JP6308618B2 - PV power conditioner - Google Patents

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Description

本発明は、PVパワーコンディショナに係り、さらに詳しくは、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換して系統電源へ出力するPVパワーコンディショナの改良に関する。   The present invention relates to a PV power conditioner, and more particularly to an improvement of a PV power conditioner that converts DC power input from a solar cell into AC power and outputs the AC power to a system power supply.

太陽光を受光して電力に変換する太陽電池が、PV(Photo Voltaic)パワーコンディショナと呼ばれるインバータ装置を介し、系統電源に接続された連系システムが従来から知られている(例えば、特許文献1)。通常、PVパワーコンディショナでは、インバータ回路への入力電圧と目標電圧との差分、すなわち、電圧偏差が小さくなるように、インバータ回路のスイッチング動作が制御される。また、太陽電池の動作点を最適化するために、太陽電池の出力電力が最大となるように、上記目標電圧を調整する動作点制御が行われる。   2. Description of the Related Art Conventionally, an interconnection system in which a solar cell that receives sunlight and converts it into electric power is connected to a system power supply via an inverter device called a PV (Photo Voltaic) power conditioner has been known (for example, Patent Documents). 1). Usually, in the PV power conditioner, the switching operation of the inverter circuit is controlled so that the difference between the input voltage to the inverter circuit and the target voltage, that is, the voltage deviation becomes small. Further, in order to optimize the operating point of the solar cell, the operating point control for adjusting the target voltage is performed so that the output power of the solar cell is maximized.

図4は、従来のPVパワーコンディショナ100の構成を示した図であり、電圧計4,7、電流計5,6、バッファ用コンデンサ8及び電磁接触器9と、ローパスフィルタを構成するリアクトル17及びフィルタ用コンデンサ18と、インバータ回路110、MPPT制御部111、電流指令値生成部112及びフィードフォワード制御部113とを備えたPVパワーコンディショナ100が示されている。インバータ回路110は、太陽電池2から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源3へ出力する電力変換回路である。電圧計4,7、電流計5及び6は、インバータ回路110の入力電圧V、出力電圧V、入力電流I及び出力電流Iをそれぞれ計測する。ここで、電流計5及び電圧計4は、商用電源に同期したサイクルで移動平均を取っている。 FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a conventional PV power conditioner 100, in which a voltmeter 4, 7, an ammeter 5, 6, a buffer capacitor 8 and an electromagnetic contactor 9, and a reactor 17 constituting a low-pass filter. And the PV power conditioner 100 provided with the capacitor | condenser 18 for a filter, the inverter circuit 110, the MPPT control part 111, the electric current command value production | generation part 112, and the feedforward control part 113 is shown. The inverter circuit 110 is a power conversion circuit that converts DC power input from the solar battery 2 into AC power and outputs the AC power to the system power supply 3. The voltmeters 4 and 7 and the ammeters 5 and 6 measure the input voltage V 1 , the output voltage V 2 , the input current I 1, and the output current I 2 of the inverter circuit 110, respectively. Here, the ammeter 5 and the voltmeter 4 take a moving average in a cycle synchronized with the commercial power source.

MPPT(Maximum Power Point Tracking:最大電力点追従)制御部111は、入力電圧V及び入力電流Iに基づいて、太陽電池2の出力電力が最大となるように、目標電圧Vrefを調整する動作点制御部である。そして、入力電圧V及び目標電圧Vrefの差分からなる電圧偏差ΔVを交流信号に変換し、電流指令値Irefを生成する。この電流指令値Irefが、MPPT制御部111で定めた最大出力電力となる目標電圧Vrefを得るための定電流制御の指令値となる。そして、出力電流I及び電流指令値Irefの差分からなる電流偏差ΔIに基づいて、インバータ回路110のスイッチング動作を制御する。出力電流Iが電流指令値Irefと一致するようにインバータ回路110を制御することにより、入力電圧Vを目標電圧Vrefに近づけることができる。 The MPPT (Maximum Power Point Tracking) control unit 111 adjusts the target voltage Vref based on the input voltage V 1 and the input current I 1 so that the output power of the solar cell 2 is maximized. It is a point control unit. Then, the voltage deviation ΔV 1 formed by the difference between the input voltage V 1 and the target voltage Vref is converted into an AC signal, and a current command value Iref is generated. The current command value Iref is a constant current control command value for obtaining a target voltage Vref that is the maximum output power determined by the MPPT control unit 111. Then, the switching operation of the inverter circuit 110 is controlled based on the current deviation ΔI 2 formed by the difference between the output current I 2 and the current command value Iref. By controlling the inverter circuit 110 so that the output current I 2 is coincident with the current command value Iref, can be brought close to the input voltages V 1 to the target voltage Vref.

図5は、図4のPVパワーコンディショナ100の動作を示した図であり、入力電流Iが急激に減少した場合の入力電圧V及び出力電流Iの変化の様子が示されている。図中の(a)には、出力電流Iの時間変化を表す波形が示され、(b)には、入力電圧Vの時間変化を表す波形が示され、(c)には、入力電流Iの時間変化を表す波形が示されている。この図には、発電量が500kW程度の太陽電池2を用いて、200V系の系統電源3へ電力供給する場合が示されている。 FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of the PV power conditioner 100 of FIG. 4, and shows how the input voltage V 1 and the output current I 2 change when the input current I 1 rapidly decreases. . The (a) of the figure, a waveform representing the time variation of the output current I 2 is shown in the (b), shows a waveform representing the time variation of the input voltage V 1, the (c) is input waveform representing the time variation of the current I 1 is shown. This figure shows a case where power is supplied to a 200 V system power supply 3 using a solar battery 2 having a power generation amount of about 500 kW.

日射量が急激に低下すれば、太陽電池2の出力電力が低下し、入力電流Iは、急激に減少する。電流計5では移動平均を取っているため、入力電流Iのステップ変動は、ランプ変動として検出される。その間、入力電流Iの検出が実際より遅れるので、インバータ回路110では、入力電流Iの不足分がバッファ用コンデンサ8から補われるが、インバータ回路110は、入力電力に比べて大きな電力を出力しようとするため、入力電圧Vが大きく低下する。 If the amount of solar radiation is rapidly reduced, decreased output power of the solar cell 2, the input current I 1 decreases sharply. Since the ammeter 5 takes a moving average, the step fluctuation of the input current I 1 is detected as a lamp fluctuation. Meanwhile, since the detection of the input current I 1 is delayed from the actual time, the inverter circuit 110 compensates for the shortage of the input current I 1 from the buffer capacitor 8, but the inverter circuit 110 outputs a larger amount of power than the input power. In order to try to, the input voltage V 1 greatly reduced.

図示した入力電流Iは、時刻t11まで概ね一定であり、時刻t11において、800Aから400Aまで低下し、その後、概ね一定となっている。一方、入力電圧Vは、時刻t11まで概ね一定であるのに対し、時刻t11から時刻t12までの間に、650Vから575Vまで急速に低下し、その後、暫くの間、変動している。時刻t11から時刻t12までの間における入力電圧Vの変動幅Vwは、75Vである。 Input current I 1 which is shown is generally constant until time t 11, at time t 11, decreased from 800A to 400A, then, are generally constant. On the other hand, the input voltage V 1 is substantially constant until time t 11 , whereas it rapidly decreases from 650 V to 575 V from time t 11 to time t 12 , and thereafter fluctuates for a while. Yes. Fluctuation width Vw of the input voltages V 1 during the period from time t 11 to time t 12 is 75V.

特開2001−169564号公報JP 2001-169564 A

上述した従来のPVパワーコンディショナ100では、日射量の急激な低下等によって入力電流Iが急激に減少した場合に、入力電圧Vが大きく低下してしまうという問題があった。例えば、入力電圧Vが大きく低下することにより、PVパワーコンディショナ100のDCUVR(DC Under Voltage Relay:DC不足電圧)等が作動し、機器の動作を停止させるといった不具合が生じてしまう。この不具合は、電流計5及び電圧計4で移動平均を取っていることに起因する。また、前述のように、入力電流Iの不足分を補うためのバッファ用コンデンサとして、大容量の電解コンデンサなどを用意する必要があり、コストダウンや機器の小型化が阻害されていた。 In conventional PV power conditioner 100 described above, when decreasing the input current I 1 rapidly by a sudden drop or the like of the solar radiation, there is a problem that the input voltages V 1 decreases significantly. For example, by the input voltages V 1 significantly reduced, PV power DCUVR of conditioner 100: operating (DC Under Voltage Relay DC undervoltage) and the like, occurs inconvenience to stop the operation of the device. This defect is caused by taking a moving average with the ammeter 5 and the voltmeter 4. Further, as described above, as a buffer capacitor for compensating a shortage of the input current I 1, it is necessary to prepare an electrolytic capacitor having a large capacity, the miniaturization of cost and equipment have been inhibited.

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができるPVパワーコンディショナを提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a PV power conditioner that can suppress a decrease in input voltage when an input current rapidly decreases.

第1の本発明によるPVパワーコンディショナは、PWM信号に基づいて、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源へ出力する電力変換回路と、上記電力変換回路の入力電圧及び入力電流を計測する入力電力計測手段と、上記電力変換回路の出力電流を計測する出力計測手段と、上記入力電力計測手段と上記電力変換回路との間に設けられたバッファ用コンデンサと、上記入力電圧及び上記入力電流に基づいて、上記太陽電池の出力電力が最大となるように、目標電圧を調整する動作点制御手段と、上記入力電流に基づいて、入力電流の単位時間当たりの変化量を求める電流微分算出手段と、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分、並びに、上記変化量に基づいて、電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、上記出力電流及び上記電流指令値の差分に基づいて、上記電力変換回路を制御するための上記PWM信号を生成するPWM信号生成手段とを備えて構成される。   A PV power conditioner according to a first aspect of the present invention converts a DC power input from a solar cell into an AC power based on a PWM signal and outputs the AC power to a system power supply, and an input voltage of the power conversion circuit And input power measuring means for measuring the input current, output measuring means for measuring the output current of the power conversion circuit, a buffer capacitor provided between the input power measuring means and the power conversion circuit, Based on the input voltage and the input current, the operating point control means for adjusting the target voltage so as to maximize the output power of the solar cell, and the amount of change per unit time of the input current based on the input current Current differential calculation means for obtaining current command value generation means for generating a current command value based on the difference between the input voltage and the target voltage, and the amount of change, and Based on the difference between the force current and the current command value, constituted by a PWM signal generating means for generating the PWM signal for controlling the power conversion circuit.

この様な構成によれば、入力電流の変動が入力電流の単位時間当たりの変化量を介して電流指令値に取り込まれるので、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができる。従って、バッファ用コンデンサの容量を小さくすることができる。   According to such a configuration, since the fluctuation of the input current is taken into the current command value via the change amount of the input current per unit time, the input voltage is reduced when the input current is rapidly reduced. Can be suppressed. Therefore, the capacity of the buffer capacitor can be reduced.

第2の本発明によるPVパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記電流指令値生成手段が、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記変化量との和に基づいて、上記電流指令値を生成するように構成される。   In the PV power conditioner according to the second aspect of the present invention, in addition to the above-described configuration, the current command value generation means calculates the current command value based on the sum of the difference between the input voltage and the target voltage and the amount of change. Configured to generate.

この様な構成によれば、入力電流の単位時間当たりの変化量が入力電圧及び目標電圧の差分からなる電圧偏差よりも大きい場合に、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。一方、変化量が電圧偏差よりも小さい場合には、電圧偏差に応じた定電圧制御を行わせることができる。   According to such a configuration, when the amount of change per unit time of the input current is larger than the voltage deviation formed by the difference between the input voltage and the target voltage, the fluctuation of the input current can be quickly reflected in the current command value. it can. On the other hand, when the amount of change is smaller than the voltage deviation, constant voltage control according to the voltage deviation can be performed.

第3の本発明によるPVパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記入力電流が減少する場合に、上記電流微分算出手段により求められた上記変化量を出力し、上記入力電流が増加する場合に、上記変化量に代えて固定値を出力するリミッタを備え、上記電流指令値生成手段が、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記リミッタの出力との和に基づいて、上記電流指令値を生成するように構成される。   The PV power conditioner according to the third aspect of the present invention outputs the change amount obtained by the current differential calculation means when the input current decreases and the input current increases in addition to the above configuration. A limiter that outputs a fixed value instead of the amount of change, and the current command value generating means calculates the current command value based on the sum of the difference between the input voltage and the target voltage and the output of the limiter. Configured to generate.

この様な構成によれば、入力電流が減少する場合にだけ、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。一方、入力電流が増加する場合には、リミッタ出力として、例えば、固定値0を出力することにより、入力電流の増加に対しては、その変動を電流指令値に反映させず、入力電圧及び目標電圧の差分からなる電圧偏差に応じた定電圧制御を行わせることができる。   According to such a configuration, only when the input current decreases, the fluctuation of the input current can be reflected quickly in the current command value. On the other hand, when the input current increases, for example, by outputting a fixed value 0 as the limiter output, the fluctuation of the input current is not reflected in the current command value for the increase of the input current, and the input voltage and the target It is possible to perform constant voltage control according to a voltage deviation composed of a voltage difference.

第4の本発明によるPVパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記入力電力計測手段が、上記系統電源の周波数に同期するサンプリング周波数に相当するサンプリング期間にわたって上記入力電圧及び上記入力電流の検出値をそれぞれサンプリングし、その平均値を計測値として出力する移動平均算出手段を有するように構成される。   In the PV power conditioner according to the fourth aspect of the present invention, in addition to the above-described configuration, the input power measurement means detects the input voltage and the input current over a sampling period corresponding to a sampling frequency synchronized with the frequency of the system power supply. The moving average calculating means for sampling each of the signals and outputting the average value as a measured value.

このPVパワーコンディショナでは、入力電流の変動が入力電流の計測値に反映されるまでに、サンプリング期間のタイムラグがある。一方、入力電流の単位時間当たりの変化量は、算出時間を含めたサンプリングに要する検出時間を単位時間として求められる。このため、入力電力計測手段の応答性にかかわらず、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。   In this PV power conditioner, there is a time lag in the sampling period before the fluctuation of the input current is reflected in the measured value of the input current. On the other hand, the amount of change per unit time of the input current is obtained using the detection time required for sampling including the calculation time as the unit time. For this reason, regardless of the responsiveness of the input power measuring means, fluctuations in the input current can be quickly reflected in the current command value.

本発明によれば、入力電流の変動が入力電流の単位時間当たりの変化量を介して電流指令値に取り込まれるので、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができるPVパワーコンディショナを提供することができる。   According to the present invention, the fluctuation of the input current is taken into the current command value via the change amount of the input current per unit time, so that the input voltage is prevented from lowering when the input current is rapidly reduced. A PV power conditioner can be provided.

本発明の実施の形態によるPVパワーコンディショナ1の一構成例を示したブロック図である。It is the block diagram which showed one structural example of the PV power conditioner 1 by embodiment of this invention. 図1のPVパワーコンディショナ1の動作の一例を示した図であり、出力電流I、入力電圧V、入力電流I及び入力電流Iの移動平均が示されている。Is a diagram illustrating an example of the operation of the PV power conditioner 1 of FIG. 1, the output current I 2, the input voltage V 1, the moving average of the input current I 1 and the input current I 1 is shown. 図1のPVパワーコンディショナ1の動作の一例を示した図であり、移動平均の微分値、ローパスフィルタの出力及び補正電圧偏差ΔV11が示されている。Is a diagram illustrating an example of the operation of the PV power conditioner 1 of FIG. 1, the differential value of the moving average, the output and the correction voltage deviation [Delta] V 11 of the low-pass filter is shown. 従来のPVパワーコンディショナ100の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the conventional PV power conditioner. 図4のPVパワーコンディショナ100の動作を示した図である。It is the figure which showed operation | movement of the PV power conditioner 100 of FIG.

<PVパワーコンディショナ1>
図1は、本発明の実施の形態によるPVパワーコンディショナ1の一構成例を示したブロック図である。PVパワーコンディショナ1は、太陽電池2による発電電力を交流電力に変換して系統電源3へ供給する系統連系用のインバータ装置であり、出力電圧や周波数を系統電源3と一致させ、出力波形を系統電源3と同期させる系統連系制御を行っている。また、PVパワーコンディショナ1は、系統電源3の停電及び復電を判断し、出力を停止又は再開させる系統保護制御を行っている。さらに、PVパワーコンディショナ1は、太陽電池2の動作点を制御し、発電電力を最大化させる動作点制御を行っている。
<PV power conditioner 1>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a PV power conditioner 1 according to an embodiment of the present invention. The PV power conditioner 1 is an inverter device for grid connection that converts the power generated by the solar cell 2 into AC power and supplies it to the system power supply 3. The output voltage and frequency are matched with the system power supply 3, and the output waveform Is connected to the system power supply 3. Further, the PV power conditioner 1 determines a power failure and power recovery of the system power supply 3 and performs system protection control for stopping or restarting the output. Furthermore, the PV power conditioner 1 controls the operating point of the solar cell 2 and performs operating point control that maximizes the generated power.

このPVパワーコンディショナ1は、電圧計4,7、電流計5,6、バッファ用コンデンサ8及び電磁接触器9と、インバータ回路10、MPPT制御部11、電流指令値生成部12、PWM信号生成部13、電流微分算出部14、LPF15及びリミッタ16と、ローパスフィルタを構成するリアクトル17及びフィルタ用コンデンサ18と、減算器21,23、加算器22及び24とにより構成される。インバータ回路10の出力電流Iを検出する電流計6は、リアクトル17とフィルタ用コンデンサ18との間の電流を検出する。 This PV power conditioner 1 includes a voltmeter 4, 7, an ammeter 5, 6, a buffer capacitor 8 and an electromagnetic contactor 9, an inverter circuit 10, an MPPT controller 11, a current command value generator 12, and a PWM signal generator. Section 13, current differentiation calculation section 14, LPF 15 and limiter 16, reactor 17 and filter capacitor 18 constituting a low-pass filter, subtractors 21 and 23, and adders 22 and 24. The ammeter 6 that detects the output current I 2 of the inverter circuit 10 detects the current between the reactor 17 and the filter capacitor 18.

太陽電池2は、太陽光を受光して電力に変換する発電装置である。太陽電池2では、光起電力効果を利用して、太陽光のエネルギーが直流電力に直接に変換される。例えば、太陽電池2は、複数のセルを直列又は並列に接続した太陽光発電モジュール(photovoltaic module)からなる。   The solar cell 2 is a power generator that receives sunlight and converts it into electric power. In the solar cell 2, sunlight energy is directly converted into DC power using the photovoltaic effect. For example, the solar cell 2 includes a photovoltaic module in which a plurality of cells are connected in series or in parallel.

系統電源3は、電力会社の電力網、すなわち、商用系統を介して供給される商用電源である。例えば、三相三線、交流定格電圧200V及び周波数50Hzの系統電源3がPVパワーコンディショナ1に接続される。   The system power source 3 is a commercial power source that is supplied via a power network of a power company, that is, a commercial system. For example, a three-phase three-wire system power supply 3 having an AC rated voltage of 200 V and a frequency of 50 Hz is connected to the PV power conditioner 1.

電流計6及び電圧計7は、インバータ回路10の出力電流I及び出力電圧Vをそれぞれ計測するインバータ出力計測装置である。電圧計4及び電流計5は、インバータ回路10の入力電圧V及び入力電流Iをそれぞれ計測する入力電力計測装置である。移動平均演算を行うデジタル方式の計測装置が電圧計4及び電流計5として用いられる。 The ammeter 6 and the voltmeter 7 are inverter output measuring devices that measure the output current I 2 and the output voltage V 2 of the inverter circuit 10, respectively. The voltmeter 4 and the ammeter 5 are input power measuring devices that respectively measure the input voltage V 1 and the input current I 1 of the inverter circuit 10. A digital measuring device that performs a moving average calculation is used as the voltmeter 4 and the ammeter 5.

例えば、電圧計4は、サンプリング期間T1に、サンプリング回数n回で入力電圧Vを繰り返し検出し、その電圧検出値Vdetの総和Σ(Vdet)を平均値化した電圧平均値Vavを出力する。サンプリング期間T1は、系統電源3の周波数に同期したサンプリング周波数fに相当し、T1=1/fである。算出時間を含む1回の検出時間は、T2である。例えば、系統電源3の周波数が50Hzのとき、その半サイクルをサンプリング周波数f=50×2とし、サンプリング回数n=60回とすると、T1=10ms、T2=T1/n=166.66667μsである。 For example, the voltmeter 4, the sampling period T1, repeatedly detects an input voltages V 1 at the sampling number n times, and outputs a voltage average value Vav obtained by averaging valued sum Σ a (Vdet) of the voltage detection value Vdet. The sampling period T1 corresponds to the sampling frequency f synchronized with the frequency of the system power supply 3, and T1 = 1 / f. One detection time including the calculation time is T2. For example, when the frequency of the system power supply 3 is 50 Hz, assuming that the half cycle is the sampling frequency f = 50 × 2 and the number of samplings is n = 60, T1 = 10 ms and T2 = T1 / n = 166.66667 μs.

ここで、(n+1)個のバッファ値を有するリングバッファを使用して電圧平均値Vavを算出する場合の例について説明する。(n+1)個のバッファ値を有するリングバッファは、0〜n番地のバッファを有する。リングバッファの0番地に一つ目の電圧検出値Vdet1を書き込み、次いで、リングバッファの1番地に二つ目の電圧検出値Vdet2を書き込み、この様に順次番地を繰り上げながら電圧検出値Vdetの書き込みを行う。サンプリング期間T1経過時に、(n−1)番地にn個目の電圧検出値Vdetnを書き込む。また、電圧計4では、その総和Σ(Vdet)=Σ(Vdet1〜Vdetn)を算出し、総和Σ(Vdet)をサンプリング回数nで除算し、電圧平均値Vav=[Σ(Vdet)]/nを得る。   Here, an example in which the voltage average value Vav is calculated using a ring buffer having (n + 1) buffer values will be described. A ring buffer having (n + 1) buffer values has buffers at addresses 0 to n. Write the first voltage detection value Vdet1 to the address 0 of the ring buffer, then write the second voltage detection value Vdet2 to the address 1 of the ring buffer, and write the voltage detection value Vdet while sequentially incrementing the address in this way. I do. When the sampling period T1 elapses, the nth detected voltage value Vdetn is written at address (n−1). The voltmeter 4 calculates the sum Σ (Vdet) = Σ (Vdet1 to Vdetn), divides the sum Σ (Vdet) by the number of samplings n, and calculates the voltage average value Vav = [Σ (Vdet)] / n Get.

次に、サンプリング期間T1の経過後から検出時間T2が経過したとき、リングバッファの0番地に、最も古い電圧検出値Vdet1が書き込まれており、それに隣接するリングバッファのn番地に(n+1)個目の電圧検出値Vdet(n+1)を書き込み、直前の総和Σ(Vdet)=Σ(Vdet1〜Vdetn)に最新の電圧検出値Vdet(n+1)を加算し、最も古い電圧検出値Vdet1を減算する。この結果をサンプリング回数nで除算し、最新の電圧平均値Vavを得る。   Next, when the detection time T2 elapses after the lapse of the sampling period T1, the oldest voltage detection value Vdet1 is written in the 0th address of the ring buffer, and (n + 1) pieces are written in the nth address of the adjacent ring buffer. The voltage detection value Vdet (n + 1) of the eye is written, the latest voltage detection value Vdet (n + 1) is added to the previous sum Σ (Vdet) = Σ (Vdet1 to Vdetn), and the oldest voltage detection value Vdet1 is subtracted. This result is divided by the number of samplings n to obtain the latest voltage average value Vav.

m個目の電圧検出値Vdetmを検出した際の電圧平均値Vavは、Vav={[Σ(Vdet)+Vdetm]−Vdet(m−n)}/nである。ただし、ここでは、Σ(Vdet)=Σ(Vdet(m−n)〜Vdet(m−1))。電流計5についても、電圧計4の上記構成と同様の構成からなる。   The average voltage value Vav when the mth detected voltage value Vdetm is detected is Vav = {[Σ (Vdet) + Vdetm] −Vdet (m−n)} / n. However, here, Σ (Vdet) = Σ (Vdet (mn) to Vdet (m-1)). The ammeter 5 has the same configuration as that of the voltmeter 4 described above.

バッファ用コンデンサ8は、太陽電池2の出力電力の低下時に、入力電力をバックアップするための容量素子であり、電流計5とインバータ回路10との間に設けられている。例えば、バッファ用コンデンサ8には、通常、電解コンデンサが用いられるが、後述するように本発明を適用すれば、容量の小さなフィルムコンデンサを用いることも可能になる。電磁接触器9は、インバータ回路10を系統電源3から解列させるための継電器である。   The buffer capacitor 8 is a capacitive element for backing up the input power when the output power of the solar cell 2 is lowered, and is provided between the ammeter 5 and the inverter circuit 10. For example, an electrolytic capacitor is usually used as the buffer capacitor 8. However, if the present invention is applied as described later, a film capacitor having a small capacity can be used. The magnetic contactor 9 is a relay for disconnecting the inverter circuit 10 from the system power supply 3.

インバータ回路10は、半導体素子のスイッチング動作により、太陽電池2から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源3へ出力する電力変換回路である。MPPT制御部11は、入力電圧V及び入力電流Iの計測値に基づいて、太陽電池2の出力電力Pが最大となるように、目標電圧Vrefを調整する動作点制御部である。出力電力Pは、P=V×Iから求められる。 The inverter circuit 10 is a power conversion circuit that converts DC power input from the solar cell 2 into AC power and outputs the AC power to the system power supply 3 by a switching operation of the semiconductor element. The MPPT controller 11 is an operating point controller that adjusts the target voltage Vref based on the measured values of the input voltage V 1 and the input current I 1 so that the output power P 1 of the solar cell 2 is maximized. The output power P 1 is obtained from P 1 = V 1 × I 1 .

太陽電池2は、日射量や温度によって出力特性(V−I特性)が変化する。このため、MPPT(最大電力点追従)制御により、太陽電池2の出力電圧、すなわち、入力電圧Vを制御し、出力特性上における動作点を最適化すれば、出力電力Pを最大化することができる。MPPT制御部11では、山登り法を利用して、目標電圧Vrefの最適値が求められる。山登り法では、現在の入力電圧V及び出力電力PをVo,Poとし、目標電圧Vrefを一定量ΔVrefだけ変化させ、例えば、目標電圧Vrefを下げる方向に変化させ、変化させる前後の出力電力Pを比較し、変化後の出力電力Pの方が大きければ、さらに目標電圧Vrefを下げる。これを繰り返し、変化後の出力電力Pが変化前よりも小さくなると、直前の目標電圧Vrefが最大出力電力点と判断し、直前の目標電圧Vrefを目標値とする。このようにして、目標電圧Vrefの最適値が求められる。 The output characteristics (VI characteristics) of the solar cell 2 vary depending on the amount of solar radiation and temperature. For this reason, if the output voltage of the solar cell 2, that is, the input voltage V 1 is controlled by MPPT (maximum power point tracking) control and the operating point on the output characteristics is optimized, the output power P 1 is maximized. be able to. In the MPPT control unit 11, the optimum value of the target voltage Vref is obtained using the hill-climbing method. In the hill-climbing method, the current input voltage V 1 and the output power P 1 are set to Vo and Po, the target voltage Vref is changed by a certain amount ΔVref, for example, the target voltage Vref is changed in a lowering direction, and the output power before and after the change is changed. comparing P 1, if is larger after the change of the output power P 1, further lowers the target voltage Vref. Repeat this, when the output power P 1 after the change is smaller than before the change, the target voltage Vref immediately before it is determined that the maximum output power point, the target voltage Vref immediately before the target value. In this way, the optimum value of the target voltage Vref is obtained.

減算器21は、電圧平均値Vavと目標電圧Vrefとの差分を求め、電圧偏差ΔVとして加算器22へ出力する。電圧偏差ΔVは、ΔV=(Vav−Vref)である。加算器22は、電圧偏差ΔV及びリミッタ出力Dの和を求め、補正電圧偏差ΔV11として電流指令値生成部12へ出力する。補正電圧偏差ΔV11は、ΔV11=(ΔV+k×D)である。kは、固定値であり、予め定められた実数からなる。 The subtractor 21 obtains a difference between the voltage average value Vav and the target voltage Vref, and outputs the difference as a voltage deviation ΔV 1 to the adder 22. The voltage deviation ΔV 1 is ΔV 1 = (Vav−Vref). The adder 22 calculates the sum of the voltage deviation [Delta] V 1 and the limiter output D 1, and outputs the current command value generating section 12 as the correction voltage deviation [Delta] V 11. The correction voltage deviation ΔV 11 is ΔV 11 = (ΔV 1 + k × D 1 ). k is a fixed value and consists of a predetermined real number.

電流微分算出部14は、電流平均値Iavの単位時間当たりの変化量ΔIからなる微分値を求める。図2に示すように、入力電流Iが急激に低下して一定の値が継続すると、電流平均値Iavは、サンプリング期間T1にわたり階段状に徐々に低下する。この微分値である電流平均値Iavの変化量ΔIは、図3に示すように、マイナス側の離散的な線として現れる。この変化量ΔIをLPF(ローパスフィルタ)15に通すと、サンプリング期間T1の幅を持ち、電流低下分に相当する振幅の、マイナス側のパルス信号が生成される。なお、入力電流Iが急増した場合には、これらと上下反転した波形となるが、後述のリミッタ16によりプラス側のパルス信号はカットされる。 The current differential calculation unit 14 obtains a differential value composed of the change amount ΔI 1 per unit time of the current average value Iav. As shown in FIG. 2, when the input current I 1 continues for a predetermined value is rapidly lowered, current average Iav is gradually decreased stepwise over the sampling period T1. The change amount ΔI 1 of the current average value Iav, which is a differential value, appears as a discrete line on the minus side as shown in FIG. When this change amount ΔI 1 is passed through an LPF (low-pass filter) 15, a negative pulse signal having a width of the sampling period T 1 and having an amplitude corresponding to the current drop is generated. In the case where the input current I 1 is increased rapidly, although the these upper and lower inverted waveform, the pulse signal of the positive side by the limiter 16 to be described later is cut.

リミッタ16は、LPF15から出力されるパルス信号のうち、プラス側をカットすると共にマイナス側のパルス信号の下限を定めるもので、リミッタ出力Dを出力する。パルス信号の大きさが下限値である固定値ΔIより大きいとき、リミッタ出力Dとして、固定値ΔIを出力する。なお、入力電流Iが上昇した場合は、LPF15からプラス側のパルス信号が出力されるが、リミッタ16でプラス方向のパルス信号をカットし、固定値0をリミッタ出力Dとして出力する。リミッタ出力Dを、加算器22で電圧偏差ΔVに加算し、補正電圧偏差ΔV11を生成し、電流指令値生成部12に送出する。この様なリミッタ16を設けることにより、入力電流Iが減少する場合にだけ、入力電流Iの変動を電流指令値Irefに速やかに反映させることができる。一方、入力電流Iが増加する場合には、電圧偏差ΔVに応じた定電圧制御を行わせることができる。 Limiter 16, of the pulse signal output from the LPF 15, as a definition of the lower limit of the negative side of the pulse signals as well as cutting the plus side, and outputs the limiter output D 1. When the magnitude of the pulse signal is a fixed value [Delta] I 0 is greater than a lower limit value, as a limiter output D 1, and outputs the fixed value [Delta] I 0. Incidentally, if the input current I 1 rises, the pulse signal of the positive side is outputted from the LPF 15, to cut the pulse signal plus direction by the limiter 16, and outputs the fixed value 0 as a limiter output D 1. The limiter output D 1 is added to the voltage deviation ΔV 1 by the adder 22 to generate a corrected voltage deviation ΔV 11, which is sent to the current command value generation unit 12. By providing such a limiter 16, only when the input current I 1 is reduced, it is possible to quickly reflect the change in the input current I 1 to the current command value Iref. On the other hand, when the input current I 1 increases, constant voltage control according to the voltage deviation ΔV 1 can be performed.

電流指令値生成部12は、電圧偏差リミッタ31、発振器32及び乗算器33により構成さる。電圧偏差リミッタ31は、インバータ回路10の保護回路であり、補正電圧偏差ΔV11を上限値ΔVupper及び下限値ΔVunderと比較し、補正電圧偏差ΔV11が上限値ΔVupper以下、かつ、下限値ΔVunder以上であれば、補正電圧偏差ΔV11を乗算器33へ出力する。一方、電圧偏差リミッタ31は、補正電圧偏差ΔV11が上限値ΔVupperを超えているか、或いは、下限値ΔVunder未満であれば、固定上限値ΔVupper、或いは、固定下限値ΔVunderを出力する。 The current command value generation unit 12 includes a voltage deviation limiter 31, an oscillator 32, and a multiplier 33. Voltage deviation limiter 31 is a protecting circuit of the inverter circuit 10, the correction voltage deviation [Delta] V 11 compared with the upper limit value ΔVupper and the lower limit value DerutaVunder, the correction voltage deviation [Delta] V 11 is the upper limit ΔVupper less and, at least as large as the lower limit DerutaVunder If there is, the correction voltage deviation ΔV 11 is output to the multiplier 33. On the other hand, voltage deviation limiter 31 is either corrected voltage deviation [Delta] V 11 exceeds the upper limit value DerutaVupper, or, if less than the lower limit DerutaVunder, fixed upper limit DerutaVupper, or outputs a fixed lower limit DerutaVunder.

発振器32は、系統電源3と同じ周波数の基準正弦波を生成し、乗算器33へ出力する。乗算器33は、電圧偏差リミッタ31の出力と基準正弦波とを乗算することにより、電流指令値Irefを生成する。減算器23は、この電流指令値Irefと出力電流Iとの差分に基づいて、電流偏差ΔIを出力する。電圧偏差ΔVと入力電流Iの変化量ΔIから生成したリミッタ出力Dとの和である補正電圧偏差ΔV11に基づいて、電流指令値Irefを定めることにより、入力電流Iの変化量ΔIが電圧偏差ΔVよりも大きい場合に、入力電流Iの変動を電流指令値Irefに速やかに反映させて定電流制御を行うことができる。一方、入力電流Iの変化量ΔIが電圧偏差ΔVよりも小さい場合には、電圧偏差ΔVに応じた定電圧制御を行わせることができる。 The oscillator 32 generates a reference sine wave having the same frequency as that of the system power supply 3 and outputs the reference sine wave to the multiplier 33. The multiplier 33 generates a current command value Iref by multiplying the output of the voltage deviation limiter 31 by the reference sine wave. The subtracter 23 outputs a current deviation ΔI 2 based on the difference between the current command value Iref and the output current I 2 . Based on the correction voltage deviation [Delta] V 11 is the sum of the limiter output D 1 generated from the variation [Delta] I 1 of the voltage deviation [Delta] V 1 and the input current I 1, by determining the current command value Iref, the change of the input current I 1 When the amount ΔI 1 is larger than the voltage deviation ΔV 1 , the constant current control can be performed by quickly reflecting the fluctuation of the input current I 1 in the current command value Iref. On the other hand, when the amount of change [Delta] I 1 of the input current I 1 is smaller than the voltage deviation [Delta] V 1 is able to perform the constant voltage control in accordance with the voltage deviation [Delta] V 1.

加算器24は、電流偏差ΔIと出力電圧Vとの和を求め、PWM信号生成部13へ出力する。PWM信号生成部13は、搬送波生成部34及び比較器35により構成される。搬送波生成部34は、PWM信号を生成するための搬送波を生成し、比較器35へ出力する。 The adder 24 calculates the sum of the current deviation ΔI 2 and the output voltage V 2 and outputs the sum to the PWM signal generation unit 13. The PWM signal generator 13 includes a carrier wave generator 34 and a comparator 35. The carrier wave generation unit 34 generates a carrier wave for generating a PWM signal and outputs the carrier wave to the comparator 35.

比較器35は、電流偏差ΔI及び出力電圧Vの和と搬送波の波形とを比較し、その比較結果を示す二値化信号をPWM信号として出力するコンパレータであり、オペアンプからなる。この比較器35には、電流偏差ΔI及び出力電圧Vの和が反転入力として入力され、搬送波が非反転入力として入力され、PWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)信号をインバータ10に出力する。ここのPWM信号は、出力電流Iが電流指令値Irefと一致するようにインバータ回路10を制御することにより、入力電圧Vを目標電圧Vrefに近づける。 The comparator 35 is a comparator that compares the sum of the current deviation ΔI 2 and the output voltage V 2 with the waveform of the carrier wave and outputs a binary signal indicating the comparison result as a PWM signal, and is composed of an operational amplifier. The comparator 35 receives the sum of the current deviation ΔI 2 and the output voltage V 2 as an inverting input, receives a carrier wave as a non-inverting input, and outputs a PWM (Pulse Width Modulation) signal to the inverter 10. To do. The PWM signal here controls the inverter circuit 10 so that the output current I 2 matches the current command value Iref, thereby bringing the input voltage V 1 closer to the target voltage Vref.

従来、入力電力の検出値として移動平均演算を用いた場合、入力電力の変化を検出するまでに、サンプリング期間T1のタイムラグがあったため、このサンプリング期間T1間は、バッファ用コンデンサ8を用いて出力電力を制御していたため、容量の大きなバッファ用コンデンサ8を備える必要があった。しかし、本発明によれば、入力電力の変化を微分し、単位時間当たりの変化量ΔIとして、これに基づいて電流指令値Irefを生成するため、入力電力の変化に即座に応答できるよう、応答性を早めることができる。そのため、従来、バッファ用コンデンサ8として、容量の大きい電解コンデンサが用いられていたが、本発明を適用することにより、容量が小さな小型で自己回復作用を有するフィルムコンデンサを用いることもできる。したがって、PVパワーコンディショナ1の小型化、信頼性向上に寄与できる。 Conventionally, when a moving average calculation is used as a detected value of input power, there is a time lag of the sampling period T1 until a change in input power is detected. Therefore, output is performed using the buffer capacitor 8 during the sampling period T1. Since power was controlled, it was necessary to provide a buffer capacitor 8 having a large capacity. However, according to the present invention, the change in the input power is differentiated and the current command value Iref is generated based on the change amount ΔI 1 per unit time, so that the change in the input power can be immediately responded. Responsiveness can be accelerated. Therefore, conventionally, an electrolytic capacitor having a large capacity has been used as the buffer capacitor 8. However, by applying the present invention, a film capacitor having a small capacity and having a self-recovering function can be used. Therefore, the PV power conditioner 1 can contribute to downsizing and improved reliability.

図2及び図3は、図1のPVパワーコンディショナ1の動作の一例を示した図であり、入力電流Iが急激に減少した場合が示されている。図2の(a)〜(d)には、出力電流I、入力電圧V、入力電流I及び入力電流Iの移動平均がそれぞれ示されている。また、図3の(a)〜(c)には、移動平均の微分値、ローパスフィルタの出力及び補正電圧偏差ΔV11が示されている。この図には、発電量が500kW程度の太陽電池2を用いて系統電源3へ電力供給する場合が示されている。 2 and 3 are views showing an example of the operation of the PV power conditioner 1 of FIG. 1, the input current I 1 shows a case where rapidly decreased. 2A to 2D show moving averages of the output current I 2 , the input voltage V 1 , the input current I 1, and the input current I 1 , respectively. 3A to 3C show the moving average differential value, the output of the low-pass filter, and the correction voltage deviation ΔV 11 . This figure shows a case where power is supplied to the system power supply 3 using the solar battery 2 having a power generation amount of about 500 kW.

入力電流Iは、時刻tまで概ね一定であり、時刻tにおいて、800Aから400Aまで低下し、その後、概ね一定となっている。一方、入力電圧Vは、時刻tまで概ね一定であるのに対し、時刻tから時刻tまでの間に、650Vから600Vまで急速に低下し、その後、暫くの間、変動している。時刻tから時刻tまでの間における入力電圧Vの変動幅Vwは、50V程度である。 Input current I 1 is substantially constant until time t 1, at time t 1, decreased from 800A to 400A, then, it is generally constant. On the other hand, the input voltages V 1, compared generally is constant until time t 1, during the period from time t 1 to time t 2, the rapidly decreases from 650V to 600V, then, for a while, vary Yes. Fluctuation width Vw of the input voltages V 1 during the period from time t 1 to time t 2 is about 50 V.

補正電圧偏差ΔV11は、入力電圧V及び目標電圧Vrefの差分からなる電圧偏差ΔVと、入力電流Iの単位時間当たりの変化量ΔIとの和である。入力電流Iの計測値は、移動平均演算によって求められることから、入力電流Iの変動が計測値に反映されるまでに、サンプリング期間T1のタイムラグがある。しかし、本発明では、入力電流Iの微分値からなる変化量ΔIに基づいて、電圧偏差ΔVを補正し、補正電圧偏差ΔV11を生成している。つまり、入力電流Iが変化したことを即座に検出し、制御に反映させている。このため、入力電力計測装置の応答性にかかわらず、入力電流Iの変動が速やかに反映される。 The correction voltage deviation ΔV 11 is the sum of the voltage deviation ΔV 1 formed by the difference between the input voltage V 1 and the target voltage Vref, and the change amount ΔI 1 per unit time of the input current I 1 . Measured value of the input current I 1, since obtained by moving average operation, before change of the input current I 1 is reflected on the measurement value, a time lag of the sampling period T1. However, in the present invention, the voltage deviation ΔV 1 is corrected on the basis of the change amount ΔI 1 made up of the differential value of the input current I 1 to generate the corrected voltage deviation ΔV 11 . That is, immediately detect that the input current I 1 is changed, are reflected in the control. Therefore, regardless of the response of the input power measurement device, fluctuation of the input current I 1 is quickly reflected.

本実施の形態によるPVパワーコンディショナ1では、入力電流Iの変動が変化量ΔIを介して電流指令値Irefに取り込まれるので、入力電流Iが減少し始めたタイミングで出力電流Iを速やかに絞り込むことができる。この様に出力電流Iを絞り込むことにより、入力電流が急激に減少した際の入力電圧Vの変動幅Vwを抑制することができる。このように、入力電流Iの急激な低下を即座に制御に反映できるため、バッファ用コンデンサ8の容量を小さくすることができる。 In PV power conditioner 1 according to this embodiment, since the fluctuation of the input current I 1 is taken into the current command value Iref through the change amount [Delta] I 1, the output at the timing when the input current I 1 begins to decrease current I 2 Can be narrowed down quickly. By narrow the output current I 2 in this manner, it is possible to suppress the variation width Vw of the input voltages V 1 when the input current decreases sharply. Thus, it is possible to immediately reflected in controlling sudden drop of the input current I 1, it is possible to reduce the capacity of the buffer capacitor 8.

なお、本実施の形態では、太陽電池2から入力される直流電力を交流電力に変換して系統電源3へ出力する電力変換回路がインバータ回路10のみからなるチョッパレス型のパワーコンディショナの例について説明したが、本発明は、電力変換回路の構成をこれに限定するものではない。例えば、電力変換回路が、直流電圧を昇圧するチョッパ回路と、チョッパ回路から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とにより構成されるものにも本発明は適用することができる。   In the present embodiment, an example of a chopperless type power conditioner in which the power conversion circuit that converts the DC power input from the solar cell 2 into AC power and outputs the AC power to the system power supply 3 is composed only of the inverter circuit 10 is described. Although demonstrated, this invention does not limit the structure of a power converter circuit to this. For example, the present invention can also be applied to a case where the power conversion circuit includes a chopper circuit that boosts a DC voltage and an inverter circuit that converts a DC voltage input from the chopper circuit into an AC voltage.

1 PVパワーコンディショナ
2 太陽電池
3 系統電源
4,7 電圧計
5,6 電流計
8 バッファ用コンデンサ
9 電磁接触器
10 インバータ回路
11 MPPT制御部
12 電流指令値生成部
13 PWM信号生成部
14 電流微分算出部
15 LPF
16 リミッタ
17 リアクトル
18 フィルタ用コンデンサ
21,23 減算器
22,24 加算器
31 電圧偏差リミッタ
32 発振器
33 乗算器
34 搬送波生成部
35 比較器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 PV power conditioner 2 Solar cell 3 System power supply 4,7 Voltmeter 5,6 Ammeter 8 Buffer capacitor 9 Electromagnetic contactor 10 Inverter circuit 11 MPPT control part 12 Current command value generation part 13 PWM signal generation part 14 Current differentiation Calculation unit 15 LPF
16 Limiter 17 Reactor 18 Filter capacitors 21 and 23 Subtractors 22 and 24 Adder 31 Voltage deviation limiter 32 Oscillator 33 Multiplier 34 Carrier wave generation unit 35 Comparator

Claims (3)

PWM信号に基づいて、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源へ出力する電力変換回路と、
上記電力変換回路の入力電圧及び入力電流を計測する入力電力計測手段と、
上記電力変換回路の出力電流を計測する出力計測手段と、
上記入力電力計測手段と上記電力変換回路との間に設けられたバッファ用コンデンサと、
上記入力電圧及び上記入力電流に基づいて、上記太陽電池の出力電力が最大となるように、目標電圧を調整する動作点制御手段と、
上記入力電流に基づいて、入力電流の単位時間当たりの変化量を求める電流微分算出手段と、
上記入力電圧及び上記目標電圧の差分、並びに、上記変化量に基づいて、電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、
上記出力電流及び上記電流指令値の差分に基づいて、上記電力変換回路を制御するための上記PWM信号を生成するPWM信号生成手段とを備え
上記電流指令値生成手段は、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記変化量との和に基づいて、上記電流指令値を生成することを特徴とするPVパワーコンディショナ。
Based on the PWM signal, the power conversion circuit that converts the DC power input from the solar cell into AC power and outputs it to the system power supply,
Input power measuring means for measuring the input voltage and input current of the power conversion circuit;
Output measuring means for measuring the output current of the power conversion circuit;
A buffer capacitor provided between the input power measuring means and the power conversion circuit;
Based on the input voltage and the input current, operating point control means for adjusting the target voltage so that the output power of the solar cell is maximized;
Based on the input current, current differential calculation means for obtaining a change amount per unit time of the input current,
Current command value generating means for generating a current command value based on the difference between the input voltage and the target voltage, and the amount of change;
PWM signal generation means for generating the PWM signal for controlling the power conversion circuit based on the difference between the output current and the current command value ,
The PV power conditioner, wherein the current command value generating means generates the current command value based on a sum of a difference between the input voltage and the target voltage and the amount of change .
上記入力電流が減少する場合に、上記電流微分算出手段により求められた上記変化量を出力し、上記入力電流が増加する場合に、上記変化量に代えて固定値を出力するリミッタを備え、
上記電流指令値生成手段は、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記リミッタの出力との和に基づいて、上記電流指令値を生成することを特徴とする請求項に記載のPVパワーコンディショナ。
When the input current decreases, the change amount obtained by the current differential calculation means is output, and when the input current increases, a limiter is provided that outputs a fixed value instead of the change amount,
2. The PV power condition according to claim 1 , wherein the current command value generating unit generates the current command value based on a sum of a difference between the input voltage and the target voltage and an output of the limiter. Na.
上記入力電力計測手段は、上記系統電源の周波数に同期するサンプリング周波数に相当するサンプリング期間にわたって上記入力電圧及び上記入力電流の検出値をそれぞれサンプリングし、その平均値を計測値として出力する移動平均算出手段を有することを特徴とする請求項1又は2に記載のPVパワーコンディショナ。 The input power measuring means samples the detected values of the input voltage and the input current over a sampling period corresponding to a sampling frequency synchronized with the frequency of the system power supply, and outputs the average value as a measured value. It has a means, The PV power conditioner of Claim 1 or 2 characterized by the above-mentioned.
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