JP6292018B2

JP6292018B2 - Lighting device and lighting apparatus

Info

Publication number: JP6292018B2
Application number: JP2014100238A
Authority: JP
Inventors: 中井　智之; 智之中井; 前田　貴史; 貴史前田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2014-05-14
Filing date: 2014-05-14
Publication date: 2018-03-14
Anticipated expiration: 2034-05-14
Also published as: JP2015219954A

Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。 The present invention relates to a lighting device and a lighting fixture .

従来、例えば、特開２０１３−１１８１３１号公報に開示されているように、調光比を複数に分けてなる区間ごとに異なる制御モードを割り当てた点灯装置が知られている。この公報における段落００２５には、第１〜３の制御モードが記載されている。第１の制御モードでは、制御回路は、いわゆる連続モードとなるように、予め決められている発振周波数およびオン時間（１周期当たりのオン時間）でスイッチング素子をオンオフ動作させる。第２の制御モードでは、制御回路は、調光比の同一区間内においてスイッチング素子の発振周波数を略固定とし、スイッチング素子のオン時間を変化させる。第３の制御モードでは、制御回路は、第２の制御モードとは逆に、調光比の同一区間内においてスイッチング素子のオン時間を略固定とし、スイッチング素子の発振周波数を変化させる。区間ごとに第１〜３の制御モードを割り当てることにより、オン時間が短くなってちらつきを生じることを抑制し、調光範囲を広げることを図っている。 Conventionally, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2013-118131, there is known a lighting device in which a different control mode is assigned to each section obtained by dividing a dimming ratio into a plurality of sections. Paragraph 0025 in this publication describes the first to third control modes. In the first control mode, the control circuit turns the switching element on and off at a predetermined oscillation frequency and on time (on time per cycle) so as to be in a so-called continuous mode. In the second control mode, the control circuit makes the oscillation frequency of the switching element substantially fixed within the same section of the dimming ratio, and changes the ON time of the switching element. In the third control mode, on the contrary to the second control mode, the control circuit changes the oscillation frequency of the switching element by substantially fixing the ON time of the switching element within the same section of the dimming ratio. By assigning the first to third control modes for each section, the on-time is shortened and flickering is suppressed, and the dimming range is widened.

この公報における段落００６７では、ＰＷＭ信号のデューティ比が５〜３０％の区間に第２の制御モードが割り当てられている。また、ＰＷＭ信号のデューティ比が３０〜８０％の区間には、第３の制御モードが割り当てられている。つまり、デューティ比が相対的に小さい区間では、スイッチング素子の発振周波数を固定し、かつオン時間を略変化させている。その一方で、デューティ比が相対的に大きい区間では、スイッチング素子の発振周波数を変化させ、かつオン時間は略固定としている。 In paragraph 0067 of this publication, the second control mode is assigned to a section in which the duty ratio of the PWM signal is 5 to 30%. Further, the third control mode is assigned to a section where the duty ratio of the PWM signal is 30 to 80%. That is, in the section where the duty ratio is relatively small, the oscillation frequency of the switching element is fixed and the on-time is substantially changed. On the other hand, in the section where the duty ratio is relatively large, the oscillation frequency of the switching element is changed and the on-time is substantially fixed.

特開２０１３−１１８１３１号公報JP 2013-118131 A 特開２０１３−１１８１３３号公報JP 2013-118133 A

点灯装置において、制御回路が駆動回路にパルス信号を入力し、駆動回路がこのパルス信号から駆動信号を生成し、スイッチング素子の制御端子に駆動信号が供給されるという回路構成を備えるものがある。この駆動回路には高耐圧集積回路（いわゆるＨＶＩＣ）が用いられる。この種の駆動回路の入出力特性には、「最小入力パルス幅」という制限がある。最小入力パルス幅とは、駆動回路が入力パルスから出力パルスを生成するために入力パルスが有すべき最小のオン幅を意味している。調光を深くしていくと（つまり調光率を小さくして発光素子に流れる電流を低減していくと）スイッチング素子を駆動するためのパルス信号のオンデューティが小さくなり、やがて駆動回路に入力されるパルス信号のオン幅が、上述した最小入力パルス幅よりも小さくなることがある。最小入力パルス幅よりも狭い入力パルスが駆動回路に入力されても、駆動回路にとってそのオン幅は狭すぎるので出力パルスを発することができない。その結果、スイッチングが安定せず、ちらつきの原因となる。このように、従来の技術では、目標オン幅が最小入力パルス幅より狭くなるほどに深い調光率を実現しようとすると、ちらつきが発生するという問題があった。 Some lighting devices have a circuit configuration in which a control circuit inputs a pulse signal to a drive circuit, the drive circuit generates a drive signal from the pulse signal, and the drive signal is supplied to a control terminal of a switching element. A high voltage integrated circuit (so-called HVIC) is used for this drive circuit. The input / output characteristics of this type of drive circuit have a limitation of “minimum input pulse width”. The minimum input pulse width means the minimum ON width that the input pulse should have in order for the drive circuit to generate an output pulse from the input pulse. When the dimming is deepened (that is, the current flowing through the light emitting element is reduced by reducing the dimming rate), the on-duty of the pulse signal for driving the switching element becomes small, and eventually it is input to the drive circuit. The ON width of the pulse signal to be generated may be smaller than the minimum input pulse width described above. Even if an input pulse narrower than the minimum input pulse width is input to the drive circuit, an output pulse cannot be generated because the ON width is too narrow for the drive circuit. As a result, switching is not stable, causing flickering. As described above, the conventional technique has a problem that flickering occurs when an attempt is made to achieve a dimming rate that is so deep that the target on-width is narrower than the minimum input pulse width.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、目標オン幅が最小入力パルス幅より狭くなるような深い調光を実現することのできる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a lighting device and a lighting fixture capable of realizing deep dimming such that a target on-width becomes narrower than a minimum input pulse width. With the goal.

第１の発明にかかる点灯装置は、制御端子を有するスイッチング素子を含むコンバータ回路と、一端が前記制御端子に接続した抵抗と、前記抵抗の他端に駆動信号を供給する駆動回路と、前記駆動回路に前記コンバータ回路の出力を制御するためのパルス信号を供給する制御回路と、を備え、前記制御回路は、予め定めたダミーオン幅を前記スイッチング素子の目標オン幅に加算することで、前記パルス信号のオン幅を決定し、前記駆動回路は、前記パルス信号の立ち上がりに同期して立ち上がりかつ前記パルス信号の立下りに同期して立下るように前記駆動信号を生成し、前記抵抗を介して前記駆動信号の立ち上がりを鈍らせた信号を前記制御端子に与え、前記制御回路は、前記駆動信号において前記スイッチング素子のターンオン閾値電圧以上となる期間が前記目標オン幅と一致するように前記ダミーオン幅を加算し、前記ダミーオン幅が、前記駆動信号を生成するために前記駆動回路へ入力されるパルスが有すべき最小のオン幅である最小入力パルス幅以上である。 A lighting device according to a first aspect of the present invention includes a converter circuit including a switching element having a control terminal, a resistor having one end connected to the control terminal, a drive circuit for supplying a drive signal to the other end of the resistor, and the drive A control circuit that supplies a pulse signal for controlling the output of the converter circuit to the circuit, and the control circuit adds the predetermined dummy on width to the target on width of the switching element, thereby Determining the ON width of the signal, the drive circuit generates the drive signal so as to rise in synchronization with the rise of the pulse signal and fall in synchronization with the fall of the pulse signal; giving a signal blunted the rise of the drive signal to the control terminal, wherein the control circuit, turn-on threshold electrostatic of the switching element in the drive signal The dummy on-width is added so that the above-described period coincides with the target on-width, and the dummy on-width is the minimum on-width that a pulse input to the driving circuit should have in order to generate the driving signal It is more than the minimum input pulse width.

第１の発明によれば、ダミーオン幅を加算することで駆動回路が確実に駆動信号を生成できるようにし、そのダミーオン幅により余分に拡大したオン幅を抵抗による立ち上がり遅延により差し引くことで、最小入力パルス幅より狭いオン幅でもスイッチング素子をオンさせることができる。これにより、目標オン幅が最小入力パルス幅より狭くなるような深い調光を実現することができる。 According to the first invention, by adding the dummy on-width, the driving circuit can surely generate a driving signal, and the on-width that is excessively enlarged by the dummy on-width is subtracted by the rise delay due to the resistance, thereby minimizing the minimum input. The switching element can be turned on even with an ON width narrower than the pulse width. Thereby, it is possible to realize deep dimming such that the target on-width becomes narrower than the minimum input pulse width.

本発明の実施の形態１にかかる点灯装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の制御テーブルを示す図である。It is a figure which shows the control table of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 調光を深くしたときのＨＶＩＣの問題点を示す図である。It is a figure which shows the problem of HVIC when light control is deepened.

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態にかかる点灯装置１を示す回路図である。図１には、点灯装置１を備えた照明器具１００も図示している。照明器具１００は、複数のＬＥＤ２６を備えるＬＥＤモジュール２７と、点灯装置１と、調光器２８とを備えている。点灯装置１は、昇圧チョッパ回路２、バックコンバータ回路３、調光信号インターフェイス（Ｉ／Ｆ）回路４、ＨＶＩＣ３９、およびマイコン４０を備えている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a lighting device 1 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a lighting fixture 100 including the lighting device 1 is also illustrated. The luminaire 100 includes an LED module 27 including a plurality of LEDs 26, a lighting device 1, and a dimmer 28. The lighting device 1 includes a step-up chopper circuit 2, a buck converter circuit 3, a dimming signal interface (I / F) circuit 4, an HVIC 39, and a microcomputer 40.

昇圧チョッパ回路２は、力率改善に用いられる昇圧コンバータ回路である。昇圧チョッパ回路２は、整流回路８と、コンデンサ９と、インダクタ（コイル）１０と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオード１４と、コンデンサ１７と、抵抗１５、１６が直列接続した分圧回路を備えている。また、昇圧チョッパ回路２はゲート抵抗Ｒｇ１、抵抗Ｒ１１、およびダイオードＤ１１からなる回路を備えており、この回路は後述するようにスイッチング素子Ｑ１の制御端子とＨＶＩＣ３９との間に介在する。 The step-up chopper circuit 2 is a step-up converter circuit used for power factor improvement. The step-up chopper circuit 2 includes a voltage dividing circuit in which a rectifier circuit 8, a capacitor 9, an inductor (coil) 10, a switching element Q1, a diode 14, a capacitor 17, and resistors 15 and 16 are connected in series. . The step-up chopper circuit 2 includes a circuit composed of a gate resistor Rg1, a resistor R11, and a diode D11, and this circuit is interposed between the control terminal of the switching element Q1 and the HVIC 39, as will be described later.

整流回路８は、交流電源７と接続している。コンデンサ９は、整流回路８の出力端子に並列に接続する。インダクタ（コイル）１０は、一端が整流回路８の高電位側に接続される。スイッチング素子Ｑ１は、第１端子（本実施形態ではドレイン）、第２端子（本実施形態ではソース）および第１、２端子間をスイッチングするための制御端子（本実施形態ではゲート）を備え、インダクタ１０の他端に第１端子が接続されるＭＯＳＦＥＴである。ダイオード１４は、アノードがスイッチング素子Ｑ１の第１端子とインダクタ１０の他端との接続点に接続される。コンデンサ１７は、このダイオード１４のカソードに正極が接続され整流回路８の低電位側に負極が接続される電解コンデンサからなる。抵抗１５、１６が直列接続した分圧回路は、このコンデンサ１７に並列に接続される。コンデンサ１７の両端電圧が抵抗１５、１６を用いて分圧されマイコン４０に入力される。 The rectifier circuit 8 is connected to the AC power source 7. The capacitor 9 is connected in parallel to the output terminal of the rectifier circuit 8. One end of the inductor (coil) 10 is connected to the high potential side of the rectifier circuit 8. The switching element Q1 includes a first terminal (a drain in the present embodiment), a second terminal (a source in the present embodiment), and a control terminal (a gate in the present embodiment) for switching between the first and second terminals. This is a MOSFET whose first terminal is connected to the other end of the inductor 10. The diode 14 has an anode connected to a connection point between the first terminal of the switching element Q1 and the other end of the inductor 10. The capacitor 17 is composed of an electrolytic capacitor having a positive electrode connected to the cathode of the diode 14 and a negative electrode connected to the low potential side of the rectifier circuit 8. A voltage dividing circuit in which resistors 15 and 16 are connected in series is connected in parallel to the capacitor 17. The voltage across the capacitor 17 is divided by resistors 15 and 16 and input to the microcomputer 40.

スイッチング素子Ｑ１の制御端子には、ゲート抵抗Ｒｇ１の一端が接続している。ゲート抵抗Ｒｇ１の他端は、ＨＶＩＣ３９と接続している。ゲート抵抗Ｒｇ１とスイッチング素子Ｑ１の接続点には、ダイオードＤ１１のアノードが接続する。ダイオードＤ１１のカソードは、抵抗Ｒ１１の一端に接続している。抵抗Ｒ１１の他端はゲート抵抗Ｒｇ１の他端とＨＶＩＣ３９の接続点に接続している。 One end of the gate resistor Rg1 is connected to the control terminal of the switching element Q1. The other end of the gate resistor Rg1 is connected to the HVIC 39. The anode of the diode D11 is connected to the connection point between the gate resistor Rg1 and the switching element Q1. The cathode of the diode D11 is connected to one end of the resistor R11. The other end of the resistor R11 is connected to the connection point between the other end of the gate resistor Rg1 and the HVIC 39.

バックコンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑ２と、ダイオード２１と、インダクタ（チョークコイル）２２と、コンデンサ２３と、検出抵抗２４を備えている。また、バックコンバータ回路３はゲート抵抗Ｒｇ２、抵抗Ｒ２１、およびダイオードＤ２１からなる回路を備えており、この回路が後述するようにスイッチング素子Ｑ２の制御端子とＨＶＩＣ３９との間に介在する。 The buck converter circuit 3 includes a switching element Q2, a diode 21, an inductor (choke coil) 22, a capacitor 23, and a detection resistor 24. The buck converter circuit 3 includes a circuit including a gate resistor Rg2, a resistor R21, and a diode D21, and this circuit is interposed between the control terminal of the switching element Q2 and the HVIC 39 as will be described later.

スイッチング素子Ｑ２とダイオード２１からなる直列回路が、昇圧チョッパ回路２のコンデンサ１７と並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴであり、第１端子（本実施形態ではドレイン）、第２端子（本実施形態ではソース）および第１、２端子間をスイッチングするための制御端子（本実施形態ではゲート）を備え、ダイオード２１のカソードに第２端子が接続される。インダクタ２２、コンデンサ２３、および検出抵抗２４が直列回路を形成しており、この直列回路がダイオード２１に並列に接続している。検出抵抗２４は、ＬＥＤモジュール２７に流れるＬＥＤ電流を検出するためのものである。 A series circuit composed of the switching element Q2 and the diode 21 is connected in parallel with the capacitor 17 of the step-up chopper circuit 2. The switching element Q2 is a MOSFET in this embodiment, and a control terminal (this book) for switching between the first terminal (drain in this embodiment), the second terminal (source in this embodiment), and the first and second terminals. In the embodiment, the second terminal is connected to the cathode of the diode 21. The inductor 22, the capacitor 23, and the detection resistor 24 form a series circuit, and this series circuit is connected to the diode 21 in parallel. The detection resistor 24 is for detecting the LED current flowing through the LED module 27.

スイッチング素子Ｑ２の制御端子には、ゲート抵抗Ｒｇ２の一端が接続している。ゲート抵抗Ｒｇ２の他端は、ＨＶＩＣ３９と接続している。ゲート抵抗Ｒｇ２とスイッチング素子Ｑ２の接続点には、ダイオードＤ２１のアノードが接続する。ダイオードＤ２１のカソードは、抵抗Ｒ２１の一端に接続している。抵抗Ｒ２１の他端はゲート抵抗Ｒｇ２の他端とＨＶＩＣ３９の接続点に接続している。 One end of the gate resistor Rg2 is connected to the control terminal of the switching element Q2. The other end of the gate resistor Rg2 is connected to the HVIC 39. The anode of the diode D21 is connected to the connection point between the gate resistor Rg2 and the switching element Q2. The cathode of the diode D21 is connected to one end of the resistor R21. The other end of the resistor R21 is connected to a connection point between the other end of the gate resistor Rg2 and the HVIC 39.

検出抵抗２４は、バックコンバータ回路３に設けられており、ＬＥＤ電流を検知する。ＬＥＤ電流を検出する検出抵抗２４からの検出電圧が、マイコン４０に入力される。マイコン４０は、この検出電圧に基づいて、ＬＥＤモジュール２７に流れる電流が一定電流になるようにバックコンバータ回路３のスイッチング素子Ｑ２をオンオフする。 The detection resistor 24 is provided in the buck converter circuit 3 and detects the LED current. A detection voltage from the detection resistor 24 that detects the LED current is input to the microcomputer 40. Based on this detected voltage, the microcomputer 40 turns on and off the switching element Q2 of the buck converter circuit 3 so that the current flowing through the LED module 27 becomes a constant current.

デジタル電源用の制御装置として提供される駆動ＩＣおよびマイコンは既に各種のものが公知であるため、それら公知の部品をＨＶＩＣ３９およびマイコン４０にそれぞれ使用することができる。ＨＶＩＣ３９は、高耐圧集積回路であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２それぞれをスイッチングするＰＷＭ信号を出力する。本実施の形態で一例として図１に示すマイコン４０は、記憶部４３、Ａ／Ｄ変換回路４４、および処理装置４５を備えている。記憶部４３は、例えば不揮発性メモリなどからなり、処理装置４５で実行すべき演算プログラムおよび演算に用いられる各種データを記憶している。記憶部４３に対して外部からデータの書き込みおよび読み出しが行われる。処理装置４５は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング制御におけるオン時間などを算出する。マイコン４０には、抵抗１５，１６で分圧された電圧、および検出抵抗２４で検知したＬＥＤ電流に応じた電圧が入力される。Ａ／Ｄ変換回路４４でこれらの電圧値がデジタル値に変換され、このデジタル値を用いて処理装置４５により演算処理が行われる。マイコン４０には、調光信号Ｉ／Ｆ回路４を介して調光器２８からの調光指令値が入力されている。ＬＥＤ電流がこの調光指令値に基づいて決定される目標電流に一致するように、マイコン４０は、検出抵抗２４で検知したＬＥＤ電流に基づいてスイッチング素子Ｑ２のオン幅を調整することで定電流制御を行っている。 Since various types of drive ICs and microcomputers provided as control devices for digital power supplies are already known, these known components can be used for the HVIC 39 and the microcomputer 40, respectively. The HVIC 39 is a high voltage integrated circuit and outputs PWM signals for switching the switching elements Q1 and Q2. As an example in the present embodiment, the microcomputer 40 illustrated in FIG. 1 includes a storage unit 43, an A / D conversion circuit 44, and a processing device 45. The storage unit 43 includes, for example, a nonvolatile memory, and stores a calculation program to be executed by the processing device 45 and various data used for the calculation. Data is written to and read from the storage unit 43 from the outside. The processing device 45 calculates an on-time or the like in the switching control of the switching elements Q1 and Q2. The microcomputer 40 receives a voltage divided by the resistors 15 and 16 and a voltage corresponding to the LED current detected by the detection resistor 24. These voltage values are converted into digital values by the A / D conversion circuit 44, and arithmetic processing is performed by the processing device 45 using the digital values. A dimming command value from the dimmer 28 is input to the microcomputer 40 via the dimming signal I / F circuit 4. The microcomputer 40 adjusts the ON width of the switching element Q2 based on the LED current detected by the detection resistor 24 so that the LED current matches the target current determined based on the dimming command value. Control is in progress.

ＨＶＩＣ３９の入出力特性には、最小入力パルス幅という制限がある。最小入力パルス幅とは、ＨＶＩＣ３９が入力パルスから出力パルスを生成するために入力パルスが有すべき最小のオン幅を意味している。一例として、ＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅は１．０マイクロ秒（ｕｓ）である。しかしながら、最小入力パルス幅よりも狭い例えばオン幅０．５ｕｓなどの入力パルスがＨＶＩＣ３９に入力されても、ＨＶＩＣ３９にとってそのオン幅は狭すぎるので、出力パルスが生成されないという問題がある。 The input / output characteristics of the HVIC 39 have a limitation of a minimum input pulse width. The minimum input pulse width means the minimum ON width that the input pulse should have in order for the HVIC 39 to generate an output pulse from the input pulse. As an example, the minimum input pulse width of the HVIC 39 is 1.0 microsecond (us). However, even if an input pulse having an ON width of 0.5 us, for example, which is narrower than the minimum input pulse width, is input to the HVIC 39, the ON width is too narrow for the HVIC 39, so that an output pulse is not generated.

この問題点について更に詳しく説明する。図７は調光を深くしたときのＨＶＩＣの問題点を示す図である。本願発明者は、いわゆるフルデジタルＬＥＤ電源にて、調光を深くした際に（つまり調光率を小さくしてＬＥＤ電流を低減した際に）、ちらつきが発生するという問題を見出している。すなわち、調光を深くしていく際、マイコン４０から出力されるスイッチング素子Ｑ２駆動用信号のオンデューティが小さくなり、やがてＨＶＩＣ３９に入力されるパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎのオン幅が最小入力パルス幅よりも小さくなる。その結果、図７の下段のように、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの立ち上がりに対して、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔが立ち上がらずにローに保持されてしまう。このようにＨＶＩＣ３９からパルス出力されなくなることで、ちらつきの原因になる。 This problem will be described in more detail. FIG. 7 is a diagram showing a problem of HVIC when the dimming is deepened. The inventor of the present application has found a problem that flickering occurs when dimming is deepened (that is, when the LED current is reduced by reducing the dimming rate) with a so-called full digital LED power supply. That is, when the dimming is deepened, the on-duty of the switching element Q2 driving signal output from the microcomputer 40 becomes small, and the on-width of the pulse signal HVIC_in inputted to the HVIC 39 eventually becomes smaller than the minimum input pulse width. Become. As a result, as shown in the lower stage of FIG. 7, the drive signal HVIC_out does not rise and is held low with respect to the rise of the pulse signal HVIC_in. As described above, the pulse output from the HVIC 39 is stopped, which causes flickering.

より具体的には、下記（ａ１）〜（ａ９）の一連の事象がランダムな周期で繰り返し発生することで、ちらつきが発生する。
（ａ１）マイコン４０が出力するパルス信号のオン幅が減少する。
（ａ２）オン幅が小さすぎて、ＨＶＩＣ３９から駆動信号が出力されない。
（ａ３）ＬＥＤ電流が減少する。
（ａ４）ＬＥＤ電流フィードバックにてＬＥＤ電流を増加する指示が出される。
（ａ５）マイコン４０が出力するパルス信号のオン幅が増加する。
（ａ６）ＨＶＩＣ３９から駆動信号が出力されるようになる。
（ａ７）ＬＥＤ電流が増加する。
（ａ８）ＬＥＤ電流フィードバックにてＬＥＤ電流を減少させる指示が出される。
（ａ９）マイコン４０が出力するパルス信号のオン幅が減少し、上記（ａ１）に戻る。
ＨＶＩＣ３９を最小入力パルス幅の狭い高性能なＨＶＩＣにすることでこの問題を解決する方法もあるが、部品単価アップおよび部品入手性が悪化するという問題がある。 More specifically, flickering occurs when the following series of events (a1) to (a9) occur repeatedly at random periods.
(A1) The ON width of the pulse signal output from the microcomputer 40 decreases.
(A2) The ON width is too small and the drive signal is not output from the HVIC 39.
(A3) The LED current decreases.
(A4) An instruction to increase the LED current is issued by LED current feedback.
(A5) The ON width of the pulse signal output from the microcomputer 40 increases.
(A6) A drive signal is output from the HVIC 39.
(A7) The LED current increases.
(A8) An instruction to decrease the LED current is issued by LED current feedback.
(A9) The ON width of the pulse signal output from the microcomputer 40 decreases, and the process returns to (a1).
There is a method for solving this problem by making the HVIC 39 a high-performance HVIC with a narrow minimum input pulse width, but there are problems that the unit price increases and the component availability deteriorates.

そこで、実施の形態１では、上記の問題点を解決するために、まず、スイッチング素子Ｑ２のゲート抵抗Ｒｇ２に大きな抵抗値を持たせる。ゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を大きくすることで、ゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値およびスイッチング素子Ｑ２内部の寄生容量により決まる遅延時間Ｔ_Ｄが大きくなる。ターンオン時におけるゲート電圧波形の上昇が十分に緩やかになる程度にゲート抵抗Ｒｇ２を大きくすることで、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔが立ち上がった後、スイッチング素子Ｑ２が閾値電圧Ｖｔｈに達してターンオンするまでの時間（遅延時間Ｔ_Ｄ）を長くすることができる。ターンオンまでの遅延時間Ｔ_Ｄに相当するオン幅をパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎに予め加算しておくことで、ＨＶＩＣ３９に対しては最小入力パルス幅よりもオン幅の大きいパルスを入力しつつ、実際にスイッチング素子Ｑ２がオンする期間を所望値に制御することができる。これにより、調光を深くしていったときにＨＶＩＣ３９の入力パルス幅を最小入力パルス幅より広げることができる。 Therefore, in the first embodiment, in order to solve the above problem, first, the gate resistance Rg2 of the switching element Q2 is given a large resistance value. By increasing the resistance value of the gate resistor Rg2, the delay time T _D which is determined by the resistance value and the switching element Q2 internal parasitic capacitance of the gate resistor Rg2 increases. By increasing the gate resistance Rg2 to such an extent that the rise of the gate voltage waveform at turn-on is sufficiently gentle, the time (delay) until the switching element Q2 reaches the threshold voltage Vth and turns on after the drive signal HVIC_out rises. Time T _D ) can be lengthened. By previously adding the ON width corresponding to the delay time T _D to turn the pulse signal HVIC_in, while type a large pulse of ON width than the minimum input pulse width for HVIC39, actually switching element The period during which Q2 is turned on can be controlled to a desired value. Thereby, the input pulse width of the HVIC 39 can be made wider than the minimum input pulse width when the dimming is deepened.

図２および図３は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１の信号波形を示す図である。図２は調光が浅い時の波形を示しており、図３は調光が深いときの波形を示している。図２および図３の最上段に示すように、マイコン４０は、バックコンバータ回路３の出力を制御するためのパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎをＨＶＩＣ３９に供給する。マイコン４０は、目標オン幅Ｐ０を算出する処理とともに、予め定めたダミーオン幅Ｐ１をスイッチング素子Ｑ２の目標オン幅Ｐ０に加算する処理を実行することで、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎのオン幅を決定する。目標オン幅Ｐ０は、上述したように定電流フィードバック制御により算出される。ダミーオン幅Ｐ１は、予め決定されて記憶部４３に記憶されており、必要に応じて読み出される。 2 and 3 are diagrams showing signal waveforms of the lighting device 1 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 shows a waveform when the dimming is shallow, and FIG. 3 shows a waveform when the dimming is deep. 2 and 3, the microcomputer 40 supplies the HVIC 39 with a pulse signal HVIC_in for controlling the output of the buck converter circuit 3. The microcomputer 40 determines the ON width of the pulse signal HVIC_in by executing a process of calculating the target ON width P0 and adding a predetermined dummy ON width P1 to the target ON width P0 of the switching element Q2. The target ON width P0 is calculated by constant current feedback control as described above. The dummy on width P1 is determined in advance and stored in the storage unit 43, and is read as necessary.

次に、図２および図３の上から２段目に示す波形図のように、ＨＶＩＣ３９は、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔを生成する。駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔは、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの立ち上がりに同期して立ち上がり、かつパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの立下りに同期して立下る。 Next, the HVIC 39 generates the drive signal HVIC_out as shown in the waveform diagrams in the second stage from the top in FIGS. 2 and 3. The drive signal HVIC_out rises in synchronization with the rise of the pulse signal HVIC_in and falls in synchronization with the fall of the pulse signal HVIC_in.

ＨＶＩＣ３９は、ゲート抵抗Ｒｇ２の他端に駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔを供給する。これに応じて、スイッチング素子Ｑ２の制御端子の印加電圧波形が、図２および図３の上から３段目に示す波形ＭＯＳＦＥＴ＿Ｇ−Ｓのように、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔの立ち上がりを鈍らせた信号となる。スイッチング素子Ｑ２のターンオンは、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔの立ち上がりから実際には遅延時間Ｔ_Ｄだけ遅れる。遅延時間Ｔ_Ｄは、ゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値およびスイッチング素子Ｑ２内部の寄生容量により決まる。本実施形態ではゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を意図的に大きくしているので、遅延時間Ｔ_Ｄも大きくなる。駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔのうちのダミーオン幅Ｐ１が遅延時間Ｔ_Ｄにより差し引かれるので、図２および図３の最下段に示す波形ＭＯＳＦＥＴ＿Ｄ−Ｓのように、スイッチング素子Ｑ２が実際に駆動する時間が目標オン幅Ｐ０に相当する時間になる。 The HVIC 39 supplies a drive signal HVIC_out to the other end of the gate resistor Rg2. In response to this, the voltage waveform applied to the control terminal of the switching element Q2 becomes a signal in which the rising edge of the drive signal HVIC_out is blunted like the waveform MOSFET_GS shown in the third stage from the top of FIGS. . Turn-on of the switching element Q2 is actually delayed by a delay time _{T D} from the leading edge of the drive signal HVIC_out. Delay time T _D is determined by the resistance value and the switching element Q2 internal parasitic capacitance of the gate resistor Rg2. Since intentionally increase the resistance value of the gate resistor Rg2 in this embodiment, also increases the delay time T _D. Since Damion width P1 of the driving signal HVIC_out is subtracted by the delay time _{T D,} as shown in a waveform MOSFET_D-S shown at the bottom of FIG. 2 and FIG. 3, time is the target ON width of the switching element Q2 is actually driven Time corresponding to P0 is reached.

ダミーオン幅Ｐ１は、駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔにおいてスイッチング素子Ｑ２のターンオン閾値電圧以上となる期間（つまり駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔから遅延時間Ｔ_Ｄを差し引いた期間）が目標オン幅Ｐ０と一致するように設定されることが好ましい。ダミーオン幅Ｐ１は適宜に設定することができるが、例えば最小入力パルス幅以上の幅に設定してもよく、最小入力パルス幅と同じ幅に設定してもよい。 Damion width P1 is be turned on the threshold voltage or more to become the period of the switching element Q2 in the drive signal HVIC_out (i.e. the period obtained by subtracting the delay time _{T D} from the drive signal HVIC_out) is set to coincide with the target ON width P0 preferable. The dummy on width P1 can be set as appropriate. For example, the dummy on width P1 may be set to a width equal to or larger than the minimum input pulse width, or may be set to the same width as the minimum input pulse width.

以上説明したように、目標オン幅Ｐ０にダミーオン幅Ｐ１を加算することでＨＶＩＣ３９が確実に駆動信号を生成できるようにし、そのダミーオン幅Ｐ１により余分に拡大したオン幅を、ゲート抵抗Ｒｇ２で立ち上がりを遅延させることで差し引くことができる。これにより、ＨＶＩＣ３９が有する最小入力パルス幅に制限されずに、短いオン幅でスイッチング素子Ｑ２をオンさせることができるようになる。 As described above, by adding the dummy on-width P1 to the target on-width P0, the HVIC 39 can reliably generate a drive signal, and the on-width that is excessively enlarged by the dummy on-width P1 is increased by the gate resistance Rg2. It can be deducted by delaying. As a result, the switching element Q2 can be turned on with a short on-width without being limited to the minimum input pulse width of the HVIC 39.

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置２０１を示す回路図である。図４には、点灯装置２０１を備えた照明器具２００も図示している。照明器具２００は、実施の形態１にかかる照明器具１００のうち、点灯装置１を点灯装置２０１に置換したものである。実施の形態２にかかる点灯装置２０１は、ゲート抵抗Ｒｇ２がゲート抵抗Ｒｇ２２に置換されている点、および後述するようにマイコン４０の制御処理内容が異なる点を除き、実施の形態１にかかる点灯装置１と同様の回路構成を備えている。ゲート抵抗Ｒｇ２２の抵抗値は、ゲート抵抗Ｒｇ２に比べて小さく設計されている。以下の説明では実施の形態１と同一または相当する構成については同一の符号を付して説明を行うとともに、実施の形態１との相違点を中心に説明し、共通事項は説明を簡略化ないしは省略する。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing the lighting device 201 according to the second embodiment of the present invention. FIG. 4 also shows a lighting fixture 200 including the lighting device 201. The lighting fixture 200 is obtained by replacing the lighting device 1 with the lighting device 201 in the lighting fixture 100 according to the first embodiment. The lighting device 201 according to the second embodiment is the lighting device according to the first embodiment except that the gate resistance Rg2 is replaced with the gate resistance Rg22 and the control processing content of the microcomputer 40 is different as described later. 1 is provided. The resistance value of the gate resistor Rg22 is designed to be smaller than that of the gate resistor Rg2. In the following description, the same or corresponding components as those of the first embodiment will be described with the same reference numerals, and differences from the first embodiment will be mainly described, and common items will be simplified or described. Omitted.

上記実施の形態１ではゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を大きくしているので、スイッチング素子Ｑ２がターンオンする時のスイッチング損失が増加する。このためノイズに対しては有利になると考えられるが、スイッチング損失により素子温度が上昇すると考えられる。そこで、実施の形態２では、ゲート抵抗Ｒｇ２２の抵抗値を大きくせずに、下記の制御によって深い調光を実現する。 In the first embodiment, since the resistance value of the gate resistor Rg2 is increased, the switching loss when the switching element Q2 is turned on increases. For this reason, it is considered advantageous for noise, but it is considered that the element temperature rises due to switching loss. Therefore, in the second embodiment, deep dimming is realized by the following control without increasing the resistance value of the gate resistor Rg22.

実施の形態２において、マイコン４０は、実施の形態１と同様に、バックコンバータ回路２０３の出力を制御するためのパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎを生成する。ただし、実施の形態２では目標オン幅Ｐ０に対してダミーオン幅Ｐ１を加算する処理は実行しない。ＨＶＩＣ３９は、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの立ち上がりに同期して立ち上がり、かつその立下りに同期して立下るように、スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔを生成する。 In the second embodiment, the microcomputer 40 generates a pulse signal HVIC_in for controlling the output of the buck converter circuit 203 as in the first embodiment. However, in the second embodiment, the process of adding the dummy on width P1 to the target on width P0 is not executed. The HVIC 39 generates a drive signal HVIC_out for driving the switching element Q2 so as to rise in synchronization with the rise of the pulse signal HVIC_in and to fall in synchronization with the fall.

マイコン４０は、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの周波数、オン幅、およびオフ幅についての制御内容が異なる２つの制御を実行することができ、これらを可逆的に切り替えることができる。この２つの制御のうち、第１の制御は「周波数固定制御」であり、第２の制御は「オン幅固定制御」である。周波数固定制御は、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの周波数を固定とし、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎのオン幅およびオフ幅を可変とするものである。オン幅固定制御は、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの周波数を可変とし、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎのオン幅を固定しかつそのオフ幅を可変とするものである。 The microcomputer 40 can execute two controls with different control contents regarding the frequency, on width, and off width of the pulse signal HVIC_in, and can reversibly switch between them. Of these two controls, the first control is “frequency fixed control”, and the second control is “on width fixed control”. In the frequency fixing control, the frequency of the pulse signal HVIC_in is fixed, and the on width and the off width of the pulse signal HVIC_in are variable. In the on-width fixed control, the frequency of the pulse signal HVIC_in is variable, the on-width of the pulse signal HVIC_in is fixed, and the off-width is variable.

図５は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置２０１の信号波形を示す図である。浅い調光時には、図５の上段の２つの波形図のように、マイコン４０からの出力は周波数固定、オン幅可変、オフ幅可変によりオンデューティを制御する。調光を深くしていくと、マイコン４０からの出力はオンデューティを小さくする方向となるので、オン幅がＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅に近付く。上記制御にてＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅となった後、さらに深い調光率が指定された場合は、オン幅固定制御へと処理が切り替わる。これにより、図５の下段の２つの波形図のように、周波数可変、オン幅固定、オフ幅可変によりオンデューティを制御する。実施の形態２では、パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎのオン幅は最小入力パルス幅（例えば１．０ｕｓ）に固定するものとする。これによりパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎをＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅以上に維持したまま、調光をより深くすることができる。 FIG. 5 is a diagram illustrating signal waveforms of the lighting device 201 according to the second embodiment of the present invention. At the time of shallow dimming, as shown in the two waveform diagrams in the upper part of FIG. 5, the output from the microcomputer 40 controls the on-duty by fixing the frequency, varying the on width, and varying the off width. As the dimming is deepened, the output from the microcomputer 40 tends to decrease the on-duty, so the on-width approaches the minimum input pulse width of the HVIC 39. After the minimum input pulse width of the HVIC 39 is reached by the above control, when a deeper dimming rate is designated, the processing is switched to the on-width fixed control. As a result, as shown in the two waveform diagrams in the lower part of FIG. In the second embodiment, the ON width of the pulse signal HVIC_in is fixed to the minimum input pulse width (for example, 1.0 us). As a result, it is possible to make the light control deeper while maintaining the pulse signal HVIC_in at or above the minimum input pulse width of the HVIC 39.

図６は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置２０１の制御テーブルを示す図である。図６に示す制御テーブルが、予めマイコン４０の記憶部４３に記憶されている。一例としてＨＶＩＣの最小入力パルス幅が１．０ｕｓだった場合には、図６に示すように制御テーブルを設定すればよい。本実施形態では、図６の制御テーブルに示すように、調光率ごとの周波数、オン幅、オフ幅、およびオンデューティを次のように設定している。１００％点灯のときは、５０．０ｋＨｚ、１０．０ｕｓ、１０．０ｕｓ、５０．０％とそれぞれ設定し、５０％点灯のときは、５０．０ｋＨｚ、５．０ｕｓ、１５．０ｕｓ、２５．０％とそれぞれ設定している。また、１０％点灯のときは、５０．０ｋＨｚ、１．０ｕｓ、１９．０ｕｓ、５．０％とそれぞれ設定し、８％点灯のときは、４０．０ｋＨｚ、１．０ｕｓ、２４．０ｕｓ、４．０％とそれぞれ設定し、５％点灯のときは、２５．０ｋＨｚ、１．０ｕｓ、３９．０ｕｓ、２．５％とそれぞれ設定している。最小入力パルス幅１．０ｕｓを境とし、オン幅が１．０ｕｓ以上の調光率範囲である１０％点灯以上の調光率では、周波数固定制御が実施されている。オン幅が１．０ｕｓより小さい調光率範囲に属する調光率（例えば５％点灯および８％点灯）では、オン幅固定制御が実施されている。 FIG. 6 is a diagram illustrating a control table of the lighting device 201 according to the second embodiment of the present invention. The control table shown in FIG. 6 is stored in the storage unit 43 of the microcomputer 40 in advance. As an example, when the minimum input pulse width of HVIC is 1.0 us, a control table may be set as shown in FIG. In the present embodiment, as shown in the control table of FIG. 6, the frequency, on width, off width, and on duty for each dimming rate are set as follows. Set to 50.0 kHz, 10.0 us, 10.0 us, 50.0% for 100% lighting, and 50.0 kHz, 5.0 us, 15.0 us, 25.0 for 50% lighting. % And each are set. When 10% is lit, 50.0kHz, 1.0us, 19.0us, and 5.0% are set. When 8% is lit, 40.0kHz, 1.0us, 24.0us, 4% 0.0%, and 5% lighting, 25.0kHz, 1.0us, 39.0us, 2.5%, respectively. Frequency fixed control is performed at a dimming rate of 10% lighting or more, which is a dimming rate range with an on width of 1.0 us or more, with a minimum input pulse width of 1.0 us as a boundary. At the dimming rate (for example, 5% lighting and 8% lighting) belonging to the dimming rate range in which the on width is smaller than 1.0 us, the on width fixing control is performed.

上記の動作を実現するためにマイコン４０が実行する処理は予め記憶部４３に記憶され、処理装置４５により実行される。以下、その具体的処理の一例を説明する。
（処理Ｓ１）まず、マイコン４０は、検出抵抗２４から検出したＬＥＤ電流と、調光器２８からの調光信号により決まる目標電流値とから、目標オンデューティおよび目標オン幅Ｐ０を算出する処理を実行する。
（処理Ｓ２）次に、目標オン幅Ｐ０を予め定めた判定値Ｐｊと比較する。ここでは判定値ＰｊをＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅つまり１．０ｕｓとする。この処理Ｓ２の結果に応じて、下記の処理Ｓ３，Ｓ４のいずれかの処理が実行される。
（処理Ｓ３）目標オン幅Ｐ０が判定値Ｐｊ（例えば最小入力パルス幅）以上である場合には、マイコン４０は、上記算出した目標オン幅Ｐ０および目標オンデューティを実現するようにパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎを生成し、周波数固定制御を実施する。
（処理Ｓ４）逆に、判定値Ｐｊよりも目標オン幅Ｐ０が小さい場合には、マイコン４０は、オン幅固定制御を実施するために制御テーブルを参照する。マイコン４０は、上記算出した目標デューティに対応付けて設定された固定オン幅および可変に設定されたオフ幅とを有するパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎを生成する。例えば、図６の制御テーブルでは、目標デューティが４．０％と算出されている場合、オン幅は１．０ｕｓに定められており、オフ幅は２４ｕｓに定められている。
これらの処理Ｓ１〜Ｓ４が実行されることで、目標オン幅Ｐ０が１．０ｕｓ以上の例えば５．０ｕｓあるいは１０．０ｕｓであるときには、周波数固定制御が実施される。一方、目標オン幅Ｐ０が１．０ｕｓより小さい例えば０．５ｕｓなどであるときには、オン幅固定制御が実施される。 The processing executed by the microcomputer 40 to realize the above operation is stored in advance in the storage unit 43 and executed by the processing device 45. Hereinafter, an example of the specific process will be described.
(Process S1) First, the microcomputer 40 performs a process of calculating the target on-duty and the target on-width P0 from the LED current detected from the detection resistor 24 and the target current value determined by the dimming signal from the dimmer 28. Run.
(Process S2) Next, the target ON width P0 is compared with a predetermined determination value Pj. Here, the determination value Pj is the minimum input pulse width of the HVIC 39, that is, 1.0 us. Depending on the result of the process S2, one of the following processes S3 and S4 is executed.
(Process S3) When the target on-width P0 is equal to or larger than the determination value Pj (for example, the minimum input pulse width), the microcomputer 40 outputs the pulse signal HVIC_in so as to realize the calculated target on-width P0 and the target on-duty. Generate and implement fixed frequency control.
(Process S4) Conversely, when the target on-width P0 is smaller than the determination value Pj, the microcomputer 40 refers to the control table in order to perform the on-width fixed control. The microcomputer 40 generates a pulse signal HVIC_in having a fixed on width set in association with the calculated target duty and a variable off width. For example, in the control table of FIG. 6, when the target duty is calculated as 4.0%, the on width is set to 1.0 us and the off width is set to 24 us.
By executing these processes S1 to S4, when the target on-width P0 is 1.0 us or more, for example, 5.0 us or 10.0 us, frequency fixing control is performed. On the other hand, when the target on-width P0 is smaller than 1.0 us, for example 0.5 us, the on-width fixing control is performed.

なお、上記の具体的処理Ｓ１〜Ｓ４は一例であり、本発明はこれに限られるものではない。例えば処理Ｓ２のような判定処理およびこれに基づく分岐処理を行わなくともよい。その場合には、図６に示す制御テーブルのように調光率を複数の範囲に区分したテーブルが作成され、区分した範囲に所望の周波数、オン幅、オフ幅、およびオンデューティの値などが設定される。例えば、調光率１００％〜１０％までは、周波数が固定値とされ、オン幅、オフ幅、オンデューティの値がそれぞれ可変に設定される。調光率１０％未満の調光率範囲については、オン幅が例えば１．０ｕｓに固定され、周波数、オフ幅、オンデューティの値がそれぞれ可変に設定される。マイコン４０が調光率に応じてこのテーブルを参照し、このテーブルに定められた規則に従ってパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎを生成、出力するようにしてもよい。 In addition, said specific process S1-S4 is an example, and this invention is not limited to this. For example, the determination process such as the process S2 and the branch process based on the determination process may not be performed. In that case, a table in which the dimming rate is divided into a plurality of ranges as shown in the control table of FIG. 6 is created, and the desired frequency, on-width, off-width, on-duty values, and the like are included in the divided ranges. Is set. For example, for dimming rates of 100% to 10%, the frequency is a fixed value, and the on width, off width, and on duty values are variably set. For the dimming rate range where the dimming rate is less than 10%, the on width is fixed at 1.0 us, for example, and the frequency, off width, and on duty values are set variably. The microcomputer 40 may refer to this table according to the dimming rate, and generate and output the pulse signal HVIC_in according to the rules defined in this table.

周波数固定制御とオン幅固定制御の制御切替のための比較判定に用いる数値は、目標オン幅Ｐ０そのものに限定されない。ほかにも、調光率が予め定めた所定調光率（図６の制御テーブルでは１０％点灯）以上か否かを比較判定したり、目標オンデューティが予め定めた所定デューティ（図６の制御テーブルでは５．０％）以上か否かを比較判定したりすることで、目標オン幅Ｐ０が最小入力パルス幅以上か否かに応じて制御が切り替わるようにしてもよい。 A numerical value used for comparison determination for control switching between the frequency fixed control and the on width fixed control is not limited to the target on width P0 itself. In addition, it is determined whether or not the dimming rate is equal to or higher than a predetermined dimming rate (10% lighting in the control table of FIG. 6), or the target on-duty is set to a predetermined duty (control of FIG. 6). The control may be switched according to whether the target on-width P0 is equal to or greater than the minimum input pulse width by comparing and determining whether or not it is equal to or greater than 5.0% in the table.

また、上記の処理Ｓ２では、最小入力パルス幅を境に第２制御が開始されるように判定値Ｐｊを設定している。これにより、ＨＶＩＣ３９が出力可能な範囲で可能な限り周波数固定制御を実施することができる。しかしながら、本発明は必ずしもこれに限られるものではない。処理Ｓ２で用いる判定値Ｐｊを例えば最小入力パルス幅よりもある程度大きな値（例えば１．１ｕｓ、１．２ｕｓ・・・２．０ｕｓ或いはそれ以上）に設定してもよい。この場合には、調光率が深くなり、最小入力パルス幅より若干大きな判定値Ｐｊに目標オン幅Ｐ０が達した段階で、早期にオン幅固定制御が開始される。このようにすることでも「目標オン幅Ｐ０が最小入力パルス幅よりも小さい場合にオン幅固定制御が実施される」という動作が実現され、前記第２の発明を実施することができる。 In the above process S2, the determination value Pj is set so that the second control is started with the minimum input pulse width as a boundary. As a result, the frequency fixing control can be performed as much as possible within the range in which the HVIC 39 can output. However, the present invention is not necessarily limited to this. The determination value Pj used in the process S2 may be set to a value somewhat larger than the minimum input pulse width (for example, 1.1 us, 1.2 us... 2.0 us or more). In this case, the on-width fixing control is started at an early stage when the dimming rate becomes deep and the target on-width P0 has reached the determination value Pj slightly larger than the minimum input pulse width. This also realizes the operation that “on-width fixing control is performed when the target on-width P0 is smaller than the minimum input pulse width”, and the second invention can be implemented.

なお、浅い調光の時もオン幅固定制御とすると、例えば５％点灯と１００％点灯で周波数が大幅に変わってしまうので、ノイズの問題が生ずると考えられる。この点、実施の形態２によれば浅い調光時には周波数固定制御に切り替えることができる。また、１００％点灯（つまりＬＥＤ電流が大きい）時に周波数が高くなるのでスイッチング損失が大きくなり、スイッチング素子Ｑ２の電流が大きくなるので温度が高くなりやすいという問題もある。この観点からも、浅い調光の時は周波数固定が望ましい。なお、周波数の可変範囲は１００ｋＨｚ〜３０ｋＨｚがより望ましい。ただし、２０ｋＨｚ以上としてもよく、これにより周波数を可聴領域外とすることができる。 Note that if the on-width fixed control is performed even in shallow light control, for example, the frequency changes significantly between 5% lighting and 100% lighting, so that it is considered that a noise problem occurs. In this regard, according to the second embodiment, it is possible to switch to frequency fixed control during shallow light control. In addition, since the frequency becomes high when the LED is 100% lit (that is, the LED current is large), there is a problem that the switching loss becomes large and the current of the switching element Q2 becomes large, so that the temperature tends to be high. From this point of view, it is desirable to fix the frequency when the light is shallow. The frequency variable range is more preferably 100 kHz to 30 kHz. However, it may be 20 kHz or more, and thereby the frequency can be outside the audible range.

実施の形態３．
実施の形態３にかかる照明器具および点灯装置は、実施の形態２にかかる照明器具２００および点灯装置２０１と同様の回路構成を備えている。以下の説明では実施の形態２と同一または相当する構成については同一の符号を付して説明を行うとともに、実施の形態２との相違点を中心に説明し、共通事項は説明を簡略化ないしは省略する。 Embodiment 3 FIG.
The lighting fixture and lighting device according to the third embodiment have the same circuit configuration as the lighting fixture 200 and lighting device 201 according to the second embodiment. In the following description, the same or corresponding components as those in the second embodiment will be described with the same reference numerals, and the description will focus on differences from the second embodiment. Omitted.

マイコン４０は、昇圧チョッパ回路２の出力を制御するための昇圧パルス信号と、バックコンバータ回路２０３の出力を制御するための降圧パルス信号を、それぞれ生成する。この降圧パルス信号は、すなわち実施の形態１、２におけるパルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎである。ＨＶＩＣ３９は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動信号を生成し、この駆動信号は昇圧パルス信号の立ち上がりに同期して立ち上がり、かつ立下りに同期して立下る。また、ＨＶＩＣ３９は、スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動信号（すなわち実施の形態１、２における駆動信号ＨＶＩＣ＿ｏｕｔ）を生成し、この駆動信号は降圧パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎの立ち上がりに同期して立ち上がり、かつ立下りに同期して立下る。 The microcomputer 40 generates a boost pulse signal for controlling the output of the boost chopper circuit 2 and a step-down pulse signal for controlling the output of the buck converter circuit 203, respectively. This step-down pulse signal is the pulse signal HVIC_in in the first and second embodiments. The HVIC 39 generates a drive signal for driving the switching element Q1, and this drive signal rises in synchronization with the rise of the boost pulse signal and falls in synchronization with the fall. The HVIC 39 generates a drive signal for driving the switching element Q2 (that is, the drive signal HVIC_out in the first and second embodiments), and this drive signal rises in synchronization with the rise of the step-down pulse signal HVIC_in and rises. Fall in sync with the descent.

実施の形態３では、マイコン４０は、調光信号に応じて昇圧チョッパ回路２の出力を下げるように昇圧パルス信号のオン幅を小さくする。具体的には、実施の形態３では、スイッチング素子Ｑ２の目標オン幅Ｐ０が所定値以上であるか否かに応じて、下記の２つの制御を可逆的に切り替える。 In the third embodiment, the microcomputer 40 reduces the ON width of the boost pulse signal so as to reduce the output of the boost chopper circuit 2 in accordance with the dimming signal. Specifically, in the third embodiment, the following two controls are reversibly switched depending on whether or not the target on-width P0 of the switching element Q2 is equal to or greater than a predetermined value.

まず、マイコン４０は、スイッチング素子Ｑ２の目標オン幅Ｐ０が所定値以上であるときは、昇圧パルス信号についてはオン幅固定とし、降圧パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎを調整することでバックコンバータ回路３の出力を制御する。また、マイコン４０は、スイッチング素子Ｑ２の目標オン幅Ｐ０が所定値より小さいときは、降圧パルス信号ＨＶＩＣ＿ｉｎについてはオン幅固定とするとともに、昇圧パルス信号のオン幅を調整して昇圧チョッパ回路２の昇圧電圧を下げることでバックコンバータ回路３の出力を制御する。この所定値は、具体的にはＨＶＩＣ３９の最小入力パルス幅に等しい値としてもよく、あるいは最小入力パルス幅よりも大きな値に定めてもよい。 First, the microcomputer 40 controls the output of the buck converter circuit 3 by adjusting the step-down pulse signal HVIC_in by fixing the step-up pulse signal when the target on-width P0 of the switching element Q2 is equal to or larger than a predetermined value. To do. Further, when the target on-width P0 of the switching element Q2 is smaller than the predetermined value, the microcomputer 40 fixes the step-down pulse signal HVIC_in to the on-width and adjusts the on-width of the boost pulse signal to adjust the step-up chopper circuit 2 The output of the buck converter circuit 3 is controlled by lowering the boost voltage. Specifically, the predetermined value may be a value equal to the minimum input pulse width of the HVIC 39 or may be set to a value larger than the minimum input pulse width.

上記の制御を実現する具体的処理としては、例えば、実施の形態２で述べた処理Ｓ２のような判定処理を行うことで、分岐させてもよい。あるいは図６のように調光率を複数の範囲に区分した制御テーブルに昇圧パルス信号および降圧パルス信号の内容を設定しておき、マイコン４０がこれに従って昇圧パルス信号および降圧パルス信号を生成、出力してもよい。 As a specific process for realizing the above control, for example, a determination process like the process S2 described in the second embodiment may be performed to branch the control. Alternatively, as shown in FIG. 6, the contents of the step-up pulse signal and the step-down pulse signal are set in a control table in which the dimming rate is divided into a plurality of ranges, and the microcomputer 40 generates and outputs the step-up pulse signal and the step-down pulse signal according to the contents. May be.

以上説明した実施の形態３によれば、調光時にＰＦＣ昇圧電圧を下げることで調光を深くすることができる。 According to the third embodiment described above, dimming can be deepened by lowering the PFC boost voltage during dimming.

なお、実施の形態３の回路構成は実施の形態２と共通であるものとして説明したが、本発明はこれに限られない。実施の形態３は実施の形態２とは別個独立に実施してもよい。 Although the circuit configuration of the third embodiment has been described as being the same as that of the second embodiment, the present invention is not limited to this. The third embodiment may be implemented separately from the second embodiment.

１、２０１点灯装置、２昇圧チョッパ回路、３、２０３バックコンバータ回路、４調光信号Ｉ／Ｆ回路、７交流電源、８整流回路、９、１７、２３コンデンサ、１０、２２インダクタ、１４、２１、Ｄ１１、Ｄ２１ダイオード、１５，１６、Ｒ１１、Ｒ２１抵抗、２４検出抵抗、２６ＬＥＤ、２７ＬＥＤモジュール、２８調光器、３９ＨＶＩＣ、４０マイコン、４３記憶部、４４Ａ／Ｄ変換回路、４５処理装置、１００、２００照明器具、２００照明器具、２０１点灯装置、２０３バックコンバータ回路、Ｑ１、Ｑ２スイッチング素子、Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ２２ゲート抵抗 1,201 lighting device, 2 step-up chopper circuit, 3,203 buck converter circuit, 4 dimming signal I / F circuit, 7 AC power supply, 8 rectifier circuit, 9, 17, 23 capacitor, 10, 22 inductor, 14, 21 , D11, D21 diode, 15, 16, R11, R21 resistance, 24 detection resistance, 26 LED, 27 LED module, 28 dimmer, 39 HVIC, 40 microcomputer, 43 storage unit, 44 A / D conversion circuit, 45 processing Device, 100, 200 Lighting fixture, 200 Lighting fixture, 201 Lighting device, 203 Buck converter circuit, Q1, Q2 Switching element, Rg1, Rg2, Rg22 Gate resistance

Claims

A converter circuit including a switching element having a control terminal;
A resistor having one end connected to the control terminal;
A drive circuit for supplying a drive signal to the other end of the resistor;
A control circuit for supplying a pulse signal for controlling the output of the converter circuit to the drive circuit;
With
The control circuit determines the ON width of the pulse signal by adding a predetermined dummy ON width to the target ON width of the switching element,
The drive circuit generates the drive signal to rise in synchronization with the rise of the pulse signal and fall in synchronization with the fall of the pulse signal,
A signal that dulls the rise of the drive signal through the resistor is applied to the control terminal ,
The control circuit adds the dummy on width so that a period in which the driving signal is equal to or higher than a turn-on threshold voltage of the switching element matches the target on width,
The lighting device , wherein the dummy on width is equal to or greater than a minimum input pulse width that is a minimum on width that a pulse input to the drive circuit to generate the drive signal should have .

  A light source;
  A lighting device for lighting the light source;
  With
  The lighting device is
  A converter circuit including a switching element having a control terminal;
  A resistor having one end connected to the control terminal;
  A drive circuit for supplying a drive signal to the other end of the resistor;
  A control circuit for supplying a pulse signal for controlling the output of the converter circuit to the drive circuit;
  With
  The control circuit determines the ON width of the pulse signal by adding a predetermined dummy ON width to the target ON width of the switching element,
  The drive circuit generates the drive signal to rise in synchronization with the rise of the pulse signal and fall in synchronization with the fall of the pulse signal,
  A signal that dulls the rise of the drive signal through the resistor is applied to the control terminal,
  The control circuit adds the dummy on width so that a period in which the driving signal is equal to or higher than a turn-on threshold voltage of the switching element matches the target on width,
  The luminaire in which the dummy on width is equal to or greater than a minimum input pulse width that is a minimum on width that a pulse input to the drive circuit to generate the drive signal should have.