JP6270825B2 - 機械共振器に基づく相互変調センサ・プラットフォーム - Google Patents

Description

本発明は、相互変調通信原理に基づく新たな受動型センサ・プラットフォームに関するものである。このプラットフォームは、水晶振動子または他の機械共振器を利用することができる。これに加えて、このプラットフォームは、センサの狭帯域及び／またはＩＤコードを可能にする。

無線受動型センサは、リーダ（読み取り機）からの質問信号以外に、動作のための電源を何ら必要としない。能動型及び半受動型センサに対する受動型センサの利点は、これらのセンサがより安価であることが見込まれ、その動作条件または寿命が、電池またはエネルギー・ハーベスター（採取器）のような電源によって制限されないことである。

受動型無線センサは、デジタルセンサとアナログセンサとに分類することができる。ＩＣ（integrated circuit：集積回路）ベースのＲＦＩＤ（radio frequency Identification：無線タグ）は、衝突防止プロトコルのような高度に洗練された特徴機能を提供するデジタル論理回路、及び不揮発性メモリを利用する。ＩＣ ＲＦＩＤの大部分は、識別用に使用されるが、センサ素子を備えることもできる。

デジタル・アーキテクチャに比べて、アナログセンサは、より良好なエネルギー効率を提供する可能性が高い。このことは、デジタル電子回路が、受けたエネルギーの一部を用いてＩＣを動作させるのに対し、アナログセンサは、受けたエネルギーのすべてを熱電子的に後方散乱させるからである。これに加えて、デジタルセンサの読出し距離は電力により制限されることが多いのに対し、アナログセンサの読出し距離は、信号対雑音比により制限される。従って、アナログセンサの読出し距離は、積分時間を増加させることによって増加させることができる。これらの理由により、アナログセンサは特定の特殊用途において利点を有する。

アナログセンサは、表面弾性波（ＳＡＷ：surface acoustic wave）ベースのＲＦＩＤ、共振センサ、及び高調波センサを含む。ＳＡＷセンサは、圧電基板上にパターン化されたインターデジタル（櫛形）トランスデューサを利用して、電磁エネルギーをＳＡＷに変換する。次に、ＳＡＷを音響反射器で操作し、電磁エネルギーに戻して、リーダ（読取り）装置に向けて放射することができる。

測定量が、圧電基板上におけるＳＡＷの伝搬特性に影響を与える。圧電材料をセンシング素子に使用する必要性が、可能な用途を制限する。これに加えて、ＩＤＴ（interdigital transducer：インターデジタル（櫛形）トランスデューサ）構造の最小線幅により、ＳＡＷタグの最高動作周波数が２〜３GHzに制限される。

共振センサは、単一の共振回路で構成され、その共振は測定量に感応する。これらのセンサは、リーダへの近接場結合を必要とし、このことが、これらのセンサの読出し距離を２〜３センチメートルに制限する。他の障害は、これらのセンサの共振が、導電体または誘電体への近接によって影響され得ることである。共振センサを用いて、例えば、建物構造内の湿度、ひずみ変形、及び血圧を監視する。

高調波センサは、センサデータを、質問信号周波数の高調波周波数で後方散乱させる。この概念は、最初はテレメトリー（遠隔測定）用に提案された[9]。後に、質問周波数を倍増させる高調波センサを用いて、生物学及び農業の研究において虫を追跡し、雪崩の犠牲者を位置探索してきた。近年、相互変調通信原理は、センシング用途向けに提案されている。この原理では、近接した２つの周波数によってセンサを起動し、相互変調周波数でセンサデータを後方散乱させる。高調波の原理に比べて、相互変調通信は、より小さい周波数オフセットを提供する。より小さい周波数オフセットは、回路設計、及び周波数規制への準拠を促進する。

相互変調通信原理を利用する以前に公表されたセンサは、いくつかの欠点を有する。第１に、提示されたセンサは、ＭＥＭＳ（micro-electromechanical system：微小電気機械システム）素子を、混合及びセンシングに同時に使用し、このことは、これら２つの機能間でＭＥＭＳを妥協させる必要があることを暗に意味する。同様に、提示されたセンサは、強磁性バラクタを、混合及びセンシングの両方に利用する。これに加えて、強磁性センサの共振は、導電体及び誘電体への近接によって影響され得る。

提示されたセンサ・プラットフォームは、独立したミキサを含み、一般的な容量センサ素子を備えることができる。しかし、この設計の障害は、低周波数の共振を得るためにインダクタを使用することにある。インダクタの自己共振周波数により、実現可能な最小周波数オフセットが制限され、インダクタのＱ値により変換効率が制限され、従って、読出し距離が制限される。これらの理由により、周波数オフセットを比較的大きくする必要があり、読出し距離が制限される。大きな周波数オフセットは、周波数規制への準拠を妨げる。

本発明の目的は、無線センサを提供することにある。

特定好適例の態様は、アンテナと、このアンテナ及び低周波回路に電気接続された混合素子とを具えた無線センサを提供することである。

さらに、特定好適例の態様は、上記低周波回路が、機械共振器及びセンシング素子を具えていることである。

特定例によれば、上記混合素子がショットキー・ダイオードであるか、ショットキー・ダイオードを含む。これに加えて、特定例によれば、上記機械共振器が、水晶振動子またはＭＥＭＳ共振器を具えている。さらに、特定例によれば、上記センシング素子を、容量センサ素子、抵抗センサ素子、または誘導センサ素子とすることができる。

これに加えて、本発明の目的は、センサ素子を無線で読み取る方法を提供することにある。

特定好適例の態様は、２つの信号を読取り装置から無線センサへ送信するステップであって、各信号が異なる周波数で送信され、２つの信号周波数間の差が、センシング素子に結合された機械共振器の励起を誘発するステップと、相互変調応答を無線センサから受信するステップと、受信した相互変調に基づいて、センシング素子のインピーダンスを測定するステップと、測定したインピーダンス及び機械共振器の既知の共振に基づいて、センサ素子の読出し値を提供するステップとを含む方法を提供することである。

本明細書には、水晶振動子、あるいはＭＥＭＳ共振器のような他の機械共振器を利用して、低周波数で共振を行うセンサ・アーキテクチャを提示する。電気的インダクタに比べて、機械共振器は、所定の自己共振周波数に対して、より高いＱ値及び等価インダクタンスを提供する。従って、この新たなアーキテクチャは、より大きい読出し距離及びより小さい周波数オフセットを可能にする。小さい周波数オフセットは、周波数規制への準拠を促進する。機械共振器によって提供される狭帯域の共振は、センサに対するＩＤコードを実現することも可能にする。

無線センサは、例えば回転部分または厳しい環境に起因する書込みのコストまたは複雑性のために有線読出しを用いることのできない用途において必要になる。上記プラットフォームは、センサを読み出すことの一般的問題を解決する。現在の解決策は、電池を必要とし、提供する読出し距離が短く、及び／または、限られた測定量にしか適していない。

既存の受動型無線センサは、外部マイクロプロセッサ及びセンシング素子を有するＲＦＩＤを含む。

ＳＡＷ ＲＦＩＤ、及び共振センサ。ＲＦＩＤの読出し距離及び最高動作周波数は電力整流器によって制限され、これらは、それぞれ５〜１０m及び２〜３GHzである。外部センサ素子と共に使用する際には、電力消費はさらに増加する。ＳＡＷセンサの最高動作周波数は２〜３GHzに制限され、最高周波数におけるその読出し距離は、インターデジタル・トランスデューサ（ＩＤＴ）の貧弱な電気音響変換効率によって大幅に悪化する。ＳＡＷ ＲＦＩＤは、当該測定量に対して圧電基板が元々感応する測定量にしか適さない。これらの共振センサは、近接場結合を必要とし、従って、提供する読出し距離が非常に短い。

本発明の好適例の態様は、上述した既存の無線センサの挑戦の、少なくとも一部を克服することである。これらの好適例は、高い周波数及び大きい読出し距離を可能にする。これらの好適例は、一般的なセンサ素子を促進し、従って、あらゆる量を監視するために用いることができる。これに加えて、これらの好適例は、ＭＥＭＳセンサ技術を用いた無線受動型センサを実現する手段を提供する。

相互変調通信原理を利用したセンサの電気的等価回路を示す図である。 相互変調周波数を発生する３つの異なる混合プロセスを示す図である。 センサの回路図である。アンテナは２つの電圧発生器で表し、水晶振動子はその電気的等価回路で表す。 センサの例の画像を示す図である。 センサの相互変調応答の測定値、計算値、及びシミュレーション結果を、周波数差の関数として示す図である。１つの周波数における入力電力は−１７．５dBであり、搬送波周波数は１．２５GHzである。 異なる混合手順の、全相互変調応答への寄与を示す図である。一点鎖線は、ダウンコンバージョンによる相互変調発生による相互変調応答を示し、黒色破線は混合による相互変調応答であり、点線は、アップコンバージョンにより発生した相互変更応答を表す。 異なるバイアス電圧における相互変調応答の測定値（実線）及び近似曲線（破線）を示す図である。 水晶振動子と並列な全容量の測定値を、バイアス電圧の関数として示す図である。 タグの例の相互変調応答の測定値、及び水晶振動子のインピーダンスの測定値を示す図である。

相互変調通信原理では、センサが、２つの正弦波を有するリーダ装置によって起動されると、相互変調周波数で応答する。このセンサは、その相互変調応答（即ち、相互変調周波数におけるアンテナ端子間電圧と、基本周波数におけるアンテナ端子間電圧との比率）がセンサ素子によって影響されるように設計されている。

上記センサは、例えば、アンテナ１、混合素子２、及び低周波共振回路３を具えている。混合素子２は受動型ミキサとすることができる。混合素子２の例は、図１に示すショットキー・ダイオードである。このミキサは、低周波共振回路３に供給される差分周波数で励起を生じる。低周波共振回路３は、容量、抵抗、及び誘導センサ素子を具えている。

センサの電気的等価回路の例を、図１に示す。アンテナ１は電圧源として表し、ショットキー・ダイオードをミキサ２として使用し、低周波回路は、１対以上の水晶振動子（４ａ、４ｂ）を具え、その各々が、それぞれの容量センサ素子（５ａ、５ｂ）と並列である。この構成では、容量センサが水晶振動子の共振を調整する。これらの水晶振動子が異なる周波数で共振するものとすれば、この構成は、複数の水晶振動子−センサの対を促進する。これに加えて、２つの水晶振動子−センサの対を示しているが、センサは単一の水晶振動子−センサの対のみを具えることができる。

アンテナは、整合（マッチング）回路６ａに結合することができる。これに加えて、混合素子は、整合回路６ｂに結合することができる。整合回路６ａ及び６ｂは、図１に示すように、互いに異ならせることができる。本明細書で用いる「整合回路」とは、例えば特定周波数範囲において、インピーダンスを所望の機能にとって最適にする通常の用途向けに用いられる整合回路を称する。通常の当業者は、所望の効果を実現するために使用することのできる多数の周知の整合技術を認識するであろう。

以下では、小信号条件下でのセンサの相互変調応答の式を導出する。この分析は、低周波数において支配的な抵抗性の混合もカバーするように拡張される。これに加えて、低周波共振外で相互変調応答を正確に予測することができるような、複数の混合プロセスが考えられる。

高調波発生
センサアンテナは、リーダによって送信される２つの正弦波を受信する。接点端子間に発生する電圧は、
であり、ここに、Ｐ_inは１つの周波数における受信電力（共役整合下で負荷が利用可能な電力）であり、Ｒ_gはアンテナ抵抗であり、Ｓ_jgはアンテナからダイオード接点への電圧伝達関数であり、ω₁及びω₂は正弦波の角周波数である。以下の分析では、ω_IM＝２ω₁−ω₂における相互変調周波数のみを考えるが、２ω₂−ω₁では、接点を通して他の相互変調周波数が発生し、接点容量に蓄積された電荷は、接点端子間の電圧に非線形に依存する。接点を通る電流は、
として与えられ、ここに、Ｖ_jは接点端子間の電圧であり、Ｉ_Sは飽和電流であり、α＝ｑ／ｎｋＴ、ここにｑは素電荷であり、ｎは理想係数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは温度である。接点に蓄積された電荷は
として与えられ（あり得る、電圧非依存性の捕獲電荷は省略する）、ここに、Φは接点電位であり、Ｃ_j0は０バイアス下での接点容量であり、γはプロファイル・パラメータである。０バイアスにおける電荷についての三次テーラー近似は、
となる。

式(4)を式(2)に代入し、式(2)中の第１項を、０バイアスにおけるテーラー展開で近似する。接点を通る電流は
となり、ここに、Ｒ_j＝１／αＩ_Sである。

２つの正弦波を接点端子間に印加すると、相互変調積は、式(5)の三乗電圧項によって直接発生する。このメカニズムは、以下の文章中の直接相互変調発生である。このメカニズムに加えて、相互変調項は、式(5)の二乗電圧項によって間接的に発生する。この間接的な混合プロセスでは、基本正弦波がまず混合されて、複数周波数の中で特に差分周波数及び基本周波数の電流が生成される。これらの電流が、接点端子間のインピーダンスに対する接点電圧を発生する。次に、変調された電圧が基本正弦波と混合されて、相互変調周波数を発生する。上記の混合プロセスを、図２に例示して以下で分析する。

上記の混合プロセスに加えて、相互変調項は、テーラー展開のより高次の項によって生成され、式(4)ではこうした項を省略している。二乗及び三乗プロセスをより連続して適用した際にも、相互変調項が発生する。実際に、より高次の項及びより多数回連続する混合プロセスによって生成される電流は、一般に微弱である。

直接的な相互変調変換
直接的な混合プロセスにおいて発生する相互変調電流は、式(1)を式(5)の三乗電圧項に代入することによって得られる。接点を通る電流は、ω_IM＝２ω₁−ω₂において、
となる。

式(6)中の抵抗性及び容量性の混合項は、同じオーダーの大きさとすることができ、従って、この分析では、これらの項のいずれも無視することはできない。

ダウンコンバージョンによる相互変調発生
式(1)を式(5)の二乗電圧項に代入し、差分周波数ω_Δ＝ω₁−ω₂における接点を通る電流について解くと
が得られる。

差分周波数における接点端子間の電圧はＶ_j,ωΔ＝Ｚ_n(ω_Δ)Ｉ_j,ωΔであり、ここにＺ_n(ω_Δ)は、差分周波数における等価なノートン（Norton）電流源のインピーダンスであり、即ち、接点端子間のインピーダンスである。

二乗電圧混合プロセスの２回目の連続では、差分周波数の電圧とω₂の電圧とが混合されて、相互変調周波数の信号が発生する。

接点電圧は、
となる。

式(8)を式(5)に代入し、相互変調における電流について解くと、
が得られる。

高い相互変調周波数（＞１０MHz）では、容量性の混合が一般に支配的であり、即ち
であり、式(8)は
のように近似することができる。

アップコンバージョンによる相互変調発生
上記容量性の混合は２ω₁において支配的である（即ち、
である）ものと仮定し、アップコンバージョンによる相互変調用の先の手順に従えば、
が得られる。

センサの相互変調応答
相互変調周波数における接点端子間の電圧はＶ_j,ωIM＝Ｚ_n(ω_IM)Ｉ_j,ωIMとなり、ここに、Ｚ_n(ω_IM)は相互変調周波数における等価なノートン電流源のインピーダンスであり、
となる。発生器端子間の電圧、即ち後方散乱信号は、
となり、ここに、Ｓ_gjは、接点から発生器への電圧伝達関数である。この結果を用いて、フリーズ（Friis）の自由空間方程式により、センサの読出し距離を予測することができる。また、式(12)は、センシング素子のインピーダンスを相互変調応答に関係付ける。

センサは、Ｚ_n(ω_Δ)を、外部的な量に対して感応性にすることによって実現される。なお、式(12)の他の項も、外部的な量に対して感応性にすることができるが、これらの項は、市販のセンサ素子の一般的なカットオフ周波数をずっと上回るセンサ読出し周波数を示す。これに対し、差分周波数ω_Δは、必要であれば、kHz範囲内でも非常に小さくすることができる。

差分周波数と搬送波周波数との比率が、搬送波周波数におけるシステムの帯域幅に比べて小さいものと仮定すれば、Ｓ_jg、Ｚ_n(ω_IM)、Ｓ_gj、Ｚ_n(２ω₁)、ω₁、及びω_IMは、定数であるものと仮定することができる。

相互変調周波数におけるアンテナ端子間の電圧は、
に比例し、ここに、Ａ及びＢは複素定数である。測定量とＺ_n(ωΔ)との関係が既知である際に、式(13)を用いて、センサの相互変調応答の測定値から測定量を得ることができる。

例及びシミュレーション
センサの例
センサの例の回路図を図３に示し、この例の写真を図４に示す。

このセンサの例は、コプラナー（同一平面上の）導波構造上にハンダ付けした集中回路素子で実現される。容量センサ素子は、水晶振動子と並列なバラクタ・ダイオードで表される。このバラクタの容量は、外部電圧源で制御される。

センサの動作について、Aplac（登録商標）ソフトウェア（カリフォルニア州El SegundoにあるＡＷＲ社製）でシミュレーションを行い、高調波バランス・シミュレーションを用いた。このシミュレーション及び計算において用いた構成要素の値を、表１に示す。

測定の準備
センサの相互変調応答を、外部信号発生器（アジレント（Agilent）社のE8257C）で動作するネットワーク・アナライザ（アジレント社のN5230A）で測定した。励起信号どうしを、電力結合器（ミニサーキット（Mini-Circuits）社の15542）で結合し、サーキュレータを通してセンサに供給した。相互変調周波数の反射信号を、サーキュレータを通してネットワーク・アナライザに供給した。

無線測定における未知の伝搬特性に関係する電力及び位相の不明確さを避けるために、センサは、同軸ケーブルを通して測定装置に接続されている。しかし、無線動作は明白であり、実証されている。

相互変調応答
相互変調応答の測定値、計算値、及びシミュレーション結果を、周波数差の関数として図５に示す。１つの周波数における入力電力は−１７．５dBmであり、搬送波周波数は１．２５GHzである。計算曲線とシミュレーション曲線とは正確に合っている。１４．７５１MHzにおけるピークでは、応答の測定値が他の値から少し外れているが、他では一致している。測定された相互変調変換損失は、１４．７５１MHzで−３０dBであり、この値は以前から知られている装置よりも１０dB低い。結果として、２０dBmの送信電力、１０dBiのリーダ・アンテナゲイン、３dBiのセンサ・アンテナゲイン、及び−１０５dBmの受信機感度を仮定すれば、センサの読出し距離は１２mになる。以前のセンサの読出し距離は、同じリンクの割当てパラメータで９mの範囲内である。

図５に示す相互変調応答は、上述したように異なる混合手順において発生した相互変調項から成る。図６に、上記３つの項の大きさを、差分周波数の関数として例示する。１４．７５１MHzにおける共振では、ダウンコンバージョン項が支配的であるが、他では、直接変換項が最強である。この実験では、アップコンバージョンに起因する項が最弱である。理論分析において予期されるように、直接項及びアップコンバージョン項は、この周波数掃引全体にわたって実質的に一定のままである。

センサとしての利用
容量センサ素子は、水晶振動子と並列な電圧制御バラクタとして表される。各容量値で、相互変調応答を周波数範囲全体にわたって測定し、容量値は、
より見出され、ここに、Ｓ_im,measは相互変調応答の測定値であり、Ａ及びＢは複素定数であり、インピーダンスＺ_n(ω_Δ)の等価回路は、図８中の挿入部分に示す。図８に示すインピーダンスの電気等価回路は、図３の回路の低周波近似である。

使用した測定装置はスカラー測定しかできないので、式(13)は、相互変調応答の絶対値のみを利用している。複素データは、より良好な近似曲線を提供することができる。

図７に、（容量センサ素子を表す）バラクタの異なるバイアス電圧下で測定した相互変調応答を示す。増加するバイアスが容量を減少させ、従って、共振周波数を上昇させる。図８に、得られた、水晶振動子と並列な全容量を、バイアス電圧の関数として示す。この結果は、上記概念を用いて、容量センサ素子を読み出すことができることを実証している。同じ概念を抵抗センサ及び誘導センサに用いることは容易である。

タグとしての利用
タグは、ＩＤを符号化して相互変調応答にすることによって実現することができる。タグは、上記センサの例の水晶振動子を、複数の近い共振を示す他の水晶振動子に置き換えることによって実現することができる。図９に、相互変調読出し原理を用いて、及びインピーダンス・アナライザ（アジレント・テクノロジー社の4299A）で測定した水晶振動子のインピーダンスを示す。両方法で測定した共振どうしは、周波数が合っている。各応答周波数が、ビットまたは数値を符号化することができる。

上記に提示したものは、水晶振動子のような機械共振器を含む一般的なセンサ・プラットフォームである。このプラットフォームは、一般的なセンサ素子を促進し、相互変調通信原理を利用する。

この読出し原理を用いて、例えば、建物構造内の湿度、橋の応力、及び自動車のタイヤ圧を監視することができる。この原理は、人体内に実装することができる可能性があり、健康及び運動の監視に用いることができる非常に小型のセンサを提供する。

本発明の無線センサの実施形態は、アンテナ、混合素子、整合回路、機械共振器、及びセンシング素子で構成されるか、これらを具えている。リーダ装置は２つの周波数で送信し、これらの周波数はセンサアンテナによって受信されて、混合素子内で混合される。混合素子は、その差分周波数で励起を行い、この差分周波数が機械共振器に供給される。センシング素子は、例えば水晶振動子に容量センサを装荷することによって、機械共振器の共振に影響を与える。センシング素子のインピーダンスは、差分周波数で電圧に影響を与え、差分周波数は、最終的に、リーダによる送信周波数のうちの１つと混合される。

同様に、上述した原理を用いて、大きな読出し距離を有する受動型ミリメートル波識別（ＭＭＩＤ：millimeter identification）タグを実現することができる。これに加えて、本発明は、他のいくつかの応用、例えば、人間の血管内に埋め込み可能な血圧及び心拍を監視するためのセンサを可能にする。

開示する発明の実施形態は、本明細書に開示する特定の構造、プロセス・ステップ、または材料に限定されず、関連技術における通常の当業者が認識する、その等価物にも拡張されることは明らかである。本明細書で採用した技術は、特定実施形態を説明する目的で用いたに過ぎず、限定的であることを意図するものではないことも明らかである。

本明細書全体を通して、「一実施形態」または「実施形態」の参照は、当該実施形態に関連して説明した特定の特徴、構造、または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書全体を通して種々の箇所に出現する「一実施形態では」または「実施形態では」は、必ずしもすべてが同じ実施形態を参照するとは限らない。

本明細書で用いる複数のアイテム、構造要素、組成要素、及び／または材料は、便宜上共通のリストに提示することができる。しかし、これらのリストは、あたかも、リスト中の各メンバーが別個で一意的なメンバーとして個別に識別されるように考えるべきである。従って、こうしたリスト中の個別のどのメンバーも、特に断りのない限り、共通のグループ内に提示されていることだけに基づいて、同じリスト中のあらゆる他のメンバーの事実上の等価物として考えるべきでない。これに加えて、本発明の種々の実施形態及び例は、その種々の構成要素の代替物と共に参照することができる。こうした実施形態、例、及び代替物は、互いの事実上の等価物として解釈すべきではなく、本発明の別個で自立した表現として考えるべきである。

さらに、１つ以上の実施形態では、記載した特徴、構造、または特性を、あらゆる適切な方法で組み合わせることができる。以上の記載では、本発明の実施形態の完全な理解をもたらすために、長さ、幅、形状、等の例のように多数の特定の詳細事項を提供している。しかし、本発明は、これら特定の詳細事項のうち１つ以上がなくても、あるいは、他の方法、構成要素、材料、等で実施することができることは、関連技術の当業者の認める所である。他の例では、本発明の態様を不明瞭にすることを避けるために、周知の構造、材料、または動作は、図示または詳細に説明していない。

以上の例は、１つ以上の特定用途において、本発明の原理を例示するものであるが、発明力の発揮なしに、及び本発明の原理及び概念を逸脱することなしに、実現の形態、使用法、及び細部の多数の変更を加えることができることは、通常の当業者にとって明らかである。従って、以下に記載する特許請求の範囲による場合を除いて、本発明を限定することを意図していない。

Claims (17)

1. アンテナと、
   前記アンテナ、機械共振器、及びセンシング素子に電気接続された混合素子とを具えた無線センサであって、
   前記混合素子が、受信した２つの異なる信号周波数の差で、前記機械共振器の励起を行うことができることを特徴とする無線センサ。
2. 前記混合素子がショットキー・ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の無線センサ。
3. 前記機械共振器が、水晶振動子またはＭＥＭＳ共振器を具えていることを特徴とする請求項１または２に記載の無線センサ。
4. 前記センシング素子が、容量センサ素子、抵抗センサ素子、または誘導センサ素子であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の無線センサ。
5. 少なくとも１つの追加的な機械共振器とセンシング素子との対を、さらに具えていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の無線センサ。
6. 前記対の各々の前記機械共振器が、一意的な周波数で共振することを特徴とする請求項５に記載の無線センサ。
7. 前記無線センサが電池を含まないことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の無線センサ。
8. 前記アンテナが、前記無線センサ用の唯一の電圧源として作動することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の無線センサ。
9. 前記無線センサが受動型無線センサであることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の無線センサ。
10. 前記混合素子が、前記機械共振器と前記センシング素子との対によって修正した電圧を、前記アンテナによって受信した少なくとも２つの信号のうちの１つと混合することができることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の無線センサ。
11. 前記アンテナが、前記混合素子に結合され、少なくとも２つの異なる周波数の信号を同時に受信して、前記受信した信号の少なくとも１つを修正した形態で再送信することができることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の無線センサ。
12. 前記混合素子と前記センシング素子とが別個の素子であることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の無線センサ。
13. 前記アンテナが、第１の整合回路に結合されていることを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載の無線センサ。
14. 前記混合素子が、第２の整合回路に結合されていることを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の無線センサ。
15. 無線センサのセンシング素子を無線で読み取る方法であって、
    ２つの信号をリーダ装置から前記無線センサへ送信するステップであって、前記信号の各々を異なる周波数で送信するステップと、
    前記無線センサからの相互変調応答を受信するステップと、
    前記受信した相互変調応答に基づいて、前記センシング素子のインピーダンスを測定するステップと、
    前記測定したインピーダンス、及び前記センシング素子に結合された前記機械共振器の既知の共振に基づいて、前記センシング素子の読出し値を提供するステップと
    を含む方法において、
    前記２つの信号の周波数間の差が、前記センシング素子に結合された機械共振器の励起を誘発することを特徴とする方法。
16. 前記インピーダンスを測定するステップが、１つの周波数範囲全体にわたって、前記相互変調応答を測定することを含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 前記送信される２つの信号の周波数間の差が、０．１〜１００kHz、好適には１〜５０kHzであることを特徴とする請求項１５または１６に記載の方法。