JP6374476B2 - Receiver - Google Patents

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Description

本発明は、受信装置に関する。   The present invention relates to a receiving apparatus.

地上デジタルテレビ放送等の無線通信においては、マルチパス干渉によって伝送路に歪みが生じ、受信精度が低下する場合がある。このため、デジタルテレビ受信機等の受信装置では、たとえば、伝送路に生じた歪みを補正する等化処理等を行うことによって、受信精度の低下を防止している(たとえば、特許文献1参照)。   In wireless communication such as digital terrestrial television broadcasting, distortion may occur in a transmission path due to multipath interference, and reception accuracy may decrease. For this reason, in a receiving apparatus such as a digital television receiver, for example, an equalization process for correcting distortion generated in the transmission path is performed to prevent a decrease in reception accuracy (see, for example, Patent Document 1). .

特開2010−268100号公報JP 2010-268100 A

しかしながら、上述した従来技術には、受信精度を高めるという点で更なる改善の余地があった。   However, the above-described conventional technology has room for further improvement in terms of improving the reception accuracy.

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、受信精度を高めることのできる受信装置を提供することを目的とする。   The disclosed technique has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of improving reception accuracy.

本願の開示する受信装置は、フーリエ変換部と、位相補正部とを備える。フーリエ変換部は、直交周波数分割多重信号に対して高速フーリエ変換処理を行う。位相補正部は、高速フーリエ変換処理後の直交周波数分割多重信号の位相を、一定周期で到来する基準位置において前記高速フーリエ変換処理が行われた場合の位相である基準位相と一致させる補正を行うThe receiving device disclosed in the present application includes a Fourier transform unit and a phase correction unit. The Fourier transform unit performs a fast Fourier transform process on the orthogonal frequency division multiplexed signal. The phase correction unit performs correction to match the phase of the orthogonal frequency division multiplexed signal after the fast Fourier transform process with a reference phase that is a phase when the fast Fourier transform process is performed at a reference position that arrives at a fixed period. .

本願の開示する受信装置の一つの態様によれば、受信精度を高めることができる。   According to one aspect of the receiving device disclosed in the present application, it is possible to improve reception accuracy.

図1は、本実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment. 図2は、ガード合成処理部の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the guard composition processing unit. 図3は、ガード合成処理の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of the guard composition process. 図4Aは、ガードインターバルにインパルスノイズが含まれる場合の例を示す図である。FIG. 4A is a diagram illustrating an example in which impulse noise is included in the guard interval. 図4Bは、第1置換処理の説明図である。FIG. 4B is an explanatory diagram of the first replacement process. 図5Aは、有効シンボルの後尾部分にインパルスノイズが含まれる場合の例を示す図である。FIG. 5A is a diagram illustrating an example in the case where impulse noise is included in the tail portion of the effective symbol. 図5Bは、第2置換処理の説明図である。FIG. 5B is an explanatory diagram of the second replacement process. 図6は、ガード合成処理部の回路構成例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the guard composition processing unit. 図7は、イネーブル信号の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of the enable signal. 図8Aは、FFT窓が適切な位置に設定された場合の例を示す図である。FIG. 8A is a diagram illustrating an example when the FFT window is set to an appropriate position. 図8Bは、FFT窓が適切な位置よりも前方に設定された場合の例を示す図である。FIG. 8B is a diagram illustrating an example when the FFT window is set in front of an appropriate position. 図9は、位相補正処理の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of the phase correction process. 図10Aは、従来の遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 10A is a diagram illustrating an example of a conventional delay profile. 図10Bは、従来の遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 10B is a diagram illustrating an example of a conventional delay profile. 図11Aは、本実施例における遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 11A is a diagram illustrating an example of a delay profile in the present embodiment. 図11Bは、本実施例における遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 11B is a diagram illustrating an example of a delay profile in the present embodiment. 図12Aは、遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 12A is a diagram illustrating an example of a delay profile. 図12Bは、FFT窓位置の設定条件を示す図である。FIG. 12B is a diagram illustrating conditions for setting the FFT window position. 図13は、遅延プロファイルの他の一例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating another example of the delay profile. 図14は、窓位置制御部の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of the window position control unit. 図15は、窓位置設定処理の説明図である。FIG. 15 is an explanatory diagram of the window position setting process. 図16Aは、窓位置調整処理の説明図である。FIG. 16A is an explanatory diagram of window position adjustment processing. 図16Bは、窓位置調整処理の説明図である。FIG. 16B is an explanatory diagram of the window position adjustment process. 図16Cは、窓位置調整処理の説明図である。FIG. 16C is an explanatory diagram of the window position adjustment process. 図16Dは、窓位置調整処理の説明図である。FIG. 16D is an explanatory diagram of the window position adjustment process. 図17は、窓位置設定処理の処理手順を示すフローチャートである。FIG. 17 is a flowchart showing the processing procedure of the window position setting process. 図18は、窓位置調整処理の処理手順を示すフローチャートである。FIG. 18 is a flowchart illustrating the processing procedure of the window position adjustment processing. 図19Aは、従来における伝送路応答の算出方法の説明図である。FIG. 19A is an explanatory diagram of a conventional method of calculating a transmission line response. 図19Bは、従来における伝送路応答の算出方法の説明図である。FIG. 19B is an explanatory diagram of a conventional method for calculating a transmission line response. 図20は、本実施例に係る伝送路算出部の概要説明図である。FIG. 20 is a schematic explanatory diagram of a transmission path calculation unit according to the present embodiment. 図21は、伝送路算出部の構成を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission path calculation unit. 図22Aは、第1ノイズ除去部の構成を示すブロック図である。FIG. 22A is a block diagram illustrating a configuration of the first noise removing unit. 図22Bは、第2ノイズ除去部の構成を示すブロック図である。FIG. 22B is a block diagram illustrating a configuration of the second noise removing unit. 図23Aは、時間方向平均化処理の説明図である。FIG. 23A is an explanatory diagram of the time direction averaging process. 図23Bは、第1ノイズ除去部から出力される時間方向平均化処理後の伝送路応答推定値を示す図である。FIG. 23B is a diagram illustrating a transmission path response estimation value after time direction averaging processing output from the first noise removal unit.

以下に添付図面を参照して、本願の開示する受信装置の実施例を詳細に説明する。以下では、互いに位相が直交する複数の搬送波(以下、「キャリア」という)を用いて放送されているOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式の信号である直交周波数分割多重信号(以下、「放送信号」と記載する)を受信する場合について説明する。   Exemplary embodiments of a receiving device disclosed in the present application will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. Hereinafter, an orthogonal frequency division multiplexed signal (hereinafter referred to as “broadcast signal”) that is a signal of an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system that is broadcast using a plurality of carriers whose phases are orthogonal to each other (hereinafter referred to as “carrier”). Will be described.

また、以下では、受信装置が、自動車等の移動体に搭載される場合の例について説明する。ただし、受信装置は、必ずしも移動体に搭載されることを要しない。   Hereinafter, an example in which the receiving apparatus is mounted on a moving body such as an automobile will be described. However, the receiving device does not necessarily need to be mounted on the moving body.

まず、本実施例に係る受信装置の構成について図1を用いて説明する。図1は、本実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図1では、受信装置の特徴を説明するために必要な構成要素を示しており、一般的な構成要素についての記載を適宜省略している。   First, the configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment. In FIG. 1, constituent elements necessary for explaining the characteristics of the receiving device are shown, and descriptions of general constituent elements are omitted as appropriate.

図1に示すように、本実施例に係る受信装置1は、チューナ部3と、インパルス除去部4と、ガード合成処理部5と、FFT部6と、位相補正部7と、遅延プロファイル算出部8と、窓位置制御部9とを備える。また、受信装置1は、伝送路算出部10と、等化処理部11と、硬判定部12と、誤り訂正部13と、復調部14とを備える。   As shown in FIG. 1, the receiving apparatus 1 according to the present embodiment includes a tuner unit 3, an impulse removing unit 4, a guard synthesis processing unit 5, an FFT unit 6, a phase correcting unit 7, and a delay profile calculating unit. 8 and a window position control unit 9. In addition, the receiving device 1 includes a transmission path calculation unit 10, an equalization processing unit 11, a hard decision unit 12, an error correction unit 13, and a demodulation unit 14.

チューナ部3は、アンテナ2から入力される放送信号をアンテナ2を介して取得する取得部である。かかるチューナ部3は、OFDM方式の放送信号、具体的には、放送内容を含む有効シンボルの後尾部分の複製であるガードインターバルが有効シンボルの先頭に付加された放送信号を受信する。また、チューナ部3は、受信した放送信号を検波・増幅し、アナログ信号からデジタル信号へ変換して、インパルス除去部4へ出力する。   The tuner unit 3 is an acquisition unit that acquires a broadcast signal input from the antenna 2 via the antenna 2. The tuner unit 3 receives an OFDM broadcast signal, specifically, a broadcast signal in which a guard interval, which is a duplicate of the tail part of an effective symbol including broadcast contents, is added to the head of the effective symbol. The tuner unit 3 also detects and amplifies the received broadcast signal, converts the analog signal into a digital signal, and outputs the converted signal to the impulse removing unit 4.

インパルス除去部4は、チューナ部3から入力された放送信号に含まれるインパルスノイズを除去する処理部である。ここで、インパルスノイズとは、たとえば雷や電装系の始動などによって発生する瞬間的な高周波ノイズである。   The impulse removing unit 4 is a processing unit that removes impulse noise included in the broadcast signal input from the tuner unit 3. Here, the impulse noise is instantaneous high-frequency noise generated by, for example, lightning or starting an electrical system.

たとえば、インパルス除去部4は、入力される放送信号の信号レベル(以下、単に「レベル」と記載する)が所定の閾値以上となる区間をインパルスノイズが含まれる区間として検出する。そして、インパルス除去部4は、検出した区間のデータを所定のデータ(たとえば、0)に置換する。これにより、放送信号からインパルスノイズを除去することができる。   For example, the impulse removing unit 4 detects a section in which the signal level (hereinafter simply referred to as “level”) of the input broadcast signal is equal to or greater than a predetermined threshold as a section including impulse noise. Then, the impulse removing unit 4 replaces the data of the detected section with predetermined data (for example, 0). Thereby, impulse noise can be removed from the broadcast signal.

インパルス除去部4は、インパルスノイズ除去後の放送信号と、インパルスノイズが検出された区間を示す情報(以下、「ノイズ検出信号」と記載する)をガード合成処理部5へ出力する。このように、インパルス除去部4は、放送信号に含まれるインパルスノイズを検出するノイズ検出部の一例である。   The impulse removing unit 4 outputs the broadcast signal after removing the impulse noise and information indicating the section in which the impulse noise is detected (hereinafter referred to as “noise detection signal”) to the guard synthesis processing unit 5. Thus, the impulse removing unit 4 is an example of a noise detecting unit that detects impulse noise included in the broadcast signal.

ガード合成処理部5は、インパルス除去部4から入力されるインパルスノイズ除去後の放送信号に対してガード合成処理およびガード置換処理を行う。かかるガード合成処理部5の構成について図2を参照して説明する。図2は、ガード合成処理部5の構成を示すブロック図である。   The guard synthesis processing unit 5 performs a guard synthesis process and a guard replacement process on the broadcast signal from which the impulse noise is input, which is input from the impulse removal unit 4. The configuration of the guard composition processing unit 5 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the guard composition processing unit 5.

図2に示すように、ガード合成処理部5は、ガード合成部51と、ガード置換部52とを備える。また、ガード置換部52は、第1置換処理部52aと、第2置換処理部52bとを備える。   As shown in FIG. 2, the guard composition processing unit 5 includes a guard composition unit 51 and a guard replacement unit 52. The guard replacement unit 52 includes a first replacement processing unit 52a and a second replacement processing unit 52b.

ガード合成部51は、ガードインターバルと有効シンボルの後尾部分とを合成することによって、放送信号の受信精度を向上させる。かかるガード合成部51が行うガード合成処理の内容について図3を参照して説明する。図3は、ガード合成処理の説明図である。   The guard combining unit 51 improves the reception accuracy of the broadcast signal by combining the guard interval and the tail part of the effective symbol. The contents of the guard composition processing performed by the guard composition unit 51 will be described with reference to FIG. FIG. 3 is an explanatory diagram of the guard composition process.

図3に示すように、OFDM方式の放送信号は、マルチパス等に対する耐性を高めるため、放送内容を含む有効シンボルDの後尾部分Cの複製であるガードインターバルGが有効シンボルDの先頭に付加されている。   As shown in FIG. 3, in the OFDM broadcast signal, a guard interval G, which is a duplicate of the tail portion C of the effective symbol D including the broadcast content, is added to the head of the effective symbol D in order to increase resistance to multipaths and the like. ing.

ガード合成部51は、かかる放送信号が入力されると、まず、放送信号を1シンボル分、すなわち、有効シンボルDの区間長に相当する時間遅延させる。   When such a broadcast signal is input, the guard combining unit 51 first delays the broadcast signal by one symbol, that is, a time corresponding to the section length of the effective symbol D.

つづいて、ガード合成部51は、遅延前の放送信号の後尾部分Cと、遅延後の放送信号のガードインターバルGとを合成する。たとえば、ガード合成部51は、遅延前の放送信号の後尾部分Cと遅延後の放送信号のガードインターバルGとの平均値を合成後の後尾部分C’として生成する。   Subsequently, the guard combining unit 51 combines the tail part C of the broadcast signal before the delay and the guard interval G of the broadcast signal after the delay. For example, the guard combining unit 51 generates an average value of the tail portion C of the broadcast signal before delay and the guard interval G of the broadcast signal after delay as the tail portion C ′ after combining.

このように、ガード合成部51は、チューナ部3によって受信された放送信号のガードインターバルGと、かかる放送信号の後尾部分Cとを合成するガード合成処理を行う。これにより、たとえば後尾部分Cにエラーが生じていたとしても、ガードインターバルGによってデータを補完することができるため、受信精度を向上させることができる。   Thus, the guard combining unit 51 performs a guard combining process for combining the guard interval G of the broadcast signal received by the tuner unit 3 and the tail portion C of the broadcast signal. Thereby, even if an error has occurred in the tail portion C, for example, data can be complemented by the guard interval G, so that the reception accuracy can be improved.

ところで、ガードインターバルGまたは後尾部分Cにインパルスノイズが含まれている場合、その部分は、前段のインパルス除去部4によって所定のデータ(たとえば、0)に置換されることとなる。このような場合、インパルス除去部4によって置換された本来のデータではない所定のデータが、本来のデータと合成されることとなるため、却って受信精度を低下させてしまうおそれがあった。   By the way, when impulse noise is included in the guard interval G or the tail portion C, the portion is replaced with predetermined data (for example, 0) by the impulse removing unit 4 in the previous stage. In such a case, the predetermined data that is not the original data replaced by the impulse removing unit 4 is combined with the original data, and there is a possibility that the reception accuracy may be lowered.

そこで、ガード置換部52は、ガードインターバルGおよび後尾部分Cのうち、インパルスノイズが含まれていた方のデータ(すなわち、インパルス除去部4によってインパルスノイズが除去されたデータ)を他方のデータに置換するガード置換処理を行うこととした。   Therefore, the guard replacement unit 52 replaces the data in which the impulse noise is included in the guard interval G and the tail portion C (that is, the data from which the impulse noise has been removed by the impulse removal unit 4) with the other data. It was decided to perform guard replacement processing.

まず、第1置換処理部52aは、ガードインターバルGが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータである場合に、かかるガードインターバルGを、所定時間遅延させた有効シンボルDの後尾部分Cと置き換える第1置換処理を行う。   First, when the guard interval G is data from which impulse noise has been detected and removed by the impulse removing unit 4, the first replacement processing unit 52a tails the effective symbol D obtained by delaying the guard interval G by a predetermined time. A first replacement process for replacing part C is performed.

かかる第1置換処理の内容について図4Aおよび図4Bを参照して説明する。図4Aは、ガードインターバルGにインパルスノイズが含まれる場合の例を示す図である。また、図4Bは、第1置換処理の説明図である。   The contents of the first replacement process will be described with reference to FIGS. 4A and 4B. FIG. 4A is a diagram illustrating an example in a case where impulse noise is included in the guard interval G. FIG. 4B is an explanatory diagram of the first replacement process.

図4Aに示すように、受信した放送信号のガードインターバルGにインパルスノイズが含まれているとする。かかる場合、インパルス除去部4は、インパルスノイズを検出して除去するとともに、インパルスノイズが検出された区間を示すノイズ検出信号を第1置換処理部52aへ出力する。第1置換処理部52aは、かかるノイズ検出信号を参照して、ガード合成処理後のガードインターバルGが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータであるか否か、すなわち、インパルス除去部4によって所定のデータに置換された区間を含むものであるか否かを判定する。   As shown in FIG. 4A, it is assumed that impulse noise is included in the guard interval G of the received broadcast signal. In such a case, the impulse removing unit 4 detects and removes the impulse noise, and outputs a noise detection signal indicating a section in which the impulse noise is detected to the first replacement processing unit 52a. The first replacement processing unit 52a refers to the noise detection signal to determine whether or not the guard interval G after the guard synthesis processing is data in which the impulse noise is detected and removed by the impulse removing unit 4, that is, the impulse. It is determined whether or not a section replaced with predetermined data by the removing unit 4 is included.

そして、第1置換処理部52aは、ガード合成処理後のガードインターバルGが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータであると判定すると、図4Bに示すように、ガード合成処理後の放送信号のガードインターバルGを、所定時間(たとえば、1シンボル分)遅延させた放送信号の後尾部分Cと置き換えて出力する。   When the first replacement processing unit 52a determines that the guard interval G after the guard combining process is data from which the impulse noise has been detected and removed by the impulse removing unit 4, as illustrated in FIG. 4B, The guard interval G of the subsequent broadcast signal is replaced with the tail portion C of the broadcast signal delayed by a predetermined time (for example, one symbol) and output.

これにより、ガードインターバルGを、かかるガードインターバルGよりもデータが確からしい後尾部分Cに置き換えることができる。   As a result, the guard interval G can be replaced with a tail portion C in which data is more reliable than the guard interval G.

第2置換処理部52bは、放送信号の後尾部分Cが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータである場合に、所定時間遅延させたガード合成処理後の放送信号の後尾部分Cを、放送信号のガードインターバルGと置き換える第2置換処理を行う。   When the tail part C of the broadcast signal is data from which the impulse noise has been detected and removed by the impulse removing unit 4, the second replacement processing unit 52b performs the tail part of the broadcast signal after the guard combining process delayed by a predetermined time. A second replacement process is performed to replace C with the guard interval G of the broadcast signal.

かかる第2置換処理の内容について図5Aおよび図5Bを参照して説明する。図5Aは、有効シンボルDの後尾部分Cにインパルスノイズが含まれる場合の例を示す図である。また、図5Bは、第2置換処理の説明図である。   The contents of the second replacement process will be described with reference to FIGS. 5A and 5B. FIG. 5A is a diagram illustrating an example in the case where impulse noise is included in the tail portion C of the effective symbol D. FIG. 5B is an explanatory diagram of the second replacement process.

図5Aに示すように、受信した放送信号の後尾部分Cにインパルスノイズが含まれるとする。かかる場合、インパルス除去部4は、インパルスノイズを検出して除去するとともに、インパルスノイズが検出された区間を示すノイズ検出信号を第2置換処理部52bへ出力する。第2置換処理部52bは、かかるノイズ検出信号を参照して、有効シンボルDの後尾部分Cが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータであるか否かを判定する。言い換えれば、第2置換処理部52bは、ガード合成処理後の放送信号の後尾部分Cが、インパルス除去部4によって所定のデータに置換された区間を含む後尾部分Cを用いて生成されたものであるか否かを判定する。   As shown in FIG. 5A, it is assumed that impulse noise is included in the tail portion C of the received broadcast signal. In such a case, the impulse removing unit 4 detects and removes the impulse noise and outputs a noise detection signal indicating a section in which the impulse noise is detected to the second replacement processing unit 52b. The second replacement processing unit 52b refers to the noise detection signal to determine whether the tail portion C of the effective symbol D is data from which the impulse noise has been detected and removed by the impulse removing unit 4. In other words, the second replacement processing unit 52b is generated by using the tail part C including the section in which the tail part C of the broadcast signal after the guard combining process is replaced with predetermined data by the impulse removing unit 4. It is determined whether or not there is.

そして、第2置換処理部52bは、有効シンボルDの後尾部分Cが、インパルス除去部4によってインパルスノイズが検出・除去されたデータであると判定すると、図5Bに示すように、所定時間(たとえば、1シンボル分)遅延させたガード合成処理後の放送信号の後尾部分Cを、遅延させていない放送信号のガードインターバルGと置き換えて出力する。   When the second replacement processing unit 52b determines that the tail portion C of the effective symbol D is the data from which the impulse noise has been detected and removed by the impulse removing unit 4, as shown in FIG. The tail part C of the broadcast signal after the guard combining process delayed by one symbol) is replaced with the guard interval G of the broadcast signal not delayed and output.

これにより、ガード合成処理後の後尾部分Cを、かかる後尾部分Cよりもデータが確からしいガードインターバルGに置き換えることができる。   As a result, the tail portion C after the guard combining process can be replaced with a guard interval G in which data is more reliable than the tail portion C.

したがって、インパルス除去部4によって置換された本来のデータではない所定のデータが本来のデータと合成されることによって却って受信精度を低下させてしまう事態を回避することができる。   Therefore, it is possible to avoid a situation in which the reception accuracy is lowered due to the synthesis of the predetermined data that is not the original data replaced by the impulse removing unit 4 with the original data.

次に、上述したガード合成処理部5の回路構成例について図6を参照して説明する。図6は、ガード合成処理部5の回路構成例を示す図である。   Next, a circuit configuration example of the above-described guard composition processing unit 5 will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the guard composition processing unit 5.

図6に示すように、ガード合成処理部5は、データ遅延部511と、検出信号遅延部512と、加算部513と、乗算部514と、第1セレクタ515と、第2セレクタ516と、第3セレクタ517とを備える。   As shown in FIG. 6, the guard synthesis processing unit 5 includes a data delay unit 511, a detection signal delay unit 512, an adder 513, a multiplier 514, a first selector 515, a second selector 516, 3 selector 517.

ここで、図2に示すガード合成部51は、図6に示す加算部513、乗算部514および第1セレクタ515に相当する。また、図2に示す第1置換処理部52aおよび第2置換処理部52bは、それぞれ図6に示す第2セレクタ516および第3セレクタ517に相当する。   Here, the guard composition unit 51 illustrated in FIG. 2 corresponds to the addition unit 513, the multiplication unit 514, and the first selector 515 illustrated in FIG. Further, the first replacement processing unit 52a and the second replacement processing unit 52b shown in FIG. 2 correspond to the second selector 516 and the third selector 517 shown in FIG. 6, respectively.

データ遅延部511は、入力される放送信号を所定時間(たとえば、1シンボル分)遅延させて、それぞれ加算部513、第2セレクタ516および第3セレクタ517へ出力する。   The data delay unit 511 delays the input broadcast signal by a predetermined time (for example, one symbol) and outputs the delayed signal to the adder 513, the second selector 516, and the third selector 517, respectively.

検出信号遅延部512は、入力されるノイズ検出信号を所定時間(たとえば、1シンボル分)遅延させて、第3セレクタ517へ出力する。かかる検出信号遅延部512は、データ遅延部511と同じ時間だけノイズ検出信号を遅延させる。   The detection signal delay unit 512 delays the input noise detection signal by a predetermined time (for example, one symbol) and outputs the delayed signal to the third selector 517. The detection signal delay unit 512 delays the noise detection signal by the same time as the data delay unit 511.

加算部513は、データ遅延部511から入力される遅延後の放送信号と、インパルス除去部4から入力される遅延前の放送信号とを加算して乗算部514へ出力する。乗算部514は、加算部513の加算結果を0.5倍に増幅して第1セレクタ515へ出力する。   Adder 513 adds the delayed broadcast signal input from data delay unit 511 and the pre-delay broadcast signal input from impulse remover 4, and outputs the result to multiplier 514. Multiplier 514 amplifies the addition result of adder 513 by a factor of 0.5 and outputs the result to first selector 515.

第1セレクタ515は、乗算部514から入力されるガード合成処理後の放送信号およびインパルス除去部4から入力されるガード合成処理前の放送信号の一方をイネーブル信号に基づき選択して出力する。   The first selector 515 selects and outputs one of the broadcast signal after the guard combining process input from the multiplying unit 514 and the broadcast signal before the guard combining process input from the impulse removing unit 4 based on the enable signal.

イネーブル信号は、ガード合成処理後の放送信号を出力可能な区間を示す信号である。ここで、イネーブル信号について図7を参照して説明する。図7は、イネーブル信号の説明図である。   The enable signal is a signal indicating a section in which a broadcast signal after the guard combining process can be output. Here, the enable signal will be described with reference to FIG. FIG. 7 is an explanatory diagram of the enable signal.

図7に示すように、放送信号は、最も信号レベルが高い主波の他に、主波よりも時間的に早く到来する先行波や、主波よりも時間的に遅れて到来する遅延波などが混在した状態で受信される。イネーブル信号は、これら主波、先行波および遅延波の各ガードインターバルGが重複する区間を示す信号である。   As shown in FIG. 7, in addition to the main wave having the highest signal level, the broadcast signal includes a preceding wave that arrives earlier in time than the main wave, a delayed wave that arrives later in time than the main wave, and the like. Are received in a mixed state. The enable signal is a signal indicating a section in which the guard intervals G of the main wave, the preceding wave, and the delayed wave overlap.

第1セレクタ515は、かかるイネーブル信号がHighの区間、つまり、主波、先行波および遅延波の各ガードインターバルGが重複する区間の場合にのみ、ガード合成処理後の放送信号を出力し、それ以外の区間についてはインパルス除去部4から入力される放送信号を出力する。これにより、隣接する他のシンボルの成分を用いてガード合成処理を行うことによって受信精度が低下することを防止することができ、後述する復調部14において放送信号を信頼性高く復調することが可能となる。   The first selector 515 outputs the broadcast signal after the guard combining process only when the enable signal is High, that is, when the guard intervals G of the main wave, the preceding wave, and the delayed wave overlap. For the other sections, broadcast signals input from the impulse removing unit 4 are output. As a result, it is possible to prevent a reduction in reception accuracy by performing guard combining processing using components of other adjacent symbols, and it is possible to demodulate a broadcast signal with high reliability in the demodulator 14 described later. It becomes.

なお、イネーブル信号は、たとえば後述する遅延プロファイル算出部8によって算出される遅延プロファイルに基づいて図示しないイネーブル信号生成部が生成してガード合成処理部5へ出力する。   The enable signal is generated by an enable signal generation unit (not shown) based on a delay profile calculated by, for example, a delay profile calculation unit 8 described later, and is output to the guard synthesis processing unit 5.

図6に戻り、第2セレクタ516について説明する。第2セレクタ516は、データ遅延部511から入力される遅延後の放送信号および第1セレクタ515から入力される放送信号の一方をイネーブル信号およびノイズ検出信号に基づき選択して出力する。   Returning to FIG. 6, the second selector 516 will be described. The second selector 516 selects and outputs one of the delayed broadcast signal input from the data delay unit 511 and the broadcast signal input from the first selector 515 based on the enable signal and the noise detection signal.

具体的には、第2セレクタ516は、イネーブル信号およびノイズ検出信号がともにHighの場合、つまり、インパルス除去部4から入力されたデータが、主波、先行波および遅延波の各ガードインターバルGが重複する区間かつインパルスノイズが検出された区間のデータである場合には、データ遅延部511から入力されたデータ、すなわち、有効シンボルDの後尾部分Cを出力する。   Specifically, the second selector 516 determines that when the enable signal and the noise detection signal are both high, that is, the data input from the impulse removing unit 4 is set to the guard intervals G of the main wave, the preceding wave, and the delayed wave. In the case of the data in the overlapping section and the section in which the impulse noise is detected, the data input from the data delay unit 511, that is, the tail portion C of the effective symbol D is output.

一方、第2セレクタ516は、イネーブル信号およびノイズ検出信号のいずれか一方のみがHighの場合またはイネーブル信号およびノイズ検出信号がともにLowの場合には、第1セレクタ515から入力されたデータ、つまり、ガードインターバルGを選択して出力する。このように、第2セレクタ516は、第1置換処理部52aに相当する。   On the other hand, when only one of the enable signal and the noise detection signal is High, or when both the enable signal and the noise detection signal are Low, the second selector 516 receives the data input from the first selector 515, that is, A guard interval G is selected and output. Thus, the second selector 516 corresponds to the first replacement processing unit 52a.

第3セレクタ517は、インパルス除去部4から入力される放送信号およびデータ遅延部511から入力される遅延後の放送信号の一方をイネーブル信号および遅延後のノイズ検出信号に基づき選択して出力する。   The third selector 517 selects and outputs one of the broadcast signal input from the impulse removing unit 4 and the delayed broadcast signal input from the data delay unit 511 based on the enable signal and the delayed noise detection signal.

具体的には、イネーブル信号および遅延後のノイズ検出信号がともにHighの場合、つまり、データ遅延部511から入力されたデータが、有効シンボルDの後尾部分Cであり、かつ、インパルスノイズが検出された区間である場合には、インパルス除去部4から入力されたデータ、つまり、ガードインターバルGを選択して出力する。   Specifically, when both the enable signal and the delayed noise detection signal are High, that is, the data input from the data delay unit 511 is the tail portion C of the effective symbol D, and the impulse noise is detected. If it is a section, the data input from the impulse removing unit 4, that is, the guard interval G is selected and output.

一方、第3セレクタ517は、イネーブル信号および遅延後のノイズ検出信号のいずれか一方のみがHighの場合またはイネーブル信号および遅延後のノイズ検出信号がともにLowの場合には、データ遅延部511から入力されたデータ、つまり、有効シンボルDの後尾部分Cを選択して出力する。このように、第3セレクタ517は、第2置換処理部52bに相当する。   On the other hand, the third selector 517 receives an input from the data delay unit 511 when only one of the enable signal and the delayed noise detection signal is High or when both the enable signal and the delayed noise detection signal are Low. Selected data, that is, the tail portion C of the effective symbol D is selected and output. Thus, the third selector 517 corresponds to the second replacement processing unit 52b.

このように、本実施例に係る受信装置1は、ガード置換部52を備えることにより、ガード合成処理を行った際に、インパルス除去部4によって置換された本来のデータではない所定のデータが本来のデータと合成されて受信精度が低下することを防止することができる。   Thus, the receiving apparatus 1 according to the present embodiment includes the guard replacement unit 52, so that when guard combining processing is performed, predetermined data that is not the original data replaced by the impulse removing unit 4 is originally It is possible to prevent the reception accuracy from being reduced by combining with the data.

図1に戻り、FFT部6について説明する。FFT部6は、ガード合成処理部5から入力される放送信号をFFT(Fast Fourier Transform;高速フーリエ変換)処理することで、放送信号を時間領域における信号から周波数領域における信号へ変換する高速フーリエ変換部である。FFT部6は、FFT処理後の放送信号を位相補正部7へ出力する。   Returning to FIG. 1, the FFT unit 6 will be described. The FFT unit 6 performs FFT (Fast Fourier Transform) processing on the broadcast signal input from the guard synthesis processing unit 5, thereby converting the broadcast signal from a signal in the time domain to a signal in the frequency domain. Part. The FFT unit 6 outputs the broadcast signal after the FFT processing to the phase correction unit 7.

FFT部6は、FFT処理を所定の処理区間(以下、「FFT窓」と記載する)ごとに実行するが、かかるFFT窓は、窓位置制御部9によって設定される。   The FFT unit 6 executes the FFT process for each predetermined processing section (hereinafter referred to as “FFT window”), and the FFT position is set by the window position control unit 9.

ここで、窓位置制御部9によって設定されるFFT窓の位置、すなわち、FFT処理の開始位置(以下、「FFT窓位置」と記載する)によって、FFT処理後の放送信号に位相回転が生じることがある。かかる点について図8Aおよび図8Bを参照して説明する。図8Aは、FFT窓が適切な位置に設定された場合の例を示す図であり、図8Bは、FFT窓が適切な位置よりも前方に設定された場合の例を示す図である。   Here, phase rotation occurs in the broadcast signal after the FFT processing depending on the position of the FFT window set by the window position control unit 9, that is, the FFT processing start position (hereinafter referred to as "FFT window position"). There is. This will be described with reference to FIGS. 8A and 8B. FIG. 8A is a diagram illustrating an example when the FFT window is set at an appropriate position, and FIG. 8B is a diagram illustrating an example when the FFT window is set ahead of the appropriate position.

図8Aの左図に示すように、FFT窓位置が適切な位置、具体的には、有効シンボルDの先頭に設定された場合、図8Aの右図に示すように、FFT処理後の放送信号に位相回転は生じない。一方、図8Bの左図に示すように、FFT窓位置が有効シンボルDよりも前方に設定されると、図8Bの右図に示すように、FFT処理後の放送信号に位相回転が生じる。   As shown in the left diagram of FIG. 8A, when the FFT window position is set to an appropriate position, specifically, at the beginning of the effective symbol D, as shown in the right diagram of FIG. No phase rotation occurs. On the other hand, when the FFT window position is set ahead of the effective symbol D as shown in the left diagram of FIG. 8B, phase rotation occurs in the broadcast signal after the FFT processing, as shown in the right diagram of FIG. 8B.

上述したように、放送信号には、主波や先行波、遅延波が混在している。このため、たとえば主波の有効シンボルDの先頭位置に合わせてFFT窓位置を設定した場合、主波については位相回転が生じないが、先行波や遅延波において位相回転が生じる。したがって、これら主波、先行波、遅延波が混在する放送信号においては、FFT処理することによって位相回転が生じることとなる。先行波や遅延波の位置や数は時々刻々と変化し、FFT窓位置もFFT処理ごとに変化する。このため、異なる位相回転量の放送信号がFFT処理ごとに出力されることとなる。   As described above, the broadcast signal includes a main wave, a preceding wave, and a delayed wave. For this reason, for example, when the FFT window position is set in accordance with the leading position of the effective symbol D of the main wave, phase rotation does not occur in the main wave, but phase rotation occurs in the preceding wave and the delayed wave. Therefore, in a broadcast signal in which these main wave, preceding wave, and delay wave are mixed, phase rotation occurs by performing FFT processing. The position and number of the preceding wave and the delayed wave change every moment, and the FFT window position also changes every FFT processing. For this reason, broadcast signals having different phase rotation amounts are output for each FFT process.

そこで、本実施例に係る受信装置1は、FFT部6の後段に位相補正部7を設けることとした。かかる位相補正部7が行う位相補正処理の内容について図9を参照して説明する。図9は、位相補正処理の説明図である。   Therefore, the receiving apparatus 1 according to the present embodiment is provided with the phase correction unit 7 subsequent to the FFT unit 6. The contents of the phase correction processing performed by the phase correction unit 7 will be described with reference to FIG. FIG. 9 is an explanatory diagram of the phase correction process.

図9に示すように、FFT窓は、窓位置制御部9によってFFT処理ごとの最適な位置に設定され、FFT部6からは、FFT処理ごとに異なる位相回転量の放送信号が出力される。位相補正部7は、かかるFFT処理後の各放送信号の位相を補正して所定の基準位相と一致させる処理を行う。   As shown in FIG. 9, the FFT window is set to an optimum position for each FFT process by the window position control unit 9, and the FFT unit 6 outputs a broadcast signal having a different phase rotation amount for each FFT process. The phase correction unit 7 performs a process of correcting the phase of each broadcast signal after the FFT process so as to coincide with a predetermined reference phase.

具体的には、位相補正部7は、FFT処理後の各放送信号の位相回転量が、一定周期で到来する基準位置(以下、「FFT窓基準位置」と記載する)においてFFT処理が行われたかのような位相回転量になるように、FFT処理後の各放送信号の位相を回転させる。これにより、FFT処理後の各放送信号の見かけ上の位相回転量を一致させることができる。   Specifically, the phase correction unit 7 performs FFT processing at a reference position where the phase rotation amount of each broadcast signal after FFT processing arrives at a constant period (hereinafter referred to as “FFT window reference position”). The phase of each broadcast signal after the FFT processing is rotated so that the phase rotation amount is as high as possible. Thereby, the apparent phase rotation amount of each broadcast signal after the FFT processing can be matched.

このように、本実施例に係る受信装置1では、位相補正部7が、FFT処理後の放送信号の位相を補正して所定の基準位相と一致させることとした。   Thus, in the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, the phase correction unit 7 corrects the phase of the broadcast signal after the FFT processing so as to match the predetermined reference phase.

これにより、たとえば、FFT処理後の放送信号からキャリア間干渉成分(以下、「ICI:Inter Carrier Interference」という)を除去するICIキャンセラを受信装置1に設けた場合にも、位相補正時にICIキャンセラを停止させる必要がなくなる。   Thereby, for example, even when an ICI canceller for removing an inter-carrier interference component (hereinafter referred to as “ICI: Inter Carrier Interference”) is provided in the receiving apparatus 1 from the broadcast signal after the FFT processing, No need to stop.

すなわち、従来においては、FFT処理後の放送信号を複数のバッファに順次記憶していき、そのうちの1つの放送信号の位相回転量と一致するようにその他の複数(たとえば、3つ)の放送信号の位相を補正して出力していた。この場合、出力される放送信号の位相回転量は、基準とされる放送信号の位相回転量によって変化することとなる。   That is, conventionally, broadcast signals after FFT processing are sequentially stored in a plurality of buffers, and a plurality of other (for example, three) broadcast signals so as to match the phase rotation amount of one of the broadcast signals. The phase was corrected and output. In this case, the phase rotation amount of the broadcast signal to be output changes depending on the phase rotation amount of the broadcast signal used as a reference.

ICIキャンセラは、放送信号の変化に基づいてICI成分が含まれるかを推定して除去する。このため、位相補正後の放送信号の位相回転量がFFT処理ごとに変化すると、ICIキャンセラが正常に動作しないおそれがある。このような事情から、従来においては、位相回転補正時にICIキャンセラを停止させることによってICIキャンセラの誤動作を防止していた。   The ICI canceller estimates and removes whether an ICI component is included based on a change in the broadcast signal. For this reason, if the phase rotation amount of the broadcast signal after phase correction changes for each FFT process, the ICI canceller may not operate normally. Under such circumstances, conventionally, the ICI canceller is prevented from malfunctioning by stopping the ICI canceller during phase rotation correction.

これに対し、本実施例に係る受信装置1によれば、FFT処理ごとにFFT窓位置が変化しても位相補正部7からは一定の位相回転量の放送信号が出力されるようになるため、従来のように位相補正時においてもICIキャンセラを停止させる必要がなくなる。   On the other hand, according to the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, a broadcast signal having a constant phase rotation amount is output from the phase correction unit 7 even if the FFT window position changes for each FFT process. Thus, it is not necessary to stop the ICI canceller even during phase correction as in the prior art.

また、上記のように、従来においては複数の位相補正部を用いていたのに対し、本実施例に係る受信装置1では1つの位相補正部7のみを用いるため、回路規模を小さくすることもできる。   In addition, as described above, a plurality of phase correction units are conventionally used. However, since only one phase correction unit 7 is used in the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, the circuit scale may be reduced. it can.

さらに、本実施例に係る受信装置1によれば、位相補正部7を設けることにより、後述する遅延プロファイル算出部8(図1参照)や伝送路算出部10が備えるLMS部112(図20参照)の動作を最適化させることができるが、かかる点については、後述する。   Furthermore, according to the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, by providing the phase correction unit 7, the LMS unit 112 (see FIG. 20) provided in the delay profile calculation unit 8 (see FIG. 1) and the transmission path calculation unit 10 described later. ) Can be optimized, but this point will be described later.

図1に戻り、遅延プロファイル算出部8について説明する。なお、図1では、位相補正部7から出力される放送信号のうち、パイロット信号であるスキャッタード・パイロット信号(以下、「SP信号」と記載する)を「SP」で示し、データ信号を「data」で示している。図1に示すように、データ信号は、等化処理部11へ入力され、SP信号は、遅延プロファイル算出部8および伝送路算出部10へそれぞれ入力される。   Returning to FIG. 1, the delay profile calculation unit 8 will be described. In FIG. 1, among the broadcast signals output from the phase correction unit 7, a scattered pilot signal that is a pilot signal (hereinafter referred to as “SP signal”) is denoted by “SP”, and a data signal is denoted by “data”. ". As shown in FIG. 1, the data signal is input to the equalization processing unit 11, and the SP signal is input to the delay profile calculation unit 8 and the transmission path calculation unit 10, respectively.

遅延プロファイル算出部8は、位相補正部7から入力されるSP信号に基づき、放送信号に含まれる主波、先行波、遅延波といった到来波の到来時刻に関する情報である遅延プロファイルを生成して窓位置制御部9へ出力する。   The delay profile calculator 8 generates a delay profile based on the SP signal input from the phase corrector 7 and generates a delay profile that is information regarding the arrival time of the incoming wave such as the main wave, the preceding wave, and the delayed wave included in the broadcast signal. Output to the position controller 9.

たとえば、遅延プロファイル算出部8は、位相補正部7から入力されたSP信号に基づき、放送信号の伝送路に関する伝達関数を算出する。つづいて、遅延プロファイル算出部8は、算出した伝達関数をIFFT(逆高速フーリエ変換:Inverse Fast Fourier Transform)することにより放送信号に含まれる各到来波の到来時刻を算出する。そして、遅延プロファイル算出部8は、主波の到来時刻を基準とする各到来波の遅延時間と各到来波のレベルを含んだ情報を遅延プロファイルとして窓位置制御部9へ出力する。   For example, the delay profile calculation unit 8 calculates a transfer function related to the transmission path of the broadcast signal based on the SP signal input from the phase correction unit 7. Subsequently, the delay profile calculation unit 8 calculates the arrival time of each incoming wave included in the broadcast signal by performing IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) on the calculated transfer function. Then, the delay profile calculation unit 8 outputs information including the delay time of each incoming wave and the level of each incoming wave with respect to the arrival time of the main wave to the window position control unit 9 as a delay profile.

ここで、上述したように、本実施例に係る受信装置1では、FFT部6の後段に位相補正部7を設けることにより、遅延プロファイル算出部8の動作を最適化することができる。かかる点について図10A、図10B、図11Aおよび図11Bを参照して説明する。図10Aおよび図10Bは、従来の遅延プロファイルの一例を示す図であり、図11Aおよび図11Bは、本実施例における遅延プロファイルの一例を示す図である。   Here, as described above, in the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, the operation of the delay profile calculation unit 8 can be optimized by providing the phase correction unit 7 subsequent to the FFT unit 6. This point will be described with reference to FIGS. 10A, 10B, 11A, and 11B. 10A and 10B are diagrams illustrating an example of a conventional delay profile, and FIGS. 11A and 11B are diagrams illustrating an example of a delay profile in the present embodiment.

従来において位相補正を行う場合、FFT処理の開始位置(FFT窓位置)を基準として位相補正を行っていた。このため、たとえば図10Aに示すように先行波が存在しない場合と、図10Bに示すように先行波が存在する場合とで、遅延プロファイル上での各到来波の位置が変化していた。   Conventionally, when performing phase correction, phase correction is performed with reference to the FFT processing start position (FFT window position). For this reason, for example, the position of each incoming wave on the delay profile has changed between the case where no preceding wave exists as shown in FIG. 10A and the case where a preceding wave exists as shown in FIG. 10B.

これに対し、本実施例に係る位相補正部7は、上述したように、一定周期で到来するFFT窓基準位置においてFFT処理が行われたかのような位相回転量になるように、FFT処理後の各放送信号の位相を回転させる。具体的には、このFFT窓基準位置は、遅延プロファイルの中心位置である。   On the other hand, as described above, the phase correction unit 7 according to the present embodiment performs the post-FFT processing so that the phase rotation amount is as if the FFT processing was performed at the FFT window reference position that arrives at a fixed period. Rotate the phase of each broadcast signal. Specifically, the FFT window reference position is the center position of the delay profile.

これにより、たとえば図11Aに示すように先行波が存在しない場合と、図11Bに示すように先行波が存在する場合とで、FFT窓位置が変化したとしても、遅延プロファイル上での各到来波の位置は変化しない。したがって、たとえばどの到来波が主波であり先行波であるかといった推定が容易になるなど、遅延プロファイル算出部8の動作を最適化することができる。   Thus, for example, even if the FFT window position changes between when there is no preceding wave as shown in FIG. 11A and when there is a preceding wave as shown in FIG. 11B, each incoming wave on the delay profile The position of does not change. Therefore, the operation of the delay profile calculation unit 8 can be optimized, for example, it is easy to estimate which incoming wave is the main wave and the preceding wave.

遅延プロファイル算出部8によって算出された遅延プロファイルは、窓位置制御部9へ出力される(図1参照)。ここで、窓位置制御部9の構成について説明する前に、従来のFFT窓の設定方法について図12Aおよび図12Bを参照して説明する。図12Aは、遅延プロファイルの一例を示す図であり、図12Bは、FFT窓位置の設定条件を示す図である。   The delay profile calculated by the delay profile calculation unit 8 is output to the window position control unit 9 (see FIG. 1). Here, before describing the configuration of the window position control unit 9, a conventional FFT window setting method will be described with reference to FIGS. 12A and 12B. FIG. 12A is a diagram illustrating an example of a delay profile, and FIG. 12B is a diagram illustrating conditions for setting the FFT window position.

なお、図12Aには、主波(1)の他に1つの先行波(4)および3つの遅延波(2),(3),(5)が存在する場合の例を示している。なお、各到来波に付された数字は、レベルの高い順を示している。   FIG. 12A shows an example in which one preceding wave (4) and three delayed waves (2), (3), (5) exist in addition to the main wave (1). In addition, the number attached | subjected to each incoming wave has shown the order with the high level.

図12Bに示すように、従来においては、シンボル間干渉がなるべく発生しないように、(a)「主波を必ず取り込む」、(b)「主波以外についてレベルの高い到来波から順に取り込む」、(c)「先行波を取りこぼさない」、(d)「遅延波をなるべく多く取り込む」といった設定条件に従ってFFT窓位置を設定する。これらの設定条件は、(a)〜(d)の順に優先度が高いものとする。   As shown in FIG. 12B, conventionally, in order to prevent intersymbol interference as much as possible, (a) “must capture the main wave”, (b) “capture the non-main wave from the incoming wave in order from the highest level”, The FFT window position is set according to setting conditions such as (c) “do not miss the preceding wave” and (d) “capture as much delayed wave as possible”. These setting conditions are assumed to have a higher priority in the order of (a) to (d).

たとえば、設定条件(a)に従うと主波(1)が選択され、設定条件(b)に従うと遅延波(2)、(3)、先行波(4)、遅延波(5)の順に選択される。また、設定条件(c)に従うと先行波(4)が選択され、設定条件(d)に従うと遅延波(2),(3),(5)の順に選択される。従来は、これらを総合的に判断してFFT処理の処理区間(FFT窓)に取り込む到来波を選択していた。なお、図12Aに示す例では、主波(1)、遅延波(2)および先行波(4)を取り込むFFT窓が設定されている。   For example, according to the setting condition (a), the main wave (1) is selected, and according to the setting condition (b), the delay wave (2), (3), the preceding wave (4), and the delay wave (5) are selected in this order. The In accordance with the setting condition (c), the preceding wave (4) is selected, and in accordance with the setting condition (d), the delayed waves (2), (3), and (5) are selected in this order. Conventionally, these waves are comprehensively determined to select an incoming wave to be taken into a processing section (FFT window) of FFT processing. In the example shown in FIG. 12A, an FFT window for capturing the main wave (1), the delayed wave (2), and the preceding wave (4) is set.

しかしながら、従来の設定方法では、FFT窓位置を適切に設定することができない場合があった。かかる点について図13を参照して説明する。図13は、遅延プロファイルの他の一例を示す図である。   However, in the conventional setting method, the FFT window position may not be set appropriately. This point will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating another example of the delay profile.

たとえば、図13に示す例の場合、従来は、主波(1)、レベルの高い遅延波(2)、(3)を選択したうえで、先行波(4)および遅延波(5)を比較し、よりレベルの高い先行波(4)を選択しようとして、図13に示す実線の位置にFFT窓を設定していた。   For example, in the case of the example shown in FIG. 13, conventionally, after selecting the main wave (1) and the delayed waves (2) and (3) having a high level, the preceding wave (4) and the delayed wave (5) are compared. In order to select the preceding wave (4) having a higher level, the FFT window is set at the position of the solid line shown in FIG.

かかる場合、先行波(4)も遅延波(5)〜(8)もFFT窓内に取り込むことができないため、シンボル間干渉を起こす可能性が高い。   In this case, since the preceding wave (4) and the delayed waves (5) to (8) cannot be taken into the FFT window, there is a high possibility of causing intersymbol interference.

たとえば、先行波(4)を取り込むことを諦めて、遅延波(5)〜(8)を取り込んだ方が受信精度が向上する場合があるが、状況によっては必ずしも受信精度が向上するとは限らない。   For example, giving up the acquisition of the preceding wave (4) and receiving the delayed waves (5) to (8) may improve the receiving accuracy, but the receiving accuracy is not always improved depending on the situation. .

そこで、本実施例に係る窓位置制御部9は、より確実にシンボル間干渉を発生させないように、FFT窓位置をステップトラック的に調整することとした。   Therefore, the window position control unit 9 according to the present embodiment adjusts the FFT window position in a step-track manner so that intersymbol interference does not occur more reliably.

ここで、本実施例に係る窓位置制御部9の構成について図14を参照して説明する。図14は、窓位置制御部9の構成を示すブロック図である。図14に示すように、窓位置制御部9は、窓位置設定部91と、窓位置調整部92とを備える。   Here, the configuration of the window position control unit 9 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of the window position control unit 9. As shown in FIG. 14, the window position control unit 9 includes a window position setting unit 91 and a window position adjustment unit 92.

窓位置設定部91は、遅延プロファイル算出部8から遅延プロファイルが出力されるまでの間において、FFT窓位置の設定を行う処理部である。ここで、窓位置設定部91による窓位置設定処理の内容について図15を参照して説明する。図15は、窓位置設定処理の説明図である。   The window position setting unit 91 is a processing unit that sets the FFT window position until the delay profile is output from the delay profile calculation unit 8. Here, the contents of the window position setting process by the window position setting unit 91 will be described with reference to FIG. FIG. 15 is an explanatory diagram of the window position setting process.

図15に示すように、窓位置設定部91は、たとえばガード合成処理部5(図1参照)から出力される放送信号を取得する。つづいて、窓位置設定部91は、取得した放送信号と、かかる放送信号を1シンボル分遅延させた信号との移動平均値を算出する。ここで、上述したように、ガードインターバルGは有効シンボルDの後尾部分Cの複製であるため、ガードインターバルGおよび後尾部分Cの部分において移動平均値が高くなる。   As shown in FIG. 15, the window position setting unit 91 acquires a broadcast signal output from, for example, the guard composition processing unit 5 (see FIG. 1). Subsequently, the window position setting unit 91 calculates a moving average value of the acquired broadcast signal and a signal obtained by delaying the broadcast signal by one symbol. Here, as described above, since the guard interval G is a copy of the tail portion C of the effective symbol D, the moving average value increases in the guard interval G and the tail portion C.

そして、窓位置設定部91は、かかる移動平均値のピーク位置(以下、「ガード相関ピーク」と記載する)、すなわち、有効シンボルDの先頭位置をFFT窓位置として設定する。   Then, the window position setting unit 91 sets the peak position of the moving average value (hereinafter referred to as “guard correlation peak”), that is, the head position of the effective symbol D as the FFT window position.

窓位置調整部92は、遅延プロファイル算出部8から遅延プロファイルが出力された後において、FFT窓位置の設定を行う処理部である。かかる窓位置調整部92は、前回設定されたFFT窓位置を、FFT窓の区間外に位置する到来波の強度に基づいて調整することによって今回のFFT窓位置を設定する窓位置調整処理を行う。   The window position adjustment unit 92 is a processing unit that sets the FFT window position after the delay profile is output from the delay profile calculation unit 8. The window position adjustment unit 92 performs a window position adjustment process for setting the current FFT window position by adjusting the previously set FFT window position based on the intensity of the incoming wave located outside the section of the FFT window. .

ここで、窓位置調整部92が行う窓位置調整処理の内容について図16A〜図16Dを参照して説明する。図16A〜図16Dは、窓位置調整処理の説明図である。   Here, the contents of the window position adjustment process performed by the window position adjustment unit 92 will be described with reference to FIGS. 16A to 16D. 16A to 16D are explanatory diagrams of the window position adjustment process.

図16Aには、主波(1)の他に、1つの先行波(4)および4つの遅延波(2),(3),(5),(6)が存在し、前回の処理によって、主波(1)および遅延波(2),(3)を取り込むようにFFT窓位置が設定された場合の例を示している。また、先行波(4)および遅延波(5),(6)に付された数字は、これらの到来波のレベルを示している。   In FIG. 16A, in addition to the main wave (1), there are one preceding wave (4) and four delayed waves (2), (3), (5), (6). In the example, the FFT window position is set so as to capture the main wave (1) and the delayed waves (2) and (3). The numbers given to the preceding wave (4) and the delayed waves (5) and (6) indicate the levels of these incoming waves.

窓位置調整部92は、まず、前回設定されたFFT窓の区間外に位置する到来波のレベルを用い、前回設定されたFFT窓を右方向(遅延側)に移動させる力と左方向(先行側)に移動させる力とをそれぞれ定義する。   First, the window position adjustment unit 92 uses the level of the incoming wave located outside the previously set FFT window section, and moves the FFT window set last time to the right (delay side) and the left direction (preceding). Define the force to move to the side).

具体的には、FFT窓を右方向に移動させる力は、FFT窓に対して右方向にはみ出ている到来波のレベルの合計値であり、FFT窓を左方向に移動させる力は、FFT窓に対して左方向にはみ出ている到来波のレベルの合計値である。   Specifically, the force that moves the FFT window in the right direction is the total value of the incoming waves that protrude rightward with respect to the FFT window, and the force that moves the FFT window in the left direction is the FFT window. Is the total value of the levels of incoming waves that protrude in the left direction.

図16Aに示す場合では、前回設定されたFFT窓の右方向に遅延波(5),(6)がはみ出ており、これらのレベルはそれぞれ「20」および「5」であるため、FFT窓を右方向に移動させる力は、「25」となる。また、前回設定されたFFT窓の左方向には先行波(4)がはみ出ており、かかる先行波(4)のレベルは「15」であるため、FFT窓を左方向に移動させる力は、「15」となる。   In the case shown in FIG. 16A, the delayed waves (5) and (6) protrude to the right of the previously set FFT window, and these levels are “20” and “5”, respectively. The force to move in the right direction is “25”. Further, since the preceding wave (4) protrudes to the left of the FFT window set last time and the level of the preceding wave (4) is “15”, the force to move the FFT window to the left is “15”.

つづいて、窓位置調整部92は、算出した左右の力に基づいて、前回設定されたFFT窓の移動方向および移動量Δを算出する。具体的には、窓位置調整部92は、算出した左右の力のうち大きい方をFFT窓の移動方向として決定する。図16Aに示す場合には、右方向に移動させる力の方が大きいため、窓位置調整部92は、FFT窓の移動方向を「右方向」に決定する。   Next, the window position adjustment unit 92 calculates the previously set FFT window moving direction and moving amount Δ based on the calculated left and right forces. Specifically, the window position adjustment unit 92 determines the larger one of the calculated left and right forces as the moving direction of the FFT window. In the case shown in FIG. 16A, since the force to move in the right direction is larger, the window position adjustment unit 92 determines the moving direction of the FFT window as “right direction”.

このように、窓位置調整部92は、FFT窓の区間よりも時間的に先行する到来波の強度と、FFT窓の区間よりも時間的に遅延する到来波の強度との大小関係に応じて、前回設定されたFFT窓位置を移動させる方向を決定する。   Thus, the window position adjustment unit 92 depends on the magnitude relationship between the intensity of the incoming wave temporally preceding the section of the FFT window and the intensity of the incoming wave delayed in time than the section of the FFT window. The direction for moving the previously set FFT window position is determined.

また、窓位置調整部92は、算出した左右の力の差が大きいほどFFT窓の移動量Δを多くする。なお、上記のように移動量Δを多くすることでFFT窓の移動速度を速くする場合に限らず、たとえば移動量Δを固定量とし、左右の力の差が大きいほど更新間隔を短くすることによってFFT窓の移動速度を速くしてもよい。   Further, the window position adjusting unit 92 increases the FFT window movement amount Δ as the calculated difference between the left and right forces increases. As described above, increasing the moving amount Δ is not limited to increasing the moving speed of the FFT window. For example, the moving amount Δ is a fixed amount, and the update interval is shortened as the difference between the left and right forces increases. The moving speed of the FFT window may be increased by.

つづいて、窓位置調整部92は、上記のようにして仮決定した移動方向および移動量Δで、前回設定されたFFT窓を移動させたと仮定して(図16B参照)、FFT窓を右方向に移動させる力および左方向に移動させる力を再び算出する。   Subsequently, the window position adjustment unit 92 assumes that the previously set FFT window has been moved with the movement direction and movement amount Δ provisionally determined as described above (see FIG. 16B), and the FFT window is moved to the right. The force for moving to the left and the force for moving to the left are calculated again.

図16Bに示す場合には、仮移動後においても左右の力に変化はなく、移動前と同様に、FFT窓を右方向へ移動させる力の方が大きい。このように、移動の前後で力の方向が変わらない場合、窓位置調整部92は、仮移動後のFFT窓位置を今回のFFT処理のFFT窓位置として設定する。   In the case shown in FIG. 16B, there is no change in the left and right forces even after the temporary movement, and the force that moves the FFT window to the right is larger as before the movement. As described above, when the direction of the force does not change before and after the movement, the window position adjustment unit 92 sets the FFT window position after the temporary movement as the FFT window position of the current FFT processing.

一方、移動方向および移動量Δを仮決定した後、左右の力を再び算出した結果、左右の力の大小関係が変化した場合について説明する。   On the other hand, a case where the magnitude relationship between the left and right forces changes as a result of calculating the left and right forces again after temporarily determining the movement direction and the movement amount Δ will be described.

図16Cには、図16Aに示した各到来波(1)〜(6)に加え、先行波(7)がさらに存在し、前回の処理によって、主波(1)、遅延波(2),(3)および先行波(7)を取り込むようにFFT窓位置が設定された場合の例を示している。   In FIG. 16C, in addition to the incoming waves (1) to (6) shown in FIG. 16A, a preceding wave (7) further exists, and the main wave (1), delayed wave (2), An example in which the FFT window position is set so as to capture (3) and the preceding wave (7) is shown.

窓位置調整部92は、仮決定した移動方向および移動量Δで、前回設定されたFFT窓を移動させたと仮定して、FFT窓を右方向に移動させる力および左方向に移動させる力を再び算出する。この結果、仮移動後のFFT窓を右方向に移動させる力は「25」、左方向に移動させる力は「39」となり、移動の前後で左右の力の大小関係が逆転する。   Assuming that the previously set FFT window has been moved with the temporarily determined movement direction and movement amount Δ, the window position adjustment unit 92 again applies the force to move the FFT window to the right and the force to move to the left. calculate. As a result, the force for moving the FFT window after provisional movement to the right is “25”, the force for moving to the left is “39”, and the magnitude relationship between the left and right forces is reversed before and after the movement.

かかる場合、窓位置調整部92は再調整処理を行う。たとえば、図16Dに示すように、窓位置調整部92は、仮移動時とは逆方向(ここでは、左方向)に、かつ、仮移動時の移動量Δよりも少ない移動量(たとえば、Δ/2)で仮移動後のFFT窓を再移動させる。そして、窓位置調整部92は、再移動後のFFT窓位置を今回のFFT処理のFFT窓位置として設定する。   In such a case, the window position adjustment unit 92 performs readjustment processing. For example, as shown in FIG. 16D, the window position adjustment unit 92 moves in a direction opposite to that during temporary movement (here, in the left direction) and is smaller than the movement amount Δ during temporary movement (for example, Δ In 2), the FFT window after the temporary movement is moved again. Then, the window position adjustment unit 92 sets the FFT window position after the re-movement as the FFT window position for the current FFT process.

なお、窓位置調整部92は、移動の前後で左右の力の大小関係が変化しなくなるまで、上記の再移動処理を繰り返して最適解を求めることとしてもよい。また、窓位置調整部92は、その他の再調整処理として、たとえば、前回のFFT窓位置をそのまま今回のFFT窓位置として設定してもよい。   Note that the window position adjustment unit 92 may obtain the optimal solution by repeating the re-moving process until the magnitude relationship between the left and right forces does not change before and after the movement. Further, the window position adjustment unit 92 may set the previous FFT window position as it is as the current FFT window position, for example, as another readjustment process.

次に、上述した窓位置設定処理および窓位置調整処理の具体的な処理手順についてそれぞれ図17および図18を参照して説明する。図17は、窓位置設定処理の処理手順を示すフローチャートであり、図18は、窓位置調整処理の処理手順を示すフローチャートである。   Next, specific processing procedures of the above-described window position setting process and window position adjustment process will be described with reference to FIGS. 17 and 18, respectively. FIG. 17 is a flowchart showing the processing procedure of the window position setting process, and FIG. 18 is a flowchart showing the processing procedure of the window position adjustment process.

なお、図17に示す窓位置設定処理は、遅延プロファイル算出部8から遅延プロファイルが入力されるまでの間実行され、図18に示す窓位置調整処理は、遅延プロファイルが入力された後に実行される。また、窓位置設定部91および窓位置調整部92は、FFT処理ごとに、図17および図18に示す処理手順を実行する。   Note that the window position setting process shown in FIG. 17 is executed until the delay profile is input from the delay profile calculation unit 8, and the window position adjustment process shown in FIG. 18 is executed after the delay profile is input. . Moreover, the window position setting part 91 and the window position adjustment part 92 perform the process sequence shown in FIG. 17 and FIG. 18 for every FFT process.

まず、図17を参照して窓位置設定処理の処理手順について説明する。図17に示すように、窓位置設定部91は、ガード相関ピークに基づいてFFT窓位置を設定する(ステップS101)。すなわち、窓位置設定部91は、ガード合成処理部5から取得した放送信号と、かかる放送信号を1シンボル分遅延させた信号との移動平均値を算出し、かかる移動平均値のピーク位置であるガード相関ピークをFFT窓位置として設定する。   First, the processing procedure of the window position setting process will be described with reference to FIG. As illustrated in FIG. 17, the window position setting unit 91 sets the FFT window position based on the guard correlation peak (step S101). That is, the window position setting unit 91 calculates a moving average value of the broadcast signal acquired from the guard composition processing unit 5 and a signal obtained by delaying the broadcast signal by one symbol, and is the peak position of the moving average value. The guard correlation peak is set as the FFT window position.

つづいて、図18を参照して窓位置調整処理の処理手順について説明する。図18に示すように、窓位置調整部92は、遅延プロファイル算出部8から遅延プロファイルを取得する(ステップS201)。   Next, the processing procedure of the window position adjustment process will be described with reference to FIG. As illustrated in FIG. 18, the window position adjustment unit 92 acquires a delay profile from the delay profile calculation unit 8 (step S201).

つづいて、窓位置調整部92は、前記のFFT窓位置の環境前後のパス情報を抽出する(ステップS202)。すなわち、窓位置調整部92は、前回のFFT窓の区間外の到来波の位置およびレベルの情報を抽出する。   Subsequently, the window position adjustment unit 92 extracts path information before and after the environment of the FFT window position (step S202). That is, the window position adjustment unit 92 extracts information on the position and level of the incoming wave outside the previous FFT window section.

つづいて、窓位置調整部92は、前回のFFT窓位置を移動させる左右の力をそれぞれ算出し(ステップS203)、算出結果に基づいて、前回のFFT窓位置の移動方向および移動量Δを仮決定する(ステップS204)。   Subsequently, the window position adjustment unit 92 calculates the left and right forces for moving the previous FFT window position (step S203), and temporarily calculates the moving direction and the movement amount Δ of the previous FFT window position based on the calculation result. Determine (step S204).

つづいて、窓位置調整部92は、仮決定した移動方向および移動量Δで仮移動させた後のFFT窓位置について、かかるFFT窓を移動させる左右の力を算出する(ステップS205)。   Subsequently, the window position adjustment unit 92 calculates the left and right forces for moving the FFT window with respect to the FFT window position after the temporary movement with the temporarily determined movement direction and movement amount Δ (step S205).

つづいて、窓位置調整部92は、ステップS203で算出した力の方向(A)とステップS205において算出した力の方向(B)が同方向であるか否かを判定する(ステップS206)。そして、(A)と(B)とが同方向であると判定した場合(ステップS206,Yes)、窓位置調整部92は、仮移動後のFFT窓位置を今回のFFT窓位置に設定して(ステップS207)、今回の窓位置調整処理を終える。一方、ステップS206において(A)と(B)とが同方向でない場合(ステップS206,No)、窓位置調整部92は、再調整処理を行って(ステップS208)、今回の窓位置調整処理を終える。   Subsequently, the window position adjustment unit 92 determines whether or not the direction of force (A) calculated in step S203 and the direction of force (B) calculated in step S205 are the same direction (step S206). And when it determines with (A) and (B) being the same direction (step S206, Yes), the window position adjustment part 92 sets the FFT window position after temporary movement to this FFT window position. (Step S207), the current window position adjustment processing ends. On the other hand, if (A) and (B) are not in the same direction in step S206 (step S206, No), the window position adjustment unit 92 performs readjustment processing (step S208) and performs the current window position adjustment processing. Finish.

このように、本実施例に係る受信装置1では、窓位置制御部9が、前回設定されたFFT窓位置を、FFT窓の区間外に位置する到来波の強度に基づいて調整することによって今回のFFT窓位置を設定することとした。これにより、FFT窓位置をより適切に設定することが可能となるため、受信精度を向上させることができる。   Thus, in the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, the window position control unit 9 adjusts the previously set FFT window position based on the intensity of the incoming wave located outside the section of the FFT window. The FFT window position was set. As a result, the FFT window position can be set more appropriately, and the reception accuracy can be improved.

なお、上述した例では、仮移動の前後で力の方向が変わらない場合に、仮移動後のFFT窓位置を今回のFFT処理のFFT窓位置として設定する場合の例について示したが、窓位置調整部92は、かかる場合に、FFT窓を僅かに右方向に移動させてもよい。これは、電波環境が一定ということは通常では考えにくく、また、基本的には主波+遅延波という環境が主になるためであり、仮移動の前後で力の方向が変わらない場合でも、主波が常にFFT窓の左側に位置するようにFFT窓を右方向に移動させることで、FFT窓をより最適な位置に設定することができる。   In the above-described example, when the direction of the force does not change before and after the temporary movement, the FFT window position after the temporary movement is set as the FFT window position of the current FFT processing. In such a case, the adjustment unit 92 may move the FFT window slightly to the right. This is because it is usually difficult to think that the radio wave environment is constant, and basically the environment of main wave + delay wave is mainly, even if the direction of force does not change before and after temporary movement, By moving the FFT window in the right direction so that the main wave is always located on the left side of the FFT window, the FFT window can be set to a more optimal position.

また、窓位置調整部92は、回路を簡略化してシンボル間干渉を受けている到来波のみを対象にして動作するように構成してもよい。かかる場合、FFT窓の区間からはみ出たすべての到来波を処理対象とするのではなく、たとえばFFT窓を中心とする所定範囲に存在する到来波のみを用いてFFT窓を左右の移動させる力を算出するようにしてもよい。このようにすることで、FFT窓の範囲内に収まっていた到来波が瞬間的に範囲外に出て劣化したとしてもすぐに劣化前の状態に戻ることができる。   Further, the window position adjustment unit 92 may be configured to operate only on an incoming wave that has undergone intersymbol interference by simplifying the circuit. In such a case, the force to move the FFT window to the left and right using only the incoming wave existing in a predetermined range centered on the FFT window, for example, is not a target for processing all the incoming waves that protrude from the section of the FFT window. You may make it calculate. By doing in this way, even if the incoming wave that was within the range of the FFT window momentarily goes out of the range and deteriorates, it can immediately return to the state before deterioration.

また、窓位置調整部92は、FFT窓を中心とする所定範囲に存在する到来波のみを用いてFFT窓を左右の移動させる力を算出することで、必要な到来波を取りこぼす事態を低減することができる。   In addition, the window position adjustment unit 92 reduces the situation of missing a necessary incoming wave by calculating the force to move the FFT window to the left and right using only the incoming wave that exists in a predetermined range centered on the FFT window. can do.

なお、窓位置制御部9は、遅延プロファイル算出部8から入力される遅延プロファイルから所定の閾値以上のレベルの到来波のみを検出して窓位置制御処理の対象とする。窓位置制御処理の対象とする到来波の数は特に限定されるものではない。また、上記の閾値は適宜変更可能であり、たとえば閾値をゼロとし、遅延プロファイルに含まれるすべての到来波を処理対象としてもよい。   Note that the window position control unit 9 detects only an incoming wave having a level equal to or higher than a predetermined threshold from the delay profile input from the delay profile calculation unit 8 and sets it as a target of the window position control process. The number of incoming waves to be subjected to the window position control process is not particularly limited. The threshold value can be changed as appropriate. For example, the threshold value may be set to zero, and all incoming waves included in the delay profile may be processed.

また、誤判定防止のため、FFT窓位置を移動させるか否かは、1回の制御結果ではなく、複数回の制御結果に基づいて判定することとしてもよい。   Further, in order to prevent erroneous determination, whether or not to move the FFT window position may be determined based on a plurality of control results instead of one control result.

次に、伝送路算出部10(図1参照)について説明する。伝送路算出部10は、各放送信号のキャリアごとに伝送路応答推定値を算出する処理部である。ここで、従来における伝送路応答推定値の算出方法について図19Aおよび図19Bを参照して説明する。図19Aおよび図19Bは、従来における伝送路応答推定値の算出方法の説明図である。   Next, the transmission path calculation unit 10 (see FIG. 1) will be described. The transmission path calculation unit 10 is a processing unit that calculates a transmission path response estimated value for each carrier of each broadcast signal. Here, a conventional method of calculating a transmission path response estimated value will be described with reference to FIGS. 19A and 19B. 19A and 19B are explanatory diagrams of a conventional method for calculating a transmission path response estimated value.

図19Aに示すように、従来では、中心タップのない平均化フィルタを用いてSP信号を平均化することによってSP信号に含まれるノイズを除去し、ノイズ除去後のSP信号を伝送路応答推定値として出力していた。   As shown in FIG. 19A, conventionally, the SP signal is averaged using an averaging filter without a center tap to remove noise contained in the SP signal, and the SP signal after noise removal is used as a transmission channel response estimation value. Was output as.

平均化フィルタは、たとえばFIR(Finite Impulse Response)フィルタであり、LMS部から入力されるタップ係数を用いてSP信号を平均化する処理を行う。また、LMS部は、LMS(Least Mean Square)アルゴリズムと呼ばれる最適化アルゴリズムに従って平均化フィルタのタップ係数を適応的に更新する。   The averaging filter is, for example, a FIR (Finite Impulse Response) filter, and performs processing for averaging the SP signal using the tap coefficient input from the LMS unit. The LMS unit adaptively updates the tap coefficients of the averaging filter according to an optimization algorithm called an LMS (Least Mean Square) algorithm.

たとえば、図19Aに示すように、SP信号SP3に対応するタップ係数を更新する場合について考える。かかる場合、まず、平均化フィルタが、SP信号SP3の周囲に存在する4つのSP信号SP1,SP2,SP4,SP5と、各SP信号SP1,SP2,SP4,SP5に対応するタップ係数Wnとを用いた重み付き平均値を算出する。   For example, as shown in FIG. 19A, consider a case where the tap coefficient corresponding to the SP signal SP3 is updated. In such a case, first, the averaging filter uses four SP signals SP1, SP2, SP4, SP5 existing around the SP signal SP3 and tap coefficients Wn corresponding to the SP signals SP1, SP2, SP4, SP5. Calculate the weighted average value.

つづいて、LMS部は、平均化フィルタによって算出された重み付き平均値(すなわち、SP信号SP3の推定値)と、SP信号の実測値とに基づいてタップ係数Wnを更新する。   Subsequently, the LMS unit updates the tap coefficient Wn based on the weighted average value calculated by the averaging filter (that is, the estimated value of the SP signal SP3) and the measured value of the SP signal.

SP信号は、振幅や位相が既知の信号であり、LMS部は、SP信号の推定値と既知の値との誤差e(n)を求め、かかる誤差e(n)が小さくなるようにLMS実行部においてタップ係数Wnを更新する。更新後のタップ係数Wn+1は、平均化フィルタへ出力される。LMS部は、かかる処理をたとえば時間方向に沿って順次行うことによって、各SP信号に対応するタップ係数Wnを更新していく。   The SP signal is a signal having a known amplitude and phase, and the LMS unit obtains an error e (n) between the estimated value of the SP signal and the known value, and executes LMS so that the error e (n) is reduced. The tap coefficient Wn is updated in the section. The updated tap coefficient Wn + 1 is output to the averaging filter. The LMS unit updates the tap coefficient Wn corresponding to each SP signal by sequentially performing such processing along the time direction, for example.

そして、平均化フィルタは、図19Bに示すように、更新後のタップ係数Wn+1を用いて上記の平均化処理を再度行う。このように、周辺のSP信号を用いた重み付け平均処理を行うことで、周辺のSP信号との相関を持たないAWGN(Additive White Gaussian Noise)等のノイズ成分を元のSP信号から除去することができる。そして、平均化フィルタは、平均化処理後のSP信号を伝送路応答推定値として出力する。   Then, as shown in FIG. 19B, the averaging filter performs the averaging process again using the updated tap coefficient Wn + 1. In this way, by performing the weighted average process using the peripheral SP signal, noise components such as AWGN (Additive White Gaussian Noise) having no correlation with the peripheral SP signal can be removed from the original SP signal. it can. Then, the averaging filter outputs the SP signal after the averaging process as a transmission path response estimated value.

しかしながら、上述したように平均化フィルタとして、中心タップのない平均化フィルタを用いた場合、状況によっては、LMS部から出力されるタップ係数が適切に収束しない可能性があった。たとえば、遅延波の数が多く、帯域幅を広くしなければならない場合に、LMS部から出力されるタップ係数が適切に収束せず、平均化フィルタの特性が、帯域外が持ち上がったような形に歪んでしまうおそれがあった。   However, as described above, when an averaging filter without a center tap is used as the averaging filter, there is a possibility that the tap coefficient output from the LMS unit may not converge properly depending on the situation. For example, when the number of delay waves is large and the bandwidth has to be widened, the tap coefficient output from the LMS unit does not converge properly, and the characteristics of the averaging filter rise out of the band. There was a risk of distortion.

これは、遅延波の数が多く、帯域幅を広くしなければならない環境においては、タップ係数が、インパルス応答に近い形(すなわち、中心タップのみ大きい形)にLMS部によって収束するが、従来の方式では中心タップがない平均化フィルタを用いているため、インパルス応答に近い形を求められると帯域外が持ち上がったような形に収束してしまうためであると考えられる。   This is because, in an environment where the number of delay waves is large and the bandwidth must be widened, the tap coefficient converges by the LMS unit in a form close to the impulse response (that is, a form in which only the center tap is large). In the method, since an averaging filter without a center tap is used, it can be considered that if a shape close to the impulse response is obtained, the out-of-band shape converges.

そこで、本実施例に係る伝送路算出部10は、中心タップを有する平均化フィルタを用いることとした。かかる点について図20を参照して説明する。図20は、本実施例に係る伝送路算出部10の概要説明図である。   Therefore, the transmission line calculation unit 10 according to the present embodiment uses an averaging filter having a center tap. This point will be described with reference to FIG. FIG. 20 is a schematic explanatory diagram of the transmission path calculation unit 10 according to the present embodiment.

図20に示すように、本実施例に係る伝送路算出部10は、時間方向平均化フィルタ111と、LMS部112とを含んで構成される。また、LMS部112は、減算部112aと、LMS実行部112bとを備える係数更新部である。   As illustrated in FIG. 20, the transmission path calculation unit 10 according to the present embodiment includes a time direction averaging filter 111 and an LMS unit 112. The LMS unit 112 is a coefficient updating unit including a subtraction unit 112a and an LMS execution unit 112b.

時間方向平均化フィルタ111は、上述した従来の平均化フィルタとは異なり、中心タップを有するFIRフィルタ等の平均化フィルタである。   Unlike the above-described conventional averaging filter, the time direction averaging filter 111 is an averaging filter such as an FIR filter having a center tap.

たとえば、図20に示すように、SP信号SP3に対応するタップ係数を更新する場合について考える。かかる場合、時間方向平均化フィルタ111は、SP信号SP3およびSP信号SP3の周囲に存在する4つのSP信号SP1,SP2,SP4,SP5と、各SP信号SP1〜SP5に対応するタップ係数Wnとを用いた重み付き平均値を算出する。   For example, consider a case where the tap coefficient corresponding to the SP signal SP3 is updated as shown in FIG. In such a case, the time direction averaging filter 111 calculates the SP signal SP3 and the four SP signals SP1, SP2, SP4, SP5 existing around the SP signal SP3 and the tap coefficients Wn corresponding to the SP signals SP1 to SP5. Calculate the weighted average value used.

つづいて、LMS部112は、時間方向平均化フィルタ111によって算出された重み付き平均値(すなわち、SP信号SP3の推定値)と、SP信号の実測値とに基づいてタップ係数Wnを更新する。かかるLMS部112では、減算部112aが、位相補正部7(図1参照)から入力されるSP信号から時間方向平均化フィルタ111によって得られるSP信号の推定値を減じることによって誤差e(n)を算出する。そして、LMS実行部112bが、減算部112aから入力される誤差e(n)が小さくなるようにLMSアルゴリズムに従ってタップ係数Wnを更新する。   Subsequently, the LMS unit 112 updates the tap coefficient Wn based on the weighted average value calculated by the time direction averaging filter 111 (that is, the estimated value of the SP signal SP3) and the measured value of the SP signal. In the LMS unit 112, the subtraction unit 112a subtracts the estimated value of the SP signal obtained by the time direction averaging filter 111 from the SP signal input from the phase correction unit 7 (see FIG. 1), thereby generating an error e (n). Is calculated. Then, the LMS execution unit 112b updates the tap coefficient Wn according to the LMS algorithm so that the error e (n) input from the subtraction unit 112a is reduced.

そして、時間方向平均化フィルタ111は、更新後のタップ係数Wn+1を用いて上記の平均化処理を再度行い、平均化処理後のSP信号を伝送路応答推定値として等化処理部11へ出力する。   Then, the time direction averaging filter 111 performs the above averaging process again using the updated tap coefficient Wn + 1, and outputs the SP signal after the averaging process to the equalization processing unit 11 as a transmission path response estimated value. .

このように、本実施例に係る伝送路算出部10では、時間方向平均化フィルタ111が、平均化の対象となるSP信号(ここでは、SP信号SP3)と、かかるSP信号に対して時間的に前後する複数のSP信号(ここでは、SP信号SP1,SP2,SP4,SP5)とを用いて上記平均化の対象となるSP信号を平均化することとした。これにより、たとえば、遅延波の数が多く、帯域幅を広くしなければならない場合であっても、LMS部112から出力されるタップ係数を適切に収束させることができる。   As described above, in the transmission path calculation unit 10 according to the present embodiment, the time direction averaging filter 111 performs temporal processing on the SP signal (here, SP signal SP3) to be averaged and the SP signal. The SP signals to be averaged are averaged using a plurality of SP signals before and after (here, SP signals SP1, SP2, SP4, SP5). Thereby, for example, even when the number of delay waves is large and the bandwidth needs to be widened, the tap coefficients output from the LMS unit 112 can be appropriately converged.

ところで、本実施例に係る時間方向平均化フィルタ111のように中心タップを有する平均化フィルタを用いると、入力=出力となるようにタップ係数が収束することとなる。つまり、中心タップのタップ係数が1となり、その他のタップ係数が0となるように収束することとなる。   By the way, when an averaging filter having a center tap such as the time direction averaging filter 111 according to the present embodiment is used, tap coefficients converge so that input = output. That is, convergence is performed so that the tap coefficient of the center tap is 1 and the other tap coefficients are 0.

そこで、本実施例に係る時間方向平均化フィルタ111は、LMS部112から出力される中心タップのタップ係数に対して所定の忘却係数αを乗じることとした。   Therefore, the time direction averaging filter 111 according to the present embodiment multiplies the tap coefficient of the center tap output from the LMS unit 112 by a predetermined forgetting coefficient α.

このように、LMS部112によって更新された平均化の対象となるSP信号のタップ係数に対して所定の忘却係数αを乗じた値をかかるSP信号に対応するタップ係数として用いることにより、入力=出力となるようにタップ係数が収束することを防止することができる。   In this way, by using a value obtained by multiplying the tap coefficient of the SP signal to be averaged updated by the LMS unit 112 by the predetermined forgetting coefficient α as the tap coefficient corresponding to the SP signal, the input = It is possible to prevent the tap coefficients from converging so as to be output.

忘却係数αは、0<α<1とする。ここでは、忘却係数αが固定値であるものとするが、忘却係数αは自動で更新される値であってもよい。たとえば、伝送路算出部10は、タップ係数の更新処理ごとに、中心タップ以外のタップ係数×β(β>1)を上限とする値に忘却係数αを更新してもよい。   The forgetting factor α is 0 <α <1. Here, it is assumed that the forgetting factor α is a fixed value, but the forgetting factor α may be a value that is automatically updated. For example, the transmission path calculation unit 10 may update the forgetting factor α to a value whose upper limit is tap coefficients other than the center tap × β (β> 1) for each tap coefficient updating process.

次に、本実施例に係る伝送路算出部10の構成について図21を用いて説明する。図21は、伝送路算出部10の構成を示すブロック図である。図21に示すように、伝送路算出部10は、第1ノイズ除去部101と、第2ノイズ除去部102とを備える。   Next, the configuration of the transmission path calculation unit 10 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission path calculation unit 10. As illustrated in FIG. 21, the transmission path calculation unit 10 includes a first noise removal unit 101 and a second noise removal unit 102.

第1ノイズ除去部101は、SP信号を時間方向に平均化することによってSP信号に含まれるノイズを除去する処理部である。また、第2ノイズ除去部102は、SP信号をキャリア方向に平均化することによってSP信号に含まれるノイズを除去する処理部である。これら第1ノイズ除去部101および第2ノイズ除去部102の構成について図22Aおよび図22Bを参照して説明する。図22Aは、第1ノイズ除去部101の構成を示すブロック図であり、図22Bは、第2ノイズ除去部102の構成を示すブロック図である。   The first noise removing unit 101 is a processing unit that removes noise included in the SP signal by averaging the SP signal in the time direction. The second noise removing unit 102 is a processing unit that removes noise included in the SP signal by averaging the SP signal in the carrier direction. The configurations of the first noise removing unit 101 and the second noise removing unit 102 will be described with reference to FIGS. 22A and 22B. 22A is a block diagram illustrating a configuration of the first noise removing unit 101, and FIG. 22B is a block diagram illustrating a configuration of the second noise removing unit 102.

図22Aに示すように、第1ノイズ除去部101は、図20に示す時間方向平均化フィルタ111およびLMS部112を備える。第1ノイズ除去部101によってノイズが除去されたSP信号である伝送路応答推定値h1は、第2ノイズ除去部102に入力される。   As shown in FIG. 22A, the first noise removing unit 101 includes a time direction averaging filter 111 and an LMS unit 112 shown in FIG. The transmission path response estimated value h1 that is the SP signal from which noise has been removed by the first noise removing unit 101 is input to the second noise removing unit 102.

ここで、第1ノイズ除去部101が行う時間方向平均化処理の内容について図23Aおよび図23Bを参照して説明する。図23Aは、時間方向平均化処理の説明図であり、図23Bは、第1ノイズ除去部101から出力される時間方向平均化処理後の伝送路応答推定値を示す図である。なお、図23Aに示す黒丸は、SP信号を示している。また、図23Aでは、破線で囲まれたシンボルのSP信号からノイズを除去する場合の例を示している。   Here, the content of the time direction averaging process performed by the first noise removing unit 101 will be described with reference to FIGS. 23A and 23B. FIG. 23A is an explanatory diagram of the time direction averaging process, and FIG. 23B is a diagram illustrating the channel response estimation value after the time direction averaging process output from the first noise removing unit 101. Note that the black circles shown in FIG. 23A indicate SP signals. FIG. 23A shows an example in which noise is removed from the SP signal of a symbol surrounded by a broken line.

時間方向平均化フィルタ111は、破線で囲まれた時間帯のSP信号SP03のノイズを除去するために、SP信号SP03を中心とし、かかるSP信号SP03およびその周囲に存在するSP信号SP01,SP02,SP04と、これらに対応するタップ係数とを用いた重み付き平均値を算出する(パターン0)。   The time direction averaging filter 111 is centered on the SP signal SP03 and removes the noise of the SP signal SP03 in the time period surrounded by a broken line, and the SP signal SP03 and the SP signals SP01, SP02, A weighted average value using SP04 and the corresponding tap coefficients is calculated (pattern 0).

また、図23Aに示すように、SP信号は、たとえば12キャリアに1個の割合で挿入される。時間方向平均化フィルタ111は、かかるSP信号を擬似的に増やす補間処理も行う(パターン1〜3)。   As shown in FIG. 23A, SP signals are inserted at a rate of one for every twelve carriers, for example. The time direction averaging filter 111 also performs an interpolation process for artificially increasing the SP signal (patterns 1 to 3).

パターン1〜3の場合、中心タップの位置にはSP信号が存在しない。このため、パターン1〜3については、たとえば中心タップのタップ係数に乗じられる忘却係数αが0に設定される。これにより、パターン1〜3については、従来と同様、中心タップのない平均化フィルタを用いた場合と同様の結果が得られる。   In the case of patterns 1 to 3, there is no SP signal at the center tap position. For this reason, for patterns 1 to 3, forgetting coefficient α multiplied by the tap coefficient of the center tap is set to 0, for example. Thereby, about the patterns 1-3, the same result as the case where the averaging filter without a center tap is used similarly to the past is obtained.

このように、時間方向平均化フィルタ111は、補間処理を行うことにより、図23Bに示すように、SP信号を擬似的に増加させることができる。したがって、本実施例に係る受信装置1によれば、補間処理を行わない場合よりも多くのSP信号を用いてノイズ除去処理を行うことができるため、ノイズ除去の精度を高めることができる。   Thus, the time direction averaging filter 111 can increase the SP signal in a pseudo manner as shown in FIG. 23B by performing the interpolation process. Therefore, according to the receiving apparatus 1 according to the present embodiment, noise removal processing can be performed using more SP signals than when interpolation processing is not performed, and therefore noise removal accuracy can be improved.

なお、第1ノイズ除去部101は、上記のパターン1〜4に対応する4種類のタップ係数パターンを有しており、パターン1〜4ごとに、各パターン1〜4に対応するタップ係数を更新する。   The first noise removing unit 101 has four types of tap coefficient patterns corresponding to the patterns 1 to 4 described above, and updates the tap coefficients corresponding to the patterns 1 to 4 for each of the patterns 1 to 4. To do.

第2ノイズ除去部102は、図22Bに示すように、キャリア方向平均化フィルタ121と、LMS部122とを備える。キャリア方向平均化フィルタ121は、時間方向平均化フィルタ111と同様、中心タップを有するFIRフィルタ等の平均化フィルタである。かかるキャリア方向平均化フィルタ121は、第1ノイズ除去部101から入力される伝送路応答推定値h1をキャリア方向、言い換えれば、周波数軸方向に平均化することによって、SP信号に含まれるノイズをさらに除去する。LMS部122は、第1ノイズ除去部101が備えるLMS部112と同様の構成を有する係数更新部である。第2ノイズ除去部102によってノイズが除去されたSP信号である伝送路応答推定値h2は、等化処理部11に入力される。   The second noise removal unit 102 includes a carrier direction averaging filter 121 and an LMS unit 122, as shown in FIG. 22B. Similar to the time direction averaging filter 111, the carrier direction averaging filter 121 is an averaging filter such as an FIR filter having a center tap. The carrier direction averaging filter 121 averages the transmission path response estimation value h1 input from the first noise removing unit 101 in the carrier direction, in other words, in the frequency axis direction, thereby further reducing noise included in the SP signal. Remove. The LMS unit 122 is a coefficient updating unit having the same configuration as the LMS unit 112 included in the first noise removing unit 101. The transmission path response estimated value h2 that is the SP signal from which noise has been removed by the second noise removing unit 102 is input to the equalization processing unit 11.

図1に戻り、等化処理部11について説明する。等化処理部11は、伝送路算出部10から出力される伝送路応答推定値を用いてデータ信号の歪みを補正する等化処理を行う処理部である。具体的には、等化処理部11は、データ信号を伝送路応答推定値で除することによってデータ信号の歪みを補正する。等化処理後のデータ信号は、硬判定部12へ出力される。   Returning to FIG. 1, the equalization processing unit 11 will be described. The equalization processing unit 11 is a processing unit that performs equalization processing for correcting the distortion of the data signal using the transmission path response estimated value output from the transmission path calculation unit 10. Specifically, the equalization processing unit 11 corrects the distortion of the data signal by dividing the data signal by the transmission path response estimated value. The data signal after the equalization processing is output to the hard decision unit 12.

硬判定部12は、等化処理部11から入力された等化処理後のデータ信号に対して硬判定処理を行う処理部である。具体的には、硬判定部12は、等化処理後のデータ信号の各受信点を同相成分軸(I軸)および直交成分軸(Q軸)であらわしたコンスタレーション上へデマッピングする。このとき、データ信号の各受信点は、伝送路で受けたノイズや反射等の影響が低いほどコンスタレーション上の各マッピング枠の基準点から近い位置へデマッピングされる。硬判定部12は、硬判定処理後のデータ信号を誤り訂正部13へ出力する。   The hard decision unit 12 is a processing unit that performs a hard decision process on the data signal after the equalization process input from the equalization processing unit 11. Specifically, the hard decision unit 12 demaps each reception point of the data signal after the equalization processing onto a constellation represented by the in-phase component axis (I axis) and the quadrature component axis (Q axis). At this time, each reception point of the data signal is demapped to a position closer to the reference point of each mapping frame on the constellation as the influence of noise or reflection received on the transmission path is lower. The hard decision unit 12 outputs the data signal after the hard decision process to the error correction unit 13.

誤り訂正部13は、硬判定部12から入力されたデータ信号に対し、たとえばビタビ復号(Viterbi decoding)や、リード・ソロモン復号(Reed-Solomon decoding)といった誤り訂正復号方式を用いて誤りを検出して訂正する。誤り訂正後のデータ信号は、復調部14へ出力される。   The error correction unit 13 detects an error in the data signal input from the hard decision unit 12 using an error correction decoding method such as Viterbi decoding or Reed-Solomon decoding. To correct. The data signal after error correction is output to the demodulator 14.

復調部14は、誤り訂正部13から入力されるデータ信号をOFDM復調し、復調後の信号を出力装置15へ出力する。出力装置15は、たとえば、デジタルテレビ放送の映像を表示するディスプレイ装置やデジタルテレビ放送の音声を出力するスピーカ等である。   The demodulation unit 14 performs OFDM demodulation on the data signal input from the error correction unit 13 and outputs the demodulated signal to the output device 15. The output device 15 is, for example, a display device that displays digital television broadcast video, a speaker that outputs digital television broadcast audio, or the like.

上述してきたように、本実施例に係る受信装置1は、チューナ部3と、インパルス除去部4と、ガード合成部51と、ガード置換部52とを備える。チューナ部3は、有効シンボルDの先頭にガードインターバルGが付加された放送信号を受信する。ガード合成部51は、チューナ部3によって受信されたガードインターバルGと、有効シンボルDの後尾部分Cとを合成するガード合成処理を行う。インパルス除去部4は、放送信号に含まれるインパルスノイズを検出する。ガード置換部52は、インパルス除去部4からのノイズ検出信号に基づき、ガードインターバルGおよび有効シンボルDの後尾部分Cのうちインパルスノイズが検出されたデータを他方のデータと置換する。   As described above, the receiving apparatus 1 according to the present embodiment includes the tuner unit 3, the impulse removing unit 4, the guard combining unit 51, and the guard replacing unit 52. The tuner unit 3 receives a broadcast signal in which a guard interval G is added to the head of the effective symbol D. The guard combining unit 51 performs a guard combining process for combining the guard interval G received by the tuner unit 3 and the tail portion C of the effective symbol D. The impulse removing unit 4 detects impulse noise included in the broadcast signal. Based on the noise detection signal from the impulse removing unit 4, the guard replacing unit 52 replaces the data in which the impulse noise is detected in the guard interval G and the tail portion C of the effective symbol D with the other data.

また、本実施例に係る受信装置1は、FFT部6と、位相補正部7とを備える。FFT部6は、直交周波数分割多重信号である放送信号に対してFFT処理を行う。位相補正部7は、FFT処理後の放送信号の位相を補正して所定の基準位相と一致させる。   The receiving device 1 according to the present embodiment includes an FFT unit 6 and a phase correction unit 7. The FFT unit 6 performs FFT processing on a broadcast signal that is an orthogonal frequency division multiplexed signal. The phase correction unit 7 corrects the phase of the broadcast signal after the FFT processing so as to match a predetermined reference phase.

また、本実施例に係る受信装置1は、FFT部6と、窓位置制御部9とを備える。FFT部6は、直交周波数分割多重信号である放送信号に対してFFT処理を行う。窓位置制御部9は、FFT処理の処理区間の開始位置を示すFFT窓位置をFFT処理ごとに設定する。また、窓位置制御部9は、前回設定されたFFT窓位置を、FFT窓の区間外に位置する到来波の強度に基づいて調整することによって今回のFFT窓位置を設定する。   In addition, the receiving device 1 according to the present embodiment includes an FFT unit 6 and a window position control unit 9. The FFT unit 6 performs FFT processing on a broadcast signal that is an orthogonal frequency division multiplexed signal. The window position control unit 9 sets an FFT window position indicating the start position of the processing section of the FFT process for each FFT process. Further, the window position control unit 9 sets the current FFT window position by adjusting the previously set FFT window position based on the intensity of the incoming wave located outside the section of the FFT window.

また、本実施例に係る受信装置1は、FFT部6と、時間方向平均化フィルタ111およびキャリア方向平均化フィルタ121と、LMS部112,122とを備える。FFT部6は、直交周波数分割多重信号である放送信号に対してFFT処理を行う。時間方向平均化フィルタ111およびキャリア方向平均化フィルタ121は、FFT処理後の放送信号から抽出されるSP信号をそれぞれ時間方向およびキャリア方向に平均化する。LMS部112,122は、時間方向平均化フィルタ111およびキャリア方向平均化フィルタ121のタップ係数をLMSアルゴリズムに従って更新する。そして、時間方向平均化フィルタ111およびキャリア方向平均化フィルタ121は、平均化の対象となるSP信号と、かかるSP信号に対して時間的に前後する複数のSP信号とを用いて、平均化の対象となるSP信号を平均化する。   In addition, the receiving device 1 according to the present embodiment includes an FFT unit 6, a time direction averaging filter 111, a carrier direction averaging filter 121, and LMS units 112 and 122. The FFT unit 6 performs FFT processing on a broadcast signal that is an orthogonal frequency division multiplexed signal. The time direction averaging filter 111 and the carrier direction averaging filter 121 average the SP signal extracted from the broadcast signal after the FFT processing in the time direction and the carrier direction, respectively. The LMS units 112 and 122 update the tap coefficients of the time direction averaging filter 111 and the carrier direction averaging filter 121 according to the LMS algorithm. Then, the time direction averaging filter 111 and the carrier direction averaging filter 121 use the SP signal to be averaged and a plurality of SP signals that are temporally changed with respect to the SP signal. The target SP signal is averaged.

したがって、本実施例に係る受信装置1によれば、受信精度を高めることができる。   Therefore, according to the receiver 1 according to the present embodiment, it is possible to improve the reception accuracy.

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施の形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。   Further effects and modifications can be easily derived by those skilled in the art. Thus, the broader aspects of the present invention are not limited to the specific details and representative embodiments shown and described above. Accordingly, various modifications can be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept as defined by the appended claims and their equivalents.

以上のように、本願に開示する受信装置は、受信精度を高めたい場合に有効であり、特に、車載用の受信装置への適用が考えられる。   As described above, the receiving device disclosed in the present application is effective when it is desired to improve the receiving accuracy, and in particular, application to an in-vehicle receiving device can be considered.

1 受信装置
2 アンテナ
3 チューナ部
4 インパルス除去部
5 ガード合成処理部
51 ガード合成部
52 ガード置換部
52a 第1置換処理部
52b 第2置換処理部
511 データ遅延部
512 検出信号遅延部
513 加算部
514 乗算部
515 第1セレクタ
516 第2セレクタ
517 第3セレクタ
6 FFT部
7 位相補正部
8 遅延プロファイル算出部
9 窓位置制御部
91 窓位置設定部
92 窓位置調整部
10 伝送路算出部
101 第1ノイズ除去部
111 時間方向平均化フィルタ
112 LMS部
102 第2ノイズ除去部
121 キャリア方向平均化フィルタ
122 LMS部
11 等化処理部
12 硬判定部
13 誤り訂正部
14 復調部
15 出力装置
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Receiver 2 Antenna 3 Tuner part 4 Impulse removal part 5 Guard composition process part 51 Guard composition part 52 Guard replacement part 52a First replacement process part 52b Second replacement process part 511 Data delay part 512 Detection signal delay part 513 Adder 514 Multiplier 515 First selector 516 Second selector 517 Third selector 6 FFT unit 7 Phase correction unit 8 Delay profile calculation unit 9 Window position control unit 91 Window position setting unit 92 Window position adjustment unit 10 Transmission path calculation unit 101 First noise Removal unit 111 Time direction averaging filter 112 LMS unit 102 Second noise removal unit 121 Carrier direction averaging filter 122 LMS unit 11 Equalization processing unit 12 Hard decision unit 13 Error correction unit 14 Demodulation unit 15 Output device

Claims (2)

直交周波数分割多重信号に対して高速フーリエ変換処理を行うフーリエ変換部と、
前記高速フーリエ変換処理後の直交周波数分割多重信号の位相を基準位相と一致させる位相補正部と
前記位相補正部によって位相が補正された直交周波数分割多重信号から抽出されるパイロット信号を平均化する平均化フィルタと、
前記平均化フィルタの係数を所定の最適化アルゴリズムに従って更新する係数更新部と
を備え
前記平均化フィルタは、
中心タップを有し、前記中心タップのタップ係数のみに対して所定の忘却係数を乗じることを特徴とする受信装置。
A Fourier transform unit for performing a fast Fourier transform process on an orthogonal frequency division multiplexed signal;
And phase corrector phase Ru to match the criteria phase orthogonal frequency division multiplex signal after the fast Fourier transform,
An averaging filter that averages a pilot signal extracted from the orthogonal frequency division multiplexed signal whose phase is corrected by the phase correction unit;
A coefficient updating unit that updates the coefficient of the averaging filter according to a predetermined optimization algorithm ,
The averaging filter is
A receiving apparatus having a center tap, wherein only a tap coefficient of the center tap is multiplied by a predetermined forgetting factor .
前記平均化フィルタは、
前記位相補正部によって位相が補正された直交周波数分割多重信号から抽出されるパイロット信号を時間方向に平均化する時間方向平均化フィルタと、
前記位相補正部によって位相が補正された直交周波数分割多重信号から抽出されるパイロット信号を周波数方向に平均化するキャリア方向平均化フィルタと
を含むことを特徴とする請求項に記載の受信装置。
The averaging filter is
A time direction averaging filter that averages a pilot signal extracted from the orthogonal frequency division multiplexed signal whose phase is corrected by the phase correction unit in the time direction;
The receiving apparatus according to claim 1 , further comprising: a carrier direction averaging filter that averages a pilot signal extracted from the orthogonal frequency division multiplexed signal whose phase is corrected by the phase correction unit in a frequency direction.
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