JP6370688B2 - Current balance control device, rectifier, and current balance control method - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、電流バランス制御装置、整流装置、および電流バランス制御方法に関する。 Embodiments described herein relate generally to a current balance control device, a rectifier, and a current balance control method.
従来の並列接続された電力半導体を用いた整流装置の構成の一例として、図11に示すような並列接続されたサイリスタを用いたサイリスタ整流器の構成を例に説明する。サイリスタ整流器は、U相、V相、W相、およびX相、Y相、Z相を1ブリッジとして、N個のブリッジ103−1、103−2、・・・、103−Nが並列に接続されている。 As an example of the configuration of a conventional rectifier using power semiconductors connected in parallel, a configuration of a thyristor rectifier using thyristors connected in parallel as shown in FIG. 11 will be described as an example. The thyristor rectifier is composed of U-phase, V-phase, W-phase, X-phase, Y-phase, and Z-phase as one bridge, and N bridges 103-1, 103-2, ..., 103-N connected in parallel. Has been.
例えば、ブリッジ103−1について説明する。一般的にサイリスタTU1、TV1、TW1、TX1、TY1、およびTZ1の各々には保護のためにヒューズFU1、FV1、FW1、FX1、FY1、およびFZ1の各々が直列に接続されている。3相交流電源100の3相出力は、各ブリッジのU相アームのアノードおよびX相アームのカソード、V相アームのアノードおよびY相アームのカソード、並びに、W相アームのアノードおよびZ相アームのカソード、に接続されており、位相制御される6個のアームで構成された交直変換装置によって直流電圧に変換される。サイリスタTU1、TV1、TW1、TX1、TY1、およびTZ1の各々のゲートには、ゲート回路GU1、GV1、GW1、GX1、GY1、およびGZ1の各々が接続されている。
For example, the bridge 103-1 will be described. Generally, each of thyristors TU1, TV1, TW1, TX1, TY1, and TZ1 is connected with each of fuses FU1, FV1, FW1, FX1, FY1, and FZ1 in series for protection. The three-phase outputs of the three-phase
ゲート信号発生部101は、3相交流電源100から印加される同期信号200R、200S、および200Tに基づき6個のゲート信号201U、201V、201W、201X、201Y、および201Zの出力タイミングを制御する。これにより、各ブリッジにおける同相のN個のゲート回路Gx1、Gx2、・・・、GxN(x=U、V、W、X、Y、Z)に対して、一括して同時にゲート信号が供給され、同相のN個のサイリスタに同時に電流が流れる。
The
ここで、各ブリッジにおいてU相が導通している場合について説明する。IU1、IU2、・・・、IUNは、各ブリッジのU相サイリスタTU1、TU2、・・・、TUNの各々を流れる電流であり、IUはこれらの電流を合計した合計電流である。このように、N個のサイリスタTU1、TU2、・・・、TUNは、3相交流電源100の周期毎に合計電流IUを分担する。
Here, the case where the U phase is conducted in each bridge will be described. IUN1, IU2,..., IUN are currents flowing through the U-phase thyristors TU1, TU2,..., TUN of each bridge, and IU is a total current obtained by adding these currents. Thus, the N thyristors TU1, TU2,..., TUN share the total current IU for each period of the three-phase
しかしながら、出力電流IU1、IU2、・・・、IUNの各値は、各サイリスタの電圧−電流特性の違いや構造的に配置が異なることによる導体インピダンスの違い、または、導体に分流して流れる電流による電圧降下に差があることなどの理由により同じ値にはならないことがある。そのため、例えば、発電プラン卜の励磁システムにおいて、電流容量の関係により上述したように整流器に用いられる半導体素子を並列接続で使用する場合、素子の特性のばらつき等により並列接続された各素子に電流が均等に流れず、特定の素子の電流が大きくなり寿命を消耗するなどの問題がある。 However, each value of the output currents IU1, IU2,..., IUN is the difference in the voltage-current characteristics of each thyristor, the difference in the conductor impedance due to the different structural arrangement, or the current that flows in a divided manner to the conductor. The value may not be the same due to the difference in voltage drop due to Therefore, for example, in the excitation system of the power generation plan IV, when the semiconductor elements used in the rectifier are used in parallel connection as described above due to the current capacity, the current is supplied to each element connected in parallel due to variations in element characteristics. Does not flow evenly, the current of a specific element increases, and there is a problem that the lifetime is consumed.
そのため、従来は、サイリスタTU1、TU2、・・・、TUNの電圧−電流特性ができるだけ近いものを選別して使用することや、導体構造を対称配置になるように工夫することや、もしくは、サイリスタTU1、TU2、・・・、TUNの通電電流が大きなものを検出して該当するサイリスタのゲート信号を複数回に1度停止させる制御を行うこと(例えば、特許文献1)や、あるいは、サイリスタTU1、TU2、・・・、UNのうちの通電電流が大きなものを検出して該当するサイリスタのゲート信号の出力タイミングを遅らせる制御を行うこと(例えば、特許文献2)で、電流の分担をできるだけ均等にしている。 Therefore, conventionally, thyristors TU1, TU2, · · ·, TUN of voltage - and the current characteristics are used by selecting as close as possible, it and devised so that the conductor structure in symmetrical arrangement, or, Detect thyristors TU1, TU2,..., TUN having a large energization current, and perform control to stop the gate signal of the corresponding thyristor once a plurality of times (for example, Patent Document 1), or thyristor TU1, TU2,..., UN having a large energization current is detected, and control for delaying the output timing of the gate signal of the corresponding thyristor is performed (for example, Patent Document 2), so that the current can be shared as much as possible. Evenly.
従来技術においては、電力半導体の並列使用時の電流バランスを実現するために、一般的に特性が近い電力半導体を選別して使用したり、導体構造を工夫したりしても、電流分担のばらつきの度合いを表す指標の1つである電流不平衡率が30%以上になることがあり、電流分担率の高い電力半導体の劣化を早めてしまう。ここでいう電流不平衡率とは、各電力半導体を流れる出力電流の電流値が所定の基準値から乖離する度合いを意味する。より詳細には、電流不平衡率は、電力半導体の通電電流の平均値に対する最大の通電電流の割合または最小の通電電流の割合で表わされる。例えば、N個の電力半導体の通電電流をIU1、IU2、・・・、IUNとすると、通電電流の平均値は(IU1+IU2+・・・+IUN)/Nで表される。そして、電流不平衡率が30%であるということは、最大の通電電流値が通電電流の平均値に対して+30%の範囲に入り、最小の通電電流値が通電電流の平均値に対して−30%の範囲に入ることを意味する。 In the prior art, in order to achieve current balance when power semiconductors are used in parallel, even if power semiconductors with generally similar characteristics are selected and used or the conductor structure is devised, the current sharing varies The current unbalance rate, which is one of the indices representing the degree of the current, may be 30% or more, which accelerates the deterioration of the power semiconductor having a high current sharing rate. The current unbalance rate here means the degree to which the current value of the output current flowing through each power semiconductor deviates from a predetermined reference value. More specifically, the current unbalance rate is represented by the ratio of the maximum energization current or the minimum energization current with respect to the average value of the energization current of the power semiconductor. For example, when the energization currents of N power semiconductors are IU1, IU2,..., IUN, the average value of the energization currents is represented by (IU1 + IU2 +... + IUN) / N. The current unbalance rate of 30% means that the maximum energized current value falls within the range of + 30% with respect to the average value of the energized current, and the minimum energized current value with respect to the average value of the energized current. It means entering the range of -30%.
また、従来技術においては、電流不平衡率を30%程度に抑えることが限界であり、電流不平衡率を10%以下にするという近年の要求を満足することが困難である。また、電力半導体を選別して購入することや、導体の構造に制約があることなどから、整流器のコスト低減の妨げにもなっている。 Further, in the prior art, it is the limit to suppress the current unbalance rate to about 30%, and it is difficult to satisfy the recent requirement for the current unbalance rate to be 10% or less. Moreover, since power semiconductors are selected and purchased and the structure of conductors is limited, it also hinders cost reduction of rectifiers.
また、特許文献1および特許文献2に示されるようなゲート信号出力制御技術を用いた場合、あらかじめ計測した各電力半導体の特徴やブリッジ構成などを考慮した設定値をあらかじめ指定する必要がある。また、電力半導体の故障等により使用する電力半導体の特性やブリッジ構成が変化した場合、設定を変更しないと制御が継続できないことがある。また、設定が誤っていた場合、出力電流のハンチングや出力電流の低下が起こり、制御不能に陥る可能性がある。
In addition, when the gate signal output control technique as shown in
本発明が解決しようとする課題は、並列接続された電力半導体を電気的特性によって選別することなく、並列接続された電力半導体間の高精度な電流バランス制御を実現することができる電流バランス制御装置、整流装置、および電流バランス制御方法を提供することにある。 A problem to be solved by the present invention is a current balance control device capable of realizing highly accurate current balance control between power semiconductors connected in parallel without selecting power semiconductors connected in parallel according to electrical characteristics. , A rectifier, and a current balance control method.
通電、休止を交互に繰り返す複数の電力半導体が並列に接続された電流バランス制御装置であって、電流バランス制御装置は、制御手段を備える。制御手段は、一定の周期で、複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のうち所定の電流値の範囲から逸脱するものがあるか否かを確認し、逸脱するものがある場合に、最も逸脱している出力電流が所定の電流値の範囲内に収まるように該当する電力半導体のゲートを駆動制御する。制御手段は、複数の電力半導体に対して位相制御角指令信号を周期的に出力する位相制御角指令手段と、複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のバランスを周期毎に診断し、最も逸脱している出力電流を抑制または促進させて最も逸脱している出力電流が範囲内に収まるようにするための電流バランス制御信号を出力する電流バランス診断手段と、位相制御角指令信号に従って、周期的に、電流バランス制御信号に対応するゲート信号を該当する電力半導体に供給するゲート信号発生手段と、を備える。 A current balance control device in which a plurality of power semiconductors that alternately repeat energization and pause are connected in parallel, and the current balance control device includes control means. The control means checks whether or not there is a deviation from a predetermined current value range among a plurality of output currents output from a plurality of power semiconductors at a constant cycle. The corresponding power semiconductor gate is driven and controlled so that the most deviating output current falls within a predetermined current value range. The control means diagnoses the balance of the plurality of output currents output from the plurality of power semiconductors for each period, and the phase control angle command means for periodically outputting the phase control angle command signals to the plurality of power semiconductors, In accordance with a phase control angle command signal, current balance diagnosis means for outputting a current balance control signal for suppressing or promoting the most deviating output current so that the most deviating output current falls within the range, And a gate signal generating means for periodically supplying a gate signal corresponding to the current balance control signal to the corresponding power semiconductor.
本発明によれば、並列接続された電力半導体を電気的特性によって選別することなく、並列接続された電力半導体間の高精度な電流バランス制御を実現することができる。 According to the present invention, highly accurate current balance control between power semiconductors connected in parallel can be realized without selecting power semiconductors connected in parallel according to electrical characteristics.
以下、図面を参照して、実施形態について説明する。
なお、以下では、図11に示した従来の構成と異なる部分を中心に説明する。図11と共通する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
(第1の実施形態)
まず、図1乃至図3を参照して、第1の実施形態について説明する。
図1は、第1の実施形態に係る電流バランス制御装置を備えた整流装置の構成の一例を示す図である。
Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings.
In the following, the description will focus on the parts different from the conventional configuration shown in FIG. Elements common to those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
(First embodiment)
First, the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 3.
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a rectifier including the current balance control device according to the first embodiment.
電流バランス制御装置10は、例えば発電プラン卜の励磁システムに使用される整流装置に含まれる通電、休止を交互に繰り返すN個の並列接続された電力半導体T1、T2、・・・、TNの電流バランスを制御する装置である。ここでいう電力半導体とは、例えばサイリスタ、IEGT、またはIGBTなどの半導体素子である。
The current
電流バランス制御装置10は、一定の周期で、電力半導体T1、T2、・・・、TNから出力される複数の出力電流のうち所定の電流値の範囲から逸脱するものがあるか否かを確認し、逸脱するものがある場合に、最も逸脱している出力電流が前記所定の電流値の範囲内に収まるように該当する電力半導体のゲートを駆動制御する制御機能を有する。
The current
電流バランス制御装置10は、位相制御角指令部300と、電流バランス診断部301と、ゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nとを備えている。 電力半導体T1、T2、・・・、TNは、並列に接続されている。また、電力半導体ゲート回路G1、G2、・・・、GNの各々が、電力半導体T1、T2、・・・、TNの各々のゲートに取付けられている。
The current
位相制御角指令部300は、電力半導体T1、T2、・・・、TNに対する位相制御角を指示する位相制御角指令信号400を周期的に発生させ一括して供給するための制御を行う。位相制御角指令部300は、位相制御角指令信号400をゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nに出力する。
The phase control
電流バランス診断部301は、電力半導体T1、T2、・・・、TNの出力電流のバランスを診断する。より詳細には、電流バランス診断部301は、一定の周期で、電力半導体T1、T2、・・・、TNから出力される複数の出力電流I1、I2、・・・、INのうち所定の電流値の範囲から逸脱するものがあるか否かを確認することによって、電流バランスを診断する。
The current
電流バランス診断部301は、診断結果に基づき、逸脱するものがある場合に、最も逸脱している出力電流が所定の電流値の範囲内に収まるように該当する電力半導体のゲートを駆動制御するために、電力半導体T1、T2、・・・、TNの各々に対して出力電流の電流量の抑制や促進を指示する電流バランス制御信号401−1、401−2、・・・、401−Nを出力する。より詳細には、電流バランス診断部301は、電力半導体の制約条件(例えば、電流不平衡率などで表される。)に基づいて、N個の電力半導体T1、T2、・・・、TNの各々から出力される出力電流のバランスを診断し、診断結果に基づき、例えば、制約条件から最も逸脱しており電流分担率が最も高い電力半導体に対して、電流量を減少させるために電流バランス制御信号401−1、401−2、・・・、401−Nのいずれかの出力値を下げてゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nに出力したり、あるいは制約条件から最も逸脱しており電流分担率が最も低い電力半導体に対して、電流量を増加させるために電流バランス制御信号401−1、401−2、・・・、401−Nのいずれかの出力値を上げてゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nのいずれかに出力したりする。
Based on the diagnosis result, the current
ゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nの各々は、位相制御角指令信号400に示される位相制御角に従って、周期的に、電流バランス制御信号401−1、401−2、・・・、401−Nに対応するN個のゲート信号402−1、402−2、・・・、402−Nを発生させ、発生させたゲート信号402−1、402−2、・・・、402−Nを電力半導体ゲート回路G1、G2、・・・、GNに出力する。
Each of the gate signal generators 302-1, 302-2,..., 302-N periodically follows the phase control angle indicated by the phase control
電力半導体ゲート回路G1、G2、・・・、GNは、N個のゲート信号発生部302−1、302−2、・・・、302−Nから出力されたゲート信号402−1、402−2、・・・、402−Nを受け、電力半導体T1、T2、・・・、TNのゲートを駆動し、電力半導体T1、T2、・・・、TNを導通させる。これにより、電力半導体T1、T2、・・・、TNを含む各アームに電力半導体出力電流I1、I2、・・・、INが流れ、これらの合計電流である電力半導体出力合計電流Iが得られる。 The power semiconductor gate circuits G1, G2,..., GN are gate signals 402-1 and 402-2 output from the N gate signal generators 302-1, 302-2,. ,..., 402-N are received, the gates of the power semiconductors T1, T2,... TN are driven, and the power semiconductors T1, T2,. Thereby, the power semiconductor output currents I1, I2,..., IN flow through the arms including the power semiconductors T1, T2,..., TN, and the power semiconductor output total current I, which is the sum of these currents, is obtained. .
次に、図2を参照して、第1の実施形態における電流バランス制御装置10の電流バランス制御の動作の概要について説明する。
ここでは、制約条件を定める電流不平衡率が10%であるものとする。この場合、例えば所定の電流値(基準値)に対して10%大きい電流値を上限値、その基準値に対して10%小さい電流値を下限値として設定する。
Next, with reference to FIG. 2, the outline of the current balance control operation of the current
Here, it is assumed that the current unbalance rate that defines the constraint condition is 10%. In this case, for example, a
電力半導体T1、T2、・・・、TNは、電気的特性にばらつきがあり、電力半導体出力電流I1、I2、・・・、IN間のバランスが不平衡な状態になる。 The power semiconductors T1, T2,..., TN have variations in electrical characteristics, and the balance between the power semiconductor output currents I1, I2,.
いま、各電力半導体T1、T2、・・・、TNの電流分担率は、電力半導体T1が一番大きく、次に電力半導体T2が大きく、電力半導体TNが一番少ないとする。 Now, suppose that the current sharing ratio of each power semiconductor T1, T2,..., TN is the largest in the power semiconductor T1, the next largest in the power semiconductor T2, and the smallest in the power semiconductor TN.
このとき、電流バランス診断部301は、1周期目である周期1において制約条件に基づいて電力半導体T1、T2、・・・、TNの電流バランスを診断する。電流バランス診断部301は、電力半導体T1の出力電流I1が制約条件の上下限値から最も逸脱している最大電流値であると判定し、電流分担率が最も高い状態にある電力半導体T1に対して2周期目である周期2において出力電流I1を減少させる電流バランス制御信号401−1を出力する。これにより、周期2では電力半導体T1の出力電流I1が減少し、この出力電流I1の減少分を電力半導体T2乃至TNで分担して、電力半導体出力合計電流Iが得られる。また、電力半導体T1の電流バランス制御信号401−1は、周期2以降もその出力値が保持され、電力半導体T1の出力電流値が再び制約条件から逸脱しない限り同じ値で出力され、電力半導体T1の出力電流I1を抑制し続ける。
At this time, the current
同様に、電流バランス診断部301は、周期2において制約条件に基づいて電力半導体T1、T2、・・・、TNの電流バランスを診断する。電流バランス診断部301は、電力半導体TNの出力電流INが制約条件の上下限値から最も逸脱している最小電流値であると判定し、電流分担率が最も低い状態にある電力半導体TNに対して3周期目である周期3において出力電流INを増加させる電流バランス制御信号401−Nを出力する。その結果、電力半導体TNの出力電流INが増加し、出力電流INの増加分に相当する電力半導体T1及びT2の電流分担率が減少する。また、電力半導体TNの電流バランス制御信号401−Nは、周期3以降もその出力値が保持され、電力半導体TNの出力電流INが再び制約条件から逸脱しない限り同じ値で出力され、電力半導体TNの出力電流INを促進し続ける。そして、N周期目である周期Nにおいて、電力半導体T1の出力電流I1乃至電力半導体TNの出力電流INが、制約条件の範囲に入ることが分かる。
Similarly, the current
次に、図3を参照して、第1の実施形態における電流平衡制御処理の手順の一例について説明する。
電流バランス制御装置10は、出力電流I1、I2、・・・、INに基づき、電力半導体T1、T2、・・・、TNの電流バランスを診断する(ステップS301)。より詳細には、電流バランス制御装置10は、診断結果に基づき、所定の電流値の範囲を逸脱している出力電流があるか否かを判定する。電流バランス制御装置10は、所定の電流値の範囲を逸脱している出力電流が存在する場合(ステップS303のYES)、所定の電流値の範囲を逸脱している出力電流のうち最も逸脱している出力電流が所定の電流値の範囲に収まるように、より詳細には、最も逸脱している出力電流が所定の電流値の範囲の上限値を上回るものである場合にはその出力電流を減少させて所定の電流値の範囲に収まるように、一方、最も逸脱している出力電流が所定の電流値の範囲の下限値を下回るものである場合にはその出力電流を増加させて所定の電流値の範囲に収まるように、最も逸脱している出力電流に対応する電力半導体のゲートを駆動制御する(ステップS305)。一方、電流バランス制御装置10は、所定の電流値の範囲を逸脱している出力電流が存在しない場合(ステップS303のNO)、現在の制御の状態をそのまま維持する。
Next, an example of the procedure of the current balance control process in the first embodiment will be described with reference to FIG.
The current
この後、ステップS301に戻り、次の周期においても同様な処理を繰り返す。 Thereafter, the process returns to step S301, and the same processing is repeated in the next cycle.
以上のように、第1の実施形態によれば、各周期において、出力電流が制約条件から最も逸脱している電力半導体に対して電流バランス制御を行い、その電力半導体の出力電流を調整することにより、各電力半導体のそれぞれの平均出力電流のばらつきを抑えることができる。これにより、並列接続された電力半導体の電気的特性や導体構造を考慮することなく、並列電力半導体間の高精度な電流バランスを実現することができる。 As described above, according to the first embodiment, in each cycle, the current balance control is performed on the power semiconductor whose output current is most deviated from the constraint condition, and the output current of the power semiconductor is adjusted. Thus, it is possible to suppress variation in the average output current of each power semiconductor. As a result, it is possible to realize a highly accurate current balance between the parallel power semiconductors without considering the electrical characteristics and the conductor structure of the power semiconductors connected in parallel.
また、電流量が設定した範囲内に入るように各素子へ出力するゲートパルスを制御することにより、素子間の電流不平衡を抑制することができる。また、複数の電力半導体が並列接続された整流器において、各電力半導体の電流分担に応じた出力電流の制御を行い、電力半導体間の電流平衡を実現することができる。 Further, by controlling the gate pulse output to each element so that the current amount falls within the set range, current imbalance between elements can be suppressed. In addition, in a rectifier in which a plurality of power semiconductors are connected in parallel, output current can be controlled according to the current sharing of each power semiconductor, and current balance between the power semiconductors can be realized.
また、周期毎に、制約条件の上下限値を逸脱する出力電流がある場合には1つの電力半導体に対して制御を行えばよいため、電力半導体間の協調制御を必要としない。 In addition, when there is an output current that deviates from the upper and lower limit values of the constraint conditions for each period, it is only necessary to control one power semiconductor, so that cooperative control between the power semiconductors is not required.
また、近年要求される制約条件を満足しつつ、低コストな整流器を提供することができる。
(第2の実施形態)
次に、図4乃至図10を参照して、第2の実施形態について説明する。
なお、以下では、並列接続された電力半導体の出力電流が、図2の周期1などに示すように不平衡状態になる場合を想定して説明する。また、以下、電力半導体としてサイリスタを用いた場合について説明するが、サイリスタの代わりに、IEGTまたはIGBTを用いてもよい。
In addition, it is possible to provide a low-cost rectifier while satisfying recently required constraints.
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment will be described with reference to FIGS.
In the following description, it is assumed that the output current of the power semiconductors connected in parallel is in an unbalanced state as shown in
第2の実施形態における電流バランス制御装置10は、第1の実施形態と異なり、複数の相を1ブリッジとする大容量のサイリスタ整流器を想定している。また、第2の実施形態における電流バランス制御装置10は、図11に示すような従来技術と異なり、ゲート信号発生部101の代わりに、各サイリスタの出力電流を抑制または促進させる制御を含むゲート信号を出力するゲート信号発生部500を備える。
Unlike the first embodiment, the current
図4及び図5は、第2の実施形態における電流バランス制御装置を備えたサイリスタ整流器の構成例を示す図である。
電流バランス制御装置10の主回路部分は、U相、V相、W相、X相、Y相、およびZ相にそれぞれ1つのサイリスタTU1、TV1、TW1、TX1、TY1、およびTZ1、ヒューズFU1、FV1、FW1、FX1、FY1、およびFZ1、並びに、ゲート回路GU1、GV1、GW1、GX1、GY1、およびGZ1、から構成されるブリッジを備える。電流バランス制御装置10は、このブリッジが並列にN個のブリッジ103−1、103−2、・・・、103−Nが接続されており、これらN個のブリッジに電力を供給する3相交流電源100を備える。
4 and 5 are diagrams illustrating a configuration example of a thyristor rectifier including the current balance control device according to the second embodiment.
The main circuit portion of the current
また、電流バランス制御装置10は、位相制御角指令部501、電流バランス診断部502、U相ゲート信号発生部504U、各ブリッジに設けられておりP側の各サイリスタの出力電流を検出する電流検出部503−1P、503−2P、・・・、503−NP、及び各ブリッジに設けられておりN側の各サイリスタの出力電流を検出する電流検出部503−1N、503−2N、・・・、503−NNを備える。
The current
以下、U相サイリスタについて説明するが、V相、W相、X相、Y相、及びZ相のサイリスタについても同様である。また、電流バランス制御装置10の各ブリッジにおいて、U相が導通している場合における動作について説明する。
The U-phase thyristor will be described below, but the same applies to the V-phase, W-phase, X-phase, Y-phase, and Z-phase thyristors. The operation when the U phase is conducted in each bridge of the current
位相制御角指令部501は、U相の並列接続されたサイリスタTU1、TU2、・・・、TUNに対する位相制御角を指示する位相制御角指令信号602U、602V、602W、602X、602Y、及び602Zを周期的に一括して出力する。
The phase control
電流バランス診断部502は、P側サイリスタ電流検出信号IP1、IP2、・・・、IPNまたはN側サイリスタ電流検出信号IN1、IN2、・・・、INNに基づいて、各サイリスタの電流バランスを診断する。なお、電流バランス診断部502の詳細については、後述する。
The current
U相ゲート信号発生部504Uは、3相交流電源100から印加されるR相同期信号200Rと、位相制御角指令部501から出力されるU相位相制御角指令信号602Uとに従って、周期的に、電流バランス診断部502から出力されるU相電流バランス制御信号600U−1、600U−2、・・・、600U−Nに対応するU相サイリスタゲート信号601U−1、601U−2、・・・、601U−Nを出力する。
The U-phase gate
ここで、第2の実施形態に係る電流バランス制御装置10と第1の実施形態に係る電流バランス制御装置10との対応関係について説明する。
U相サイリスタTU1は、電力半導体T1に対応する。U相サイリスタTU2は、電力半導体T2に対応する。U相サイリスタTUNは、電力半導体TNに対応する。U相サイリスタTU1に対するゲート回路GU1は、電力半導体ゲート回路G1に対応する。U相サイリスタゲート回路GU2は、電力半導体ゲート回路G2に対応する。U相サイリスタゲート回路GUNは、電力半導体ゲート回路GNに対応する。位相制御角指令部501は、位相制御角指令部300に対応する。電流バランス診断部502は、電流バランス診断部301に対応する。U相サイリスタゲート信号発生部504U−1は、ゲート信号発生部302−1に対応する。U相サイリスタゲート信号発生部504U−2は、ゲート信号発生部302−2に対応する。U相サイリスタゲート信号発生部504U−Nは、ゲート信号発生部302−Nに対応する。U相位相制御角指令信号602Uは、位相制御角指令信号400に対応する。
Here, the correspondence relationship between the current
U-phase thyristor TU1 corresponds to power semiconductor T1. U-phase thyristor TU2 corresponds to power semiconductor T2. The U-phase thyristor TUN corresponds to the power semiconductor TN. The gate circuit GU1 for the U-phase thyristor TU1 corresponds to the power semiconductor gate circuit G1. U-phase thyristor gate circuit GU2 corresponds to power semiconductor gate circuit G2. U-phase thyristor gate circuit GUN corresponds to power semiconductor gate circuit GN. The phase control
U相サイリスタTU1の電流バランス制御信号600U−1は、電力半導体T1の電流バランス制御信号401−1に対応する。U相サイリスタTU2の電流バランス制御信号600U−2は、電力半導体T2の電流バランス制御信号401−2に対応する。U相サイリスタTUNの電流バランス制御信号600U−Nは、電力半導体TNの電流バランス制御信号401−Nに対応する。
The current
U相サイリスタTU1のゲート信号601U−1は、電力半導体T1のゲート信号402−1に対応する。U相サイリスタTU2のゲート信号601U−2は、電力半導体T2のゲート信号402−2に対応する。U相サイリスタTUNのゲート信号601U−Nは、電力半導体TNのゲート信号402−Nに対応する。U相サイリスタTU1の出力電流IU1は、電力半導体T1の出力電流I1に対応する。U相サイリスタTU2の出力電流IU2は、電力半導体T2の出力電流I2に対応する。U相サイリスタTUNの出力電流IUNは、電力半導体TNの出力電流INに対応する。U相サイリスタ出力合計電流IUは、電力半導体出力合計電流Iに対応する。
The
次に、図6を参照して、電流バランス診断部502の構成例について説明する。
電流バランス診断部502は、電流出力識別部505、U相サイリスタ差分演算部509U1、U1相遅れ制御角設定部512U1+、U1相進み制御角設定部512U1−、U相サイリスタ制御角指令値合成部513U1、U相故障検出部514U、比較部515、U1相前回値保持部516U1、及び基準値演算部517、等を備える。
Next, a configuration example of the current
The current
電流出力識別部505は、U相ゲート信号発生部504Uから出力されるU相サイリスタゲート信号601U−1、601U−2、・・・、601U−Nと、V相ゲート信号発生部504Vから出力されるV相サイリスタゲート信号601V−1、601V−2、・・・、601V−Nと、W相ゲート信号発生部504Wから出力されるW相サイリスタゲート信号601W−1、601W−2、・・・、601W−Nと、電流検出部503−1P、503−2P、・・・、503−NPにより検出されるサイリスタ電流検出信号IP1、IP2、・・・、IPNと、を用いて、サイリスタ電流検出信号IP1、IP2、・・・、IPNが、U相のサイリスタから出力されたU相出力電流IU1、IU2、・・・、IUNであるか否かを識別する。
The current
電流出力識別部505は、U相出力電流IU1、IU2、・・・、IUNを、U相故障検出部514U及び基準値演算部517に出力する。
Current
U相故障検出部514Uは、U相出力電流IU1、IU2、・・・、IUNを用いて故障して電流出力が停止しているサイリスタを検出し、U相サイリスタ故障信号611U1、611U2、・・・、611UNを、基準値演算部517及び比較部515に出力する。
The U-phase failure detection unit 514U detects U-phase output currents IU1, IU2,..., IUN to detect thyristors that have failed and the current output is stopped, and U-phase thyristor failure signals 611U1, 611U2,. 611UN is output to the reference
基準値演算部517は、U相出力電流IU1、IU2、・・・、IUN及びU相サイリスタ故障信号611U1、611U2、・・・、611UNを用いて、電流バランス制御の対象となるサイリスタを選定するために必要なU相サイリスタ出力電流の基準値を中心とするとなるU相サイリスタ出力電流上下限値606を出力する。基準値演算部517によるU相サイリスタ出力電流上下限値606の具体的な算出手法については、後述する。
The reference
U相サイリスタ差分演算部509U1は、U相サイリスタ出力電流IU1及びU相サイリスタ出力電流上下限値606に基づき、U相サイリスタ出力電流差分値607U1を演算し、演算したU相サイリスタ出力電流差分値607U1を比較部515に出力する。同様に、U相サイリスタ差分演算部509U2乃至509UNは、それぞれ、U相サイリスタ出力電流差分値607U2乃至607UNを比較部515に出力する。
The U-phase thyristor difference calculation unit 509U1 calculates the U-phase thyristor output current difference value 607U1 based on the U-phase thyristor output current IU1 and the U-phase thyristor output current upper /
比較部515は、U相サイリスタ出力電流差分値607U1、607U2、・・・、607UNを比較し、絶対値が一番大きいものを検出し、制御対象となるU相サイリスタをU相サイリスタTU1、TU2、・・・、TUNから決定する。
The
ここで、U相サイリスタ出力電流差分値607U1の絶対値が他のサイリスタ出力電流差分値607U2乃至607UNの絶対値よりも大きい場合について説明する。比較部515は、U相サイリスタTU1を制御対象として検出する。そして、比較部515は、U相サイリスタ出力電流差分値607U1が正の値である場合、プラス側U相サイリスタ制御実行信号608U1+を、U1相遅れ制御角設定部512U1+及びU1相前回値保持部516U1に出力する。一方、比較部515は、U相サイリスタ出力電流差分値607U1が負の値である場合、マイナス側U相サイリスタ制御実行信号608U1−を、U1相進み制御角設定部512U1−及びU1相前回値保持部516U1に出力する。
Here, a case where the absolute value of the U-phase thyristor output current difference value 607U1 is larger than the absolute values of the other thyristor output current difference values 607U2 to 607UN will be described.
また、比較部515は、U相サイリスタ故障信号611U1、611U2、・・・、611UNの何れかを受信した場合、受信したU相サイリスタ故障信号611に対応するサイリスタの制御実行信号608を停止する。例えば、比較部515は、U相サイリスタ故障信号611U1を受信した場合、受信したU相サイリスタ故障信号611U1に対応するサイリスタTU1のプラス側U相サイリスタ制御実行信号608U1+及びマイナス側U相サイリスタ制御実行信号608U1−を停止する。
Further, when any of the U-phase thyristor failure signals 611U1, 611U2,..., 611UN is received, the
U1相遅れ制御角設定部512U1+は、プラス側U相サイリスタ制御実行信号608U1+が入力されると、U1相遅れ制御角指令値609U1+をU相サイリスタ制御角指令値合成部513U1に出力する。一方、U1相進み制御角設定部512U1−は、マイナス側U相サイリスタ制御実行信号608U1−が入力されると、U1相進み制御角指令値609U1−をU相サイリスタ制御角指令値合成部513U1に出力する。 When the positive U-phase thyristor control execution signal 608U1 + is input, U1-phase delay control angle setting unit 512U1 + outputs U1-phase delay control angle command value 609U1 + to U-phase thyristor control angle command value synthesis unit 513U1. On the other hand, when the negative U phase thyristor control execution signal 608U1- is input, the U1 phase advance control angle setting unit 512U1- sends the U1 phase advance control angle command value 609U1- to the U phase thyristor control angle command value synthesis unit 513U1. Output.
なお、U1相遅れ制御角設定部512U1+およびU1相進み制御角設定部512U1−によって設定される制御角の値は、それぞれ、固定値(+αおよび−α)である。また、固定値(+αおよび−α)は、例えば、制御対象となるサイリスタの電流量を上記所定の範囲に収めるための値であればよい。また、U1相遅れ制御角設定部512U1+によって設定される制御角の値の絶対値と、U1相進み制御角設定部512U1−によって設定される制御角の値の絶対値とは異なっていてもよい。 Note that the control angle values set by the U1-phase delay control angle setting unit 512U1 + and the U1-phase advance control angle setting unit 512U1- are fixed values (+ α and -α), respectively. Further, the fixed values (+ α and −α) may be values that are used to keep the amount of current of the thyristor to be controlled within the predetermined range, for example. Further, the absolute value of the control angle value set by the U1 phase lag control angle setting unit 512U1 + may be different from the absolute value of the control angle value set by the U1 phase advance control angle setting unit 512U1-. .
U相サイリスタ制御角指令値合成部513U1は、U1相遅れ制御角指令値609U1+及びU1相進み制御角指令値609U1−を合成し、合成結果に基づき、U1相制御角指令値610U1をU1相前回値保持部516U1に出力する。 The U-phase thyristor control angle command value synthesis unit 513U1 synthesizes the U1-phase delay control angle command value 609U1 + and the U1-phase advance control angle command value 609U1- and, based on the synthesis result, the U1-phase control angle command value 610U1 as the U1-phase previous time. The data is output to the value holding unit 516U1.
U1相前回値保持部516U1は、プラス側U相サイリスタ制御実行信号608U1+またはマイナス側U相サイリスタ制御実行信号608U1−が入力されると、U相サイリスタ電流バランス制御信号600U−1の前回値にU1相制御角指令値610U1を加算した値をU相サイリスタ電流バランス制御信号600U−1として出力する。また、U1相前回値保持部516U1は、プラス側U相サイリスタ制御実行信号608U1+またはマイナス側U相サイリスタ制御実行信号608U1−のいずれも入力されない場合、U相サイリスタ電流バランス制御信号600U−1の前回値を出力する。
When the positive U-phase thyristor control execution signal 608U1 + or the negative U-phase thyristor control execution signal 608U1- is input, the U1-phase previous value holding unit 516U1 sets U1 to the previous value of the U-phase thyristor current
次に、図7を参照して、電流出力識別部505のより詳細な構成例について説明する。
電流出力識別部505は、U1相同期区間識別部510U1、V1相同期区間識別部510V1、W1相同期区間識別部510W1、U1相検出信号平均値演算部511U1、V1相検出信号平均値演算部511V1、及びW1相検出信号平均値演算部511W1を備える。
Next, a more detailed configuration example of the current
The current
電流バランス診断部502に入力されたU相サイリスタゲート信号601U−1及びV相サイリスタゲート信号601V−1は、U1相同期区間識別部510U1に入力される。
The U-phase
U1相同期区間識別部510U1は、セット側(S側)に値が入力されると、リセット側(R側)に値が入力されるまで前回の値を保持する。したがって、U1相同期区間識別部510U1は、U相サイリスタゲート信号発生部504U−1からU相サイリスタゲート信号601U−1が出力されると、次にV相サイリスタゲート信号601V−1が出力されるまでの間、U1相同期区間信号603U−1を出力し続ける。
When a value is input to the set side (S side), the U1 phase synchronization section identification unit 510U1 holds the previous value until a value is input to the reset side (R side). Therefore, when the U-phase
同様に、V1相同期区間識別部510V1は、V相サイリスタゲート信号601V−1及びW相サイリスタゲート駆動信号601W−1が入力されると、V1相同期区間信号603V−1を出力する。W1相同期区間識別部510W1は、W1相同期区間識別部510W1にW相サイリスタゲート信号601W−1及びU相サイリスタゲート信号601U−1が入力されると、W1相同期区間信号603W−1を出力する。
Similarly, when the V-phase
電流出力識別部505は、同期区間信号603U−1、同期区間信号603V−1、及び同期区間信号603W−1を用いて、U1相同期区間信号603U−1が出力されている区間におけるP側サイリスタ電流検出信号IP1を抽出する。
The current
U1相検出信号平均値演算部511U1は、U1相の同期区間におけるP側サイリスタ電流検出信号IP1の平均値を計算する。U1相検出信号平均値演算部511U1は、計算した平均値をU相サイリスタ出力電流IU1として周期毎に出力する。同様に、図示していないが、U相検出信号平均値演算部511U2乃至511UNは、それぞれ、P側サイリスタ電流検出信号IP2の平均値乃至IPNの平均値を計算し、U相サイリスタ出力電流IU2乃至IUNとして周期毎に出力する。 The U1-phase detection signal average value calculation unit 511U1 calculates the average value of the P-side thyristor current detection signal IP1 in the U1-phase synchronization interval. The U1-phase detection signal average value calculation unit 511U1 outputs the calculated average value as a U-phase thyristor output current IU1 for each cycle. Similarly, although not shown, the U-phase detection signal average value calculation units 511U2 to 511UN calculate the average value of the P-side thyristor current detection signal IP2 to the average value of IPN, respectively, and the U-phase thyristor output currents IU2 to IU2 Output as IUN for each period.
次に、図8を参照して、電流出力識別部505によって識別される入力信号波形の一例を説明する。
図8に示すように、同期区間信号603U−1がオンの場合、同期区間信号603V−1及び同期区間信号603W−1はオフである。同様に、同期区間信号603V−1がオンの場合、同期区間信号603U−1及び同期区間信号603W−1はオフである。同期区間信号603W−1がオンの場合、同期区間信号603U−1及び同期区間信号603V−1はオフである。図8に示すIP1は、同期区間信号603U−1、603V−1、及び603W−1の何れか1つがオンの場合における、入力信号であるP側サイリスタ電流検出信号IP1の平均値を示している。
Next, an example of the input signal waveform identified by the current
As shown in FIG. 8, when the
次に、図9を参照して、基準値演算部517の詳細な構成例について説明する。
U相サイリスタ出力電流IU1、IU2、・・・、IUNは、基準値演算部517に設けられた平均値演算部506に入力される。平均値演算部506は、U相の各サイリスタの出力電流IU1、IU2、・・・、IUNを用いて演算したU相出力電流平均値604を上下限値演算部508に出力する。また、平均値演算部506は、U相サイリスタ故障信号611U1、611U2、・・・、611UNの何れかを受信すると、受信したU相サイリスタ故障信号611U1、611U2、・・・、611UNの数に対応する故障したサイリスタの個数に応じて、U相出力電流平均値604を算出するための内部パラメタを変更する。例えば、平均値演算部506は、3つのサイリスタが故障している場合、U相出力電流平均値604を求めるために対象となるサイリスタの数を、対象となるサイリスタの数から3を引いた値に変更する。
Next, a detailed configuration example of the reference
The U-phase thyristor
上下限値演算部508は、制約条件設定部507から出力される制約条件設定値605及びU相出力電流平均値604を用いて、ある制約条件式にしたがってU相サイリスタ出力電流の上下限値を計算する。制約条件設定値605は、例えば電流不平衡率に基づき設定される値である。上下限値演算部508は、例えば、電流不平衡率が10%である場合、U相出力電流平均値604を基準値として、その基準値に対して10%大きい電流値を上限値、その基準値に対して10%小さい電流値を下限値とし計算する。また、上下限値演算部508は、例えば、計算した上限値及び下限値を電流平衡率の範囲として算出する。上下限値演算部508は、計算したU相サイリスタ出力電流上下限値606を出力する。
The upper and lower limit
図10は、U相の各出力電流IU1、IU2、・・・、IUNの電流バランス制御結果を示したものである。
1周期目(周期1)において、出力電流IU1、IU2、・・・、IUN及び制約条件設定値605を用いてU相サイリスタ出力電流上下限値606が計算される。そして、比較部515において、U相サイリスタ出力電流上下限値606と出力電流IU1、IU2、・・・、IUNの各々との差分に関する比較が行われる。そして、出力電流IU1がU相サイリスタ出力電流上下限値606を逸脱している最大電流値であることが分かる。
FIG. 10 shows the current balance control results of the U-phase output currents IU1, IU2,..., IUN.
In the first period (period 1), the U-phase thyristor output current upper and
次に、2周期目(周期2)において、出力電流IU1に対して位相を遅らせる方向に設定されたU1相制御角指令値610U1が出力されることによって、出力電流IU1が減少する。同時に、比較部515において、出力電流IU1、IU2、・・・、IUNの各々に対するU相サイリスタ出力電流上下限値606との差分に関する比較が行われ、出力電流IUNがU相サイリスタ出力電流上下限値606を逸脱している最小電流値であることが分かる。
Next, in the second cycle (cycle 2), the output current IU1 is decreased by outputting the U1-phase control angle command value 610U1 set in the direction of delaying the phase with respect to the output current IU1. At the same time, the
3周期目(周期3)において、出力電流IUNに対して位相を進ませる方向に設定されたUN相制御角指令値610UNが出力され、出力電流IUNが増加すると共に、出力電流IU1に対してU1相制御角指令値610U1の前回の値が保持された状態で出力される。そのため、出力電流IU1に対する制御が継続されるため、出力電流IU1が減少する。 In the third period (period 3), the UN phase control angle command value 610UN set in the direction of advancing the phase with respect to the output current IUN is output, the output current IUN increases, and the output current IU1 It is output in a state where the previous value of phase control angle command value 610U1 is held. For this reason, the control on the output current IU1 is continued, so that the output current IU1 decreases.
以上のように、第2の実施形態によれば、U相、V相、W相、X相、Y相、及びZ相の各相において、第1の実施形態と同様の効果が得られる。また、制約条件に基づく範囲から最も逸脱しているサイリスタの出力電流を制御し、各相のサイリスタのそれぞれの平均出力電流のばらつきを抑えることができる。また、電流分担に応じたサイリスタの出力電流を制御し、各相のサイリスタのそれぞれの平均出力電流のばらつきを抑えることができる。これにより、並列接続されたサイリスタを電気的特性によって選別することなく、並列サイリスタ間の高精度な電流バランスを実現することができる。 As described above, according to the second embodiment, the same effects as those of the first embodiment can be obtained in each of the U phase, V phase, W phase, X phase, Y phase, and Z phase. Further, it is possible to control the output current of the thyristor that is most deviated from the range based on the constraint condition, and to suppress variations in the average output current of each phase thyristor. Further, it is possible to control the output current of the thyristor according to the current sharing, and to suppress the variation of the average output current of each phase thyristor. Thereby, it is possible to realize a highly accurate current balance between the parallel thyristors without selecting the thyristors connected in parallel according to the electrical characteristics.
また、上限値よりも大きな電流を負担しているサイリスタのゲートパルスは遅らせ、下限値よりも小さな電流を負担しているサイリスタのゲートパルスは進ませる制御を行うことができる。 Further, it is possible to delay the gate pulse of the thyristor bearing a current larger than the upper limit value and advance the gate pulse of the thyristor bearing a current smaller than the lower limit value.
また、電流バランス制御に必要な設定値を自動で演算することができる。具体的には、各素子間の電流不平衡率を例えば10%とする制約条件を指定することで上下限値を自動で計算することができる。 In addition, a set value necessary for current balance control can be automatically calculated. Specifically, the upper and lower limit values can be automatically calculated by designating a constraint condition in which the current unbalance rate between the elements is 10%, for example.
また、サイリスタの故障等が生じるような条件下においても、自動的にパラメタ等の設定値を変更することによって、安定したサイリスタ間の電流バランス制御を高精度に行うことができる。 In addition, even under conditions where a thyristor failure or the like occurs, it is possible to perform stable current balance control between thyristors with high accuracy by automatically changing setting values such as parameters.
また、電力半導体をサイリスタの代わりに、IEGTまたはIGBTを使用しても同様の効果が得られる。 The same effect can be obtained by using IEGT or IGBT as the power semiconductor instead of the thyristor.
なお、第1の実施形態及び第2の実施形態において、各構成要素は、ハードウェアまたはソフトウェアで実現することができる。例えば、図1に示される、電流バランス制御装置10をハードウェアで実現し、位相制御角指令部300をソフトウェアで実現してもよい。
In the first embodiment and the second embodiment, each component can be realized by hardware or software. For example, the current
また、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素乃至幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。 Further, the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Further, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, all the constituent elements shown in the embodiment or some constituent elements may be deleted. Furthermore, you may combine suitably the component covering different embodiment.
100…3相交流電源、101…ゲート信号発生部、103−1…ブリッジ、200R…R相同期信号、300…位相制御角指令部、301…電流バランス診断部、302−1…ゲート信号発生部、500…ゲート信号発生部、501…位相制御角指令部、502…電流バランス診断部、503−1P…P側電流検出部、504U…U相ゲート信号発生部、504U−1…U相サイリスタゲート信号発生部、505…電流出力識別部、506…平均値演算部、507…制約条件設定部、508…上下限値演算部、509U1…U相サイリスタ差分演算部、510U1…U1相同期区間識別部、511U1…U1相検出信号平均値演算部、512U1+…U1相遅れ制御角設定部、512U1…U1相進み制御角設定部、513U1…U相サイリスタ制御角指令値合成部、514U…U相故障検出部、515…比較部、516U1…U1相前回値保持部、517…基準値演算部、FU1…U相ヒューズ、G1…電力半導体ゲート回路、GU1…U相サイリスタゲート回路、I…電力半導体出力合計電流、IU…U相サイリスタ出力合計電流、T1…電力半導体、TU1…U相サイリスタ。
DESCRIPTION OF
Claims (8)
一定の周期で、前記複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のうち所定の電流値の範囲から逸脱するものがあるか否かを確認し、逸脱するものがある場合に、最も逸脱している出力電流が前記所定の電流値の範囲内に収まるように該当する電力半導体のゲートを駆動制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記複数の電力半導体に対して位相制御角指令信号を周期的に出力する位相制御角指令手段と、
前記複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のバランスを周期毎に診断し、前記最も逸脱している出力電流を抑制または促進させて前記最も逸脱している出力電流が前記範囲内に収まるようにするための電流バランス制御信号を出力する電流バランス診断手段と、
前記位相制御角指令信号に従って、周期的に、前記電流バランス制御信号に対応するゲート信号を該当する電力半導体に供給するゲート信号発生手段と、を備えた電流バランス制御装置。 A current balance control device for controlling the current balance of a plurality of parallel-connected power semiconductors that alternately repeat energization and pause,
Check whether there is any deviation from the range of the predetermined current value among the plurality of output currents output from the plurality of power semiconductors at a certain period. Control means for driving and controlling the gate of the corresponding power semiconductor so that the output current is within the range of the predetermined current value ,
The control means includes
Phase control angle command means for periodically outputting a phase control angle command signal to the plurality of power semiconductors;
The balance of a plurality of output currents output from the plurality of power semiconductors is diagnosed for each period, and the most deviating output current is suppressed or promoted, so that the most deviating output current falls within the range. Current balance diagnostic means for outputting a current balance control signal for
A current balance control device comprising: a gate signal generation unit that periodically supplies a gate signal corresponding to the current balance control signal to a corresponding power semiconductor according to the phase control angle command signal .
同相に並列接続されている電力半導体の出力電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記電流バランス診断手段は、前記電流検出手段により検出された出力電流に応じて前記同相の各電力半導体の出力電流不平衡を抑制する制御を含むゲート信号を発生させる、ように構成されている請求項1記載の電流バランス制御装置。 A plurality of bridges including the plurality of power semiconductors are connected in parallel with six U-phase, V-phase, W-phase, X-phase, Y-phase, and Z-phase as one bridge,
A current detecting means for detecting an output current of the power semiconductor connected in parallel in the same phase;
The current balancing means for diagnosing said current detecting means in response to the detected output current to generate the gate signal including a control to suppress the output current unbalance of each power semiconductor of the same phase, so that consists claimed Item 2. The current balance control device according to Item 1 .
前記電流バランス診断手段は、電流分担率が最も高い電力半導体に対しては出力電流を減少させ、電流分担率が最も低い電力半導体に対しては出力電流を増加させる電流バランス制御信号を出力し、
前記ゲート信号発生手段は、前記位相制御角指令信号に従って、前記電流バランス制御信号に対応するゲート信号を発生させる、ように構成されている請求項2記載の電流バランス制御装置。 The phase control angle command means collectively outputs the phase control angle command signal to each in-phase power semiconductor,
The current balance diagnosis means outputs a current balance control signal that decreases the output current for a power semiconductor having the highest current sharing ratio and increases the output current for a power semiconductor having the lowest current sharing ratio,
The gate signal generating means, wherein in accordance with the phase control angle command signal, the current balance control signal to generate a gate signal corresponding to the current balance control device according to claim 2 that is configured to.
前記電流検出手段によって検出された出力電流の出力相を識別する電流出力識別手段と、
前記電流出力識別手段によって識別された同相の出力電流に基づき、故障している電力半導体を検出し、故障検出信号を出力する故障検出手段と、
前記電流出力識別手段によって識別された同相の各電力半導体の出力電流及び前記故障検出手段によって生成される故障検出信号に基づき、前記同相の出力電流の基準値を演算する基準値演算手段と、
前記同相の各電力半導体の出力電流と前記基準値との差分を演算する差分演算手段と、
各差分を前記同相の各電力半導体間で比較し、差分の絶対値が一番大きいものを検出し、制御対象となる電力半導体を決定する比較手段と、
前記制御対象となる電力半導体に対する位相制御角の設定を行い、進み制御角指令信号または遅れ制御角指令信号を出力する電流バランス位相制御角設定手段と、
前記電流バランス位相制御角設定手段から出力された進み制御角指令信号または遅れ制御角指令信号を周期毎に合成し、制御角指令値として出力する制御角指令値合成手段と、
前記制御角指令値合成手段から前記進み制御角指令信号または前記遅れ制御角指令信号が出力されない場合、前回の値を保持し、前記進み制御角指令信号または前記遅れ制御角指令信号が出力された場合、前回の値に前記進み制御角指令信号または前記遅れ制御角指令信号を加算したものを電流バランス制御信号として出力する前回値保持手段と、
をさらに備える請求項2記載の電流バランス制御装置。 The current balance diagnosis means includes
Current output identification means for identifying the output phase of the output current detected by the current detection means;
Based on the in-phase output current identified by the current output identification means, a failure detection means for detecting a failed power semiconductor and outputting a failure detection signal;
A reference value calculation means for calculating a reference value of the in-phase output current based on the output current of each in-phase power semiconductor identified by the current output identification means and the failure detection signal generated by the failure detection means;
A difference calculating means for calculating a difference between an output current of each power semiconductor in the same phase and the reference value;
Comparing means for comparing each difference between the power semiconductors in the same phase, detecting the largest absolute value of the difference, and determining the power semiconductor to be controlled;
Current balance phase control angle setting means for setting a phase control angle for the power semiconductor to be controlled and outputting a lead control angle command signal or a delay control angle command signal;
Control angle command value synthesizing means for synthesizing the advance control angle command signal or the delay control angle command signal output from the current balance phase control angle setting means for each cycle, and outputting the control angle command value as a control angle command value;
When the advance control angle command signal or the delay control angle command signal is not output from the control angle command value synthesizing means, the previous value is held and the advance control angle command signal or the delay control angle command signal is output. A previous value holding means for outputting, as a current balance control signal, a value obtained by adding the advance control angle command signal or the delay control angle command signal to the previous value;
Further comprising Ru claim 2 current balance control device according to.
前記ゲート信号発生手段によって発生された前記ゲート信号に基づいて、各相の同期区間を識別する同期区間識別手段と、
前記電流検出手段によって検出された前記出力電流の電流検出信号及び前記同期区間識別手段によって識別された同期区間の識別信号に基づいて、前記電流検出信号の平均値を演算して出力する検出信号平均値演算手段と、
をさらに備える請求項4記載の電流バランス制御装置。 The current output identification means includes
Synchronization section identifying means for identifying a synchronization section of each phase based on the gate signal generated by the gate signal generating means;
Based on the current detection signal of the output current detected by the current detection means and the identification signal of the synchronization interval identified by the synchronization interval identification means, a detection signal average that calculates and outputs an average value of the current detection signal Value calculation means;
Further comprising Ru claim 4 current balance control device according to.
前記同相の各電力半導体の出力電流及び前記故障検出信号に基づいて、前記同相の各電力半導体の出力電流平均値を演算する平均値演算手段と、
前記同相の各電力半導体の出力電流の制約条件を定める電流不平衡率を設定する制約条件設定手段と、
前記出力電流平均値及び前記電流不平衡率に基づいて、前記基準値を中心とする上下限値を演算する上下限値演算手段と、
をさらに備える請求項4記載の電流バランス制御装置。 The reference value calculating means includes
Based on the output current of each in-phase power semiconductor and the failure detection signal, average value calculating means for calculating the average output current value of each in-phase power semiconductor;
Restriction condition setting means for setting a current unbalance rate that defines a restriction condition of the output current of each power semiconductor in the same phase;
Upper and lower limit value calculating means for calculating upper and lower limit values centered on the reference value based on the output current average value and the current imbalance rate;
Further comprising Ru claim 4 current balance control device according to.
制御手段により、一定の周期で、前記複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のうち所定の電流値の範囲から逸脱するものがあるか否かを確認し、逸脱するものがある場合に、最も逸脱している出力電流が前記所定の電流値の範囲内に収まるように該当する電力半導体のゲートを駆動制御し、
前記制御手段の位相制御角指令手段により、前記複数の電力半導体に対して位相制御角指令信号を周期的に出力し、
前記制御手段の電流バランス診断手段により、前記複数の電力半導体から出力される複数の出力電流のバランスを周期毎に診断し、前記最も逸脱している出力電流を抑制または促進させて前記最も逸脱している出力電流が前記範囲内に収まるようにするための電流バランス制御信号を出力し、
前記制御手段のゲート信号発生手段により、前記位相制御角指令信号に従って、周期的に、前記電流バランス制御信号に対応するゲート信号を該当する電力半導体に供給する電流バランス制御方法。 A current balance control device for controlling a current balance of a plurality of power semiconductors connected in parallel that alternately repeat energization and pause, and a current balance control method,
When the control means checks whether or not there is a deviation from a predetermined current value range among the plurality of output currents output from the plurality of power semiconductors at a constant cycle, and there is a deviation , Driving and controlling the gate of the corresponding power semiconductor so that the most deviating output current falls within the range of the predetermined current value ,
The phase control angle command means of the control means periodically outputs a phase control angle command signal to the plurality of power semiconductors,
The current balance diagnosing means of the control means diagnoses the balance of the plurality of output currents output from the plurality of power semiconductors for each period, and suppresses or promotes the most deviating output current to make the most deviating. Output a current balance control signal so that the output current is within the range,
A current balance control method in which a gate signal corresponding to the current balance control signal is periodically supplied to a corresponding power semiconductor by a gate signal generation unit of the control unit in accordance with the phase control angle command signal .
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