JP6175542B1 - Antenna device - Google Patents
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Abstract
【課題】アレーアンテナの各アンテナ素子が送信又は受信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルを低減した放射パターンを実現できるアンテナ装置を提供する。【解決手段】アンテナ装置１０は、一端１０ａ及び他端１０ｂを有し、一端１０ａから他端１０ｂにかけて複数のアンテナ素子３０が一定の間隔ｄで配置されたアレーアンテナ２０を備え、一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を送信又は受信する。【選択図】図２An antenna device capable of realizing a radiation pattern in which nulls are reduced while setting the amplitude of a high frequency transmitted or received by each antenna element of an array antenna is simple. An antenna device 10 includes an array antenna 20 having one end 10a and the other end 10b, in which a plurality of antenna elements 30 are arranged at a constant interval d from the one end 10a to the other end 10b. A high frequency is transmitted or received by varying the amplitude from the element 30 to the antenna element 30 at the other end 10b at a constant rate. [Selection] Figure 2
Description
本発明は、無線通信サービス等に用いられるアンテナ装置に関する。 The present invention relates to an antenna device used for a wireless communication service or the like.
従来、携帯電話等の無線通信サービスを確立する基地局等に用いられるアレーアンテナは、サービスエリア内での放射パターンが良好となるように調整されている。 Conventionally, an array antenna used in a base station or the like that establishes a wireless communication service such as a mobile phone is adjusted so that a radiation pattern in a service area is good.
例えば、非特許文献１には、放射パターンのヌルを埋める（ヌル・フィル）ために、アレーアンテナの各アンテナ素子が送信する高周波の振幅の平坦度とヌル深さとの関係を求める方法が示されている。
For example, Non-Patent
しかしながら、非特許文献１の関係を用いて各アンテナ素子が高周波の振幅を設定すると、与える高周波の振幅が各アンテナ素子にわたって複雑な分布となる場合があり、アレーアンテナの各素子が送信又は受信する高周波の振幅の設定が困難となることがある。
However, if each antenna element sets a high-frequency amplitude using the relationship of Non-Patent
本発明は、アレーアンテナの各アンテナ素子が送信又は受信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルを低減した指向性パターンを実現できるアンテナ装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an antenna device capable of realizing a directivity pattern with reduced nulls, while setting the amplitude of a high frequency transmitted or received by each antenna element of an array antenna is simple.
第１の態様のアンテナ装置は、一端及び他端を有し、前記一端から前記他端にかけて直線状に配置された複数のアンテナ素子が一定の間隔で配置されたアレーアンテナを備え、前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を送信し、入力された高周波を、前記振幅の異なる各高周波に分岐する分岐回路部をさらに備える。 An antenna device according to a first aspect includes an array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged linearly from the one end to the other end, and arranged at a constant interval. A branch circuit unit is further provided that transmits a high frequency with an amplitude different from the antenna element to the antenna element at the other end at a certain rate, and branches the input high frequency to each of the high frequencies having different amplitudes.
本態様では、アレーアンテナの各アンテナ素子が送信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルを低減した放射パターンを実現できることに加え、各アンテナ素子に入力する高周波の都度調整を行うことなく、前記高周波の振幅を一定の割合で異ならせることができる。 In this aspect, the setting of the high-frequency amplitude transmitted by each antenna element of the array antenna is simple, and in addition to realizing a radiation pattern with reduced nulls, adjustment is made for each high-frequency input to each antenna element. In addition, the amplitude of the high frequency can be varied at a constant rate.
第２の態様のアンテナ装置は、一端及び他端を有し、前記一端から前記他端にかけて直線状に配置された複数のアンテナ素子が一定の間隔で配置されたアレーアンテナを備え、前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を受信し、前記アンテナ素子で変換された各高周波を、前記一定の割合で振幅を異ならせて合成する分岐回路部をさらに備える。 The antenna device according to the second aspect includes an array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged in a straight line from the one end to the other end at a predetermined interval. A branch circuit unit that receives high frequencies with different amplitudes from an antenna element to the antenna element at the other end, and synthesizes the high frequencies converted by the antenna elements with different amplitudes at the constant rate Is further provided.
本態様では、アレーアンテナの各アンテナ素子が受信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルが低減された電波を受信できることに加え、各アンテナ素子に入力する高周波の都度調整を行うことなく、前記高周波の振幅を一定の割合で異ならせることができる。 In this aspect, while setting the amplitude of the high frequency received by each antenna element of the array antenna is simple, it is possible to receive radio waves with reduced nulls, and without adjusting each time the high frequency input to each antenna element The amplitude of the high frequency can be varied at a constant rate.
第３の態様のアンテナ装置は、一端及び他端を有し、前記一端から前記他端にかけて直線状に配置された複数のアンテナ素子が一定の間隔で配置されたアレーアンテナを備え、前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を送信又は受信し、前記異ならせた振幅の最大振幅をＩｍａｘ、前記アンテナ素子の数をＮとし、係数ΔＩ＝Ｉｍａｘ／Ｎとしたとき、前記異ならせた振幅の一定の割合がＩｎ＝Ｉｍａｘ−（ｎ−１）ΔＩ（但し、ｎ=１，２，…Ｎ）に従って順次異なる。 An antenna device according to a third aspect includes an array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged linearly from the one end to the other end, and arranged at a constant interval. A high frequency is transmitted or received by changing the amplitude from the antenna element to the antenna element at the other end at a constant rate, the maximum amplitude of the different amplitudes is Imax, the number of the antenna elements is N, and a coefficient ΔI = Imax / N, the constant ratio of the varied amplitudes sequentially varies according to In = Imax− (n−1) ΔI (where n = 1, 2,... N).
本態様では、アレーアンテナの各アンテナ素子が受信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルが低減された電波を送信又は受信できることに加え、第一サイドローブと第一ヌル点の差分である偏差を可能な限り小さくすることができるため、ヌルをより一層抑制することができる。 In this aspect, the amplitude of the high frequency received by each antenna element of the array antenna is simple, but in addition to being able to transmit or receive radio waves with reduced nulls, the difference between the first side lobe and the first null point it is possible to reduce as much as possible some deviation, can you to further suppress the null.
第４の態様のアンテナ装置は、前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて位相を異ならせて送信又は受信する第１から第３のいずれかの態様のアンテナ装置であって、前記各アンテナ素子に与える前記位相を一定の移相量で変化させた上に、少なくとも一端のアンテナ素子及び他端のアンテナ素子に付加移相量を加える。 The antenna device according to a fourth aspect is the antenna device according to any one of the first to third aspects, in which a phase is changed from the antenna element at the one end to the antenna element at the other end, and transmitted or received. The phase applied to the antenna element is changed by a constant phase shift amount, and an additional phase shift amount is added to at least the antenna element at one end and the antenna element at the other end.
本態様では、サイドローブを低減することができる。 In this aspect, side lobes can be reduced.
本発明のアンテナ装置は、アレーアンテナの各アンテナ素子が送信する高周波の振幅の設定が単純でありながら、ヌルを低減した指向性パターンを実現できる。 The antenna device of the present invention can realize a directivity pattern with reduced nulls, while setting the amplitude of the high frequency transmitted by each antenna element of the array antenna is simple.
以下、本発明に係る各種実施形態について、図面を用いて説明する。 Hereinafter, various embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
「第一実施形態」
本発明に係るアンテナ装置の第一実施形態について、図１〜図１５を参照して説明する。
"First embodiment"
A first embodiment of an antenna device according to the present invention will be described with reference to FIGS.
アンテナ装置１０は、携帯電話等の無線通信サービスを確立する基地局等に用いられるものである。アンテナ装置１０は、構造物を利用して高い場所に設置される。本実施形態では、図１に示すように、アンテナ装置１０は、ビルＢＬの側壁に設置され、地表付近にスモールセルと呼ばれる比較的半径の小さなサービスエリアＳＡを形成している。
The
図２に示すように、アンテナ装置１０は、放射面１０ｃ及び背面１０ｄを一対の板面とする縦長の板形状を有している。アンテナ装置１０は、板形状の縦長方向Ｄａｂの両端に一端１０ａ及び他端１０ｂを有する。
本実施形態では、アンテナ装置１０は、アンテナ装置１０の縦長方向Ｄａｂがｙ方向に沿うように設置され、放射面１０ｃから放射される高周波の電波を自由空間に送信する。
アンテナ装置１０は、一端１０ａから他端１０ｂにかけて複数のアンテナ素子３０が一定の間隔で配置されたアレーアンテナ２０を備える。本実施形態では一端１０ａから他端１０ｂにかけて１６個のアンテナ素子３０が一定の間隔ｄで直線状に並べて配置されている。アンテナ素子３０の並びは必ずしも直線状である必要はないが、直線状に並べたほうが、アレーアンテナの理論に沿って指向性パターンを制御できるため、ヌル低減の調整を比較的簡単に行うことができる。
以下、複数のアンテナ素子３０のうち、最も一端１０ａに近いアンテナ素子３０を「一端１０ａのアンテナ素子」といい、最も他端１０ｂに近いアンテナ素子３０を「他端１０ｂのアンテナ素子」という。図２において、アンテナ素子３０は、カバー４０に隠れて見えないので、点線で示されている。
As shown in FIG. 2, the
In the present embodiment, the
The
Hereinafter, among the plurality of
図３に示すように、アンテナ装置１０は、放射面１０ｃ側から順に、カバー４０、アンテナ素子層５０、第２分岐層７０及び第１分岐層６０を備える。カバー４０は、中空の構造となっており、内部にアンテナ素子層５０、第２分岐層７０及び第１分岐層６０を収納する構造となっている。図３において、カバー４０、アンテナ素子層５０、第２分岐層７０、第１分岐層６０のそれぞれは、理解を容易にするためにｚ方向に離して図示している。
As shown in FIG. 3, the
図３に示すように、アンテナ素子層５０の各アンテナ素子３０と第２分岐層７０の各線路とは、配線により電気的に接続され、第１分岐層６０の各線路と第２分岐層７０の各線路とは、配線により電気的に接続されている。配線としては、例えばビア配線を用いた配線が適用される。
As shown in FIG. 3, each
以下、アンテナ素子層５０、第２分岐層７０及び第１分岐層６０の積層方向をｚ方向とし、ｚ方向と直交する面をｘｙ平面とする。ｙ方向は、ｘ方向と直交しており、縦長方向Ｄａｂに沿った方向となっている。本実施形態において、図２に示すように、ｙ方向が天空方向ＳＫ（垂直上向き）となるように、アンテナ装置１０は設置される。
Hereinafter, the stacking direction of the
（アンテナ素子層）
アンテナ素子層５０の構造について説明する。
図４に示すように、アンテナ素子層５０は、第１接地層５１と、第１接地層５１の一面５１ａに配設された複数のアンテナ素子３０とを有する。
第１接地層５１はプレート状の導体からなり、アンテナ素子３０は矩形状の導体片である。アンテナ素子３０は、配線によって、図示しない高周波供給源ＧＥＮと電気的に接続されている。図４の場合、ビア配線３３がアンテナ素子３０に電気的に接続される。よって、高周波供給源ＧＥＮから、第１分岐層６０、第２分岐層７０及びビア配線３３を介して、アンテナ素子３０に高周波の電流が流れることによって、アンテナ素子３０から高周波の電波が自由空間に放射される。
本実施形態では、アンテナ装置１０の背面１０ｄ側から後で説明する第１入力部６０ａに高周波供給源ＧＥＮから高周波を供給する。
(Antenna element layer)
The structure of the
As shown in FIG. 4, the
The
In the present embodiment, a high frequency is supplied from the high frequency supply source GEN to the
図４に示すように、アンテナ素子３０とｚ方向からの平面視で重なる位置に、パッチアンテナ３１を有してもよい。パッチアンテナ３１は、導体のプレートからなる。
パッチアンテナ３１は、絶縁性を有する支持部３２によりアンテナ素子３０から離間して配置されている。パッチアンテナ３１を有すると、アンテナ装置１０が使用する周波数帯域を規制（調整）することができる。アンテナ装置１０が使用する周波数帯域によっては、必ずしも必要なものではない。
As shown in FIG. 4, the
The
本実施形態では、矩形状の導体片をアンテナとして、高周波の電流を電波に変換して放射しているが、ダイポールアンテナ、ループアンテナ、スロットアンテナ、マイクロストリップアンテナ等どのようなアンテナを用いてもよい。 In this embodiment, a rectangular conductor piece is used as an antenna and high-frequency current is converted into radio waves and radiated. However, any antenna such as a dipole antenna, loop antenna, slot antenna, or microstrip antenna can be used. Good.
（第１分岐層及び第２分岐層）
図３に戻って、第１分岐層６０及び第２分岐層７０の構造について説明する。
本実施形態の場合、分岐回路部として、第１分岐層６０及び第２分岐層７０を設けている。アンテナ装置１０に給電された高周波は、第１分岐層６０及び第２分岐層７０で１６分岐される。１６分岐された各高周波は、１６個のアンテナ素子３０にそれぞれ供給される。高周波を１６分岐するための構造を以下のとおり示す。
第１分岐層６０は、１個の第１入力部６０ａ、４個の第１出力部６０ｂ及び第２分岐回路６０ｃを備える。本実施形態では、１つの第１入力部６０ａから、第２分岐回路６０ｃを介して、４つの第１出力部６０ｂに分岐するように構成されている。よって、第１入力部６０ａに給電された高周波の電流は、第１分岐回路６０ｃでトーナメント状に４つに分岐され、各第１出力部６０ｂに出力される。
(First branch layer and second branch layer)
Returning to FIG. 3, the structures of the
In the present embodiment, the
The
第２分岐層７０は、４個の第２入力部７０ａ、１６個の第２出力部７０ｂ及び第２分岐回路７０ｃを備える。第２分岐層７０の複数の第２入力部７０ａは、ｚ方向からの平面視で重なる位置の第１分岐層６０の各第１出力部６０ｂとそれぞれ接続される。本実施形態では、各第２入力部７０ａから、第２分岐回路７０ｃを介して、４つの第２出力部７０ｂにそれぞれ分岐するように構成されている。よって、４つの第２入力部７０ａに給電された高周波信号は、第２分岐回路７０ｃでトーナメント状にそれぞれ４つに分岐され、１６個の第２出力部７０ｂにそれぞれ出力される。
第２分岐層７０の各第２出力部７０ｂは、ｚ方向からの平面視で重なる位置のアンテナ素子３０にそれぞれ接続される。
The
Each
第１分岐回路６０ｃについて詳しく説明する。
図３の吹き出し図に示されるように、第１分岐回路６０ｃの線路は、２つの各分岐点において、２つの線路にそれぞれ分岐している。２分岐された各線路は、分岐後において、互いに異なる線路幅及び線路長とすることで、互いに特性インピーダンスを異ならせている。各線路への高周波の分岐比率（分配比）は、当該特性インピーダンスの関係によって決まるため、線路幅及び線路長の簡単な組み合わせによって振幅が異なる４つの高周波に分岐することができる。また、当該第１分岐回路６０ｃによれば、線路幅及び線路長の簡単な組み合わせで分岐比率を調整できるので、アンテナ装置１０を製作する上でも簡単である。
本実施形態では、線路幅及び線路長による分岐後の特性インピーダンスの簡単な組み合わせによって、第１分岐回路６０ｃは、後で示すように所望の関係の振幅となるように、伝送損失や反射損失を低減しつつ、所望の分岐比率で高周波を分岐させている。第２分岐層７０についても同様である。
The
As shown in the balloon diagram of FIG. 3, the line of the
In the present embodiment, the
本実施形態では、第１分岐回路６０ｃ及び第２分岐回路７０ｃをトリプレート線路で構成しているが、高周波を伝搬できるものであればどのようなものでよく、マイクロストリップ線路、同軸線路、コプレナー線路等で構成してもよい。
In the present embodiment, the
以上に示すとおり、アンテナ装置１０に給電された高周波は、第１分岐回路６０ｃによって４分岐された後、それぞれ第２分岐回路７０ｃによってさらに４分岐されて、全体で１６分岐される。すなわち、アンテナ装置１０に給電された高周波は、最終的に１６分岐される。
As described above, the high frequency fed to the
第１分岐層６０及び第２分岐層７０は、各分岐回路の分岐点において所望の分岐比率で高周波を分岐しており、最終的に一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて、一定の割合で各アンテナ素子３０に流れる高周波の電流の振幅を異ならせている。
The
第１分岐層６０及び第２分岐層７０の各分岐点における高周波の電流の分岐比率の一例を図５に示す。
図５に示されたトーナメント表の各分岐点が、第１分岐回路６０ｃ及び第２分岐回路７０ｃの各分岐点に対応している。
当該トーナメント表の分岐点前後の各線が第１分岐回路６０ｃ及び第２分岐回路７０ｃの分岐点前後の各線路に対応している。また、当該トーナメント表の左側、右側の部分は、第１分岐回路６０ｃ、第２分岐回路７０ｃにそれぞれ対応する。さらに、当該トーナメント表の上側がアンテナ装置１０の一端１０ａ、下側がアンテナ装置１０の他端１０ｂに対応する。
An example of the branching ratio of the high-frequency current at each branch point of the
Each branch point of the tournament table shown in FIG. 5 corresponds to each branch point of the
Each line before and after the branch point of the tournament table corresponds to each line before and after the branch point of the
一例として、給電された電流を各分岐点で分岐し、隣り合うアンテナ素子３０に与える高周波の電流の振幅の差を０．０５とした場合について図５を参照して説明する。
図５のトーナメント表の分岐点前後の各線の上に示される数字は、分岐点前後における高周波の分岐状況を示す。当該数字は、高周波供給源ＧＥＮから給電する電流の振幅Ｉｏに対する各配線に流れる電流の振幅Ｉの比をｄＢ単位（１０×ｌｏｇ（Ｉ／Ｉｏ）［ｄＢ］）で示したものである。
当該１６分割されたｄＢ値（−１０［ｄＢ］〜−１６．０２[ｄＢ]）を真値（リニアスケール）で計算し直すと、一端１０ａから他端１０ｂにかけて、１：０．９５：０．９０：０．８５…０．３５：０．３：０．２５の比率で分割されていることがわかる。なお当該分岐比率は、一端１０ａを１とした比率を示した。図５のように分岐比率で分岐した場合、一端１０ａから他端１０ｂにかけて、０．０５刻みで（一定の割合で）高周波の電流の振幅を順次異ならせることができる。言い換えると、第１分岐回路６０ｃ及び第２分岐回路７０ｃを用いて図５のような分岐比率で分岐した電流を、各アンテナ素子３０にそれぞれ流せば、隣り合うアンテナ素子３０に与える高周波の電流の振幅の差を０．０５とすることができる。
As an example, a case where a fed current is branched at each branch point and a difference in amplitude of a high-frequency current applied to
The numbers shown on the lines before and after the branch point in the tournament table of FIG. 5 indicate the high-frequency branch state before and after the branch point. The numbers indicate the ratio of the amplitude I of the current flowing through each wiring to the amplitude Io of the current supplied from the high-frequency supply source GEN in dB units (10 × log (I / Io) [dB]).
When the 16-divided dB values (−10 [dB] to −16.02 [dB]) are recalculated with a true value (linear scale), from one
このように各分岐点での分岐比率をそれぞれ調整することによって、一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて、一定の割合で各アンテナ素子３０に流す高周波の電流の振幅を異ならせることができる。
本実施形態では、分岐回路部として、第１分岐層６０及び第２分岐層７０によって分岐比率を設定しているので、各アンテナ素子３０に与える高周波の分岐比率の都度調整を行う必要がない。
In this way, by adjusting the branching ratio at each branching point, the amplitude of the high-frequency current flowing through each
In this embodiment, since the branching ratio is set by the first branching
本実施形態では、隣り合うアンテナ素子３０に流す高周波の電流の振幅の差をできるだけ大きくしている。以下、図６を参照して詳しく説明する。
図６の上側が、アンテナ装置１０の一端１０ａ、図６の下側がアンテナ装置１０の他端１０ｂに対応する。
本実施形態では、図６に示すように、最大振幅をＩｍａｘとして、一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて、順にＩｍａｘ、Ｉｍａｘ−ΔＩ、Ｉｍａｘ−２ΔＩ、…の振幅の電流を、各アンテナ素子３０に流す。
したがって、各アンテナ素子３０に流れる高周波の電流の振幅は、以下の式のように表すことができる。
In the present embodiment, the difference in the amplitude of the high-frequency current flowing through the
The upper side of FIG. 6 corresponds to one
In the present embodiment, as shown in FIG. 6, the current having the amplitude of Imax, Imax−ΔI, Imax−2ΔI,... In order from the
Therefore, the amplitude of the high-frequency current flowing through each
［数１］
Ｉｎ＝Ｉｍａｘ−（ｎ−１）ΔＩ（但し、ｎ=１，２，…Ｎ） ・・・（１）
[Equation 1]
In = Imax− (n−1) ΔI (where n = 1, 2,... N) (1)
ここで、ｎは、一端１０ａから数えたアンテナ素子３０の順番である。
Ｉｎは、ｎ番目のアンテナ素子に流れる高周波の電流の振幅、Ｎはアンテナ装置１０に設けられた全アンテナ素子の数である。係数ΔＩは、隣接するアンテナ素子に与えられる高周波の電流の振幅の差に相当する。
本実施形態では、一端１０ａ側にいちばん近いｎ＝１となるアンテナ素子３０に流す高周波の電流の振幅をＩｍａｘ［Ａ］とすると、ΔＩ＝Ｉｍａｘ／ＮとなるようにΔＩを設定している。このようにΔＩを設定すれば、隣り合うアンテナ素子３０に与える高周波の電流の振幅の差をできるだけ大きくすることができる。
Here, n is the order of the
In is the amplitude of the high-frequency current flowing in the nth antenna element, and N is the number of all antenna elements provided in the
In the present embodiment, ΔI is set so as to satisfy ΔI = Imax / N, where Imax [A] is the amplitude of the high-frequency current flowing through the
本実施形態の場合、Ｎ、Ｉｍａｘはどのような値であっても構わないが、説明を簡単にするために、Ｎ＝１６、Ｉｍａｘ＝１．０の場合について説明する。
このとき、図７に示すように、隣り合うアンテナ素子３０に与える高周波の電流の振幅の差が真値で０．０６２５、すなわちΔＩ＝０．０６２５となっていることがわかる。
なお、ｎ番目のアンテナ素子に与える高周波の電流の位相Ψｎ［°］とすると、本実施形態の場合、Ψｎ＝０としている。すなわち、各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の位相を同位相としている。各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の位相の調整は、例えば、分岐後に移相器を設けることによって行ってもよいし、分岐後の各線路や各配線の長さといった電気長を調整することによって行ってもよい。
In the present embodiment, N and Imax may be any value, but for simplicity of explanation, a case where N = 16 and Imax = 1.0 will be described.
At this time, as shown in FIG. 7, it can be seen that the difference between the amplitudes of the high-frequency currents applied to the
Note that assuming that the phase of the high-frequency current to be applied to the n-th antenna element is ψn [°], in this embodiment, ψn = 0. That is, the phase of the high-frequency current applied to each
また、アンテナ装置１０の放射面１０ｃから高周波の電波を自由空間に送信される高周波の電波の波長をλとすると、本実施形態の場合、それぞれ隣り合うアンテナ素子３０の間隔ｄを０．６７λとしている。
Further, when the wavelength of the high-frequency radio wave transmitted from the
以下の本実施形態のアンテナ装置１０のアンテナ特性について説明する。
図８は、本実施形態におけるアンテナ装置１０の伝搬距離特性の計算結果を示したものである。横軸に放射面１０ｃからの距離、縦軸に相対伝搬損失を示す。
本実施形態のアンテナ装置１０において求められた伝搬距離特性を点線で示す。後に図９に示すように、本実施形態のアンテナ装置１０は、垂直面内指向性にヌル・フィルを形成している。
参考例として、本実施形態のアンテナ装置１０において、各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の振幅を一様(同振幅)とした場合の伝搬特性を実線で示す。
なお、図８の伝搬距離特性は、伝搬路を自由空間伝搬とし、アンテナ装置１０のアンテナ高を３０ｍとして計算された。
参考例では伝搬路に大きなレベル変動が生じているのに対し、本実施形態では、伝搬路におけるレベル変動が小さくなっていることがわかる。
The following describes the antenna characteristics of the
FIG. 8 shows the calculation result of the propagation distance characteristic of the
A propagation distance characteristic obtained in the
As a reference example, in the
The propagation distance characteristics in FIG. 8 were calculated assuming that the propagation path is free space propagation and the antenna height of the
In the reference example, a large level fluctuation occurs in the propagation path, whereas in the present embodiment, it is understood that the level fluctuation in the propagation path is small.
本実施形態のアンテナ装置１０のヌル・フィル特性について説明する。
一般にアレーアンテナの垂直面内の指向性は、以下に示すようなアレーファクターＦ(θ)の関係式（２）から求めることができる。
The null fill characteristic of the
In general, the directivity in the vertical plane of the array antenna can be obtained from the relational expression (2) of the array factor F (θ) as shown below.
ただし，Ｇ(θ)は素子指向性、ｋは位相定数である。 Where G (θ) is element directivity and k is a phase constant.
関係式（２）から求めた本実施形態のアンテナ装置１０の垂直面内の指向性の計算結果を図９に示す。以下、「アンテナ装置１０の垂直面」とは、ｙｚ平面であって、アンテナ素子３０が並んでいる直線を含む平面のことをいう。
図９の横軸は、アンテナ装置１０の垂直面における方位角θであって、ｚ方向をθ＝９０°とした方位角θを示す。図９の縦軸は、θ＝９０°における電波の放射レベルの電力Ｐｏに対する各θにおける放射レベルの電力Ｐの比をｄＢ単位（１０×ｌｏｇ（Ｐ／Ｐｏ）［ｄＢ］）で示したものである。
図９は、各アンテナ素子３０として半波長ダイポールアンテナを配列し、モーメント法により計算したものである。
図９から明らかなように、本実施形態では、後に示す図１３の参考例の特性に比べて、ヌルが低減されていることがわかる。
FIG. 9 shows a calculation result of directivity in the vertical plane of the
The horizontal axis of FIG. 9 represents the azimuth angle θ in the vertical plane of the
FIG. 9 shows a case where a half-wave dipole antenna is arranged as each
As can be seen from FIG. 9, in this embodiment, nulls are reduced as compared with the characteristics of the reference example shown in FIG.
変形例として、本実施形態のアンテナ装置１０において、アンテナ素子３０の間隔を大きくしてｄ＝１．０λとした場合の指向性を図１０に示す。
図１０に示すように、アンテナ素子３０の間隔を大きくしても、ヌルが低減されていることがわかる。したがって、アンテナ素子間隔が変化してもヌルを低減できることがわかる。
As a modification, FIG. 10 shows the directivity when the distance between the
As shown in FIG. 10, it can be seen that the nulls are reduced even when the interval between the
他の変形例として、本実施形態のアンテナ装置１０において、ｄ＝０．６７λのまま、アンテナ素子３０の数を少なくしてＮ＝８、Ｎ＝４とした場合の指向性を図１１、図１２にそれぞれ示す。すなわち、アンテナ素子の数を１／２にした場合、１／４にした場合の指向性を図１１、図１２にそれぞれ示す。
図１１、図１２に示すように、アンテナ素子の数を半減、さらに半減しても、後に示す図１３の参考例の特性に比べて、ヌルを低減できることがわかる。
As another modification, in the
As shown in FIGS. 11 and 12, it can be seen that even if the number of antenna elements is halved and further halved, nulls can be reduced as compared with the characteristics of the reference example shown in FIG.
これらの変形例から明らかなように、本実施形態のアンテナ装置は、アンテナ素子の数、アンテナ素子の間隔に依存しないでヌルを低減できる。 As is clear from these modifications, the antenna device of this embodiment can reduce nulls without depending on the number of antenna elements and the spacing between the antenna elements.
なお、図１３には、上記参考例（各アンテナ素子３０に流す高周波の電流の振幅を一様とした場合）の指向性を示す。
FIG. 13 shows the directivity of the above reference example (when the amplitude of the high-frequency current flowing through each
各素子に与えるΔＩの誤差の影響を示す。
本実施形態のアンテナ装置１０において、ΔＩを０．０２から０．０６まで変えた時の相対利得ΔＧ［ｄＢｉ］の変化、第１ヌル点と第１サイドローブレベルの偏差Δｐｐの変化を図１４、図１５にそれぞれ示す。図１３に示すように、Δｐｐ［ｄＢ］は、第１ヌル点Ｐｆｎでの放射レベルと第１サイドローブＰｓでの放射レベルの偏差に相当する。ここで、ヌル点のうち、主ビーム（垂直面内指向性の９０°における強いビーム）に最も近いヌル点を第１ヌル点Ｐｆｎとし、主ビームに最も近いサイドローブを第１サイドローブＰｓとする。
図１５からわかるように、ΔＩを０．０２から０．０６に近づけるほど、偏差Δｐｐは小さくなる。よって、本実施形態のようにΔＩ＝０．０６２５［Ａ］に設定すれば、偏差Δｐｐを小さくでき、ヌルを抑制することができる。
他方、図１４に示すように、ΔＩを０．０２から０．０６に近づけるほど、相対利得ΔＧ［ｄＢｉ］は小さくなってしまう。よって、多少のヌルを許容しつつ、相対利得を稼ぎたいときは、ΔＩが０．０６２５［Ａ］より小さくなるように設定してもよい。
The influence of ΔI error on each element is shown.
In the
As can be seen from FIG. 15, the deviation Δpp decreases as ΔI approaches 0.02 to 0.06. Therefore, if ΔI = 0.0625 [A] is set as in this embodiment, the deviation Δpp can be reduced and nulls can be suppressed.
On the other hand, as shown in FIG. 14, the relative gain ΔG [dBi] becomes smaller as ΔI approaches 0.02 to 0.06. Therefore, when it is desired to gain a relative gain while allowing some nulls, ΔI may be set to be smaller than 0.0625 [A].
ΔＩの誤差について説明する。
図１５に示すように、ΔＩを小さくするとΔｐｐは大きくなる。
例えば、許容されるΔｐｐが最大で３ｄＢとすると、そのときΔＩ≒０．０４５となる。よって、ΔＩの設定値が０．０６２５の場合、約３０％の誤差が許容できることになる。
The error of ΔI will be described.
As shown in FIG. 15, when ΔI is decreased, Δpp increases.
For example, if the allowable Δpp is 3 dB at the maximum, then ΔI≈0.045. Therefore, when the set value of ΔI is 0.0625, an error of about 30% can be allowed.
「第二実施形態」
本発明に係るアンテナ装置の第二実施形態について、図１６〜図２０を参照して説明する。
"Second embodiment"
A second embodiment of the antenna device according to the present invention will be described with reference to FIGS.
第二実施形態は、第一実施形態と基本的に同じであるが、各アンテナ素子に与える高周波の電流の位相Ψｎを変えてビームチルトを持たせるとともに、サイドローブＳＬを制御している点が異なる。ビームチルトとは、ｚ方向に対して、主ビームを傾斜させることである。以下、ｚ軸に対する垂直面内の主ビームの地表に向かう傾斜角をビームチルト角θｔとする。 The second embodiment is basically the same as the first embodiment except that a beam tilt is provided by changing the phase Ψn of the high-frequency current applied to each antenna element and the side lobe SL is controlled. Different. Beam tilt is to tilt the main beam with respect to the z direction. Hereinafter, the tilt angle toward the ground surface of the main beam in the plane perpendicular to the z-axis is defined as a beam tilt angle θt.
各アンテナ素子に与える高周波の電流の位相Ψｎは、図１６に示すように設定される。なお、各アンテナ素子に与える高周波の電流の振幅Ｉｎは、第一実施形態の図７の設定と同じである。 The phase Ψn of the high-frequency current given to each antenna element is set as shown in FIG. The amplitude In of the high-frequency current given to each antenna element is the same as the setting in FIG. 7 of the first embodiment.
ここで位相Ψｎは、以下のように決定する。
一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて、各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の位相Ψｎを移相量φＮで変化させると、主ビームにビームチルト角θtを持たせることができる。
本実施形態では、移相量φＮを−４１．２°に設定し、ビームチルト角θt＝−１０°としている。よって、図１６に示すように、一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０に向かって、各アンテナ素子３０の位相Ψｎを順に−４１．２°ずつ変化させている。
Here, the phase Ψn is determined as follows.
When the phase Ψn of the high-frequency current applied to each
In this embodiment, the phase shift amount φN is set to −41.2 °, and the beam tilt angle θt = −10 °. Therefore, as shown in FIG. 16, the phase Ψn of each
さらに、各アンテナ素子３０に流れる電流の位相Ψｎを一定の移相量φＮで変化させた上に、少なくとも一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０については、移相量φＮに付加移相量Δφを加えている。
本実施形態では、付加移相量Δφ＝±２０°としている。すなわち、一端１０ａのアンテナ素子３０（ｎ＝１）については、移相量φＮに対してさらに付加移相量Δφ＝＋２０°でシフトさせた移相量を与えている。また、他端１０ｂのアンテナ素子３０（ｎ＝１６）については、移相量φＮに対してさらに付加移相量Δφ＝−２０°シフトさせた移相量を与えている。具体的には、各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の位相Ψｎは、図１６に示すとおりである。
本実施形態のアンテナ装置１０の指向性の計算結果を図１７に示す。図１７において、９０°がｚ方向、１８０°がｙ方向にそれぞれ相当する。
Further, the phase Ψn of the current flowing through each
In the present embodiment, the additional phase shift amount Δφ = ± 20 °. That is, for the antenna element 30 (n = 1) at the one
FIG. 17 shows the directivity calculation result of the
変形例として、付加移相量Δφ＝±３０°に設定されてもよい。具体的には、各アンテナ素子３０に与える高周波の電流の位相Ψｎは、図１８に示すように設定される。
本変形例のアンテナ装置１０の指向性の計算結果を図１９に示す。
As a modification, the additional phase shift amount Δφ = ± 30 ° may be set. Specifically, the phase Ψn high-frequency current applied to each
FIG. 19 shows the directivity calculation result of the
図１７と図１９を比較してわかるように、Δφを変化させることによって、ビームチルト角θt＝−１０°を維持しつつ、サイドローブＳＬを変化させることができる。
例えば、天空方向ＳＫへのサイドローブＳＬを抑制したいときは、付加移相量をΔφ＝±３０°とするよりも、付加移相量をΔφ＝±２０°とするほうがよいことが分かる。
As can be seen by comparing FIG. 17 and FIG. 19, the side lobe SL can be changed while maintaining the beam tilt angle θt = −10 ° by changing Δφ.
For example, when it is desired to suppress the side lobe SL in the sky direction SK, it is better to set the additional phase shift amount to Δφ = ± 20 ° than to set the additional phase shift amount to Δφ = ± 30 °.
図１７や図１９の指向性は、「コセカント２乗指向性」と呼ばれる指向性に近似するものである。よって、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０だけを移相量φＮに対してシフトさせることにより、比較的簡単な構成で、「コセカント２乗指向性」を有する指向性を提供することができる。
The directivity in FIGS. 17 and 19 approximates the directivity called “cosecant square directivity”. Therefore, by providing only the
付加移相量をΔφ＝０°（実線）、±３０°（破線）、±６０°（点線）に設定したときの各指向性を図２０にまとめて示す。
主ビームに加えて、サービスエリアＳＡにおける電波のレベルをできるだけ向上したいときは、Δφ＝０°とするよりも、Δφ＝±３０°、±６０°とした方がよいことが分かる。
また、Δφ＝０°とするよりも、Δφ＝±３０°、±６０°とした方がｚ方向のレベルを低くすることができるため、水平方向にある他のアンテナとの干渉を抑制することができる。
Each directivity when the additional phase shift amount is set to Δφ = 0 ° (solid line), ± 30 ° (broken line), and ± 60 ° (dotted line) is shown in FIG.
In addition to the main beam, when it is desired to improve the radio wave level in the service area SA as much as possible, it is understood that Δφ = ± 30 ° and ± 60 ° is better than Δφ = 0 °.
Further, since Δφ = ± 30 ° and ± 60 ° can lower the z-direction level than Δφ = 0 °, the interference with other antennas in the horizontal direction can be suppressed. Can do.
本実施形態では、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０だけに付加移相量を加えているが、一端１０ａのアンテナ素子３０から他端１０ｂのアンテナ素子３０にかけて付加移相量を加えてもよい。例えば、一端１０ａのアンテナ素子３０をΔφ＝＋２０°でシフトさせ、他端１０ｂのアンテナ素子３０に向かって連続的にΔφを減少させて、他端１０ｂのアンテナ素子３０をΔφ＝−２０°でシフトさせるようにしてもよい。
In this embodiment, the additional phase shift amount is added only to the
また、本実施形態では、一定の移相量φＮに対し、一端１０ａのアンテナ素子３０にプラスの付加移相量、他端１０ｂのアンテナ素子３０にマイナスの付加移相量を加えることによって、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０の移相量の変化をより大きくしている。
変形例として、一定の移相量φＮに対し、一端１０ａのアンテナ素子３０にマイナスの付加移相量、他端１０ｂのアンテナ素子３０にプラスの付加移相量を加えて、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０の移相量φＮをより小さくしてもよい。
例えば、図１６の位相Ψｎの設定において、一端１０ａのアンテナ素子３０（ｎ＝１）の位相をΨｎ＝−２０．０°とし、他端１０ｂのアンテナ素子３０（ｎ＝１６）の位相をΨｎ＝−５９８．０°とした設定としてもよい。
Further, in the present embodiment, by adding a positive additional phase shift amount to the
As a modified example, a negative additional phase shift amount is added to the
For example, in the setting of the phase Ψn in FIG. 16, the phase of the antenna element 30 (n = 1) at one
さらに本実施形態では、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０の付加移相量の絶対値を同じにしているが、一端１０ａのアンテナ素子３０及び他端１０ｂのアンテナ素子３０の付加移相量の絶対値を異ならせてもよい。
例えば、一端１０ａのアンテナ素子３０については、移相量φＮに対してさらに付加移相量Δφ＝＋２０°でシフトさせた移相量を与え、他端１０ｂのアンテナ素子３０については、移相量φＮに対してさらに付加移相量Δφ＝−３０°シフトさせた移相量を与えてもよい。具体的には、図１６の位相Ψｎの設定において、一端１０ａのアンテナ素子３０（ｎ＝１）の位相をΨｎ＝＋２０．０°とし、他端１０ｂのアンテナ素子３０（ｎ＝１６）の位相をΨｎ＝−６４８．０°とした設定としてもよい。
Furthermore, in this embodiment, the absolute value of the additional phase shift amount of the
For example, for the
以上、本発明の実施の形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。 As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the specific structure is not restricted to the said embodiment, The design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention are included.
本実施形態においてアンテナ装置１０は、放射面１０ｃ及び背面１０ｄを一対の板面とする縦長の板形状を有しているが、横長の板形状、正方形板状、円盤形状、直方体状、立方体状等どのような形状であってもよい。
In the present embodiment, the
本実施形態では、各アンテナ素子に流れる高周波の電流の振幅を一定の割合で変化させているが、各アンテナ素子に与える高周波の電圧の振幅を一定の割合で変化させるものであってもよい。その際、本実施形態では、各アンテナ素子に与える高周波の電流の位相を変化させているが、各アンテナ素子に与える高周波の電圧の位相を変化させるものであってもよい。 In this embodiment, the amplitude of the high-frequency current flowing through each antenna element is changed at a constant rate, but the amplitude of the high-frequency voltage applied to each antenna element may be changed at a constant rate. At this time, in this embodiment, the phase of the high-frequency current applied to each antenna element is changed. However, the phase of the high-frequency voltage applied to each antenna element may be changed.
本実施形態では、サービスエリアにヌルを低減した電波を送信できるアンテナ装置について説明しているが、サービスエリアからヌルが低減された電波を受信するアンテナ装置としてもよい。
受信する場合も一端のアンテナ素子から他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を受信するように構成する。具体的には、第１分岐層６０及び第２分岐層７０からなる分岐回路部を合成回路部として利用し、アンテナ装置１０をそのまま利用し、複数のアンテナ素子で変換された各高周波の電流や電圧を、第１分岐層６０及び第２分岐層７０で一定の割合で振幅を順次異ならせて合成すればよい。合成された高周波は、第１入力部６０ａから得られる。
In the present embodiment, an antenna device that can transmit radio waves with reduced nulls to the service area has been described. However, an antenna device that receives radio waves with reduced nulls from the service area may be used.
Also in the case of reception, the high frequency is received by changing the amplitude at a constant rate from the antenna element at one end to the antenna element at the other end. Specifically, the branch circuit unit composed of the
本実施形態では、アンテナ装置１０は、ビルＢＬに設置されているが、高い場所に設置できるならば、屋根や電柱など構造物に設置されてもよい。また、アンテナ装置１０は、アンテナ装置１０の縦長方向がｙ方向に沿うように設置されているが、放射面１０ｃが地表を向くように傾けて設置されてもよい。
In the present embodiment, the
本実施形態では、高周波として４．５ＧＨｚ帯の高周波を用いているが、いずれもアレーアンテナの理論に基づくものであり、特定の周波数に限られるものではないから、２ＧＨｚ帯や３．５ＧＨｚ帯、さらには、ＨＦ体、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯、ミリ波帯といったあらゆる電波（電磁波）に適用できる。 In this embodiment, a high frequency in the 4.5 GHz band is used as the high frequency, but both are based on the theory of the array antenna and are not limited to a specific frequency, so that the 2 GHz band, the 3.5 GHz band, Furthermore, the present invention can be applied to all radio waves (electromagnetic waves) such as HF, VHF band, UHF band, microwave band, and millimeter wave band.
１０：アンテナ装置
１０ａ：一端
１０ｂ：他端
１０ｃ：放射面
１０ｄ：背面
２０：アレーアンテナ
３０：アンテナ素子
３１：パッチアンテナ
３２：支持部
３３：ビア配線
４０：カバー
５０：アンテナ素子層
５１：第１接地層
５１ａ：一面
６０：第１分岐層
６０ａ：第１入力部
６０ｂ：第１出力部
６０ｃ：第１分岐回路
７０：第２分岐層
７０ａ：第２入力部
７０ｂ：第２出力部
７０ｃ：第２分岐回路
１００：アンテナ装置
ＢＬ：ビル
ｄ：間隔
Ｄａｂ：縦長方向
ＧＥＮ：高周波供給源
Ｉｎ：振幅
Ｉｍａｘ：最大振幅
Ｐｆｎ：第１ヌル点
Ｐｓ：第１サイドローブ
ＳＡ：サービスエリア
ＳＫ：天空方向
ＳＬ：サイドローブ
ΔＧ：相対利得
ΔＩ：係数
Δｐｐ：偏差
θ：方位角
θｔ：ビームチルト角
φＮ：移相量
Ψｎ：位相
10:
Claims (4)
前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を送信し、
入力された高周波を、前記振幅の異なる各高周波に分岐する分岐回路部をさらに備えるアンテナ装置。 An array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged linearly from the one end to the other end;
From the antenna element at the one end to the antenna element at the other end, a high frequency is transmitted with different amplitudes at a certain rate ,
An antenna device further comprising a branch circuit unit for branching an input high frequency into the high frequencies having different amplitudes .
前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を受信し、
前記アンテナ素子で変換された各高周波を、前記一定の割合で振幅を異ならせて合成する分岐回路部をさらに備えるアンテナ装置。 An array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged linearly from the one end to the other end;
The high frequency is received by changing the amplitude at a constant rate from the antenna element at the one end to the antenna element at the other end ,
An antenna device further comprising a branch circuit unit that synthesizes the high frequencies converted by the antenna element with different amplitudes at the constant ratio .
前記一端のアンテナ素子から前記他端のアンテナ素子にかけて一定の割合で振幅を異ならせて高周波を送信又は受信し、
前記異ならせた振幅の最大振幅をＩｍａｘ、前記アンテナ素子の数をＮとし、
係数ΔＩ＝Ｉｍａｘ／Ｎとしたとき、
前記異ならせた振幅の一定の割合が
Ｉｎ＝Ｉｍａｘ−（ｎ−１）ΔＩ（但し、ｎ=１，２，…Ｎ）
に従って順次異なるアンテナ装置。 An array antenna having one end and the other end, and a plurality of antenna elements arranged linearly from the one end to the other end;
Transmitting or receiving a high frequency with different amplitudes from the antenna element at one end to the antenna element at the other end ,
The maximum amplitude of the different amplitudes is Imax, the number of antenna elements is N,
When the coefficient ΔI = Imax / N,
A certain percentage of the different amplitudes is
In = Imax− (n−1) ΔI (where n = 1, 2,... N)
According to the different antenna device sequentially .
前記各アンテナ素子に与える前記位相を一定の移相量で変化させた上に、少なくとも一端のアンテナ素子及び他端のアンテナ素子に付加移相量を加えたアンテナ装置。 The antenna device according to any one of claims 1 to 3, wherein the antenna device transmits or receives signals with different phases from the antenna element at the one end to the antenna element at the other end.
An antenna device in which the phase given to each antenna element is changed by a constant phase shift amount, and an additional phase shift amount is added to at least one antenna element and the other antenna element.
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