JP6380134B2 - Non-contact power feeding device - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ回路と、インバータ回路に接続される送電コイルと、インバータ回路に接続され、インバータ回路を制御する制御回路とを備えた非接触給電装置に関する。 The present invention relates to a non-contact power feeding device including an inverter circuit, a power transmission coil connected to the inverter circuit, and a control circuit connected to the inverter circuit and controlling the inverter circuit.
従来、インバータ回路と、インバータ回路に接続される送電コイルと、インバータ回路に接続され、インバータ回路を制御する制御回路とを備えた非接触給電装置として、例えば以下に示す特許文献１に開示されている電力伝送システムがある。 Conventionally, as a non-contact power feeding device including an inverter circuit, a power transmission coil connected to the inverter circuit, and a control circuit connected to the inverter circuit and controlling the inverter circuit, for example, disclosed in Patent Document 1 shown below There is a power transmission system.
この電力伝送システムは、インバータ部と、送電アンテナと、送電制御部とを備えている。インバータ部、送電アンテナ及び送電制御部が、インバータ回路、送電コイル及び制御回路に相当する。 This power transmission system includes an inverter unit, a power transmission antenna, and a power transmission control unit. The inverter unit, the power transmission antenna, and the power transmission control unit correspond to an inverter circuit, a power transmission coil, and a control circuit.
インバータ部は、スイッチング素子を有し、スイッチング素子をスイッチングさせることで直流を交流に変換して送電アンテナに供給する。送電アンテナは、交流が供給されることで送電に必要な磁束を発生する。送電制御部は、スイッチング素子をスイッチングさせ、１８０度通電によってインバータ部から送電アンテナに矩形波状の交流電圧を供給させる。矩形波状の交流電圧が供給されると、送電アンテナに正弦波状の交流電流が流れる。つまり、インバータ部から送電アンテナに矩形波状の交流電圧と正弦波状の交流電流が供給されることになる。送電制御部は、インバータ部から送電アンテナに供給される矩形波状の交流電圧と正弦波状の交流電流の位相差がなくなるように交流の周波数を調整する。これにより、力率が改善され、無効電力を抑えることができる。従って、電力の伝送効率を向上させることができる。 An inverter part has a switching element, converts direct current into alternating current by switching a switching element, and supplies it to a power transmission antenna. The power transmission antenna generates magnetic flux necessary for power transmission when AC is supplied. The power transmission control unit switches the switching element to supply a rectangular wave AC voltage from the inverter unit to the power transmission antenna by energization at 180 degrees. When a rectangular wave AC voltage is supplied, a sinusoidal AC current flows through the power transmission antenna. That is, a rectangular wave AC voltage and a sine wave AC current are supplied from the inverter unit to the power transmission antenna. The power transmission control unit adjusts the AC frequency so that the phase difference between the rectangular-wave AC voltage supplied from the inverter unit to the power transmission antenna and the sinusoidal AC current is eliminated. Thereby, a power factor is improved and reactive power can be suppressed. Accordingly, power transmission efficiency can be improved.
ところで、前述した電力伝送システムにおいて、スイッチング素子のオン時間を正弦波状に変化させＰＷＭ制御することによって、インバータ部から送電アンテナに正弦波状の交流電圧を供給することができる。この場合も、正弦波状の交流電圧と正弦波状の交流電流の位相差をなくすように交流の周波数を調整することで、電力の伝送効率を向上させることができる。しかし、ＰＷＭ制御によって正弦波状の交流電圧を供給する場合、交流の１周期内でスイッチング素子が複数回スイッチングすることになる。そのため、スイッチング素子がターンオンする際に、スイッチング素子に大きな電流が流れるような事態が発生する。その結果、１８０度通電によって矩形波状の交流電圧を供給する場合には発生していなかったスイッチング損失が発生し、電力の伝送効率が低下してしまう。 In the power transmission system described above, a sinusoidal AC voltage can be supplied from the inverter unit to the power transmission antenna by changing the ON time of the switching element in a sinusoidal manner and performing PWM control. Also in this case, the power transmission efficiency can be improved by adjusting the AC frequency so as to eliminate the phase difference between the sinusoidal AC voltage and the sinusoidal AC current. However, when a sinusoidal AC voltage is supplied by PWM control, the switching element switches a plurality of times within one AC cycle. Therefore, when the switching element is turned on, a situation occurs in which a large current flows through the switching element. As a result, when a rectangular wave AC voltage is supplied by energization at 180 degrees, a switching loss that has not occurred is generated, and the power transmission efficiency is lowered.
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、インバータ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に問題となるスイッチング損失を抑え、電力の伝送効率を向上させることができる非接触給電装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and provides a non-contact power feeding device that can suppress switching loss that is a problem when performing PWM control of a switching element of an inverter circuit and can improve power transmission efficiency. The purpose is to provide.
上記課題を解決するためになされた本発明は、スイッチング素子を有し、スイッチング素子をスイッチングさせることで入力された直流を交流に変換して出力するインバータ回路と、インバータ回路に接続され、インバータ回路から交流が供給されることで磁束を発生する送電コイルと、インバータ回路に接続され、インバータ回路から送電コイルに交流が供給されるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する制御回路と、を備えた非接触給電装置において、送電コイルの発生した磁束と鎖交することで交流を発生する受電コイルと、受電コイル及び給電対象に接続され、受電コイルから供給される交流を直流に変換して給電対象に供給する受電回路と、を有し、制御回路は、受電回路の出力電力の目標値である出力電力目標値又は受電回路の出力電流の目標値である出力電流目標値と、送電コイルと受電コイルの結合係数とに対する、スイッチング素子がターンオンする際に当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるインバータ回路から送電コイルに供給される交流の周波数の目標値である周波数目標値の関係を規定した第１マップ又は第１関係式を有し、入手した出力電力目標値又は出力電流目標値と、入手した結合係数と、第１マップ又は第１関係式に基づいて周波数目標値を求め、インバータ回路から送電コイルに供給する交流の周波数が求めた周波数目標値になるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。 The present invention made to solve the above-described problems includes an inverter circuit that includes a switching element, converts a direct current input by switching the switching element into an alternating current, and outputs the alternating current, and is connected to the inverter circuit. A non-contact including: a power transmission coil that generates magnetic flux by being supplied with alternating current; and a control circuit that is connected to the inverter circuit and performs PWM control of the switching element so that alternating current is supplied from the inverter circuit to the power transmission coil In the power feeding device, a power receiving coil that generates alternating current by interlinking with the magnetic flux generated by the power transmitting coil, and the power receiving coil and the power feeding target are connected to each other, and the alternating current supplied from the power receiving coil is converted to direct current and supplied to the power feeding target to a power receiving circuit includes a control circuit, which is a target value of the output power of the power receiving circuit output power target value or incoming circuit When the switching element is turned on with respect to the output current target value that is the target value of the output current and the coupling coefficient of the power transmission coil and the power receiving coil, power is transmitted from the inverter circuit in which the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. A first map or a first relational expression that defines a relationship between a frequency target value that is a target value of the AC frequency supplied to the coil, the obtained output power target value or output current target value, and the obtained coupling coefficient A frequency target value is obtained based on the first map or the first relational expression, and the switching element is PWM controlled so that the AC frequency supplied from the inverter circuit to the power transmission coil becomes the obtained frequency target value. To do.
この構成によれば、スイッチング素子がターンオンする際に当該スイッチング素子に流れる電流を０付近に抑えることができる。そのため、スイッチング素子がターンオンする際に発生するスイッチング損失を抑えることができる。従って、インバータ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に問題となるスイッチング損失を抑え、電力の伝送効率を向上させることができる。また、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路から送電コイルに供給される交流の周波数を確実に調整することができる。 According to this configuration, when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element can be suppressed to near zero. Therefore, it is possible to suppress switching loss that occurs when the switching element is turned on. Therefore, it is possible to suppress a switching loss that becomes a problem when the switching element of the inverter circuit is PWM-controlled and improve the power transmission efficiency. Further, when the switching element is turned on, the frequency of the alternating current supplied from the inverter circuit to the power transmission coil can be reliably adjusted so that the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero.
次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る非接触給電装置を、電気自動車やハイブリッド車に搭載された車載バッテリに非接触で送電する非接触給電装置に適用した例を示す。 Next, the present invention will be described in more detail with reference to embodiments. In this embodiment, the example which applied the non-contact electric power feeder which concerns on this invention to the non-contact electric power feeder which transmits non-contact to the vehicle-mounted battery mounted in the electric vehicle or the hybrid vehicle is shown.
（第１実施形態）
まず、図１を参照して第１実施形態の非接触給電装置の構成について説明する。
(First embodiment)
First, with reference to FIG. 1, the structure of the non-contact electric power feeder of 1st Embodiment is demonstrated.
図１に示す非接触給電装置１は、車両外部の商用電源ＡＣ１から車両に搭載された車載バッテリＢ１（給電対象）に非接触で送電し、車載バッテリＢ１を充電する装置である。非接触給電装置１は、送電回路１０と、送電側共振用コンデンサ１１と、送電コイル１２と、受電コイル１３と、受電側共振用コンデンサ１４と、受電回路１５と、制御回路１６とを備えている。 A non-contact power supply device 1 shown in FIG. 1 is a device that charges a vehicle battery B1 by transmitting power from a commercial power supply AC1 outside the vehicle to a vehicle battery B1 (power supply target) mounted on the vehicle in a contactless manner. The non-contact power feeding device 1 includes a power transmission circuit 10, a power transmission side resonance capacitor 11, a power transmission coil 12, a power reception coil 13, a power reception side resonance capacitor 14, a power reception circuit 15, and a control circuit 16. Yes.
送電回路１０は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する回路である。送電回路１０は、送電側整流回路１００と、インバータ回路１０１とを備えている。 The power transmission circuit 10 is a circuit that converts alternating current supplied from the commercial power supply AC1 into high-frequency alternating current and supplies it to the power transmission coil 12. The power transmission circuit 10 includes a power transmission side rectifier circuit 100 and an inverter circuit 101.
送電側整流回路１００は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を整流するとともに昇圧してインバータ回路１０１に供給する回路である。送電側整流回路１００の入力端は商用電源ＡＣ１に、出力端はインバータ回路１０１にそれぞれ接続されている。 The power transmission side rectifier circuit 100 is a circuit that rectifies and boosts the alternating current supplied from the commercial power supply AC <b> 1 and supplies it to the inverter circuit 101. The power transmission side rectifier circuit 100 has an input terminal connected to the commercial power supply AC1 and an output terminal connected to the inverter circuit 101.
インバータ回路１０１は、制御回路１６によって制御され、送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する回路である。具体的には、４つのスイッチング素子によって構成される周知のＨブリッジ回路である。インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチングさせることで送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して送電コイル１２に供給する。インバータ回路１０１の入力端は送電側整流回路１００の出力端に、出力端は送電側共振用コンデンサ１１及び送電コイル１２に、駆動信号入力端は制御回路１６にそれぞれ接続されている。 The inverter circuit 101 is a circuit that is controlled by the control circuit 16 and converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current and supplies the alternating current to the power transmission coil 12. Specifically, it is a well-known H-bridge circuit composed of four switching elements. The inverter circuit 101 converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current by switching the four switching elements at a predetermined timing, and supplies the alternating current to the power transmission coil 12. The input end of the inverter circuit 101 is connected to the output end of the power transmission side rectifier circuit 100, the output end is connected to the power transmission side resonance capacitor 11 and the power transmission coil 12, and the drive signal input end is connected to the control circuit 16.
送電側共振用コンデンサ１１は、送電用コイル１２とともに共振回路を構成する素子である。送電側共振用コンデンサ１１の一端はインバータ回路１０１の出力端に、他端は送電コイル１２にそれぞれ接続されている。 The power transmission resonance capacitor 11 is an element that forms a resonance circuit together with the power transmission coil 12. One end of the power transmission side resonance capacitor 11 is connected to the output terminal of the inverter circuit 101, and the other end is connected to the power transmission coil 12.
送電コイル１２は、インバータ回路１０１から交流が供給されることで交番磁束を発生する素子である。送電コイル１２は、駐車スペースの地表面の所定位置に設けられている。送電コイル１２の一端は送電側共振用コンデンサ１１の他端に、他端はインバータ回路１０１の出力端にそれぞれ接続されている。 The power transmission coil 12 is an element that generates an alternating magnetic flux when AC is supplied from the inverter circuit 101. The power transmission coil 12 is provided at a predetermined position on the ground surface of the parking space. One end of the power transmission coil 12 is connected to the other end of the power transmission resonance capacitor 11, and the other end is connected to the output terminal of the inverter circuit 101.
受電コイル１３は、送電コイル１２の発生した交番磁束と鎖交することで電磁誘導によって交流を発生する素子である。受電コイル１３は、駐車スペースに車両を駐車したときに、上下方向に間隔をあけて送電コイル１２と対向するよう、車両の底部に設けられている。受電コイル１３の一端は受電側共振用コンデンサ１４に、他端は受電回路１５にそれぞれ接続されている。 The power receiving coil 13 is an element that generates alternating current by electromagnetic induction by interlinking with the alternating magnetic flux generated by the power transmitting coil 12. The power receiving coil 13 is provided at the bottom of the vehicle so as to face the power transmitting coil 12 with a space in the vertical direction when the vehicle is parked in the parking space. One end of the power receiving coil 13 is connected to the power receiving resonance capacitor 14, and the other end is connected to the power receiving circuit 15.
受電側共振用コンデンサ１４は、受電コイル１３とともに共振回路を構成する素子である。受電側共振用コンデンサ１４の一端は受電コイル１３の一端に、他端は受電回路１５にそれぞれ接続されている。 The power receiving resonance capacitor 14 is an element that forms a resonance circuit together with the power receiving coil 13. One end of the power receiving resonance capacitor 14 is connected to one end of the power receiving coil 13, and the other end is connected to the power receiving circuit 15.
受電回路１５は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する回路である。受電回路１５は、受電側整流回路１５０を備えている。 The power receiving circuit 15 is a circuit that converts alternating current supplied from the power receiving coil 13 connected to the power receiving side resonance capacitor 14 into direct current and supplies the direct current to the in-vehicle battery B1. The power receiving circuit 15 includes a power receiving side rectifier circuit 150.
受電側整流回路１５０は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を整流し、直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する回路である。受電側整流回路１５０の入力端は受電側共振用コンデンサ１４の他端と受電コイル１３の他端に、出力端は車載バッテリＢ１にそれぞれ接続されている。 The power receiving side rectifier circuit 150 is a circuit that rectifies alternating current supplied from the power receiving coil 13 to which the power receiving resonance capacitor 14 is connected, converts it to direct current, and supplies the direct current to the in-vehicle battery B1. The input end of the power receiving side rectifier circuit 150 is connected to the other end of the power receiving side resonance capacitor 14 and the other end of the power receiving coil 13, and the output end is connected to the in-vehicle battery B1.
制御回路１６は、車両制御装置Ｅ１から入力される出力電力目標値Ｐｃｏｍ、インバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１及び出力電流Ｉ１、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２に基づいてインバータ回路１０１を制御する回路である。ここで、出力電力目標値Ｐｃｏｍは、受電側整流回路１５０の出力電力の目標値である。制御回路１６は、送電側電流センサ１６０と、送電側制御回路１６１と、受電側電流センサ１６２と、受電側制御回路１６３とを備えている。 The control circuit 16 is based on the output power target value Pcom input from the vehicle control device E1, the output voltage V1 and output current I1 of the inverter circuit 101, the output voltage V2 and output current I2 of the power receiving side rectifier circuit 150, and the inverter circuit 101. Is a circuit for controlling Here, the output power target value Pcom is a target value of the output power of the power receiving side rectifier circuit 150. The control circuit 16 includes a power transmission side current sensor 160, a power transmission side control circuit 161, a power reception side current sensor 162, and a power reception side control circuit 163.
送電側電流センサ１６０は、インバータ回路１０１の出力電流Ｉ１を検出し、検出結果を出力する素子である。送電側電流センサ１６０は、インバータ回路１０１と送電側共振用コンデンサ１１を接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。送電側電流センサ１６０の出力端は、送電側制御回路１６１に接続されている。 The power transmission side current sensor 160 is an element that detects the output current I1 of the inverter circuit 101 and outputs the detection result. The power transmission side current sensor 160 is provided so as to clamp the wiring to the wiring connecting the inverter circuit 101 and the power transmission side resonance capacitor 11. The output terminal of the power transmission side current sensor 160 is connected to the power transmission side control circuit 161.
送電側制御回路１６１は、無線通信によって受電側制御回路１６３から受信した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２、自ら検出したインバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１、送電側電流センサ１６０の検出したインバータ回路１０１の出力電流Ｉ１に基づいて、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に高周波数の交流が供給されるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する回路である。送電側制御回路１６１は、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数を調整する。送電側制御回路１６１の電圧検出端はインバータ回路１０１の出力端に、電流信号入力端は送電側電流センサ１６０の出力端に、駆動信号出力端はインバータ回路１０１の駆動信号入力端にそれぞれ接続されている。 The power transmission side control circuit 161 receives the output power target value Pcom received from the power reception side control circuit 163 by wireless communication, the output voltage V2 and the output current I2 of the power reception side rectifier circuit 150, the output voltage V1 of the inverter circuit 101 detected by itself, Based on the output current I1 of the inverter circuit 101 detected by the side current sensor 160, the switching element is PWMed so that high-frequency alternating current is supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected. It is a circuit to control. The power transmission side control circuit 161 is connected to the power transmission side resonance capacitor 11 from the inverter circuit 101 so that when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element is within a predetermined range near 0. The frequency of the alternating current supplied to the is adjusted. The voltage detection end of the power transmission side control circuit 161 is connected to the output end of the inverter circuit 101, the current signal input end is connected to the output end of the power transmission side current sensor 160, and the drive signal output end is connected to the drive signal input end of the inverter circuit 101. ing.
図２に示すように、送電側制御回路１６１は、目標値出力部１６１ａと、出力電力演算部１６１ｂと、補正値演算部１６１ｃと、目標値補正部１６１ｄと、位相差演算部１６１ｅと、補正値演算部１６１ｆと、目標値補正部１６１ｇと、信号生成部１６１ｈとを備えている。 As shown in FIG. 2, the power transmission side control circuit 161 includes a target value output unit 161a, an output power calculation unit 161b, a correction value calculation unit 161c, a target value correction unit 161d, a phase difference calculation unit 161e, and a correction. A value calculation unit 161f, a target value correction unit 161g, and a signal generation unit 161h are provided.
目標値出力部１６１ａは、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、入手した送電コイル１２と受電コイル１３の結合係数ｋ、及び、予め設定されている第１マップに基づいて周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦ求めるブロックである。また、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、入手した結合係数ｋ、及び、予め設定されている第２マップに基づいて位相差目標値Δθ．ｃｏｍを求めるブロックでもある。さらに、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍ、入手した結合係数ｋ、及び、予め設定されている第３マップに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜を求めるブロックでもある。ここで、結合係数ｋは、周知の方法、例えば、送電コイル１２と受電コイル１３の位置を検出し、検出結果に別途求めたものである。 The target value output unit 161a generates the frequency target value Frq. Based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k between the power transmission coil 12 and the power reception coil 13, and the first map set in advance. This is a block for obtaining FF. Further, based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k, and the preset second map, the phase difference target value Δθ. com. Further, based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k, and the preset third map, the output voltage target value | V. It is also a block for obtaining FF |. Here, the coupling coefficient k is a well-known method, for example, the position of the power transmission coil 12 and the power reception coil 13 is detected, and the detection result is separately obtained.
図３に示すように、第１マップは、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する、スイッチング素子がターンオンする際に当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になる周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦの関係を規定したものである。図４に示すように、第２マップは、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する位相差目標値Δθ．ｃｏｍの関係を規定したものである。図５に示すように、第３マップは、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜の関係を規定したものである。第１〜第３マップは、実験やシミュレーションによって予め求められ設定されている。 As shown in FIG. 3, the first map shows the frequency target value Frq. For the output power target value Pcom and the coupling coefficient k so that when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. It defines the relationship of FF. As shown in FIG. 4, the second map shows the phase difference target value Δθ... With respect to the output power target value Pcom and the coupling coefficient k. com relationship. As shown in FIG. 5, the third map shows the output voltage target value | V.V. For the output power target value Pcom and the coupling coefficient k. This defines the relationship of FF |. The first to third maps are obtained and set in advance through experiments and simulations.
出力電力演算部１６１ｂは、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２と出力電流Ｉ２から受電側整流回路１５０の実際の出力電力Ｐｒｅａｌを演算し出力するブロックである。 The output power calculation unit 161b is a block that calculates and outputs the actual output power Preal of the power receiving side rectifier circuit 150 from the output voltage V2 and the output current I2 of the power receiving side rectifier circuit 150.
補正値演算部１６１ｃは、出力電力目標値Ｐｃｏｍと出力電力演算部１６１ｂの出力する出力電力Ｐｒｅａｌの偏差を演算するとともに、その偏差を比例、積分演算し、出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜を補正するための補正値｜Ｖ．ＦＢ｜として出力するブロックである。 The correction value calculation unit 161c calculates a deviation between the output power target value Pcom and the output power Preal output from the output power calculation unit 161b, and performs a proportional and integral calculation of the deviation to obtain an output voltage target value | V. FF | correction value for correcting | V. This block is output as FB |.
目標値補正部１６１ｄは、目標値出力部１６１ａの出力する出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜に、補正値演算部１６１ｃの出力する補正値｜Ｖ．ＦＢ｜を加算して新たな出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜として出力するブロックである。 The target value correcting unit 161d outputs the output voltage target value | V. FF |, the correction value | V. FB | is added to obtain a new output voltage target value | V. com |.
位相差演算部１６１ｅは、インバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１を対応する正弦波状の出力電圧に変換した上で、変換した正弦波状の出力電圧とインバータ回路１０１の出力電流Ｉ１からインバータ回路１０１の出力電圧と出力電流の実際の位相差Δθを演算し出力するブロックである。 The phase difference calculation unit 161e converts the output voltage V1 of the inverter circuit 101 into a corresponding sine wave output voltage, and then outputs the output voltage of the inverter circuit 101 from the converted sine wave output voltage and the output current I1 of the inverter circuit 101. And the actual phase difference Δθ of the output current is calculated and output.
補正値演算部１６１ｆは、目標値出力部１６１ａの出力する位相差目標値Δθ．ｃｏｍと位相差演算部１６１ｅの出力する位相差Δθの偏差を演算するとともに、その偏差を比例、積分演算し、周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦを補正するための補正値Ｆｒｑ．ＦＢとして出力するブロックである。 The correction value calculation unit 161f outputs the phase difference target value Δθ. com and the phase difference Δθ output from the phase difference calculation unit 161e, and the deviation is proportionally and integrated to calculate the frequency target value Frq. Correction value Frq. For correcting FF. This block is output as FB.
目標値補正部１６１ｇは、目標値出力部１６１ａの出力する周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦに補正値演算部１６１ｆの出力する補正値Ｆｒｑ．ＦＢを加算して新たな周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍとして出力するブロックである。 The target value correcting unit 161g is a frequency target value Frq. Output from the target value output unit 161a. The correction value Frq. FB is added and a new frequency target value Frq. com is a block to be output.
信号生成部１６１ｈは、目標値補正部１６１ｄの出力する新たな出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜と目標値補正部１６１ｇの出力する新たな周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍに基づいて、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための駆動信号を生成し出力するブロックである。信号生成部１６１ｈは、インバータ回路１０１の出力電圧が出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜に、インバータ回路１０１の出力する交流の周波数が周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍになるような、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための駆動信号を生成し出力する。具体的には、出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜を、周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍに応じた周波数の三角波やのこぎり波と比較し、比較結果に基づいて駆動信号を生成し出力する。 The signal generator 161h generates a new output voltage target value | V. com | and the new frequency target value Frq. This is a block that generates and outputs a drive signal for PWM control of the switching element of the inverter circuit 101 based on the com. The signal generator 161h is configured such that the output voltage of the inverter circuit 101 is equal to the output voltage target value | V. com | is a frequency target value Frq. com, a drive signal for PWM control of the switching element of the inverter circuit 101 is generated and output. Specifically, the output voltage target value | V. com | is the frequency target value Frq. and a drive signal is generated and output based on the comparison result.
図１に示す受電側電流センサ１６２は、受電側整流回路１５０の出力電流Ｉ２を検出し、検出結果を出力する素子である。受電側電流センサ１６２は、受電側整流回路１５０と車載バッテリＢ１を接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。受電側電流センサ１６２の出力端は、受電側制御回路１６３に接続されている。 The power receiving side current sensor 162 shown in FIG. 1 is an element that detects the output current I2 of the power receiving side rectifier circuit 150 and outputs the detection result. The power receiving side current sensor 162 is provided so as to clamp the wiring to the wiring connecting the power receiving side rectifier circuit 150 and the in-vehicle battery B1. The output end of the power receiving side current sensor 162 is connected to the power receiving side control circuit 163.
受電側制御回路１６３は、車両制御装置Ｅ１から入力された出力電力目標値Ｐｃｏｍ、自ら検出した受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２、受電側電流センサ１６２の検出した受電側整流回路１５０の出力電流Ｉ２を、無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する回路である。受電側制御回路１６３は、送電側制御回路１６１からの要求に応じて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２の情報を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する。受電側制御回路１６３の出力電力目標値入力端は車両制御装置Ｅ１に、電圧検出端は受電側整流回路１５０の出力端に、電流信号入力端は受電側電流センサ１６２の出力端にそれぞれ接続されている。 The power receiving side control circuit 163 includes the output power target value Pcom input from the vehicle control device E1, the output voltage V2 of the power receiving side rectifier circuit 150 detected by itself, and the output current of the power receiving side rectifier circuit 150 detected by the power receiving side current sensor 162. This is a circuit that transmits I2 to the power transmission side control circuit 161 by wireless communication. In response to a request from the power transmission side control circuit 161, the power reception side control circuit 163 transmits the information on the output power target value Pcom, the output voltage V2 of the power reception side rectifier circuit 150, and the output current I2 to the power transmission side control circuit 161 by wireless communication. Send. The output power target value input terminal of the power receiving side control circuit 163 is connected to the vehicle control device E1, the voltage detection terminal is connected to the output terminal of the power receiving side rectifier circuit 150, and the current signal input terminal is connected to the output terminal of the power receiving side current sensor 162. ing.
次に、図１、図２、図６及び図７を参照して第１実施形態の非接触給電装置の動作について説明する。 Next, the operation of the non-contact power feeding device according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1, 2, 6, and 7.
駐車スペースに車両を駐車すると、図１に示す送電コイル１２と受電コイル１３が、上下方向に所定の間隔をあけて対向する。この状態で充電開始ボタン（図略）が押され、充電の開始が指示されると、非接触給電装置１は動作を開始する。 When the vehicle is parked in the parking space, the power transmission coil 12 and the power reception coil 13 shown in FIG. 1 face each other with a predetermined interval in the vertical direction. In this state, when a charge start button (not shown) is pressed and the start of charging is instructed, the non-contact power feeding device 1 starts operation.
受電側制御回路１６３は、送電側制御回路１６１からの要求に応じて、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２の情報を無線通信によって送電側制御回路１６１に送信する。 In response to a request from the power transmission side control circuit 161, the power reception side control circuit 163 transmits the information on the output power target value Pcom, the output voltage V2 of the power reception side rectifier circuit 150, and the output current I2 to the power transmission side control circuit 161 by wireless communication. Send.
送電側整流回路１００は、商用電源ＡＣ１から供給される交流を整流するとともに昇圧してインバータ回路１０１に供給する。 The power transmission side rectifier circuit 100 rectifies and boosts the alternating current supplied from the commercial power supply AC <b> 1 and supplies it to the inverter circuit 101.
送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍ、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２及び出力電流Ｉ２、インバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１及び出力電流Ｉ１に基づいて、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に高周波数の交流が供給されるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する。 The power transmission side control circuit 161 uses the output power target value Pcom, the output voltage V2 and the output current I2 of the power reception side rectifier circuit 150, and the output voltage V1 and the output current I1 of the inverter circuit 101 to transmit power from the inverter circuit 101. The switching element is PWM-controlled so that a high-frequency alternating current is supplied to the power transmission coil 12 to which the capacitor 11 is connected.
図２に示す目標値出力部１６１ａは、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍ及び結合係数ｋ、並びに、予め設定されている第１〜第３マップに基づいて、周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦ、位相差目標値Δθ．ｃｏｍ及び出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜を求める。 The target value output unit 161a shown in FIG. 2 generates the frequency target value Frq. Based on the obtained output power target value Pcom, the coupling coefficient k, and preset first to third maps. FF, phase difference target value Δθ. com and output voltage target value | V. FF | is obtained.
出力電力演算部１６１ｂは、受電側整流回路１５０の出力電圧Ｖ２と出力電流Ｉ２から受電側整流回路１５０の出力電力Ｐｒｅａｌを演算し出力する。補正値演算部１６１ｃは、出力電力目標値Ｐｃｏｍと出力電力Ｐｒｅａｌの偏差を演算するとともに、その偏差を比例、積分演算し、補正値｜Ｖ．ＦＢ｜として出力する。目標値補正部１６１ｄは、出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜に補正値｜Ｖ．ＦＢ｜を加算して新たな出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜として出力する。 The output power calculation unit 161b calculates and outputs the output power Preal of the power receiving side rectifier circuit 150 from the output voltage V2 and the output current I2 of the power receiving side rectifier circuit 150. The correction value calculation unit 161c calculates a deviation between the output power target value Pcom and the output power Preal, and performs a proportional and integral calculation on the deviation to obtain a correction value | V. Output as FB |. The target value correcting unit 161d outputs the output voltage target value | V. FF | FB | is added to obtain a new output voltage target value | V. com |
位相差演算部１６１ｅは、インバータ回路１０１の出力電圧Ｖ１を対応する正弦波状の出力電圧に変換した上で、変換した正弦波状の出力電圧とインバータ回路１０１の出力電流Ｉ１からインバータ回路１０１の出力電圧と出力電流の位相差Δθを演算し出力する。補正値演算部１６１ｆは、位相差目標値Δθ．ｃｏｍと位相差Δθの偏差を演算するとともに、その偏差を比例、積分演算し、補正値Ｆｒｑ．ＦＢとして出力する。目標値補正部１６１ｇは、周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦに補正値Ｆｒｑ．ＦＢを加算して新たな周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍとして出力する。 The phase difference calculation unit 161e converts the output voltage V1 of the inverter circuit 101 into a corresponding sine wave output voltage, and then outputs the output voltage of the inverter circuit 101 from the converted sine wave output voltage and the output current I1 of the inverter circuit 101. And the output current phase difference Δθ is calculated and output. The correction value calculation unit 161f is configured to output the phase difference target value Δθ. com and the phase difference Δθ are calculated, and the deviation is proportionally and integratedly calculated to obtain a correction value Frq. Output as FB. The target value correcting unit 161g is configured to output the frequency target value Frq. The correction value Frq. FB is added and a new frequency target value Frq. com as output.
送電側制御回路１６１は、出力電圧目標値に比べ、周波数目標値をより頻繁に補正する。 The power transmission side control circuit 161 corrects the frequency target value more frequently than the output voltage target value.
信号生成部１６１ｈは、インバータ回路１０１の出力電圧が出力電圧目標値｜Ｖ．ｃｏｍ｜に、インバータ回路１０１の出力する交流の周波数が周波数目標値Ｆｒｑ．ｃｏｍになるような、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための駆動信号を生成し出力する。 The signal generator 161h is configured such that the output voltage of the inverter circuit 101 is equal to the output voltage target value | V. com | is a frequency target value Frq. com, a drive signal for PWM control of the switching element of the inverter circuit 101 is generated and output.
インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子を駆動信号に従ってスイッチングさせることで送電側整流回路１００から供給される直流を高周波数の交流に変換して、送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給する。その結果、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数が調整される。これにより、図６に示すように、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流を０付近に抑えることができる。図７に示すような、従来の制御において発生していた、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に大きな電流が流れるような事態を防止することができる。従って、スイッチング素子がターンオンする際に発生するスイッチング損失を抑えることができる。 The inverter circuit 101 converts the direct current supplied from the power transmission side rectifier circuit 100 into a high frequency alternating current by switching the four switching elements according to the drive signal, and the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected. To supply. As a result, when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element is supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected so as to be within a predetermined range near zero. The AC frequency is adjusted. Thereby, as shown in FIG. 6, when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element can be suppressed to near zero. As shown in FIG. 7, when the switching element is turned on, a situation where a large current flows through the switching element can be prevented. Therefore, switching loss that occurs when the switching element is turned on can be suppressed.
送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に交流が供給されると、送電コイル１２は、交番磁束を発生する。 When alternating current is supplied to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected, the power transmission coil 12 generates an alternating magnetic flux.
受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３は、送電コイル１２の発生した交番磁束と鎖交することで電磁誘導によって交流を発生する。受電側整流回路１５０は、受電側共振用コンデンサ１４の接続された受電コイル１３から供給される交流を整流し、直流に変換して車載バッテリＢ１に供給し、車載バッテリＢ１を充電する。このようにして、商用電源ＡＣ１から車載バッテリＢ１に非接触で送電することができる。 The power receiving coil 13 connected to the power receiving resonance capacitor 14 is linked to the alternating magnetic flux generated by the power transmitting coil 12 to generate alternating current by electromagnetic induction. The power receiving side rectifier circuit 150 rectifies the alternating current supplied from the power receiving coil 13 to which the power receiving resonance capacitor 14 is connected, converts it to direct current, supplies it to the in-vehicle battery B1, and charges the in-vehicle battery B1. In this way, power can be transmitted from the commercial power supply AC1 to the in-vehicle battery B1 in a contactless manner.
次に、第１実施形態の非接触給電装置の効果について説明する。 Next, the effect of the non-contact power feeding device of the first embodiment will be described.
第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に交流が供給されるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する。そして、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数を調整する。そのため、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流を０付近に抑えることができる。従って、スイッチング素子がターンオンする際に発生するスイッチング損失を抑えることができる。これにより、インバータ回路１０１のスイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に問題となるスイッチング損失を抑え、電力の伝送効率を向上させることができる。 According to the first embodiment, the power transmission side control circuit 161 PWM-controls the switching element so that alternating current is supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected. Then, when the switching element is turned on, the alternating current supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission side resonance capacitor 11 so that the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. Adjust the frequency. Therefore, when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element can be suppressed to near zero. Therefore, switching loss that occurs when the switching element is turned on can be suppressed. Thereby, the switching loss which becomes a problem when the switching element of the inverter circuit 101 is PWM controlled can be suppressed, and the power transmission efficiency can be improved.
第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する、スイッチング素子がターンオンする際に当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になる周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦの関係を規定した第１マップを有している。そして、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍと、入手した結合係数ｋと、第１マップに基づいて周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦを求め、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数が求めた周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦになるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する。そのため、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数を確実に調整することができる。 According to the first embodiment, the power transmission-side control circuit 161 sets the frequency target for the output power target value Pcom and the coupling coefficient k so that when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. Value Frq. It has the 1st map which prescribed | regulated the relationship of FF. Based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k, and the first map, the frequency target value Frq. FF is obtained, and the frequency target value Frq. Obtained from the frequency of the alternating current supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission side resonance capacitor 11 is obtained. The switching element is PWM controlled so as to be FF. Therefore, when the switching element is turned on, the AC supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission resonance capacitor 11 so that the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. The frequency can be adjusted reliably.
第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する位相差目標値Δθ．ｃｏｍの関係を規定した第２マップを有している。そして、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍと、入手した結合係数ｋと、第２マップに基づいて位相差目標値Δθ．ｃｏｍを求める。さらに、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流電圧と交流電流の位相差Δθｒｅａｌを検出する。その後、求めた位相差目標値Δθ．ｃｏｍと検出した位相差Δθｒｅａｌに基づいて周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦを補正する。そのため、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流電圧と交流電流の位相差が何らかの理由によって変動した場合であっても、スイッチング素子がターンオンする際に、当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になるように、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流の周波数を確実に調整することができる。 According to the first embodiment, the power transmission-side control circuit 161 includes the phase difference target value Δθ. com having a second map that defines the relationship of com. Then, based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k, and the second map, the phase difference target value Δθ. com. Furthermore, the phase difference Δθreal between the AC voltage and the AC current supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission resonance capacitor 11 is detected. Thereafter, the obtained phase difference target value Δθ. com and the detected phase difference Δθreal, the frequency target value Frq. Correct FF. Therefore, even when the phase difference between the AC voltage and the AC current supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected fluctuates for some reason, the switching element is turned on. The frequency of the alternating current supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected can be reliably adjusted so that the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. it can.
第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電力目標値Ｐｃｏｍと結合係数ｋに対する出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜の関係を規定した第３マップを有している。そして、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍと、入手した結合係数ｋと、第３マップに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜を求め、インバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給する交流電圧が出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜になるようにスイッチング素子をＰＷＭ制御する。そのため、受電側整流回路１５０の出力電力が出力電力目標値Ｐｃｏｍになるようにインバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流電圧を確実に制御することができる。 According to the first embodiment, the power transmission side control circuit 161 includes the output voltage target value | V.V. For the output power target value Pcom and the coupling coefficient k. It has a third map that defines the relationship of FF |. Then, based on the obtained output power target value Pcom, the obtained coupling coefficient k, and the third map, the output voltage target value | V. FF | is obtained, and the AC voltage supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission resonance capacitor 11 is the output voltage target value | V. The switching element is PWM controlled so as to be FF |. Therefore, it is possible to reliably control the AC voltage supplied from the inverter circuit 101 to the power transmission coil 12 connected to the power transmission side resonance capacitor 11 so that the output power of the power reception side rectifier circuit 150 becomes the output power target value Pcom. it can.
第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、受電側整流回路１５０の出力電力Ｐｒｅａｌを検出し、入手した出力電力目標値Ｐｃｏｍと検出した出力電力Ｐｒｅａｌに基づいて出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜を補正する。そのため、受電側整流回路１５０の出力電力が何らかの理由によって変動した場合であっても、出力電力が出力電力目標値Ｐｃｏｍになるようにインバータ回路１０１から送電側共振用コンデンサ１１の接続された送電コイル１２に供給される交流電圧を確実に制御することができる。 According to the first embodiment, the power transmission side control circuit 161 detects the output power Preal of the power receiving side rectifier circuit 150, and based on the obtained output power target value Pcom and the detected output power Preal, the output voltage target value | V . FF | is corrected. Therefore, even if the output power of the power receiving side rectifier circuit 150 fluctuates for some reason, the power transmission coil to which the power transmission side resonance capacitor 11 is connected from the inverter circuit 101 so that the output power becomes the output power target value Pcom. The AC voltage supplied to 12 can be reliably controlled.
送電側制御回路１６１において、出力電圧目標値を補正することで出力電力の応答性を向上させることができる。一方、周波数目標値を補正することで、周波数の応答性を向上させることができる。しかし、非接触給電装置１の損失を抑えようとした場合、出力電力の応答性を向上させるより、周波数の応答性を向上させた方がより大きな効果を得られる。第１実施形態によれば、送電側制御回路１６１は、出力電圧目標値に比べ、周波数目標値をより頻繁に補正する。そのため、損失を確実に抑えることができる。 In the power transmission side control circuit 161, the output power response can be improved by correcting the output voltage target value. On the other hand, frequency response can be improved by correcting the frequency target value. However, when the loss of the non-contact power feeding device 1 is to be suppressed, a greater effect can be obtained by improving the frequency response than by improving the output power response. According to the first embodiment, the power transmission side control circuit 161 corrects the frequency target value more frequently than the output voltage target value. Therefore, loss can be reliably suppressed.
なお、第１実施形態では、出力電力目標値Ｐｃｏｍに基づいて制御を行っている例を挙げているが、これに限られるものではない。出力電力目標値Ｐｃｏｍと対応関係を有する、受電側整流回路１５０の出力電流の目標値である出力電流目標値Ｉｃｏｍに基づいて制御を行ってもよい。この場合、図８に示すように、受電側制御回路１６３による受電側整流回路１５０の出力電圧の検出が不要になる。また、図９に示すように、図２にあった出力電力演算部１６１ｂが不要になる。そして、第１マップ、第２マップ及び第３マップを、出力電流目標値Ｉｃｏｍとの関係を規定したものにするとともに、補正値演算部１６１ｃを、出力電流目標値Ｉｃｏｍと出力電流Ｉ２に基づいて補正値｜Ｖ．ＦＢ｜を求めるものとする。これにより、同様の制御を実現でき、同様の効果を得ることができる。 In the first embodiment, an example is given in which control is performed based on the output power target value Pcom, but the present invention is not limited to this. Control may be performed based on the output current target value Icom, which is the target value of the output current of the power receiving side rectifier circuit 150 and has a corresponding relationship with the output power target value Pcom. In this case, as shown in FIG. 8, detection of the output voltage of the power receiving side rectifier circuit 150 by the power receiving side control circuit 163 becomes unnecessary. Moreover, as shown in FIG. 9, the output power calculation part 161b which was in FIG. 2 becomes unnecessary. The first map, the second map, and the third map define the relationship with the output current target value Icom, and the correction value calculation unit 161c is based on the output current target value Icom and the output current I2. Correction value | V. Assume that FB | Thereby, the same control can be realized and the same effect can be obtained.
第１実施形態では、実験やシミュレーションによって予め求めておいた第１マップ、第２マップ及び第３マップを用いる例を挙げているが、これに限られるものではない。第１マップ、第２マップ及び第３マップに代えて、第１マップ、第２マップ及び第３マップに規定された関係を式で表した第１関係式、第２関係式及び第３関係式を用いるようにしてもよい。 In 1st Embodiment, although the example using the 1st map, 2nd map, and 3rd map which were previously calculated | required by experiment and simulation is given, it is not restricted to this. Instead of the first map, the second map, and the third map, a first relational expression, a second relational expression, and a third relational expression that express the relationship defined in the first map, the second map, and the third map. May be used.
第１実施形態では、出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜及び周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦを補正している例を挙げているが、これに限られるものではない。変動に対する耐性が低下するが、それが許容範囲内であれば補正しなくてもよい。出力電圧目標値｜Ｖ．ＦＦ｜及び周波数目標値Ｆｒｑ．ＦＦから駆動信号を生成するようにしてもよい。 In the first embodiment, the output voltage target value | V. FF | and frequency target value Frq. Although an example in which FF is corrected is given, it is not limited to this. Although resistance to fluctuations is reduced, correction is not necessary if it is within an allowable range. Output voltage target value | V. FF | and frequency target value Frq. A drive signal may be generated from the FF.
１・・・非接触給電装置、１０・・・送電回路、１００・・・送電側整流回路、１０１・・・インバータ回路、１２・・・送電コイル、１３・・・受電コイル、１５・・・受電回路、１５０・・・受電側整流回路、１６・・・制御回路、１６１・・・送電側制御回路、１６３・・・受電側制御回路、Ｅ１・・・車両制御装置、ＡＣ１・・・商用電源、Ｂ１・・・車載バッテリ（給電対象） DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Non-contact electric power feeder, 10 ... Power transmission circuit, 100 ... Power transmission side rectifier circuit, 101 ... Inverter circuit, 12 ... Power transmission coil, 13 ... Power reception coil, 15 ... Power receiving circuit 150 ... Power receiving side rectifier circuit, 16 ... Control circuit, 161 ... Power transmission side control circuit, 163 ... Power receiving side control circuit, E1 ... Vehicle control device, AC1 ... Commercial Power supply, B1 ... In-vehicle battery (power supply target)
Claims (5)
前記インバータ回路に接続され、前記インバータ回路から交流が供給されることで磁束を発生する送電コイル（１２）と、
前記インバータ回路に接続され、前記インバータ回路から前記送電コイルに交流が供給されるように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する制御回路（１６）と、
を備えた非接触給電装置において、
前記送電コイルの発生した磁束と鎖交することで交流を発生する受電コイル（１３）と、
前記受電コイル及び給電対象に接続され、前記受電コイルから供給される交流を直流に変換して前記給電対象に供給する受電回路（１５）と、
を有し、
前記制御回路は、前記受電回路の出力電力の目標値である出力電力目標値又は前記受電回路の出力電流の目標値である出力電流目標値と、前記送電コイルと前記受電コイルの結合係数とに対する、前記スイッチング素子がターンオンする際に当該スイッチング素子に流れる電流が０近傍の所定範囲内になる前記インバータ回路から前記送電コイルに供給される交流の周波数の目標値である周波数目標値の関係を規定した第１マップ又は第１関係式を有し、入手した前記出力電力目標値又は前記出力電流目標値と、入手した前記結合係数と、前記第１マップ又は前記第１関係式に基づいて前記周波数目標値を求め、前記インバータ回路から前記送電コイルに供給する交流の周波数が求めた前記周波数目標値になるように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする非接触給電装置。 An inverter circuit (101) having a switching element and converting the direct current input by switching the switching element into an alternating current;
A power transmission coil (12) that is connected to the inverter circuit and generates a magnetic flux when AC is supplied from the inverter circuit;
A control circuit (16) connected to the inverter circuit and PWM-controlling the switching element so that alternating current is supplied from the inverter circuit to the power transmission coil;
In a non-contact power feeding device with
A power receiving coil (13) that generates alternating current by interlinking with the magnetic flux generated by the power transmitting coil;
A power receiving circuit (15) connected to the power receiving coil and the power supply target, converting alternating current supplied from the power receiving coil into direct current and supplying the power to the power supply target;
Have
The control circuit is configured for an output power target value that is a target value of output power of the power receiving circuit or an output current target value that is a target value of output current of the power receiving circuit, and a coupling coefficient between the power transmission coil and the power receiving coil. Stipulates a relationship between a frequency target value, which is a target value of the AC frequency supplied from the inverter circuit to the power transmission coil, when the switching element is turned on, the current flowing through the switching element is within a predetermined range near zero. The first map or the first relational expression, the obtained output power target value or the output current target value, the obtained coupling coefficient, and the frequency based on the first map or the first relational expression. The switching element is determined so that a target value is obtained, and the frequency of the alternating current supplied from the inverter circuit to the power transmission coil is equal to the obtained frequency target value. Non-contact power feeding device, characterized by WM control.
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