JP6205281B2

JP6205281B2 - Power supply

Info

Publication number: JP6205281B2
Application number: JP2014015661A
Authority: JP
Inventors: 裕介齋藤
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2014-01-30
Filing date: 2014-01-30
Publication date: 2017-09-27
Anticipated expiration: 2034-01-30
Also published as: JP2015142485A

Description

本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.

従来、昇圧チョッパ回路を備えた電源装置が知られている。
図９は、従来技術による昇圧チョッパ回路の一例を説明するための図であり、（Ａ）は、従来技術による昇圧チョッパ回路の構成を示す回路図であり、（Ｂ）は、従来技術による昇圧チョッパ回路の動作を説明するための波形図である。 Conventionally, a power supply device including a boost chopper circuit is known.
FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a conventional boost chopper circuit. FIG. 9A is a circuit diagram showing a configuration of a boost chopper circuit according to the prior art, and FIG. 9B is a boost circuit according to the prior art. It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of a chopper circuit.

図９（Ａ）に示すように従来技術による昇圧チョッパ回路は、昇圧用インダクタＬ、スイッチング素子Ｑ、整流用のダイオードＤ１、バイパス用のダイオードＤ２、平滑用の出力コンデンサＣｏを備えている。この昇圧チョッパ回路の入力端子には、図示しない直流電源から入力電圧Ｖｉｎが供給され、出力端子には負荷Ｚが接続される。なお、図９では、スイッチング素子Ｑのスイッチング動作を制御するための制御回路は省略されている。 Boost chopper circuit according to the prior art as shown in FIG. 9 (A) is provided with boost inductor L, switching element Q, rectifying diode D1, diode D2 of the bypass, the output capacitor Co for smoothing. An input voltage Vin is supplied from a DC power source (not shown) to the input terminal of the boost chopper circuit, and a load Z is connected to the output terminal. In FIG. 9, a control circuit for controlling the switching operation of the switching element Q is omitted.

通常動作時には、昇圧チョッパ回路の入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング素子Ｑの導通期間を規定するデューティＤＲとの間に、次の式（１）により与えられる関係が成り立つ。ここで、ＤＲは、スイッチング素子Ｑのデューティを表し、０よりも大きく、且つ、１よりも小さい値であるから、通常動作では、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎよりも常に高くなる。
Vout=Vin/(1-DR) …(1) During normal operation, the relationship given by the following equation (1) holds between the input voltage Vin of the boost chopper circuit, the output voltage Vout, and the duty DR that defines the conduction period of the switching element Q. Here, DR represents the duty of the switching element Q, and is a value larger than 0 and smaller than 1. Therefore, in normal operation, the output voltage Vout is always higher than the input voltage Vin.
Vout = Vin / (1-DR)… (1)

ここで、図９（Ｂ）に示すように、時刻ｔａから時刻ｔｂまでの期間、入力電圧Ｖｉｎが瞬断した場合、負荷Ｚにより出力コンデンサＣｏが放電され、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。この場合、時刻ｔｂにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも低い状態で入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復すると、入力電圧Ｖｉｎを供給する直流電源からダイオードＤ１を通じて出力コンデンサＣｏに過大な入力電流Ｉｉｎが突入電流Ｉｒｕｓｈとなって流れ込む。 Here, as shown in FIG. 9 (B), the period from the time ta to time tb, when the input voltage Vin is instantaneously interrupted, the output capacitor Co by the load Z is discharged, the output voltage Vout decreases. In this case, at time tb, when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption while the output voltage Vout is lower than the input voltage Vin, an excessive input current Iin is supplied to the output capacitor Co from the DC power supply that supplies the input voltage Vin through the diode D1. Flows in as an inrush current Irush.

このような突入電流Ｉｒｕｓｈを抑制するための従来技術として、例えば、特開平５−３８１３９号公報（特許文献１）、特開平９−２３３６７８号公報（特許文献２）、特開２０００−６０１４７号公報（特許文献３）、特開２０１２−１９１７９１号公報（特許文献４）に開示された技術がある。これらの従来技術によれば、電源投入時または瞬断時に入力電圧の変化を検出して、抵抗等により突入電流を抑制する。 As conventional techniques for suppressing such inrush current Irush, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-38139 (Patent Document 1), Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-233678 (Patent Document 2), and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-60147. (Patent Document 3) and Japanese Patent Laid-Open No. 2012-191791 (Patent Document 4). According to these conventional techniques, a change in the input voltage is detected when the power is turned on or at a momentary interruption, and the inrush current is suppressed by a resistor or the like.

特開平５−３８１３９号公報Japanese Patent Laid-Open No. 5-38139 特開平９−２３３６７８号公報JP-A-9-233678 特開２０００−６０１４７号公報JP 2000-60147 A 特開２０１２−１９１７９１号公報JP 2012-191791 A

しかしながら、上述の従来技術によれば、時刻ｔｂにおいて入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復し、出力電圧Ｖｏｕｔよりも低下した状態から入力電圧Ｖｉｎが上昇を開始すると、入力電圧Ｖｉｎと出力コンデンサＣｏの電極間電圧との大小関係が切り替わる際に突入電流Ｉｒｕｓｈが出力コンデンサＣｏに流れ込むという問題がある。また、上述の従来技術は、入力電圧Ｖｉｎの変化を検出して突入電流Ｉｒｕｓｈを抵抗等により抑制するものであるため、突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する条件が満足されない場合においても出力コンデンサＣｏに流れ込む電流が制限される場合がある。このため、平滑用の出力コンデンサＣｏを充放電するための電流が過剰に制限されるという問題がある。 However, according to the above-described conventional technology, when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption at the time tb and the input voltage Vin starts to rise from a state where the input voltage Vin drops below the output voltage Vout, the input voltage Vin and the electrodes of the output capacitor Co There is a problem that the inrush current Irush flows into the output capacitor Co when the magnitude relationship with the inter-voltage is switched. Further, since the above-described conventional technique detects a change in the input voltage Vin and suppresses the inrush current Irush by a resistor or the like, the current flowing into the output capacitor Co even when the condition for generating the inrush current Irush is not satisfied. May be restricted. For this reason, there is a problem that the current for charging and discharging the smoothing output capacitor Co is excessively limited.

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、平滑用のコンデンサの充放電に寄与する電流を過剰に制限することなく、入力電圧が瞬断から回復する際に発生する突入電流を抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and suppresses an inrush current that occurs when an input voltage recovers from a momentary interruption without excessively limiting a current that contributes to charging and discharging of a smoothing capacitor. It is an object of the present invention to provide a power supply device that can be used.

上記課題を解決するために、本発明の一態様による電源装置は、平滑用コンデンサと直列接続された電流制限素子と、前記電流制限素子と並列接続されたスイッチと、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と入力電圧とを比較し、前記入力電圧の供給源が一時的に消失した際に前記平滑用コンデンサが放電することにより前記平滑用コンデンサの電圧が前記入力電圧よりも低くなった場合、前記スイッチをオフ状態に制御し、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と前記入力電圧との差分が所定値以下に縮小した時点以降に前記スイッチをオン状態に制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記入力電圧が前記平滑用コンデンサの電圧よりも或る一定の電圧だけ高くなった時点で前記スイッチをオフ状態に制御する電源装置の構成を有する。
上記課題を解決するために、本発明の一態様による電源装置は、平滑用コンデンサと直列接続された電流制限素子と、前記電流制限素子と並列接続されたスイッチと、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と入力電圧とを比較し、前記入力電圧の供給源が一時的に消失した際に前記平滑用コンデンサが放電することにより前記平滑用コンデンサの電圧が前記入力電圧よりも低くなった場合、前記スイッチをオフ状態に制御し、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と前記入力電圧との差分が所定値以下に縮小した時点以降に前記スイッチをオン状態に制御する制御部と、を備え、前記制御部は、実質的に突入電流を発生させないときの前記平滑用コンデンサの電圧と前記入力電圧との差電圧分だけ、前記平滑用コンデンサの電圧が前記入力電圧よりも低い状態で前記スイッチをオン状態に制御する電源装置の構成を有する。
上記課題を解決するために、本発明の一態様による電源装置は、平滑用コンデンサと直列接続された電流制限素子と、前記電流制限素子と並列接続されたスイッチと、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と入力電圧とを比較し、前記入力電圧の供給源が一時的に消失した際に前記平滑用コンデンサが放電することにより前記平滑用コンデンサの電圧が前記入力電圧よりも低くなった場合、前記スイッチをオフ状態に制御し、前記平滑用コンデンサに印加される電圧と前記入力電圧との差分が所定値以下に縮小した時点以降に前記スイッチをオン状態に制御する制御部と、前記電流制限素子と並列接続され、前記平滑用コンデンサの放電電流を順方向電流とする整流素子と、を備え、前記制御部は、前記平滑用コンデンサの電圧と前記入力電圧との差分の変化の傾向から、前記入力電圧の回復を検出し、検出結果に応じて前記スイッチをオフ状態に制御する電源装置の構成を有する。 In order to solve the above problems, a power supply device according to an aspect of the present invention is applied to a current limiting element connected in series with a smoothing capacitor, a switch connected in parallel with the current limiting element, and the smoothing capacitor. When the voltage of the smoothing capacitor becomes lower than the input voltage by discharging the smoothing capacitor when the supply source of the input voltage temporarily disappears, A controller that controls the switch to an off state, and controls the switch to an on state after the time when the difference between the voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less, and wherein the control unit, a configuration of a power supply device in which the input voltage to control the switching off state when it becomes higher by a certain voltage than the voltage of the smoothing capacitor To.
In order to solve the above problems, a power supply device according to an aspect of the present invention is applied to a current limiting element connected in series with a smoothing capacitor, a switch connected in parallel with the current limiting element, and the smoothing capacitor. When the voltage of the smoothing capacitor becomes lower than the input voltage by discharging the smoothing capacitor when the supply source of the input voltage temporarily disappears, A controller that controls the switch to an off state, and controls the switch to an on state after the time when the difference between the voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less, and The control unit causes the voltage of the smoothing capacitor to be input by an amount corresponding to a difference voltage between the voltage of the smoothing capacitor and the input voltage when substantially no inrush current is generated. Having a configuration of a power supply device which controls the switch at lower than the voltage state to the ON state.
In order to solve the above problems, a power supply device according to an aspect of the present invention is applied to a current limiting element connected in series with a smoothing capacitor, a switch connected in parallel with the current limiting element, and the smoothing capacitor. When the voltage of the smoothing capacitor becomes lower than the input voltage by discharging the smoothing capacitor when the supply source of the input voltage temporarily disappears, A control unit that controls the switch to an off state, and controls the switch to an on state after a difference between a voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less; and the current limit A rectifying element that is connected in parallel with an element and uses a discharge current of the smoothing capacitor as a forward current, and the control unit includes the voltage of the smoothing capacitor and the input From the tendency of the difference changes in the pressure, detecting the recovery of the input voltage, having a configuration of a power supply device which controls the OFF state the switch in accordance with the detection result.

上記本発明の一態様による電源装置において、例えば、前記電流制限素子と並列接続され、前記平滑用コンデンサの放電電流を順方向電流とする整流素子を更に備えてもよい。
上記本発明の一態様による電源装置において、例えば、前記制御部は、前記入力電圧の規定値を格納する記憶部を備え、前記平滑用コンデンサの電圧と前記記憶部に格納された前記規定値とを比較し、前記平滑用コンデンサの電圧が前記規定値よりも低い場合、前記スイッチをオフ状態に制御してもよい。 The power supply device according to one aspect of the present invention may further include, for example, a rectifying element that is connected in parallel with the current limiting element and uses a discharge current of the smoothing capacitor as a forward current.
In the power supply device according to the aspect of the present invention, for example, the control unit includes a storage unit that stores a specified value of the input voltage, and the voltage of the smoothing capacitor and the specified value stored in the storage unit If the voltage of the smoothing capacitor is lower than the specified value, the switch may be controlled to be turned off.

上記本発明の一態様による電源装置において、例えば、前記電流制限素子は、抵抗素子であってもよい。
上記本発明の一態様による電源装置において、例えば、前記平滑用コンデンサは、昇圧チョッパ回路の出力コンデンサまたはＤＣ／ＤＣコンバータの入力コンデンサであってもよい。 In the power supply device according to one aspect of the present invention, for example, the current limiting element may be a resistance element.
In the power supply device according to the aspect of the present invention, for example, the smoothing capacitor may be an output capacitor of a step-up chopper circuit or an input capacitor of a DC / DC converter.

本発明によれば、平滑用のコンデンサの充放電に寄与する電流を過剰に制限することなく、入力電圧が瞬断から回復する際に発生する突入電流を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress an inrush current generated when an input voltage recovers from an instantaneous interruption without excessively limiting a current that contributes to charging and discharging of a smoothing capacitor.

本発明の第１実施形態による電源装置の構成の一例を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram showing roughly an example of composition of a power supply device by a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態による電源装置の動作の一例を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating an example of operation | movement of the power supply device by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態による電源装置の構成の一例を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly an example of a structure of the power supply device by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態による電源装置の動作の一例を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating an example of operation | movement of the power supply device by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態による電源装置の構成の一例を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly an example of a structure of the power supply device by 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態による電源装置の動作の一例を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating an example of operation | movement of the power supply device by 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態による電源装置の構成の一例を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly an example of a structure of the power supply device by 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態による電源装置の構成の一例を概略的に示す回路図である。It is a circuit diagram which shows roughly an example of a structure of the power supply device by 5th Embodiment of this invention. 従来技術による昇圧チョッパ回路を説明するための図であり、（Ａ）は、従来技術による昇圧チョッパ回路の構成を示す回路図であり、（Ｂ）は、従来技術による昇圧チョッパ回路の動作を説明するための波形図である。2A and 2B are diagrams for explaining a boost chopper circuit according to the prior art, FIG. 1A is a circuit diagram illustrating a configuration of the boost chopper circuit according to the prior art, and FIG. 2B illustrates an operation of the boost chopper circuit according to the prior art. FIG.

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
なお、全実施形態および全図面にわたって、同一符号は同一要素を表している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
Note that the same reference numerals denote the same elements throughout the embodiments and the drawings.

（第１実施形態）
・構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態による電源装置１００の構成の一例を概略的に示す回路図である。
電源装置１００は、昇圧チョッパ回路として構成され、入力端子１０１、コモン端子１０２、電源スイッチ１０３、昇圧インダクタ１０４、ＦＥＴ(Field Effect Transistor)等のスイッチング素子１０５、整流用のダイオード１０６、バイパス用のダイオード１０７、電流制限素子としての抵抗素子１０８、平滑用の出力コンデンサ１０９、スイッチ１１０、制御部１１１、出力端子１１２を備える。図１では省略されているが、電源装置１００は、スイッチング素子１０５のオン／オフを制御するための制御回路を更に備えている。
なお、本実施形態では、電流制限素子として抵抗素子１０８を用いているが、電流を抑制し得るものであれば、抵抗素子に代えて任意の素子（例えば、飽和インダクタなど）を用いることができる。 (First embodiment)
Description of Configuration FIG. 1 is a circuit diagram schematically illustrating an example of the configuration of the power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention.
The power supply device 100 is configured as a boost chopper circuit, and includes an input terminal 101, a common terminal 102, a power switch 103, a boost inductor 104, a switching element 105 such as an FET (Field Effect Transistor), a rectifier diode 106, and a bypass diode. 107, a resistance element 108 as a current limiting element, a smoothing output capacitor 109, a switch 110, a control unit 111, and an output terminal 112. Although omitted in FIG. 1, the power supply apparatus 100 further includes a control circuit for controlling on / off of the switching element 105.
In the present embodiment, the resistance element 108 is used as the current limiting element, but any element (for example, a saturated inductor) can be used instead of the resistance element as long as the current can be suppressed. .

入力端子１０１とコモン端子１０２との間には、入力電圧Ｖｉｎを発生させるための直流電源ＤＣが接続される。また、入力端子１０１には、電源スイッチ１０３を介して昇圧インダクタ１０４の一端が接続され、昇圧インダクタ１０４の他端には、スイッチング素子１０５のドレインが接続されている。スイッチング素子１０５のソースはコモン端子１０２に接続されている。昇圧インダクタ１０４の他端にはダイオード１０６のアノードが接続され、ダイオード１０６のカソードは出力端子１１２に接続されている。また、入力端子１０１にはダイオード１０７のアノードが接続され、出力端子１１２にはダイオード１０７のカソードが接続されている。 A DC power source DC for generating the input voltage Vin is connected between the input terminal 101 and the common terminal 102. In addition, one end of a boost inductor 104 is connected to the input terminal 101 via a power switch 103, and the drain of the switching element 105 is connected to the other end of the boost inductor 104. The source of the switching element 105 is connected to the common terminal 102. The anode of the diode 106 is connected to the other end of the boost inductor 104, and the cathode of the diode 106 is connected to the output terminal 112. The anode of the diode 107 is connected to the input terminal 101, and the cathode of the diode 107 is connected to the output terminal 112.

出力電圧Ｖｏｕｔが発生するダイオード１０６のカソード（出力端子１１２）とコモン端子１０２との間には、抵抗素子１０８と出力コンデンサ１０９とが直列接続されている。即ち、ダイオード１０６のカソードには、抵抗素子１０８の一端が接続され、抵抗素子１０８の他端には、出力コンデンサ１０９の一方の電極が接続され、出力コンデンサ１０９の他方の電極はコモン端子１０２に接続されている。抵抗素子１０８には、スイッチ１１０が並列接続されている。即ち、抵抗素子１０８の一端にはスイッチ１１０の電流路の一端が接続され、抵抗素子１０８の他端には、スイッチ１１０の電流路の他端が接続されている。 A resistance element 108 and an output capacitor 109 are connected in series between the cathode (output terminal 112) of the diode 106 that generates the output voltage Vout and the common terminal 102. That is, one end of the resistance element 108 is connected to the cathode of the diode 106, one electrode of the output capacitor 109 is connected to the other end of the resistance element 108, and the other electrode of the output capacitor 109 is connected to the common terminal 102. It is connected. A switch 110 is connected in parallel to the resistance element 108. That is, one end of the current path of the switch 110 is connected to one end of the resistance element 108, and the other end of the current path of the switch 110 is connected to the other end of the resistance element 108.

本実施形態では、スイッチ１１０は、常閉型のスイッチ（ｂ接点）である。ただし、スイッチ１１０は、例えばＦＥＴ(field Effect Transistor)等の任意の半導体素子を用いて構成することも可能である。スイッチ１１０は、正入力部（＋）と負入力部（−）を有し、正入力部（＋）には、後述する制御部１１１のコンパレータ１１１Ａの出力部が接続され、負入力部（−）はコモン端子１０２に接続されている。これら正入力部（＋）と負入力部（−）との間には励磁コイル（図示なし）が接続されている。 In the present embodiment, the switch 110 is a normally closed switch (b contact). However, the switch 110 can also be configured using any semiconductor element such as an FET (field effect transistor). The switch 110 includes a positive input unit (+) and a negative input unit (−). The positive input unit (+) is connected to an output unit of a comparator 111A of the control unit 111 described later, and the negative input unit (− ) Is connected to the common terminal 102. An exciting coil (not shown) is connected between the positive input portion (+) and the negative input portion (−).

制御部１１１は、スイッチ１１０のオン／オフ状態を制御するためのものであり、コンパレータ１１１Ａを備えて構成される。コンパレータ１１１Ａの非反転入力部（＋）は、抵抗素子１０８と出力コンデンサ１０９との間の接続点に接続され、コンパレータ１１１Ａの反転入力部（−）は、電源スイッチ１０３を介して入力端子１０１に接続されている。これにより、コンパレータ１１１Ａの非反転入力部（＋）には、出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９が印加され、コンパレータ１１１Ａの反転入力部（−）には、電源スイッチ１０３を介して入力電圧Ｖｉｎが印加される。 The control unit 111 is for controlling the on / off state of the switch 110, and includes a comparator 111A. The non-inverting input part (+) of the comparator 111A is connected to a connection point between the resistance element 108 and the output capacitor 109, and the inverting input part (−) of the comparator 111A is connected to the input terminal 101 via the power switch 103. It is connected. As a result, the voltage V109 between the electrodes of the output capacitor 109 is applied to the non-inverting input part (+) of the comparator 111A, and the input voltage Vin is applied to the inverting input part (−) of the comparator 111A via the power switch 103. Is applied.

コンパレータ１１１Ａの出力部は上述のスイッチ１１０の正入力部（＋）に接続されている。コンパレータ１１１Ａは、出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも小さい場合、コモン端子１０２の電圧を基準にして正の電圧信号ＳＶ１をスイッチ１１０の正入力部（＋）に出力する。この場合、スイッチ１１０の正入力部（＋）と負入力部（−）との間の励磁コイルが通電され、スイッチ１１０は開いた状態（オフ状態）となる。それ以外の場合、即ち、出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上である場合、コンパレータ１１１Ａは、コモン端子１０２の電圧を電圧信号ＳＶ１として出力する。この場合、スイッチ１１０の正入力部（＋）と負入力部（−）との間の励磁コイルは通電されず、スイッチ１１０は閉じた状態（オン状態）となる。 The output part of the comparator 111A is connected to the positive input part (+) of the switch 110 described above. When the voltage V109 between the electrodes of the output capacitor 109 is smaller than the input voltage Vin, the comparator 111A outputs a positive voltage signal SV1 to the positive input part (+) of the switch 110 with reference to the voltage of the common terminal 102. In this case, the exciting coil between the positive input portion (+) and the negative input portion (−) of the switch 110 is energized, and the switch 110 is opened (off state). In other cases, that is, when the voltage V109 between the electrodes of the output capacitor 109 is equal to or higher than the input voltage Vin, the comparator 111A outputs the voltage of the common terminal 102 as the voltage signal SV1. In this case, the exciting coil between the positive input portion (+) and the negative input portion (−) of the switch 110 is not energized, and the switch 110 is closed (on state).

本実施形態では、制御部１１１は、平滑用の出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとを比較し、入力電圧Ｖｉｎの供給源である直流電源ＤＣが一時的に消失して入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生した際に、出力コンデンサ１０９が放電することにより出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなった場合、スイッチ１１０をオフ状態に制御する。また、制御部１１１は、入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生した際に、平滑用コンデンサ１０９が放電することにより平滑用コンデンサ１０９の電圧が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなった後、平滑用コンデンサ１０９に印加される電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとの差分が所定値以下に縮小した時点以降にスイッチ１１０をオンさせる。ここで、上記所定値は、例えば、実質的に突入電流を発生させないときの平滑用コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとの差電圧（入力電圧Ｖｉｎから電圧Ｖ１０９を除算した電圧）の上限を指す。ただし、本実施形態では、説明の容易化のため、上記所定値をゼロとし、制御部１１１は、平滑用コンデンサ１０９に印加される電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとの差電圧分がゼロに縮小した時点以降の任意の適切なタイミングで、即ち、平滑用コンデンサ１０９に印加される電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上になった場合、スイッチ１１０をオン状態とするものとする。 In the present embodiment, the control unit 111 compares the voltage V109 between the electrodes of the smoothing output capacitor 109 with the input voltage Vin, and the DC power source DC that is the supply source of the input voltage Vin is temporarily lost and input. When the voltage Vin is momentarily interrupted, the switch 110 is controlled to be turned off when the output capacitor 109 is discharged and the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes lower than the input voltage Vin. In addition, when the input voltage Vin is momentarily interrupted, the control unit 111 causes the smoothing capacitor 109 to discharge and causes the voltage of the smoothing capacitor 109 to become lower than the input voltage Vin. The switch 110 is turned on after the time point when the difference between the applied voltage V109 and the input voltage Vin is reduced to a predetermined value or less. Here, the predetermined value is, for example, the upper limit of the difference voltage (the voltage obtained by dividing the voltage V109 from the input voltage Vin) between the voltage V109 of the smoothing capacitor 109 and the input voltage Vin when substantially no inrush current is generated. Point to. However, in this embodiment, for ease of explanation, the predetermined value is set to zero, and the control unit 111 reduces the difference voltage between the voltage V109 applied to the smoothing capacitor 109 and the input voltage Vin to zero. It is assumed that the switch 110 is turned on at any appropriate timing after the time point, that is, when the voltage V109 applied to the smoothing capacitor 109 becomes equal to or higher than the input voltage Vin.

なお、本実施形態では、制御部１１１がコンパレータ１１１Ａを備えるものとしているが、例えば、ＣＰＵ(Central Processing Unit)やマイクロコンピュータなどのデジタルタル素子、あるいは、トランジスタや抵抗等のアナログ素子を組み合わせた回路等、任意の手段を用いて制御部１１１を構成することができる。 In the present embodiment, the control unit 111 includes the comparator 111A. However, for example, a circuit in which a digital tall element such as a CPU (Central Processing Unit) or a microcomputer, or an analog element such as a transistor or a resistor is combined. For example, the control unit 111 can be configured using any means.

・動作の説明
次に、第１実施形態による電源装置１００の動作を説明する。
図２は、本発明の第１実施形態による電源装置１００の動作の一例を説明するための波形図である。
初期状態では、電源スイッチ１０３がオフ状態にあり、入力電圧Ｖｉｎは電源スイッチ１０３により遮断されている。また、スイッチング素子１０５はスイッチング動作を停止している。このため、出力電圧Ｖｏｕｔは発生されず、出力端子１１２とコモン端子１０２との間の電圧はほぼ０Ｖとなっている。この場合、コンパレータ１１１Ａの負入力部（−）に入力される出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９はほぼ０Ｖとなる。このため、コンパレータ１１１Ａの負入力部（−）には、コモン端子１０２の電圧とほぼ等しい電圧が印加される。また、電源スイッチ１０３により入力電圧Ｖｉｎが遮断されるため、コンパレータ１１１Ａの反転入力部（−）に入力電圧Ｖｉｎとして与えられるべき電圧がコモン端子１０２の電圧と等しくなる。このため、コンパレータ１１１Ａの非反転入力部（＋）と反転入力部（−）との間の電圧はほぼ０Ｖとなり、コンパレータ１１１Ａは、コモン端子１０２の電圧とほぼ等しい電圧をスイッチ１１０の正入力部（＋）に出力する。この結果、スイッチ１１０の励磁コイルが通電されず、スイッチ１１０はオフ状態を維持する。 -Description of operation | movement Next, operation | movement of the power supply device 100 by 1st Embodiment is demonstrated.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining an example of the operation of the power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention.
In the initial state, the power switch 103 is in an off state, and the input voltage Vin is cut off by the power switch 103. Moreover, the switching element 105 has stopped switching operation. For this reason, the output voltage Vout is not generated, and the voltage between the output terminal 112 and the common terminal 102 is almost 0V. In this case, the voltage V109 of the output capacitor 109 input to the negative input portion (−) of the comparator 111A is approximately 0V. For this reason, a voltage substantially equal to the voltage of the common terminal 102 is applied to the negative input portion (−) of the comparator 111A. Further, since the input voltage Vin is cut off by the power switch 103, the voltage to be given as the input voltage Vin to the inverting input portion (−) of the comparator 111A becomes equal to the voltage of the common terminal 102. For this reason, the voltage between the non-inverting input part (+) and the inverting input part (−) of the comparator 111A is substantially 0 V, and the comparator 111A applies a voltage substantially equal to the voltage of the common terminal 102 to the positive input part of the switch 110. Output to (+). As a result, the exciting coil of the switch 110 is not energized, and the switch 110 maintains the off state.

上述の初期状態から電源スイッチ１０３がオン状態に操作されると、電源スイッチ１０３を通じて入力電圧Ｖｉｎが電源装置１００の内部に供給され、図示しない制御回路の制御の下、スイッチング素子１０５がスイッチング動作を開始する。上記スイッチング動作においてスイッチング素子１０５がオンすると、昇圧インダクタ１０４が通電され、昇圧インダクタ１０４にエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子１０５がオフすると、昇圧インダクタ１０４に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、昇圧インダクタ１０４の電流路の出力側の電圧が上昇し、ダイオード１０６を通じて出力端子１１２に供給される。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも高くなる。このときの出力電圧Ｖｏｕｔは前述の式（１）により与えられる。 When the power switch 103 is turned on from the initial state described above, the input voltage Vin is supplied into the power supply device 100 through the power switch 103, and the switching element 105 performs a switching operation under the control of a control circuit (not shown). Start. When the switching element 105 is turned on in the switching operation, the boost inductor 104 is energized and energy is stored in the boost inductor 104. Thereafter, when the switching element 105 is turned off, the energy stored in the boost inductor 104 is released. As a result, the voltage on the output side of the current path of the boost inductor 104 rises and is supplied to the output terminal 112 through the diode 106. As a result, the output voltage Vout becomes higher than the input voltage Vin. The output voltage Vout at this time is given by the aforementioned equation (1).

上述のように出力電圧Ｖｏｕｔが発生すると、オン状態にあるスイッチ１１０を通じて出力電圧Ｖｏｕｔが出力コンデンサ１０９に印加され、出力コンデンサ１０９が充電される。この場合、抵抗素子１０８は顕在化しないので、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９は出力電圧Ｖｏｕｔとほぼ等しくなる。このため、制御部１１１によりスイッチ１１０はオン状態に維持される。この場合、抵抗素子１０８の両端間がスイッチ１１０により短絡された状態に維持されるため、出力コンデンサ１０９が抵抗素子１０８の影響を受けることなく出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。また、この場合、抵抗素子１０８はスイッチ１１０により短絡されるため、抵抗素子１０８による電力損失は発生しない。 When the output voltage Vout is generated as described above, the output voltage Vout is applied to the output capacitor 109 through the switch 110 in the on state, and the output capacitor 109 is charged. In this case, since the resistance element 108 does not become apparent, the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes substantially equal to the output voltage Vout. For this reason, the switch 110 is maintained in the ON state by the control unit 111. In this case, since both ends of the resistance element 108 are kept short-circuited by the switch 110, the output capacitor 109 smoothes the output voltage Vout without being affected by the resistance element 108. In this case, since the resistance element 108 is short-circuited by the switch 110, no power loss due to the resistance element 108 occurs.

次に、図２に示す時刻ｔ１で、直流電源ＤＣが一時的に消失し、入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生すると、出力コンデンサ１０９が負荷Ｚにより放電され、出力電圧Ｖｏｕｔが徐々に低下する。入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する前の時刻ｔ２では、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａにまで低下している。入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生しても、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する時刻ｔ３までの期間ＴＡにおいて、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低くならない限り、制御部１１１によりスイッチ１１０はオン状態に維持され、抵抗素子１０８がスイッチ１１０により短絡される。このため、入力電圧Ｖｉｎの瞬断中に抵抗素子１０８による電力損失は発生しない。 Next, at time t1 shown in FIG. 2, when the DC power source DC temporarily disappears and an instantaneous interruption of the input voltage Vin occurs, the output capacitor 109 is discharged by the load Z, and the output voltage Vout gradually decreases. At time t2 before the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption, the output voltage Vout has decreased to the specified value Va of the input voltage Vin. Even if an instantaneous interruption of the input voltage Vin occurs, a switch is performed by the control unit 111 as long as the voltage V109 of the output capacitor 109 does not become lower than the input voltage Vin in a period TA until time t3 when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption. 110 is kept on, and the resistance element 108 is short-circuited by the switch 110. For this reason, power loss due to the resistance element 108 does not occur during the instantaneous interruption of the input voltage Vin.

続いて、時刻ｔ３で、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復すると、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも高くなり、相対的に、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなる。このため、突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する条件が満足され、直流電源ＤＣからダイオード１０７を通じて突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する。この場合、制御部１１１のコンパレータ１１１Ａは、即座に正の電圧信号ＳＶ１を出力してスイッチ１１０をオフ状態に制御する。これにより抵抗素子１０８が出力コンデンサ１０９の充放電経路上に顕在化する。このため、出力コンデンサ１０９に流れ込む突入電流Ｉｒｕｓｈが抵抗素子１０８により抑制される。制御部１１１は、入力電圧Ｖｉｎが回復する時刻ｔ３から、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎ以上になる時刻ｔ４までの期間ＴＢの間、スイッチ１１０をオフ状態に制御して、抵抗素子１０８により突入電流Ｉｒｕｓｈを抑制する。 Subsequently, when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption at time t3, the input voltage Vin becomes higher than the output voltage Vout, and the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes relatively lower than the input voltage Vin. For this reason, the conditions for generating the inrush current Irush are satisfied, and the inrush current Irush is generated from the DC power source DC through the diode 107. In this case, the comparator 111A of the control unit 111 immediately outputs the positive voltage signal SV1 to control the switch 110 to the off state. As a result, the resistance element 108 becomes apparent on the charge / discharge path of the output capacitor 109. For this reason, the inrush current Irush flowing into the output capacitor 109 is suppressed by the resistance element 108. The control unit 111 controls the switch 110 to be in an OFF state during a period TB from time t3 when the input voltage Vin recovers to time t4 when the output voltage Vout becomes equal to or higher than the input voltage Vin, and the inrush current is generated by the resistance element 108. Suppresses Irush.

また、時刻ｔ３で入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復すると、昇圧インダクタ１０４による昇圧動作が回復し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇を開始する。時刻ｔ４で、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎ以上になり、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上になると、制御部１１１は、スイッチ１１０をオン状態に戻す。これにより、再び抵抗素子１０８の両端間がスイッチ１１０により短絡され、出力コンデンサ１０９がスイッチ１１０を介してダイオード１０６のカソード（出力端子１１２）に接続された状態となる。また、時刻ｔ４で出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上になると、突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する条件は満足されなくなる。この時刻ｔ４以降では、スイッチ１１０がオン状態に戻されるので、出力コンデンサ１０９の充放電に寄与する電流が過剰に抑制されることがなくなる。 Further, when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption at the time t3, the boosting operation by the boosting inductor 104 is recovered, and the output voltage Vout starts increasing. When the output voltage Vout becomes equal to or higher than the input voltage Vin at time t4 and the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes equal to or higher than the input voltage Vin, the control unit 111 returns the switch 110 to the on state. As a result, both ends of the resistance element 108 are again short-circuited by the switch 110, and the output capacitor 109 is connected to the cathode (output terminal 112) of the diode 106 via the switch 110. Further, when the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes equal to or higher than the input voltage Vin at time t4, the condition for generating the inrush current Irush is not satisfied. After this time t4, the switch 110 is returned to the ON state, so that the current that contributes to charging / discharging of the output capacitor 109 is not excessively suppressed.

上述したように、第１実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎの瞬断時に、入力電圧Ｖｉｎが出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９よりも低いという条件が満足された場合にのみ制御部１１１がスイッチ１１０をオフ状態に制御し、出力コンデンサ１０９の充放電経路上に抵抗素子１０８を顕在化させるので、平滑用の出力コンデンサ１０９の充放電に寄与する電流を過剰に制限することなく、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する際に発生する突入電流Ｉｒｕｓｈを抑制することができる。
また、入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生していない通常動作では、抵抗素子１０８の両端間がスイッチ１１０により短絡されるので、抵抗素子１０８による電力損失の発生を防止することができる。
なお、第１実施形態では、ダイオード１０６のカソードとコモン端子１０２との間に、抵抗素子１０８と出力コンデンサ１０９とを直列接続しているが、これらの位置を入れ替えてもよい。この場合、スイッチ１１０として、例えばサイリスタやＦＥＴ(Field Effect Transistor)などの半導体スイッチを用いてもよい。 As described above, according to the first embodiment, when the input voltage Vin is momentarily interrupted, the control unit 111 switches the switch 110 only when the condition that the input voltage Vin is lower than the voltage V109 of the output capacitor 109 is satisfied. Since the resistance element 108 is manifested on the charging / discharging path of the output capacitor 109 by controlling to the off state, the input voltage Vin is instantaneously limited without excessively limiting the current contributing to charging / discharging of the smoothing output capacitor 109. The inrush current Irush generated when recovering from the disconnection can be suppressed.
Further, in the normal operation in which the instantaneous interruption of the input voltage Vin does not occur, both ends of the resistance element 108 are short-circuited by the switch 110, so that the generation of power loss by the resistance element 108 can be prevented.
In the first embodiment, the resistance element 108 and the output capacitor 109 are connected in series between the cathode of the diode 106 and the common terminal 102. However, these positions may be switched. In this case, for example, a semiconductor switch such as a thyristor or FET (Field Effect Transistor) may be used as the switch 110.

・第１変形例
上述の第１実施形態では、時刻ｔ３で入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復し、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも高くなり、相対的に、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなったときに突入電流Ｉｒｕｓｈが発生するものとしているが、実際には、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎより低くなっても、ダイオード１０７を通る電流経路上に抵抗成分やインダクタ成分等が存在するため、即座には突入電流Ｉｒｕｓｈは発生しない。このため、スイッチ１１０をオフさせるタイミングを多少遅らせてもよい。 First Modification In the first embodiment described above, the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption at time t3, the input voltage Vin becomes higher than the output voltage Vout, and the voltage V109 of the output capacitor 109 is relatively input. The inrush current Irush is generated when the voltage Vin becomes lower than the voltage Vin. However, actually, even if the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes lower than the input voltage Vin, a resistance component is present on the current path through the diode 107. Inrush current Irush does not occur immediately because there is an inductor component or the like. For this reason, the timing at which the switch 110 is turned off may be somewhat delayed.

例えば、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する際に、入力電圧Ｖｉｎが出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９よりも或る一定の電圧だけ高くなった時点でスイッチ１１０をオフ状態に制御してもよい。この場合、入力電圧Ｖｉｎが電圧Ｖ１０９よりも或る一定の電圧だけ高い電圧に到達するまでの時間、スイッチ１１０をオフさせるタイミングが遅れる。このようにスイッチ１１０をオフさせるタイミングを遅らせれば、その分、出力コンデンサ１０９から負荷Ｚに対する負荷電流の供給を継続することができる。このため、スイッチ１１０がオフ状態となることにより負荷電流が減少する期間を短縮することができる。 For example, when the input voltage Vin recovers from an instantaneous interruption, the switch 110 may be controlled to be turned off when the input voltage Vin becomes higher than the voltage V109 of the output capacitor 109 by a certain voltage. In this case, the timing for turning off the switch 110 is delayed until the input voltage Vin reaches a voltage higher than the voltage V109 by a certain voltage. If the timing for turning off the switch 110 is delayed in this way, the supply of the load current from the output capacitor 109 to the load Z can be continued accordingly. For this reason, the period during which the load current decreases when the switch 110 is turned off can be shortened.

・第２変形例
上述の第１実施形態では、時刻ｔ４で出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上になったときにスイッチ１１０をオン状態に戻すものとしたが、実際には、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低くても、その差分が充分に小さければ、実質的に突入電流は形成されない。このため、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎ以上になる前にスイッチ１１０をオン状態に制御し、スイッチ１１０をオンさせるタイミングを多少早めてもよい。即ち、実質的に突入電流を発生させないときの平滑用コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとの差電圧分だけ、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎよりも低い状態でスイッチ１１０をオン状態に制御してもよい。 Second Modification In the first embodiment described above, the switch 110 is returned to the ON state when the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes equal to or higher than the input voltage Vin at time t4. Even if the voltage V109 of 109 is lower than the input voltage Vin, if the difference is sufficiently small, an inrush current is not substantially formed. Therefore, the switch 110 may be controlled to be turned on before the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes equal to or higher than the input voltage Vin, and the timing for turning on the switch 110 may be slightly advanced. That is, the switch 110 is turned on when the voltage V109 of the output capacitor 109 is lower than the input voltage Vin by the difference voltage between the voltage V109 of the smoothing capacitor 109 and the input voltage Vin when substantially no inrush current is generated. You may control to.

例えば、入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａよりも上記差電圧分だけ低い電圧を閾値として設定し、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が上記閾値にまで回復した時点でスイッチ１１０をオン状態に戻してもよい。この場合、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が上記閾値から入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａにまで上昇するのに要する時間だけ、スイッチ１１０をオンさせるタイミングが早くなる。このようにスイッチ１１０をオンさせるタイミングを早めれば、その分、出力コンデンサ１０９から負荷Ｚに対する負荷電流の供給を早く実施することができる。このため、スイッチ１１０がオフ状態となることにより負荷電流が減少する期間を短縮することができる。 For example, a voltage lower than the specified value Va of the input voltage Vin by the difference voltage may be set as a threshold value, and the switch 110 may be returned to the on state when the voltage V109 of the output capacitor 109 has recovered to the threshold value. In this case, the timing for turning on the switch 110 is advanced by the time required for the voltage V109 of the output capacitor 109 to rise from the threshold value to the specified value Va of the input voltage Vin. If the timing for turning on the switch 110 is advanced in this manner, the supply of the load current from the output capacitor 109 to the load Z can be performed earlier. For this reason, the period during which the load current decreases when the switch 110 is turned off can be shortened.

・変形例の組み合わせ
上述の第１変形例と第２変形例を組み合わせてもよい。即ち、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する際に、入力電圧Ｖｉｎが出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９よりも或る一定の電圧だけ高くなった時点でスイッチ１１０をオフ状態に制御し、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａよりも低い電圧に設定された上記閾値にまで回復した時点でスイッチ１１０をオン状態に戻してもよい。これにより、出力コンデンサ１０９から負荷Ｚに対する負荷電流が減少する期間をいっそう短縮することができる。 -Combination of modified examples The first modified example and the second modified example described above may be combined. That is, when the input voltage Vin recovers from the momentary interruption, the switch 110 is controlled to be turned off when the input voltage Vin becomes higher than the voltage V109 of the output capacitor 109 by a certain voltage. The switch 110 may be returned to the ON state when the voltage V109 recovers to the threshold value set to a voltage lower than the specified value Va of the input voltage Vin. As a result, the period during which the load current from the output capacitor 109 to the load Z decreases can be further shortened.

なお、上述の各変形例において、スイッチ１１０をオフさせるタイミングを遅らせる手法、あるいはスイッチ１１０をオンさせるタイミングを早める手法として、例えば、制御部１１１を構成するコンパレータ１１１Ａの入出力特性にヒステリシスまたはオフセットを設ける手法があるが、この例に限定されず、任意の手法を用いることができる。 In each of the above-described modifications, as a method for delaying the timing for turning off the switch 110 or a method for speeding up the timing for turning on the switch 110, for example, hysteresis or offset is applied to the input / output characteristics of the comparator 111A constituting the control unit 111. However, the present invention is not limited to this example, and an arbitrary method can be used.

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
上述の第１実施形態では、時刻ｔ３で突入電流Ｉｒｕｓｈが発生するタイミングと、スイッチ１１０がオフ状態に制御されるタイミングがほぼ同じであるため、制御部１１１およびスイッチ１１０の動作遅延等の存在により、突入電流Ｉｒｕｓｈの一部がスイッチ１１０を通じて出力コンデンサ１０９に流れ込む場合が起こり得る。第２実施形態では、このような場合を回避しつつ、スイッチ１１０がオフ状態に制御されている期間内に、出力コンデンサ１０９から負荷Ｚへ負荷電流を供給することを可能とする。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the first embodiment described above, the timing at which the inrush current Irush is generated at time t3 and the timing at which the switch 110 is controlled to be in the OFF state are substantially the same. In some cases, a part of the inrush current Irush flows into the output capacitor 109 through the switch 110. In the second embodiment, it is possible to supply a load current from the output capacitor 109 to the load Z within a period in which the switch 110 is controlled to be in an OFF state while avoiding such a case.

図３は、本発明の第２実施形態による電源装置２００の構成の一例を概略的に示す回路図である。
電源装置２００は、上述の第１実施形態による図１に示す電源装置１００の構成において、ダイオード（整流素子）２０１を更に備えると共に、制御部１１１に代えて制御部２０２を備える。ダイオード２０１は、スイッチ１１０がオフ状態にある場合、出力コンデンサ１０９から負荷Ｚに負荷電流を供給するためのものである。ダイオード２０１は、出力コンデンサ１０９の放電電流を順方向電流とするように、抵抗素子１０８（電流制限素子）と並列接続されている。即ち、ダイオード２０１のカソードは、抵抗素子１０８の一端が接続されたダイオード１０６のカソードに接続され、ダイオード２０１のアノードは、抵抗素子１０８とコンデンサ１０９との間の接続点に接続されている。 FIG. 3 is a circuit diagram schematically showing an example of the configuration of the power supply device 200 according to the second embodiment of the present invention.
The power supply apparatus 200 further includes a diode (rectifying element) 201 and a control unit 202 instead of the control unit 111 in the configuration of the power supply apparatus 100 shown in FIG. 1 according to the first embodiment described above. The diode 201 is for supplying a load current from the output capacitor 109 to the load Z when the switch 110 is in the OFF state. The diode 201 is connected in parallel with the resistance element 108 (current limiting element) so that the discharge current of the output capacitor 109 is a forward current. That is, the cathode of the diode 201 is connected to the cathode of the diode 106 to which one end of the resistance element 108 is connected, and the anode of the diode 201 is connected to the connection point between the resistance element 108 and the capacitor 109.

制御部２０２は、第１実施形態の制御部１１１と同様に入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する際にスイッチ１１０をオフ状態に制御するものであるが、入力電圧Ｖｉｎの回復を早期に検出（予測）する機能を有する点で制御部１１１と異なる。例えば、制御部２０２は、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９と入力電圧Ｖｉｎとの差分の変化の傾向から、入力電圧Ｖｉｎの回復を検出する。または、例えば、制御部２０２は、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復するときの入力電圧Ｖｉｎの波形のスロープから、入力電圧Ｖｉｎの回復を検出する。このような検出機能を有することにより、制御部２０２は、入力電圧Ｖｉｎが瞬断からの回復したことを早期に検出する。
その他の構成は第１実施形態の電源装置１００と同様である。 Similar to the control unit 111 of the first embodiment, the control unit 202 controls the switch 110 to be turned off when the input voltage Vin recovers from a momentary interruption, but detects the recovery of the input voltage Vin at an early stage ( It differs from the control unit 111 in that it has a function of predicting. For example, the control unit 202 detects the recovery of the input voltage Vin from the tendency of change in the difference between the voltage V109 of the output capacitor 109 and the input voltage Vin. Alternatively, for example, the control unit 202 detects the recovery of the input voltage Vin from the slope of the waveform of the input voltage Vin when the input voltage Vin recovers from an instantaneous interruption. By having such a detection function, the control unit 202 detects early that the input voltage Vin has recovered from the instantaneous interruption.
Other configurations are the same as those of the power supply apparatus 100 of the first embodiment.

次に、第２実施形態による電源装置２００の動作を説明する。
ここでは、第２実施形態の特徴部であるダイオード２０１と制御部２０２に着目して電源装置２００の動作を説明する。
図４は、本発明の第２実施形態による電源装置２００の動作の一例を説明するための波形図であり、上述の第１実施形態の図２の一部を拡大した図である。図２に示す時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間の波形は、図４では、時刻ｔ３ａから時刻ｔ４の期間の波形として時間軸方向に拡大されている。 Next, the operation of the power supply apparatus 200 according to the second embodiment will be described.
Here, the operation of the power supply apparatus 200 will be described by paying attention to the diode 201 and the control unit 202 which are characteristic parts of the second embodiment.
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining an example of the operation of the power supply apparatus 200 according to the second embodiment of the present invention, and is an enlarged view of a part of FIG. 2 of the first embodiment described above. The waveform of the period from time t3 to time t4 shown in FIG. 2 is expanded in the time axis direction as the waveform of the period from time t3a to time t4 in FIG.

図４に示す時刻ｔ３ａにおいて入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復し、上昇を開始する。このとき、時刻ｔ３ａを境界として、入力電圧Ｖｉｎと出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９との差電圧の変化の傾向が異なったものになる。例えば、図４の例では、時刻ｔ３ａ以前の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧の変化量が、時刻ｔ３以降の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧の変化量と異なる。制御部２０２は、このような差電圧の変化の傾向等から入力電圧Ｖｉｎの回復を検出する。 At time t3a shown in FIG. 4, the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption and starts to rise. At this time, the difference voltage changes between the input voltage Vin and the voltage V109 of the output capacitor 109 at different times t3a. For example, in the example of FIG. 4, the amount of change in the difference voltage between the input voltage Vin and the output voltage Vout before time t3a is different from the amount of change in the difference voltage between the input voltage Vin and the output voltage Vout after time t3. The control unit 202 detects the recovery of the input voltage Vin from such a tendency of the difference voltage change.

制御部２０２は、時刻ｔ３ａにおいて入力電圧Ｖｉｎの回復を検出すると、正の電圧信号ＳＶ２をスイッチ１１０に出力し、スイッチ１１０をオフ状態に制御する。これにより、ダイオード１０６のカソードと出力コンデンサ１０９との間の経路上に抵抗素子１０８が顕在化する。この後、時刻ｔ３ｂにおいて突入電流Ｉｒｕｓｈが発生すると、この突入電流Ｉｒｕｓｈは、スイッチ１１０には流れ込まず、抵抗素子１０８を通じて出力コンデンサ１０９に流れ込む。このとき、突入電流Ｉｒｕｓｈは、第１実施形態と同様に、抵抗素子１０８により減衰され、抑制される。 When detecting the recovery of the input voltage Vin at time t3a, the control unit 202 outputs a positive voltage signal SV2 to the switch 110, and controls the switch 110 to be in an OFF state. As a result, the resistance element 108 becomes apparent on the path between the cathode of the diode 106 and the output capacitor 109. Thereafter, when an inrush current Irush occurs at time t3b, the inrush current Irush does not flow into the switch 110 but flows into the output capacitor 109 through the resistance element 108. At this time, the inrush current Irush is attenuated and suppressed by the resistance element 108 as in the first embodiment.

ここで、第２実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも低くなる時刻ｔ３ｂよりも前の時刻ｔ３ａ付近で制御部２０２が入力電圧Ｖｉｎの回復を早期に検出するので、仮に制御部２０２およびスイッチ１１０に動作遅延等が存在したとしても、突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する前にスイッチ１１０を安定的にオフ状態に制御することができる。従って、抵抗素子１０８により突入電流Ｉｒｕｓｈを有効に抑制することが可能になる。 Here, in the second embodiment, the control unit 202 detects the recovery of the input voltage Vin early in the vicinity of the time t3a before the time t3b when the output voltage Vout becomes lower than the input voltage Vin. Even if there is an operation delay or the like in the switch 110, the switch 110 can be stably controlled to be turned off before the inrush current Irush is generated. Therefore, the inrush current Irush can be effectively suppressed by the resistance element 108.

また、第２実施形態によれば、時刻ｔ３ａから時刻ｔ４までの期間ＴＢの間、スイッチ１１０がオフ状態に制御されても、ダイオード１０８が出力コンデンサ１０９の放電経路を形成するため、時刻ｔ３ａから突入電流Ｉｒｕｓｈが発生するまでの時刻ｔ３ｂまでの期間ＴＣにおいてダイオード２０１を通じて出力コンデンサ１０９から負荷Ｚに負荷電流を供給することができる。即ち、時刻ｔ３ａから時刻ｔ３ｂまでの期間ＴＣにおいて出力コンデンサ１０９が負荷Ｚの補助電源として機能する。また、例えば入力電圧Ｖｉｎや電圧Ｖ１０９のリップル等により、時刻ｔａよりも前に制御部２０２がスイッチ１１０をオフ状態に制御したとしても、同様にダイオード２０１を通じて出力コンデンサ１０９から負荷Ｚへ負荷電流が供給される。従って、第２実施形態によれば、負荷Ｚの負荷電流の途絶を最小限に抑えることができる。 In addition, according to the second embodiment, since the diode 108 forms a discharge path of the output capacitor 109 even during the period TB from time t3a to time t4, even if the switch 110 is controlled to be in the OFF state, from time t3a The load current can be supplied from the output capacitor 109 to the load Z through the diode 201 in the period TC until the time t3b until the inrush current Irush is generated. That is, the output capacitor 109 functions as an auxiliary power source for the load Z in the period TC from time t3a to time t3b. Further, even if the control unit 202 controls the switch 110 to be in the OFF state before the time ta due to, for example, the ripple of the input voltage Vin or the voltage V109, the load current is similarly transferred from the output capacitor 109 to the load Z through the diode 201. Supplied. Therefore, according to the second embodiment, the interruption of the load current of the load Z can be minimized.

また、第２実施形態によれば、時刻ｔ３ｂにおいて突入電流Ｉｒｕｓｈが発生した場合、ダイオード２０１は逆方向にバイアスされるので、突入電流Ｉｒｕｓｈがダイオード２０１を通じて出力コンデンサ１０９に流れ込むことはない。このため、ダイオード２０１が抵抗素子１０８による突入電流Ｉｒｕｓｈの抑制効果を阻害することがない。従って、第２実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎの瞬断に伴う負荷電流の途絶を最小限に抑えつつ、突入電流Ｉｒｕｓｈを有効に抑制することが可能になる。
その他の動作は第１実施形態の電源装置１００と同様である。 According to the second embodiment, when the inrush current Irush occurs at time t3b, the diode 201 is biased in the reverse direction, so that the inrush current Irush does not flow into the output capacitor 109 through the diode 201. For this reason, the diode 201 does not hinder the effect of suppressing the inrush current Irush by the resistance element 108. Therefore, according to the second embodiment, the inrush current Irush can be effectively suppressed while minimizing the interruption of the load current due to the instantaneous interruption of the input voltage Vin.
Other operations are the same as those of the power supply device 100 of the first embodiment.

上述したように、第２実施形態によれば、第１実施形態による効果に加え、ダイオード２０１を備えたことにより、負荷Ｚの負荷電流の途絶を最小限に抑えることができる。
また、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する際、突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する前にスイッチ１１０を安定的にオフさせることができるので、出力コンデンサ１０９に流れ込む過大な電流を有効に抑制することができる。 As described above, according to the second embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the provision of the diode 201 makes it possible to minimize the interruption of the load current of the load Z.
Further, when the input voltage Vin recovers from an instantaneous interruption, the switch 110 can be stably turned off before the inrush current Irush is generated, so that an excessive current flowing into the output capacitor 109 can be effectively suppressed. .

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態を説明する。
図５に、本発明の第３実施形態による電源装置３００の構成の一例を概略的に示す。
電源装置３００は、上述の第１実施形態による図１に示す電源装置１００の構成において、第２実施形態による電源装置２００が備えるダイオード２０１を更に備えると共に、制御部１１１に代えて制御部３０１を備えている。制御部３０１は、スイッチ１１０のオン／オフ状態を制御するためのものであり、記憶部３０１１とコンパレータ３０１２とを備えて構成される。記憶部３０１１には、入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａ（例えば、入力電圧Ｖｉｎの振幅の上限値）が格納されている。記憶部３０１１に格納された規定値Ｖａは、コンパレータ３０１２の負入力部（−）に供給される。コンパレータ３０１２の非反転入力部（＋）は、抵抗素子１０８と出力コンデンサ１０９との間の接続点に接続されている。コンパレータ３０１２の出力部は上述のスイッチ１１０の正入力部（＋）に接続されている。 (Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 schematically shows an example of the configuration of the power supply apparatus 300 according to the third embodiment of the present invention.
The power supply apparatus 300 further includes a diode 201 included in the power supply apparatus 200 according to the second embodiment in the configuration of the power supply apparatus 100 illustrated in FIG. 1 according to the first embodiment described above, and includes a control unit 301 instead of the control unit 111. I have. The control unit 301 is for controlling the on / off state of the switch 110, and includes a storage unit 3011 and a comparator 3012. The storage unit 3011 stores a specified value Va of the input voltage Vin (for example, an upper limit value of the amplitude of the input voltage Vin). The specified value Va stored in the storage unit 3011 is supplied to the negative input unit (−) of the comparator 3012. A non-inverting input part (+) of the comparator 3012 is connected to a connection point between the resistance element 108 and the output capacitor 109. The output part of the comparator 3012 is connected to the positive input part (+) of the switch 110 described above.

コンパレータ３０１２は、出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａよりも小さい場合、コモン端子１０２の電圧を基準にして正の電圧信号ＳＶ３をスイッチ１１０の正入力部（＋）に出力する。この場合、スイッチ１１０の正入力部（＋）と負入力部（−）との間の励磁コイルが通電され、スイッチ１１０が開いた状態（オフ状態）に制御される。それ以外の場合、即ち、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が規定値Ｖａ以上である場合、コンパレータ３０１２は、コモン端子１０２の電圧を出力する。この場合、スイッチ１１０の正入力部（＋）と負入力部（−）との間の励磁コイルは通電されず、スイッチ１１０は閉じた状態（オン状態）となる。その他の構成は、第１実施形態と同様である。
なお、第３実施形態では、ダイオード２０１と制御部３０１以外の構成を第１実施形態の構成と同様のものとしているが、制御部３０１以外の構成を第２実施形態と同様のものとしてもよい。 When the voltage V109 between the electrodes of the output capacitor 109 is smaller than the specified value Va of the input voltage Vin, the comparator 3012 outputs the positive voltage signal SV3 with reference to the voltage of the common terminal 102 as the positive input portion (+) of the switch 110. Output to. In this case, the exciting coil between the positive input portion (+) and the negative input portion (−) of the switch 110 is energized, and the switch 110 is controlled to be in an open state (off state). In other cases, that is, when the voltage V109 of the output capacitor 109 is equal to or higher than the specified value Va, the comparator 3012 outputs the voltage of the common terminal 102. In this case, the exciting coil between the positive input portion (+) and the negative input portion (−) of the switch 110 is not energized, and the switch 110 is closed (on state). Other configurations are the same as those of the first embodiment.
In the third embodiment, the configuration other than the diode 201 and the control unit 301 is the same as that of the first embodiment, but the configuration other than the control unit 301 may be the same as that of the second embodiment. .

次に、第３実施形態による電源装置３００の動作を説明する。
図６は、本発明の第３実施形態による電源装置３００の動作の一例を説明するための波形図である。
ここでは、第３実施形態の特徴部である制御部３０１に着目して電源装置３００の動作を説明する。 Next, the operation of the power supply device 300 according to the third embodiment will be described.
FIG. 6 is a waveform diagram for explaining an example of the operation of the power supply apparatus 300 according to the third embodiment of the present invention.
Here, the operation of the power supply apparatus 300 will be described focusing on the control unit 301 which is a characteristic part of the third embodiment.

前述の第１実施形態では、出力コンデンサ１０９の電極間の電圧Ｖ１０９が実際の入力電圧Ｖｉｎよりも低くなった場合に制御部１１１がスイッチ１１０をオフ状態に制御したが、第３実施形態では、制御部３０１は、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が、入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａよりも低くなった場合に制御部１１１がスイッチ１１０をオフ状態に制御する。図６に示す例では、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９は、入力電圧Ｖｉｎの瞬断が発生した時刻ｔ１の後、入力電圧Ｖｉｎが瞬断から回復する時刻ｔ３の前の時刻ｔ２において規定値Ｖａに到達している。このため、制御部３０１は、時刻ｔ２から、入力電圧Ｖｉｎが規定値Ｖａ以上にまで回復する時刻ｔ４までの期間ＴＤの間、正の電圧信号ＳＶ３を出力し、スイッチ１１０をオフ状態に制御する。 In the first embodiment described above, when the voltage V109 between the electrodes of the output capacitor 109 is lower than the actual input voltage Vin, the control unit 111 controls the switch 110 to be in an off state. In the third embodiment, however, In the control unit 301, when the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes lower than the specified value Va of the input voltage Vin, the control unit 111 controls the switch 110 to be turned off. In the example shown in FIG. 6, the voltage V109 of the output capacitor 109 is set to the specified value Va at time t2 before time t3 when the input voltage Vin recovers from the instantaneous interruption after time t1 when the instantaneous interruption of the input voltage Vin occurs. Has reached. For this reason, the control unit 301 outputs the positive voltage signal SV3 and controls the switch 110 in the OFF state during a period TD from time t2 to time t4 when the input voltage Vin recovers to the specified value Va or higher. .

第３実施形態によれば、出力コンデンサ１０９の電圧Ｖ１０９が入力電圧Ｖｉｎの規定値Ｖａよりも低くなった時点でスイッチ１１０をオフ状態に制御するので、上述の第２実施形態に比較して、スイッチ１１０を更に早期にオフ状態に制御して抵抗素子１０８を顕在化させることができる。このため、よりいっそう安定的に突入電流Ｉｒｕｓｈを抑制することが可能になる。また、第３実施形態によれは、時刻ｔ２においてスイッチ１１０がオフ状態に制御されてから突入電流Ｉｒｕｓｈが発生するまでの時刻ｔ３までの期間ＴＥの間、ダイオード２０１が出力コンデンサ１０９の放電経路を形成する。このため、期間ＴＥにおいて負荷Ｚに負荷電流を供給することができ、第２実施形態と同様に負荷電流の途絶を最小限に抑えることができる。 According to the third embodiment, since the switch 110 is controlled to be turned off when the voltage V109 of the output capacitor 109 becomes lower than the specified value Va of the input voltage Vin, compared with the second embodiment described above, The resistance element 108 can be made apparent by controlling the switch 110 to be turned off earlier. For this reason, it becomes possible to suppress the inrush current Irush more stably. Further, according to the third embodiment, during the period TE from time t2 when the switch 110 is controlled to be turned off at time t2 to time t3 until the inrush current Irush is generated, the diode 201 moves the discharge path of the output capacitor 109. Form. For this reason, the load current can be supplied to the load Z in the period TE, and the interruption of the load current can be minimized as in the second embodiment.

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態を説明する。
図７は、本発明の第４実施形態による電源装置４００の構成の一例を概略的に示す回路図である。
電源装置４００は、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。具体的には、電源装置４００は、入力端子４０１，４０２、ダイオード４０３、入力コンデンサ４０４、トランス４０５、スイッチング素子４０６、ダイオード４０７、出力コンデンサ４０８、出力端子４０９，４１０を備えると共に、上述の第２実施形態による電源装置２００と同様に、抵抗素子１０８、ダイオード２０１、スイッチ１１０、制御部１１１を備えている。 (Fourth embodiment)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 is a circuit diagram schematically showing an example of the configuration of the power supply apparatus 400 according to the fourth embodiment of the present invention.
The power supply apparatus 400 is configured as a flyback DC / DC converter. Specifically, the power supply apparatus 400 includes input terminals 401 and 402, a diode 403, an input capacitor 404, a transformer 405, a switching element 406, a diode 407, an output capacitor 408, and output terminals 409 and 410, and the second terminal described above. Similar to the power supply device 200 according to the embodiment, the resistor device 108, the diode 201, the switch 110, and the control unit 111 are provided.

入力端子４０１には、ダイオード４０３のアノードが接続され、ダイオード４０３のカソードにはトランス４０５の一次巻線の一端が接続されている。トランス４０５の一次巻線の他端には、スイッチング素子４０６のドレインが接続され、そのソースは入力端子４０２に接続されている。トランスＴの二次巻線の一端にはダイオード４０７のアノードが接続され、そのカソードは出力端子４０９に接続されている。トランスＴの二次巻線の他端には出力端子４１０が接続されており、出力端子４０９と出力端子４１０との間には、出力コンデンサ４０８が接続されている。 The input terminal 401 is connected to the anode of the diode 403, and the cathode of the diode 403 is connected to one end of the primary winding of the transformer 405. The other end of the primary winding of the transformer 405 is connected to the drain of the switching element 406 and its source is connected to the input terminal 402. One end of the secondary winding of the transformer T is connected to the anode of a diode 407, and the cathode is connected to the output terminal 409. An output terminal 410 is connected to the other end of the secondary winding of the transformer T, and an output capacitor 408 is connected between the output terminal 409 and the output terminal 410.

第４実施形態では、制御部１１１のコンパレータ１１１Ａの正入力部（＋）は、抵抗素子１０８と入力コンデンサ４０４との間の接続点に接続され、コンパレータ１１１Ａの負入力部（−）は入力端子４０１に接続され、コンパレータ１１１Ａの出力部にはスイッチ１１０の正入力部（＋）が接続されている。また、スイッチ１１０の負入力部（−）は入力端子４０２に接続されている。また、抵抗素子１０８の一端はダイオード４０３のカソードに接続され、抵抗素子１０８の他端は入力コンデンサ４０４の一方の電極に接続されている。入力コンデンサの他方の電極は入力端子４０２に接続されている。 In the fourth embodiment, the positive input unit (+) of the comparator 111A of the control unit 111 is connected to the connection point between the resistance element 108 and the input capacitor 404, and the negative input unit (−) of the comparator 111A is the input terminal. 401, the positive input (+) of the switch 110 is connected to the output of the comparator 111A. Further, the negative input portion (−) of the switch 110 is connected to the input terminal 402. One end of the resistance element 108 is connected to the cathode of the diode 403, and the other end of the resistance element 108 is connected to one electrode of the input capacitor 404. The other electrode of the input capacitor is connected to the input terminal 402.

第４実施形態による電源装置４００によれば、入力コンデンサ４０４の電極間の電圧Ｖ４０４が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなった場合、制御部１１１は、第２実施形態と同様にスイッチ１１０をオフ状態に制御し、抵抗素子１０８を入力コンデンサ４０４の充放電経路上に顕在化させる。抵抗素子１０８による突入電流の抑制と、ダイオード２０１による負荷電流の供給については、第２実施形態と同様に説明される。従って、第４実施形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての電源装置４００において、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。
なお、第４実施形態では、フライバック方式のＤＣ／ＤＣコンバータとして電源装置４００を構成したが、フォワード方式のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成してもよく、その回路形式は任意である。
また、第４実施形態では、突入電流を抑制するための構成として、第２実施形態と同様の構成を採用しているが、第１実施形態または第３実施形態と同様の構成を採用してもよい。 According to the power supply apparatus 400 according to the fourth embodiment, when the voltage V404 between the electrodes of the input capacitor 404 becomes lower than the input voltage Vin, the control unit 111 turns off the switch 110 as in the second embodiment. And the resistance element 108 is exposed on the charge / discharge path of the input capacitor 404. The suppression of the inrush current by the resistance element 108 and the supply of the load current by the diode 201 will be described as in the second embodiment. Therefore, according to the fourth embodiment, the same effect as that of the second embodiment can be obtained in the power supply apparatus 400 as a DC / DC converter.
In the fourth embodiment, the power supply device 400 is configured as a flyback DC / DC converter. However, the power supply device 400 may be configured as a forward DC / DC converter, and the circuit format is arbitrary.
Moreover, in 4th Embodiment, although the structure similar to 2nd Embodiment is employ | adopted as a structure for suppressing an inrush current, the structure similar to 1st Embodiment or 3rd Embodiment is employ | adopted. Also good.

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態を説明する。
図８は、本発明の第５実施形態による電源装置５００の構成の一例を概略的に示す回路図である。
電源装置５００は、入力電圧Ｖｉｎの上限値が出力電圧Ｖｏｕｔと同じになるＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。具体的には、電源装置５００は、入力端子５０１、コモン端子５０２、ダイオード５０３、出力コンデンサ５０４、出力端子５０５を備えると共に、上述の第２実施形態による電源装置２００と同様に、抵抗素子１０８、ダイオード２０１、スイッチ１１０、制御部１１１を備えている。電源装置５００は、第２実施形態による電源装置２００において昇圧チョッパ機能を省いたものに相当する。 (Fifth embodiment)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 is a circuit diagram schematically showing an example of the configuration of the power supply device 500 according to the fifth embodiment of the present invention.
The power supply device 500 is configured as a DC / DC converter in which the upper limit value of the input voltage Vin is the same as the output voltage Vout. Specifically, the power supply device 500 includes an input terminal 501, a common terminal 502, a diode 503, an output capacitor 504, and an output terminal 505. Similarly to the power supply device 200 according to the second embodiment described above, the resistance element 108, A diode 201, a switch 110, and a control unit 111 are provided. The power supply device 500 corresponds to the power supply device 200 according to the second embodiment in which the step-up chopper function is omitted.

入力端子５０１には、ダイオード５０３のアノードが接続され、ダイオード５０３のカソードには出力端子５０５が接続されている。また、ダイオード５０３のカソードとコモン端子５０２との間には、抵抗素子１０８と出力コンデンサ５０４とが直列接続されている。即ち、抵抗素子１０８の一端は、ダイオード５０３のカソードに接続され、抵抗素子１０８の他端は、出力コンデンサ５０４の一方の電極に接続され、出力コンデンサ５０４の他方の電極はコモン端子５０２に接続されている。第５実施形態では、制御部１１１のコンパレータ１１１Ａの正入力部（＋）は、抵抗素子１０８と出力コンデンサ５０４との間の接続点に接続され、コンパレータ１１１Ａの負入力部（−）はコモン端子５０２に接続され、コンパレータ１１１Ａの出力部はスイッチ１１０の正入力部（＋）に接続されている。また、スイッチ１１０の負入力部（−）はコモン端子５０２に接続されている。 An anode of a diode 503 is connected to the input terminal 501, and an output terminal 505 is connected to the cathode of the diode 503. A resistance element 108 and an output capacitor 504 are connected in series between the cathode of the diode 503 and the common terminal 502. That is, one end of the resistance element 108 is connected to the cathode of the diode 503, the other end of the resistance element 108 is connected to one electrode of the output capacitor 504, and the other electrode of the output capacitor 504 is connected to the common terminal 502. ing. In the fifth embodiment, the positive input portion (+) of the comparator 111A of the control unit 111 is connected to a connection point between the resistance element 108 and the output capacitor 504, and the negative input portion (−) of the comparator 111A is a common terminal. The output part of the comparator 111 </ b> A is connected to the positive input part (+) of the switch 110. Further, the negative input portion (−) of the switch 110 is connected to the common terminal 502.

第５実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎの上限値が出力電圧Ｖｏｕｔと同じになるＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する電源装置５００において、出力コンデンサ５０４の電極間の電圧Ｖ５０４が入力電圧Ｖｉｎよりも低くなった場合、制御部１１１は、第２実施形態と同様に、スイッチ１１０をオフ状態に制御し、抵抗素子１０８を出力コンデンサ５０４の充放電経路上に顕在化させる。抵抗素子１０８による突入電流の抑制と、ダイオード２０１による負荷電流の供給については、第２実施形態と同様に説明される。 According to the fifth embodiment, in the power supply device 500 that functions as a DC / DC converter in which the upper limit value of the input voltage Vin is the same as the output voltage Vout, the voltage V504 between the electrodes of the output capacitor 504 is lower than the input voltage Vin. In this case, as in the second embodiment, the control unit 111 controls the switch 110 to be in an OFF state, and causes the resistance element 108 to appear on the charge / discharge path of the output capacitor 504. The suppression of the inrush current by the resistance element 108 and the supply of the load current by the diode 201 will be described as in the second embodiment.

従って、第５実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎの上限値が出力電圧Ｖｏｕｔと同一となるＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する電源装置５００において、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第５実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎが直流以外の交流電圧である場合にも同様の効果を得ることができる。
なお、第５実施形態でも、突入電流を抑制するための構成として、第２実施形態と同様の構成を採用しているが、第１実施形態または第３実施形態と同様の構成を採用してもよい。 Therefore, according to the fifth embodiment, the same effect as that of the second embodiment can be obtained in the power supply device 500 that functions as a DC / DC converter in which the upper limit value of the input voltage Vin is the same as the output voltage Vout. Further, according to the fifth embodiment, the same effect can be obtained even when the input voltage Vin is an AC voltage other than DC.
In the fifth embodiment, the same configuration as that of the second embodiment is adopted as the configuration for suppressing the inrush current. However, the same configuration as that of the first embodiment or the third embodiment is adopted. Also good.

以上、本発明の第１実施形態から第５実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。 The first to fifth embodiments of the present invention have been described above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention. .

１００，２００，３００，４００，５００…電源装置
１０１，４０１，５０１…入力端子
１０２，４０２，５０２…コモン端子
１０３…電源スイッチ
１０４…昇圧インダクタ
１０５，４０６…スイッチング素子
１０６，１０７，２０１，４０３，４０７，５０３…ダイオード
１０８…抵抗素子
１０９，４０８，５０４…出力コンデンサ
１１０…スイッチ
１１１，２０２，３０１…制御部
１１１Ａ，３０１２…コンパレータ
１１２，４０９，４１０，５０５…出力端子
３０１１…記憶部
４０４…入力コンデンサ
４０５…トランス
ＤＣ…直流電源
Ｚ…負荷 100, 200, 300, 400, 500 ... power supply device 101, 401, 501 ... input terminal 102, 402, 502 ... common terminal 103 ... power switch 104 ... step-up inductor 105, 406 ... switching element 106, 107, 201, 403, 407, 503 ... Diode 108 ... Resistance element 109, 408, 504 ... Output capacitor 110 ... Switch 111, 202, 301 ... Control unit 111A, 3012 ... Comparator 112, 409, 410, 505 ... Output terminal 3011 ... Storage unit 404 ... Input Capacitor 405 ... Transformer DC ... DC power supply Z ... Load

Claims

A current limiting element connected in series with a smoothing capacitor;
A switch connected in parallel with the current limiting element;
The voltage applied to the smoothing capacitor is compared with the input voltage, and when the supply source of the input voltage temporarily disappears, the smoothing capacitor is discharged, so that the voltage of the smoothing capacitor becomes the input voltage. The switch is turned off, and the switch is turned on after the difference between the voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less. A control unit;
Equipped with a,
The control unit controls the switch to an off state when the input voltage becomes higher by a certain voltage than the voltage of the smoothing capacitor .

  A current limiting element connected in series with a smoothing capacitor;
  A switch connected in parallel with the current limiting element;
  The voltage applied to the smoothing capacitor is compared with the input voltage, and when the supply source of the input voltage temporarily disappears, the smoothing capacitor is discharged, so that the voltage of the smoothing capacitor becomes the input voltage. The switch is turned off, and the switch is turned on after the difference between the voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less. A control unit;
  With
  The controller is
  The switch is controlled to be turned on in a state in which the voltage of the smoothing capacitor is lower than the input voltage by a difference voltage between the voltage of the smoothing capacitor and the input voltage when substantially no inrush current is generated.
Power supply.

  A current limiting element connected in series with a smoothing capacitor;
  A switch connected in parallel with the current limiting element;
  The voltage applied to the smoothing capacitor is compared with the input voltage, and when the supply source of the input voltage temporarily disappears, the smoothing capacitor is discharged, so that the voltage of the smoothing capacitor becomes the input voltage. The switch is turned off, and the switch is turned on after the difference between the voltage applied to the smoothing capacitor and the input voltage is reduced to a predetermined value or less. A control unit;
  A rectifying element that is connected in parallel with the current limiting element and has a discharge current of the smoothing capacitor as a forward current;
  With
  The control unit detects recovery of the input voltage from a tendency of a difference between the voltage of the smoothing capacitor and the input voltage, and controls the switch to an OFF state according to a detection result.
Power supply.

3. The power supply device according to claim 1, further comprising a rectifying element connected in parallel with the current limiting element and having a discharge current of the smoothing capacitor as a forward current. 4.

The control unit includes a storage unit that stores a specified value of the input voltage, compares the voltage of the smoothing capacitor with the specified value stored in the storage unit, and the voltage of the smoothing capacitor is the specified value. The power supply device according to any one of claims 1 to 4 , wherein when the value is lower than the value, the switch is controlled to be in an off state.

The current limiting element, a power supply device according to claim 1 in any one of 5, which is a resistive element.

The smoothing capacitor, the power supply device according to any one of claims 1 to 6, characterized in that the output capacitor or DC / DC converter input capacitor of the boost chopper circuit.