JP6355251B2 - motor - Google Patents
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Description
近年、エネルギー問題などが顕在化し、モータを使用したハイブリッド自動車が普及し、モータで駆動する電気自動車の開発も進められている。また、産業用モータに関する高効率化の規制なども注目されている。本発明はこれらのモータ、発電機、および、それらの駆動技術の改良に関わるものである。すなわち、モータの高効率化、小型化、および、モータ駆動の低コスト化に関わるものである。 In recent years, energy problems and the like have become apparent, and hybrid vehicles using motors have become widespread, and electric vehicles driven by motors have been developed. In addition, high efficiency regulations regarding industrial motors are attracting attention. The present invention relates to improvements in these motors, generators, and their drive technology. In other words, the present invention relates to higher efficiency and smaller size of the motor and lower cost of driving the motor.
ハイブリッド自動車の主機モータや産業機械用の高精度、高応答モータとして、永久磁石型の同期モータが多く使用されている。これらの用途では、モータの回転速度の範囲を広く取るため、界磁磁束制御によるいわゆる定出力特性が求められている。例えば図2に示すように、基底回転数Nba=3000rpmに対して最高回転数Nmx=12000rpmまでの4倍の回転数まで駆動する。基底回転数Nbaの時の界磁磁束の大きさに対し、最高回転数Nmxの時の界磁磁束の大きさは、この場合1/4となる。このような定出力特性が求められ、最高回転数Nmxでは界磁磁束を減少させる制御が必要となる永久磁石型モータとして、磁石内蔵型同期モータIPMSMが使用されることが多い。通常、界磁磁束の大きさ制御は、ステータの巻線に通電する電流の制御で行われ、モータ特性とモータ制御技術とが密接に関わった高度な技術で実現されている。 Permanent magnet type synchronous motors are often used as high-precision and high-response motors for main motors and industrial machines of hybrid vehicles. In these applications, so-called constant output characteristics based on field magnetic flux control are required to widen the range of the rotational speed of the motor. For example, as shown in FIG. 2, the motor is driven to a rotational speed four times the maximum rotational speed Nmx = 12000 rpm with respect to the base rotational speed Nba = 3000 rpm. In this case, the magnitude of the field magnetic flux at the maximum rotational speed Nmx is 1/4 with respect to the magnitude of the field magnetic flux at the base rotational speed Nba. Such a constant output characteristic is required, and a built-in magnet type synchronous motor IPMSM is often used as a permanent magnet type motor that requires control to reduce the field magnetic flux at the maximum rotation speed Nmx. Normally, the magnitude of the field magnetic flux is controlled by controlling the current supplied to the stator winding, and is realized by an advanced technology in which the motor characteristics and the motor control technology are closely related.
この従来の永久磁石式同期モータは、最高回転数Nmxで界磁磁束を小さな値とする必要があるため、逆に、基底回転数Nba=3000rpm、以下の低速回転で、トルクT=120Nmでは、ステータの巻線へ大きな界磁電流成分If1を通電する必要があることが多い。界磁電流成分If1は無効電流であって、トルク電流成分It1に対して無視できない程度に大きな値となる。ステータの巻線に通電する電流は、有効電流のトルク電流成分It1と無効電流の界磁電流成分If1とが合わさった合成電流であり、ステータの巻線のジュール熱である銅損が大きな値となる。自動車の急坂の登坂運転のように、基底回転数Nba以下での大トルク運転が長時間続くことを想定する場合は、モータの大きさは大トルク運転での損失特性でおおよそ決まる。 Since this conventional permanent magnet type synchronous motor needs to have a small field magnetic flux at the maximum rotational speed Nmx, conversely, at a base rotational speed Nba = 3000 rpm and a low speed rotation below, with a torque T = 120 Nm, It is often necessary to energize a large field current component If1 to the stator windings. The field current component If1 is a reactive current and has a value that is so large that it cannot be ignored with respect to the torque current component It1. The current passed through the stator winding is a combined current obtained by combining the torque current component It1 of the active current and the field current component If1 of the reactive current, and the copper loss that is the Joule heat of the stator winding is a large value. Become. When it is assumed that a large torque operation at a base rotational speed Nba or less continues for a long time as in a steep climbing operation of an automobile, the size of the motor is roughly determined by a loss characteristic in the large torque operation.
対象とするモータの例について、具体的な数値の例を図2の回転数とトルクの特性例、および、図26の各電流のベクトル図で説明する。このモータの最大トルクは120Nmで、連続定格トルク40Nmの3倍であると仮定する。図2の24が連続出力が可能な点で、23は短時間定格の動作点である。動作点24は3000rpm、40Nmであり、例えば、図26の(a)に示すトルク電流261、界磁励磁電流262の電流を通電することによりその出力を得られる。合成電流263は261と262のベクトル和として得られる。この時力率は位相264の余弦値であり、264が30°の時、力率はcos(30°)=0.866となる。
Examples of target motors will be described with reference to examples of specific numerical values with reference to a characteristic example of the rotational speed and torque in FIG. 2 and a vector diagram of each current in FIG. It is assumed that the maximum torque of this motor is 120 Nm, which is three times the continuous rated torque of 40 Nm. In FIG. 2, 24 is a point where continuous output is possible, and 23 is a short-time rated operating point. The
次に、短時間定格の23の動作点について、各電流、力率を図26の(b)に示す。265はトルク電流で261の3倍の大きさの値となり、266が界磁励磁電流で、267は合成電流である。動作点23は短時間定格の最大トルクの点であり、通常のモータ設計では小型化、低コスト化の要求もあることから、モータの一部が磁気飽和するような設計となるようなことが多く、力率が0.6程度に低下することもある。その時、位相268は53.13°となり、トルク電流265より界磁励磁電流266の方が大きな値となる。力率が1の理想的なモータに比較すると、銅損が1/(0.6×0.6)=2.777倍の値に増加する。インバータの電流容量も1/0.6=1.666倍に増加する。
Next, each current and a power factor are shown in FIG.26 (b) about 23 operating points of short-time rating.
このように、無効電流の界磁電流成分If1が大きい場合はモータの力率が低くなり、有効電流であるトルク電流成分の銅損相当値に比較してかなり大きな銅損となるため、モータが大型化し、高コストなモータとなる問題がある。同時に、力率が低いとステータ巻線へ電流を通電するIGBTなどの電力素子も大きくなり、インバータも高コストなモータシステムとなる問題がある。 Thus, when the reactive current field current component If1 is large, the power factor of the motor is low, and the copper loss is considerably larger than the copper loss equivalent value of the torque current component that is the effective current. There is a problem that the motor is increased in size and cost. At the same time, if the power factor is low, the power element such as an IGBT that supplies current to the stator windings becomes large, and there is a problem that the inverter becomes an expensive motor system.
また一方、産業用として誘導モータも多く使用されている。誘導モータを図2に示すような特性で使用する場合で、基底回転数Nba以下での大トルク運転が長時間続く場合は、モータの低速域での力率が低くなり、モータが大型化し、高コストなモータとなる問題がある。力率が低い領域での大トルク運転が必要である場合には、インバータ容量が大きくなり、コストも高くなる問題がある。 On the other hand, many induction motors are used for industrial purposes. When the induction motor is used with the characteristics as shown in FIG. 2 and the large torque operation at the base rotation speed Nba or less continues for a long time, the power factor in the low speed region of the motor becomes low, the motor becomes large, There is a problem that the motor becomes expensive. When a large torque operation is required in a region where the power factor is low, there is a problem that the inverter capacity is increased and the cost is increased.
他の従来モータとして界磁巻線型の同期モータの例を図25に示す。251はロータ軸、252はロータ、253は界磁巻線、255は界磁励磁用の直流電源、256と257はブラシ、258と259はスリップリングである。25Aはステータで、25Bはステータ巻線である。モータケース、軸受けおよび固定用の部材などは記載していない。 An example of a field winding type synchronous motor as another conventional motor is shown in FIG. 251 is a rotor shaft, 252 is a rotor, 253 is a field winding, 255 is a DC power source for field excitation, 256 and 257 are brushes, and 258 and 259 are slip rings. 25A is a stator and 25B is a stator winding. A motor case, a bearing, and a fixing member are not described.
モータの界磁磁束は、界磁巻線253によって作られるので、合理的であり、直流電源255の供給電力は界磁巻線の抵抗消費分だけでよく、小さな電力で済む。界磁磁束を制御するためにステータ巻線25Bへ界磁電流成分を重畳させる必要はない。ステータに通電する電流はトルク電流であり、有効電流である。無効電流の重畳による銅損の増加はなく、インバータの電流容量の増加も必要がない。
Since the field magnetic flux of the motor is generated by the field winding 253, it is reasonable, and the power supplied from the
しかし、ブラシとスリップリングは、湿度、周囲の化学物質などの使用環境により異常摩耗を起こす可能性があり、寿命もあるので、メンテナンスの負担、サービスの問題、信頼性の問題がある。また、設置スペース、メンテナンススペースのため、大型化する問題がある。 However, brushes and slip rings may cause abnormal wear depending on the usage environment such as humidity and surrounding chemical substances, and have a long life, so there are maintenance burdens, service problems, and reliability problems. In addition, there is a problem of increasing the size due to installation space and maintenance space.
次に、図27に、ダイ―オードと直列に接続された界磁巻線を備えるロータ構成の横断面図を示す。279はロータの軟磁性体である。271と272とに巻回する界磁巻線ははロータのN極磁極27Fを励磁する。太線で示す27Gはこの界磁巻線のコイルエンド部の接続である。同様に、273、274、275、276、277、278の界磁巻線は、それらの電流方向を合わせて直列に巻回している。ロータ279の右側に界磁巻線の等価回路とダイオード27Aを示す。巻線27Bは271と272、巻線27Cは274と273、巻線27Dは271と272、巻線27Eは278と277であり、ダイオード27Aが直列に接続されている。
Next, FIG. 27 shows a cross-sectional view of a rotor configuration having field windings connected in series with a diode. 279 is a soft magnetic body of the rotor. Field windings wound around 271 and 272 excite the rotor's N-pole
次に、このロータ279の動作について説明する。まず最初に、ステータ側の界磁電流Isfを通電し始め増加していくと、各ロータ磁極が励磁されて界磁磁束φfが作られ、Isfに比例して増加する。界磁磁束φfが増加している間は、図27のロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eには、ノイマンの公式に従って、(−dφf/dt)と巻き回数に比例した負の電圧Vfが発生していて、ダイオード27Aに逆電圧が印可されている状態となり、この状態ではロータ界磁電流Ifは流れない。次に、ステータ側の界磁電流Isfが減少すると、ロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eの誘起電圧は、ノイマンの公式に従って、(−dφf/dt)と巻き回数に比例した正の電圧Vfになるため、ダイオード27Aの順方向に界磁電流Ifが流れ出す。そして、ステータ側の界磁電流Isfが零になっても、ロータ界磁電流Ifにより界磁磁束φfが保持される。もし、ステータ側の界磁電流Isfが流れない状態が続くと、ロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eの銅損で界磁磁束φfの磁気エネルギーが消費され、界磁電流Isfが次第に減少し、界磁磁束φfも比例して次第に減少する。このような動作であるため、時々、ステータ側の界磁電流Isfにより界磁磁束φfを作ってやれば、その後はロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eとダイオード27Aが界磁磁束φfの保持回路として作用するので、界磁磁束φfはある程度増減して変動するものの、ほぼ一定に保つことができる。
Next, the operation of the
前記説明の定性的な現象、作用に間違いはないが、現実的には実用上の問題がいくつかある。図26の(b)について説明したように、電気自動車の主機モータなどのような使い方、用途では、急坂道の登坂運転で高トルクが必要となり、このような動作での負担の大きさによりモータサイズ、モータコストが決まる。即ち、低速回転数時、中速回転数時の大トルク運転でのモータ効率、モータ電流とモータトルクの線形性、インバータ負担の大きさがモータのコスト、インバータのコストを決めることになる。図27で示したステータ側の界磁電流Isfによる界磁磁束φfの生成と、ロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eとダイオード27Aによる界磁磁束φfの保持は、低トルク領域では期待に近い作用をする。しかし、大トルク領域では、界磁電流Ifによる界磁巻線内での損失が増加すること、界磁磁束自体が磁気的に非線形領域で動作していること、界磁磁束φfを励磁するステータ側の界磁電流Isfの値が大きくなること、インバータ負担を軽減するために界磁電流Isfを通電する時間にはトルク電流を減少する必要があるためトルクリップルが大きく発生すること、ステータ側の界磁電流Isfの動作時間幅も増加してトルクリップル等による振動、騒音が発生すること、トルク電流を通電できるデユーテイが下がるとその分トルク電流の振幅を大きくする必要があることなどの問題がある。従って、大トルク領域では、図27に示すロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eとダイオード27Aによる界磁磁束保持機能の効果は、トータルの評価としては薄れる。すなわち、モータシステムの高効率化、小型化、低コスト化にも限界がある。
There is no mistake in the qualitative phenomenon and operation described above, but there are actually some practical problems. As described with reference to FIG. 26 (b), in usage and applications such as a main motor of an electric vehicle, a high torque is required for climbing up a steep slope, and the motor due to the magnitude of the burden in such operation. Size and motor cost are determined. That is, the motor efficiency, the linearity of the motor current and the motor torque, and the magnitude of the inverter burden in the large torque operation at the low speed and the medium speed determine the motor cost and the inverter cost. The generation of the field magnetic flux φf by the field current Isf on the stator side shown in FIG. 27 and the holding of the field magnetic flux φf by the
次に、正弦波の3相交流電圧、3相交流電流は構成部品の利用率という点で改善の余地があることを示す。モータは、古くより3相正弦波交流の方式が主流技術として使用され、現在まで発展してきている。誘導モータ、同期モータともに3相交流の方式が主流の技術である。図6に3相交流の電圧、あるいは、電流の正弦波波形を示す。61はU相、62はV相、63はW相である。今、振幅が1の3相正弦波電圧、3相正弦波電流が供給されたとすると、その時のU相電力は64、V相電力は65、W相電力は66となる。各相の電力平均値は1/2であり、3相合計の電力は3/2の一定値となる。直流電圧が1で直流電流が1の時、その出力が1であることから考えると、正弦波は1/2であり改善の余地があると見ることができる。最も効果的に活用する状態に対する比率を利用率と言うことにすると、電力素子であるIGBTの利用率は50%でありその電圧、電流の特性が利用し切れていないと見ることができる。 Next, the three-phase AC voltage and the three-phase AC current of the sine wave indicate that there is room for improvement in terms of the utilization factor of the components. The motor has been developed as a mainstream technology for three years, using a three-phase sine wave alternating current method. The three-phase AC method is the mainstream technology for both induction motors and synchronous motors. FIG. 6 shows a sinusoidal waveform of a three-phase AC voltage or current. 61 is the U phase, 62 is the V phase, and 63 is the W phase. If a three-phase sine wave voltage with an amplitude of 1 and a three-phase sine wave current are supplied, the U-phase power at that time is 64, the V-phase power is 65, and the W-phase power is 66. The average power value of each phase is ½, and the total power of the three phases is a constant value of 3/2. Considering that the output is 1 when the DC voltage is 1 and the DC current is 1, it can be seen that there is room for improvement since the sine wave is 1/2. If the ratio to the state that is most effectively utilized is referred to as a utilization factor, the utilization factor of the IGBT, which is a power element, is 50%, and it can be seen that the voltage and current characteristics are not fully utilized.
次に、モータの巻線の巻回方法の困難さもある。3相モータの全節巻き巻線は各相の巻線がコイルエンド部で交差するため複雑になり、各メーカで種々の工夫がなされ製作されているが多くの改良の余地がある。例えば、特開2004−166476号公報の図1,図2等にその例が示されている。生産性が低いことによる生産コスト増大の問題、生産設備が高価になることによる生産コスト増大の問題、スロット内の巻線占積率が低下するためモータが大型化する問題、コイルエンドのロータ軸方向長さが大きくなるためモータが大型化する問題、モータの大型化に伴う材料費増大の問題などがある。 Next, there is a difficulty in the winding method of the motor winding. The full-pitch winding of a three-phase motor is complicated because the windings of each phase intersect at the coil end, and various contrivances have been made by each manufacturer, but there is room for improvement. Examples thereof are shown in FIGS. 1 and 2 of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-166476. Problem of increase in production cost due to low productivity, problem of increase in production cost due to expensive production equipment, problem of increase in size of motor due to decrease in winding space factor in slot, rotor shaft at coil end There are problems such as an increase in the size of the motor due to an increase in the direction length, and an increase in material costs accompanying an increase in the size of the motor.
請求項1が解決しようとする課題は、モータの小型化、低コスト化、高信頼性化が可能な界磁磁束の生成方法である。
請求項2が解決しようとする課題は、請求項1における界磁磁束の生成方法の具体化である。
請求項3が解決しようとする課題は、請求項1で生成する界磁磁束の円周方向の分布状態をより均一に、より効果的に生成できるロータ構造である。
請求項4が解決しようとする課題は、請求項3で生成する界磁磁束を永久磁石を使用して、より効果的に生成できるロータ構造である。
請求項5が解決しようとする課題は、請求項1で生成する界磁磁束を具体的に3相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、3相モータの駆動方法である。
請求項6が解決しようとする課題は、請求項1で生成する界磁磁束を具体的にモータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、5相モータの駆動方法である。
請求項7が解決しようとする課題は、請求項1の具体的モータ構成として、簡素な5相モータを実現することである。
請求項8が解決しようとする課題は、請求項1に示す界磁磁束の大きさを検出することである。
請求項9が解決しようとする課題は、請求項1に記載する給電巻線の具体化で、界磁巻線に必要な電力をロータ側へ送る具体的なモータ構造である。
請求項10が解決しようとする課題は、請求項1の具体的モータ構成として、簡素な5相モータを実現することである。
請求項11が解決しようとする課題は、請求項1の具体的モータ構成として、簡素な5相モータを実現することである。
請求項12が解決しようとする課題は、請求項1の5相モータで、モータを無理なく高出力で駆動することである。
請求項13が解決しようとする課題は、請求項1のモータを静止状態でもセンサレス制御で駆動するためのモータ構成とセンサレス位置検出方法である。
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by the third aspect is a rotor structure capable of more uniformly and more effectively generating the circumferential distribution of the field magnetic flux generated in the first aspect.
A problem to be solved by
The problem to be solved by the fifth aspect is a current energizing method that specifically links the field magnetic flux generated in the first aspect to the high efficiency of the three-phase motor, and a three-phase motor driving method.
The problem to be solved by the sixth aspect is a current energizing method that specifically links the field magnetic flux generated in the first aspect to the high efficiency of the motor, and a driving method for the five-phase motor.
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by
The problem to be solved by the twelfth aspect is to drive the motor at a high output without difficulty by the five-phase motor according to the first aspect.
The problem to be solved by
(請求項1に係わる発明)
請求項1に記載の発明は、4極以上であるPN極であって、3相以上のMN相のステータとロータを有する交流モータに関して、QNは2以上の整数として、ステータの円周方向に電気角で360°のQN倍の周期の交流磁束の成分を励磁する給電巻線PSWと、
RNはQN/2より小さい整数として、円周方向の巻線ピッチが(360°×RN)であって、界磁電力を受け取るロータの第1受電巻線PRW1と、円周方向の巻線ピッチが(360°×RN)であって、前記第1受電巻線PRW1とは異なる円周方向位置に配置した、界磁電力を受け取るロータの第2受電巻線PRW2と、ロータに配置していて、記第1受電巻線PRW1の出力を整流する整流器REC1と、ロータに配置していて、記第2受電巻線PRW2の出力を整流する整流器REC2と、ロータのN極磁極あるいはS極磁極あるいはそれらの両方に巻回した界磁巻線FMとを備え、前記整流器REC1の出力と前記整流器REC2の出力とを使用して前記界磁巻線FMへ界磁電流Ifを通電して前記N極磁極とS極磁極を励磁するモータの構成である。
この構成によれば、ステータ巻き線の接続方法と通電方法を変更することにより、ステータの巻線を利用して界磁励磁電力をロータ側へ供給できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができる。
(Invention according to Claim 1)
The invention described in
RN is an integer smaller than QN / 2, and the winding pitch in the circumferential direction is (360 ° × RN), and the first receiving winding PRW1 of the rotor that receives field power and the winding pitch in the circumferential direction Is (360 ° × RN), arranged at a circumferential position different from the first power receiving winding PRW1, and disposed on the rotor, the second power receiving winding PRW2 of the rotor for receiving the field power. , A rectifier REC1 that rectifies the output of the first power receiving winding PRW1, and a rectifier REC2 that is arranged in the rotor and rectifies the output of the second power receiving winding PRW2, and the N pole magnetic pole or S pole magnetic pole of the rotor or A field winding FM wound around both of them, and using the output of the rectifier REC1 and the output of the rectifier REC2 to pass a field current If to the field winding FM, the N pole Excitation of magnetic pole and magnetic pole It is the configuration of the chromatography data.
According to this configuration, the field excitation power can be supplied to the rotor side by using the stator winding by changing the connection method and the energization method of the stator winding, so that the size of the rotor field winding type motor can be reduced. Cost reduction can be realized.
(請求項2に係わる発明)
請求項2に記載の発明は、前記給電巻線PSWは、前記MN相の一つであるU相の複数個の巻線を含み、U相の巻線の一つである巻線U1Mと、電気角で(360°×QN)の円周方向範囲の中で、前記巻線U1Mとは異なる円周方向位置に配置するU相の巻線U2Mと、前記界磁巻線FMへ界磁電流Ifを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をIf2として、前記巻線U1MへU相電流成分に重畳して界磁励磁電流成分If2を通電する駆動部DRU1と、前記巻線U2MへU相電流成分に重畳して界磁励磁電流成分(−If2)を通電する駆動部DRU2とを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、界磁磁束の生成方法の具体化を実現することができる。
(Invention according to claim 2)
The power supply winding PSW includes a plurality of U-phase windings that are one of the MN phases, and the winding U1M that is one of the U-phase windings. A U-phase winding U2M arranged at a circumferential position different from the winding U1M within a circumferential range of (360 ° × QN) in electrical angle, and a field current to the field winding FM The driving unit DRU1 for energizing the field excitation current component If2 by superimposing the U-phase current component on the winding U1M with If2 being the AC field excitation current component on the stator side necessary for energizing If, The motor configuration according to
According to this configuration, it is possible to realize a specific field magnetic flux generation method.
(請求項3に係わる発明)
請求項3に記載の発明は、ロータの前記N極磁極あるいはS極磁極において、並行する複数の軟磁性体と、前記軟磁性体の間に挟まれた空隙あるいは樹脂あるいは永久磁石と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ構成である。
この構成によれば、請求項1で生成する界磁磁束の円周方向の分布状態をより均一に、より効果的に生成できるので、誘起電圧を従来の正弦波状からより矩形波に近い台形状とすることができ、モータ出力の向上を可能とし、その結果、モータ効率向上、モータの小型化、モータの低コスト化を実現でき、さらに、後述するが、インバータの小型化も実現することができる。
(Invention according to claim 3)
According to a third aspect of the present invention, the N pole magnetic pole or the S pole magnetic pole of the rotor includes a plurality of parallel soft magnetic bodies and a gap, a resin, or a permanent magnet sandwiched between the soft magnetic bodies. The motor configuration according to
According to this configuration, since the distribution state in the circumferential direction of the field magnetic flux generated in
(請求項4に係わる発明)
請求項4に記載の発明は、前記軟磁性体磁路とその磁束の方向に直列に配置する永久磁石を備えることを特徴とする請求項3に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項1に示す界磁磁束を励磁する電磁気的負担を永久磁石を付加して軽減することができる。
(Invention according to claim 4)
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the configuration of the motor according to the third aspect, further comprising a permanent magnet arranged in series in the direction of the magnetic flux and the magnetic flux.
According to this configuration, the electromagnetic burden for exciting the field magnetic flux according to the first aspect can be reduced by adding the permanent magnet.
(請求項5に係わる発明)
請求項5に記載の発明は、ステータに3相の星形結線の各相巻線を備え、各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線に励磁される磁束成分などにより矩形波に近いほぼ台形状の誘起電圧波形で、ほぼ台形状の正負電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθrrとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の80%まで変化する幅の電気角をθstとして、(θrr+θst)≦60°であることを特徴とする請求項1記載のモータの構成である
この構成によれば、請求項1で生成する界磁磁束を具体的に3相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、3相モータをより効率よく、トルクリップルも小さく駆動することができる。
(Invention according to claim 5)
According to a fifth aspect of the present invention, the stator includes each phase winding of a three-phase star connection, and the induced voltage of each phase winding is rectangular due to a magnetic flux component excited in the field winding of the rotor. A substantially trapezoidal induced voltage waveform close to a wave, and a substantially trapezoidal positive / negative current waveform has the above-mentioned substantially trapezoidal positive or negative shape with θrr being the width of the electrical angle at which the positive and negative voltages of the induced voltage are inverted. (Θrr + θst) ≦ 60 °, where θst is an electrical angle of a width in which the current of the current changes from zero to 80% of the peak value. According to this configuration, This is a current energization method that specifically combines the field magnetic flux generated in
(請求項6に係わる発明)
請求項6に記載の発明は、ステータに5相の星形結線の各相巻線を備え、各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線に励磁される磁束成分などにより矩形波に近い台形状などの誘起電圧波形で、ほぼ台形状の正と負の電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθrrとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の60%まで変化する幅の電気角をθsfとして、(θrr+θsf)≦36°であることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項1で生成する界磁磁束を具体的に5相モータの高効率化に結びつける電流通電方法であり、5相モータをより効率よく駆動することができる。誘起電圧を従来の正弦波状からより矩形波に近い台形状とすると同時に、電流波形についても矩形波に近い台形状とすることによりモータ出力を向上することができる。その時、正弦波理論ではないが、トルクリップルについても小さく駆動することができる。
(Invention according to claim 6)
According to a sixth aspect of the present invention, the stator includes each phase winding of a five-phase star connection, and the induced voltage of each phase winding is rectangular due to a magnetic flux component excited in the field winding of the rotor. In the trapezoidal induced voltage waveform close to a wave, the substantially trapezoidal positive and negative current waveforms have the substantially trapezoidal shape with θrr being the width of the electrical angle at which the positive and negative voltages of the induced voltage are inverted. 2. The motor structure according to
According to this configuration, the field magnetic flux generated in
(請求項7に係わる発明)
請求項7に記載の発明は、5相で、極数は4極以上のPN極のモータであって、 A相の巻線はステータの円周上の電気角で0°と180°の位置に配置し、B相の巻線はステータの円周上の電気角で72°と252°の位置に配置し、C相の巻線はステータの円周上の電気角で144°と324°の位置に配置し、D相の巻線はステータの円周上の電気角で216°と36°の位置に配置し、E相の巻線はステータの円周上の電気角で288°と216°の位置に配置し、2個のスロットに渡って巻回される各相それぞれの全節巻き巻線の数を(PN/2−1)以下とすることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、5相巻線のコイルエンド部の各相巻線の交差が複雑化する問題があるが、各相巻線の交差部を簡素化する技術により、この複雑化を減少させることができ、生産性の改善とコイルエンド部の小型化を図ることができる。
(Invention according to claim 7)
The invention described in
According to this configuration, there is a problem that the intersection of each phase winding of the coil end portion of the five-phase winding is complicated, but this complexity is reduced by a technology that simplifies the intersection of each phase winding. It is possible to improve productivity and reduce the size of the coil end portion.
(請求項8に係わる発明)
請求項8に記載の発明は、前記駆動部DRU1により前記巻線U1Mへ通電する電流Iu1を検出する電流センサCT1と、前記駆動部DRU2により前記巻線U2Mへ通電する電流Iu2を検出する電流センサCT2と、前記電流センサCT1の出力であるIu1sと前記電流センサCT2の出力であるIu2sから、(2×If2s=Iu1s−Iu2s)としてステータ側の交流の界磁励磁電流成分の検出値としてIf2sを得る加算手段とを備えることを特徴とする請求項2に記載のモータの構成である。
この構成によれば、少しのコストで界磁電流成分を検出できるので、モータの駆動性能の向上を図ることができる。
(Invention according to claim 8)
The invention according to
According to this configuration, since the field current component can be detected with a little cost, the driving performance of the motor can be improved.
(請求項9に係わる発明)
請求項9に記載の発明は、前記給電巻線PSWはステータの円周方向に電気角で360°のQN倍の周期の交流磁束の成分を励磁するための界磁電力供給巻線であることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、ステータ巻き線のわずかな追加により、ステータの巻線を利用して界磁励磁電力をロータ側へ供給できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができる。
(Invention according to claim 9)
According to a ninth aspect of the present invention, the feed winding PSW is a field power supply winding for exciting an alternating magnetic flux component having a QN times period of 360 ° in electrical angle in the circumferential direction of the stator. The configuration of the motor according to
According to this configuration, the field excitation power can be supplied to the rotor side using the stator winding by adding a small number of stator windings, so the rotor field winding type motor can be reduced in size and cost. can do.
(請求項10に係わる発明)
請求項10に記載の発明は、4極の整数倍の極数の5相のモータであって、5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で0°から720°の範囲について記述し、電気角で0°のスロットと電気角で144°のスロットへ巻回するA相巻線と、同様に、電気角で72°のスロットと気角で216°のスロットへ巻回するB相巻線と、同様に、電気角で144°のスロットと電気角で288°のスロットへ巻回するC相巻線と、同様に、電気角で216°のスロットと電気角で360°のスロットへ巻回するD相巻線と、同様に、電気角で288°のスロットと電気角で72°のスロットへ巻回するE相巻線とを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、請求項6によるモータの高効率化策の弊害として、5相巻線のコイルエンド部の各相巻線の交差が複雑化する問題が発生するが、各相巻線の交差部を簡素化する技術により、この複雑化を減少させることができ、生産性の改善とコイルエンド部の小型化を図ることができる。
(Invention according to claim 10)
The invention according to
According to this configuration, a problem that the crossing of the respective phase windings of the coil end portion of the five-phase winding becomes complicated occurs as an adverse effect of the motor efficiency improvement method according to the sixth aspect. The technology that simplifies the intersection can reduce this complication, improve productivity, and reduce the size of the coil end.
(請求項11に係わる発明)
請求項11に記載の発明は、8極の整数倍の極数の5相のモータであって、5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で0°から1440°の範囲について記述し、電気角で0°のスロットと電気角で144°のスロットへ巻回する集中巻きのA相巻線と、同様に、電気角で144°のスロットと気角で288°のスロットへ巻回する集中巻きのC相巻線と、同様に、電気角で288°のスロットと電気角で432°のスロットへ巻回する集中巻きのE相巻線と、同様に、電気角で432°のスロットと電気角で576°のスロットへ巻回する集中巻きのB相巻線と、同様に、電気角で576°のスロットと電気角で720°のスロットへ巻回する集中巻きのD相巻線と、同様に、電気角で720°から1440°の各スロットへ前記同様に巻回するA相巻線、C相巻線、E相巻線、B相巻線、D相巻線とを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、コイルエンド部の各相の巻線の重なりが少ない5相モータで、界磁励磁電力をロータ側へ供給でき、特にステータ巻線に生産性の高いモータを実現できるので、ロータ界磁巻線型モータの小型化、低コスト化を実現することができ、かつ、トルクリップルが小さく高品質なモータを実現することができる。
(Invention according to claim 11)
The invention according to
According to this configuration, the field excitation power can be supplied to the rotor side with a five-phase motor in which the winding of each phase of the coil end portion is small, and a motor with high productivity can be realized particularly in the stator winding. A rotor field winding motor can be reduced in size and cost, and a high-quality motor with small torque ripple can be realized.
(請求項12に係わる発明)
請求項12に記載の発明は、5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順とする5相の交流モータであって、A相電圧は正弦波電圧にその正弦波周波数の3倍の3次高調波電圧を含む電圧で、B相電圧はA相電圧とC相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、C相電圧はB相電圧とD相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、D相電圧はC相電圧とE相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、E相電圧はD相電圧とA相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、A相電流は正弦波電流にその正弦波周波数の3倍の3次高調波電流を含む電流で、B相電流はA相電流とC相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、C相電流はB相電流とD相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、D相電流はC相電流とE相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、E相電流はD相電流とA相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流であることを特徴とする請求項1に記載のモータの構成である。
この構成によれば、インバータのPWM制御において、5相各相の電圧と電流に正弦波に加えて3次高調波電圧、3次高調波電流を重畳させるので、正弦波電圧と正弦波電流に比較して同一波高値の条件ではモータのパワー出力を増大でき、モータの高効率化、小型化を実現することができる。そして、その3次高調波重畳によるトルクリップルは理論上発生しない。
(Invention according to Claim 12)
The invention according to
According to this configuration, since the third harmonic voltage and the third harmonic current are superimposed on the voltage and current of each of the five phases in addition to the sine wave in the PWM control of the inverter, the sine wave voltage and the sine wave current are superimposed on each other. In comparison, the motor power output can be increased under the condition of the same peak value, and the motor can be made more efficient and smaller. And the torque ripple by the 3rd harmonic superposition does not generate | occur | produce theoretically.
(請求項13に係わる発明)
請求項13に記載の発明は、前記界磁巻線FMへ界磁電流Ifを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をIf2として、前記給電巻線PSWへ通電する前記界磁励磁電流成分If2を増加、減少して可変することにより前記界磁電流Ifを増減して、その時のステータの各相巻線の端子間に電磁誘導作用で誘起する電圧成分の変化を検出してロータの回転位置を検出することを特徴とする請求項1に記載のモータである。
この構成によれば、ロータの回転位置を各相の巻線から検出できるので、モータのセンサレス運転が可能となり低コスト化、高信頼化ができる。なお、ロータの円周方向磁気インピーダンスの変化が小さい場合にはセンサレス位置検出が難しいことがある。特に、静止からの起動あるいは低速回転の場合、大トルク出力の場合などであり、本発明によりこの問題を解決できる。
(Invention according to Claim 13)
The invention described in
According to this configuration, since the rotational position of the rotor can be detected from the windings of each phase, the sensorless operation of the motor is possible, and cost reduction and high reliability can be achieved. If the change in the circumferential magnetic impedance of the rotor is small, sensorless position detection may be difficult. In particular, in the case of starting from stationary or low-speed rotation, the case of large torque output, etc., this problem can be solved by the present invention.
この発明に係わるモータは、ロータの界磁電力をステータの巻線の活用してロータ側へ給電するので、3相電流の力率が高く、モータの小型化、低コスト化を実現することができる。静止からの起動、低速での正逆運転、そして高速回転までと運転範囲が広い。また、この界磁の磁束特性の適正化とそれに伴うトルク電流の適正化により、モータの高効率化と小型化および低コスト化を実現することができる。また、前記のトルク電流の適正化策に伴う巻線の複雑化の問題を軽減するための巻線構造の改良により巻線の製作性の改善とコイルエンド部の縮小を実現することができる。 In the motor according to the present invention, the rotor field power is fed to the rotor side by utilizing the stator winding, so that the power factor of the three-phase current is high, and the motor can be reduced in size and cost. it can. The operation range is wide from starting from stationary, forward / reverse operation at low speed, and high speed rotation. Further, by optimizing the magnetic flux characteristics of the field and the accompanying torque current, it is possible to achieve high efficiency, miniaturization, and cost reduction of the motor. Further, by improving the winding structure to alleviate the problem of the complicated winding due to the above-mentioned torque current optimization measure, it is possible to improve the manufacturability of the winding and reduce the coil end portion.
本発明の目的は、モータの高効率化を実現し、モータの小型化、低コスト化を実現するものである。また、高効率化策の弊害として現れる巻線の複雑化の低減も必要である。本発明が特に対象とするモータは、速度制御範囲が広く、いわゆる定出力制御を行う同期モータで、低速回転で大トルクが必要とするモータである。例えば、ハイブリッド自動車の主機モータ、電気自動車の主機モータなどであり、静止からの起動、低速での正逆運転、そして高速回転までと運転範囲が広い。特に、急坂道の登坂では大トルクが必要であり、機器設計上重要である。モータの大きさは低速回転での大トルク時の損失、発熱、温度上昇で概ね決定されることになることが多く、モータの大きさ、モータのコストにその特性が直結する。類似のニーズは産業用モータにも多い。 An object of the present invention is to achieve high efficiency of a motor, and to realize miniaturization and cost reduction of the motor. It is also necessary to reduce the complexity of the windings that appears as a negative effect of the high efficiency measures. The motor particularly targeted by the present invention is a synchronous motor that has a wide speed control range and performs so-called constant output control, and requires a large torque at a low speed. For example, it is a main motor of a hybrid vehicle, a main motor of an electric vehicle, and the like, and has a wide operating range from start-up from stationary, forward / reverse operation at low speed, and high speed rotation. Especially when climbing steep slopes, a large torque is required, which is important for equipment design. In many cases, the size of the motor is generally determined by loss, heat generation, and temperature rise at high torque at low speed rotation, and its characteristics are directly connected to the size of the motor and the cost of the motor. There are many similar needs for industrial motors.
また、電気自動車の主機モータニーズとしては高性能化と低コスト化の両方が必要である。例えば、単に高効率化の可能なモータ構成というだけでなく、後に詳しく示すが、ロータ側の界磁電流検出をステータ側からできること、停止時のセンサレス位置検出が可能なモータ構成であることも場合によって必要である。また、本発明に関わるステータの適正化技術、ロータの適正化技術も必要である。 In addition, both high performance and low cost are necessary as the main motor needs of electric vehicles. For example, it is not just a motor configuration that can achieve high efficiency, but as will be described in detail later, it is possible that the rotor side field current can be detected from the stator side, and that the motor configuration can detect the sensorless position when stopped Is needed by. In addition, a stator optimization technique and a rotor optimization technique related to the present invention are also required.
請求項1および請求項2の実施例を説明する。図1に本発明実施例のモータの横断面図を示す。コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。3相で4極の界磁巻線型の同期モータである。1Dはステータコアで、U相巻線は11から14へ巻回するU1相巻線と17から1Aへ巻回するU2相巻線である。V相巻線は13から16へ巻回する巻線と19から1Cへ巻回する巻線である。W相巻線は15から18へ巻回する巻線と1Bから12へ巻回する巻線である。これらの各巻線はステータの歯1Uが円周上に12個あって、それらの歯で囲われた各スロットの中に巻回されている。この図1のステータの巻線は、3相、4極、全節巻き、集中巻きである。各スロットには一つの相の巻線しか配置しない簡素な構造としている。従って、生産性に優れ、低コスト化が可能である。しかし、簡素な構造であるが故に、トルクリップルが増大しやすいという面もある。
Embodiments of
1Eはロータであり、1Fはロータ軸である。1Vと1XはロータのN極磁極であり、1Wと1YはロータのS極磁極である。1Hから1Pへ巻回する巻線は、ステータの供給する界磁用の給電磁束を受け取る受電巻線であり、そのコイルエンド部の接続は27であり、電気角で360°のピッチの巻線となっている。1Lから1Sへ巻回する巻線は、ステータの供給する界磁用の給電磁束を受け取る受電巻線であり、そのコイルエンド部の接続は28であり、電気角で360°のピッチの巻線となっていて、前記受電巻線1H、1Pとは電気角で180°の位相差がある。1Jと1Kに巻回する巻線はN極磁極1Vを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は29である。1Mと1Zに巻回する巻線はS極磁極1Wを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は2Aである。1Qと1Rに巻回する巻線はN極磁極1Xを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は2Bである。1Tと1Gに巻回する巻線はS極磁極1Eを励磁する界磁巻線であり、そのコイルエンド部の接続は2Cである。
1E is a rotor, and 1F is a rotor shaft. 1V and 1X are N pole magnetic poles of the rotor, and 1W and 1Y are S pole magnetic poles of the rotor. The winding wound from 1H to 1P is a power receiving winding for receiving a magnetic field feeding magnetic flux supplied by the stator, the coil end connection is 27, and the winding has an electrical angle of 360 ° pitch. It has become. The winding wound from 1L to 1S is a power receiving winding for receiving the field feeding magnetic flux supplied by the stator, and the connection of the coil end portion is 28, and the winding has an electrical angle of 360 ° pitch. Thus, the receiving
次に、図1のモータの特性の例として図2に、回転数に対するトルクとパワーの特性例を示す。水平軸は回転数で12000rpmまで示し、左側縦軸はトルクで120Nmまで、右縦軸はパワーで37.7kWまで示している。21はこのモータの最大トルクの特性であり、21の左下側が運転可能な領域である。24の動作点は基底回転数3000rpmで連続で駆動できる連続定格トルク40Nmの点である。23は連続トルクの3倍のトルク120Nmの最大トルク点であり、短時間定格トルクである。22は最大トルク特性21の各点のパワーを示す最大パワー特性である。例えば、動作点23は3000rpm、120Nmのトルクの点であり、その時のパワーは37.7kWとなり、パワーの動作点25である。最大パワー特性22は3000rpmから12000rpmまで37.7kWと一定であり、「定出力特性が1:4である」とも表現される。
Next, FIG. 2 shows an example of characteristics of torque and power with respect to the rotational speed as an example of characteristics of the motor of FIG. The horizontal axis shows the rotational speed up to 12000 rpm, the left vertical axis shows the torque up to 120 Nm, and the right vertical axis shows the power up to 37.7 kW. 21 is a characteristic of the maximum torque of this motor, and the lower left side of 21 is an operable region. The
モータのトルクT[Nm]と回転角速度ω[rad]と出力パワーPo[W]との関係は次式で表される。Itはトルク電流[A]でKtはトルク定数[Nm/A]である。
Po=ω×T (1)
=ω×Kt×It (2)
一方、モータへの供給する電力Pe[W]は、直流モータのように表現して、モータ電圧Vm、誘起電圧定数Kv[V/rad]とすると次式となる。
Pe=Vm×It (3)
=ω×Kv×It (4)
電力Peと出力パワーPoとが等しいので、(2)式と(4)式とを比較すると、トルク定数Ktと誘起電圧定数Kvとは同じ値であることが分かる。なおここでは、モータの理想的な状態を想定していて、巻線抵抗、鉄損、機械損が零であると仮定している。
The relationship among the motor torque T [Nm], the rotational angular velocity ω [rad], and the output power Po [W] is expressed by the following equation. It is a torque current [A] and Kt is a torque constant [Nm / A].
Po = ω × T (1)
= Ω × Kt × It (2)
On the other hand, when the electric power Pe [W] supplied to the motor is expressed as a DC motor and is represented by a motor voltage Vm and an induced voltage constant Kv [V / rad], the following equation is obtained.
Pe = Vm × It (3)
= Ω × Kv × It (4)
Since the electric power Pe and the output power Po are equal, it can be seen that the torque constant Kt and the induced voltage constant Kv are the same value when the equations (2) and (4) are compared. Here, the ideal state of the motor is assumed, and the winding resistance, iron loss, and mechanical loss are assumed to be zero.
通常、定出力特性の回転数範囲である3000から12000rpmでは、インバータの直流電源電圧が一定の条件で駆動するので、モータ電圧Vmが一定となるようにするために(3)、(4)式から誘起電圧定数Kvは次式となり、回転角速度に反比例した値となる。
Kv=Vm/ω (5)
この結果、界磁を励磁する界磁電流Ifは、界磁磁束の大きさおよび誘起電圧定数Kvに比例するので、回転角速度に反比例した値となる。従って、図1に示す界磁巻線1J、1K、1M、1Z、1Q、1R、1T、1Gの界磁電流は、最大値から最大値の1/4の大きさへ可変し、モータの回転数とともに、いわゆる界磁弱め制御を行う必要がある。図2のような出力特性を実現するためには、界磁磁束の制御が重要な技術である。なお、最大パワー特性22上の3000から12000rpmの間では、(1)から(5)式より、トルク電流Itは一定の最大電流の値となる。なお、現実的には各式の様に画一的ではないが、基底回転数3000rpm以上で界磁電流制御を自在に行えれば、基底回転数以上での回転制御が可能な領域が拡大できることになり、大きなメリットが発生する。
Usually, in the range of 3000 to 12000 rpm, which is a constant output characteristic rotation speed range, the DC power supply voltage of the inverter is driven under constant conditions. Therefore, in order to keep the motor voltage Vm constant, the equations (3) and (4) Therefore, the induced voltage constant Kv is expressed by the following equation, and is a value inversely proportional to the rotational angular velocity.
Kv = Vm / ω (5)
As a result, the field current If that excites the field is proportional to the magnitude of the field magnetic flux and the induced voltage constant Kv, and thus has a value inversely proportional to the rotational angular velocity. Therefore, the field currents of the
次に、図3において、図1のモータのステータ側から界磁電力を給電し、ロータ側で受電し、そして、界磁電流を通電する具体的構成、方法を示す。巻線31は図1の11と14のU1相巻線でU1相電流Iu1を通電し、巻線32は図1の17と1AのU2相巻線でU2相電流Iu2を通電する。巻線33と巻線34は直列に接続したV相巻線で、図1の13、16と19、1Cの両巻線であり、V相電流Ivを通電する。巻線35と巻線36は直列に接続したW相巻線で、図1の15、18と1B、12の両巻線でW相電流Iwを通電する。37は直流電源電圧で、T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8の8個の電力制御素子はIGBTなどであり、前記の各相巻線へ電圧、電流を供給する。各IGBTには逆方向通電用の逆並列ダイオードが取り付けられている。3Xはモータの制御を行うモータ制御部で、前記の各IGBTの電圧、電流制御を行う。また、界磁電力の供給制御も行う。前記IGBTおよび相電流の検出値から界磁電流の検出も行う。なお、電力制御素子には、MOSFET、SiC半導体など種々の素子が使える。
Next, FIG. 3 shows a specific configuration and method in which field power is supplied from the stator side of the motor shown in FIG. 1, received at the rotor side, and supplied with field current. The winding 31 passes U1 phase current Iu1 through
ここで、前記U1相巻線31とU2相巻線32は並列の巻線接続となっていて、V相巻線33、34とW相巻線35、36は直列の巻線接続となっていて、アンバランスである。このアンバランスを解消するために、前記U1相巻線31とU2相巻線32の巻き回数を他のV相巻線33、34、W相巻線35、36の2倍の巻き回数とする。そして、U1相電流Iu1、U2相電流Iu2は次式に示すように、1/2の大きさの電流とする。
Iu=Iu1+Iu2 (6)
このようにしてU相電流Iuの整合を取ることにより、通常の3相星形結線の電圧、電流と同等の関係にし、次式の関係を保つことができる。
Iu+Iv+Iw=0 (7)
なお、U1相巻線31とU2相巻線32の巻き回数を他の巻線の2倍の巻き回数とする時、巻線の断面積は逆に1/2とすることができるので、U相の銅線の総量としては同程度である。また、図3において、V相巻線33、34とW相巻線35、36とをそれぞれ並列巻線とする場合は、前記U1相巻線31とU2相巻線32は同一の巻き回数とすることができ、(7)式が保たれる。
Here, the U1-phase winding 31 and the U2-phase winding 32 are connected in parallel, and the V-
Iu = Iu1 + Iu2 (6)
By matching the U-phase current Iu in this way, the relationship can be made equivalent to the voltage and current of a normal three-phase star connection, and the relationship of the following equation can be maintained.
Iu + Iv + Iw = 0 (7)
When the number of turns of the U1-phase winding 31 and the U2-phase winding 32 is twice that of the other windings, the cross-sectional area of the winding can be halved. The total amount of phase copper wire is about the same. In FIG. 3, when the V-
図3の紙面で一点鎖線から上側はステータ側を示し、一点鎖線から下側はロータ側を示している。巻線38は図1の1Hと1Pおよび27の受電巻線で、巻線3Aは図1の1Lと1Sおよび28の受電巻線である。これらの両巻線38、3Aは360°ピッチの巻線で、相互に電気角で180°の位相差で配置している。これらの巻線38、3Aに作用する起磁力関係を図4に示す。水平軸はロータ円周方向を電気角で示している。縦軸は起磁力の方向を示していて、図の上側が内径側のロータ方向である。図4の(a)はU相巻線にU相の正電流を通電した状態で、巻線41は図1の11、巻線43は図1の14、巻線45は図1の17、巻線47は図1の1Aであり、巻線49は巻線41である。電流の方向は図中の電流のシンボルの方向であるとすると、矢印の方向の起磁力が生成される。電気角で180°ごとに反対方向の矢印となっていて、電気角で360°の範囲では、全ての360°領域で上向きの矢印と下向きの矢印が1個づつ含まれ、電気角360°の範囲の合計起磁力は零となっている。従って、前記の受電巻線38、3Aは電気角で360°ピッチで巻回されており、図4の(a)に示すU相巻線の電流Iuが生成する起磁力の影響は受けないことが分かる。同様に、受電巻線38、3Aは、V相電流Iv、W相電流Iwの影響も受けない。
In FIG. 3, the upper side from the alternate long and short dash line indicates the stator side, and the lower side from the alternate long and short dash line indicates the rotor side. The winding 38 is the receiving winding of 1H, 1P and 27 in FIG. 1, and the winding 3A is the receiving winding of 1L, 1S and 28 in FIG. These
なお、図1のモータではU,V,W相巻線の各巻線ピッチは電気角180°で各巻線周期は電気角360°である。そして、U相巻線をU1相巻線とU2相巻線に分けて給電巻線として使用する場合には、その巻線周期は720°になる。受電巻線27、28の巻線ピッチは電気角360°でこれらの受電巻線の巻線周期は電気角720°であると言える。しかし、図35の3相集中巻きモータのU,V,W相巻線の各巻線ピッチは電気角で120°であり、給電巻線の巻線ピッチはモータの相数、極数、巻線形式などにより変わる。給電巻線の巻線周期の最低条件は電気角で360°ではないことであり、給電巻線の巻線ピッチの制約は無い。また、受電巻線の巻線ピッチは電気角で360°の整数倍(RN倍)であれば、少なくとも、3相電流等のモータ駆動電流の影響を受けない。そして、受電巻線の巻線ピッチのRNの値は、対象モータの給電巻線の相数、極数、巻線形式などにより選択できる。
In the motor shown in FIG. 1, each winding pitch of the U, V, and W phase windings is an electrical angle of 180 °, and each winding cycle is an electrical angle of 360 °. When the U-phase winding is divided into a U1-phase winding and a U2-phase winding and used as a power supply winding, the winding period is 720 °. It can be said that the winding pitch of the
次に、図3のU1相巻線31とU2相巻線32を使用した界磁電力の給電と受電巻線38と3Aの受電について説明する。U1相電流Iu1、U2相電流Iu2は独立して通電できるので、3Gの矢印で示す界磁電力成分である給電電流If2を通電することができる。具体的には、U1相電流Iu1、U2相電流Iu2を相対的に界磁電力成分である給電電流If2を増減すれば良く、(6)式の関係から次式となる。
Iu1=Iu/2+If2 (8)
Iu2=Iu/2−If2 (9)
U1相電流Iu1、U2相電流Iu2の合計は、給電電流If2の影響を受けず、次式のようにU相電流Iuとなる。
Iu1+Iu2=Iu/2+If2+Iu/2−If2=Iu (10)
また、界磁電力成分の給電電流If2は、U1相電流Iu1とU2相電流Iu2の差として次式で示される。
Iu1−Iu2=2×If2
Next, field power feeding using the U1-phase winding 31 and U2-phase winding 32 in FIG. 3 and receiving by the receiving
Iu1 = Iu / 2 + If2 (8)
Iu2 = Iu / 2-If2 (9)
The sum of the U1-phase current Iu1 and the U2-phase current Iu2 is not affected by the feeding current If2, and becomes the U-phase current Iu as shown in the following equation.
Iu1 + Iu2 = Iu / 2 + If2 + Iu / 2−If2 = Iu (10)
Further, the feeding current If2 of the field power component is expressed by the following equation as a difference between the U1-phase current Iu1 and the U2-phase current Iu2.
Iu1-Iu2 = 2 × If2
なお、界磁電力成分である給電電流If2は、ステータとロータ間で変圧器のように電磁気的な結合ができるような周波数Ff2の交流である。一方、U相電流Iuの基本周波数Fuは、ロータの毎分回転数Nrと極数PNにより次式で示される。
Fu=PN/2×Nr/60
ここで、界磁電力成分の電流If2の交流周波数Ff2と電流Iuの基本周波数Fuとの関係があるので、考慮する必要がある。例えば、Ff2=(500Hz)+Fuとすればよい。また、交流電流である給電電流If2の波形形状は、ロータの界磁電流が直流であることから矩形波交流とすれば理にかなっている。しかし、特に限定するものではなく、また界磁巻線の回路時定数が大きいので平滑効果が大きく、正弦波、三角波などでも可能である。
Note that the feeding current If2, which is a field power component, is an alternating current having a frequency Ff2 that enables electromagnetic coupling between the stator and the rotor like a transformer. On the other hand, the fundamental frequency Fu of the U-phase current Iu is expressed by the following equation using the number of revolutions Nr and the number of poles PN of the rotor.
Fu = PN / 2 × Nr / 60
Here, since there is a relationship between the AC frequency Ff2 of the current If2 of the field power component and the fundamental frequency Fu of the current Iu, it is necessary to consider. For example, Ff2 = (500 Hz) + Fu may be set. In addition, the waveform shape of the feeding current If2 that is an alternating current is reasonable if the rotor field current is a direct current and is a rectangular wave alternating current. However, there is no particular limitation, and since the circuit time constant of the field winding is large, the smoothing effect is great, and a sine wave, a triangular wave or the like is also possible.
図4の(b)に(8)式、(9)式の内の界磁電力成分である給電電流If2だけを示す。巻線301は図1の11、巻線302は図1の14、巻線303は図1の17、巻線304は図1の1Aであり、巻線30Cは巻線301と同じである。界磁電力成分である給電電流If2による起磁力の方向をメッシュの矢印30Aと30Bで示している。電気角360°の範囲には1個の矢印だけが入っている。
FIG. 4B shows only the feeding current If2 which is a field power component in the equations (8) and (9). The winding 301 is 11 in FIG. 1, the winding 302 is 14 in FIG. 1, the winding 303 is 17 in FIG. 1, the winding 304 is 1A in FIG. 1, and the winding 30C is the same as the winding 301. The directions of magnetomotive force due to the feeding current If2 which is a field power component are indicated by
図4の(c)に受電巻線38と作用する起磁力成分を示す。巻線305は図1の巻線1H、巻線306は図1の1Pであり、巻線307は巻線305と同じである。巻線305と巻線306の間に作用する起磁力は30A、42、44であり、42と44とは方向が逆なので相殺し、結局、起磁力30Aだけが残る。図4の(b)に示した界磁電力成分If2の給電成分だけが受電巻線38に作用する電磁誘導により電圧、電流が伝わったわけである。
FIG. 4C shows a magnetomotive force component that acts on the power receiving winding 38. The winding 305 is the winding 1H in FIG. 1, the winding 306 is 1P in FIG. 1, and the winding 307 is the same as the winding 305. The magnetomotive forces acting between the
同様に、図4の(d)に受電巻線3Aと作用する起磁力成分を示す。巻線308は図1の巻線1L、巻線309は図1の1Sである。巻線308と巻線309の間に作用する起磁力は44、30B、46であり、44と46とは方向が逆なので相殺し、結局、起磁力30Bだけが残る。図4の(b)に示した界磁電力成分If2の給電成分だけが受電巻線3Aに作用する電磁気結合により電圧、電流が伝わる。このように、受電巻線38と3Aとを電気角で360°ピッチの巻線、すなわち、電気角で720°周期の巻線とすることにより、電気角で180°ピッチで360°周期の通常の3相交流電流成分は伝わらないようにし、電気角で360°ピッチで720°周期の給電構成を作ることにより界磁電力をステータ側からロータ側へ伝えることを可能とした。巻線31と巻線32とは両巻線共にU相のステータ巻線であるが、電気角で0°から360°の間に配置するU1相巻線31と電気角で360°から720°の間に配置するU2相巻線32とに分け、それぞれの電流を通電できるようにし、電気角で720°周期の電流成分を通電できるようにしている。U1相巻線31とU2相巻線32はU相電流成分を通電する巻線であると同時に、給電電流If2による界磁電力の給電手段としての給電巻線となっている。
Similarly, FIG. 4D shows a magnetomotive force component acting on the power receiving winding 3A. The winding 308 is the winding 1L in FIG. 1, and the winding 309 is 1S in FIG. The magnetomotive forces acting between the winding 308 and the winding 309 are 44, 30B, and 46. Since the directions of 44 and 46 are opposite, they cancel each other, and only the
次に、受電巻線38に伝えられた電圧、電流成分は、全波整流器39へ接続し、位相が機械角で90°、電気角で180°異なる前記受電巻線3Aは全波整流器3Bへ接続し、両方の全波整流器の出力端子を直列接続している。これらの両方の全波整流器の出力は、電流の方向を合わせて直列に接続した界磁巻線3C、3D、3E、3Fへ接続し、界磁電流Ifを通電する。巻線3Cは図1の1Jと1Kの巻線で、巻線3Dは図1の1Zと1Mの巻線で、巻線3Eは図1の1Qと1Rの巻線で、巻線3Fは図1の1Gと1Tの巻線である。なお、受電巻線と全波整流器を2組使用している理由は、どの回転位置でも界磁電力を界磁巻線へ供給できるようにするためである。また、全波整流器39,3Bの出力電圧が低下する瞬間は、界磁電流Ifは全波整流器の4個のダイオードを介してフライホイール作用により通電することになる。これらの4個のダイオードの電圧降下を低減させたい場合には、ダイオード3Gを追加し、破線で示すように接続することにより、界磁電流Ifがフライホイール通電するときのダイオード部の電圧降下を1個分のダイオードの電圧降下へ低減させることができる。
Next, the voltage and current components transmitted to the power receiving winding 38 are connected to a
界磁電流Ifはダイオードを介してフライホイール作用によりある程度の時間は界磁電流を保持できるので、簡素化の工夫も可能である。逆に、受電巻線を3個にし、3相の整流器とすることもできる。前記全波整流器39、3Bの形態は変形も可能であり、4個のダイオードによる全波整流器に限定するものではない。例えば、後に示す図11では、全波整流器39,3Bの出力端子を直列に接続した例を示している。ステータ側からの界磁電力の供給を行うための電圧波形、電流波形および給電巻線、受電巻線などの電磁気的な結合特性により、直列あるいは並列あるいは半端整流などのその他のダイオード等の使い方、組合わせで整流機能を実現することもができる。また、これらのダイオードを使用した整流器は、図1には図示していないが、ロータ内に内蔵し、固定する。
Since the field current If can be maintained for a certain period of time by a flywheel action via a diode, simplification can be made. Conversely, three power receiving windings can be used to form a three-phase rectifier. The form of the full-
次に、モータの3相交流の電圧、電流の大きさと周波数、および、前記界磁電力成分If2の大きさと周波数を明らかにし、本発明の内容をより具体化する。図1から図4に示して説明しているモータは、図2に示すように、最大出力37.7kWのモータで、最大トルク120Nmである。4極のモータなので、モータ誘起電圧の周波数Fuは、12000rpmの時、400Hzであり、回転数に比例した周波数となる。一方、前記界磁電力成分If2の出力電力は、定常的には、その負荷がロータの界磁巻線の抵抗であるから、数100W程度とモータ出力に較べると小さい値である。図25で示したように、ブラシとスリップリングを用いて給電すると、その装置のスペース、コスト、寿命、信頼性が問題になるが、図1、図3に示したように本来のステータ巻線を活用する方法であれば、コスト等の負担は小さい。また、前記界磁電力成分である給電電流If2の周波数Ff2は、自在に選択可能であり、原理的な制約はない。例えば、前記のようにFf2=(500Hz)+Fuとしてもよい。また、モータが高速回転になった場合には、インバータの周波数限界の問題があるので、そのような場合には逆に、If2の周波数Ff2をモータ周波数Fuより低くすることもできる。モータの鉄損などの損失、制御側の都合で、給電電流If2の周波数、電圧、電流を設計することができる。 Next, the three-phase AC voltage of the motor, the magnitude and frequency of the current, and the magnitude and frequency of the field power component If2 will be clarified, and the contents of the present invention will be made more concrete. As shown in FIG. 2, the motor shown in FIGS. 1 to 4 is a motor having a maximum output of 37.7 kW and a maximum torque of 120 Nm. Since the motor has four poles, the frequency Fu of the motor induced voltage is 400 Hz at 12000 rpm, which is a frequency proportional to the rotational speed. On the other hand, the output power of the field power component If2 is normally a resistance of the field winding of the rotor, which is about several hundred W, which is a small value compared to the motor output. As shown in FIG. 25, when power is supplied using a brush and slip ring, the space, cost, life, and reliability of the device become problems, but the original stator winding as shown in FIGS. If it is a method of utilizing, the burden of cost etc. is small. Further, the frequency Ff2 of the feeding current If2 that is the field power component can be freely selected, and there is no principle restriction. For example, as described above, Ff2 = (500 Hz) + Fu may be used. When the motor rotates at high speed, there is a problem of the frequency limit of the inverter. In such a case, conversely, the frequency Ff2 of If2 can be made lower than the motor frequency Fu. The frequency, voltage, and current of the feed current If2 can be designed for losses such as iron loss of the motor and the convenience of the control side.
図3で説明した界磁電力の給電と受電の方法は、原理的に変圧器の構成を成して電力をステータ側からロータ側へ供給している。そして、2次側へ供給された交流電力を整流して界磁巻線3C、3D、3E、3Fへ界磁電流Ifを通電している。従って、ロータ側に必要な界磁巻線の抵抗損失分の電力だけを効率よく供給できる。そのステータの給電電流If2はモータの各相電流に比較して十分に小さい。
The method for feeding and receiving field power described with reference to FIG. 3 basically forms a transformer and supplies power from the stator side to the rotor side. The AC power supplied to the secondary side is rectified and the field current If is supplied to the
従来の磁石内蔵型同期モータIPMSMの場合は、界磁磁束を励起する界磁電流成分であるd軸電流をトルク電流成分であるq軸電流に重畳して通電するので、特に大トルク出力時は磁気飽和現象などの効果によりd軸電流が大きくなるため、d軸とq軸の合成電流が大きくなり、ステータの銅損が大きくなる。力率が低下し、界磁磁束を励起するための無効電流が増加しているとも言える。この点、図3の構成では、界磁磁束を励起するために必要な界磁巻線の銅損分だけの小さな電力を供給すればよいので、大トルク出力時のステータの電流を大幅に低減できる。その結果モータ効率を向上でき、小型化、低コスト化が可能となる。 In the case of the conventional synchronous motor IPMSM with built-in magnet, the d-axis current, which is the field current component that excites the field magnetic flux, is superposed on the q-axis current, which is the torque current component. Since the d-axis current increases due to effects such as magnetic saturation, the combined current of the d-axis and q-axis increases, and the copper loss of the stator increases. It can be said that the power factor decreases and the reactive current for exciting the field magnetic flux increases. In this regard, in the configuration of FIG. 3, it is sufficient to supply a small amount of electric power corresponding to the copper loss of the field winding necessary for exciting the field magnetic flux, so that the stator current at the time of large torque output is greatly reduced. it can. As a result, motor efficiency can be improved, and downsizing and cost reduction are possible.
また、従来の磁石内蔵型同期モータIPMSMは、基底回転数以上の高速回転領域では界磁の強め制御、弱め制御を行うが、モータの磁気的非線形性などの原因により原理通りに界磁磁束の増減制御行うことは難しく、大トルク出力時には力率が低下し易いという問題もある。この点、図3の構成では、3相電流の制御とは別の経路で機能的に独立して界磁電力をロータの界磁巻線へ供給してその界磁電流を通電することができるので、界磁磁束を無理無く、無駄無く正確に増減して制御することができる。その結果、モータの界磁弱め制御、界磁強め制御、モータの定出力制御を正確に効率よく実現することができる。具体的なモータ特性としては、基底回転数以上の高速回転領域での可変速範囲を広くとることができる。即ち、低速回転での大トルク化と可変速範囲の拡大とを両立させることが重要である。また、ロータの界磁巻線での銅損を低減させるため、ロータに永久磁石を使用すること、ステータ巻線に界磁励磁電流であるd軸電流を重畳することも可能であり、適宜併用することができる。従って、用途、運転状況に応じて、永久磁石とd軸電流と界磁電流Ifを併用した最適運転化、高効率化、高性能化の設計を行うことができる。 In addition, the conventional synchronous motor IPMSM with built-in magnet performs field strengthening control and field weakening control in a high-speed rotation region higher than the base rotation speed. It is difficult to perform the increase / decrease control, and there is also a problem that the power factor is likely to decrease when a large torque is output. In this regard, in the configuration of FIG. 3, it is possible to supply the field power to the field winding of the rotor and functionally supply the field current through a path different from the control of the three-phase current. Therefore, the field magnetic flux can be controlled by increasing / decreasing accurately and without waste. As a result, motor field weakening control, field strengthening control, and motor constant output control can be realized accurately and efficiently. As specific motor characteristics, a variable speed range in a high-speed rotation region equal to or higher than the base rotation speed can be widened. That is, it is important to achieve both a large torque at low speed rotation and an expansion of the variable speed range. Also, in order to reduce copper loss in the rotor field winding, it is possible to use a permanent magnet in the rotor and to superimpose a field excitation current d-axis current on the stator winding. can do. Therefore, it is possible to design for optimum operation, high efficiency, and high performance using the permanent magnet, the d-axis current, and the field current If in combination, depending on the application and operating conditions.
また、本発明モータでは、特に最大トルク領域における力率が大幅改善でき、無効電流を大幅低減できるので、インバータの電流容量を大幅低減することができる。従って、インバータの小型化、低コスト化が可能となる。 Further, in the motor of the present invention, the power factor can be greatly improved especially in the maximum torque region, and the reactive current can be greatly reduced, so that the current capacity of the inverter can be greatly reduced. Therefore, it is possible to reduce the size and cost of the inverter.
なお、図27で示した従来方法では、ステータの巻線は界磁磁束、磁束エネルギーを供給できるが、変圧器のように電力をロータ側へ供給することはできない。そして、ロータ界磁巻線27B、27C、27D、27Eとダイオード27Aは界磁磁束を保持しようと作用するが、界磁電流Ifそのもの直接に増加させることはできない。その結果、前記したように、モータが大トルクを出力するときには、ステータ巻線の銅損の負担、インバータの電流の負担、断続電流による振動、騒音の問題などが大きくなる。
In the conventional method shown in FIG. 27, the stator winding can supply field magnetic flux and magnetic flux energy, but cannot supply power to the rotor side like a transformer. The
また、図3に示すインバータの負担について説明する。前記界磁電力成分If2は、4個のIGBTのT1、T2、T3、T4で差動的に交流電圧、交流電流を生成して供給している。(8)、(9)式の関係であって、If2は相対的に小さい。また、4個のIGBTのT1、T2、T3、T4はU相の電圧、電流も生成していて、U相電流Iuは(6)、(8)、(9)式の関係である。従って、4個のIGBTのT1、T2、T3、T4の電流容量は、V相駆動のIGBTのT5、T6の電流容量の約1/2で良く、U相駆動のIGBTの数が4個に増えるが、コスト的、スペース的な負担が2倍になるわけではない。特に、ある程度出力容量が大きいインバータでは、各IGBTを並列接続して使用することも多く、そのような場合には、図3のインバータ構成は各IGBTの接続関係を変更するだけで構成できる。その場合にはコスト負担は小さい。 The burden on the inverter shown in FIG. 3 will be described. The field power component If2 is differentially generated and supplied by the four IGBTs T1, T2, T3, and T4. It is a relationship of (8) and (9) Formula, and If2 is relatively small. Further, T1, T2, T3, and T4 of the four IGBTs also generate U-phase voltage and current, and the U-phase current Iu has the relationship of the expressions (6), (8), and (9). Therefore, the current capacities of T1, T2, T3, and T4 of the four IGBTs may be about ½ of the current capacities of T5 and T6 of the V-phase drive IGBT, and the number of U-phase drive IGBTs is four. It will increase, but the cost and space burden will not be doubled. In particular, in an inverter having a large output capacity to some extent, the IGBTs are often used in parallel connection. In such a case, the inverter configuration of FIG. 3 can be configured only by changing the connection relationship of the IGBTs. In that case, the cost burden is small.
なお、前記界磁電力成分If2の供給方法は、図3の構成から種々の変形も可能である。同一の相の巻線に限らず、電気角で720°周期の成分を作り出せば、図3の受電巻線38、3Aはその電力を受け取ることが可能である。例えば、巻線31、33、35は0°〜360°の間の巻線であり、巻線32、34、36は360°〜720°の間の巻線なので、これらの6個の巻線の1個の巻線だけに界磁電力成分を重畳することができれば、電気角で720°周期の成分を作り出したことになる。また、複数の巻線に重畳することもできる。他の例として、図5に示すように、界磁電力成分53を付加することもできる。巻線51は図1の巻線11、14で、巻線52は図1の巻線17、1Aである。電流54はU相電流Iuである。これらの各種変形も本発明に含むものとする。図1、図3、図4とは異なる本発明実施例を後に示す。
The field power component If2 can be supplied by various modifications from the configuration shown in FIG. If a component having a period of 720 ° in terms of electrical angle is generated, not only the windings of the same phase, the
次に請求項3の実施例として、図1で示した界磁磁束の分布に関する具体的な構成について述べる。最初に、従来の一般的な3相正弦波交流と本発明で実現する矩形波駆動について説明する。図6は3相正弦波交流の電圧、電流とその各時点でのパワーを示す図である。水平軸は電気角で0°から360°を示している。図6の上側の図の縦軸は電圧、電流の大きさである。図6の下側の図は上側の図と同期していて、その縦軸はパワーである。ここで、61はU相の誘起電圧であり、かつ、印加電流で、62はV相の誘起電圧であり、かつ、印加電流で、63はW相の誘起電圧であり、かつ、印加電流であるとすると、力率が1である場合を示しており、U相のパワーは64で、V相のパワーは65で、W相のパワーは66であり、各相のパワーは2倍周波数で、平均値はそれぞれ0.5となる。3相の合計パワーは67の1.5となり、常時一定値となる。これらは、電圧および電流が3相正弦波交流の場合を示している。 Next, a specific configuration relating to the distribution of the field magnetic flux shown in FIG. First, the conventional general three-phase sine wave alternating current and the rectangular wave driving realized by the present invention will be described. FIG. 6 is a diagram showing the voltage and current of the three-phase sine wave alternating current and the power at each time point. The horizontal axis indicates an electrical angle of 0 ° to 360 °. The vertical axis in the upper diagram of FIG. 6 represents the magnitude of voltage and current. The lower diagram of FIG. 6 is synchronized with the upper diagram, and its vertical axis is power. Here, 61 is a U-phase induced voltage and applied current, 62 is a V-phase induced voltage and applied current, 63 is a W-phase induced voltage, and applied current. Assuming there is a case where the power factor is 1, the power of the U phase is 64, the power of the V phase is 65, the power of the W phase is 66, and the power of each phase is double frequency. Each average value is 0.5. The total power of the three phases is 67 to 1.5, which is always a constant value. These show the case where the voltage and current are three-phase sinusoidal alternating current.
今、電線を有効に活用する割合を電線の利用率と呼ぶことにすると、正弦波の波形率は0.707であることから、パワーでは0.707の2乗となり、電線利用率が0.5と直流電圧、直流電流の電線の利用率1.0に比較して小さい値となる。また、半導体電力素子であるIGBTなどの観点で考えると、直流電圧、直流電流の場合に最も効果的に電力を供給でき、その場合の駆動の利用率を1.0とすると、図6の様な正弦波電圧、正弦波電流の駆動におけるIGBTの利用率は0.5となる。駆動を含めたモータシステムの高効率化、小型化、低コスト化を実現するためにはIGBTの利用率の向上が効果的である。 Now, if the rate of effective utilization of the electric wire is referred to as the electric wire utilization rate, since the waveform rate of the sine wave is 0.707, the power is 0.707 squared, and the electric wire utilization rate is 0.00. 5 and a small value in comparison with the utilization factor 1.0 of the DC voltage and DC current. Further, from the viewpoint of an IGBT, which is a semiconductor power element, it is possible to supply power most effectively in the case of a DC voltage and a DC current, and assuming that the drive utilization rate in that case is 1.0, as shown in FIG. The utilization factor of the IGBT in driving a sine wave voltage and sine wave current is 0.5. In order to realize high efficiency, miniaturization, and low cost of a motor system including driving, it is effective to improve the utilization rate of the IGBT.
図7は、矩形交流に近い台形の交流を示す図で、水平軸は電気角で0°から360°を示している。図7の上側の図の縦軸は電圧、電流の大きさである。図7の下側の図は上側の図と同期していて、その縦軸はパワーである。もし、71が誘起電圧であり、かつ、印加電流であるとすると、パワーは71の二乗であって72はとなる。71の傾斜部であるθrrの幅が小さくなると矩形波交流に近づき、72のパワー平均値が1.0に近づく。72を図6の正弦波電圧、正弦波電流のU相パワー64と比較すると、72の平均値の方が大きくできることが分かる。なお、現状は正弦波を前提としたモータ駆動理論が主流であって、制御理論的には、回転座標形のd軸、q軸理論なども正弦波ベクトルの加減算などが高度に発展し、多く使われている。一方、本発明で説明する矩形波駆動、台形波駆動の場合は少し異なり、周波数的には高調波成分を多く含み、個々にそれぞれの考え方が必要となる。また、3相正弦波交流は4相以上の多相にしても原理的なメリットは少なく、簡素化のメリットから3相が現在の主流である。本発明の矩形波駆動、台形波駆動は3相に限らず、4相以上の多相の方が自由度が増す。また、小型化を追求したモータは磁気的に非線形な飽和領域で使用することが多く、モータの大トルク領域の飽和特性でモータ形状、コストなどが定まることが多い。従って、線形理論的な視点とは異なり、磁気飽和特性を持つ磁性材料をどのように効率よく、効果的に使うかという問題でもある。
FIG. 7 is a diagram showing trapezoidal alternating current close to rectangular alternating current, and the horizontal axis indicates an electrical angle of 0 ° to 360 °. The vertical axis in the upper diagram of FIG. 7 represents the magnitude of voltage and current. The lower diagram of FIG. 7 is synchronized with the upper diagram, and its vertical axis is power. If 71 is an induced voltage and an applied current, the power is the square of 71 and 72 is. When the width of θrr which is the inclined portion of 71 becomes smaller, it approaches the rectangular wave alternating current, and the power average value of 72 approaches 1.0. Comparing 72 with the
次に、図8に図7のモータ誘起電圧をより効果的に実現できるロータ構成を示し、説明する。図1のロータ1Eの各磁極1V、1W、1X、1Yは、その詳細なロータ磁極構造まで示していない。電磁鋼板を積層した構造に各界磁巻線を巻回して界磁電流を通電した場合は、各ロータ磁極表面には均一した磁束分布の界磁磁束が生成され、各相巻線の誘起電圧が図7の71の様な波形となる。しかし、各相巻線にトルク電流が通電されると、電機子反作用により各ロータ磁極表面の磁束が片側へ偏り磁束分布の均一性が損なわれる。従って、各相巻線の誘起電圧が図7の71に示す台形の平坦部が変形し、大きな値となる部分と小さな値となる部分が発生する。この問題を低減するため、図8のロータでは、スリット状の空隙部83を各ロータ磁極に設けている。トルク電流によりロータ磁極の円周方向に作用する起磁力によって生成される円周方向の磁束成分を前記のスリット状の空隙部83により低減している。ロータ磁極の方向の磁束成分は、前記空隙部83に挟まれた細長い磁路84を通ってステータ側へ作用する。
Next, FIG. 8 shows a rotor configuration capable of more effectively realizing the motor induced voltage of FIG. 7 and will be described. The
81はロータのN極磁極で、82はロータのS極磁極である。88と8E、8Bと8Jは界磁電力の受電巻線で、87と8A、8Fと8KはロータのN極磁極を励磁する界磁巻線で、8Dと8C、89と8HはロータのS極磁極を励磁する界磁巻線である。なお、S極とN極は直列に接続されているので、界磁巻線は片側だけの界磁巻線でも界磁磁束を励磁することができ、例えば、S極の界磁巻線8D、8C、89、8Hを取り除くこともできる。スリット状の空隙部83は樹脂などの非磁性体を充填した構成でも良い。
81 is an N pole magnetic pole of the rotor, and 82 is an S pole magnetic pole of the rotor. 88 and 8E, 8B and 8J are field power receiving windings, 87 and 8A, 8F and 8K are field windings that excite the N pole magnetic pole of the rotor, 8D and 8C, 89 and 8H are S of the rotor. It is a field winding for exciting the poles. Since the S pole and the N pole are connected in series, the field winding can excite the field magnetic flux even with the field winding on only one side. For example, the S pole field winding 8D, 8C, 89, and 8H can be removed. The slit-shaped
図8の85はロータの強度を得るために必要なロータ外周繋ぎ部であり、ロータ外周の磁束密度が空隙部83の配置周期で脈動することを抑制する効果もある。しかし、ロータ外周繋ぎ部の幅が大きいと、そこを通過する円周方向磁束が増加し、ロータ特性が劣化する問題がある。その寸法はモータ特性上重要な値である。ロータの遠心力に対する強度を得るために、ロータの外周は図18の185のように接続し、ロータ外周を円形状にすることもできる。さらに、ロータの遠心力に対する強度を高めるため、ロータの外周をカーボンファイバーなどの強化プラスチックFRPで覆っても良い。また、図8の86はロータの強度を得るために必要なロータ内部繋ぎ部である。しかし、86の幅が広いとそこを通過する磁束が増加し、スリット状の空隙部83の効果が薄れる。従って、ロータ内部繋ぎ部86の幅寸法はこのロータ特性にとって重要なパラメータである。
次に、請求項4の実施例について説明する。図18に示すロータは、図8に示した4極のロータに永久磁石182、183、186、187などを追加している。81はロータのN極磁極で、82はロータのS極磁極である。これらの永久磁石の着磁方向は各ロータの磁極方向である。例えば、永久磁石182、183は内径方向がS極で外径方向がN極で、永久磁石186、187は内径方向がN極で外径方向がS極である。これらの永久磁石はロータの磁極の方向に励磁しているので、界磁巻線87、8Aおよび8C、8Dなど界磁電流による界磁磁束の励磁と直列となる電磁気的な関係である。従って、界磁巻線の界磁電流による界磁磁束の励磁を前記永久磁石が補助している。
Next, an embodiment of
83などはスリット状の空隙部であり、84などは前記空隙部に挟まれた細長い磁路である。86はロータの強度を得るために必要なロータ内部繋ぎ部であるが、ロータの電磁気特性上はロータ内部繋ぎ部の幅が小さい方が好ましい。
83 and the like are slit-like gaps, and 84 and the like are elongated magnetic paths sandwiched between the gaps.
189、18Eなどは、前記の細長い磁路84などと永久磁石の間の軟磁性体であり、前記の細長い磁路84などを通過する磁束を円周方向に広く分散させる効果がある。しかし、189、18Eなどの幅が広すぎると、界磁磁束が電機子反作用などにより円周方向に移動し、変化するので、適正な狭い幅にする必要がある。
189, 18E and the like are soft magnetic bodies between the elongated
永久磁石の周辺の軟磁性体は、永久磁石が発生する磁束の一部がステータ側へ供給されない磁束成分の磁気的な通路となる。すなわち、界磁電流が零の時には、永久磁石が発生する磁束の一部が漏れ磁束となって通過する。具体的には、永久磁石の円周方向磁路18C、184、18Dと、永久磁石の外径側の磁路18A、18Bと、スロットの外径側の磁路181、185の部分である。これらの漏れ磁束の一部は、界磁巻線の励磁電流により磁束の方向を変え、ステータに有効に活用できる磁束に変化するので、必ずしも有害なだけではない。これらの幅の狭い軟磁性体の磁路は、その軟磁性体の磁気飽和特性を勘案した磁気回路設計を行うことができる。すなわち、ロータの強度上の必要性と磁気的特性とを勘案した各部の幅を設計することができる。
The soft magnetic material around the permanent magnet serves as a magnetic path for a magnetic flux component in which a part of the magnetic flux generated by the permanent magnet is not supplied to the stator side. That is, when the field current is zero, part of the magnetic flux generated by the permanent magnet passes as leakage magnetic flux. Specifically, they are the circumferential
また、図18のスロットの外径側の磁路181、185の部分はロータ強度の点では有効に作用する。しかし、漏れ磁束が増加するという問題もある。一方で、図8のロータ構成では、ロータのスロットが開口している例を示している。ロータのスロットへ巻線を巻回する時にこのスロット開口部を使用することができる。ロータ界磁の特性の点でもスロットが開口している方が有利である。これらの構成も設計上の選択となる。また、ロータの磁極ごとに2個の永久磁石を配置しているが、1個にすることも、3個、4個、5個に分割することもできる。
Further, the portions of the
次に、図19に永久磁石を使用した他のロータの例を示す。図8のロータのスリット状の空隙部83の外径側の先端部に永久磁石191、192、193、194を追加した構造である。図19の左上部分の拡大図を図20に示す。これらの永久磁石の着磁方向は各ロータの磁極方向である。例えば、永久磁石191、192、193、194は内径方向がS極で外径方向がN極である。これらの永久磁石はロータの磁極の方向に励磁しているので、界磁巻線87、8Aおよび8C、8Dなど界磁電流による界磁磁束の励磁と直列となる電磁気的な関係である。従って、界磁巻線の界磁電流による界磁磁束の励磁を前記永久磁石が補助している。スリット状の空隙部201に挟まれた細長い磁路202,203,204を通る磁束を磁路ごとに考察、設計できるので磁気特性が分かりやすい。例えば、細長い磁路202を通る磁束は、永久磁石191と192の半分づつと両永久磁石に挟まれて、狭くなった軟磁性体部を通る。
Next, FIG. 19 shows an example of another rotor using a permanent magnet. This is a structure in which
永久磁石191と192の内径側の磁路205の部分は、スリット状の空隙部201に挟まれた細長い磁路202を通る磁束が永久磁石191を通過しやすいように広がった形状としている。永久磁石191と192との間の幅の狭い軟磁性体部207は、界磁電流が零の時には、永久磁石が発生する磁束の一部が漏れ磁束となって通過し、ロータ内で一巡する磁束となる。図20の矢印付き破線が磁束の通過を示している。この時、この漏れ磁束は、ステータ側を通過していないので、モータのトルク発生に寄与しない磁束成分である。界磁電流が増加すると前記漏れ磁束は次第に減少し、ロータ側からステータ側へ通過する磁束が増加する。前記軟磁性体部207の幅は、軟磁性体の磁気飽和特性を勘案した寸法に設計することができる。すなわち、界磁電流が零の時には、前記永久磁石が適度に界磁電流、界磁磁束を補助し、大きな界磁磁束が必要なときには大きな界磁電流と永久磁石により目的とする磁束がロータ磁極で発生できるような磁気特性である。永久磁石の特性、永久磁石の形状、前記軟磁性体部207の幅を設計する。これらの永久磁石191、192、193、194の効果は、界磁電流容量の低減と界磁電流に起因する銅損の低減である。界磁電流を低減できるため、モータの高効率化、小型化の効果もある。
The portion of the
また、図18、図19、図20に示す永久磁石は界磁磁束を補助的に作り出している。従って、比較的に保磁力の小さい状態で使用することができるので、永久磁石の着磁、増磁により磁石特性を向上し、界磁磁束を増加することができる。逆に高速回転では、永久磁石の特性を弱めることにより、界磁磁束を弱めて定出力特性を容易に実現することができる。特に、本発明モータでは、ロータの界磁巻線を使用した界磁励磁とステータ巻線に通電する界磁励磁との両方を同時に行うことができ、着磁能力が高い。モータの運転状態においてもこれらの電流を利用して、磁石特性を可変することが可能である。 In addition, the permanent magnets shown in FIGS. 18, 19, and 20 produce field magnetic fluxes in an auxiliary manner. Therefore, since it can be used in a state where the coercive force is relatively small, the magnet characteristics can be improved and the field magnetic flux can be increased by magnetizing and magnetizing the permanent magnet. Conversely, at high speed rotation, by weakening the characteristics of the permanent magnet, the field magnetic flux can be weakened and the constant output characteristics can be easily realized. In particular, in the motor of the present invention, both field excitation using the field winding of the rotor and field excitation energizing the stator winding can be performed simultaneously, and the magnetizing ability is high. It is possible to vary the magnet characteristics using these currents even in the operating state of the motor.
また、本発明では図40に示すような種々ロータを使用することもできる。なお、図40では、ロータ断面の半円形状を書いており、また、(b)と(c)では四分円でロータ形状を示している。図40の(a)の370、371、372、373は細長のスリットであり、370、372、373のスリットはロータ磁極間に概略繋がったスリットであるが、371のスリットはロータ表面側からロータのの中央近傍までのスリットになっている。このロータ構造では、スリット371近傍のロータ強度を確保できている。
In the present invention, various rotors as shown in FIG. 40 can also be used. In FIG. 40, a semicircular shape of the rotor cross section is written, and in (b) and (c), the rotor shape is shown by a quadrant. In FIG. 40A, 370, 371, 372, and 373 are elongated slits, and the slits of 370, 372, and 373 are slits that are roughly connected between the rotor magnetic poles. It is a slit to the vicinity of the center. With this rotor structure, the rotor strength near the
図40の(b)の左側四分円のロータでは、374、375、376のスリットがロータ表面側からロータ中心部に向かった構造である。ロータ磁極方向であり、スリット375が向いている方向をd軸とすると、ロータの表面近傍ではq軸方向の磁束を遮蔽する効果がある。ロータの中央近傍では、スリットは無く、q軸方向の磁束遮蔽効果はない。ロータの強度は十分に確保できる。図40の(b)の左側四分円のロータでは、37C、37D、37Eのスリットに加え、37Bの永久磁石を追加している。ロータ磁極の表面へ均等に磁束磁石を供給できる。
In the rotor of the left quadrant of FIG. 40B, the
図40の(c)の左側四分円のロータでは、378はスリットで377は永久磁石である。ロータ磁極の中央部に軟鉄部分があり、界磁電流による電磁石磁束を通しやすい。図40の(c)の右側四分円のロータは、ロータの磁極の方向へ磁石磁束を供給する構造である。図40の(d)のロータでは、ロータ外周にリング状あるいはパイプ状の永久磁石を配置している。特に小型のモータでは、樹脂と希土類磁石を混ぜて固めたこのような円形の磁石が広く使用されている。それ自体の強度も高く、接着剤でロータに固定して強度を得ることができる。永久磁石の378の部分はN極に着磁し、379の部分はS極に着磁する。永久磁石と界磁巻線の起磁力とを重畳させて作用させ、ロータの界磁電流を増減してロータ界磁を可変することができる。これらの例のように、永久磁石の能力を界磁電流の能力を組み合わせて、総合的な能力の高いモータを実現することができる。
In the left quadrant rotor of FIG. 40C, 378 is a slit and 377 is a permanent magnet. There is a soft iron portion at the center of the rotor magnetic pole, and it is easy to pass the electromagnet magnetic flux due to the field current. The rotor of the right quadrant in (c) of FIG. 40 has a structure for supplying magnet magnetic flux in the direction of the magnetic poles of the rotor. In the rotor of FIG. 40 (d), ring-shaped or pipe-shaped permanent magnets are arranged on the outer periphery of the rotor. In particular, in a small motor, such a circular magnet in which a resin and a rare earth magnet are mixed and hardened is widely used. The strength itself is high, and the strength can be obtained by fixing to the rotor with an adhesive. The
次に請求項5の実施例を図9に示し、説明する。水平軸は回転角の電気角で、縦軸は電流の大きさである。本発明例の3相モータの誘起電圧波形は図7に示すような電圧波形で、U相、V相、W相の電圧Vu、Vv、Vwが相互に電気角で120°の位相差を持っている。図7の誘起電圧の傾斜部であるθrrの幅の領域では、誘起電圧変動が大きいため、この間にトルク電流を通電した時にそのトルク値を期待通りに得ることが難しい。図9の91はU相電流波形の例である。正の台形波と負の台形波を組み合わせたような電流波形となっている。U相電流Iuが正の値から負の値に変化する途中で電流値が零あるいは小さな値としていて、その区間の幅はθhz×2である。このθhzは図7のθrrの1/2よりわずかに大きな値とし、誘起電圧変化が大きい区間では電流を零に近い小さな値とし、トルク変動が大きくならないように工夫している。θstは、電流が台形状の上辺の値から零までに変化する回転角である。θhtはθstの1/2の値で、図9に示すように電流値が台形状に1/2だけ変化する回転角であり、その中間点は96である。同様に、92はV相電流波形、93はW相電流波形であり、相対的な位相差は電気角で120°である。ここでは、各相の台形状の電流波形が左右対称と仮定する。また、U、V、W相の電流波形は同一形状で、位相が120°づつ異なる形状に仮定する。
Next, an embodiment of
次に、この3相モータのパワーが一定となる条件について説明する。モータの出力パワーPmは、巻線抵抗に起因する銅損などのモータ内部損失を零ととして理想化すると、次式となる。
Pm=Vu×Iu+Vv×Iv+Vw×Iw (11)
まず、U相電圧Vuの電圧変動が大きい区間の電気角について図9で確認する。(180°−θhz)から(180°+θhz)の区間については、U相電流Iuが零なので、V相とW相とでモータの全パワーを出力する必要がある。V相電圧Vvは1でV相電流Ivは1で、W相電圧Vwは−1でW相電流Iwは−1で、(11)式よりモータパワーPmは2である。同様に、(180°+θhz)から(240°−θhz)の区間では、V相電圧Vvは1でV相電流Ivは1で、U相電圧VuとW相電圧Vwは−1なので、(Iu+Iw)が−1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。(240°−θhz)から(300°+θhz)の区間について、U相電圧Vuは−1でU相電流Iuは−1であり、V相電圧VvとW相電圧Vwは1なので、(Iv+Iw)が1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。(300°+θhz)から(360°−θhz)の区間では、W相電圧Vwは1でW相電流Iwは1で、U相電圧VuとV相電圧Vvは−1なので、(Iu+Iv)が−1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。(360°−θhz)から360°の区間については、U相電流Iuが零で、V相電圧Vvは−1でV相電流Ivは−1で、W相電圧Vwは1でW相電流Iwは1で、(11)式よりモータパワーPmは2である。0°から(0°+θhz)の区間については、U相電流Iuが零で、V相電圧Vvは−1でV相電流Ivは−1で、W相電圧Vwは1でW相電流Iwは1で、(11)式よりモータパワーPmは2である。(0°+θhz)から(60°−θhz)の区間では、V相電圧Vvは−1でV相電流Ivは−1で、U相電圧VuとW相電圧Vwは1なので、(Iu+Iw)が1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。(60°−θhz)から(120°+θhz)の区間について、U相電圧Vuは1でU相電流Iuは1であり、V相電圧VvとW相電圧Vwは−1なので、(Iv+Iw)が−1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。 (120°+θhz)から(180°−θhz)の区間では、W相電圧Vwは−1でW相電流Iwは−1で、U相電圧VuとV相電圧Vvは1なので、(Iu+Iv)が1であれば(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。以上で図9の全区間について説明したことになる。
Next, the conditions under which the power of the three-phase motor is constant will be described. The motor output power Pm is represented by the following equation when idealized with the internal motor loss such as copper loss due to winding resistance being zero.
Pm = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw (11)
First, the electrical angle in the section where the voltage fluctuation of the U-phase voltage Vu is large will be confirmed with reference to FIG. In the section from (180 ° −θhz) to (180 ° + θhz), since the U-phase current Iu is zero, it is necessary to output the full power of the motor in the V-phase and the W-phase. The V-phase voltage Vv is 1, the V-phase current Iv is 1, the W-phase voltage Vw is -1, the W-phase current Iw is -1, and the motor power Pm is 2 from the equation (11). Similarly, in the section from (180 ° + θhz) to (240 ° −θhz), the V-phase voltage Vv is 1, the V-phase current Iv is 1, and the U-phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw are −1, so (Iu + Iw ) Is −1, the motor power Pm in equation (11) can be set to 2. In the interval from (240 ° −θhz) to (300 ° + θhz), the U-phase voltage Vu is −1, the U-phase current Iu is −1, and the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw are 1, so (Iv + Iw) Is 1, the motor power Pm in the equation (11) can be set to 2. In the interval from (300 ° + θhz) to (360 ° −θhz), the W-phase voltage Vw is 1, the W-phase current Iw is 1, and the U-phase voltage Vu and the V-phase voltage Vv are −1, so (Iu + Iv) is − If it is 1, the motor power Pm in the equation (11) can be set to 2. For the section from (360 ° −θhz) to 360 °, the U phase current Iu is zero, the V phase voltage Vv is −1, the V phase current Iv is −1, the W phase voltage Vw is 1, and the W phase current Iw. Is 1, and the motor power Pm is 2 from the equation (11). For the section from 0 ° to (0 ° + θhz), the U-phase current Iu is zero, the V-phase voltage Vv is −1, the V-phase current Iv is −1, the W-phase voltage Vw is 1, and the W-phase current Iw is 1 and the motor power Pm is 2 from the equation (11). In the interval from (0 ° + θhz) to (60 ° −θhz), the V-phase voltage Vv is −1, the V-phase current Iv is −1, and the U-phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw are 1. Therefore, (Iu + Iw) is If it is 1, the motor power Pm in the equation (11) can be set to 2. In the interval from (60 ° −θhz) to (120 ° + θhz), the U-phase voltage Vu is 1 and the U-phase current Iu is 1, and the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw are −1, so (Iv + Iw) is If it is -1, the motor power Pm of the formula (11) can be set to 2. In the interval from (120 ° + θhz) to (180 ° −θhz), the W-phase voltage Vw is −1, the W-phase current Iw is −1, and the U-phase voltage Vu and the V-phase voltage Vv are 1, so (Iu + Iv) is If it is 1, the motor power Pm in the equation (11) can be set to 2. The above has described all the sections in FIG.
ここで、図9の電流波形において、(11)式のモータパワーPmを2とすることのできる条件について考えてみる。図9の96の点から180°までについて考えると、電流の増減の回転角であるθht、すなわち、θst/2の値と、θhzの値の基準としている図7の誘起電圧の傾斜部であるθrrの回転角の1/2の値である。これらの値の和が30°より小さければ、各相電流を図9のように制御して、(11)式のモータパワーPmを2とすることができる。
(θrr/2+θst/2)≦30° (12)
(θrr+θst)≦60° (13)
Here, let us consider the conditions under which the motor power Pm in equation (11) can be set to 2 in the current waveform of FIG. Considering the point from 96 in FIG. 9 to 180 °, it is the slope of the induced voltage in FIG. 7 that is the reference for the value of θht, that is, the value of θst / 2 and the value of θhz, which is the rotation angle of current increase / decrease. It is a value of 1/2 of the rotation angle of θrr. If the sum of these values is smaller than 30 °, each phase current can be controlled as shown in FIG. 9, and the motor power Pm in the equation (11) can be set to 2.
(Θrr / 2 + θst / 2) ≦ 30 ° (12)
(Θrr + θst) ≦ 60 ° (13)
(13)式のθrrはモータ誘起電圧の形状に起因する値であり、この値を小さくすることにはモータ設計上の限界がある。θstは電流の可変時間であって、電流の制御性で決まるので、例えば低速回転であれば時間的な余裕があるので、小さな値にすることができ、零に近づけることも可能である。また、U相電流波形91は、実際の制御においては、97の電流波形のように、台形が滑らかに変化したような電流波形となる。従って、(13)式の評価基準の曖昧さがある。モータの実用的な観点から、図9のような電流波形において、電流波高値の80%までの値の電流波形の範囲をこの台形形状の上辺と見なすことにする。これは実用的な観点で、20%のトルク変動を部分的に許容する基準である。部分的変動なので、平均トルクの低下は10%以下である。
(Theta) rr of (13) is a value resulting from the shape of a motor induced voltage, and there exists a limit on motor design in making this value small. Since θst is a variable time of current and is determined by the controllability of current, for example, there is a time margin for low-speed rotation, so it can be set to a small value and close to zero. In the actual control, the U-phase
また、前記のように、各相の電流値が正および負の波高値をとる角度幅は、電気角で120°+(電圧変動が大きい区間の幅θhz×2)である。そして、各相の(電圧変動が大きい区間の幅θhz×2)では、その相の電流値を零あるいは弊害が起きない程度の小さな値とし、その他の2相でパワーを出力する。その他の角度領域は二つの相の電流値が零と波高値の間で変化する角度領域であり、その二つの相の電流値の和の絶対値を相電流の波高値とする。従って、これら2つの相の電流値(Iu+Iv)=1の各値の取り方には自由度があり、図9に示す形状を変形することができる。より変化率が小さく、角部形状が滑らかな台形形状とすることもできる。 Further, as described above, the angle width at which the current value of each phase takes the positive and negative peak values is 120 ° + (the width θhz × 2 of the section where the voltage fluctuation is large) in electrical angle. Then, for each phase (width θhz × 2 of a section where voltage fluctuation is large), the current value of that phase is set to zero or a small value that does not cause any harmful effects, and power is output in the other two phases. The other angle region is an angle region where the current values of the two phases change between zero and the peak value, and the absolute value of the sum of the current values of the two phases is the peak value of the phase current. Therefore, there is a degree of freedom in taking each value of the current values (Iu + Iv) = 1 of these two phases, and the shape shown in FIG. 9 can be modified. A trapezoidal shape with a smaller change rate and a smooth corner shape can also be used.
次に請求項6の実施例を説明する。図10に5相で4極のモータの横断面図を示す。コイルエンド部のステータ巻線の配置関係は、煩雑なので、8極の例を図14に示し後で説明する。ステータにはA相、B相、C相、D相、E相の全節巻き巻線を巻回している。A相巻線はA1相巻線の101と106、および、A2相巻線の10Bと10Gであり、電気角の位置では0°と180°である。B相巻線は103と108、および、10Dと10Jであり、電気角の位置では72°と252°である。C相巻線は105と10A、および、10Fと10Kであり、電気角の位置では144°と324°である。D相巻線は107と10C、および、10Hと102であり、電気角の位置では216°と36°である。E相巻線は109と10E、および、10Kと104であり、電気角の位置では288°と108°である。ロータは図19、図20に示すロータと同じ構成である。また、図1、図8に示した構成のロータも適用できる。図19、図20の構成内容については後に詳しく説明する。
Next, an embodiment of claim 6 will be described. FIG. 10 shows a cross-sectional view of a 5-phase, 4-pole motor. Arrangement of the stator windings of the coil end portion, so complicated, to explain the example of 8-pole later shown in FIG. 14. A phase to the scan stator, B phase, C phase, D phase, by winding a full-pitch winding in the E-phase. The A phase windings are the
図11は図10のモータの各巻線の結線方法、電圧と電流の印加方法、界磁電力をステータからロータへ供給する方法、界磁電流の通電方法を示す図である。図3に示した3相モータの図を5相モータ用に編修しているが、界磁電力をステータ側からロータ側へステータ巻線を利用して供給する考え方は同じで、構成も類似している。巻線111は図10の101と106のA1相巻線でA1相電流Ia1を通電し、巻線112は図10の10Bと10GのA2相巻線でA2相電流Ia2を通電する。巻線112と巻線11Cは直列に接続したB相巻線で、図10の103、108と10D、10Jの両巻線であり、B相電流Ibを通電する。巻線113と巻線11Dは直列に接続したC相巻線で、図10の105、10Aと10F、10Lの両巻線であり、C相電流Icを通電する。巻線114と巻線11Eは直列に接続したD相巻線で、図10の107、10Cと10H、102の両巻線であり、D相電流Idを通電する。巻線115と巻線11Fは直列に接続したE相巻線で、図10の109、10Eと10K、104の両巻線であり、E相電流Ieを通電する。37は直流電源電圧で、116、117、118、119、11H、11J、11K、11L、11M、11N、11P、11Qの10個の電力制御素子はIGBTなどであり、前記の各相巻線へ電圧、電流を供給する。各IGBTには逆方向通電用の逆並列ダイオードが取り付けられている。3Zはモータの制御を行うモータ制御部で、前記の各IGBTの電圧、電流制御を行う。また、界磁電力の供給制御も行う。前記IGBTおよび相電流の検出値から界磁電流の検出も行う。
FIG. 11 is a diagram showing a method of connecting the windings of the motor of FIG. 10, a method of applying voltage and current, a method of supplying field power from the stator to the rotor, and a method of energizing the field current. Although the diagram of the three-phase motor shown in FIG. 3 has been edited for a five-phase motor, the concept of supplying field power from the stator side to the rotor side using the stator winding is the same, and the configuration is similar. ing. The winding 111 energizes the A1 phase current Ia1 with the
ここで、前記A1相巻線111とA2相巻線11Bは並列に配置した巻線接続となっていて、B相巻線112、11CとC相巻線113、11D、D相巻線114、11EとE相巻線115、11Fは直列の巻線接続となっていて、A相巻線はアンバランスである。このアンバランスを解消するために、A1相巻線31とA2相巻線32の巻き回数を他の相の巻線の2倍の巻き回数とする。そして、A1相電流Ia1、A2相電流Ia2は次式に示すように、1/2の大きさの電流とする。
Ia=Ia1+Ia2 (14)
このようにしてA相電流Iaの整合を取ることにより、通常の5相星形結線の電圧、電流と同等の関係にし、次式の関係を保つことができる。
Ia+Ib+Ic+Id+Ie=0 (15)
なお、A1相巻線111とA2相巻線11Bの巻き回数を他の巻線の2倍の巻き回数とする時、巻線の断面積は逆に1/2とすることができるので、A相の銅線の総量としては同程度である。また、図11において、B相巻線112、11CとC相巻線113、11D、D相巻線114、11EとE相巻線115、11Fを各相それぞれ並列巻線とする場合は、前記A1相巻線111とA2相巻線11Bと同一の配置関係となるので、前記A1相巻線111とA2相巻線11Bの巻き回数は他相の巻線と同一の巻き回数となり、(15)式が保たれる。
Here, the A1 phase winding 111 and the A2 phase winding 11B are connected in parallel, and the
Ia = Ia1 + Ia2 (14)
By matching the A-phase current Ia in this way, the relationship can be made equivalent to the voltage and current of a normal five-phase star connection, and the relationship of the following equation can be maintained.
Ia + Ib + Ic + Id + Ie = 0 (15)
Note that when the number of turns of the A1-phase winding 111 and the A2-phase winding 11B is set to be twice that of the other windings, the cross-sectional area of the winding can be halved. The total amount of phase copper wire is about the same. Further, in FIG. 11, when the
図11の紙面で一点鎖線から上側はステータ側を示し、一点鎖線から下側はロータ側を示している。そして、図11の一点鎖線から下側は、図3の一点鎖線から下側と全く同じである。また、図4に示す磁束成分の電磁気的な結合により、界磁電力の給電と受電を実現し、それらの関係も同じである。次に、図11のA1相巻線111とA2相巻線11Bを使用した界磁電力の給電と受電巻線38と3Aの受電について説明する。A相電流Ia1とIa2は独立して通電できるので、11Rの矢印で示す界磁電力成分If2を通電することができる。具体的には、A1相電流Ia1とA2相電流Ia2を相対的に界磁電力成分If2を増減すれば良く、(14)式の関係から次式となる。
Ia1=Ia/2+If2 (16)
Ia2=Ia/2−If2 (17)
A1相電流Ia1とA2相電流Ia2の合計は、界磁電力成分If2の影響を受けず、次式のようにA相電流Iaとなる。
Ia1+Ia2=Ia/2+If2+Ia/2−If2=Ia (18)
Ia1−Ia2=2×If2 (19)
巻線111と巻線11Bとは両巻線共にA相のステータ巻線であるが、電気角で0°から360°の間に配置する巻線111と電気角で360°から720°の間に配置する巻線11Bとに分け、それぞれの電流を通電できるようにし、電気角で720°周期の電流成分を通電できるようにしている。そして、受電巻線38、3Aに伝えられた電圧、電流成分および界磁巻線3C、3D、3E、3Fへ通電する界磁電流Ifの関係は、図3およびその説明と同じである。ただし、全波整流器39,3Bの出力端子を直列に接続した例を示している。111と11BはA相巻線であると同時に、界磁電力の給電手段としての給電巻線となっている。
In FIG. 11, the upper side from the one-dot chain line indicates the stator side, and the lower side from the one-dot chain line indicates the rotor side. 11 is exactly the same as the lower side from the alternate long and short dash line in FIG. Further, the electromagnetic coupling of the magnetic flux components shown in FIG. 4 realizes the feeding and receiving of field power, and the relationship between them is the same. Next, the feeding of field power using the A1 phase winding 111 and the A2 phase winding 11B of FIG. 11 and the power reception of the
Ia1 = Ia / 2 + If2 (16)
Ia2 = Ia / 2-If2 (17)
The sum of the A1 phase current Ia1 and the A2 phase current Ia2 is not affected by the field power component If2 and becomes the A phase current Ia as shown in the following equation.
Ia1 + Ia2 = Ia / 2 + If2 + Ia / 2−If2 = Ia (18)
Ia1-Ia2 = 2 × If2 (19)
The winding 111 and the winding 11B are both A-phase stator windings, but between the winding 111 arranged between 0 ° and 360 ° in electrical angle and between 360 ° and 720 ° in electrical angle The windings 11B are arranged so as to be capable of energizing each current, and a current component having an electrical angle of 720 ° cycle can be energized. The relationship between the voltage and current components transmitted to the
次に、図11の5相モータの電圧波形、電流波形の例を図12に示す。3相の場合について、図6、図7、図9に示し、正弦波より矩形波に近づけた方がモータ各部の利用率が向上し、原理的に高効率化が可能であることを示した。同様に、図11、図12の5相モータについても矩形波に近い台形波状の電圧、電流として、モータの効率向上、モータの小型化、モータの低コスト化、そして、インバータの小型化と低コスト化を実現するものである。 Next, FIG. 12 shows examples of voltage waveforms and current waveforms of the five-phase motor shown in FIG. For the three-phase case, as shown in FIGS. 6, 7, and 9, the utilization factor of each part of the motor is improved by approaching the rectangular wave rather than the sine wave, and it is possible to increase the efficiency in principle. . Similarly, for the five-phase motors of FIGS. 11 and 12, the trapezoidal wave-like voltage and current close to a rectangular wave are used to improve the motor efficiency, reduce the motor size, reduce the motor cost, and reduce the inverter size. Cost reduction is realized.
図3、図9の3相モータの場合は、直流電圧源37からU、V、Wの3相巻線の内、1つの経路分にしか通電できない構成であって、2/3の利用率であって、1/3は利用できない構成である。これに対し、図11、図12の構成では、直流電圧源37からA、B、C、D、Eの5相巻線の内、2つの経路分に通電できる構成であって、4/5=0.8となり、利用率の改善ができる。各巻線の誘起電圧を矩形波にはできないこと、相電流の切り換え、可変時間が必要なことから、1/5=0.2の通電の冗長性があることは妥当である。
In the case of the three-phase motor shown in FIGS. 3 and 9, the
図12の紙面で下側にA相の電圧波形Vqaの例を示す。電圧振幅は1.0で示していて、水平軸はモータの円周方向の回転角の電気角である。0°と180°の近傍で電圧が急峻に変化する矩形波に近い台形波形状である。電圧が変化する角度幅はθsfである。B相電圧Vqa、C相電圧Vqc、D相電圧Vqd、E相電圧Vqeは、それぞれ電気角で72°づつ位相の遅れた同一形状の電圧波形であるが、波形が重なるので見難いので、記載していない。図12の紙面で上側に示すIqaはA相電流、IqbはB相電流、IqcはC相電流、IqdはD相電流、IqeはE相電流である。モータの出力パワーPmは、巻線抵抗に起因する銅損などのモータ内部損失を零ととして理想化すると、次式となる。
Pm=Vqa×Iqa+Vqb×Iqb+Vqc×Iqc
+Vqd×Iqd+Vqe×Iqe (20)
An example of the A-phase voltage waveform Vqa is shown on the lower side of the sheet of FIG. The voltage amplitude is shown as 1.0, and the horizontal axis is the electrical angle of the rotation angle in the circumferential direction of the motor. It has a trapezoidal wave shape close to a rectangular wave whose voltage changes sharply in the vicinity of 0 ° and 180 °. The angular width at which the voltage changes is θsf. The B-phase voltage Vqa, C-phase voltage Vqc, D-phase voltage Vqd, and E-phase voltage Vqe are voltage waveforms having the same shape, which are delayed in phase by 72 ° in electrical angle, but are difficult to see because the waveforms overlap. Not done. In FIG. 12, Iqa is an A-phase current, Iqb is a B-phase current, Iqc is a C-phase current, Iqd is a D-phase current, and Iqe is an E-phase current. The motor output power Pm is represented by the following equation when idealized with the internal motor loss such as copper loss due to winding resistance being zero.
Pm = Vqa × Iqa + Vqb × Iqb + Vqc × Iqc
+ Vqd × Iqd + Vqe × Iqe (20)
図12の回転角の表現方法は、図9の3相の場合と類似の方法で示している。各相の台形状の電流波形が左右対称と仮定する。また、A、B、C、D、E相の電流波形は同一形状で、位相が72°づつ異なる形状に仮定する。
誘起電圧の傾斜部であるθrrの幅の領域では、誘起電圧変動が大きいため、この間にトルク電流を通電した時にそのトルク値を期待通りに得ることが難しい。図12のA相電流Iqaは、正の台形波と負の台形波を組み合わせたような電流波形となっている。A相電流Iqaが正の値から負の値に変化する途中で電流値が零あるいは小さな値としていて、その区間の幅はθhy×2である。このθhyはA相電圧波形Vqaのθrrの1/2よりわずかに大きな値とし、誘起電圧変化が大きい区間では電流を零に近い小さな値とし、トルク変動が大きくならないように工夫している。θsfは、電流が台形状の上辺の値から零までに変化する回転角である。θhfはθsfの1/2の値で、図12に示すように電流値が台形状に1/2だけ変化する回転角であり、その中間点は126である。
The method of expressing the rotation angle in FIG. 12 is shown by a method similar to the three-phase case in FIG. It is assumed that the trapezoidal current waveform of each phase is symmetrical. Further, it is assumed that the current waveforms of the A, B, C, D, and E phases have the same shape and the phases are different by 72 °.
In the region of the width of θrr, which is the slope of the induced voltage, the induced voltage fluctuation is large, and it is difficult to obtain the torque value as expected when a torque current is applied during this period. The A-phase current Iqa in FIG. 12 has a current waveform that combines a positive trapezoidal wave and a negative trapezoidal wave. While the A-phase current Iqa is changing from a positive value to a negative value, the current value is zero or small, and the width of the section is θhy × 2. This θhy is set to a value slightly larger than ½ of θrr of the A-phase voltage waveform Vqa, and the current is set to a small value close to zero in a section where the induced voltage change is large so that torque fluctuation does not increase. θsf is a rotation angle at which the current changes from the value of the upper side of the trapezoid to zero. θhf is a value that is ½ of θsf, and is a rotation angle at which the current value changes in a trapezoidal shape by ½, as shown in FIG.
次に、図12の電圧特性、電流特性において、モータの出力を大きく出力でき、かつ、モータ出力パワーが一定である条件について説明する。なお、モータ出力が一定であると言うことはトルクリップルが零であることを意味する。図11において、A相巻線はA1相巻線111とA2相巻線11Bに分かれているが、電力的な考察のため1個のA相巻線であると想定すると、5巻線の星形結線である。そして、各相の最大電圧が1.0〔単位電圧〕で、最大電流が1.0〔単位電流〕であるとすると、最大出力は5巻線の2経路分の2.0〔単位電圧×単位電流〕となる。 Next, in the voltage characteristics and current characteristics shown in FIG. 12, the conditions under which a large motor output can be output and the motor output power is constant are described. Note that a constant motor output means that the torque ripple is zero. In FIG. 11, the A-phase winding is divided into an A1-phase winding 111 and an A2-phase winding 11B. However, for power considerations, it is assumed that there is one A-phase winding. It is a form connection. If the maximum voltage of each phase is 1.0 [unit voltage] and the maximum current is 1.0 [unit current], the maximum output is 2.0 [unit voltage × 2 for two paths of five windings. Unit current].
この条件を図12の角度幅に置き換え、表現する。まず、電圧が急峻に変化するθrrの間はトルクも大きく変化し、安定に制御して期待するトルク値を得ることが難しく、トルク値も小さいので、その間ではその相の電流を零、もしくは、零近傍の値とするものと仮定する。従って、そのθrrの間で最大出力である2.0〔単位電圧×単位電流〕を得るためには、他の4相の電圧が1.0〔単位電圧〕もしくは−1.0〔単位電圧〕であり、4相の電流が1.0〔単位電流〕でなければならない。θsfの間は、B相電流Iqbが1.0で、D相電流IqdとE相電流Iqeが−1.0なので、A相電流1qaとC相電流Iqcの和(Iqa+Iqc)が1.0とできる条件を求める。それは、θhyとθhfの和が72°/4=18°以下とできればよい。
θrr/2+θsf/2≦18°
(θrr+θsf)≦36° (21)
This condition is replaced with the angular width of FIG. First, during θrr when the voltage changes sharply, the torque also changes greatly, it is difficult to obtain a torque value that is stably controlled and expected, and the torque value is also small. Assume a value near zero. Therefore, in order to obtain 2.0 [unit voltage × unit current] that is the maximum output during the θrr, the voltage of the other four phases is 1.0 [unit voltage] or −1.0 [unit voltage]. The four-phase current must be 1.0 [unit current]. During θsf, the B-phase current Iqb is 1.0, and the D-phase current Iqd and the E-phase current Iqe are −1.0. Therefore, the sum (Iqa + Iqc) of the A-phase current 1qa and the C-phase current Iqc is 1.0. Find conditions that can be done. It is only necessary that the sum of θhy and θhf be 72 ° / 4 = 18 ° or less.
θrr / 2 + θsf / 2 ≦ 18 °
(Θrr + θsf) ≦ 36 ° (21)
(13)式のθrrはモータ誘起電圧の形状に起因する値であり、この値を小さくすることはモータ設計上の限界がある。θsfは電流の可変時間であって、電流の制御性で決まるので、例えば低速回転であれば時間的な余裕があるので、小さな値にすることができ、零に近づけることも可能である。また、A相電流波形Iqaは、実際の制御において回転数が上昇すると、台形形状とすることは難しく、台形が滑らかに変化したような電流波形となる。従って、(21)式の評価基準の曖昧さがある。特に、図12の5相モータ電流特性は角度条件が図9の3相モータの場合より厳しくなる。
モータの実用的な観点から、図12の電流波形において、トルクの部分的な変動を20%と許容範囲を決める。図12の162°近傍では、B相電流Iqbが1で、D相電流IqdとE相電流Iqeが−1なので、A相電流とC相電流の和(Iqa+Iqc)が0.6の時、(1+0.6)/2=0.8となり、80%のトルクを出力することになる。このことから5相モータでは、電流波高値の60%までの値の電流波形の範囲をこの台形形状の上辺と見なすことにする。これは実用的な観点で、20%のトルク変動を部分的に許容する基準である。部分的変動なので、平均トルクの低下は10%以下である。また、これら2つの相の電流値(Iqa+Iqc)=1の各値の取り方には自由度があり、図9に示す形状を変形することができる。より変化率が小さく、角部形状が滑らかな台形形状とすることもできる。
(Theta) rr of (13) is a value resulting from the shape of a motor induced voltage, and there exists a limit on motor design to make this value small. θsf is a variable time of the current and is determined by the controllability of the current. For example, if it rotates at a low speed, there is a time margin, so it can be set to a small value and can be close to zero. Further, the A-phase current waveform Iqa is difficult to be trapezoidal when the rotational speed is increased in actual control, and becomes a current waveform in which the trapezoid changes smoothly. Therefore, there is an ambiguity in the evaluation criteria of equation (21). In particular, the five-phase motor current characteristics in FIG. 12 are more severe in angular conditions than in the case of the three-phase motor in FIG.
From a practical point of view of the motor, the allowable range is determined as 20% of the partial torque fluctuation in the current waveform of FIG. In the vicinity of 162 ° in FIG. 12, since the B-phase current Iqb is 1 and the D-phase current Iqd and the E-phase current Iqe are −1, when the sum of the A-phase current and the C-phase current (Iqa + Iqc) is 0.6, 1 + 0.6) /2=0.8, and 80% torque is output. Therefore, in a five-phase motor, the current waveform range up to 60% of the current peak value is regarded as the upper side of this trapezoidal shape. From a practical viewpoint, this is a standard that partially allows 20% torque fluctuation. Due to the partial variation, the average torque decrease is 10% or less. Further, there is a degree of freedom in taking each value of the current values (Iqa + Iqc) = 1 of these two phases, and the shape shown in FIG. 9 can be modified. A trapezoidal shape with a smaller change rate and a smooth corner shape can also be used.
なお、前記界磁電力成分である給電電流If2はの供給方法は、図11の構成から種々の変形も可能である。同一の相の巻線に限らず、電気角で720°周期の成分を作り出せば、図11の受電巻線38、3Aはその電力を受け取ることが可能である。例えば、図5に示したような構成も可能であり、これらの各種変形も本発明に含むものとする。
Note that the method of supplying the feeding current If2 that is the field power component can be variously modified from the configuration of FIG. If a component having a period of 720 ° in electrical angle is created, not only the windings of the same phase, the
図11のモータ構成は、図3の説明で示したように、図25のブラシとスリップリングの機能をステータ巻線を活用して行い給電するので、その装置のスペース、コスト、寿命、信頼性の点で優れている。また、図3で説明したその特徴は、図11のモータ構成においても、3相が5相に変わるものの、類似の特徴、効果がある。また、界磁電流をトルク電流に重畳して通電するタイプのモータに比較すると、ステータ巻線の銅損を大幅に低減することが可能である。その理由は、図11のモータは界磁電力を伝達する電流成分は通電するが、界磁電流成分をステータ巻線に通電しないため、図4で示し説明したような力率の低下がなく、電流振幅が大きくならないため、ステータの銅損を大幅に低減することができる。なお、界磁電力をステータからロータへ伝達するためのステータ電流成分に起因する銅損は小さい。 As shown in the explanation of FIG. 3, the motor configuration of FIG. 11 uses the stator windings to perform the functions of the brush and slip ring to supply power, so that the space, cost, life, and reliability of the device are increased. Is excellent in terms of. The features described in FIG. 3 have similar features and effects even in the motor configuration of FIG. 11, although the three phases are changed to five phases. In addition, the copper loss of the stator winding can be greatly reduced as compared with a motor of a type in which the field current is superimposed on the torque current. The reason for this is that the motor of FIG. 11 passes the current component that transmits the field power, but does not pass the field current component to the stator winding, so there is no decrease in the power factor as shown in FIG. Since the current amplitude does not increase, the copper loss of the stator can be greatly reduced. Note that the copper loss due to the stator current component for transmitting the field power from the stator to the rotor is small.
さらに、図6に示すような正弦波から図12に示すような矩形波に近い台形波状の電圧、電流とすることにより、5相構成の内、常時4相が最大出力をする構成としているのでモータ各部の利用率4/5=0.8となり、正弦波電圧、電流の利用率が0.5であることに比較して大幅な改善を実現している。なお、4相、6相などの偶数相の場合は、インバータから流入、流出する出入りの電流数が一致するため、交流電流の反転時には出力が低下し、トルク脈動が発生する問題がある。7相、9相などは、図12のように、1相が電流切り換えの動作を行えるのでその点では好ましいが、モータおよびインバータの構成が複雑化する問題がある。本発明はこれらを排除するものではないが、長所と短所があり、用途による使い分けが必要である。
Furthermore, by using a sine wave as shown in FIG. 6 and a trapezoidal wave-like voltage and current close to a rectangular wave as shown in FIG. The
次に、図11に示すインバータの負担について説明する。前記界磁電力成分である給電電If2は、4個のIGBTの116、117、118、119で差動的に交流電圧、交流電流を生成して供給している。(16)、(17)式の関係であって、If2は相対的に小さい。また、4個のIGBTの116、117、118、119はA相の電圧、電流も生成していて、A相電流Iaは(14)、(16)、(17)式の関係である。従って、4個のIGBTの116、117、118、119の電流容量は、B相駆動のIGBTの11H、11Jの電流容量の約1/2で良く、A相駆動のIGBTの数が4個に増えるが、コスト的、スペース的な負担が2倍になるわけではない。特に、ある程度出力容量が大きいインバータでは、各IGBTを並列接続して使用することも多く、そのような場合には、図11のインバータ構成は各トランジスタの接続関係を変更するだけで構成できる。その場合にはコスト負担は小さい。インバータのIGBTの利用率という卯観点では、5相の内の4相分のIGBTを最大出力するために常時使用することが可能なので、利用率は0.8だといえる。そして、利用率が増加した分、IGBTの最大電圧、最大電流を低減できるので、インバータの小型化、低コスト化が可能である。
Next, the burden on the inverter shown in FIG. 11 will be described. The feeding power If2, which is the field power component, is differentially generated and supplied by the four
次に、3相と5相とを比較する。単純比較では、図3等で説明した3相モータの各部の利用率は2/3で、図11等で説明した5相モータの各部利用率は4/5なので、5相モータの方が利用率が高く、原理的に高効率化、小型化が可能である。インバータについては、最大電圧、最大電流が比較的明確なので、5相モータの方が原理的には有利である。さらに、界磁電流成分をある程度ステータの各電流で通電する場合は各巻線の角度位置分解能が重要になり、その点で5相モータは36°の角度分解能があり、有利である。また、種々制御要求により、いくつかの電流モードの変更を行う場合、5相は数学的に低次高調波のキャンセル効果が高く、トルクリップルがきわめて小さいという特徴がある。また、後で説明するように、図13に示す5相の正弦波電流で駆動することもできる。IsaはA相電流、IsbはB相電流、IscはC相電流、IsdはD相電流、IseはE相電流である。なお、5相モータは電気的な機能の面で優れた面がある反面、巻線の数が増加し複雑になるという問題がある。インバータについても、各インバータの通電容量を加算した総電流容量を低減することは可能であるが、制御素子数が増加して複雑になると言う問題がある。なお、これらの問題に対し、図15から図17に5相モータのコイルエンドの簡素化、図23、図24に5相モータの巻線の簡素化、図37、図39では5相モータの簡素化、図41では5相用インバータの有効利用の一方法について説明する。 Next, 3 phase and 5 phase are compared. In the simple comparison, the utilization factor of each part of the three-phase motor explained in FIG. 3 etc. is 2/3, and the utilization factor of each part of the five-phase motor explained in FIG. 11 etc. is 4/5. The rate is high, and in principle, high efficiency and miniaturization are possible. As for the inverter, since the maximum voltage and maximum current are relatively clear, the five-phase motor is more advantageous in principle. Furthermore, when the field current component is energized to some extent with each current of the stator, the angular position resolution of each winding becomes important, and in that respect, the 5-phase motor has an angular resolution of 36 °, which is advantageous. Further, when several current modes are changed due to various control requirements, the five phases are characterized by a mathematically high canceling effect of low-order harmonics and extremely small torque ripple. Further, as will be described later, it can be driven by a five-phase sine wave current shown in FIG. Isa is an A-phase current, Isb is a B-phase current, Isc is a C-phase current, Isd is a D-phase current, and Ise is an E-phase current. The five-phase motor has an excellent electrical function, but has a problem that the number of windings is increased and complicated. As for the inverters, it is possible to reduce the total current capacity obtained by adding the energization capacities of the inverters, but there is a problem that the number of control elements increases and becomes complicated. To solve these problems, FIGS. 15 to 17 show the simplification of the coil end of the five-phase motor, FIGS. 23 and 24 show the simplification of the winding of the five-phase motor, and FIGS. For simplification, FIG. 41 illustrates one method of effective use of the five-phase inverter.
次に、図14について説明する。5相モータのコイルエンド部の巻線の簡素化とコイルエンド部のロータ軸方向長さの短縮とステータ巻線の生産性の改善を目的としている。5相モータは巻線の数が多いので、コイルエンド部の巻線の交差が複雑になるため、使用されることが少ない。特に,出力が5KW以上のモータで、実用的な8極の構成で、巻線係数の大きい全節巻きの場合は、コイルエンド部の巻線配置は図14に示すような形状となり、各巻線が複雑に交差し、製作上の問題が多い。5相モータの前記の特長を生かすためには、この問題を同時に改善する必要がある。 Next, FIG. 14 will be described. The purpose is to simplify the winding of the coil end portion of the five-phase motor, shorten the length of the coil end portion in the rotor axial direction, and improve the productivity of the stator winding. Since the 5-phase motor has a large number of windings, the crossing of the windings at the coil end portion becomes complicated, and thus it is rarely used. In particular, in the case of a motor with an output of 5 KW or more, a practical 8-pole configuration, and full-pitch winding with a large winding coefficient, the winding arrangement of the coil end portion is as shown in FIG. There are many production problems. In order to take advantage of the above-mentioned features of the 5-phase motor, it is necessary to improve this problem at the same time.
図14のスロット数は40でコイルエンド部の巻線数は20で、ロータは8極である。ロータは各種のロータが可能で、例えば、図19のロータを配置することができる。A相巻線は287、28C、28H、28Nである。B相巻線は288、28D、28J、28Pである。C相巻線は289、28E、28K、28Qである。D相巻線は28A、28F、28L、28Rである。E相巻線は28B、28G、28M、28Sである。各コイルエンドの巻線は他の4個の巻線と交差している。例えばU相巻線287は、28R、28S、288、289の4個の巻線と交差している。各巻線を巻回が複雑になる問題がある。特に、隣接する2個のスロットの巻線の交差が難しい。具体的には、スロット141の巻線とスロット142の巻線との交差、スロット141の巻線とスロット142の巻線との交差、スロット143の巻線とスロット144の巻線との交差、スロット145の巻線とスロット146の巻線との交差、スロット147の巻線とスロット148の巻線との交差などである。
The number of slots in FIG. 14 is 40, the number of windings in the coil end portion is 20, and the rotor has 8 poles. The rotor can be various types of rotors. For example, the rotor shown in FIG. 19 can be arranged. A phase winding is 287, 28C, 28H, and 28N. B-phase windings are 288, 28D, 28J, and 28P. The C-phase windings are 289, 28E, 28K, and 28Q. The D-phase windings are 28A, 28F, 28L, and 28R. The E-phase windings are 28B, 28G, 28M, and 28S. Each coil end winding crosses the other four windings. For example, the U-phase winding 287 intersects four
図15と図16にコイルエンド部の巻線の交差の問題を軽減する方法を示す。コイルエンド部で隣接する2個のスロットの形状を変形し、巻線の中心を外径側に移動させたスロットと巻線の中心を内径側に移動させたスロットとを作り、隣接する2個の巻線の巻回順を規定することにより、巻線の交差をより容易に改善する方法である。図15のモータは、図14と同じで、スロット数は40で、ロータは8極である。ロータは各種のロータが可能で、例えば、図19のロータを配置することができる。図15のA相巻線は297、29C、29H、29N、B相巻線は298、29D、29J、29P、C相巻線は299、29E、29K、29Q、D相巻線は29A、29F、29L、29R、E相巻線は29B、29G、29M、29Sである。 FIG. 15 and FIG. 16 show a method for reducing the problem of winding crossings at the coil end portion. The shape of two adjacent slots at the coil end is modified to create a slot in which the center of the winding is moved to the outer diameter side and a slot in which the center of the winding is moved to the inner diameter side. By defining the winding order of the windings, the crossing of the windings can be improved more easily. The motor shown in FIG. 15 is the same as that shown in FIG. 14, has 40 slots, and the rotor has 8 poles. The rotor can be various types of rotors. For example, the rotor shown in FIG. 19 can be arranged. In FIG. 15, the A phase winding is 297, 29C, 29H, 29N, the B phase winding is 298, 29D, 29J, 29P, the C phase winding is 299, 29E, 29K, 29Q, and the D phase winding is 29A, 29F. 29L, 29R, and E-phase windings are 29B, 29G, 29M, and 29S.
図15のスロット15Aの形状KSWは、図14のスロットSP1の形状と異なり、スロットの外径側が広くなりスロット開口部に近い内径側は狭くなっている。隣のスロット15Bの形状KSNは、逆に、スロットの内径側が広くなり、スロットの内径側が狭くなっている。この形状KSWとKSNとの目的は、巻線の巻回順に関係し、円周方向に隣接して配置する2個の巻線で先に巻回する巻線のスロット形状を外径側が広い形状KSWとし、スロットからコイルエンド側へ出る巻線をできるだけ外径側へ誘導して巻回する。
そして、2個の巻線の後から巻回する巻線のスロット形状を内径側を広い形状KSNとし、スロットからコイルエンド側へ出る巻線を先に巻回した巻線に重なるように巻回するなど、2個の巻線の交差ができるだけ少なくできるように巻回する。この方法により、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができ、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。
The shape KSW of the
Then, the slot shape of the winding wound after the two windings is a wide shape KSN on the inner diameter side, and the winding extending from the slot to the coil end side is wound so as to overlap the previously wound winding. The winding is performed so that the number of crossings of the two windings can be minimized. By this method, the winding intersection portion can be wound with less protrusion in the axial direction of the rotor, and the winding length of the coil end portion can be shortened.
次に、図15のステータコアに各巻線を巻回する手順の例を説明する。最初は、ステータコアに巻線を巻回していない状態から始め、A相巻線297をスロット151と156へ巻回する。次にB相巻線298をスロット153と158へ巻回する。次にC相巻線299をスロット155と15Aへ巻回する。この時、スロット155から出た巻線299は、スロット156に巻回しているA相巻線296に重ねて巻回し、スロット15Aへ巻回する。A相巻線296に重ねて巻回する部分に2重線を付記して、巻線の重なりを示している。他の相の巻線についても同様に、巻線の重なり部分に2重線を付記して示している。次にD相巻線29Aをスロット157と15Cへ巻回する。次にE相巻線29Bをスロット159と15Eへ巻回する。次にA相巻線29Cをスロット15Bと15Gへ巻回する。次にB相巻線29Dをスロット15Dと15Jへ巻回する。次にC相巻線29Eをスロット15Fと15Lへ巻回する。次にD相巻線29Fをスロット15Hと15Nへ巻回する。次にE相巻線29Gをスロット15Kと15Qへ巻回する。次にA相巻線29Hをスロット15Mと15Sへ巻回する。次にB相巻線29Jをスロット15Pと15Uへ巻回する。次にC相巻線29Kをスロット15Rと15Wへ巻回する。次にD相巻線29Lをスロット15Tと15Yへ巻回する。
次にE相巻線29Mをスロット15Vと291へ巻回する。次にA相巻線29Nをスロット15Xと293へ巻回する。次にB相巻線29Pをスロット15Zと295へ巻回する。
次にC相巻線29Qをスロット292と29Tへ巻回する。次にD相巻線29Rをスロット294と152へ巻回する。次にE相巻線29Sをスロット296と154へ巻回する。
Next, an example of a procedure for winding each winding around the stator core of FIG. 15 will be described. Initially, starting from a state where no winding is wound around the stator core, the A-phase winding 297 is wound around the
Next, the E-phase winding 29M is wound around the
Next, the C-phase winding 29Q is wound around the
スロット15Aと同様の、外径側が広い形状KSWのスロットは、151、153、156、158、15C、15E、15G、15J、15L、15N、15Q、15S、15U、15W、15Y、291、293、295である。スロット15Bと同様の、内径側が広い形状KSNのスロットは、152、154、157、159、15D、15F、15H、15K、15M、15P、15R、15T、15V、15X、15Z、292、294、296である。
Similar to the
次に、スロット形状の例について図16に示し、説明する。図16の(a)は図14の整然とした歯の断面形状であり、図16の(a)は図14の歯すなわち図16の(a)の歯に周囲を囲われたスロットの断面形状である。図16の(b)は、図16の(a)で示す歯を中心線に対して傾けた形状であり、歯の内径側の位置、形状は変えていない。この図16の(b)の形状によりスロットの形状を変形することができる。この時、スロット形状が広がる部分と狭くなる部分とができて、キャンセル効果があるため、スロットの断面積はほとんど変化しないと考えることができる。なお、歯幅一定の条件では、原理的に、スロット断面積はわずかに減少する。また、ロータに対向する歯の先端形状も変えていないので、ロータに対する電磁気的な影響もわずかである。図16の(c)は、図16の(b)とは反対方向に歯を傾けた形状である。 Next, an example of the slot shape will be described with reference to FIG. FIG. 16 (a) is a cross-sectional shape of the orderly tooth of FIG. 14, and FIG. 16 (a) is a cross-sectional shape of a slot surrounded by the tooth of FIG. 14, that is, the tooth of FIG. 16 (a). is there. FIG. 16B is a shape in which the tooth shown in FIG. 16A is inclined with respect to the center line, and the position and shape of the tooth on the inner diameter side are not changed. The shape of the slot can be changed by the shape of FIG. At this time, since the slot shape is widened and narrowed, and there is a canceling effect, it can be considered that the cross-sectional area of the slot hardly changes. In principle, the slot cross-sectional area slightly decreases under the condition of a constant tooth width. In addition, since the tip shape of the teeth facing the rotor is not changed, the electromagnetic influence on the rotor is small. FIG. 16C shows a shape in which the teeth are inclined in the opposite direction to FIG.
これらの図16の(a)、(b)、(c)の歯の形状を使いわけることにより、図16の(d)、(e)、(f)、(g)に示すような種々のスロット形状を得ることができる。
図16の(e)のスロット形状は、左側に(b)の歯を配置し、右側に(c)の歯を配置したスロット形状であり、外径側が広く内径側が狭い形状で、図15のスロット形状15Aなどの形状である。図16の(f)のスロット形状は、左側に(c)の歯を配置し、右側に(b)の歯を配置したスロット形状であり、外径側が狭く内径側が広い形状で、図15のスロット形状15Bなどの形状である。図16の(g)のスロット形状は、左側に(c)の歯を配置し、右側にも(c)の歯を配置したスロット形状であり、図15のスロット形状155と29Tのスロット形状である。ステータコアへの巻き始めと巻き終わりの近傍では、その非対称性から少し特殊なスロット形状となる。
By properly using the tooth shapes shown in FIGS. 16A, 16B, and 16C, various shapes as shown in FIGS. 16D, 16E, 16F, and 16G are used. A slot shape can be obtained.
The slot shape of FIG. 16 (e) is a slot shape in which the teeth of (b) are arranged on the left side and the teeth of (c) are arranged on the right side, and the outer diameter side is wide and the inner diameter side is narrow. The shape is a
図15、図16の構成により、5相モータで8極などと極数の大きいモータにおける複雑な巻線構成を、隣に配置される2個の巻線の立体的な交差形状を改良し巻線の交差を少なくすることにより、巻線の製作性をより容易にし、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができるようにし、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。なお、スロット形状は図16に示した形状だけでなく、同一の趣旨で種々の変形が可能である。また、巻線の巻回順は一義的ではなく、種々の選択が可能であり、それらも本発明に含むものである。 15 and 16, the complicated winding configuration of a 5-phase motor with a large number of poles, such as 8 poles, is improved by improving the three-dimensional intersection shape of two windings arranged next to each other. By reducing the number of wire crossings, it is possible to make winding easier, to reduce winding of the winding crossing in the rotor axial direction, and to reduce the winding length of the coil end. Can be shortened. The slot shape is not limited to the shape shown in FIG. 16, and various modifications can be made for the same purpose. Further, the winding order of the windings is not unambiguous, and various selections are possible, and these are also included in the present invention.
次に、図17は巻線の配置位置を限定する巻線案内171,172、173、174、175、176などを、図15の構成に付加した図である。図15の説明でコイルエンド部の巻線巻回の例について説明したが、巻線の位置は3次元的に自由度があり、期待する位置へ整然と巻線を配置することは難しい。巻線位置を何らかの方法で特定できれば、巻線をより整然と簡素化して巻回することが可能となる。
Next, FIG. 17 is a diagram in which winding
図17の巻線案内171,172、173、174、175、176などは、巻線の巻回時に巻線の配置位置をある程度限定する棒状の巻線案内である。例えば、図17で最初に巻回するA相巻線297を巻回するとき、巻線案内171,172、173は297がスロット152、153、154、155の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するB相巻線298は、巻線案内172、173、174は298がスロット153、154、155、156の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するC相巻線299は、スロット156のA相巻線297が既に巻回されているので、スロット156とその巻線に重ねて巻回する。巻線案内174,175はC相巻線299がスロット157、158、159の方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するD相巻線29Aは、スロット158のB相巻線298が既に巻回されているので、スロット158とその巻線に重ねて巻回する。
巻線案内175,176はD相巻線29Aがスロット159、15A、15Bの方へはみ出さないように巻線位置を限定することができる。次に巻回するE相巻線29Bも、前記のC相巻線299、D相巻線29Aと同様に、スロット15AのC相巻線299が既に巻回されているので、スロット156とその巻線に重ねて巻回する。以下同様に、図17はに示す各巻線を紙面で反時計回転方向に、順次、巻回することができる。なお、ステータコアに各巻線を巻回するとき、巻き始めと巻き終わりの部分は、他の大半の部分の巻線とは条件が異なるため、巻線を重ねて巻く上下関係などが少し異なる巻き方となる。
The winding guides 171, 172, 173, 174, 175, and 176 in FIG. 17 are rod-shaped winding guides that limit the arrangement position of the windings to some extent when winding the windings. For example, when the A-phase winding 297 that is wound first in FIG. 17 is wound, the winding
The winding guides 175 and 176 can limit the winding position so that the D-phase winding 29A does not protrude toward the
図17に示したように、巻線案内171,172、173、174、175、176などを設けることにより、各巻線をより整然と簡素化して巻回することが可能となる。図17の例では簡素な棒状の巻線案内の例について示したが、巻線案内の数を増やす、巻線案内の形状を樹脂などにより精密化した3次元形状の巻線案内とする、複数の巻線案内を一体化することなども可能である。その結果、巻線の製作性をより容易にし、巻線交差部のロータ軸方向への出っ張りを少なく巻回することができるようにし、また、コイルエンド部の巻線長を短縮することができる。
As shown in FIG. 17, by providing the winding
さらには、巻線の巻回順、および、巻線の重なり関係を配慮した巻線案内を使用することにより、巻線の自動巻回機による直巻きも可能となる。少し複雑な巻線配置であるが、集中巻きモータの自動巻回機のように巻線の巻回位置を精密に制御し、ある程度の巻線張力をかけながら、巻線が整列して巻回することができる。また、巻線案内を巻線の端子台として兼用することできる。複数個の巻線案内を樹脂などで集約化したり、一体化する場合には、巻線案内の近傍に巻線の端子台を設けることもできる。 Furthermore, by using a winding guide that takes into consideration the winding order of the windings and the overlapping relationship between the windings, the winding can be directly wound by an automatic winding machine. Although the winding arrangement is a little complicated, the winding position is controlled while precisely controlling the winding position of the winding like an automatic winding machine of a concentrated winding motor, and a certain amount of winding tension is applied. can do. The winding guide can also be used as a terminal block for the winding. When a plurality of winding guides are integrated or integrated with resin or the like, a winding terminal block can be provided in the vicinity of the winding guide.
図12とその説明で、5相モータの矩形波に近い台形波状の電圧と電流でモータを駆動することにより、モータ各部の利用率を向上できることを説明した。しかし、図12の5相の電流波形は急峻な増減が含まれており、低速回転では周波数も低いので問題ないが、高速回転においてこれらの急峻な変化の電流を正確に通電することは巻線インダクタンスの都合上、インバータの直流電圧源の限界などにより難しい。この高速回転時の問題を解決する方法として、高速回転時には図13に示す5相正弦波のA相電流Isa、B相電流Isb、C相電流Isc、D相電流Isd、E相電流Iseを通電する。電流の変化率を大幅に低減できるので、電流制御の電圧負担が大幅に軽減される。モータの出力特性として、特に5相のモータは低次高調波のキャンセル効果が大きいため、5相の台形波電圧のモータへ5相の正弦波電流を通電しても、たいていの用途ではトルクリップルが実用上問題にならない程度の小さな値で駆動することができる。 12 and the description thereof, it has been explained that the utilization factor of each part of the motor can be improved by driving the motor with a trapezoidal wave-like voltage and current close to the rectangular wave of the five-phase motor. However, the five-phase current waveform in FIG. 12 includes a steep increase / decrease and there is no problem because the frequency is low at low speed rotation. However, it is not necessary to accurately energize the current of these steep changes at high speed rotation. Due to the inductance, it is difficult due to the limitation of the DC voltage source of the inverter. As a method for solving the problem at the time of high-speed rotation, a 5-phase sine wave A-phase current Isa, B-phase current Isb, C-phase current Issc, D-phase current Isd, and E-phase current Ise shown in FIG. To do. Since the rate of change of current can be greatly reduced, the voltage burden of current control is greatly reduced. As a motor output characteristic, a 5-phase motor is particularly effective in canceling low-order harmonics, so even if a 5-phase sine wave current is applied to a 5-phase trapezoidal wave motor, torque ripple is required in most applications. However, it can be driven with such a small value that does not cause a practical problem.
特に、電気自動車などの主機モータの特性として、モータの最大トルクが必要な回転数は、急坂道の登坂運転であるから、モータの低速回転で効果的に最大トルクを発生できることが求められ、この最大トルク特性でモータの大きさ、モータのコストの概略が決まると言われている。なお、低速回転時の大トルク特性のニーズは、自動車だけでなく、産業機械などにも多い。 In particular, as a characteristic of main motors such as electric vehicles, the number of rotations that require the maximum torque of the motor is a climbing operation on a steep slope, and therefore it is required that the maximum torque can be generated effectively by low-speed rotation of the motor. It is said that the maximum torque characteristics determine the size of the motor and the cost of the motor. There are many needs for large torque characteristics during low-speed rotation not only for automobiles but also for industrial machines.
なお、図9の3相モータの電流特性についても正弦波化が可能であり、同様なことが言える。また、3相の正弦波界磁電流で円周方向に矩形状の磁束分布、矩形状の誘起電圧を作り出すことは難しい。5相の正弦波界磁電流で円周方向に矩形状の磁束分布、矩形状の誘起電圧を作り出すことは難しい。本発明で示すような、ロータに巻回した界磁巻線の界磁電流により円周方向に矩形状の磁束分布を作り出すことができる。そして、このような界磁磁束を界磁電流で可変可能であれば、界磁磁束制御、定出力制御などが可能である。他の例として、ロータ表面に永久磁石を配置したロータでは、円周方向に矩形状の磁束分布を作り出すことは比較的容易であるが、界磁磁束制御と両立させることは難しい。 The current characteristics of the three-phase motor shown in FIG. 9 can also be made sinusoidal, and the same can be said. In addition, it is difficult to create a rectangular magnetic flux distribution and a rectangular induced voltage in the circumferential direction with a three-phase sinusoidal field current. It is difficult to create a rectangular magnetic flux distribution and a rectangular induced voltage in the circumferential direction with a five-phase sinusoidal field current. As shown in the present invention, a rectangular magnetic flux distribution can be created in the circumferential direction by the field current of the field winding wound around the rotor. If such a field magnetic flux can be varied by a field current, field magnetic flux control, constant output control, and the like are possible. As another example, in a rotor in which permanent magnets are arranged on the rotor surface, it is relatively easy to create a rectangular magnetic flux distribution in the circumferential direction, but it is difficult to achieve compatibility with field magnetic flux control.
次に、図10と図12などに示すような5相モータの界磁磁束分布、巻線の矩形に近い誘起電圧特性を得るためには、図10のロータの界磁巻線に界磁電流を通電すれば良い。しかし、ステータの各相巻線に界磁励磁電流成分を通電して、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束の増減をステータの巻線の電流で制御できれば、界磁磁束の応答性改善が可能となり、弱め界磁も可能となり、メリットがある。なお、従来のdq軸制御の考え方のように、ステータ巻線へ複数の相電流のベクトル和として得られる正弦波状の分布の起磁力では矩形に近い誘起電圧特性を得ることは難しい。 Next, in order to obtain the field magnetic flux distribution of the five-phase motor as shown in FIGS. 10 and 12 and the induced voltage characteristics close to the rectangular shape of the winding, a field current is applied to the field winding of the rotor of FIG. Can be energized. However, if the field excitation current component is energized to each phase winding of the stator and the increase and decrease of the field flux that forms a rectangular wave distribution in the circumferential direction can be controlled by the current of the stator winding, the response of the field flux Can be improved, and field weakening is also possible. As in the conventional concept of dq axis control, it is difficult to obtain an induced voltage characteristic close to a rectangle with a magnetomotive force having a sinusoidal distribution obtained as a vector sum of a plurality of phase currents in the stator winding.
図21に、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束を励磁するステータの各相電流を示す。水平軸は回転方向角度を電気角で示している。Ida、Idb、Idc、Idd、Ideは、A相、B相C相、D相、E相の界磁励磁電流成分である。162°から198°の36°の幅θmの間では、A相の界磁励磁電流成分Idaは正の波高値である0.4としている。A相からE相までの正と負のベクトルは図22に示すような関係となる。A相巻線に流入する電流Idaは、逆方向ベクトルで最も近いC相電流Idcとd相電流Iddとして流れ出る。従って、(Idc+Idd)=−0.4である。また、図11の電流(Ia1+Ia2)が流入してU1相巻線111、U2相巻線11Bに流入し、C相巻線113、11DとD相巻線11E、114を通って流れ出ることに相当する。この図21のA相界磁電流成分Idaは、図12に示すトルク電流成分Iqaが90°を中心とした電流であるのに対して、180°を中心とした電流でありトルク電流成分Iqaより電気角で90°の位相遅れの関係となっている。
FIG. 21 shows each phase current of the stator that excites the field magnetic flux having a rectangular wave distribution in the circumferential direction. The horizontal axis indicates the rotation direction angle in electrical angle. Ida, Idb, Idc, Idd, and Ide are the A, B, C, D, and E phase field excitation current components. Between the width θm of 36 ° from 162 ° to 198 °, the A-phase field excitation current component Ida is set to 0.4 which is a positive peak value. The positive and negative vectors from the A phase to the E phase have a relationship as shown in FIG. The current Ida flowing into the A-phase winding flows out as the closest C-phase current Idc and d-phase current Idd in the reverse vector. Therefore, (Idc + Idd) = − 0.4. Also, the current (Ia1 + Ia2) in FIG. 11 flows into the U1-phase winding 111 and U2-phase winding 11B, and flows out through the C-
図21の126°から162°の幅θnの間は、C相の界磁励磁電流成分Idcが負の波高値である−0.4としている。この間では、同様に、(Ide+Ida)=0.4である。図21の198°から230°の幅θpの間は、D相の界磁励磁電流成分Iddが負の波高値である−0.4としている。この間ではA相電流IdaとB相電流Idbは、同様に、次式となる。
(Ida+Idb)=0.4 (22)
また、この間では、A相電流IdaとB相電流Idbが直線的に変化しているが、(22)式を満たせば良く、種々の値をとっても良い。例えばこの間でIdaとIdbが0.2の一定値であっても良い。また、(22)式は代表的な例であり、(15)式のように、5相星形結線の全電流の和が零となるように、本発明の趣旨に沿って多少変形することもできる。その他の角度範囲においても同様の関係の界磁電流成分となっている。
In the range of the width θn from 126 ° to 162 ° in FIG. 21, the C-phase field excitation current component Idc is set to −0.4, which is a negative peak value. In the meantime, similarly, (Ide + Ida) = 0.4. Between the width θp of 198 ° to 230 ° in FIG. 21, the D-phase field excitation current component Idd is set to −0.4 which is a negative peak value. During this time, the A-phase current Ida and the B-phase current Idb are similarly expressed by the following equations.
(Ida + Idb) = 0.4 (22)
Further, during this period, the A-phase current Ida and the B-phase current Idb change linearly, but it is sufficient if the expression (22) is satisfied and various values may be taken. For example, Ida and Idb may be constant values of 0.2 during this period. Further, equation (22) is a typical example, and as shown in equation (15), it is slightly modified in accordance with the spirit of the present invention so that the sum of all currents of the five-phase star connection becomes zero. You can also. In other angle ranges, the field current components have the same relationship.
図21に示すような5相の界磁電流成分を通電することにより、図19のようなロータの各磁極を励磁して界磁磁束を増加あるいは減少させることができる。しかも、これらの界磁電流成分によりロータ磁極のほぼ全域に均一な起磁力を印加できるので、ロータ磁極の各位置に均一な界磁磁束を分布させることができる。その結果、円周方向に矩形波状の分布を成す界磁磁束を作ることができ、巻線の矩形に近い誘起電圧特性を得ることができる。そして、この5相の界磁電流成分はインバータで駆動するので、急激に増加あるいは減少させることもできる。なお、図19の永久磁石による界磁磁束の生成効果は一定であり可変はできない。また、界磁巻線87、8A、8C、8D、8F、8K、8H、89に通電する界磁電流による界磁磁束の生成は、磁束を比較的高速に増加できる。しかし、界磁磁束を減少させる場合は、ダイオードと界磁巻線で磁気エネルギーが保持されるので、界磁巻線の抵抗で磁気エネルギーが消費するのを待つしかなく、応答速度が遅い問題がある。
By supplying a five-phase field current component as shown in FIG. 21, each magnetic pole of the rotor as shown in FIG. 19 can be excited to increase or decrease the field magnetic flux. In addition, since a uniform magnetomotive force can be applied to almost the entire area of the rotor magnetic pole by these field current components, a uniform field magnetic flux can be distributed at each position of the rotor magnetic pole. As a result, a field magnetic flux having a rectangular wave distribution in the circumferential direction can be created, and an induced voltage characteristic close to the rectangular shape of the winding can be obtained. Since these five-phase field current components are driven by an inverter, they can be increased or decreased rapidly. Note that the effect of generating the field magnetic flux by the permanent magnet of FIG. 19 is constant and cannot be varied. Further, the generation of the field magnetic flux by the field current supplied to the
次に、請求項7の実施例について説明する。図23に本発明の5相モータの横断面図を示す。8極のモータで、コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。破線で示すスロット形状の場所へは巻線を配置せず、取り除いている。図14に示した5相、8極のモータは、巻線の数が多く、各相の巻線が複雑に交差するため複雑になり、ステータの巻線の製作性が悪いという問題があった。図23に示す構成は、この問題を軽減するため、特定の関係で規則的に半数の巻線を取り除き、巻線の交差関係を大幅に単純化している。図23に示す本発明モータは、5相、8極、20スロットで、全節巻き巻線を10個配置したモータである。
Next, an embodiment of
図23で記載している巻線311、312、313、314、315、316、317、318、319、31Aの位置関係は、図14の巻線の位置関係と同じである。巻線を巻回する手順の例について説明する。最初に、311はA相巻線で、スロット231から236へ巻回する。312はE相巻線で、スロット239から23Eへ巻回する。313はD相巻線で、スロット23Hから23Nへ巻回する。314はC相巻線で、スロット23Rから23Wへ巻回する。315はB相巻線で、スロット23Zから23Hへ巻回する。これらの巻線311、312、313、314、315は他の巻線と交差、干渉することがないので、容易に巻回することができる。
The positional relationship between the
次に、316はC相巻線で、スロット235から23Aへ巻回している。この時、スロット236と239には既に巻線が巻回されているが、後にその周辺でその他の巻線を巻回することはないので、これらの巻線にかぶせるように重ねて巻回することもできる。同様に、巻線317、318、319、319、31Aを巻回する。これら10個の巻線は、交差する巻線が少なく、図14の5相全節巻きステータの巻線に比較して容易に巻回することができる。また、図1に示す3相全節巻きステータの巻線に比較しても、巻線交差の関係が単純なので、容易に巻回することができる。
Next,
次に図23に示すスロット形状の修正について説明する。破線で示すスロット形状233、234、237、238、23B、23C、23F、23G、23K、23L、23P、23Q、23T、23U、23X、23Y、31E、31F、31J、31Kは必要がなく、軟鉄部とすることもができる。しかし、当然のことながら、できるだけ巻線を巻回するスペースを広くしたいので、破線で示したスロット形状の断面積分だけ、巻線を巻回するスロットの断面積を広くすることができる。具体的には、23Aに示すスロット断面積を太線31Bで示す場所まで拡大することができる。同様に、23Dに示すスロット断面積を太線31Cで示す場所まで拡大することができる。2倍近くの断面積に拡大できたことになる。他の各スロットについても同様に拡大することができる。各スロットの断面積の拡大により、スロット配置は円周上にほぼ均一に配置した構成とすることができる。
Next, the correction of the slot shape shown in FIG. 23 will be described. Slot shapes 233, 234, 237, 238, 23B, 23C, 23F, 23G, 23K, 23L, 23P, 23Q, 23T, 23U, 23X, 23Y, 31E, 31F, 31J, 31K indicated by broken lines are not necessary, and soft iron It can also be a part. However, as a matter of course, since it is desired to make the space for winding the winding as wide as possible, the cross-sectional area of the slot for winding the winding can be widened by the cross-sectional integral of the slot shape indicated by the broken line. Specifically, the slot cross-sectional area shown in 23A can be expanded to the location shown by the
これらの結果、図14に示す5相、8極、40スロットの全節巻きモータの全スロット内の巻線量と同等の巻線を図23の各スロットに巻回できることになる。さらには、図14の巻線に比較して簡素な巻線構成であり、巻線の巻回が容易なので、図23のスロット内の巻線占積率を向上でき、スロット内絶縁物の総量の減少も期待できる。なお、スロット23Aと23Dとの間の歯の形状は、ロータとステータの間の磁束の通過が無理なくできるような形状、幅とする必要がある。
As a result, windings equivalent to the winding amount in all the slots of the 5-phase, 8-pole, 40-slot all-pitch motor shown in FIG. 14 can be wound in each slot of FIG. Furthermore, since the winding configuration is simple compared to the winding of FIG. 14 and winding of the winding is easy, the winding space factor in the slot of FIG. 23 can be improved, and the total amount of insulator in the slot Can also be expected to decrease. Note that the shape of the teeth between the
図23の巻線構成は、電気角720°の5相、4極、10スロットで全節巻き巻線を配置したモータ構成を円周上に2組配置した構成であって、5相、8極、20スロットで、全節巻き巻線を配置したモータである。電気角720°の構成をモータの中心に対して点対称に配置しているので、A相巻線311と318を図11のA相巻線111と11Bに置き換えて、界磁電力をステータ側からロータ側へ供給することができる。この時、ロータの受電巻線31Lと31Mの巻線ピッチは電気角で720°とする必要がある。受電巻線31Nと31Pも同様に巻線ピッチは電気角で720°とする必要がある。なお、ロータの界磁巻線は、各ロータ磁極ごとに180°ピッチで巻回し、他に図示した界磁巻線と同じである。また、ロータの内部構成は、図19と図20示したような空隙部201、磁石201、202、203、204を8極の構成として配置した8極ロータとすることができ、モータの性能を向上することができる。
The winding configuration in FIG. 23 is a configuration in which two sets of motor configurations in which all-node windings are arranged in five phases, four poles, and ten slots with an electrical angle of 720 ° are arranged on the circumference, and include five phases, eight This is a motor in which all joint windings are arranged with poles and 20 slots. Since the electric angle of 720 ° is arranged symmetrically with respect to the center of the motor, the
また、図23の各スロットの開口部の円周方向位置は、各巻線の電流のベクトルを決めているので、円周方向に2個おきに不均一な配置となるが、電気角で0°、72°、144°、216°、288°の位置は変えない。また、図23では円周方向に電気角で、0°、36°、144°、180°、288°、324°、72°、108°、216°、252°の円周位置にスロット開口部が配置され、それらが2組配置された例である。なお、破線で示すスロット開口部の位置に、あるいはその近傍に、スロット開口部に似せた小さなへこみを作って、疑似のスロット開口部を設けることにより、スロット開口部に起因する磁気抵抗の脈動を軽減し、トルクリップルを減少することもできる。
Further, since the circumferential position of the opening of each slot in FIG. 23 determines the current vector of each winding, it is non-uniformly arranged every two in the circumferential direction, but the electrical angle is 0 °. , 72 °, 144 °, 216 °, 288 ° are not changed. Further, in FIG. 23, slot openings are provided at electrical positions in the circumferential direction at circumferential positions of 0 °, 36 °, 144 °, 180 °, 288 °, 324 °, 72 °, 108 °, 216 °, and 252 °. Are arranged, and two sets of them are arranged. In addition, by creating a small dent similar to the slot opening at or near the position of the slot opening indicated by the broken line, and providing a pseudo slot opening, the magnetic resistance pulsation caused by the slot opening is reduced. It is possible to reduce the torque ripple.
なお、図23に示した5相モータの構成は、電気角720°の構成で、5相、4極、10スロット、5個の全節巻き巻線のモータとしても構成することができる。また、図23に示した5相モータの構成に巻線を5個追加し、5相、8極、30スロットで、全節巻き巻線を15個配置したモータとして構成することもできる。破線で示す233と238へB相巻線、23Bと23GへA相巻線、23Kと23QへE相巻線、23Tと23YへD相巻線、31Eと31KへC相巻線を追加する。5相モータとしてのトルクのバランスは取れる。また、図15、図16に示した巻線の交差の容易化手法を適用することもできる。また、図17に示したような巻線案内を使用して巻線の巻回を容易化することもできる。 The configuration of the five-phase motor shown in FIG. 23 is a configuration with an electrical angle of 720 °, and can also be configured as a motor with five phases, four poles, ten slots, and five full-pitch windings. In addition, five windings can be added to the configuration of the five-phase motor shown in FIG. 23, and the motor can be configured with five phase windings, eight poles, thirty slots and fifteen total windings. Add B-phase windings to 233 and 238, A-phase windings to 23B and 23G, E-phase windings to 23K and 23Q, D-phase windings to 23T and 23Y, and C-phase windings to 31E and 31K. . The torque balance as a 5-phase motor can be taken. Further, the method for facilitating the intersection of windings shown in FIGS. 15 and 16 can be applied. Further, winding of the winding can be facilitated by using a winding guide as shown in FIG.
次に、図24に本発明の他の5相モータの横断面図を示す。12極のモータで、コイルエンド部のステータ巻線の配置関係を付記している。破線で示すスロット形状の場所へは巻線を配置せず、取り除いている。図14に示した5相、8極のモータは、巻線の数が多く、各相の巻線が複雑に交差するため複雑になり、ステータの巻線の製作性が悪いという問題があった。図24に示す構成は、この問題を軽減するため、特定の関係で規則的に1/3の巻線を取り除き、巻線の交差関係を大幅に単純化している。図24に示す本発明モータは、5相、12極、40スロットで、全節巻き巻線を20個配置したモータである。 Next, FIG. 24 shows a cross-sectional view of another five-phase motor of the present invention. In a 12-pole motor, the arrangement relationship of the stator windings at the coil end portion is additionally shown. Windings are not disposed in the slot-shaped locations indicated by broken lines, but are removed. The five-phase, eight-pole motor shown in FIG. 14 has a problem in that the number of windings is large and the windings of the respective phases are complicated to cross each other, which makes the winding complicated. . In the configuration shown in FIG. 24, in order to alleviate this problem, 1/3 windings are regularly removed in a specific relationship, and the crossing relationship of the windings is greatly simplified. The motor of the present invention shown in FIG. 24 is a motor in which 20 full-pitch windings are arranged in 5 phases, 12 poles, 40 slots.
図24の巻線を巻回する手順の例について説明する。最初に、321はA相巻線で、スロット241から246へ巻回する。A相巻線のスロットは、241、246、24B、24C、24D、24E、24F、24G、24H、24J、24Kである。次に同様に、D相巻線322、B相巻線323、E相巻線324、C相巻線325、A相巻線326、D相巻線327、B相巻線328E相巻線329、C相巻線32Aと巻回する。これらの巻線は他の巻線と交差、干渉することがないので、容易に巻回することができる。次に、巻回順が逆になった巻線で、−E相巻線32B、−C相巻線32C、−A相巻線32D、−D相巻線32E、−B相巻線32F、−E相巻線32G、−C相巻線32H、−A相巻線32J、−D相巻線32K、−B相巻線32Lと巻回する。
An example of a procedure for winding the winding of FIG. 24 will be described. First,
これら20個の巻線は、交差する巻線が少なく、図14の5相全節巻きステータの巻線に比較して容易に巻回することができる。また、図1に示す3相全節巻きステータの巻線に比較しても、巻線交差の関係が単純なので、容易に巻回することができる。 These 20 windings have few intersecting windings and can be easily wound as compared with the windings of the five-phase full-pitch winding stator of FIG. Further, even when compared with the winding of the three-phase full-pitch winding stator shown in FIG. 1, the winding crossing relationship is simple, so that winding can be easily performed.
次に図24に示すスロット形状の修正について説明する。破線で示すスロット形状242、245、248、24Bなどは
は必要がなく、軟鉄部とすることもができる。しかし、当然のことながら、できるだけ巻線を巻回するスペースを広くしたいので、破線で示したスロット形状の断面積分だけ、巻線を巻回するスロットの断面積を広くすることができる。具体的には、24Pに示すスロット断面積を太線24Qで示す場所まで拡大することができる。同様に、24Sに示すスロット断面積を太線24Rで示す場所まで拡大することができる。3/2倍近くの断面積に拡大できたことになる。他の各スロットについても同様に拡大することができる。各スロットの断面積の拡大により、スロット配置は円周上にほぼ均一に配置した構成とすることができる。
Next, the modification of the slot shape shown in FIG. 24 will be described. The slot shapes 242, 245, 248, 24B and the like indicated by broken lines are not necessary, and may be a soft iron part. However, as a matter of course, since it is desired to make the space for winding the winding as wide as possible, the cross-sectional area of the slot for winding the winding can be widened by the cross-sectional integral of the slot shape indicated by the broken line. Specifically, the slot cross-sectional area indicated by 24P can be expanded to the location indicated by the
これらの結果、破線で示したスロット断面形状も含めた全スロットへ巻線を巻回した基本構造の5相モータのスロット内巻線量に比較して、同等の巻線を図24の各スロットに巻回できることになる。さらには、図14の巻線に比較して簡素な巻線構成であり、巻線の巻回が容易なので、図24のスロット内の巻線占積率を向上でき、スロット内絶縁物の総量の減少も期待できる。なお、スロット24Pと24Sとの間の歯の形状は、ロータとステータの間の磁束の通過が無理なくできるような形状、幅とする必要がある。
As a result, compared with the amount of winding in the slot of the five-phase motor of the basic structure in which the winding is wound in all slots including the slot cross-sectional shape shown by the broken line, the equivalent winding is placed in each slot in FIG. It can be wound. Furthermore, since the winding configuration is simple compared to the winding of FIG. 14 and the winding of the winding is easy, the winding space factor in the slot of FIG. 24 can be improved, and the total amount of insulator in the slot Can also be expected to decrease. Note that the shape of the teeth between the
図24の巻線構成は、電気角360°×3=1080°の5相、6極、20スロットで10個の全節巻き巻線を配置したモータ構成を円周上に2組配置した構成であって、5相、12極、40スロットで、全節巻き巻線を20個配置したモータである。電気角1080°の構成をモータの中心に対して点対称に配置しているので、A相巻線321と326を図11のA相巻線111と11Bに置き換えて、界磁電力をステータ側からロータ側へ供給することができる。この時、ロータの受電巻線24Tと24Uの巻線ピッチは電気角で1080°とする必要がある。受電巻線24Vと24Wも同様にの巻線ピッチは電気角で1080°とする必要がある。なお、ロータの界磁巻線は、各ロータ磁極ごとに180°ピッチで巻回し、他に図示した界磁巻線と同じである。また、ロータの内部構成は、図19と図20示したような空隙部201、202、203、204、磁石191、192、193、194を8極の構成として配置した12極ロータとすることができ、モータの性能を向上することができる。
The winding configuration of FIG. 24 is a configuration in which two sets of motor configurations in which 10 full-pitch windings are arranged in 5 phases, 6 poles, 20 slots with an electrical angle of 360 ° × 3 = 1080 ° are arranged on the circumference. In this motor, 20 full-pitch windings are arranged in 5 phases, 12 poles, 40 slots. Since the configuration with an electrical angle of 1080 ° is symmetrical with respect to the center of the motor, the
また、図24の各スロットの開口部の円周方向位置は、各巻線の電流のベクトルを決めているので、円周方向に2個おきに不均一な配置となるが、電気角で0°、72°、144°、216°、288°の位置は変えない。なお、破線で示すスロット開口部の位置に、あるいはその近傍に、スロット開口部に似せた小さなへこみを作って、疑似のスロット開口部を設けることにより、スロット開口部に起因する磁気抵抗の脈動を軽減し、トルクリップルを減少することもできる。 In addition, since the circumferential position of the opening of each slot in FIG. 24 determines the current vector of each winding, it is unevenly arranged every two in the circumferential direction, but the electrical angle is 0 °. , 72 °, 144 °, 216 °, 288 ° are not changed. In addition, by creating a small dent similar to the slot opening at or near the position of the slot opening indicated by the broken line, and providing a pseudo slot opening, the magnetic resistance pulsation caused by the slot opening is reduced. It is possible to reduce the torque ripple.
なお、図24に示した5相モータの構成は、電気角1080°の構成で、5相、6極、20スロット、10個の全節巻き巻線のモータとしても構成することができる。また、図24に示した5相モータの構成のうち、5個の巻線を削除した、5相、12極、30スロットで、全節巻き巻線を15個配置したモータとして構成することもできる。例えば、巻線24B、32D、32F、32G、32Kを削除した構成である。5相モータとしてのトルクのバランスは取れる。また、図15、図16に示した巻線の交差の容易化手法を適用することもできる。また、図17に示したような巻線案内を使用して巻線の巻回を容易化することもできる。
The configuration of the five-phase motor shown in FIG. 24 is a configuration with an electrical angle of 1080 °, and can also be configured as a motor with five phases, six poles, 20 slots, and ten full-pitch windings. In addition, the configuration of the 5-phase motor shown in FIG. 24 may be configured as a motor in which 15 windings are arranged in 5 phases, 12 poles, 30 slots, in which 5 windings are deleted. it can. For example, the
次に、前記実施例1に示した図1、図3,図4のモータの巻線配置と相互接続をさらに明確に示すため、図28に巻線の配置結線図を示す。図28はステータの内周面をロータ側から見て、直線展開した図である。図28の水平方向は円周方向の回転角を電気角で示しており、4極のモータなので全周で720°である。太線はステータの各歯を示しており、全周で12個の歯を配置している。これらの歯と歯の間が巻線を挿入するスロットで、1から12までのスロット番号を付記している。ステータの全ての巻線を重ねて記載すると複雑になり見難いので、図28の紙面の上下2段に同じステータの歯を2組記載し、上段にU1相巻線とU2相巻線を示し、下段にV相巻線とW相巻線を記載している。実際には、上段の巻線と下段の巻線とが重なっている。また、686,687,688,689,68A,68Bの略6角形で示した巻線は、いわゆる亀甲型コイルである。この亀甲型コイルは1本の線で略6角形形状を表しているが、例えば、50ターンなどの複数の巻線を巻回したコイルであり、そのコイルの入り口と出口を示している。
Next, in order to more clearly show the winding arrangement and interconnections of the motors of FIGS. 1, 3 and 4 shown in the first embodiment, FIG. 28 shows a winding arrangement diagram. FIG. 28 is a linearly developed view of the inner peripheral surface of the stator as viewed from the rotor side. In the horizontal direction of FIG. 28, the rotation angle in the circumferential direction is indicated by an electrical angle, and since it is a 4-pole motor, the entire circumference is 720 °. The thick line shows each tooth of the stator, and 12 teeth are arranged on the entire circumference. Between these teeth is a slot for inserting a winding, and
図28の681はU1相の巻線端子であり、亀甲型コイル686は図1の巻線11と14である。亀甲型コイル686の他端は、このステータの星形結線の中性点である685へ接続している。同様に、682はU2相の巻線端子であり、亀甲型コイル687は図1の巻線17と1Aである。亀甲型コイル687の他端は、このステータの星形結線の中性点である685へ接続している。巻線端子681へU1相電流Iu1を通電し、巻線端子682へU2相電流Iu2を通電し、前記(6)式の関係となっている。
681 in FIG. 28 is a U1-phase winding terminal, and the turtle shell-shaped
図28の683はV相の巻線端子であり、亀甲型コイル688は図1の巻線13と16で、亀甲型コイル68Aは図1の巻線19と1Cである。亀甲型コイル68Aの他端は、このステータの星形結線の中性点である685へ接続している。図28の684はW相の巻線端子であり、亀甲型コイル689は図1の巻線15と18で、亀甲型コイル68Bは図1の巻線1Bと12である。亀甲型コイル68Bの他端は、このステータの星形結線の中性点である685へ接続している。なお、破線で示す68Eはその左端の歯をイメージして示し、破線で示す68Fはその右端の歯をイメージして示し、破線で示す亀甲型コイル68Cは亀甲型コイル68Bと同一のものである。
683 in FIG. 28 is a V-phase winding terminal, the
次に、請求項1の他の実施例について説明する。図29の断面図に、3相、4極、全節巻き、集中巻き、一つのスロットに挿入するコイルの数が2の構成のモータを示す。先に説明した、請求項1の実施例である図1のモータの変形とも言え、マクロ的には等価である。図1の構成とは、ステータコアは同じで、巻線の構成と配置が異なる。U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwだけを両モータに通電する時、図1のモータの各スロットに流れる電流と図29のモータの該当するスロットに流れる総電流とは全く同じ値である。図29のロータ1Eは図1と同じ構成である。
Next, another embodiment of
690はステータコアで、U1相巻線は69Dから69Gへ巻回する巻線と69Nから69Mへ巻回する巻線である。U2相巻線は69Jから69Hへ巻回する巻線と69Kから69Lへ巻回する巻線である。V相巻線は69Fから69Xへ巻回する巻線と69Zから69Yへ巻回する巻線と501から502へ巻回する巻線と69Eから503へ巻回する巻線である。W相巻線は69Rから69Sへ巻回する巻線と69Uから69Tへ巻回する巻線と69Vから69Wへ巻回する巻線と69Qから69Pへ巻回する巻線である。
図1の巻線の数に比較して図29の巻線の数は2倍となっているが、巻線の総量は同じである。
690 is a stator core, and the U1-phase winding is a winding wound from 69D to 69G and a winding wound from 69N to 69M. The U2-phase winding is a winding wound from 69J to 69H and a winding wound from 69K to 69L. The V-phase winding is a winding wound from 69F to 69X, a winding wound from 69Z to 69Y, a winding wound from 501 to 502, and a winding wound from 69E to 503. The W-phase winding is a winding wound from 69R to 69S, a winding wound from 69U to 69T, a winding wound from 69V to 69W, and a winding wound from 69Q to 69P.
Compared with the number of windings in FIG. 1, the number of windings in FIG. 29 is doubled, but the total number of windings is the same.
図30に図29の巻線の配置結線図を示し説明する。なお、図30の配置結線図は、亀甲型コイル、歯、スロット、上下2段に分けた巻線配置説明など、図28と同様の表現方法としている。なお、図28,図30、図33、図35、図36などの巻線の配置結線図では、亀甲型コイルの巻線を配置するスロット番号とその位置を示し、また、亀甲型コイル間の接続関係も示している。図30の701はU1相の巻線端子であり、亀甲型コイル706は図29の巻線69Dと69Gであり、亀甲型コイル709は図29の巻線69Nと69Mである。亀甲型コイル709の他端は、このステータの星形結線の中性点である705へ接続している。同様に、702はU2相の巻線端子であり、亀甲型コイル707は巻線69Jと69Hであり、亀甲型コイル708は巻線69Kと69Lである。亀甲型コイル708の他端は、前記中性点705へ接続している。巻線端子701へU1相電流Iu1を通電し、巻線端子702へU2相電流Iu2を通電し、前記(6)式の関係となっている。
FIG. 30 is a diagram illustrating the arrangement and connection of the windings in FIG. Note that the layout diagram in FIG. 30 uses the same expression method as in FIG. 28, such as a tortoiseshell-shaped coil, teeth, slots, and a description of the winding layout divided into two upper and lower stages. 28, 30, 33, 35, 36, etc., the layout and connection diagrams of the windings show the slot numbers and the positions of the windings of the tortoiseshell type coils, and between the tortoiseshell type coils. Connection relationships are also shown. 701 in FIG. 30 is a U1-phase winding terminal, the
703はV相の巻線端子であり、亀甲型コイル70Aは巻線69Fと69Xであり、亀甲型コイル70Bは巻線69Zと69Yであり、亀甲型コイル70Cは巻線501と502であり、亀甲型コイル70Dは巻線69Eと503である。亀甲型コイル70Dの他端は、前記中性点705へ接続している。巻線端子703へV相電流Ivを通電し、3相電流の一つの相として作用し、前記(6)式の関係となっている。
704はW相の巻線端子であり、亀甲型コイル70Eは巻線69Rと69Sであり、亀甲型コイル70Fは巻線69Uと69Tであり、亀甲型コイル70Gは巻線69Vと69Wである。亀甲型コイル70Gは機構型コイル70Hへ接続していて、亀甲型コイル70Hは巻線69Qと69Pである。亀甲型コイル70Hの他端は、前記中性点705へ接続している。巻線端子704へW相電流Iwを通電し、3相電流の一つの相として作用し、前記(6)式の関係となっている。
次に、図29,図30で示したモータの電磁気的な作用について説明する。なお、図29の巻線69Dを挿入しているスロットをスロット1とし、反時計回りの順にスロット1からスロット12と命名し、そのスロット番号を該当するスロットの近傍に付記する。
U1相とU2相の具体的な通電例について、各亀甲型コイルの巻き回数は1ターンであると簡素化のために仮定して説明する。今、図30のU1相端子701とU2相端子702へU相電流成分を5Aづつ通電する。ただしここでは、U相電流成分について考察することを目的としているので、V相電流、W相電流については無視することにする。図30の亀甲型コイル706はスロット1とスロット4に挿入していて、亀甲型コイル709はスロット1とスロット10に挿入していて、U1相電流Iu1=5Aを通電している。
U2相電流はIu2=5Aで、亀甲型コイル707はスロット4とスロット7に挿入していて、亀甲型コイル708はスロット7とスロット10に挿入している。スロット1に通電する合計電流は、図30の紙面の上方から下方へ10Aが通電され、スロット4に通電する合計電流は、図30の紙面の下方から上方へ10Aが通電され、スロット7に通電する合計電流は、図30の紙面の上方から下方へ10Aが通電され、スロット10に通電する合計電流は、図30の紙面の下方から上方へ10Aが通電される。その結果、スロット1からスロット4の間では図30の紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット4からスロット7の間では図30の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用し、スロット7からスロット10の間では図30の紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット10からスロット1の間では図30の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用する。これらの起磁力は、U1相とU2相が通常の3相電流の内のU相電流として正しく作用している状態である。
Next, the electromagnetic action of the motor shown in FIGS. 29 and 30 will be described. Note that the slot into which the winding 69D of FIG. 29 is inserted is referred to as
A specific example of energization of the U1 phase and the U2 phase will be described assuming that the number of turns of each turtle shell coil is one turn for the sake of simplicity. Now, the U-phase current component is supplied to the U1-phase terminal 701 and the U2-
The U2-phase current is Iu2 = 5 A, the
次に、図30のU1相端子701とU2相端子702へU相電流成分ではなく、界磁電力を供給するための界磁電力成分である給電電流If2を通電するため、U1相端子701へU1相電流Iu1=2A、U2相端子702へU2相電流Iu2=−2Aを通電する状態を仮定する。この時、V相巻線およびW相巻線に流れる電流は零とする。スロット1に通電する合計電流は、図30の紙面の上方から下方へ4Aが通電され、スロット4に通電する合計電流は、U1相電流Iu1とU2相電流Iu2とが相殺し、0Aとなり、スロット7に通電する合計電流は、図30の紙面の下方から上方へ4Aが通電され、スロット10に通電する合計電流は、U1相電流Iu1とU2相電流Iu2とが相殺し、0Aとなる。これらの結果、スロット1とスロット7へ逆向きの電流4Aが通電され、図30のスロット1からその右側のスロット7の間では紙面で裏側から表側の方向へ起磁力が作用し、スロット7からその右側の端に位置するスロット1の間では図30の紙面で表側から裏側の方向へ起磁力が作用する。これらの起磁力の円周方向幅は電気角で360°であり、起磁力の円周方向周期は720°である。また、これらの起磁力は、円周方向の巻線ピッチが360°で巻線周期が720°の励磁巻線で励磁することと等価である。
Next, the U1 phase terminal 701 and the
後に図35の説明で受電巻線と界磁巻線について、それらの巻線の配置結線図を示し詳しく説明するが、受電巻線の巻線ピッチを360°とすれば、U相、V相、W相の3相電流の巻線周期は360°であり、3相電流に関する円周方向360°の間の起磁力合計は零なので、3相電流Iu、Iv、Iwの起磁力が受電巻線へ電磁気的に作用することは原理的にない。そして、受電巻線は界磁電力成分である前記給電電流If2の電磁気的な作用を受け、界磁巻線に界磁電流を通電するための電力をステータ側からロータ側へ電磁誘導作用により供給する。なお前記例では、U1相電流Iu1=2Aと一定値の瞬間について考察したが、前記給電電流If2は交流であり、ステータとロータ間を非接触で電磁誘導作用により界磁電力を供給することができる。
In the explanation of FIG. 35, the receiving winding and the field winding will be described in detail later with reference to an arrangement diagram of the windings. If the winding pitch of the receiving winding is 360 °, the U phase and the V phase will be described. The winding period of the W-phase three-phase current is 360 °, and the total magnetomotive force in the
次に、請求項1の他の実施例について説明する。図34は、図1のモータ構成と図29のモータ構成を複合したモータ構成の例である。図34のスロット1、スロット4、スロット7、スロット10に巻回するU1相巻線およびU2相巻線は図29の構成と同じで、その他のスロットに巻回するV相巻線およびW相巻線は図1の構成と同じになっている。図34のモータの狙いは、界磁電力の供給の効率は図29の構成の方がやや優れていて、巻線の簡素化の点では図1のモータの方が優れているので、優れた点を活用することである。このように、本発明のモータは、分布巻き化、短節巻き化など種々形態に応用、変形することができる。
Next, another embodiment of
次に、請求項1の他の実施例について説明する。図35は、3相、4極、短節巻き、集中巻きの本発明モータの例である。図1、図29などのモータのスロットが12個で合ったのに対し、図35のモータのスロットの数は6個と少なく、集中巻きの巻線は生産性に優れているので、小型化、低コスト化できる特徴がある。342はU1相巻線で、344はU2相巻線である。34Cと34AはV相巻線である。346と348はW相巻線である。図35のモータの通電方法は図3に示した方法が適用でき、図31に示す方法によりロータの界磁巻線に界磁電力を供給することができる。ロータ1Eは図1などの他のモータと同様である。
Next, another embodiment of
3相の集中巻きモータは、巻線の製作性に優れていて、巻線のコイルエンド長を短くできること、巻線占積率を高くできること、巻線の自動巻化/高速化できることなどで優位性がある。そのため、モータの高性能化、小型化、低コスト化を実現でき、広く使われている。しかし、3相電流による界磁弱め制御の性能が低いため、界磁弱め特性をそれほど必要としない用途で使用されることが多い。従って、本発明の界磁電流制御を行うことにより界磁制御性能を大幅に向上し、今まで使用できなかった領域での活用を期待できる。 The three-phase concentrated winding motor is superior in winding manufacturability, shortening the coil end length of the winding, increasing the winding space factor, and enabling automatic winding / high speed winding. There is sex. For this reason, it is possible to realize high performance, miniaturization, and low cost of the motor, and it is widely used. However, since the performance of field weakening control by three-phase current is low, it is often used in applications that do not require field weakening characteristics so much. Therefore, by performing the field current control of the present invention, the field control performance is greatly improved, and it can be expected to be used in a region that could not be used until now.
次に、ロータの受電巻線と界磁巻線の配置結線図を図33に示し説明する。このロータは、図1、図3、図18、図29、図34、図35などに示したロータの受電巻線と界磁巻線である。図33はロータ表面の円周方向形状を直線状に展開した展開図である。図33の水平軸はロータの円周方向の電気角であり、4極のロータなので0°から720°までを示している。図33の(a)に示す337と33BはロータのN極磁極で、339と33DはS極磁極である。亀甲型コイル33Fは巻線ピッチが電気角で360°の受電巻線JD1であり、図1のコイルエンド27に相当し、図3の受電巻線38に相当する。一方、ステータ側のU相、V相、W相の巻線の電流で励磁される電気角で360°周期の起磁力は、電気角で360°の間の起磁力の総和は原理的に零である。従って、この受電巻線JD1の出力端子333と334には、ステータ側のU相、V相、W相の巻線の(7)式の電流Iu、Iv、Iwで励磁される360°周期の起磁力の影響を原理的に受けない。亀甲型コイル33Gも巻線ピッチが電気角で360°の受電巻線JD2であり、図1のコイルエンド28に相当し、図3の受電巻線3Aに相当する。この受電巻線JD2は亀甲型コイル33Fの受電巻線JD1に対して電気角で180°の円周方向位相差となるように配置している。受電巻線JD2の出力端子は335、336である。
Next, an arrangement connection diagram of the power receiving winding and the field winding of the rotor will be described with reference to FIG. This rotor is a power receiving winding and a field winding of the rotor shown in FIGS. 1, 3, 18, 18, 29, 34, 35 and the like. FIG. 33 is a developed view in which the circumferential shape of the rotor surface is developed linearly. The horizontal axis in FIG. 33 is the electrical angle in the circumferential direction of the rotor, and since it is a 4-pole rotor, it indicates from 0 ° to 720 °. 33A and 33B shown in FIG. 33A are N pole magnetic poles of the rotor, and 339 and 33D are S pole magnetic poles. The
受電巻線の巻線ピッチが電気角で360°であれば、ステータの3相電流の影響を受けないことについて説明したが、受電巻線の巻線ピッチが電気角で360°の2倍、3倍などの整数倍であってもステータの3相電流の影響を受けない。この場合でも、ステータ側の給電電流によりロータ側の受電巻線へ界磁電力を供給することができる。また、受電巻線の巻線ピッチが電気角で360°前後の値であれば同様の効果を得ることができる。これらも本発明に含むものである。 It has been explained that if the winding pitch of the receiving winding is 360 ° in electrical angle, it is not affected by the three-phase current of the stator, but the winding pitch of the receiving winding is twice that of 360 ° in electrical angle, Even if it is an integer multiple such as three times, it is not affected by the three-phase current of the stator. Even in this case, the field power can be supplied to the power receiving winding on the rotor side by the feeding current on the stator side. Similar effects can be obtained if the winding pitch of the power receiving winding is an electrical angle of around 360 °. These are also included in the present invention.
次に、受電巻線JD1、JD2に誘起する電圧について説明する。図32は後に詳しく説明するタイムチャートであり、これらの波形を使用して説明する。今、図30の端子701から端子702へ給電電流成分If2が流れていて、その電流波形が図32の(e)であったとする。そして、図30の巻線の配置結線図に示すスロット1とスロット7が、図33のロータの亀甲型コイル33Fと対向する位置にロータ回転位置があった場合、亀甲型コイル33Fの出力端子333と334へは図32の(f)に示すVrc1の電圧が発生する。その時、受電巻線JD2は給電電流If2が生成する電気角で720°周期の磁束の位相とは電気角で180°位相差が発生するロータ回転位置にあるので、335と336の受電巻線JD2の出力端子には図32の(g)のVrc2のように電圧が発生しない。
Next, voltages induced in the power receiving windings JD1 and JD2 will be described. FIG. 32 is a time chart to be described in detail later, and will be described using these waveforms. Now, let it be assumed that the feeding current component If2 flows from the terminal 701 in FIG. 30 to the terminal 702, and the current waveform is as shown in FIG. Then, when the
このロータ回転位置からロータを回転させると、回転位置に同期して前記Vrc1の振幅が減少し、前記Vrc2の振幅が増加する。ロータ回転位置が電気角で180°回転した位置では、前記Vrc1の電圧が零となり、零であった前記Vrc2の電圧が図32の(f)のように最大値となる。このようにロータ回転位置により、受電巻線JD1と受電巻線JD2のどちらかへ給電電流If2による電圧が発生する。 When the rotor is rotated from this rotor rotation position, the amplitude of Vrc1 decreases and the amplitude of Vrc2 increases in synchronization with the rotation position. At the position where the rotor rotation position is rotated by 180 ° in electrical angle, the voltage of Vrc1 becomes zero, and the voltage of Vrc2 that was zero becomes the maximum value as shown in FIG. Thus, depending on the rotor rotational position, a voltage due to the feeding current If2 is generated in either the power receiving winding JD1 or the power receiving winding JD2.
前記Vrc1の電圧は図3の全波整流器39により直流電圧に整流され、前記Vrc2の電圧は図3の全波整流器3Bにより直流電圧に整流され、全波整流器39の出力と全波整流器3Bの出力の合計が界磁巻線3C、3D、3E、3Fに印加され、界磁電流Ifが通電する。界磁電流Ifの波形は、図32の(i)に示す界磁電流Ifの推定値Ifsのような平滑された波形である。前記全波整流器と前記界磁巻線で構成する界磁回路の時定数は、例えば100msecというような大きな時定数であり、前記全波整流器の出力が500Hzの2倍の周波数の脈動電圧成分を持っていても、それは十分に平滑される。これらの界磁巻線3C、3D、3E、3Fは、図33の亀甲型コイル338、33A、33C、33Eに相当する。界磁電流Ifは図33の端子331と332から通電する。
The voltage Vrc1 is rectified to a DC voltage by the full-
図33の(b)は、図33の(a)の変形例であり、亀甲型コイル33Mと33Nとを直列に接続して前記亀甲型コイル33Fと等価な磁束鎖交を行う受電巻線を実現している。なお、図33の(a)の亀甲型コイル33Gと33Jに相当する図33の(b)の受電巻線は配置結線図が複雑で見難くなるので省略している。図33の(b)の構成の特徴は亀甲型コイルをロータ磁極のピッチで製作できるので、ロータ巻線の製作性が良い点である。図33の(b)のように、等価的に巻線ピッチが360°の整数倍となるような受電巻線の構成も本発明に含むものである。なお、図33の(b)の方は重複する巻線部分があるので不利なようだが、受電巻線の巻き回数は界磁巻線の巻き回数に比較して格段に少ないので、受電巻線の巻線スペースの問題は少なく、トータルでどちら良いかを評価すれば良い。
FIG. 33 (b) is a modified example of FIG. 33 (a), in which a receiving winding for connecting the tortoiseshell type coils 33M and 33N in series and performing flux linkage equivalent to the
次に、請求項8の実施例について説明する。図3にU1相巻線31、U2相巻線32を示したが、両巻線は界磁電力をステータ側からロータ側へ供給する給電巻線をも兼ねている。図3の矢印3Gに示す交流電圧、交流電流If2を供給すると、ロータ側の界磁巻線3C、3D、3E、3Fへ界磁電流Ifが通電されることを示した。そして、U1相電流Iu1とU2相電流Iu2と図3の3Gである給電電流If2の関係は(8)式、(9)式より次の(23)式となる。
If2=(Iu1−Iu2)/2 (23)
U1相電流Iu1は図3のIGBTであるT1とT2で駆動して通電し、U2相電流Iu2は図3のIGBTであるT3とT4で駆動して通電する。
Next, an embodiment of
If2 = (Iu1-Iu2) / 2 (23)
The U1-phase current Iu1 is driven and energized by the IGBTs T1 and T2 shown in FIG. 3, and the U2-phase current Iu2 is driven and supplied by the IGBTs T3 and T4 shown in FIG.
次に、少し詳しい動作を説明するため、図31のブロックダイアグラムを示す。また、図32は図31の各部の信号、電流を示すタイムチャートであり、合わせて説明する。図31は図1、図37などのモータ739を速度制御するブロックダイアグラムであり、一般的な3相交流モータの速度制御装置に対して次の3点を追加している。一つは、図3に示すように4個の電流を駆動できるように、IGBTの数が6個から8個へ増加していて、電流検出器も増加している。2つ目は、界磁電力成分である給電電流If2を制御するための一点鎖線で示した74Lの給電電流制御部を追加している。三つ目は、(8)式で示すU1相電流の中のU相電流成分と(9)式で示すU2相電流の中のU相電流成分とのアンバランス量を補正するアンバランス補償部を追加している。アンバランス補償部は一点鎖線で示す74Mである。
Next, in order to explain a little more detailed operation, the block diagram of FIG. 31 is shown. FIG. 32 is a time chart showing signals and currents of the respective parts in FIG. 31 and will be described together. FIG. 31 is a block diagram for controlling the speed of the
73Aは本発明モータ739に機械的に接続されたロータ位置検出器であり、その出力信号は、そのインターフェイス74Eへ接続し、速度信号742と回転位置信号74Fを出力する。738は図3の8個のIGBTであるT1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8で構成する4相インバータであり、U1相電流Iu1、U2相電流Iu2、V相電流Iv、W相電流Iwを出力する。73Bは前記IGBTのT1、T2で駆動されるU1相電流Iu1を電流検出器74Wで検出した値Iu1s、73Cは前記IGBTのT3、T4で駆動されるU2相電流Iu2を電流検出器74Xで検出した値Iu2s、73Dは前記IGBTのT5、T6で駆動されるV相電流Ivを電流検出器で検出した値Iv1s、73Eは前記IGBTのT7、T8で駆動されるW相電流Iwを電流検出器で検出した値Iw1sである。73Gは(10)式より、Iu1sとIu2sよりU相電流検出値Iusを得る加算器である。74Gは固定座標のU、V、W軸信号を回転座標のd、q軸へ変換する変換器で、74Aはq軸電流Iqs、74Bはd軸電流Idsである。
73A is a rotor position detector mechanically connected to the
741はモータの速度指令で、加算器743は速度指令741から速度信号742を減算してフィードバックし比例積分器744へ出力する。748は界磁制御情報であり、界磁制御モードなどの情報である。界磁制御部747は速度信号742を入力し、d軸電流指令Idcである74Uと、界磁電流指令Ifcである74Vを出力する。745はq軸電流指令Iqcからq軸電流Iqsを差し引いてフィーバックする加算器で、その出力は比例積分器746へ出力し、q軸電圧指令Vqcが出力される。749はd軸電流指令Idcからd軸電流Idsを差し引いてフィーバックする加算器で、その出力は比例積分器749へ出力し、d軸電圧指令Vdcが出力される。74Dは回転座標のd、q軸信号を固定座標のU、V、W軸信号へ変換する変換器でその出力741はU相電圧指令Vuc、出力732はV相電圧指令Vvc、出力733はW相電圧指令Vwcである。737はパルス幅変調器で、U1相のゲート信号、U2相のゲート信号、V相のゲート信号、W相のゲート信号を前記4相インバータ738へ出力する。
741 is a motor speed command, and an
次に、前記給電電流制御部74Lでは、加算器73FがU1相電流の検出値Iu1sとU2相電流の検出値Iu2sとの差である給電電流検出値の2倍の値If2s×2を、(8)式、(9)式に基づいてもとめる。演算器731でIf2s×2を2で割り、その絶対値を計算して界磁電流推測値Ifsを求める。界磁変動指令部74Tの出力74Zが零の時、加算器の出力74Yは界磁電流指令Ifcと同じであり、加算器73Mで界磁電流推測値Ifsを差し引いてフィードバックし、比例積分器73Nへ出力する。74Sは+1と−1の大きさの矩形波で、例えば、500Hz矩形波を発生する。73Pは乗算器で、比例積分器73Nの出力である界磁電圧指令Vfcと前記矩形波を乗算し、給電電圧指令Vf2cを出力する。加算器735はU相電圧指令Vucと界磁電圧指令Vfcとを加算し、U1相電圧指令Vu1cを出力する。加算器736はU相電圧指令Vucと界磁電圧指令Vfcとを減算し、U2相電圧指令Vu2cを出力する。以上の動作により、前記4つの相の電圧と電流を制御し、界磁電流Ifを制御する。
Next, in the feeding current control unit 74L, the adder 73F sets a value If2s × 2 that is twice the feeding current detection value, which is the difference between the detection value Iu1s of the U1 phase current and the detection value Iu2s of the U2 phase current ( It stops based on
図33のタイムチャートで界磁電流に関わる信号を示す。今、U相電圧指令Vucがある一定値で図32の(a)はの値であると仮定する。また、比例積分器73Nの出力である界磁電圧指令Vfcがある一定値であると仮定して、図32の(b)の給電電圧指令Vf2cを出力する。500Hzに交流化されている。先に述べたように、周波数を可変しても良い。U1相電圧指令Vu1cはU相電圧指令Vucと給電電圧指令Vf2cの和であり、図32の(c)となる。U2相電圧指令Vu2cはU相電圧指令Vucと給電電圧指令Vf2cの差であり、図32の(d)となる。これらの指令で通電すると、それらの差分で給電電流If2が通電されるので、加算器73Gの出力の1/2である給電電流検出値If2sは図32の(e)となる。演算器73Jの出力である界磁電流推測値Ifsは図32の(i)となる。界磁電流指令Ifcに対して前記界磁電流推測値Ifsは加算器73Mで減算され、フィードバックされる。
A signal relating to the field current is shown in the time chart of FIG. Now, it is assumed that U-phase voltage command Vuc is a certain value and (a) in FIG. Further, assuming that the field voltage command Vfc, which is the output of the
一方、この時ロータ側の動作は、例えばモータ739が図29,図30のモータであって、図30の巻線の配置結線図に示すスロット1とスロット7が、図33のロータの亀甲型コイル33Fと対向する位置にロータ回転位置があった場合、亀甲型コイル33Fの出力端子333と334へは図32の(f)に示すVrc1の電圧が発生する。その時、受電巻線JD2は給電電流If2が生成する電気角で720°周期の磁束の位相とは電気角で180°位相差が発生するロータ回転位置にあるので、335と336の受電巻線JD2の出力端子には図32の(g)のVrc2のように電圧がほとんど発生しない。前記したように、このロータ回転位置からロータを回転させると、回転位置に同期して前記Vrc1の振幅が減少し、前記Vrc2の振幅が増加する。
On the other hand, the operation on the rotor side is as follows. For example, the
アンバランス補償部74Mは、U1相電流Iu1とU2相電流Iu2のそれぞれのU相電流成分がアンバランスにならないようにフィードバック制御する。73Hは回転座標形から固定座標形に変換してU相電流指令Iucを出力する。加算器74PはIuc/2と給電電流指令If2cを加算してU1相電流指令Iu1cを作成する。加算器74Qは前記U1相電流指令Iu1cからU1相電流検出値Iu1sを減算し、フィードバックしてU1相電流に含まれるU相電流成分のアンバランス量を求め、そのアンバランス量をU1相電圧指令に加え、U2相電圧指令から減ずることによりアンバランス量を補償制御する。(8)式、(9)式を精度良く成立させるためには、アンバランス補償部74Mが効果がある。
The unbalance compensator 74M performs feedback control so that the U phase current components of the U1 phase current Iu1 and the U2 phase current Iu2 do not become unbalanced. 73H converts the rotational coordinate form into a fixed coordinate form and outputs a U-phase current command Iuc. The adder 74P adds Iuc / 2 and the feeding current command If2c to create a U1-phase current command Iu1c. The
このようにして給電電流If2を検出し、界磁電流Ifの推測値Ifsの値を計算して求め、界磁電流Ifを制御することができる。その結果、モータを高トルクで駆動したり、界磁弱め制御で高速回転まで回転領域を広く駆動することができるようになる。そして、非接触で容易に界磁電力をロータ側へ供給できるので、モータの高効率化、小型化、低コスト化の面でも優れている。なお、図31では、給電電流If2を通電するために、加算器73Mなどを使用したフィードバック構成の例について説明したが、もっと単純に給電電流If2を駆動しても良い。例えば、U1相の駆動電圧とU2相の駆動電圧に単純に交流電圧を重畳するだけでも良い。給電経路の伝達関数が比較的単純であれば、重畳する交流電圧にほぼ比例して給電電流If2を通電することができる。 In this way, the feeding current If2 is detected, the estimated value Ifs of the field current If is calculated and obtained, and the field current If can be controlled. As a result, the motor can be driven with high torque, and the rotation region can be driven widely up to high-speed rotation with field weakening control. And since field power can be easily supplied to the rotor side in a non-contact manner, it is excellent in terms of high efficiency, miniaturization, and low cost of the motor. In FIG. 31, the example of the feedback configuration using the adder 73M and the like to supply the feeding current If2 has been described, but the feeding current If2 may be driven more simply. For example, an AC voltage may be simply superimposed on the U1-phase drive voltage and the U2-phase drive voltage. If the transfer function of the power supply path is relatively simple, the power supply current If2 can be supplied in proportion to the superimposed AC voltage.
次に、請求項9の実施例について説明する。図36は、給電電流If2を専用に通電する給電巻線PSWSを付加するモータの例を示す巻線の配置結線図である。図36は図30などの巻線の配置結線図と同様の記載方法で示している。亀甲型コイル72Cとは、電気角で360°の巻線ピッチである。亀甲型コイル726、727、728、729はU相巻線である。図36の紙面で下側に示すV相巻線およびW相巻線は、図30の紙面で下側に示すV相巻線およびW相巻線と同じである。給電巻線72Cは、それらの入力端子72A、72Bへ交流の給電電流If2を通電することにより、円周方向に電気角で360°幅の磁束PSWFをステータとロータ間に作り出す。ロータ側の電気角で360°ピッチで位相差が電気角で180°の2個の受電巻線は、2個の受電巻線の組み合わせで前記磁束PSWFを受け取ることができるように構成している。なお、前記磁束PSWFは円周方向に電気角360°幅であり、その周期は電気角720°であるとも言える。
Next, an embodiment of
このように、給電巻線PSWSを設けることにより、自由な場所に前記磁束PSWFを生成できるので、モータ構造にもよるが、相対的に効率よく界磁電力を供給することができる。また、給電電流とモータの相電流が分離されるので、電流駆動の面で簡素化できる。なお、このように専用の給電巻線PSWSである72Cを設け、通常の3相巻線とは独立して構成するので、巻線の数は増加し、給電電流If2専用の駆動回路が必要となり、その点では複雑になる。しかし、その反面、図30などの構成に比較し、3相巻線への負担を軽減し、図3に示すインバータへの負担を軽減できるという特徴がある。また、給電電流If2の大きさは、モータサイズにもよるが、相電流最大値に較べて1/10以下であり、給電巻線PSWSのスペース的な負担は小さい。また、給電巻線PSWSは、モータの相巻線と一部の巻線を共用するなど、巻線および駆動回路の簡素化の工夫もできる。 Thus, by providing the power supply winding PSWS, the magnetic flux PSWF can be generated at a free place, so that field power can be supplied relatively efficiently depending on the motor structure. Further, since the feeding current and the phase current of the motor are separated, the current driving can be simplified. Since the dedicated power supply winding PSWS 72C is provided in this way and is configured independently of the normal three-phase winding, the number of windings increases and a drive circuit dedicated to the supply current If2 is required. In that respect, it gets complicated. On the other hand, however, compared to the configuration shown in FIG. 30, there is a feature that the burden on the three-phase winding can be reduced and the burden on the inverter shown in FIG. 3 can be reduced. Further, although the magnitude of the feeding current If2 depends on the motor size, it is 1/10 or less compared to the maximum phase current, and the space burden on the feeding winding PSWS is small. Further, the power supply winding PSWS can be devised to simplify the winding and the drive circuit, such as sharing a part of the winding with the phase winding of the motor.
次に、請求項10の実施例について説明する。図37は、5相、4極、スロット数は10,巻線ピッチは144°の短節巻きの5相モータである。図37の350はステータコアであり、スロットの数は10個で、図10に示す全節巻きスロットの半分の数である。電気角で0°から720°までを表現して、352と355は電気角0°と144°の位置のスロットへ巻回するA1相巻線、354と357は電気角72°と216°の位置のスロットへ巻回するB相巻線、356と359は電気角144°と288°の位置のスロットへ巻回するC相巻線、358と35Bは電気角216°と360°の位置のスロットへ巻回するD相巻線、35Aと35Dは電気角288°と72°の位置のスロットへ巻回するE相巻線、35Cと35Fは電気角360°と504°の位置のスロットへ巻回するA2相巻線、35Eと35Hは電気角432°と576°の位置のスロットへ巻回するB相巻線、35Gと35Kは電気角504°と648°の位置のスロットへ巻回するC相巻線、35Jと351は電気角576°と720°の位置のスロットへ巻回するD相巻線、35Lと353は電気角648°と72°の位置のスロットへ巻回するE相巻線である。ロータ1Eは図1などの他のモータと同様であり、本発明に示す各種ロータを使用することができる。
Next, an embodiment of
図37の5相モータの巻線の配置結線図を図38に示す。368の亀甲型コイルはA1相巻線で、A1相端子361からA1相電流Ia1を通電する。369の亀甲型コイルはA2相巻線で、A2相端子362からA2相電流Ia2を通電する。36A、36Eの亀甲型コイルはB相巻線で、B相端子363からB相電流Ibを通電する。36B、36Fの亀甲型コイルはC相巻線で、C相端子364からC相電流Icを通電する。36C、36Gの亀甲型コイルはD相巻線で、D相端子365からD相電流Idを通電する。36D、36Hの亀甲型コイルはE相巻線で、E相端子366からE相電流Ieを通電する。5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、この相順通りに円周方向に巻線を配置している。各相巻線の他端は星形結線の中性点である367へ接続する。そして、前記各相の電流は図11で示した方法で通電し、5相モータを駆動することができる。
FIG. 38 shows an arrangement layout of windings of the five-phase motor shown in FIG. The 368 Tortoiseshell type coil is an A1 phase winding, and supplies an A1 phase current Ia1 from an
図37、図38の5相モータの特徴は、巻線ピッチを電気角で144°の短節巻きとすることにより、コイルエンド部での他相の巻線との交差を減らし、コイルエンド部の巻線構造を簡素化することである。図37のスロットの数は10個で、図10に示す全節巻きスロットの半分の数であり、各スロットに二つの相の巻線を巻回している。スロット間に巻回される巻線の数は10個で、図14に示す巻線の数は同じである。スロット間に巻回される巻線がコイルエンド部で他相の巻線と交差する回数も半分になる。図10のモータに比較して、コイルエンド部の巻線交差を大幅に簡素化できるので、モータの小型化と生産性の果然ができる。機能的には、図10に示す全節巻き5相モータと同様に、d軸電流制御による界磁弱め、強め制御が可能である。なお、図37の5相モータに前記給電巻線PSWSを適切なスロットへ巻回し、A1相巻線とA2相巻線へはA相電流だけを通電する構成とすることもできる。 The characteristics of the five-phase motor shown in FIGS. 37 and 38 are that the winding pitch is a short-pitch winding with an electrical angle of 144 °, thereby reducing the crossing with the other-phase winding at the coil end portion. This is to simplify the winding structure. The number of slots in FIG. 37 is ten, which is half the number of full-pitch winding slots shown in FIG. 10, and windings of two phases are wound around each slot. The number of windings wound between the slots is ten, and the number of windings shown in FIG. 14 is the same. The number of times that the winding wound between the slots intersects with the winding of the other phase at the coil end portion is also halved. Compared with the motor of FIG. 10, the winding crossing of the coil end portion can be greatly simplified, so that the motor can be reduced in size and productivity can be reduced. Functionally, similarly to the full-pitch five-phase motor shown in FIG. 10, field weakening and strengthening control by d-axis current control is possible. Note that the power supply winding PSWS is wound around an appropriate slot in the five-phase motor of FIG. 37, and only the A-phase current is supplied to the A1-phase winding and the A2-phase winding.
次に、請求項11の実施例について説明する。図39は、5相、8極、スロット数は10,巻線は集中巻きの5相モータである。巻線ピッチは144°となる。電気角で0°から1440°までを表現して、395は電気角0°と144°の位置のスロットへ巻回するA1相巻線、396は電気角144°と288°の位置のスロットへ巻回するC相巻線
397は電気角288°と432°の位置のスロットへ巻回するE相巻線、398は電気角432°と576°の位置のスロットへ巻回するB相巻線、399は電気角576°と720°の位置のスロットへ巻回するD相巻線、39Aは電気角720°と864°の位置のスロットへ巻回するA2相巻線、39Bは電気角864°と1008°の位置のスロットへ巻回するC相巻線、39Cは電気角1008°と1152°の位置のスロットへ巻回するE相巻線、39Dは電気角1152°と1296°の位置のスロットへ巻回するB相巻線、39Eは電気角1296°と1440°の位置のスロットへ巻回するD相巻線である。5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、このモータの巻線は相順通りに円周方向に配置していない。ロータ1Eは図1などの他のモータと同様であり、本発明に示す各種ロータを使用することができる。そして、前記各相の電流は図11で示した方法で通電し、5相モータを駆動することができる。
Next, an embodiment of
図39の5相モータの特徴は、巻線が集中巻きであること、巻線ピッチが電気角で144°と適度に大きく巻線係数が0.95と大きいことである。集中巻きモータは、巻線の製作性に優れていて、巻線のコイルエンド長を短くできること、巻線占積率を高くできること、巻線の自動巻化/高速化できることなどで優位性がある。そのため、モータの高性能化、小型化、低コスト化を実現できる。反面、従来の集中巻き巻線は、図10に示す全節巻き5相モータのように、d軸電流制御による界磁弱め、強め制御をステータ巻線で行うことは難しいという問題があった。しかし本発明では、ステータ側から界磁電流制御を行うことができるので、低速回転での大トルクの実現、高速回転まで回転領域を広げた駆動が可能となる。なお、図37の5相モータに前記給電巻線PSWSを適切なスロットへ巻回し、A1相巻線とA2相巻線へはA相電流だけを通電する構成とすることもできる。 The features of the five-phase motor of FIG. 39 are that the windings are concentrated windings, and that the winding pitch is a reasonably large electrical angle of 144 ° and the winding coefficient is as large as 0.95. Concentrated winding motors are excellent in winding manufacturability and have advantages in that the coil end length of the windings can be shortened, that the winding space factor can be increased, and that windings can be automatically wound / speeded up. . As a result, high performance, miniaturization, and cost reduction of the motor can be realized. On the other hand, the conventional concentrated winding has a problem that it is difficult to perform field weakening and strengthening control by the d-axis current control with the stator winding as in the full-pitch five-phase motor shown in FIG. However, in the present invention, since the field current can be controlled from the stator side, it is possible to realize a large torque at a low speed rotation and to drive with a wide rotation range up to a high speed rotation. Note that the power supply winding PSWS is wound around an appropriate slot in the five-phase motor of FIG. 37, and only the A-phase current is supplied to the A1-phase winding and the A2-phase winding.
次に、請求項12の実施例について説明する。図41は、5相モータ内の1相であるA相の電圧と5相の合計のモータの出力パワーを示す図である。水平軸は時間であるが、正弦波1周期の時間を360の目盛りを付けて示している。縦軸は、電圧とパワーの両方を示している。402は振幅が1のA相の正弦波電圧Vaである。今、A相電流Iaも振幅が1でその波形形状が前記Vaと同じであるとする。同様に、B相は位相がA相より72°遅れたB相電圧Vb、B相電流Ibで、C相は位相がB相より72°遅れたC相電圧Vc、C相電流Icで、D相は位相がC相より72°遅れたD相電圧Vd、B相電流Idで、
E相は位相がD相より72°遅れたE相電圧V、B相電流Ieであるとする。図13に示す5相正弦波電流と同様の形状である。この時の5相なパワーP5は下式のように2.5となる。図41の405である。
P5=Va・Ia+Vb・Ib+Vc・Ic+Vd・Id+Ve・Ie=2.5
Next, an embodiment of
It is assumed that the E phase is an E phase voltage V and a B phase current Ie whose phase is delayed by 72 ° from the D phase. The shape is similar to that of the five-phase sine wave current shown in FIG. The five-phase power P5 at this time is 2.5 as shown in the following equation. It is 405 in FIG.
P5 = Va · Ia + Vb · Ib + Vc · Ic + Vd · Id + Ve · Ie = 2.5
図12では、5相なパワーP5を前記の2.5から4.0まで高めるために、矩形波化および台形波化の技術を示した。ここでは、正弦波に3次高調波を加える方法について説明する。図41の401は、3次高調波でその振幅は0.12である。正弦波402と3次高調波を加えた値は403となり、その波高値は0.89で、波高値の近傍は平坦な形状となりほぼ一定値となる。今、インバータの電力素子であるIGBTの定格電圧、定格電流があり、ある許容値で使用することを想定すると、前記403の波形の電圧、電流で制御する場合、その波高値は0.88となるので余裕があり、無駄が発生する。従って、電圧、電流ともに、1/0.88=1.1364倍とすることが可能となる。
FIG. 12 shows a technique of rectangular wave and trapezoidal wave in order to increase the five-phase power P5 from 2.5 to 4.0. Here, a method of adding the third harmonic to the sine wave will be described. In FIG. 41, 401 is the third harmonic and its amplitude is 0.12. The value obtained by adding the
一方、3次高調波を含んだ5相の電圧、電流のパワーP6がどのような特性になるかを説明する。ここで、K3=0.12、K4=1/0.88=1.1364とする。
Va=Ia=K4{sin(wt)+K3×sin(3・wt)
Vb=Ib=K4{sin(wt−72°)+K3×sin(3・wt−72°)
Vc=Ic=K4{sin(wt−144°)+K3×sin(3・wt−144°)
Vd=Id=K4{sin(wt−216°)+K3×sin(3・wt−216°)
Ve=Ie=K4{sin(wt−288°)+K3×sin(3・wt−288°)
とすると、パワーP6は次式となる。
P6=Va×Ia+Vb×Ib+Vc×Ic+Vd×Id+Ve×Ie
On the other hand, the characteristics of the five-phase voltage and current power P6 including the third harmonic will be described. Here, K3 = 0.12 and K4 = 1 / 0.88 = 1.1364.
Va = Ia = K4 {sin (wt) + K3 × sin (3 · wt)
Vb = Ib = K4 {sin (wt-72 °) + K3 × sin (3 · wt-72 °)
Vc = Ic = K4 {sin (wt-144 °) + K3 × sin (3 · wt-144 °)
Vd = Id = K4 {sin (wt−216 °) + K3 × sin (3 · wt−216 °)
Ve = Ie = K4 {sin (wt-288 °) + K3 × sin (3 · wt-288 °)
Then, the power P6 is expressed by the following equation.
P6 = Va * Ia + Vb * Ib + Vc * Ic + Vd * Id + Ve * Ie
この式のA、B、C、D、E相の5項は、それぞれが基本波の二乗式の項、基本波と3次高調波の積の項、3次高調波の二乗の項の3項の式となる。基本波の二乗式の項の5相分の和は、1.1364×1.1364×2.5=3.2285となり、基本波と3次高調波の積の項の5相分の和は零となり、3次高調波の二乗の項の5相分の和は0.004649となる。この結果、5相のパワーP6は、図41の406であり、3.275となる。3次高調波を加えた電圧と電流で駆動することにより、インバータとモータの出力パワーを約31%増大できることになる。また、3次高調波を含む前記404の波形は、急峻な変化が無く滑らかな形状なので、大きな誤差を発生させずに各相の電流を比較的高精度に制御することができる。 The five terms of the A, B, C, D, and E phases in this equation are 3 in the terms of the square of the fundamental wave, the product of the fundamental and the third harmonic, and the square of the third harmonic, respectively. This is the term expression. The sum of the five phases of the square term of the fundamental wave is 1.1364 × 1.1364 × 2.5 = 3.2285, and the sum of the five phases of the product term of the fundamental wave and the third harmonic is It becomes zero, and the sum of the five phases of the square term of the third harmonic is 0.004649. As a result, the five-phase power P6 is 406 in FIG. 41 and is 3.275. By driving with the voltage and current to which the third harmonic is added, the output power of the inverter and the motor can be increased by about 31%. Further, the waveform of 404 including the third harmonic does not have a steep change and has a smooth shape, so that the current of each phase can be controlled with relatively high accuracy without causing a large error.
ここで、もう一つの課題は、5相モータの誘起電圧波形を図41の404のような3次高調波を含んだ波形に設計する必要がある。この点については、モータの構造から、設計経験上から、402の正弦波形状の誘起電圧特性より、404のやや台形状の誘起電圧特性の方が遙かに容易である。なお、3相モータにおいて、3次高調波を含んだ電流で駆動することは、3相の3次高調波の位相が揃ってしまうために不可能である。5相モータの場合は、各3次高調波の総和が零になるので、駆動電流の不都合はない。 Here, another problem is that the induced voltage waveform of the five-phase motor needs to be designed to include a third-order harmonic as indicated by 404 in FIG. In this regard, the slightly trapezoidal induced voltage characteristic of 404 is far easier than the induced voltage characteristic of the sinusoidal shape of 402 from the structure of the motor and from design experience. In a three-phase motor, driving with a current including the third harmonic is impossible because the phases of the three-phase third harmonic are aligned. In the case of a five-phase motor, the sum of each third harmonic becomes zero, so there is no inconvenience in driving current.
次に、請求項13の実施例について説明する。電気自動車用の主機モータは、静止状態からの起動、坂道運転などがあり、低速で高トルクな状態でのセンサレス位置検出が可能なことがモータの必要条件となる。d軸とq軸でのインピーダンス差が小さい場合、また、高トルク時にモータが磁気飽和によりd軸とq軸でのインピーダンス差が小さなる場合などでは、モータ特性が問題となることがある。図1などに示すモータでは、ロータ表面が軟磁性体であり、d軸とq軸でのインピーダンス差が小さく、低速でのセンサレス位置検出が難しい。
Next, an embodiment of
図31の界磁制御部747の出力74Vの界磁電流指令Ifcは界磁電流Ifの大きさを指令する信号であり、界磁磁束の大きさを指令している。一方、界磁変動指令部74Tの出力74Zは、前記給電電流指令If2cより低周波の交流信号である。例えば、界磁電流指令Ifcが1.0の一定値で、前記交流信号74Zが加算器で加えられると、その出力74Yである変動付き界磁電流指令Ifpcは図32の(j)の様な波形となる。このように、例えば50Hz程度で界磁磁束が増減するような界磁電流の指令を作っている。
The field current command Ifc of the output 74V of the
ロータの界磁電流が図32の(j)の様に増減すれば、ロータが静止している状態でも、各相の巻線に界磁磁束の増減に応じた電圧が誘起するので、ロータの磁極位置を検出することができる。そして、前記74Yの変動付きの界磁電流指令Ifpcの大きさが増加している時に、相巻線に発生する電圧が正か負かを判別して、そのロータ磁極がN極かS極かを検出することができる。以上のような方法で、ロータ磁極のセンサレス位置検出が可能である。勿論、ある程度の回転数以上であれば、従来のモータ誘起電圧検出によるセンサレス位置検出も可能である。また、両方法を併用することもできる。 If the field current of the rotor increases or decreases as shown in FIG. 32 (j), even when the rotor is stationary, a voltage corresponding to the increase or decrease of the field magnetic flux is induced in the winding of each phase. The magnetic pole position can be detected. When the magnitude of the field current command Ifpc with fluctuation of 74Y increases, it is determined whether the voltage generated in the phase winding is positive or negative, and whether the rotor magnetic pole is N pole or S pole Can be detected. The sensorless position detection of the rotor magnetic pole can be performed by the method as described above. Of course, sensor-less position detection by conventional motor-induced voltage detection is also possible as long as the rotation speed exceeds a certain level. Moreover, both methods can also be used together.
以上本発明について説明したが、種々の変形、応用、組み合わせが可能である。例えば、4極のモータを8極に変形するなど、極数の変更ができる。外径側に第1のモータを配置し、内径側に第2のモータを配置し、合計2個のモータを配置して一体化したモータ構成が可能である。最も外径側に第1のロータを配置し、最も内径側に第2のロータを配置し、中間に第1のステータと第2のステータを配置した構成では、第1のステータの巻線と第2のステータの巻線とを相互に配線することによりトロイダル状の巻線とし、コイルエンド部などの大幅な簡素化が可能である。図8のロータなどにおいて、スリット状の空隙部83にロータ磁極の磁束方向とは垂直な磁化方向を持つ永久磁石を配置することもできる。ステータのトルク電流による電機子反作用を軽減することができる。また、空隙部83に非磁性体である樹脂などを充填して強化する、あるいは、振動の減衰を図ることなども可能である。図8のロータの遠心力に対する強化策として、積層している電磁鋼板の一部を、空隙部83の無い非磁性のステンレス板などに置き換えることもできる。この場合、積層電磁鋼板とステンレス板とを接着剤などにより連結する。また、種々のロータを本発明モータに使用することができる。また、本発明モータを発電機として作用させることもできる。また、巻線の種類としてアルミ線などを使用することもでき、限定しない。軟磁性体も電磁鋼板だけでなく、圧分磁心など種々の材料が使える。また、永久磁石も種々のもが使用でき、使用時に磁石の強さを可変することも可能である。モータ用電流で磁石を可変する、あるいは、専用の着磁、減磁、脱磁の装置の付加も可能である。
Although the present invention has been described above, various modifications, applications, and combinations are possible. For example, the number of poles can be changed, for example, by transforming a 4-pole motor into 8 poles. A motor configuration in which the first motor is arranged on the outer diameter side, the second motor is arranged on the inner diameter side, and a total of two motors are arranged and integrated is possible. In the configuration in which the first rotor is arranged on the outermost diameter side, the second rotor is arranged on the innermost diameter side, and the first stator and the second stator are arranged in the middle, the winding of the first stator By wiring the windings of the second stator to each other, a toroidal winding can be obtained, and the coil end portion and the like can be greatly simplified. In the rotor of FIG. 8 and the like, a permanent magnet having a magnetization direction perpendicular to the magnetic flux direction of the rotor magnetic pole can be disposed in the slit-shaped
11、14、17、1A U相巻線
13、16、19、1C V相巻線
15、18、1B、11 W相巻線
1D ステータ
1E ロータ
1F ロータ軸
1J、1K 界磁巻線
1Z、1M 界磁巻線
1Q、1R 界磁巻線
1G、1T 界磁巻線
1H、1P 受電巻線
1L、1S 受電巻線
1V、1X N極磁極
1W、1Y S極磁極
11, 14, 17, 1A U phase winding 13, 16, 19, 1C V phase winding 15, 18, 1B, 11 W phase winding
Claims (13)
QNは2以上の整数として、ステータの円周方向に電気角で360°のQN倍の周期の交流磁束の成分を励磁する給電巻線PSWと、
RNはQN/2より小さい整数として、円周方向の巻線ピッチが(360°×RN)であって、界磁電力を受け取るロータの第1受電巻線PRW1と、
円周方向の巻線ピッチが(360°×RN)であって、前記第1受電巻線PRW1とは異なる円周方向位置に配置した、界磁電力を受け取るロータの第2受電巻線PRW2と、
ロータに配置していて、記第1受電巻線PRW1の出力を整流する整流器REC1と、
ロータに配置していて、記第2受電巻線PRW2の出力を整流する整流器REC2と、
ロータのN極磁極あるいはS極磁極あるいはそれらの両方に巻回した界磁巻線FMとを備え、
前記整流器REC1の出力と前記整流器REC2の出力とを使用して前記界磁巻線FMへ界磁電流Ifを通電して前記N極磁極とS極磁極を励磁する
ことを特徴とするモータ。 For AC motors with 4 or more PN poles and 3 or more MN phase stators and rotors,
QN is an integer equal to or greater than 2, and a power supply winding PSW that excites an AC magnetic flux component with a period of QN times 360 ° in electrical angle in the circumferential direction of the stator;
RN is an integer smaller than QN / 2, and the circumferential winding pitch is (360 ° × RN), and the first receiving winding PRW1 of the rotor that receives field power,
A second power receiving winding PRW2 of a rotor for receiving field power, the winding pitch in the circumferential direction being (360 ° × RN), which is disposed at a circumferential position different from the first power receiving winding PRW1; ,
A rectifier REC1 disposed in the rotor and rectifying the output of the first power receiving winding PRW1,
A rectifier REC2 disposed in the rotor and rectifying the output of the second power receiving winding PRW2,
A field winding FM wound around the N-pole magnetic pole or S-pole magnetic pole of the rotor or both of them,
A motor that excites the N-pole magnetic pole and the S-pole magnetic pole by supplying a field current If to the field winding FM using the output of the rectifier REC1 and the output of the rectifier REC2.
U相の巻線の一つである巻線U1Mと、
電気角で(360°×QN)の円周方向範囲の中で、前記巻線U1Mとは異なる円周方向位置に配置するU相の巻線U2Mと、
前記界磁巻線FMへ界磁電流Ifを通電するために必要なステータ側の交流の界磁励磁電流成分をIf2として、前記巻線U1MへU相電流成分Iu1に重畳して界磁励磁電流成分If2を通電する駆動部DRU1と、
前記巻線U2MへU相電流成分Iu2に重畳して界磁励磁電流成分(−If2)を通電する駆動部DRU2と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 The feed winding PSW includes a plurality of U-phase windings that are one of the MN phases,
A winding U1M which is one of U-phase windings;
A U-phase winding U2M arranged at a circumferential position different from the winding U1M in a circumferential range of (360 ° × QN) in electrical angle;
The stator side AC field excitation current component necessary for applying the field current If to the field winding FM is set as If2, and the field excitation current is superimposed on the U phase current component Iu1 to the winding U1M. A drive unit DRU1 for energizing the component If2,
2. The motor according to claim 1, further comprising: a drive unit DRU <b> 2 that energizes the winding U <b> 2 </ b> M with a field excitation current component (−If2) superimposed on the U-phase current component Iu <b> 2.
並行する複数の軟磁性体と、
前記軟磁性体の間に挟まれた空隙あるいは樹脂あるいは永久磁石と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 In the north pole or south pole of the rotor,
A plurality of soft magnetic materials in parallel;
The motor according to claim 1, further comprising a gap, a resin, or a permanent magnet sandwiched between the soft magnetic bodies.
を備えることを特徴とする請求項3に記載のモータ。 The motor according to claim 3, further comprising a permanent magnet arranged in series in the direction of the magnetic flux and the magnetic flux.
各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線FMの界磁電流Ifに励磁される磁束成分により矩形波に近いほぼ台形状の誘起電圧波形で、
ほぼ台形状の正と負の交流電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθrrとして、
前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の80%まで変化する幅の電気角をθstとして、(θrr+θst)≦60°である
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ。
The stator is equipped with a three-phase star connection for each phase winding,
In the induced voltage are approximately trapezoidal waveform of induced voltage closer to a square wave magnetic flux component which is excited in the field current If of the field winding FM rotor of each of the winding phase,
The substantially trapezoidal positive and negative alternating current waveforms have an electrical angle width at which the positive and negative voltages of the induced voltage are inverted as θrr,
2. The motor according to claim 1, wherein (θrr + θst) ≦ 60 °, where θst is an electrical angle having a width in which the substantially trapezoidal positive or negative current changes from zero to 80% of the peak value. .
各相の巻線の誘起電圧はロータの前記界磁巻線FMの界磁電流Ifに励磁される磁束成分により矩形波に近い台形状の誘起電圧波形で、
ほぼ台形状の正と負の交流電流波形は、前記誘起電圧の正と負の電圧が反転する電気角の幅をθrrとして、前記のほぼ台形状の正あるいは負の電流が零から波高値の60%まで変化する幅の電気角をθsfとして、(θrr+θsf)≦36°である
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ。 Equipped with a 5-phase star connection each phase winding on the stator,
In the induced voltage trapezoidal induced voltage waveform closer to a square wave magnetic flux component which is excited in the field current If of the field winding FM rotor of each of the winding phase,
The substantially trapezoidal positive and negative alternating current waveforms have an electric angle width at which the positive and negative voltages of the induced voltage are reversed as θrr, and the substantially trapezoidal positive or negative current has a peak value from zero. The motor according to claim 1, wherein (θrr + θsf) ≦ 36 °, where θsf is an electrical angle having a width that changes to 60%.
A相の巻線はステータの円周上の電気角で0°と180°の位置に配置し、
B相の巻線はステータの円周上の電気角で72°と252°の位置に配置し、
C相の巻線はステータの円周上の電気角で144°と324°の位置に配置し、
D相の巻線はステータの円周上の電気角で216°と36°の位置に配置し、
E相の巻線はステータの円周上の電気角で288°と108°の位置に配置し、
2個のスロットに渡って巻回される各相それぞれの全節巻き巻線の数を(PN/2−1
)以下とすることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 It is a PN pole motor with 5 phases and 4 poles,
A-phase windings are placed at 0 ° and 180 ° electrical angles on the circumference of the stator,
B-phase windings are placed at 72 ° and 252 ° electrical angles on the circumference of the stator,
C-phase windings are arranged at 144 ° and 324 ° in electrical angle on the circumference of the stator,
D-phase windings are placed at 216 ° and 36 ° electrical angles on the circumference of the stator,
The E phase windings are located at 288 ° and 108 ° electrical angles on the circumference of the stator,
The number of full-pitch windings of each phase wound over two slots is expressed as (PN / 2-1
The motor according to claim 1, wherein:
前記駆動部DRU2により前記巻線U2Mへ通電する電流Iu2を検出する電流センサCT2と、
前記電流センサCT1の出力であるIu1sと前記電流センサCT2の出力であるIu2sから、(2×If2s=Iu1s−Iu2s)としてステータ側の交流の界磁励磁電流成分の検出値としてIf2sを得る加算手段と
を備えることを特徴とする請求項2に記載のモータ。 A current sensor CT1 for detecting a current Iu1 energized to the winding U1M by the drive unit DRU1,
A current sensor CT2 for detecting a current Iu2 energized to the winding U2M by the drive unit DRU2,
Adding means for obtaining If2s as a detected value of the AC field excitation current component on the stator side as (2 × If2s = Iu1s−Iu2s) from Iu1s which is the output of the current sensor CT1 and Iu2s which is the output of the current sensor CT2. The motor according to claim 2, further comprising:
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ。 2. The power feeding winding PSW is a field power feeding winding PSWS for exciting an AC magnetic flux component having a period of QN times 360 ° in electrical angle in the circumferential direction of the stator. The motor described in.
5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で0°から720°の範囲について記述し、電気角で0°のスロットと電気角で144°のスロットへ巻回するA相巻線と、
同様に、電気角で72°のスロットと気角で216°のスロットへ巻回するB相巻線と、
同様に、電気角で144°のスロットと電気角で288°のスロットへ巻回するC相巻線と、
同様に、電気角で216°のスロットと電気角で360°のスロットへ巻回するD相巻線と、
同様に、電気角で288°のスロットと電気角で72°のスロットへ巻回するE相巻線とを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 A 5-phase motor with a number of poles that is an integral multiple of 4 poles,
Describe the circumferential position of each phase winding of the stator in terms of electrical angle in the range of 0 ° to 720 °, with the phase order of five-phase alternating current as the order of A phase, B phase, C phase, D phase, E phase. A phase A winding wound around a slot with an electrical angle of 0 ° and a slot with an electrical angle of 144 °;
Similarly, a B-phase winding wound around a slot of 72 ° in electrical angle and a slot of 216 ° in air angle;
Similarly, a C-phase winding wound around a slot having an electrical angle of 144 ° and a slot having an electrical angle of 288 °,
Similarly, a D-phase winding wound around a slot with an electrical angle of 216 ° and a slot with an electrical angle of 360 °,
2. The motor according to claim 1, further comprising: a slot having an electrical angle of 288 ° and an E-phase winding wound around the slot having an electrical angle of 72 °.
5相交流の相順をA相、B相、C相、D相、E相の順として、ステータの各相巻線の円周方向位置を電気角で0°から1440°の範囲について記述し、電気角で0°のスロットと電気角で144°のスロットへ巻回する集中巻きのA相巻線と、
同様に、電気角で144°のスロットと気角で288°のスロットへ巻回する集中巻きのC相巻線と、
同様に、電気角で288°のスロットと電気角で432°のスロットへ巻回する集中巻きのE相巻線と、
同様に、電気角で432°のスロットと電気角で576°のスロットへ巻回する集中巻きのB相巻線と、
同様に、電気角で576°のスロットと電気角で720°のスロットへ巻回する集中巻きのD相巻線と、
同様に、電気角で720°から1440°の各スロットへ前記同様に巻回するA相巻線、C相巻線、E相巻線、B相巻線、D相巻線と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 A 5-phase motor having a number of poles that is an integral multiple of 8 poles,
Describe the phase position of the 5-phase AC in the order of A phase, B phase, C phase, D phase, E phase, and the circumferential position of each phase winding of the stator in the range from 0 ° to 1440 ° in electrical angle. A concentrated winding A-phase winding wound around a slot with an electrical angle of 0 ° and a slot with an electrical angle of 144 °;
Similarly, a concentrated-winding C-phase winding wound around a slot having an electrical angle of 144 ° and a slot having an air angle of 288 °,
Similarly, a concentrated winding E-phase winding wound around a slot with an electrical angle of 288 ° and a slot with an electrical angle of 432 °,
Similarly, a concentrated B-phase winding wound around a slot of 432 ° in electrical angle and a slot of 576 ° in electrical angle;
Similarly, a concentrated D-phase winding wound around a slot with an electrical angle of 576 ° and a slot with an electrical angle of 720 °,
Similarly, it is provided with an A-phase winding, a C-phase winding, an E-phase winding, a B-phase winding, and a D-phase winding that are wound in the same manner as described above in each slot of 720 ° to 1440 ° in electrical angle. The motor according to claim 1.
A相電圧は正弦波電圧にその正弦波周波数の3倍の3次高調波電圧を含む電圧で、
B相電圧はA相電圧とC相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、
C相電圧はB相電圧とD相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、
D相電圧はC相電圧とE相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、
E相電圧はD相電圧とA相電圧に対して72°の位相差を持ったA相電圧同様の電圧で、 A相電流は正弦波電流にその正弦波周波数の3倍の3次高調波電流を含む電流で、
B相電流はA相電流とC相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、
C相電流はB相電流とD相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、
D相電流はC相電流とE相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流で、
E相電流はD相電流とA相電流に対して72°の位相差を持ったA相電流同様の電流であることを特徴とする請求項1に記載のモータ。 A five-phase AC motor in which the phase order of the five-phase alternating current is the order of A phase, B phase, C phase, D phase, E phase,
The A phase voltage is a voltage that includes a third harmonic voltage that is three times the sine wave frequency in the sine wave voltage,
The B phase voltage is the same voltage as the A phase voltage having a phase difference of 72 ° with respect to the A phase voltage and the C phase voltage.
The C phase voltage is the same voltage as the A phase voltage having a phase difference of 72 ° with respect to the B phase voltage and the D phase voltage.
The D phase voltage is a voltage similar to the A phase voltage having a phase difference of 72 ° with respect to the C phase voltage and the E phase voltage.
The E phase voltage is the same voltage as the A phase voltage with a phase difference of 72 ° with respect to the D phase voltage and the A phase voltage. The A phase current is a sine wave current that is three times higher than the sine wave frequency. Including current,
The B phase current is the same current as the A phase current having a phase difference of 72 ° with respect to the A phase current and the C phase current.
The C phase current is the same as the A phase current with a phase difference of 72 ° with respect to the B phase current and the D phase current.
The D phase current is the same current as the A phase current having a phase difference of 72 ° with respect to the C phase current and the E phase current.
2. The motor according to claim 1, wherein the E-phase current is a current similar to the A-phase current having a phase difference of 72 [deg.] With respect to the D-phase current and the A-phase current.
その時のステータの各相巻線の端子間に電磁誘導作用で誘起する電圧成分の変化を検出してロータの回転位置を検出する
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ。
The field excitation current component If2 energized to the power supply winding PSW is increased by setting If2 as the AC field excitation current component on the stator side necessary for energizing the field current If to the field winding FM, By increasing and decreasing the field current If, the field current If is increased or decreased,
2. The motor according to claim 1, wherein a rotational position of the rotor is detected by detecting a change in a voltage component induced by electromagnetic induction between terminals of each phase winding of the stator at that time.
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