JP6182735B2 - Brushless DC motor drive device and ventilation blower equipped with the drive device - Google Patents
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Description
本発明は、換気送風装置、例えば、天井に埋め込まれて使用される天井埋込形換気扇に使用されるブラシレスDCモータの駆動装置の起動方法に係り、駆動装置が停止しているにもかかわらず、室外の風や停止直後で回転子が回転している場合において、磁気センサを用いることなくブラシレスDCモータに誘起される誘起電圧に基づいて回転子の位置を推定し、センサレス制御により起動する駆動装置およびそれを搭載した換気送風装置に関するものである。 The present invention relates to a method for starting a driving device for a brushless DC motor used in a ventilation fan, for example, a ceiling-mounted ventilation fan that is embedded in a ceiling, and the driving device is stopped. Drive activated by sensorless control by estimating the position of the rotor based on the induced voltage induced in the brushless DC motor without using a magnetic sensor when the rotor is rotating immediately after outdoor wind or when stopped The present invention relates to a device and a ventilation blower equipped with the device.
近年、この種のブラシレスDCモータやその駆動装置は、効率が良く省電力で耐久性に優れていることから換気送風装置、例えばレンジフードや天井埋込形換気扇等に搭載されるようになってきた。換気送風装置は小型化や低コスト化の要求から、ブラシレスDCモータやその駆動装置の小型化や低コスト化が求められている。 In recent years, this type of brushless DC motor and its driving device have been installed in ventilation blowers such as range hoods and ceiling-mounted ventilation fans because of their high efficiency, low power consumption and excellent durability. It was. In order to reduce the size and cost of a ventilation fan, the brushless DC motor and its driving device are required to be reduced in size and cost.
図11は従来の天井埋込形換気扇にブラシレスDCモータ及び、駆動装置を搭載し、実際に天井に設置された例を示している。図11(a)に示すように、天井埋込形換気扇118は、ケーシング115にブラシレスDCモータ102と駆動装置112を取り付けた構造になっている。ブラシレスDCモータ102は、その駆動軸に送風ファン116が取り付けられたものである。ブラシレスDCモータ102は駆動装置112によって送風ファン116を回転させる。図11(b)に示すように、天井埋込形換気扇118は天井120に設置されている。天井埋込形換気扇118は、送風ファン116を回転させて、室内の空気をダクト119を通して外壁121に隔てられた室外に排出することによって換気送風を行う。
FIG. 11 shows an example in which a brushless DC motor and a driving device are mounted on a conventional ceiling-mounted ventilation fan and are actually installed on the ceiling. As shown in FIG. 11A, the ceiling-embedded
従来のブラシレスDCモータやその駆動装置は、小型化や低コスト化の観点から、回転子の位置検出は、磁気素子を用いないセンサレス制御方式が採用されることが多く、例えば、特許文献1に記載されているものがある。 Conventional brushless DC motors and their driving devices often employ a sensorless control method that does not use magnetic elements for rotor position detection from the viewpoint of miniaturization and cost reduction. Some are listed.
特許文献1では、固定子の巻線に発生する誘起電圧を検出して回転子の位置を推定し、巻線に印加するモータ電圧を目標位相に追従するように120度矩形波通電で駆動制御している。以下、そのブラシレスDCモータの駆動装置の動作について図12に基づいて説明する。
In
図12に示すように、直流電源105は、マイナス側をGNDに接続し、インバータ回路101に直流電圧を供給する。インバータ回路101は3相インバータブリッジの構成であり、Q1,Q2,Q3はそれぞれU,V,W相の上アームスイッチング素子であり、同様にQ4,Q5,Q6はそれぞれU,V,W相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードD1,D2,D3,D4,D5,D6を接続している。ブラシレスDCモータ102は固定子103と回転子104から構成され、固定子103には電気角で120度の位相差をもつように3相の巻線LU,LV,LWが施され、ブラシレスDCモータ102との接続部にU相端子、V相端子、W相端子を設ける。また、巻線U,LV,LWには誘起電圧検出手段114であるPU,PV,PWが接続され、120度矩形波通電において、通電していない巻線の誘起電圧と直流電源105の1/2電圧113と比較して信号を出力し、ブラシレスDCモータの駆動装置112のマイクロコンピュータ110に内蔵された回転子推定手段117に出力される。回転子推定手段117は誘起電圧検出手段114からの出信号より、回転子104の回転子位置を推定し、通電手段108に出力する。
As shown in FIG. 12, the
通電手段108は入力した回転子位置の推定の出力信号より目標回転子位置に追従するように通電信号を決定し、ドライブ回路111に出力する。
The energization means 108 determines an energization signal so as to follow the target rotor position from the input output signal for estimating the rotor position, and outputs the energization signal to the
ドライブ回路111は通電手段108から出力される通電信号に基づいてモータ電圧U+,U−,V+,V−,W+,W−をインバータ回路101のスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6に出力する。インバータ回路101はドライブ回路111の通電信号に基づいてスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6をスイッチングして3相巻線LU,LV,LWにモータ電流を流し、回転子104を回転させて、実際にブラシレスDCモータ102を駆動する。
The
ところで、停止状態から起動する場合、回転子104が回転していないため、固定子103の巻線LU,LV,LWには誘起電圧が発生しない。したがって、駆動装置112は、インバータ回路101のスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6を強制的にオン、オフさせて、初めは特定のスイッチング素子をオンして回転子104の位置決めをする。その後、低周波同期起動で強制的に回転子104を回転させて加速する信号を通電手段に出力し、加速して回転が速くなることによって発生した巻線LU,LV,LWの誘起電圧と直流電源105の1/2電圧113と比較して回転子位置を推定する回転子推定手段117に切替えてセンサレス制御する起動方法がとられていた。
By the way, when starting from the stop state, the
図13は具体的な低周波同期起動時のドライブ回路111の出力波形を示し、モータ電圧U+にPWM、V−にHの信号を出力してスイッチング素子Q1、Q4をスイッチングし、その後モータ電圧U+にPWM、V−にH、W−にHの信号を出力してスイッチング素子Q1、Q4、Q6をスイッチングして回転子104を位置決めさせる。次にモータ電圧V+にPWM、W−にHの信号を出力してスイッチング素子Q3、Q6をスイッチングして低周波同期に入り、その後順次モータ電圧とスイッチング素子を切り替えることによって、起動させていた。
FIG. 13 shows a specific output waveform of the
ところで、天井埋込形換気扇118は、停止時において、室外の風によって室内側からダクト119を通って室外側に風が吹いたり、室外側からダクト119を通って室内側に風が吹いたりすることにより、送風ファン116が回転することがある。送風ファン11
6はそのファンの大きさと風の強さに応じて回転数が変わるが、このような状況下でも駆動装置112はブラシレスDCモータ102を起動させて、送風ファン116を回転させる必要がある。また、天井埋込形換気扇118を運転から停止させると、送風ファン116が惰性で回転するので、この様な場合に天井埋込形換気扇118を運転させても、駆動装置112はブラシレスDCモータ102を起動させて、送風ファン116を回転させる必要がある。
By the way, when the ceiling-embedded
6, the number of rotations varies depending on the size of the fan and the strength of the wind. Even under such circumstances, the
しかし、送風ファン116の回転が継続的に続いたり、停止までに時間がかかったりする場合、起動の位置決め時において回転子104が回転し続け、低周波同期後の誘起電圧に基づく位置推定ができずに起動できないことがあった。また、送風ファン116の回転が低速な場合、通常、位置決め時に回転子104が停止するが、送風ファン116が大きく回転する力が強いと、同様に位置決め時に回転子が停止できずに起動できないことがあった。また送風ファン116の種類によっては正転のみならず、逆転で空転しているものがあり、起動できないことがあった。
However, if the rotation of the blower fan 116 continues or it takes time to stop, the
駆動装置112が停止状態において送風ファン116が回転している時の駆動装置112の起動方法は、例えば、特許文献2や特許文献3に記載されている。
For example,
特許文献2では、ブラシレスDCモータ102の3相巻線LU,LV,Lの各U相端子、V相端子、W相端子とGND間の誘起電圧を分圧抵抗で分圧して電圧を下げ、AD変換をしてマイコンに取り込み、マイコンは、この誘起電圧を3相巻線LU,LV,Lの各2相の端子間電圧に変換した後、α・β変換の演算処理をして誘起電圧の位相とそれらの位相差よりブラシレスDCモータの回転子位置と回転数を推定していた。回路については、特許文献2の図6に開示されている。
In
図14(a)は3相巻線LU,LV,LWの各U相端子、V相端子、W相端子とGND間の波形を示し、eU-GNDはU相端子とGND間の誘起電圧、eV-GNDはV相端子とGND間の誘起電圧、eW-GNDは、W相端子とGND間の誘起電圧である。図14
(b)は3相巻線LU,LV,LWの各2相の端子間電圧の波形を示し、eU-VはU相
とV相端子間の誘起電圧、eV-WはV相とW相端子間の誘起電圧、eW-UはW相とU相端子間の誘起電圧である。図14(a)、(b)の波形の縦軸は3相巻線LU,LV,LWの誘起電圧の大きさをeとした場合の各相起電圧の振幅を示し、横軸は電気角を示す。これらの波形、およびこれらの波形の発生原理については、特許文献2に開示されている。
FIG. 14A shows the waveforms between the U-phase terminals, V-phase terminals, W-phase terminals and GND of the three-phase windings LU, LV and LW, eU-GND is the induced voltage between the U-phase terminal and GND, eV-GND is an induced voltage between the V-phase terminal and GND, and eW-GND is an induced voltage between the W-phase terminal and GND. FIG.
(B) shows the waveform of the voltage between the terminals of each of the two phases of the three-phase windings LU, LV, LW, eU-V is the induced voltage between the U-phase and V-phase terminals, and eV-W is the V-phase and W-phase. The induced voltage between terminals, eW-U, is the induced voltage between the W-phase and U-phase terminals. 14A and 14B, the vertical axis indicates the amplitude of each phase electromotive voltage when the magnitude of the induced voltage of the three-phase windings LU, LV, LW is e, and the horizontal axis indicates the electrical angle. Indicates. These waveforms and the generation principle of these waveforms are disclosed in
この時、3相巻線LU,LV,LWの各U相端子、V相端子、W相端子とGNDの誘起電圧Emaxの最大値および3相巻線LU,LV,LWの各2相の端子の誘起電圧の最大値Emaxは3相の相電圧と端子電圧の関係から、1.73eとなる。 At this time, the U-phase terminals, V-phase terminals, W-phase terminals of the three-phase windings LU, LV, LW and the maximum value of the induced voltage Emax of the GND and the two-phase terminals of the three-phase windings LU, LV, LW The maximum value Emax of the induced voltage is 1.73e because of the relationship between the three-phase voltage and the terminal voltage.
また、特許文献3では、ブラシレスDCモータ102の巻線LU、LVのU相端子とV相端子間の誘起電圧を比較して、比較した立ち上がり信号と立ち下がり信号をマイコンに入力し、この信号が回転子位置と常に1対1で対応していることから回転子位置を推定し、また、信号の周期より回転数を推定していた。
In
回路および端子間の誘起電圧と動作原理については特許文献3に開示されており、U相端子とV相端子の誘起電圧の波形を入力して、各誘起電圧の電圧が同じで交わったタイミングで信号を出力している。このタイミングの誘起電圧の電圧値は3相交流の原理から、誘起電圧の最大値Emaxに対して一定値になる。
The induced voltage between the circuit and the terminal and the operating principle are disclosed in
このような従来の特許文献1の構成では、空転している時に発生する誘起電圧をマイコンに取り込んだ後、α・β変換の演算処理をして誘起電圧の位相と、それらの位相差よりブラシレスDCモータの回転子の回転子位置と回転数を推定する必要があり、複雑な演算を高速で処理する必要があるため、マイコンのコストが高くなるという課題があった。
In the configuration of the
また、特許文献2の構成では、2相の2つの端子の誘起電圧を分圧抵抗によって電圧を下げて比較回路で比較してマイコンに入力するため、2つ端子の分圧抵抗が必要となる。したがって、この部分の回路が大型になり、回路の小型化が出来ないという課題があった。
Further, in the configuration of
そこで本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、室外の風や駆動装置が停止直後に運転することによって送風ファンが空転している場合において、信頼性が高く確実に起動ができ、回路が小型で低コスト化できる駆動装置を提供する。 Therefore, the present invention solves the above-described conventional problems, and when the blower fan is idling by operating immediately after the outdoor wind or driving device stops, it can be reliably and reliably started, Provided is a drive device that can be reduced in cost with a small circuit.
そして、この目的を達成するために本発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された3相の巻線と磁石が施された回転子を有するブラシレスDCモータと、前記回転子が回転することにより前記巻線に発生する誘起電圧に基づいて前記回転子位置を推定しセンサレスで通電制御する駆動装置において、起動時に前記巻線の所定の相の端子とGND間に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記回転子の位置を推定する回転子推定手段と、あらかじめ定められたしきい値を出力するしきい値設定手段を備え、前記誘起電圧検出手段は前記誘起電圧と前記しきい値を比較し、前記誘起電圧の前記しきい値に対する大小に応じた信号を出力し、前記回転子推定手段は前記信号が大きくなるタイミングと小さくなるタイミングの期間の1/2のタイミングから回転している前記回転子位置を推定し、前記インバータ回路は前記回転子の位置にあわせて通電を開始して起動させるものである。 In order to achieve this object, the present invention provides a brushless having a rotor provided with a magnet and a three-phase winding connected via an inverter circuit in which a plurality of switching elements are bridge-connected to a DC power source. In a DC motor and a drive device that estimates the rotor position based on an induced voltage generated in the winding as the rotor rotates and controls energization without a sensor, a terminal of a predetermined phase of the winding at startup And an induced voltage detecting means for detecting an induced voltage generated between GND and GND, a rotor estimating means for estimating a position of the rotor, and a threshold setting means for outputting a predetermined threshold value, the induced voltage detection means comparing the induced voltage with the threshold value, the output a signal corresponding to the magnitude for the threshold of the induced voltage, the rotor estimating means is the signal The position of the rotating rotor is estimated from a timing that is half of the timing when the timing becomes smaller and the timing when the timing becomes smaller, and the inverter circuit starts and starts energization in accordance with the position of the rotor. .
本発明によれば、起動時に誘起電圧検出手段により出力される信号のタイミングおよび期間で回転子推定手段は回転子位置および回転数を簡単に確実に推定でき、複雑な演算を高速で連続して処理する必要はなく、低コスト化できる。 According to the present invention, the rotor estimating means can easily and reliably estimate the rotor position and the number of rotations at the timing and the period of the signal output by the induced voltage detecting means at the time of start-up, and perform complicated calculations at high speed. There is no need for processing, and the cost can be reduced.
また、1相の端子に発生する誘起電圧を検出すればよく、1つ端子の分圧抵抗しか必要が無いので回路の小型化ができる。 Further, it is only necessary to detect the induced voltage generated at one phase terminal, and only one voltage dividing resistor is required, so that the circuit can be reduced in size.
本発明の請求項1記載のブラシレスDCモータの駆動装置は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された3相の巻線と磁石が施された回転子を有するブラシレスDCモータと、前記回転子が回転することにより前記巻線に発生する誘起電圧に基づいて前記回転子位置を推定しセンサレスで通電制御する駆動装置において、起動時に前記巻線の所定の相の端子とGND間に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記回転子の位置を推定する回転子推定手段と、あらかじめ定められたしきい値を出力するしきい値設定手段を備え、前記誘起電圧検出手段は前記誘起電圧と前記しきい値を比較し、前記誘起電圧の前記しきい値に対する大小に応じた信号を出力し、前記回転子推定手段は前記信号が大きくなるタイミングから小さくなるタイミングまでの期間の1/2のタイミングから回転している前記回転子の位置を推定し、前記インバータ回路は前記回転子の位置にあわせて通電を開始して起動させるものである。起動時に誘起電圧検出手段により出力される信号のタイミングで回転子推定手段は回転子位置を簡単に確実に推定でき、複雑な演算を高速で連続して処理する必要はなく、低コスト化できる。また、1相の端子に発生する誘起電圧を検出すればよく、1つの端子の分圧抵抗しか必要が無く回路の小型化ができる。また、あらかじめ定められたしきい値は低速回転の誘起電圧にあわせて設定できるので、位置推定の信頼性が高くなり、低い回転数まで位置推定ができる。
The brushless DC motor driving apparatus according to
本発明の請求項2記載のブラシレスDCモータの駆動装置は、回転子推定手段は誘起電圧があらかじめ定められたしきい値より大きくなるタイミングから次の大きくなるタイミングまでの期間から回転子の回転数を推定し、前記インバータ回路は、回転数と回転子位置より、回転が継続するように通電制御を開始して起動させるものである。起動時に誘起電圧検出手段により出力される信号のタイミングおよび期間で回転子推定手段は回転子位置および回転数を簡単に確実に推定でき、複雑な演算を高速で連続して処理する必要はなく、低コスト化できる。また、あらかじめ定められたしきい値は低速回転の誘起電圧にあわせて設定できるので、位置推定の信頼性が高くなり、低い回転数まで位置推定ができる。
In the brushless DC motor driving apparatus according to
本発明の請求項3記載のブラシレスDCモータの駆動装置は、回転子推定手段が推定した回転数より回転子が停止していると判断した場合、インバータ回路はスイッチング素子によるブレーキ制御および位置決め制御をした後起動を行うものである。これにより、回転子が停止していると判断した場合、通常の起動をすることができる。
In the brushless DC motor drive device according to
本発明の請求項4に記載のブラシレスDCモータの駆動装置は、回転子推定手段は誘起電圧検出手段が出力する2相の誘起電圧の信号を検出し、信号が出力される順番から回転方向を推定し、正転と判断した場合、回転子が回転したまま起動させ、逆転と判断した場合、インバータ回路のスイッチング素子によるブレーキ制御および位置決め制御をした後起動を行うものである。これにより、回転方向を推定し回転方向に応じて起動方法を変えることができる。
本発明の請求項5記載のブラシレスDCモータの駆動装置は、誘起電圧検出手段は、電源電圧の1/2電圧を入力し、起動時には、固定子巻線に発生する誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値を比較し、定常運転時には、固定子巻線に発生する誘起電圧と電源電圧の1/2電圧のしきい値を比較し、この比較結果の信号を回転子推定手段に出力するものである。これにより起動時の回路と運転時の回路を共用化できるので、回路の部品や実装スペースが少なくなり、小型化と低コスト化できる。
In the brushless DC motor driving apparatus according to
In the brushless DC motor driving apparatus according to
本発明の請求項6記載の換気送風装置は、請求項1乃至5のいずれか1項に記載のブラシレスDCモータを搭載したものである。これにより、小型で低コスト化でき、より低い回転数まで位置推定ができるブラシレスDCモータを搭載した換気送風装置を提供できる。 A ventilation blower according to a sixth aspect of the present invention includes the brushless DC motor according to any one of the first to fifth aspects. Thereby, it is possible to provide a ventilation blower equipped with a brushless DC motor that is small in size and can be reduced in cost, and that can estimate the position up to a lower rotational speed.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1はブラシレスDCモータ2および駆動装置12の構成を示すものであり、図に示すように、直流電源5は、インバータ回路1に直流電圧を供給する。インバータ回路1は3相インバータブリッジの構成であり、Q1,Q2,Q3はそれぞれU,V,W相の上アームスイッチング素子であり、同様にQ4,Q5,Q6はそれぞれU,V,W相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードD1,D2,D3,D4,D5,D6を接続する。ブラシレスDCモータ2は固定子3と回転子4から構成され、固定子3には電気角で120度の位相差を持つように3相巻線LU,LV,LWが配置される。また、巻線には誘起電圧検出手段14であるPU,PV,PWが接続され、停止時に誘起電圧検出手段14は巻線に発生する誘起電圧と、しきい値設定手段22が出力するあらかじめ定められたしきい値と比較し、回転子推定手段17に出力するようにしたものである。本実施の形態では、誘起電圧検出手段14の電子部品の一例としてコンパレータが用いられている。通電手段8、ドライブ回路11、直流電源5の1/2電圧13およびU相端子、V相端子、W相端子、GNDは、従来例と同じなので説明を省略する。また、しきい値設定手段22と回転子推定手段17と通電手段8はマイクロコンピュータ10に内蔵されている。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows the configuration of the
誘起電圧検出手段14のPUは、U相巻線に発生する誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値を比較して信号を出力する。そして、回転子推定手段17は、誘起電圧検出手段14が出力する信号によって、誘起電圧がしきい値より大きくなるタイミングと小さくなるタイミングの期間の1/2のタイミングから回転している回転子位置を推定するものである。
The PU of the induced voltage detection means 14 compares the induced voltage generated in the U-phase winding with a predetermined threshold value and outputs a signal. Then, the rotor estimation means 17 rotates the rotor position from the half of the period between the timing when the induced voltage becomes larger than the threshold and the timing when the induced voltage becomes smaller by the signal output from the induced
図2(a)は、停止時に回転子4が空転している場合の誘起電圧検出手段14のU相PUの入力波形と出力波形を示し、図2(b)は通電手段8の各相の出力波形を示す。以下図を見ながら説明する。
2A shows an input waveform and an output waveform of the U-phase PU of the induced voltage detection means 14 when the
図2(a)に示すように、誘起電圧検出手段14はU相巻線LUのU相端子とGND間の誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値を入力し、両者を比較した出力波形を出力す
る。誘起電圧は回転数によって大きさが変化し、PUの出力波形の立ち上がりから立ち下りまでの期間の時間は変わる。しかし、誘起電圧波形は左右対称であり、また、電気角−270度、90度、450度・・・の波形が落ち込む電圧以下の電圧値をあらかじめ定められたしきい値とすることにより、出力波形の立ち上がりから立ち下がりまでの期間TCの1/2のタイミングは、いつも同じで誘起電圧波形の電気角−270度、90度、450度・・・に対応したものとなる。具体的にあらかじめ定められたしきい値は、回転子が停止していると判断する回転数、例えば60min−1とし、この時に発生する誘起電圧の波形が落ち込む電圧以下に設定する。この落ち込む電圧は3相の正弦波であるので、理論的に誘起電圧の最大値Emaxの86%となる。したがって、あらかじめ定められたしきい値は、N=60min−1のEmaxの86%以下の電圧に設定すればよい。
図2(b)は空転している誘起電圧の電気角450度にあわせて通電手段8が出力を開始した波形である。
As shown in FIG. 2 (a), the induced voltage detection means 14 inputs an induced voltage between the U-phase terminal of the U-phase winding LU and GND and a predetermined threshold value, and outputs an output waveform obtained by comparing the two. Output. The magnitude of the induced voltage changes depending on the rotation speed, and the time period from the rise to the fall of the output waveform of the PU changes. However, the induced voltage waveform is bilaterally symmetric, and the voltage value below the voltage at which the waveform of electrical angles −270 degrees, 90 degrees, 450 degrees,. The timing ½ of the period TC from the rise to the fall of the waveform is always the same, and corresponds to the electrical angles of the induced voltage waveform of −270 degrees, 90 degrees, 450 degrees,. Specifically, the predetermined threshold value is set to a rotational speed at which the rotor is determined to be stopped, for example, 60 min −1, and is set to be equal to or lower than the voltage at which the waveform of the induced voltage generated at this time drops. Since this voltage drop is a three-phase sine wave, it is theoretically 86% of the maximum value Emax of the induced voltage. Therefore, the predetermined threshold value may be set to a voltage of 86% or less of Emax of N = 60 min −1 .
FIG. 2B shows a waveform when the energizing means 8 starts outputting in accordance with the electrical angle of 450 degrees of the induced voltage that is idling.
ここで、回転子推定手段17は、図2(a)の誘起電圧検出手段14のPUが出力するU相の出力波形の立ち上がりのタイミングAにおいて、TCをその直前の出力波形より検出して1/2×TCを算出する。そして、タイミングAから1/2×TC経過した電気角450度の図2(b)のタイミングBにおいて通電手段8に通電開始を指示する。120度矩形波通電の場合、通電手段8は誘起電圧の電気角450度に対応した出力であるモータ電圧U+にPWM,W−にHの信号をドライブ回路11に出力する。 Here, the rotor estimating means 17 detects TC from the output waveform immediately before it at the rising timing A of the U-phase output waveform output by the PU of the induced voltage detecting means 14 in FIG. / 2 × TC is calculated. Then, the energization means 8 is instructed to start energization at the timing B of FIG. In the case of 120-degree rectangular wave energization, the energizing means 8 outputs a PWM signal to the motor voltage U + and an H-level signal to the drive circuit 11 corresponding to an electric angle of 450 degrees of the induced voltage.
また、図3(a)は、低速回転時と高速回転時の誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値を示し、図3(b)は、低速回転時と高速回転時の誘起電圧検出手段14が出力する波形を示している。誘起電圧は低速回転で十分大きさが確保できるように設定するが、回転数が高くなるとそれに比例して誘起電圧が大きくなり、誘起電圧検出手段14の入力範囲の最大を超えないようにする必要がある。ここで、あらかじめ定められたしきい値に対して誘起電圧が大きくなるか、または、小さくなるかが検出できれば誘起電圧検出手段14の信号は出力され、回転子位置の推定ができる。したがって、誘起電圧検出手段14の入力範囲を超えないように波形の上部を制限する。 FIG. 3A shows the induced voltage during low-speed rotation and high-speed rotation and predetermined threshold values, and FIG. 3B shows the induced voltage detection means 14 during low-speed rotation and high-speed rotation. Shows the output waveform. The induced voltage is set so as to be sufficiently large at low speed, but the induced voltage increases in proportion to the increase in the number of rotations, and it is necessary not to exceed the maximum input range of the induced voltage detection means 14. There is. Here, if it can be detected whether the induced voltage increases or decreases with respect to a predetermined threshold value, the signal of the induced voltage detection means 14 is output, and the rotor position can be estimated. Therefore, the upper part of the waveform is limited so as not to exceed the input range of the induced voltage detection means 14.
図4は本実施の形態のU相誘起電圧検出手段14(PU)の具体的な回路図である。制御電源34は誘起電圧検出手段誘起電圧14(PU)の電源である。低速回転で誘起電圧を十分確保できるように2つの分圧抵抗31、32を設定して入力している。また、高速回転で誘起電圧が制御電源34の電圧より大きくならないように入力範囲の最大を制限するツェナーダイオード33を分圧抵抗31、32の間に接続している。これによって、図3の高速回転時の誘起電圧の波形のように、上部を制限している。しきい値設定手段22はマイクロコンピュータ10から出力され、また、PUの出力信号はマイクロコンピュータ10の回転子推定手段17に入力している。しきい値設定手段22の具体的な例として、マイクロコンピュータ10に内蔵されたDAコンバータがある。
FIG. 4 is a specific circuit diagram of the U-phase induced voltage detection means 14 (PU) of the present embodiment. The control power supply 34 is a power supply for the induced voltage detection means induced voltage 14 (PU). Two
従来の特許文献3では、ブラシレスDCモータ102の巻線LU、LVのU相端子とV相端子間の誘起電圧を比較し、誘起電圧が交わった信号により回転子位置と回転数を推定していた。誘起電圧は回転数に比例するので、高速回転で誘起電圧が高くなった状態で、制御電源の電圧を超えないように設定しなければならない。逆に低速回転では誘起電圧が小さくなるので、この状態で誘起電圧が交わった信号を検出しなければならず、回転子位置の推定の信頼性が低下していた。
In the
以上より、誘起電圧は低速回転で十分大きさが確保できるように設定できるので、停止時に回転子4が回転して空転している場合、特に低い回転数で回転していても、信頼性が高く確実に起動ができ、回路が小型で低コスト化できる。
From the above, the induced voltage can be set so as to be sufficiently large at low speed rotation. Therefore, when the
なお、本実施の形態では誘起電圧検出手段14の電子部品としてコンパレータを使用した例を示したが、マイクロコンピュータのAD変換を使用して誘起電圧を入力してあらかじめ定められたしきい値と比較してもよく、その作用効果にかわりはない。 In this embodiment, an example is shown in which a comparator is used as the electronic component of the induced voltage detection means 14, but the induced voltage is input using AD conversion of the microcomputer and compared with a predetermined threshold value. Yes, there is no change in its effects.
また、本実施の形態では矩形波通電の例を前提にしているが、正弦波通電の場合、空転時であれば通電制御に無関係で回転数の推定の方法は同じなので、その作用効果にかわりはない。 In this embodiment, a rectangular wave energization example is assumed. However, in the case of sine wave energization, the method of estimating the rotation speed is the same regardless of the energization control during idling. There is no.
また、図2に示すように、回転子推定手段17はあらかじめ定められたしきい値より大きくなるタイミングから次の大きくなるタイミングまでの期間から回転子の回転数を推定し、回転数と回転子位置より、回転が継続するように通電制御を開始するようにしたものである。 Further, as shown in FIG. 2, the rotor estimation means 17 estimates the rotational speed of the rotor from the period from the timing when it becomes larger than a predetermined threshold value to the timing when it becomes larger, and the rotational speed and the rotor. The energization control is started from the position so that the rotation continues.
U相巻線LUの誘起電圧は回転数によって大きさが変化し、PUの出力波形の立ち上がりから次の立ち上がりまでの期間の時間は変わる。この期間TDは電気角で360度に相当するので、回転子推定手段17は期間TDより回転数を推定する。ここで、矩形波の通電制御に必要な電気角で60度の期間TMは(1)式となる。 The magnitude of the induced voltage of the U-phase winding LU varies depending on the number of rotations, and the time period from the rise of the output waveform of the PU to the next rise changes. Since this period TD corresponds to 360 degrees in electrical angle, the rotor estimation means 17 estimates the rotational speed from the period TD. Here, a period TM of 60 degrees in electrical angle necessary for energization control of the rectangular wave is expressed by equation (1).
TM=TD×60/360 ・・・(1)
また、1分間当たりの回転数Nmin−1はTDの単位を秒とすると、(2)式となる。
TM = TD × 60/360 (1)
Further, the number of rotations per minute Nmin −1 is expressed by equation (2) when the unit of TD is seconds.
N=60/TD ・・・(2)
となる。したがって、回転子推定手段17はタイミングAの直前に出力波形において、TCを検出し1/2×TCを算出するのと同時にTDを検出して、タイミングAから1/2TCの図2(b)のタイミングBに通電手段8は450度に対応した出力であるU+にPWM、W−にHをTMの期間出力する信号をドライブ回路11に出力する。ドライブ回路11はU+にPWM、W−にHの信号を実際に出力して通電を開始させる。
これによって、停止時に回転子4が回転して空転している場合でも、簡単で確実に回転子位置および回転数を推定し、停止することなしに起動することができる。
N = 60 / TD (2)
It becomes. Therefore, the rotor estimation means 17 detects TC in the output waveform immediately before timing A and calculates ½ × TC, and at the same time detects TD, and FIG. At the timing B, the energizing means 8 outputs to the drive circuit 11 a signal for outputting PWM at U + and H at W− for a period of TM, which is an output corresponding to 450 degrees. The drive circuit 11 actually outputs a PWM signal to U + and an H signal to W- to start energization.
As a result, even when the
また、通電手段8は、回転子推定手段17が推定する回転数を入力し、回転子4を位置決めする位置決め制御を行うようにしたものである。すなわち、通電手段8は、回転子推定手段17が推定する回転数Nが60min−1で停止と判断した場合、モータ電圧U−,V−,W−にHの信号を出力して下アームスイッチング素子Q4,Q5,Q6を強制的にオンさせてブレーキ制御を行う。そして、回転子4の回転数を低下させ、完全に停止する時間を経過した後、特定の相例えば、モータ電圧U+,V−,W−強制的にHの信号を出力させて回転子4を位置決めする。なお、ブレーキ制御は回転子4にブレーキトルクを与えるものである。
In addition, the energizing means 8 inputs the number of rotations estimated by the rotor estimating means 17 and performs positioning control for positioning the
図5は停止時に回転子4が空転している場合、ブレーキ制御と位置決め制御を行った時の回転数の推移を示している。U相の誘起電圧検出手段14(PU)の出力はブレーキ制御にいたるとQ4,Q5,Q6は強制的にオンされるので、波形が出力されない。この時、ブレーキトルクによって回転数は急激に低下し、その後、位置決め制御を行う。
これにより、確実に回転子の回転を停止させた後に位置決め制御するので、位置決めの失敗をなくすことができる。
FIG. 5 shows the transition of the rotational speed when the brake control and the positioning control are performed when the
Thereby, since positioning control is performed after the rotation of the rotor is reliably stopped, positioning failure can be eliminated.
なお、回転子の空転している回転数が、最初から60min−1以下の例えば、45min−1で回転し、誘起電圧波形の落ち込み部分とあらかじめ定められたしきい値と比較された場合、正しい回転子位置や回転数の推定が出来ない。この場合、回転子推定手段17が2回連続して回転数を推定し、2つの回転数が一致していなかったら、正しい回転数
でなく60min−1以下であると判断できる。
(実施の形態2)
第2の実施の形態のブラシレスDCモータの駆動装置について、図6、図7を用いて説明する。第1の実施の形態と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
Incidentally, when the rotation speed that idles of the rotor, for example, from the first 60min -1 or less, which rotates at 45min -1, is compared with a predetermined threshold and drop portions of the induced voltage waveform, correct The rotor position and the number of rotations cannot be estimated. In this case, if the rotor estimation means 17 estimates the rotation speed twice consecutively and the two rotation speeds do not match, it can be determined that the rotation speed is not the correct rotation speed but 60 min −1 or less.
(Embodiment 2)
A brushless DC motor driving apparatus according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
第2の実施の形態における回転子推定手段23は誘起電圧検出手段14のU相PUおよびV相PVの出力信号を検出し、回転方向を推定し、回転方向に応じて起動方法を変更するようにしたものである。 The rotor estimation means 23 in the second embodiment detects the output signals of the U-phase PU and V-phase PV of the induced voltage detection means 14, estimates the rotation direction, and changes the starting method according to the rotation direction. It is a thing.
そして、図6に示すように、V相の誘起電圧検出手段14のPVにしきい値設定手段22のあらかじめ定められたしきい値を出力している。 Then, as shown in FIG. 6, the predetermined threshold value of the threshold value setting means 22 is output to the PV of the V-phase induced voltage detection means 14.
図7は誘起電圧検出手段14のU相PUとV相PVが出力する波形を正転の場合と逆転の場合を示している。回転子推定手段23はPUの立ち上がりから次のPVの立ち上がりまでの期間TEと、PUの立ち上がりから次PUの立ち上がりの期間TDの比より検出する。正転時はTE/TD=1/3、逆転時はTE/TD=約2/3となるので、正転の場合、TE/TD<1/2、逆転の場合、TE/TD>1/2で求める。 FIG. 7 shows the waveforms output from the U-phase PU and V-phase PV of the induced voltage detection means 14 in the case of normal rotation and in the case of reverse rotation. The rotor estimation means 23 detects from the ratio of the period TE from the rise of PU to the next rise of PV and the period TD of the rise of PU to the next PU. TE / TD = 1/3 during forward rotation and TE / TD = about 2/3 during reverse rotation. Therefore, TE / TD <1/2 for forward rotation and TE / TD> 1 / for reverse rotation. Calculate by 2.
そして、回転子推定手段23は正転と推定した場合、回転子位置を推定するとともに回転数を検出し、回転子4が回転して空転していても停止することなしに起動させる。この動作は、実施の形態1と同様であるので、詳細な説明は省く。また、逆転と推定した場合、通電手段8はドライブ回路11のU−,V−,W−にHの信号を出力して下アームスイッチング素子Q4,Q5,Q6を強制的にオンさせてブレーキ制御を行う。そして、回転子4の回転数を低下させ、完全に停止する時間が経過した後、特定の相例えば、U+,V−,W−を強制的にオンさせて回転子4を位置決めする位置決め制御を行って正転方向に低周波同期起動するようにしたものである。これによって、回転子推定手段17は正転、逆転を検出して起動方法を変更するので、簡単、確実に回転方向に応じて起動することができる。
(実施の形態3)
第3の実施の形態のブラシレスDCモータの駆動装置について、図8、図9を用いて説明する。第1、第2の実施の形態と同じ構成については同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
When the
(Embodiment 3)
A brushless DC motor driving apparatus according to a third embodiment will be described with reference to FIGS. The same components as those in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
図8に示すように、しきい値設定手段24は、直流電源5の1/2電圧13のしきい値を入力し、起動時にあらかじめ定められたしきい値を出力する。誘起電圧検出手段14のPUは、U相巻線LUに発生する誘起電圧としきい値設定手段24が出力するあらかじめ定められたしきい値を比較する。そして、運転時にしきい値設定手段24はあらかじめ定められたしきい値から直流電源5の1/2電圧13のしきい値に切り替え、誘起電圧検出手段14は、巻線LU、LV、LWに発生する誘起電圧と直流電源5の1/2電圧13のしきい値を比較して信号を出力するようにしたものである。
As shown in FIG. 8, the threshold value setting means 24 inputs the threshold value of the ½
ここで、あらかじめ定められたしきい値は、起動時の回転子が停止と判断する回転数60min−1に対応した値とする。 Here, the predetermined threshold value is a value corresponding to the rotational speed 60 min −1 at which the rotor at the start is determined to be stopped.
第1の実施の形態で用いた図2によって本実施の形態についても説明する。すなわち、図2は、正転の空転時の起動から通電移行時に、誘起電圧検出手段14はあらかじめ定められたしきい値から運転時の直流電源5の1/2電圧13に変更した例を示している。
This embodiment will also be described with reference to FIG. 2 used in the first embodiment. That is, FIG. 2 shows an example in which the induced voltage detection means 14 is changed from a predetermined threshold value to a
回転子推定手段17は、通電移行時のタイミングAの直前において、U相巻線LUが出
力する誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値からTCを検出する。そして、1/2×TCを算出するのと同時にTDを検出してTMを算出後、タイミングAから1/2×TCの図2(b)のタイミングBで通電手段8に通電開始を指示する。通電手段8は誘起電圧の電気角450度に対応した出力であるU+にPWM,W−にHの信号をドライブ回路に出力する。ドライブ回路11はU+にPWM,W−にHの信号を実際にインバータ回路1に出力して通電を開始させる。
The rotor estimation means 17 detects TC from the induced voltage output from the U-phase winding LU and a predetermined threshold immediately before the timing A at the time of energization transition. Then, after calculating ½ × TC and detecting TD and calculating TM, the energization means 8 is instructed to start energization from timing A to timing B in FIG. 2B of ½ × TC. . The energizing means 8 outputs a PWM signal to U + and an H signal to W− to the drive circuit, which are outputs corresponding to an electrical angle of 450 degrees of the induced voltage. The drive circuit 11 actually outputs a PWM signal to U + and an H signal to W− to the
さらに、しきい値設定手段22はあらかじめ定められたしきい値から直流電源5の1/2電圧13に出力を切り替える。誘起電圧検出手段14のPU,PV,PWは、直流電源5の1/2電圧13と巻線LU、LV、LWの誘起電圧と比較して回転子推定手段17に信号を出力し、運転状態にする。つまり、回転子推定手段17は、図2(b)のタイミングBよりTMの期間経過中に今度は通電の無いV相誘起電圧と直流電源5の1/2電圧13を比較して出力されるV相PVの出力信号より回転子位置を推定する。そして、その結果に基づいて通電手段8はドライブ回路11にモータ電圧の信号を出力し、ドライブ回路11は実際に信号をインバータ回路1に出力して通電させ、これらの繰り返しによって運転を継続させる。
Further, the threshold value setting means 22 switches the output from a predetermined threshold value to the ½
そして、運転時に誘起電圧検出手段14が巻線LU、LV、LWに発生する誘起電圧と直流電源5の1/2電圧13のしきい値を比較して信号を出力し、回転子推定手段17が誘起電圧検出手段14の出力する信号より回転子位置を推定して駆動させるのは、従来例の運転方法と同じである。
Then, the induced
同様に、停止または逆転時の低周波同期起動後の通電開始時において、しきい値設定手段22はあらかじめ定められたしきい値から運転時の電源電圧の1/2電圧13に変更する。そして、誘起電圧検出手段14のPU,PV,PWは巻線LU、LV、LWが発生する誘起電圧と電源電圧の1/2電圧13を比較し、回転子推定手段17に出力する。回転子推定手段17は回転子位置推定することにより、正転の空転時と同様に運転することができる。
Similarly, at the start of energization after the low frequency synchronous start at the time of stop or reverse rotation, the threshold value setting means 22 changes from a predetermined threshold value to a
図9は全体のフローチャートを示す。まず初めに、S1:誘起電圧を誘起電圧検出手段14が検出する。次にS2:誘起電圧検出手段14より出力される信号により回転子推定手段17は回転子位置を推定する。そして、S3:回転子推定手段17は回転数および回転方を推定する。S4:停止又は逆転と判断した場合、S5:ブレーキ制御、S6:低周波同期起動をして、S8:誘起電圧検出手段14はあらかじめ定められたしきい値から電源の1/2電圧13にしきい値を変更し、S9:運転する。S3で正転と判断した場合、S7:回転子推定手段17の推定された回転子位置より通電開始を行い、S8:誘起電圧検出手段14はあらかじめ定められたしきい値から電源の1/2電圧13にしきい値を変更し、S9:運転することになる。
FIG. 9 shows an overall flowchart. First, S1: The induced
上記構成によって、起動時と運転時の誘起電圧検出手段14を共用化できるので、回路の部品や実装スペースが少なくできる。 With the above configuration, since the induced voltage detection means 14 at the time of start-up and operation can be shared, circuit components and mounting space can be reduced.
本発明にかかるブラシレスDCモータの駆動装置は、簡単で確実に回転子位置の推定および回転数を検出して回転したまま起動できるので、天井埋込換気扇のような送風装置等の駆動装置として有用である。 The brushless DC motor driving device according to the present invention is useful as a driving device for an air blower such as a ceiling-embedded ventilation fan, because it can be easily and reliably started by detecting the rotor position and detecting the rotational speed. It is.
1 インバータ回路
2 ブラシレスDCモータ
3 固定子
4 回転子
5 直流電源
8 通電手段
10 マイクロコンピュータ
11 ドライブ回路
12 駆動装置
13 1/2電圧
14 誘起電圧検出手段
17 回転子推定手段
22 しきい値設定手段
23 回転子推定手段
24 しきい値設定手段
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記回転子が回転することにより前記巻線に発生する誘起電圧に基づいて前記回転子位置を推定しセンサレスで通電制御する駆動装置において、
起動時に前記巻線の所定の相の端子とGND間に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
前記回転子の位置を推定する回転子推定手段と、
あらかじめ定められたしきい値を出力するしきい値設定手段を備え、
前記誘起電圧検出手段は前記誘起電圧と前記しきい値を比較し、前記誘起電圧の前記しきい値に対する大小に応じた信号を出力し、
前記回転子推定手段は前記信号が大きくなるタイミングから小さくなるタイミングまでの期間の1/2のタイミングから回転している前記回転子の位置を推定し、
前記インバータ回路は前記回転子の位置にあわせて通電を開始して起動させることを特徴とするブラシレスDCモータの駆動装置。 A brushless DC motor having a rotor provided with a three-phase winding and a magnet connected via an inverter circuit formed by bridge-connecting a plurality of switching elements to a DC power supply;
In the drive device that estimates the rotor position based on the induced voltage generated in the winding due to the rotation of the rotor and performs energization control without a sensor,
Induced voltage detection means for detecting an induced voltage generated between a terminal of a predetermined phase of the winding and GND at the time of startup;
Rotor estimation means for estimating the position of the rotor;
Threshold setting means for outputting a predetermined threshold is provided,
The induced voltage detection means compares the induced voltage and the threshold value, and outputs a signal corresponding to the magnitude relative to the threshold of the induced voltage,
The rotor estimation means estimates the position of the rotor rotating from a half of the period from the timing when the signal increases to the timing when it decreases,
The drive circuit of a brushless DC motor, wherein the inverter circuit starts and starts energization in accordance with the position of the rotor.
前記インバータ回路は、回転数と回転子位置より、回転が継続するように通電制御を開始して起動させることを特徴とする請求項1に記載のブラシレスDCモータの駆動装置。 The rotor estimation means estimates the number of rotations of the rotor from the period from the timing when the induced voltage becomes greater than a predetermined threshold to the next timing,
2. The brushless DC motor driving device according to claim 1, wherein the inverter circuit starts and starts energization control so as to continue the rotation based on the rotation speed and the rotor position.
インバータ回路はスイッチング素子によるブレーキ制御および位置決め制御をした後起動を行うことを特徴とする請求項2に記載のブラシレスDCモータの駆動装置。 If it is determined that the rotor is stopped from the number of rotations estimated by the rotor estimation means,
The drive device for a brushless DC motor according to claim 2, wherein the inverter circuit is activated after performing brake control and positioning control by a switching element.
正転と判断した場合、回転子が回転したまま起動させ、
逆転と判断した場合、インバータ回路のスイッチング素子によるブレーキ制御および位置決め制御をした後起動を行うことを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載のブラシ
レスDCモータの駆動装置。 The rotor estimation means detects the two-phase induced voltage signal output from the induced voltage detection means, estimates the rotation direction from the order in which the signals are output,
If it is determined that the rotation is normal, start the rotor while rotating,
4. The brushless DC motor drive device according to claim 1, wherein, when it is determined that the rotation is reverse, the brake control and the positioning control are performed by the switching element of the inverter circuit, and then the brushless DC motor is driven.
電源電圧の1/2電圧を入力し、
起動時には、固定子巻線に発生する誘起電圧とあらかじめ定められたしきい値を比較し、
定常運転時には、固定子巻線に発生する誘起電圧と電源電圧の1/2電圧のしきい値を比較し、
この比較結果の信号を回転子推定手段に出力することを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記載のブラシレスDCモータの駆動装置。 The induced voltage detection means is
Input half the power supply voltage
At startup, compare the induced voltage generated in the stator winding with a predetermined threshold,
At the time of steady operation, the induced voltage generated in the stator winding is compared with the threshold value of 1/2 of the power supply voltage,
5. The brushless DC motor driving apparatus according to claim 1, wherein the comparison result signal is output to a rotor estimating means.
A ventilation blower equipped with the brushless DC motor driving device according to any one of claims 1 to 5.
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