controlled AC power to DC power. In the above embodiment, the control unit 22 controls the power conversion by the power conversion unit 20 by inputting the dimming signal DMS to the feedback circuit 25. The control method of the power conversion unit 20 by the control unit 22 is not limited to the above, and any method according to the configuration of the power conversion unit 20 may be used. For example, when the power conversion unit 20 is a chopper circuit including a switching element, the power conversion in the power conversion unit 20 may be controlled by controlling the switching of the switching element.
なお、照明光源１６はＬＥＤに限らず、例えば、有機ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode）などでもよい。照明負荷１２には、複数の照明光源１６が直列又は並列に接続されていてもよい。
The illumination light source 16 is not limited to an LED, and may be, for example, an organic EL (Electro-Luminescence) or an OLED (Organic light-emitting diode). A plurality of illumination light sources 16 may be connected to the illumination load 12 in series or in parallel.
本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
Although several embodiments and examples of the present invention have been described, these embodiments or examples are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments or examples can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments or examples and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
