JP6208710B2 - 距離ゲートを用いたホログラフィックレーダおよびホログラフィックレーダセンサ - Google Patents

Description

本発明は、レーダに関し、より詳しくは、干渉法によるホログラフィックレーダに関する。本発明は、ホログラムの形成、積層ホログラムの形成、ゲート距離範囲内の動きおよび振動の検出、および、距離の測定に用いることができる。

パルスエコーおよびＦＭＣＷ高分解能レーダは、一般的に、超広域（ＵＷＢ）までに及ぶ広帯域で放射する。超広域インパルスレーダは、持続時間内に１／２から１ＲＦサイクルの短いパルスを発し、その帯域幅は、５００ＭＨｚから１０ＧＨｚ以上に及ぶ。広帯域のパルスエコーレーダは、ＲＦシヌソイドのバーストを発する。一方、タンクレベル検知レーダは、一般的に１バーストで１０から２０のＲＦシヌソイドを放射し、その帯域幅は、数百メガヘルツを上回る。同様の帯域幅は、高分解能ＦＭＣＷレーダでも見られる。これら高帯域レーダの運用は、ＦＣＣのような規制当局によって厳しく制限されている。これらの規制の例は、以下のとおりである。（１）米国におけるＵＷＢレーダは、極めて制限された放射パワーレベルで屋外でのみ作動させてよく、しかも持ち運び可能なものに限る。（２）広域タンクレベル検知レーダは、タンクの内側でのみ作動させてよく、例えば、河川水位の検知には使用してはならない。（３）ＩＳＭ帯域幅は、５０ＭＨｚから１０．５ＧＨｚまで、などと非常に限られている。

高帯域レーダが厳しい規制を受ける一方で、距離ゲートなしでの運用は、別の厳しい制限を受けることになる。一般的には、距離ゲートを使用するということで、高帯域であると推測できることに留意されたい。距離ゲーティングは、通常、高空間分解能を必要とし、このことは、狭いサンプリング開口、それに適合する狭・高帯域のパルスの発生を意味する。短距離レーダ、一般的にはレーダセンサは、多くの場合、超高分解能ゲーティングを必要とする。

ＣＷドップラーレーダは、通常、動きを検出するのに用いられる。しかしながら、このレーダには、最大距離の制限がない。不要な動きをする物体、例えば、クラッタがどの距離にあっても反応してしまう。距離ゲートのないスピード違反取締用レーダは理想的だが、セキュリティアラームには全く適さない。なぜなら、保護区域外で動く人物にも誤って反応してしまう可能性があるからである。距離ゲートが多くの用途に必要とされるのは明らかである。距離ゲートを用いた動き検出レーダは従来技術にも多数存在するが、多くの場合、それらは高帯域を必要とするので、法的な規制を受ける。したがって、低帯域の距離ゲートを用いたレーダが必要とされている。

Ｃｏｌｌｉｎｓらによる特許文献１「リアルタイムホログラフィック監視システム」には、ホログラフィックレーダが開示されている。ここでは、ＸＹ軸に沿ってアンテナを走査することによりホログラフィックレーダ画像を形成する装置が開示されている。しかしながら、このレーダは、ＣＷレーダであって、距離ゲーティングを用いていない。よって、ホログラフィック画像には画像面の外側からのエコーが混入してしまう。これでは、クラッタがしっかり制御された状況でしか役に立たない。さらに、レーダに対して半透過的な対象物にしか機能しない。例えば、木またはプラスチックの表面にホログラフィック画像を形成することは、不可能ではないが難しい。そこで、レーダエコーの時間ゲーティング、すなわち、距離ゲーティングが必要とされている。特許文献１は、射程に沿った方向におけるエコー問題を解消する時間ゲーティングを用いていないので、積層ホログラム、すなわち、固体内に多層または断面を表すホログラムを形成することができない。

米国特許第５，４５５，５９０号 米国特許公開第１２／３８０，３３７号公報

上記の従来技術は、以下を満たさない。（１）高空間分解能の距離ゲーティングを用いた低帯域レーダであること。（２）狭いＩＳＭ帯域で動作できる高分解能レーダであること。（３）干渉に強く、密集したＩＳＭ帯域でも動作できる高分解能レーダであること。（４）クラッタを受け付けないホログラフィックレーダであること。（５）半透明の対象物もイメージングできるホログラフィックレーダであること。（６）積層ホログラフィック画像を形成できるホログラフィックレーダであること。（７）至近距離ゲーティングを用いる狭帯域動き検出レーダであること。

本発明の距離ゲートを用いたホログラフィックレーダは、距離ゲートを用いたホログラフィックレーダであって、ＰＲＩ（パルス繰り返し間隔）の後に繰り返されるＰＲＩパルスを生成するＰＲＩ発生器と、中間周波数変調信号を生成する中間周波数発生器と、前記ＰＲＩ発生器および前記中間周波数発生器に接続されたスタガ変調器と、前記スタガ変調器によって出力された前記ＰＲＩパルスに応答し、レーダから所望のターゲットへと伝搬し、前記レーダに戻る前記パルスのエコーの受信とパルスの伝送との時間間隔より長い持続時間を有する伝送パルスを、前記ＰＲＩパルスのそれぞれに対して生成する第１のパルス発生器と、前記伝送パルスに応答し、前記伝送パルスの前記持続時間を有するＲＦ信号からなる伝送ＲＦバーストを、前記伝送パルスのそれぞれに対して生成するＲＦ発振器と、前記ＲＦ発振器に接続され、前記伝送ＲＦバーストを放射し、かつ、ターゲットから前記伝送ＲＦバーストのエコーを受信するアンテナであって、前記ＲＦ発振器からの前記伝送ＲＦバーストと受信された前記エコーとの合計によって干渉パターンが生成されるアンテナと、前記ＰＲＩ発生器に接続され、距離遅延によって遅延されるＰＲＩパルスを生成する距離遅延手段と、前記距離遅延によって遅延された前記ＰＲＩパルスに応答し、一時的なサンプリング開口を決定する持続時間を有するゲートパルスを生成する第２のパルス発生器と、前記ゲートパルスに応答し、前記アンテナに接続されたＲＦ振幅サンプラであって、前記ゲートパルスの間に前記干渉パターンのＲＦ振幅サンプルを生成するＲＦ振幅サンプラと、前記ＲＦ振幅サンプルの中間周波数変調成分を通過させる中間周波数バンドパスフィルタと、フィルタリングした前記ＲＦ振幅サンプルの復調と、前記中間周波数に存在し、前記ゲートパルスの間の前記干渉パターンの位相変化および増幅変化に関連する干渉出力信号の生成とを行う中間周波数検出器と、を備え、前記スタガ変調器は、前記中間周波数変調信号の周波数により、前記ＰＲＩパルスのそれぞれの開始をΔＴの間隔の変動だけオフセットする。

本発明のレーダは、前記ＲＦ振幅サンプラが、前記ゲートパルスに基づく１以上のゲート間隔においてＲＦパルスのピークを検出して積分するゲートＰＦピーク検出器を含む。前記ＲＦ振幅サンプラは、第１および第２のＲＦサンプラを備え、前記第１および第２のＲＦサンプラは、前記ＲＦ発振器と前記アンテナとの間に接続される伝送ラインにおいて離間したタップに結合され、前記伝送ＲＦバーストと前記エコーとの合計である前記ＲＦ振幅サンプルを生成し、かつ、直角位相干渉出力信号を生成する。

本発明の他の実施形態は、直角位相狭帯域ＲＦ振幅サンプラを備え、直角位相狭帯域ＲＦ振幅サンプラは、第１の導通要素を提供する第１のダイオードと、第２の導通要素を提供する第２のダイオードと、伝送ラインと第１のダイオードとに結合され、狭帯域ＲＦ信号を第１のダイオードに結合する第１のＲＦポートと、伝送ラインと第２のダイオードとに結合され、ＲＦ信号を第２のダイオードに結合する第２のＲＦポートであって、伝送ラインに沿った波長の分数だけ第１のポートから物理的に離れた第２のＲＦポートと、第１および第２のダイオードに結合され、単極ゲートパルスをダイオードに結合するゲートポートであって、該単極ゲートパルスは、ゲートパルス持続時間、および、少なくとも２つのＲＦ信号サイクルの一部において、ダイオードを導通状態にすることによって、第１および第２のダイオードにおける導通パルスを生成するゲートポートと、第１のダイオードに結合されて、少なくとも２つの導通パルスを積分し、同相のサンプルを生成する第１の積分コンデンサと、第２のダイオードに結合されて、少なくとも２つの導通パルスを積分し、直角位相のサンプルを生成する第２の積分コンデンサと、を含む。本発明のレーダは、ΔＴのスタガタイミングオフセットにより中間周波数が変調される、ずらされたＰＲＩ変調を含む。

本発明の距離ゲートを用いたホログラフィックレーダセンサは、距離ゲートを用いたホログラフィックレーダセンサにおいて、所定のパルス繰り返し間隔を有するＲＦバーストを提供するパルスＲＦ発振器であって、予め決定された数の前記ＲＦバーストは所定のＩＦスタガ周波数の変動ΔＴだけずらされ、前記ΔＴの間隔変動は前記ＲＦバーストの開始時に形成されると共に前記ΔＴの間しか持続せず、前記ＲＦバーストは前記レーダセンサから所望距離の所望ターゲットへと伝搬して前記レーダセンサへと戻るパルスのパルスエコー間隔より長いバースト持続時間を有する、パルスＲＦ発振器と、前記ＲＦバーストを伝送し、前記ＲＦバーストのエコーを受信すると共に、伝送された前記ＲＦバーストと受信された前記ＲＦバーストの前記エコーとの合計によって中間周波数成分を有する干渉パターンが生成されるアンテナと、前記干渉パターンの干渉出力サンプルを生成する時間ゲートＲＦサンプラと、を備え、前記干渉出力サンプルは、所定のレーダ距離に対応する所定の時間でサンプリングされると共に、前記中間周波数成分を有し、前記時間ゲートＲＦサンプラは、時間ゲートピーク検出器によりＲＦ信号のピークを検出し、前記時間ゲートピーク検出器の出力を積分することによって、出力サンプルを提供する。

本発明の干渉レーダの検出方法は、持続時間の十分なＲＦバーストを生成することにより前記ＲＦバーストからの所望のエコーを含めるステップと、前記ＲＦバーストをアンテナからターゲットへと放射するステップと、前記ＲＦバーストの前記ターゲットからのエコーをアンテナで受信するステップと、前記ＲＦバーストと前記エコーとを合計して干渉信号を生成するステップと、前記干渉信号の振幅を制御されたタイミングでサンプリングすることにより、前記エコーの距離ゲート干渉サンプルを生成するステップと、を含む。本発明の干渉レーダの検出方法は、前記干渉信号の前記振幅を伝送ライン上の２か所において制御されたタイミングでサンプリングすることにより、距離ゲート直角位相干渉サンプルを生成するステップをさらに含む。本発明の干渉レーダの検出方法は、ＲＰＩをずらしたＲＦバーストを生成するステップをさらに含む。本発明の干渉レーダの検出方法は、中間周波数でΔＴスタガに応答する振幅サンプリングを実行するステップをさらに含む。

本発明の干渉レーダの動き検出方法は、十分な持続時間のＲＦバーストを生成することによって前記ＲＦバーストからの所望のエコーを含めるステップと、前記ＲＦバーストをアンテナからターゲットへと放射するステップと、前記ＲＦバーストの前記ターゲットからのエコーをアンテナで受信するステップと、前記ＲＦバーストと前記エコーとを合計することによって干渉信号を生成するステップと、前記干渉信号の振幅を、伝送バーストに関連する一定のタイミングでサンプリングすることによって、一定の距離における前記ターゲットからのエコーのサンプル信号を生成するステップと、前記サンプル信号の変化を検出して動き信号を生成するステップと、を含む。本発明の干渉レーダの動き検出方法は、前記干渉信号の前記振幅を伝送ライン上の２か所において制御されたタイミングでサンプリングすることにより、距離ゲート直角位相干渉信号を生成するステップをさらに含む。

本発明の目的は、以下のとおりである。（１）ホログラフィックレーダに距離ゲートを適用することによって、不要なエコーを排除し、（２）ホログラフィックレーダに距離ゲートを適用することによって、積層ホログラムの形成を可能にし、（３）高空間分解能と狭帯域放射とを組み合わせたレーダを提供し、（４）ＩＳＭの帯域規制に適合する狭帯域放射の高分解能レーダを提供し、（５）距離ゲートを用いた低ノイズの狭帯域モーションセンサを提供し、（６）狭帯域、高分解能で距離を掃引するＡ−スキャンによるレーダを提供する。

本発明のレーダを示すブロック図である。 レーダの直交検波器を示す図である。 ＲＦおよびゲートパルスの波形図である。 ＰＲＩスタガを示す波形図である。 仮想伝送パルスの生成を示す波形図である。 本発明のレーダを用いた積層ホログラムの形成を示す図である。 直接ベースバンド処理を行う本発明のレーダを示すブロック図である。 図１のレーダを用いた動き検出応答を示す図である。 図５のレーダを用いた動き検出応答を示す図である。 本発明のサンプラを示すブロック図である。 本発明のサンプラを示す概略図である。 狭帯域ＲＦ信号によるサンプラの波形図である。 狭帯域干渉ＲＦ信号によるサンプラの波形図である。 ＩＦ出力によるサンプラを示すブロック図である。 サンプラの直角位相構成を示すブロック図である。

以下、添付の図面を用いて本発明を詳細に説明する。成分値および回路パラメータは例に過ぎず、他の成分値および回路パラメータによる他の実施形態も可能である。

[概要]
本発明は、距離ゲートを導入して、特定の射程に沿った距離に応答を限定することにより、従来技術のホログラフィックレーダの限界を超えるものである。したがって、特に、材料を貫通して画像内の複数の平面または断面まで達した際に、撮像面には、クリアでクラッタに影響されないレーダホログラムが得られる。同様に、距離ゲーティングは、多数の撮像面が射程に沿った方向に積層されうる積層ホログラム技術を可能にする。固体内部の断面のホログラムは、木の断面、人間の器官の断片、および、埋められた墓石のホログラフィック画像のような、ホログラフィックレーダが貫通している地面からの深さ方向の断面を含みうる。

本発明は、距離ゲーティングを用いたホログラフィックレーダであって、参照波としても機能する幅の広いＲＦバーストを放射するホログラフィックレーダに関する。パルス幅が広くなるに伴い、狭帯域になる。その結果、本発明のレーダは、国際的なＩＳＭ帯域で動作することができる。これは、距離計およびモーションセンサ用途にとっての大きなブレイクスルーとなる。なぜなら、過去、それらは厳しい規制下で運用しなければならず、ＩＳＭ帯域での運用は禁じられていたからである。

幅広のＲＦパルス発生時間は、少しずつずらすことができる。すなわち、ΔＴというＰＲＩからＰＲＩまでの間隔（パルス繰り返し間隔）変動を有し、これが中間周波数で繰り返し発生する。幅の広いＲＦバースト開始後に得られるエコーサンプルは、中間周波数におけるスペクトル成分を含む。フィルタリングによって中間周波数が除去されたサンプルは、ΔＴ間隔にのみ応答する。ΔＴ間隔は、幅の広いＲＦ伝送バーストの開始時に形成され、ΔＴという短い期間しか持続しないので、あたかも非常に短い超広帯域仮想パルスが伝送されたかのように見える。仮想パルスの一時的な位置は、ずれていない（または遅延のない）ＰＲＩの開始時に始まり、ずれたＰＲＩの開始時で終わる。実際には短パルスは存在しないので、これは仮想パルスと呼ばれ、ずれた幅の広いパルスからずれていない幅の広いパルスを差し引くことにより形成される。すなわち、多数のＰＲＩにわたって形成される。

仮想パルスのエコーと実際の幅の広い伝送パルスとを組み合わせることによって、仮想の干渉パターンが形成される。このパターンは、中間周波数で存在し、短い仮想パルスによって生成された位相変化および振幅変化に関連する。伝送パルスは、所望のエコーを受信するまで持続するに十分の幅がなければならないのは明らかである。そうでなければ、仮想干渉パターンは形成されない。仮想干渉パターンが一定の距離でサンプリングされると、単一のピクセルホログラムが得られる。ＸＹ平面でアンテナを走査すると、ホログラフィックパターンに似た二次元干渉パターンがネガ上に形成される。しかしながら、距離ゲーティングは、パターン応答を、距離ゲートの位置および幅によって定められる特定の射程に沿った距離に限定する、という特徴を有する。ゲート位置を変更することにより、他の距離で別のホログラムを得ることもできる。

干渉パターンは、振幅には応答するが位相には応答しない特別に考案されたサンプラによってサンプリングされ、ＲＦ位相に関連したゲートパルスタイミングには依存しない。従来のミキサ、相関器、および、サンプルホールドはすべて、サンプリングされたＲＦ信号に関連するゲートパルスのタイミングによって変化する応答を生成する。これらの装置を本発明に用いたとしたら、ゲートパルスとＲＦ干渉信号との間の位相および位相ノイズに関連する非常に大きなスプリアス応答を生成するだろう。例えば、２４ＧＨｚのＲＦ周波数では、１／４波の持続時間は１０ｐｓであり、ゲートパルスは１００ｎｓ（距離で１５ｍ）遅延させる必要がありうる。実質的なノイズの原因が０．１ｐｓのゲートタイミングジッタであることは明らかである。位相検波器は、このような用途には向かない。したがって、振幅応答サンプラが必要とされている。

従来の様々なサンプリングデバイスの限界を超える振幅応答サンプラは、本願明細書、ならびに、本願発明者Ｔｈｏｍａｓ Ｅ． ＭｃＥｗａｎによる係属中の米国出願第１２／３８０，３３７号「ホログラフィックレーダのＲＦ振幅サンプラ」に開示されている。このサンプラは、ＲＦ信号の位相に依存しない振幅サンプルを生成するゲートピーク検出器を用いる。この新規のサンプラは、時間ゲートピーク検出器によってＲＦ信号のピークを検出し、ピーク検出器の出力を積分することによって、出力サンプルを生成する。一実施例では、ＲＦ信号とゲートパルスとを足し合わせてショットキダイオードに適用する。結果として得られた波形のＲＦピークがダイオードを導通状態にし、ゲートパルス持続時間のみダイオード伝導パルスを生成する。ダイオード伝導パルスは、コンデンサまたはローパスフィルタに結合されて積分される。ゲートパルスが少なくとも２ＲＦサイクルにわたる場合、ゲートパルス持続時間内では常に２つのＲＦピークが生じる。コンデンサの電圧は、２つのＲＦサイクル内、または、設計パラメータ次第では、それより多くのＲＦサイクル内で最大出力まで変化するだろう。最大出力まで変化すると、サンプリングされた出力には、同じまたはそれより低い振幅のＲＦ入力信号を継続するための変化はもう生じない。ゲート持続時間内で２つのピークが発生している限り、サンプルの振幅は、ＲＦ信号の位相には影響されない。

サンプルの積分を含む短期間のサンプリングの大きな特徴は、ＲＦ干渉に非常に強いということである。Ｎ個のサンプルが得られ、積分された場合、従来では、サンプリングされたノイズおよび干渉電圧は、Ｎの平方根に従い減少するとされてきた。本発明の動き検出レーダがＮ＝１０，０００パルスを積分できるとしたら、従来であればノイズおよび干渉は積分によって１００倍減少すると期待するかもしれない。しかしながら、本発明は、移動平均積分器を備えているので、１０，０００個の信号サンプルのそれぞれがその最終値の１／１０，０００ずつ積分コンデンサを増大させる。これは、符号付きのコヒーレント積分の一形式であり、入力信号の電流値を表す最終値まで積分コンデンサを増大させるには同じ極性および振幅を有する１０，００個のサンプルが必要になる。レーダＰＲＩがランダム化される場合、エコーのサンプルがコヒーレンスを保っている間に、外部干渉信号のサンプルがランダム化される。ランダムなサンプルのいくつかは正の符号、いくつかは負の符号が付されている。外部ノイズのサンプルがそれぞれランダムで積分コンデンサ電圧を１／１０，０００ずつ上昇または低下させる場合、一連のランダムな極性サンプルは、少々ばらつきはあるが平均してゼロになることがわかる。したがって、ノイズは、Ｎの平方根ではないがＮに関連する要因によって排除される。これは、非常に短いパルスに対するスペクトルアナライザの応答が、従来の推論で予測される通り、１０ｌｏｇＢＴではなく２０ｌｏｇＢＴというように感度を下げているのと同じ理由であり、ここでは、Ｂはスペクトルアナライザの帯域幅を示し、Ｔは、ＲＦパルス幅を示す。これは、広く主張されているＵＷＢ技術の利点の１つであり、本発明は、積分サンプラ、および、任意の下流積分によってこの利点を保有する。テストでは、本発明のレーダモーションセンサは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、ＷｉＦｉ（登録商標）、ＧＳＭ（登録商標）携帯電話などの干渉のないデバイスに近い２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域で動作できる。

ホログラフィックレーダにおける画像処理は、振幅情報および直角位相情報を必要とする。これは、動きおよび振動検出のような他の用途でも同様である。干渉パターンの直角位相サンプリングは、振幅のみのサンプリングの長所を損なうことなく必要な直角位相データを得ることができる。

本発明は、振幅のみのサンプリングを用いて、四分区間ずつの完全な直角位相サンプリングを実現する。伝送ラインに沿って参照ＲＦバーストおよびエコーＲＦ信号が伝搬する場合、その伝送ラインに沿って分布するように干渉パターンが形成される。本発明の２つの振幅サンプラは、伝送ラインの両タップに間隔を置いて位置し、当該間隔は、直角位相サンプルを生成する１／４波長に対応する。干渉パターンは、基準信号およびエコーＲＦ信号の長所および短所を併せ持って形成されるので、合成された振幅は、基準パルスのみに関連して、ラインに沿って増減しうる。出力サンプルは、干渉パターンに従い増減しうる。すなわち、符号のついた振幅サンプルが、振幅応答サンプラによって生成される。符号のついた振幅サンプルと１／４波長間隔との組み合わせは、位相の４区間すべてを表すサンプルを生成する。したがって、干渉信号の直角位相ＩサンプルおよびＱサンプルは、本発明の振幅応答サンプルを用いることにより求められる。

サンプリングゲートの一時的な位置を固定することによって、一定の射程に沿った区域に関連した応答が得られる。これは、動き検出および振動検出の好ましい態様である。振動検出は、動きの振幅が１／２波長より短い動き検出の一形態としてみなされうる。区域の幅は、仮想伝送パルスΔＴの幅で畳み込まれたサンプル開口によって設定される。どちらも、２４ＧＨｚにおいて８０ｐｓ未満である２つのＲＦサイクルほどの長さでありうる。これは、ＵＷＢレーダ帯域幅に対応する。しかも、本発明のＲＦパルス幅は、１マイクロ秒より大きく、占有帯域幅（放射パワーの９９％が含まれる）は、１０ＭＨｚ未満でありうる。

サンプリングゲートの一時的な位置が掃引されることにより、距離測定およびイメージングに有益なＡ−スキャン応答が得られる。Ａ−スキャンは、射程に沿った方向の一次元画像である。Ａ走査レーダアンテナをある物理的な範囲内で走査することにより２次元画像が形成され、二次元走査によって三次元画像が形成されうる。本発明は、狭いＩＳＭ帯域内でレーダを作動させる一方で、例えばバックプロパゲーションなど従来の画像処理を用いることによって、あるいは、ホログラフィック処理を用いることによって高空間分解能画像を形成するために用いられうる。例えば、地中探知レーダＧＰＲは、２６ＭＨｚから９００ＭＨｚのＩＳＭ帯域で動作でき、ちょうど１０ＭＨｚの占有周波数帯域幅を有し、約５００ＭＨｚの有効帯域幅の２つのＲＦサイクルだけを分解する。実際には、５０：１の帯域幅を削減できる。

本発明は、ＰＲＩをずらさない態様でも実施可能である。この態様では、ＲＦバーストのうち距離ゲートに先行する部分全体がエコーサンプルに寄与する。距離情報は失われる。しかしながら、距離ゲートの一時的な位置によって最大距離範囲が制限されており、距離ゲート後のエコーはサンプリングされない。このような態様は、単純な動き検出のように最大距離を制限することが望ましい場合には有益であり、また、最大距離制限を設けることは、距離制限がなくクラッタを受信しがちな従来のホログラフィックレーダからの主な改善点である。

[詳細の説明]
図１は、一実施例に従う距離ゲートを用いたホログラフィックレーダ１０を示すブロック図である。ＰＲＩ（パルス繰り返し間隔）発生器１２は、例えば、マイクロ秒毎、などの時間分または時間間隔で繰り返されるパルスを出力する。ＰＲＩの逆数は、例えば１ＭＨｚのＰＲＦ（パルス繰り返し周波数）である。ノイズ発生器１３は、ＰＲＩを変調することによってＲＦ放射スペクトルを拡散し、他のスペクトルユーザとの間の干渉を抑制する。

ＰＲＩ発生器は、スタガ変調器１４に結合されている。スタガ変調器は、ＰＲＩ発生器から受信する各ＰＲＩパルスに対して１パルスを出力する。出力パルスのいくつかは遅延またはずらされる。スタガ変調器１４は、中間周波数（ＩＦ）発生器２２からの入力に応答する。ＩＦ発生器は、例えば、ＰＲＦ未満の周波数、すなわち、ＰＲＦと、ライン４０におけるレーダ１０の最終検出信号周波数との間の中間周波数により矩形波を出力しうる。ＩＦ発生器信号に応じて、スタガ変調器の出力は、その入力に関連する遅延のないＮ個のパルスのパルス列からなり、Ｎ個のパルスは一定量遅延される。これら２つのエコーの合計時間は２Ｎ^＊ＰＲＩであり、逆数１／（２Ｎ^＊ＰＲＩ）＝ＩＦである。Ｎは、任意の整数１、２、３．．．であってよい。中間周波数が、パルス繰り返し周波数（例えば、デジタルカウンタから導き出されたかもしれない整数の約数）に関連することが望ましい場合、ライン２３によってＰＲＩパルスをＰＲＩ発生器に結合する。あるいは、ＩＦ発生器２２は、独立した発振器、疑似ランダムパルス発生器、または、コード化パターン発生器であってよい。

スタガ変調器１４は、ライン１７においてパルスを出力する第１のパルス発生器１６を駆動する。出力パルスの持続時間は、アンテナ２０から所望のターゲットへと伝搬し、アンテナ２０に戻るパルスのパルスエコー持続時間以上である。「ＴＸ幅」と示されている任意の制御入力ポートにより、パルス発生器１６の出力幅は、例えば、ターゲット距離推定、または、動き検出区域の制御に応じて、拡大・縮小されることが可能になる。

ＲＦ発振器１８は、ＲＦパルスをアンテナ２０に出力し、各パルスは、２以上のＲＦシヌソイドのバーストからなる。図３ａに示す典型的な波形６２は、伝送ＲＦバーストを表す。このバーストの持続時間は、所望のエコーが戻って来るまで十分持続している長さである。レーダ用途のほとんどで見られる実質的なパルスエコー遅延により、バーストの持続時間は長くなり、それに付随して放射帯域幅は小さくなる、すなわち狭帯域になる。狭帯域のＲＦ放射は、無許可のＩＳＭ帯域で規制当局に認められている。

ＰＲＩ発生器１２は、ターゲットの予想される遅延と等しい量だけＰＲＩ発生器のパルスを遅延する距離遅延２４に結合されている。「距離」と示された任意の入力は、距離ゲートタイミングを特定の方法で制御しうる。例えば、距離入力は、距離遅延を直線的に掃引することによってレーダ１０の出力におけるＡ−スキャン応答を生成するために用いられてよい。距離入力は、また、二次元スキャンホログラフィックレーダ画像の深さを設定するために用いられてよい。距離入力の変化は、ホログラムの深さ、または、射程に沿った位置を変えうるので、積層ホログラムは深さ方向に生成されうる。距離制御は、調整可能であってよいが、伝送ＲＦバーストに関しては、レーダ１０の動き検出における検出区域の位置の設定は固定である。しかしながら、距離遅延要素を制御すると、伝送パルスの発生時間との間に特定の一時的関係が生じる。すなわち、制御されたタイミングが伴う。

距離遅延２４は、ライン２７でゲートパルスを出力する第２のパルス発生器２６に結合される。出力パルスの持続時間は、振幅サンプラ２８の一時的サンプリング開口を設定する。この開口は、少なくとも２つのＲＦバーストシヌソイド、例えば、１０ＧＨｚのレーダでは２００ｐｓにわたる必要がある。「ゲート幅」と示された任意の制御入力ポートにより、パルス発生器２６の出力幅は、例えば、レーダ分解能必要条件、または、設定された動き検出区域の寸法に応じて、拡大・縮小されることが可能になる。

パルス発生器２６からのゲートパルスがゲートピーク検出器を用いる振幅サンプラ２８に結合されることによって、ＲＦ信号の位相に依存しない振幅サンプルが入力ライン２９において生成される。ＲＦ発振器１８からの伝送ＲＦバーストおよびアンテナ２０から受信されたエコーバーストのベクトルの和がライン２９において求められることにより、干渉パターン、すなわち、干渉法によるパターンがライン２９で生成される。サンプラは、時間ゲートピーク検出器によりＲＦ信号のピークを検出し、ピーク検出器の出力を積分することによって、ライン３１において出力サンプルを提供する。ゲートパルスが少なくとも２ＲＦサイクルにわたる場合、ゲートパルスの持続時間内では常に２つのＲＦピークが発生する。サンプラは、２つのＲＦピークに対して最大応答するよう構成されうるので、サンプルの振幅は、ゲートパルスと関連するＲＦ信号の位相に影響されない。

ライン２９における干渉パターン内では位相の非常に小さい変化も検出される必要があるので、位相に依存しないことが望ましい。距離の離れたターゲットからのエコーは伝送バースト信号と比べて非常に小さいので、ライン２９における位相および振幅の変化は、非常に小さくなりうる。実際に、干渉パターンのコントラストは、非常に低くなりうる。位相サンプラが、伝送バーストとゲートパルスとの間の位相ノイズに起因する非常に大きな位相ノイズ成分を持ち込むと、レーダ１０は基本的に動作不能になる。

振幅サンプラ２８は、ライン３１におけるサンプルをＩＦフィルタ３０に出力する。各ＰＲＩでサンプルが得られるので、ライン３１におけるサンプルは、ＰＲＩと同様の高い率で発生しうる。しかしながら、スタガ変調器１４は、中間周波数変調成分を、ＩＦフィルタ３０を通過したライン３１におけるサンプルストリームに導入する一方で、ＰＲＦであってＩＦを下回る周波数、すなわち、疑似ドップラー成分を排除する。フィルタ３０は、バンドパスフィルタであってよい。任意のＩＦアンプ３２は、ＩＦ信号を増幅してよい。フィルタ３０の前に増幅器３０を配置してもよい。

ＩＦ検出器３４は、ライン３５においてＩＦ信号をベースバンド信号に変換する。例えば、同期復調器または包絡線検波器を備えてよい。同期復調器は、ライン３７においてＩＦ発生器２２から供給されるＩＦ局部発振器信号によって駆動されるミキサまたはアナログスイッチであってよい。あるいは、整流型包絡線検波器を用いてもよい。公知の他のＡＭ復調方法を用いてもよい。

ライン４０においてレーダ１０から出力する前に、任意のベースバンドフィルタ３６およびベースバンド増幅器３８を用いて、検出されたレーダ信号をさらにフィルタリングして増幅してもよい。レーダ出力は、公知の様々な技術で用いられている任意のプロセッサ、アラーム、ディスプレイ、または、コントローラに結合されていてもよい。

図２は、振幅サンプラ２８の直角位相バージョンを示すブロック図である。伝送ライン５２は、アンテナ２０を介して放射させるために端部５４から端部５６まで伝送ＲＦバーストを伝搬させる。エコーバーストは、アンテナ２０からラインの端部５６まで戻る。伝送ＲＦバーストは、図３ａのバースト６２のような狭帯域ＲＦパルスであり、所望のエコー発生時の後まで持続する十分な期間を有する。エコーおよび伝送バーストのベクトルを足し合わせることによってライン５２に沿った干渉パターンが形成される。振幅サンプラ２８ｉおよび２８ｑは、位置２９ｉおよび２９ｑにあるタップに結合される。本実施例では、サンプラは、ライン２７に適用される共通のゲートパルスによってゲーティングされるが、別々のタイミングパラメータを有する個別のゲートパルスが様々な目的で適用されてよい。伝送ライン５２の例としては、マイクロストリップ、同軸ケーブル、導波管、または、集中素子構造などを含みうる。直角位相ネットワーク、または、様々なマイクロ波位相スプリッタを用いてもよい。ライン５２が導波管の場合、タップは、導波管電流または電圧プローブ、または、導波管内の１／４波モノポールアンテナであってよい。

タップ２９ｉおよび２９ｑ、すなわち、結合点が、ＲＦ周波数の１／８波長だけ離れている場合、エコーの同相Ｉおよび直角位相Ｑ成分を表す振幅サンプルが得られるだろう。得られたサンプルは、あたかも、従来の位相敏感検波器によるものとは１／４波離れているように見える。１／８波間隔が用いられることによって、ライン上を双方向に進行する１／４波サンプリングが実現されることに注目されたい。

エコーは、伝送バーストに追加または伝送バーストから差し引いた位相を有しうるので、干渉パターンの振幅サンプルによって符号付きの振幅サンプルが生成される。ホログラフィックの観点では、伝送バースト６２は、参照波である。ＲＦの観点では、伝送バースト６２は、局部発振器信号である。符号のついた振幅サンプルと、１／８波タップとの組み合わせは、レシーバ４４ｉおよび４４ｑの符号ＩおよびＱと示された出力ポートにおいて出力サンプルを生成し、それらのサンプルは、各四分区間の位相全体のＲＦ干渉パターンを完全に示す。レシーバ４４ｉおよび４４ｑは、図１のレシーバ４４内に示されている構成要素を有してよい。

図３ａは、一実施形態に従うレーダ１０の波形図である。上段のＲＦと示された狭帯域ＲＦバースト６２は、典型的な伝送ＲＦバーストを表している。本実施形態においては、１つのバーストは約１５サイクルで構成されているが、数百サイクルからなることもよくある。個別のＲＦサイクルは、それぞれ正負のピークを有する。振幅サンプラ２８は、これらのピークを検出し、設計上の選択として、双極検出または単極検出がありうる。

ジグザグの破線６４は、上段における切断部分を示す。ジグザグの破線６４は、説明をわかりやすくするために加えたものであり、ジグザグの破線６４がないと、バースト６２とバースト６６とを結ぶ線は、非常に長くなる。バースト６６は、バースト６２の再現である。バースト６２の始まりからバースト６６の始まりまでの間隔は、パルス繰り返し間隔、すなわち、ＰＲＩである。

図３ａにおける下段の波形は、ゲートと示されている。この波形は、典型的なゲートパルス４０を表し、ゲートパルス４０がサンプラ２８に結合されることによって、サンプラ２８は、ライン２９において干渉パターンをサンプリングできるようになる。サンプラの開口は、ゲートパルス６８の幅によって設定される。各ゲートパルスにおいて、サンプラはサンプルを出力するか、または、ＰＲＩにおいて発生する多数の繰り返しの移動平均または積分を出力することができる。

図３ｂは、３つの伝送ＲＦバースト７２の第１のグループを示す。基準時間におけるそれぞれの始まりが破線７４で示されている。伝送ＲＦバースト７３の第２のグループがその後に示され、基準時間７４にスタガオフセットΔＴを加えた時点からそれぞれが始まるので、これらのずらされたバースト７３の実際の開始時は、破線のタイミング基準線７６によって示されたものとなる。スタガオフセットは、ΔＴとして定義されてよい。スタガ期間は６つのＰＲＩからなり、対応する中間周波数は、ＰＲＦ／６となる。

図３ｃは、伝送ＲＦバースト６２と、ΔＴだけずらされた第２のバースト６６とを示す。図３ｂにおけるタイミングの基準７４がここでも共通のタイミングの基準として示され、ＰＲＩ発生器のパルスと見なされうる。したがって、ΔＴは、基準７４からの遅延または一時的なオフセットである。バースト６２は、第１の時期において繰り返し発生してよく、それに続いて第２の時期にバースト６６が発生しうる。当該両時期における繰り返し率は、中間周波数に相当する。図３ａにおけるゲート６８の一時的な位置がΔＴの区間に設定されていれば、中間周波数の非常に強いサンプル信号が得られ、時期１において最大信号がサンプリングされ、時期２のΔＴ区間では、信号はサンプリングされないだろう。ΔＴ区間でサンプリングされる信号は、中間周波数で繰り返される狭い仮想の伝送バースト８０のように見える。バースト８０は物理的には存在しないので「仮想」という用語を用いており、バースト８０は、タイミングがずらされたＰＲＩグループの交互の拍動パターンを合成している。ΔＴ区間は、２つのＲＦサイクルぐらいに非常に短くでき、長い狭帯域伝送バーストのみを用いて仮想ＵＷＢ伝送パルスが生成される。最適な帯域幅でのサンプリングのためにゲートパルス６８の幅がΔＴに設定されてよい。様々な目的のために（広い動き検出区域を定義すること含む）、他の幅が設定されてもよい。

図４は、レーダ１０を用いたホログラフィック画像形成を示す。レーダ１０のアンテナ２０は、走査格子９０で概略的に示すように、ＸＹ方向に走査されることによって、像面９２のホログラムが生成される。走査には、物理的に平行移動される単一のアンテナ、または、切り替えられるアンテナアレイが用いられてよい。ライン２９で生成される干渉パターンは、伝送ＲＦバーストと、射程に沿った方向Ｒの特定の距離における像面９２からのエコーバーストとのベクトルの和によって、図１のサンプラ２８の入力において生成される干渉パターンである。スタガ変調、および、それに続く短い仮想伝送バーストの生成によって、距離ゲートサンプラ２８は、特定の射程に沿った区域に限定された干渉データを出力できる。２つの別々の射程に沿った区域９２および９４が図４に示されている。したがって、これらの区域には、他の区域からのエコーが除外された状態でホログラムが形成されうる。区域が限定されたホログラムのそれぞれは、例えば、素材または組織における特定の深さに像面を表すことができる。画像プロセッサ４２は、Ｘ、Ｙ、Ｒの空間データ、および、ライン４０においてレーダ１０から出力される直角位相の距離ゲートサンプルに基づいて画像を生成してよい。

図５は、一実施例に従う距離ゲートを用いた干渉レーダ１００のブロック図であり、ここではスタガＰＲＩのない構成を示す。ＰＲＩ発生器１２は、例えば、マイクロ秒毎、などのある時間分または時間間隔で繰り返されるパルスを出力する。ノイズ発生器１３は、ＰＲＩを変調することによって、ＲＦ放射スペクトルを拡散させ、他のスペクトルのユーザとの間の干渉を抑制することができる。

ＰＲＩ発生器１２は、ライン１７においてパルスを出力する第１のパルス発生器１６を駆動する。出力されたパルスの持続時間は、アンテナ２０から所望のターゲットへと向かい、アンテナ２０に戻るパルス伝搬のパルスエコー持続時間以上になる。「ＴＸ幅」と示された任意の制御入力ポートによって、パルス発生器１６の出力幅は、例えば、ターゲット距離推定、または、動き検出区域の制御に応じて、拡大・縮小されることが可能になる。

ＲＦ発振器１８は、ＲＦパルスをアンテナ２０に出力する。各ＲＦパルスは、２つ以上のシヌソイドのバーストからなる。図３ａに示す典型的な波形６２は、伝送ＲＦバーストを示す。このバーストの持続時間は、所望のエコーが戻って来るまで十分持続している長さである。レーダ用途のほとんどで見られる実質的なパルスエコー遅延により、バーストの持続時間は長くなり、それに付随して放射帯域幅は小さくなる、すなわち狭帯域になる。

ＰＲＩ発生器１２は、ターゲットの予想される遅延と等しい量だけＰＲＩ発生器のパルスを遅延する距離遅延２４に結合されている。距離制御は、調整可能であってよいが、レーダ１０の動き検出における検出区域の位置の設定は固定である。

距離遅延２４は、ライン２７においてゲートパルスを出力するパルス発生器２６に結合される。出力されたパルスの持続時間によって振幅サンプラ２８の一時的なサンプリング開口が設定される。この開口は、例えば、１０ＧＨｚのレーダでは２００ｐｓなど、少なくとも２つのＲＦバーストシヌソイドにわたっている必要がある。「ゲート幅」と示された任意の制御入力ポートによって、パルス発生器２６の出力幅は、例えば、レーダ分解能必要条件、または、動き検出区域の寸法に応じて、拡大・縮小されることが可能になる。

ゲートパルス発生器２６からのゲートパルスは、ゲートピーク検出器を用いる振幅サンプラ２８に結合されることによって、入力ライン２９においてＲＦ信号の位相に依存しない振幅サンプルが生成される。ライン２９においてＲＦ発振器１８からの伝送ＲＦバーストおよびアンテナ２０から受信されたエコーバーストのベクトルが合計され、ライン２９において干渉パターンが生成される。サンプラは、時間ゲートピーク検出器によりＲＦ信号のピークを検出し、ピーク検出器の出力を積分することによって、ライン３１において出力サンプルを提供する。ゲートパルスが少なくとも２つのＲＦサイクルにわたる場合、ゲートパルスの持続時間内では常に２つのＲＦピークが発生する。サンプラは、２つのＲＦピークに対して最大応答するよう構成されうるので、サンプルの振幅は、ゲートパルスと関連するＲＦ信号の位相に影響されない。

振幅サンプラ２８は、ローパスフィルタでありうる任意のベースバンドフィルタ３６にベースバンド信号を出力する。任意の増幅器３８は、ベースバンド信号を基準化してよい。ライン４０においてレーダ１００からのベースバンド信号が任意のプロセッサ、アラーム、ディスプレイまたはコントローラ４２に出力される。

図６ａは、レーダ１０にモーションセンサを搭載した場合の応答図を示す。図１における構成要素２４によって生成される距離ゲート遅延は、一定の距離に設定され、レシーバ４４におけるパラメータは、ターゲットの動きに起因するライン２９における干渉パターンの変化によって生成される動き信号を通過させるよう設定される。応答は、動いているターゲットの距離に対して示され、「近いゲート」と「遠いゲート」との間は一定であることがわかる。近いゲート距離は、双方向移動によって２つに分割された図３ａにおけるパルス６２の始まりとパルス６８の始まりとの期間によって設定される。遠いゲート距離は、双方向移動によって２つに分割されたパルス６８の終了時間によって設定される。図に示された応答の平坦度は、理想であって、実際の応答は、周囲のパルス散乱、伝送バーストによるサンプリングコンボリュージョン、および、実際の非理想性に影響されうる。応答は、遠いゲートを超えるとゼロになる。

図６ｂは、レーダ１００にモーションセンサを搭載した場合の応答図である。ここでは、ＰＲＩスタガはなく、短い仮想伝送バーストもない。図１における構成要素２４によって生成される距離ゲート遅延は、一定の距離に設定され、レシーバ４４におけるパラメータは、ターゲットの動きに起因するライン２９における干渉パターンの変化によって生成される動き信号を通過させるよう設定される。応答は、動いているターゲットの距離に対して示され、遠いゲートを超えるとゼロになることがわかる。図６ａとは異なり、近いゲートはなく、電圧応答は、１／（二乗距離）によって変化するとともに、ターゲットの距離がゼロに近づくにつれ急速に上昇する。これは、局所振動、アンテナ近くの虫、および、局所的に生成される電子ノイズなどに過度に敏感になるということであり、モーションセンサには望ましくない。局所的に生成される電子ノイズとは、例えばトランジスタなどのスイッチングデバイスなどによって生じ、局所レーダの反射率に変化をもたらしうる。とはいえ、レーダ１００については、上記欠点よりもその単純性が重要となる用途もある。伝送バースト６２のうちゲート６８に先立つ部分全体が図６ｂにおける応答に寄与する。このことは、「充填容積」の検出が求められるいくつかの用途において有利な点となる。それに対して、図６ａは、完全に満たされていないドーナッツ形の検出区域を形成する。振幅サンプラ２８は、レーダ１０またはレーダ１００の直角位相サンプラ５０であってよい。直角位相サンプリングは、射程に沿った方向の動きを分解することができる。直交位相サンプリングは、１／４波長毎に繰り返される周期的な射程に沿った振動のヌル検出もなくすことができる。

図７は、一実施例に従う、狭帯域信号用の高分解能サンプラ２００を示すブロック図である。ゲートピーク検出器２１２は、１と示されたポートであるＲＦポート、２と示されたポートであるゲートポート、および、ピーク検出器出力ライン２１４を有する。ライン２１４は、ローパスフィルタ２１６に接続される。積分器は、ポート３においてサンプル出力信号を生成する。ローパスフィルタ２１６も積分器であってよい。波形２４０で示されるゲートパルスは、ゲートポートに適用され、ピーク検出器にバイアスをかけることによって、ピーク検出器は、例えば、ゲート波形２４０の負の部分であるゲートパルスの持続時間においてピーク検出ができるようになる。ゲート波形２４０は、レーダ距離ゲート発生器から導き出されてよい。ゲートパルスは、ポート１に適用されるＲＦ信号に関して特定の位相を有する必要はない。しかしながら、２つの関連するピークを本質的に含む少なくとも２つのＲＦ入力サイクルを含めるほどの十分な幅がなければならない。ピーク検出器の電圧は、ポート１においてＲＦ信号によって一部決定されたピーク電圧に変化する。ゲートパルス２４０の幅は、約１ｎｓであってよく、これは、例えば、１０ＧＨｚ信号の１０サイクル分である。

ゲートパルス２４０は、クロック信号またはパルスＰＲＩ発振器から導かれる。ゲートパルスは、多くの場合、クロック波形のエッジでトリガされるが、そのクロックは、一定のまたは調整可能な遅延、または、その間に掃引遅延を有する伝送または受信タイミングクロックでありうる。

レーダレシーバ用途では、ストロボスコープまたはダウンコンバートのサンプリング方式のレーダにおける場合のように、ゲートパルスの位相は、ポート１におけるＲＦ位相に固定されている必要はない。このＲＦ位相への非依存性は、ピーク検出器２１２がゲートパルスに関連するＲＦサイクルの位相とは無関係に、２つのＲＦサイクル内のＲＦ信号のピーク振幅を理想的に検出することによるものであろう。唯一必要なのは、ゲートパルスが少なくとも２つのＲＦサイクルにわたることによってピーク検出器が、ゲートパルス持続時間内においてＲＦ信号を最大値とすることを確実にすることである。

ゲートパルス２４０は、例えば、狭帯域ＲＦパケットまたはバーストにおける１０以上のサイクルの集合といったような多くのＲＦサイクルにわたってよい。ピーク検出器２１２は、この集合においてピーク値を１つずつ増やしていってよく、各増分は、１つのＲＦピークに対応する。これによってピーク検出の過程において積分が実行され、ピーク検出器のハードウェア帯域幅の必要条件は、最小限になる。いくつかの用途でさらに強調されるように、ピーク検出器２１２は、１つ以上のパルス繰り返し間隔（ＰＲＩ）にわたる小さな電圧降下によってそのピーク値を保持することにより、多数のＰＲＩにわたる積分を可能にする。ローパスフィルタ１６と組み合わせたピーク検出器２１２は、多数のＰＲＩにわたって積分することにより、ノイズおよび干渉レベルを低下させることができる。

図８は、一実施例に従うサンプラ２００の概略図である。ダイオード２２０は、ピーク検出機能を実行する。ダイオード２２０は、アノードおよびカソードを有し、電流（通常の電流）は主に、アノードからカソードへの一方向に流れる。多くの用途では、ダイオード２２０は、ショットキダイオードである。ダイオード２２０は、トランジスタ接合によって形成されるダイオードであってもよいし、他の公知のダイオードでもよい。コンデンサ２２４は、ダイオードとゲートポート２との間に接続される。コンデンサ２２４は、ピークホールドコンデンサとして機能する。抵抗器２２６は、用途により決定された割合でピークホールド電圧を放出し、一般的には、ＲＦ信号変調を可能にする割合で電荷を放出しなければならない。抵抗器２２８とコンデンサ２３０との組み合わせによってローパスフィルタまたは積分器が形成される。ローパスフィルタは、ダイオード２２０と出力ポート３との間にＲＦ絶縁をもたらすことにより、ＲＦ信号およびゲートパルスが出力ポート３に結合されることを防ぐ。抵抗器２２８とコンデンサ２３０との積によって時定数が得られ、この時定数は、十分な大きさに設定されると、積分時定数となりうる。あるいは、時定数が小さい場合、抵抗器２２８およびコンデンサ２３０の主な機能は、マイクロ波周波数、および、ポート３から発生するナノ秒速度のゲートパルスを遮断することである。追加の積分（すなわち実行時間平均）または、ローパスフィルタリングがポート３の下流で生じうる。

ポート１に入力されるＲＦ信号と、ポート２に入力されるゲートパルスとがダイオード２２０全体の電圧に有効に加算される。合計電圧がその固有の閾値電圧、一般的には約０．４Ｖを超える場合、ダイオード２２０は、順方向に電流が流れるよう駆動される。ゲートパルス２４０は、３Ｖの電圧振幅を有してよく、一方で、ＲＦ入力信号の電圧は、一般的に約１から１００ｍＶであってよい。ハイレベルのゲートパルス２４０は、ＲＦ信号振幅に関わりなく、ダイオード２００のバイアスがかけられていない状態を保つよう設定される。ゲートパルスの振幅が小さい場合、ＲＦ信号の正のローブの間に、ＲＦ電圧およびゲート電圧の組み合わせを印加してダイオード２２０にバイアスをかける。ダイオードにバイアスがかかると、ダイオードのアノードからカソードまで導通する電流パルスが流れる。ダイオードを導通する電流パルスがコンデンサ２２４に流れ、ＲＦの正ローブピークとゲートパルスとの和に相当する最大電圧までコンデンサ２２４を充電する。ダイオード閾値およびゲートパルス電圧によって実質的なＤＣオフセットが存在する。ＲＦ信号が存在しない場合、コンデンサ２２４の電圧は、反復的なゲートパルスによって静止電圧へと変わる。ＲＦ信号は、コンデンサ２２４の電圧を静止電圧から徐々に上昇させる。一般的に、ポート３におけるサンプル出力は、ＡＣ結合増幅器またはバンドパスフィルタによって増幅されるので、ＤＣオフセットは問題にならない。ダイオード２２０の位置は、原理上は、動作の変更なしにコンデンサ２２４および抵抗器２２６と置き換えることができる。ダイオード２２０は、ゲートパルス２４０の対応する反転にともない反転されてよい。

図９ａは、一実施例に従うサンプラを示す波形図である。上段に狭帯域ＲＦバースト２４２が示されている。本実施例では、１バーストは、約１５サイクルで構成されているが、数百サイクルからなることもよくある。個別のＲＦサイクルは、それぞれ正および負のピークを有する。本発明では、このような複数のピークを検出するが、１つの極性のみを検出することもよくある。第２の検出器におけるダイオードとゲートパルスとの極性を反対にすることによって均衡が保たれた２つの極性検出器を構成することができる。

ジグザグの破線２２４は、上段における切断部分を示す。ジグザグ線２４４は、説明をわかりやすくするために加えたものであり、ジグザグ線２４４がないと、バースト２４２とバースト２４６とを結ぶ線は、非常に長くなりうる。バースト２４６は、バースト２４２の再現である。バースト２４２の始まりとバースト２４６の始まりとの間隔がパルス繰り返し間隔、すなわち、ＰＲＩである。ＰＲＩは、ずらされるか、あるいは、調整されうる。

図９ａにおける下段の波形は、「カソード」と示された実線と、「出力」と示された破線とを示す。カソードの線は、ダイオード２２０におけるカソードの電圧を表す。カソードの線は、カソードに結合されたゲートパルス２４０と、ダイオードの導通を通じてアノードからカソードまでを結合するバースト２４２および２４６からの正のＲＦ信号ピーク２５２および２５６とからなる。出力の線に示すように、ゲートパルス持続時間内に発生するＲＦサイクルの少なくとも一部で導通状態になる。

破線は、ピークホールドコンデンサ２２４全域において測定された電圧である。この電圧は、差動電圧であり、すなわち、コンデンサにおける２つのプレート間の差である。ゲートパルス２４０は、両プレートに等しく現れ、典型的な差動トレースには影響を及ぼさない。ダイオードを導通する電流パルスは、コンデンサ２２４を充電する。増分充電電圧ΔＶ１およびΔＶ２は、ピーク電圧２５２および２５６に関連したピーク伝導パルスの結果としてのコンデンサ電圧における小さな増分を示す。

コンデンサ２２４の電圧は、例えば、抵抗器２２８およびコンデンサ２３０などのローパスフィルタを介して出力ポート３に結合される。このフィルタは、出力ポートから発生するパルス２５２および２５６を遮断する。抵抗器２２８は、コンデンサ３０またはポート３における負荷による短絡効果を招かずにＲＦおよびゲートパルス電圧の振幅を許容する。出力ポートで見られる電圧は、ΔＶ１およびΔＶ２の平滑化バージョンであってよい。コンデンサ２２４およびコンデンサ２３０のいずれかまたは両方は、２つ以上のＰＲＩにわたって個々のパルス２５２およびパルス２５６を積分するに十分な大きさでありうる。積分量は、設計上の選択であってよい。

図９ｂは、エコーパルス２６２およびエコーパルス２６６をさらに含んだものである。エコーの正確な位相に基づき、エコーパルス２６２およびエコーパルス２６６は、ＲＦバースト２４２およびＲＦバースト２４６に足されるかまたはＲＦバースト２４２およびＲＦバースト２４６から差し引かれてよい。図に示すように、本実施例ではエコーが足されることによってバースト２７２およびバースト２７６が形成される。バースト２７２およびバースト２７６は、干渉ＲＦ信号である。エコー２６６は、説明の都合上エコー２６２より大きく示されている。両エコーは同じターゲットからのものであってよいが、伝送振幅は、図９ｂにおける振幅ΔＶ１とΔＶ２との違いからわかるように、変調された検出電圧を生成する目的で変調されうる。

図１０は、バンドパスフィルタ２８２を追加したサンプラ２００を示す。レーダ送信機は、連続したＰＲＩまたはＰＲＩ群を有する伝送ＲＦパルスを増幅して変調することによって検出された電圧ΔＶ１およびΔＶ２の振幅変調バージョンを生成する。変調周波数は、ＰＲＩの逆数より小さい、すなわち、レーダのＰＲＦより低くなければならない。この周波数は、中間周波数ＩＦであってよい。したがって、バンドパスフィルタ２８２はＩＦフィルタであってよく、増幅を含んでよい。フィルタ２８２からのＩＦ出力は、ライン２８４においてミキサ２８６に結合されてよい。要素２８６は、アナログスイッチまたはゲートであってよく、ＩＦ局部発振器信号（ＩＦ ＬＯ）によって切り替えられるかまたは混合された場合、同期復調を形成してよい。要素２８６は、ＬＦ ＬＯのない単純なダイオード・コンデンサであってもよく、ライン２８４においてＩＦ信号のエンベロープを単純に検出することができる。ローパスフィルタ２８８を設けたことによって、ＩＦ成分を除去することができ、要素２８６から検出されたベースバンド信号を通過させることができ、また、ポート３においてサンプル出力信号を提供することができる。サンプラ２００が様々なレーダ目的のためにＩＦおよび「直接出力」信号の両方を同時に出力できることを表すべく、破線および他のポート３を示している。

図１１は、一実施例に従うサンプラ２００の直角位相バージョンを示す。伝送ライン３２２は、アンテナまたはＴＤＲラインを介し、端部３２４から端部３２６まで伝送レーダパルスを伝搬させる。ライン端３２６にエコーが戻ってくる。伝送パルスは、図９ａのバースト２４２および２４６のような狭帯域ＲＦバーストであって、エコー発生時よりも後まで続く十分な持続時間を有する。エコーと伝送バーストとのベクトルの和によって、図９ｂのパルス２７２および２７６と同じような、ライン３２２に沿った干渉パターンが形成される。２つのサンプラ２００は、位置３２８および３３０におけるタップに結合される。本実施例では、サンプラは、ポート２に適用される共通のゲートパルスによってゲーティングされるが、別々のゲートパルスが様々な目的で適用されてよい。伝送ライン３２２の例としては、マイクロストリップ、同軸ケーブル、導波管、または、集中素子構造などを含みうる。直角位相ネットワーク、または、様々なマイクロ波位相スプリッタを用いてもよい。ライン３２２が導波管の場合、タップは、導波管電流または電圧プローブ、または、導波管内の１／４波モノポールアンテナであってよい。

タップ３２８および３３０、すなわち、結合点が、ＲＦ周波数の１／８波長だけ離れている場合、エコーの同相Ｉおよび直角位相Ｑ成分を表す振幅サンプルが得られるだろう。得られたサンプルは、あたかも、従来の位相敏感検波器によるものとは１／４波離れているように見える。１／８波間隔が用いられることによって、ライン上を双方向に進行する１／４波サンプリングが実現されることに注目されたい。

エコー２６２および２６６は、伝送バースト２４２および２４６に追加または伝送バースト２４２および２４６から差し引いた位相を有するので、干渉パターンの振幅サンプルは、符号付きの振幅サンプルを生成する。ホログラフィックの観点では、伝送バースト２４２および２４６は、参照波である。符号のついた振幅サンプルと、１／８波タップとの組み合わせは、符号ＩおよびＱと示されたポートにおいて出力サンプルを生成し、それらのサンプルは、各四分区間の位相全体のＲＦ干渉パターンを完全に示す。

ＲＦ信号は、１つ以上のサイクルを含むとみなされており、各サイクルは、それぞれピークをもつ正負のローブを有する。ここでは、「狭帯域」の信号という用語を使用しているが、規定された周波数帯域と一致する帯域幅のＲＦ信号のことを指す。例えば、ＩＳＭ帯域または他の帯域は一般的に狭いスペクトル領域とみなされている。さらに、「狭帯域」とは、バーストにおけるＮ個のＲＦサイクルを有する振幅変調ＯＮ−ＯＦＦ ＲＦパルスを指すこともあり、ここでは、Ｎは２であり、多くの場合１０以上でもありうる。超広域信号の帯域幅は５００ＭＨｚより大きいので、狭帯域の帯域幅は、５００ＭＨｚ未満として定められている。狭帯域レーダＲＦ信号の１つの例として、１ＭＨｚの矩形波変調１０．５２５ＧＨｚのＲＦキャリアがあげられる。測定では、このようなキャリアは、４０ＭＨｚ未満の占有周波数帯域（ＯＢＷ、総パワーの９９％を含む）を有することが示されている。本願発明者によるパルスホログラフィックレーダは、１００倍を上回る帯域幅を有するレーダに通常関わる空間分解能を示しうる。

本発明の範囲から逸脱することなく詳細な説明における変更および修正が可能であり、本発明の範囲は、添付の請求項の範囲に限定されない。

Claims (4)

1. 距離ゲートを用いたホログラフィックレーダであって、
   ＰＲＩ（パルス繰り返し間隔）の後に繰り返されるＰＲＩパルスを生成するＰＲＩ発生器と、
   中間周波数変調信号を生成する中間周波数発生器と、
   前記ＰＲＩ発生器及び前記中間周波数発生器に接続されたスタガ変調器と、
   前記スタガ変調器によって出力された前記ＰＲＩパルスに応答し、前記レーダから所望のターゲットへと伝搬して前記レーダに戻るパルスのエコーの受信と前記パルスの伝送との時間間隔より長い持続時間を有する伝送パルスを、前記ＰＲＩパルスのそれぞれに対して生成する第１のパルス発生器と、
   前記伝送パルスに応答し、前記伝送パルスの前記持続時間を有するＲＦ信号からなる伝送ＲＦバーストを、前記伝送パルスのそれぞれに対して生成するＲＦ発振器と、
   前記ＲＦ発振器に接続され、前記伝送ＲＦバーストを放射し、かつ、ターゲットからの前記伝送ＲＦバーストのエコーを受信すると共に、前記ＲＦ発振器からの前記伝送ＲＦバーストと受信された前記エコーとの合計によって干渉パターンが生成されるアンテナと、
   前記ＰＲＩ発生器の出力に応答し、距離遅延によって遅延されるＰＲＩパルスを生成する距離遅延手段と、
   前記距離遅延によって遅延された前記ＰＲＩパルスに応答し、一時的なサンプリング開口を決定する持続時間を有するゲートパルスを生成する第２のパルス発生器と、
   前記ゲートパルスに応答し、前記アンテナに接続され、前記ゲートパルスの間に前記干渉パターンのＲＦ振幅サンプルを生成するＲＦ振幅サンプラと、
   前記ＲＦ振幅サンプルの中間周波数変調成分を通過させる中間周波数バンドパスフィルタと、
   前記中間周波数発生器の出力に応答し、フィルタリングした前記ＲＦ振幅サンプルを復調すると共に、前記ゲートパルスの間における前記干渉パターンの位相変化及び振幅変化に関する干渉出力信号であって中間周波数で存在する干渉出力信号を生成する中間周波数検出器と、
   を備え、
   前記スタガ変調器は、
   前記中間周波数変調信号の周波数に合わせて、予め決定された数の前記ＰＲＩパルスの開始をそれぞれΔＴの間隔変動だけオフセットする、
   距離ゲートを用いたホログラフィックレーダ。
2. 前記ＲＦ振幅サンプラは、前記ゲートパルスに基づく１以上のゲート間隔においてＲＦパルスのピークを検出して積分するゲートＲＦピーク検出器を備える、
   請求項１に記載のホログラフィックレーダ。
3. 前記ＲＦ振幅サンプラは、第１および第２のＲＦサンプラを備え、
   前記第１および第２のＲＦサンプラは、前記ＲＦ発振器と前記アンテナとの間に接続される伝送ラインにおいて離間したタップに結合され、前記伝送ＲＦバーストと前記エコーとの合計である前記ＲＦ振幅サンプルを生成し、かつ、直角位相干渉出力信号を生成する、
   請求項１に記載のホログラフィックレーダ。
4. 距離ゲートを用いたホログラフィックレーダセンサにおいて、
   所定のパルス繰り返し間隔を有するＲＦバーストを提供するパルスＲＦ発振器であって、予め決定された数の前記ＲＦバーストは所定のＩＦスタガ周波数の変動ΔＴだけずらされ、前記ΔＴの間隔変動は前記ＲＦバーストの開始時に形成されると共に前記ΔＴの間しか持続せず、前記ＲＦバーストは前記レーダセンサから所望距離の所望ターゲットへと伝搬して前記レーダセンサへと戻るパルスのパルスエコー間隔より長いバースト持続時間を有する、パルスＲＦ発振器と、
   前記ＲＦバーストを伝送し、前記ＲＦバーストのエコーを受信すると共に、伝送された前記ＲＦバーストと受信された前記ＲＦバーストの前記エコーとの合計によって中間周波数成分を有する干渉パターンが生成されるアンテナと、
   前記干渉パターンの干渉出力サンプルを生成する時間ゲートＲＦサンプラと、
   を備え、
   前記干渉出力サンプルは、所定のレーダ距離に対応する所定の時間でサンプリングされると共に、前記中間周波数成分を有し、
   前記時間ゲートＲＦサンプラは、時間ゲートピーク検出器によりＲＦ信号のピークを検出し、前記時間ゲートピーク検出器の出力を積分することによって、出力サンプルを提供する、
   距離ゲートを用いたホログラフィックレーダセンサ。

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