JP6168349B2 - Power amplifier and wireless communication device - Google Patents
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Description
本発明は、電力増幅器および無線通信装置に関する。 The present invention relates to a power amplifier and a wireless communication apparatus.
従来、例えば、特開２０００−０１３１５０号公報に開示されているように、高周波信号の増幅に用いられる電力増幅器が知られている。典型的な高周波電力増幅器は、高周波信号用の増幅素子、この増幅素子にバイアスを供給するバイアス回路、および増幅素子の入力側と出力側にそれぞれ設けられた整合回路を備えている。上記公報にかかる電力増幅器は、入力側整合回路に直列共振回路を接続している。これにより、増幅素子の位相特性および歪特性を改善している。 Conventionally, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-013150, a power amplifier used for amplification of a high-frequency signal is known. A typical high-frequency power amplifier includes an amplifying element for a high-frequency signal, a bias circuit for supplying a bias to the amplifying element, and matching circuits provided on the input side and the output side of the amplifying element, respectively. In the power amplifier according to the above publication, a series resonant circuit is connected to the input side matching circuit. This improves the phase characteristics and distortion characteristics of the amplifying element.
近年、無線通信分野で、複数の周波数バンドへの対応が求められている。これはマルチバンド化とも呼ばれており、電力増幅器もマルチバンド化に対応することが求められている。 In recent years, in the wireless communication field, it has been required to support a plurality of frequency bands. This is also called multibanding, and power amplifiers are also required to support multibanding.
複数の周波数バンドの間で周波数差が大きい場合には、それらの周波数バンドの信号増幅を１つの増幅回路でまかなうことは難しい。その対策として、使用周波数に応じて複数の増幅回路を切替可能な電力増幅器が知られている。このような電力増幅器では、それぞれの増幅回路に増幅素子が備えられており、それぞれの増幅素子の信号入力側にバイアス回路が接続している。本願発明者は、このバイアス回路が雑音発生源の一つとなり、バイアス回路から増幅素子の信号入力側へ雑音が入力されてしまうという問題に着目した。増幅素子においてこの雑音が高周波信号とミキシングされることにより、受信帯およびその他の周波数バンドに雑音が発生してしまう。 When the frequency difference is large among a plurality of frequency bands, it is difficult to provide signal amplification for these frequency bands with a single amplifier circuit. As a countermeasure, there is known a power amplifier capable of switching a plurality of amplifier circuits according to a use frequency. In such a power amplifier, each amplification circuit is provided with an amplification element, and a bias circuit is connected to the signal input side of each amplification element. The inventor of the present application paid attention to the problem that this bias circuit becomes one of noise generation sources, and noise is input from the bias circuit to the signal input side of the amplification element. When this noise is mixed with a high-frequency signal in the amplifying element, noise is generated in the reception band and other frequency bands.
雑音抑制のためには、雑音除去用のフィルタを使用することが考えられる。しかし、上述した複数の増幅回路を備える電力増幅器に対し、単純に増幅回路ごとにフィルタを設けると、増幅回路の数に応じて回路構成が比例的に増加してしまうという問題がある。 In order to suppress noise, it is conceivable to use a filter for removing noise. However, if a filter is simply provided for each amplifier circuit with respect to the above-described power amplifier including a plurality of amplifier circuits, there is a problem that the circuit configuration increases in proportion to the number of amplifier circuits.
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、複数の増幅回路を切り替えて使用する電力増幅器および無線通信装置において、回路構成の増加を抑制しつつ雑音を抑制することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a power amplifier and a wireless communication apparatus that use a plurality of amplifier circuits by switching, noise is suppressed while suppressing an increase in circuit configuration. Objective.
本発明にかかる電力増幅器は、
第１増幅素子を含む第１増幅回路と、
第２増幅素子を含む第２増幅回路と、
前記第１増幅素子の信号入力側および前記第２増幅素子の信号入力側にそれぞれ供給すべきバイアスを生成する１つ又は複数のバイアス回路と、
前記バイアスを通過させる通過帯域と、前記通過帯域より高い周波数域に設けられた阻止帯域と、を備えたフィルタと、
前記第１増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間または前記第２増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間に、択一的に前記フィルタを接続させるスイッチと、
を備えることを特徴とする。
The power amplifier according to the present invention is:
A first amplifier circuit including a first amplifier element;
A second amplifier circuit including a second amplifier element;
One or a plurality of bias circuits for generating biases to be respectively supplied to the signal input side of the first amplifying element and the signal input side of the second amplifying element;
A filter comprising: a pass band for passing the bias; and a stop band provided in a frequency range higher than the pass band;
A switch that alternatively connects the filter between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit;
It is characterized by providing.
本発明にかかる無線通信装置は、
アンテナと、
第１増幅素子を含む第１増幅回路と、
第２増幅素子を含む第２増幅回路と、
前記第１増幅素子の信号入力側および前記第２増幅素子の信号入力側にそれぞれ供給すべきバイアスを生成する１つ又は複数のバイアス回路と、
前記バイアスを通過させる通過帯域と、前記通過帯域より高い周波数域に設けられた阻止帯域と、を備えたフィルタと、
前記第１増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間または前記第２増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間に、択一的に前記フィルタを接続させるスイッチと、
前記アンテナと前記第１増幅回路および前記第２増幅回路との間の接続を切り替える増幅回路切替スイッチと、
を備えることを特徴とする。
A wireless communication apparatus according to the present invention is
An antenna,
A first amplifier circuit including a first amplifier element;
A second amplifier circuit including a second amplifier element;
One or a plurality of bias circuits for generating biases to be respectively supplied to the signal input side of the first amplifying element and the signal input side of the second amplifying element;
A filter comprising: a pass band for passing the bias; and a stop band provided in a frequency range higher than the pass band;
A switch that alternatively connects the filter between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit;
An amplifier circuit switch for switching connection between the antenna and the first amplifier circuit and the second amplifier circuit;
It is characterized by providing.
本発明によれば、回路構成の増加を抑制しつつ雑音を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress noise while suppressing an increase in circuit configuration.
実施の形態１．
［実施の形態１の装置の構成および動作］
（無線通信装置）
図１は、本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置１０の構成を示すブロック図である。無線通信装置１０は、具体的には、図１の各ブロックを１つの筐体１０ａ内に収めた携帯無線通信端末であり、より具体的には携帯電話として用いられる。無線通信装置１０は、筐体１０ａの内部に、アンテナ１２およびアンテナ１４と、分波器１６と、ＲＦ部２０、ベースバンド部３０と、アプリケーション部４０と、インターフェース部５０とを備えている。
[Configuration and Operation of Apparatus of Embodiment 1]
(Wireless communication device)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
アンテナ１２、１４は、分波器１６と接続している。アンテナ１２、１４で電波の送受信が行われ、その送受信にかかる送信信号及び受信信号を分波器１６が分波する。分波器１６は、ＲＦ部２０と接続している。ＲＦ部２０は、電力増幅器２１、周波数選局部２２、および受信器２３を備えている。
The
ＲＦ部２０は、ベースバンド部３０と接続している。ベースバンド部３０は、変調器３１、ＣＯＤＥＣ３２、復調器３３を備えている。ＣＯＤＥＣ３２は、音声通信および画像通信の処理を行う集積回路であり、音声の符号化および復号化、ならびに画像の圧縮および伸張を行うことができる。
The
ベースバンド部３０は、アプリケーション部４０と接続している。アプリケーション部４０は、制御部４１、およびＲＡＭおよびＲＯＭからなるメモリ４２を備えている。制御部４１には、演算処理装置（ＭＰＵ）が内蔵されている。この演算処理装置（ＭＰＵ）は、メモリ４２との間でデータの授受を行い、モバイルオペレーティングソフトウェアおよび各種アプリケーションソフトウェアを実行する。
The
アプリケーション部４０は、さらに、画像処理部４３と、ゲーム部４４と、撮影機能部４５と、音源４６と、ＧＰＳ機能部４７と、ＴＶ（テレビ）機能部４８を備えている。ゲーム部４４は、携帯電話アプリケーションゲームの記憶、実行を分担する。撮影機能部４５は、カメラ（図示せず）と接続して画像撮影、動画撮影を行う。アプリケーション部４０において上記各機能部がデータ通信を必要とする場合には、外部の基地局および他の無線通信端末などの他の装置との間で、ベースバンド部３０およびＲＦ部２０を介して必要なデータ通信が実施される。
The
アプリケーション部４０は、インターフェース部５０と接続している。インターフェース部５０は、マイク５１、キーパッド５２、スピーカ５３および表示装置５４を備えている。これらのインターフェースを用いることで、無線通信装置１０を携帯電話、携帯音楽再生装置、および携帯動画再生装置として用いることができる。
The
（ＲＦ無線回路）
図２は、本発明の実施の形態１にかかる無線通信装置１０の一部を拡大して示すブロック図である。アンテナ１２、１４を介して送受信される信号は分波器１６で分波され、受信信号ＲＸは受信器２３を介して復調器３３に入力される。復調器３３は、その内部にＡ／Ｄ変換器３３ａを有し、受信信号ＲＸのＡ／Ｄ変換および復調を行うことができる。復調後の受信信号は、ＣＯＤＥＣ３２の処理を経てアプリケーション部４０に入力される。
(RF radio circuit)
FIG. 2 is an enlarged block diagram of a part of the
一方、アプリケーション部４０側からのデータ信号はＣＯＤＥＣ３２で処理され、符号化等された送信信号が変調器３１で変調される。このとき、変調器３１は、その内部にＤ／Ａ変換器３１ａを有し、送信信号のＤ／Ａ変換および変調を行うことができる。変調器３１で変調された送信信号ＴＸが、電力増幅器２１で増幅され、分波器１６を介してアンテナ１２、１４から送信される。
On the other hand, the data signal from the
周波数選局部２２は、変調器３１および復調器３３と接続している。周波数選局部２２は、変調器３１における送信搬送波周波数と、復調器３３における受信搬送波周波数と、を指定することができる。一例としては、周波数選局部２２は、外部の基地局から周波数指定信号を受け、この周波数指定信号に従って周波数を指定することができる。
The
周波数選局部２２は、電力増幅器２１内の制御回路２６と電気的に接続されている。電力増幅器２１は、高周波信号増幅用の増幅回路を複数個備えている。電力増幅器２１内の制御回路２６は、周波数選局部２２からの周波数指定信号に応じて、複数の増幅回路を切り替える。
The
（電力増幅器）
図３および図４は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器２１を示す回路図である。具体的には、図３は電力増幅器２１内の全体構成を図示しており、図４は図３において破線で囲った電力増幅器本体部１００を拡大して示した回路図である。
(Power amplifier)
3 and 4 are circuit diagrams showing the
図３に示すように、電力増幅器２１は、電力増幅器本体部１００と、増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２と、制御回路２６とが、１つのパッケージに収められたものである。電力増幅器２１は、入力信号端子２４、出力信号端子２５、および制御端子２７を備えている。入力信号端子２４は、変調器３１と接続して、増幅すべき信号の入力を受ける。出力信号端子２５は、分波器１６と接続して、増幅後の信号（送信信号ＴＸ）を分波器１６に出力する。
As shown in FIG. 3, the
電力増幅器本体部１００は、図４を用いて詳述するように、ハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２を備えている。使用周波数に応じて、これらの増幅回路を切り替えて択一的に使用することができる。ハイバンド増幅回路１２０で増幅する信号の周波数は、ローバンド増幅回路１２２で増幅する信号の周波数よりも高くされている。
The power amplifier
制御端子２７は、周波数選局部２２と接続している。制御端子２７は、ハイバンド増幅回路１２０とローバンド増幅回路１２２のいずれの高周波信号増幅パスを使用するかを指定する信号を制御回路２６に入力するための端子である。
The
電力増幅器２１の入力信号端子２４と電力増幅器本体部１００との間に増幅回路切替スイッチＳＷＰ１が介在しており、電力増幅器２１の出力信号端子２５と電力増幅器本体部１００との間に増幅回路切替スイッチＳＷＰ２が介在している。制御回路２６は、制御端子２７に入力される制御信号に従って増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２を切り替えることにより、アンテナ１２、１４および分波器１６とハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２との間の電気的接続を切り替える。
An amplifier circuit switch SWP1 is interposed between the
図４は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部１００を示す回路図である。電力増幅器本体部１００は、ハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２を備えている。
FIG. 4 is a circuit diagram showing the power amplifier
ハイバンド増幅回路１２０は、入力端子１０１、ハイバンド入力整合回路１０３、複数のハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ、ハイバンド出力整合回路１０７、および出力端子１０９が直列に接続されたものである。ハイバンド増幅回路１２０は、ｎ個のハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１、ＰＡＨ２、・・・ＰＡＨｎが接続した多段増幅回路である。なお、ｎは正の整数であり、２以上の値をとりうる。
The high-
ローバンド増幅回路１２２は、入力端子１０２、ローバンド入力整合回路１０４、複数のローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ、ローバンド出力整合回路１０８、および出力端子１１０が直列に接続されたものである。ローバンド増幅回路１２２も、ハイバンド増幅回路１２０と同様に、ｎ個のローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１、ＰＡＬ２、・・・ＰＡＬｎが接続した多段増幅回路である。
The low-
電力増幅器本体部１００は、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２を備えている。ハイバンド側バイアス回路１１１は、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１の信号入力側と接続点１１６で接続し、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１にバイアスを供給する。ローバンド側バイアス回路１１２は、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１の信号入力側と接続点１１７で接続し、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１にバイアスを供給する。
The power amplifier
ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬは、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）またはバイポーラトランジスタ（Bipolar Transistor）を用いることができる。ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬがＦＥＴにより構成される場合は、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２からそれぞれのＦＥＴのゲートにバイアス電圧を印加する。一方、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬがバイポーラトランジスタにより構成される場合は、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２からそれぞれのバイポーラトランジスタのベースにバイアス電流を供給する。なお、上記バイポーラトランジスタは、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）であってもよい。
As the high-band amplification transistor PAH and the low-band amplification transistor PAL, an FET (Field Effect Transistor) or a bipolar transistor (Bipolar Transistor) can be used. When the high-band amplification transistor PAH and the low-band amplification transistor PAL are composed of FETs, a bias voltage is applied from the high-band
電力増幅器本体部１００は、ＬＣ直列共振回路１１５ａおよびスイッチＳＷ１を備えている。ＬＣ直列共振回路１１５ａは、図６を用いて後述するように、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２の雑音、具体的には「差周波」を持つ雑音を除去するためのフィルタである。ここでいう「差周波」とは、無線通信装置１０で取り扱う送信帯と受信帯およびその他の周波数バンドとの差分の周波数である。以下、便宜上、差周波にｆｄの符号を付して説明する。
The power amplifier
ＬＣ直列共振回路１１５ａは、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１が直列に接続されたものである。ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端は、グランドと接続すべきグランド端子ＧＮＤに接続している。
The LC
ＬＣ直列共振回路１１５ａの他端は、スイッチＳＷ１と接続している。スイッチＳＷ１は、ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端を、接続点１１６とハイバンド側バイアス回路１１１との間または接続点１１７とローバンド側バイアス回路１１２の間に、択一的に接続させる。スイッチＳＷ１の具体的構成は特に限定しないが、例えばＳＰｎＴスイッチやＭＥＭＳスイッチを用いても良く、この点は実施の形態２以降も同様である。
The other end of the LC
図５は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器のＬＣ直列共振回路の周波数特性を示す図である。図５の縦軸は、グランド端子ＧＮＤをグランドに接続した場合にグランド側に流れる電流の大きさを示し、図５の横軸は周波数を示す。図５に示すように、ＬＣ直列共振回路１１５ａは、共振周波数ｆｒｓにピークを有する周波数特性を有している。
FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of the LC series resonance circuit of the power amplifier according to the first embodiment of the present invention. The vertical axis in FIG. 5 indicates the magnitude of the current flowing to the ground side when the ground terminal GND is connected to the ground, and the horizontal axis in FIG. 5 indicates the frequency. As shown in FIG. 5, the LC
共振周波数は、下記の式（１）で定まる。
ｆｒｓ＝１／（２π√（Ｌ１×Ｃ１）） ・・・（１）
式（１）において、ｆｒｓは共振周波数、Ｌ１、Ｃ１は、インダクタＬ１のインダクタンス値、キャパシタＣ１のキャパシタンス値である。
The resonance frequency is determined by the following equation (1).
frs = 1 / (2π√ (L1 × C1)) (1)
In equation (1), frs is the resonance frequency, L1 and C1 are the inductance value of the inductor L1, and the capacitance value of the capacitor C1.
本実施の形態では、ＬＣ直列共振回路１１５ａの共振周波数ｆｒｓが差周波ｆｄの付近となるように、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の値を設定する。これにより、差周波ｆｄにおけるＬＣ直列共振回路１１５ａのインピーダンスを低くする。図５に示すように共振周波数ｆｒｓではグランドに流れる電流がピークとなるので、差周波ｆｄを持つ雑音を選択的にグランドに流すことができる。従って、差周波ｆｄをもつ雑音が、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬの信号入力側（つまりゲートまたはベース）に入力されるのを抑制することができる。
In the present embodiment, the values of the inductor L1 and the capacitor C1 are set so that the resonance frequency frs of the LC
また、共振周波数ｆｒｓは差周波ｆｄの付近に位置するものの、それ以外の周波数ではＬＣ直列共振回路１１５ａのインピーダンスは高くなる。直流であるバイアスについては、ＬＣ直列共振回路１１５ａを介してグランドへは流れずに、接続点１１６、１１７へと供給される。このように、ＬＣ直列共振回路１１５ａの周波数特性は、阻止すべき差周波ｆｄの雑音をグランドへ通過させ、バイアスは通過させないという周波数特性を有する。従って、バイアス供給も適切に行うことができる。
Further, although the resonance frequency frs is located in the vicinity of the difference frequency fd, the impedance of the LC
電力増幅器本体部１００は、切替端子Ｓ１を備えている。切替端子Ｓ１はスイッチＳＷ１と接続しており、切替端子Ｓ１を介してスイッチＳＷ１の接続を切り替えることができる。すなわち、スイッチＳＷ１が接続点１１６側に操作されると、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１、接続点１１６、ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端、およびハイバンド側バイアス回路１１１が電気的に接続した回路が形成される。
The power amplifier
一方、スイッチＳＷ１が接続点１１７側に操作されると、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１、接続点１１７、ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端、およびローバンド側バイアス回路１１２が電気的に接続した回路が形成される。これにより、スイッチＳＷ１は、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１の信号入力側とハイバンド側バイアス回路１１１の間またはローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１の信号入力側とローバンド側バイアス回路１１２の間に、択一的にＬＣ直列共振回路１１５ａの一端を接続させる。
On the other hand, when the switch SW1 is operated to the
切替端子Ｓ１は、図３に示す制御回路２６と接続している。前述したように、制御回路２６は、制御端子２７に入力される制御信号に従って増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２を切り替える。制御回路２６は、さらに、スイッチＳＷ１の切替と増幅回路切替スイッチＳＷＰ１の切替とを連動させる。
The switching terminal S1 is connected to the
「連動」とは、具体的には、先ず、制御端子２７に対してハイバンド増幅回路１２０を接続すべき制御信号が与えられているときには、制御回路２６は、増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２をハイバンド増幅回路１２０側に切り替えるとともに、スイッチＳＷ１を接続点１１６側に切り替える。これにより、ハイバンド増幅回路１２０側にＬＣ直列共振回路１１５ａを接続することができる。
Specifically, the “interlocking” means that, first, when a control signal to be connected to the high-
逆に、制御端子２７に対してローバンド増幅回路１２２を接続すべき制御信号が与えられているときには、制御回路２６は、増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２をローバンド増幅回路１２２側に切り替えるとともに、スイッチＳＷ１を接続点１１７側に切り替える。これにより、ローバンド増幅回路１２２側にＬＣ直列共振回路１１５ａを接続することができる。
Conversely, when a control signal to connect the low-
以上説明したように、実施の形態１では、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２からの雑音に着目し、この雑音を除去するためのフィルタであるＬＣ直列共振回路１１５ａが設けられている。
As described above, the first embodiment pays attention to the noise from the high-band
電力増幅器２１では、このＬＣ直列共振回路１１５ａを、ハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２という２つの増幅回路の間で共用することができる。これにより、２つの増幅回路に対して、１組のインダクタおよびキャパシタで雑音除去を行うことができ、回路素子の個数を抑制することができる。従って、回路構成が増加することを抑制しつつ、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬへ雑音が入ることを抑制することができる。
In the
［実施の形態にかかるフィルタの動作説明］
図６および図７は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器２１の雑音除去動作を説明するための図である。図６は、図４に示した電力増幅器本体部１００のハイバンド増幅回路１２０に相当する回路図である。ここではハイバンド増幅回路１２０側について説明するが、ローバンド増幅回路１２２でも下記の原理は同様である。前述したＬＣ直列共振回路１１５ａは、原理的には図６（ａ）に示すフィルタ６０に相当する。
[Explanation of filter operation according to the embodiment]
6 and 7 are diagrams for explaining the noise removal operation of the
図７は、フィルタ６０の周波数特性を模式的に示す図である。フィルタ６０は、いわゆる帯域阻止フィルタである。帯域阻止フィルタは、ある周波数帯域を大きく減衰させ、それ以外の帯域はほぼ一様に伝送するフィルタである。帯域阻止フィルタは、バンドリジェクションフィルタ、帯域消去フィルタ（バンドエリミネーションフィルタ）などとも呼ばれる。
FIG. 7 is a diagram schematically illustrating the frequency characteristics of the
フィルタ６０の周波数特性には、中心周波数ｆｃおよび遮断周波数ｆ１、ｆ２が備えられている。フィルタ６０は、遮断周波数ｆ１以上かつ遮断周波数ｆ２以下の周波数域の信号は通過させ、遮断周波数ｆ１未満の周波数域および遮断周波数ｆ２を超える周波数域の信号を阻止する。
The frequency characteristic of the
一般に、遮断周波数ｆ１以上かつ遮断周波数ｆ２以下の周波数域は、「阻止帯域」とも称される。また、遮断周波数ｆ１未満の周波数域および遮断周波数ｆ２を超える周波数域は、「通過帯域」とも称される。中心周波数ｆｃおよび遮断周波数ｆ１、ｆ２はフィルタの回路構成に応じて決定されるパラメータである。 In general, a frequency range that is equal to or higher than the cutoff frequency f1 and equal to or lower than the cutoff frequency f2 is also referred to as a “stop band”. Further, the frequency range lower than the cutoff frequency f1 and the frequency range higher than the cutoff frequency f2 are also referred to as “passbands”. The center frequency fc and the cutoff frequencies f1 and f2 are parameters determined according to the circuit configuration of the filter.
この中心周波数ｆｃを差周波ｆｄ付近の周波数に定めることとし、阻止すべき差周波ｆｄが阻止帯域内に含まれるようにフィルタ６０を決定する。そのようにすることで、差周波ｆｄを選択的に除去しつつ、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨに必要なバイアスを供給することができる。特に、ハイバンド増幅回路１２０側で除去すべき高域側差周波ｆｄｈとローバンド増幅回路１２２側で除去すべき低域側差周波ｆｄｌの両方が、阻止帯域内に含まれるようにフィルタ６０が設計されることが好ましい。
The center frequency fc is set to a frequency near the difference frequency fd, and the
図６（ａ）と対比して実施の形態１にかかる電力増幅器本体部１００におけるフィルタ６０の具体的構成を図示すると、図６（ｂ）のようになる。ＬＣ直列共振回路１１５ａ自体は、共振周波数ｆｒｓで低インピーダンスとなるバンドパスフィルタＢＰＦである。しかし、実施の形態１ではＬＣ直列共振回路１１５ａをフィルタ６０として用いており、図６（ｂ）の破線枠内のようにバンドパスフィルタＢＰＦの一端がグランドに接続し、他端がハイバンド側バイアス回路１１１と接続点１１６との間に接続させている。これにより、ＬＣ直列共振回路１１５ａは、機能的には、ハイバンド側バイアス回路１１１から接続点１１６側への雑音を阻止する帯域阻止フィルタとなっている。
A specific configuration of the
なお、後述する実施の形態６以降では、図６（ｃ）に示す帯域阻止フィルタ２１５のごとく帯域阻止フィルタを直列に挿入させるタイプの回路構成となっている。図６（ｂ）、（ｃ）ではフィルタの接続の仕方は異なっているものの、ハイバンド側バイアス回路１１１側からの所定周波数域の雑音を除去するという点で図６（ｂ）、（ｃ）のいずれのフィルタも図６（ａ）のフィルタ６０に相当する。
In the sixth and later embodiments described later, the circuit configuration is a type in which a band rejection filter is inserted in series like a
［実施の形態１の変形例］
図８は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器２１の変形例を示す回路図である。図８に示す変形例では、ＬＣ直列共振回路１１５ａに代えて、ＬＣ直列共振回路１１５ｂが設けられている。ＬＣ直列共振回路１１５ｂではキャパシタＣ１がグランド端子ＧＮＤに近い側に設けられており、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の位置関係がＬＣ直列共振回路１１５ａとは逆である。このように、ＬＣ共振回路として動作する限りは、キャパシタおよびインダクタの電気回路上の位置関係を交換してもよい。
[Modification of Embodiment 1]
FIG. 8 is a circuit diagram showing a modification of the
図９は、本発明の実施の形態１にかかる電力増幅器２１の変形例を示す回路図である。図９に示す変形例にかかる電力増幅器２１は、ｎ個の高周波信号増幅パスを有している。図では省略しているが、ハイバンド増幅回路１２０とローバンド増幅回路１２２の間に、中帯域の高周波信号を増幅するための中帯域増幅回路１３４を複数個（具体的には、ｎ−２個）備えている。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a modification of the
中帯域増幅回路１３４では、入力端子１３１および出力端子１３５の間に、中帯域側入力整合回路１３２、ｎ個のミドルバンド増幅用トランジスタＰＡＭ１〜ＰＡＭｎ、中帯域側出力整合回路１３７が直列に接続されている。ミドルバンド増幅用トランジスタＰＡＭ１の信号入力側と中帯域側バイアス回路１３３は、接続点１３６で接続している。この接続点１２６は、スイッチＳＷ１１に接続している。
In the middle
実施の形態１では、ハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２という２つの高周波信号増幅パスで、ＬＣ直列共振回路１１５ａを共用している。図９にかかる変形例では、ＬＣ直列共振回路１１５ａを、さらに多数のｎ個の高周波信号増幅パスで共用する。
In the first embodiment, the LC
つまり、図９に示すように、スイッチＳＷ１１が、切替端子Ｓ１１からの信号に従って、各増幅用トランジスタ（ＰＡＨ１、ＰＡＭ１、・・・ＰＡＬ１）の信号入力側と各バイアス回路（ハイバンド側バイアス回路１１１、中帯域側バイアス回路１３３、またはローバンド側バイアス回路１１２）との間に、択一的に、ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端を接続してもよい。
That is, as shown in FIG. 9, the switch SW11 is connected to the signal input side of each amplification transistor (PAH1, PAM1,... PAL1) and each bias circuit (high band side bias circuit 111) according to the signal from the switching terminal S11. Alternatively, one end of the LC
実施の形態１では、ＬＣ直列共振回路１１５ａの一端をスイッチＳＷ１に接続し、他端をグランド端子ＧＮＤに接続することで、差周波ｆｄを持つ雑音をグランド側に流している。しかしながら、本発明はこのような構成に限定されるものではない。
In the first embodiment, one end of the LC
ＬＣ直列共振回路１１５ａは、単体で見れば、差周波ｆｄを含むように通過帯域を設計した「バンドパスフィルタ」に相当している。そこで、公知の各種バンドパスフィルタを、ＬＣ直列共振回路１１５ａに代えて用いても良い。例えば、いわゆるアクティブフィルタを用いても良い。アクティブフィルタとは、アンプ等の能動素子を含む周波数フィルタである。また、ＭＥＭＳキャパシタやＭＥＭＳインダクタを組み合わせたＭＥＭＳフィルタを用いてもよい。
When viewed alone, the LC
なお、実施の形態１では、制御回路２６が、スイッチＳＷ１の切替と増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２の切替とを連動させた。しかしながら、スイッチＳＷ１の切替と増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２の切替とを連動させる「回路」は、内部で演算処理を行ったりするような制御回路に限られるものではない。
In the first embodiment, the
例えば各スイッチがトランジスタをスイッチング素子として用いたものである場合、各スイッチのトランジスタの制御端子（ゲート又はベース）を「共通配線」で接続して１つ又は複数の制御端子を設ければ、一括して複数のスイッチの切り替えを行うことができる。このような「共通配線」も、「スイッチＳＷ１の切替と増幅回路切替スイッチＳＷＰ１、ＳＷＰ２の切替とを連動させる回路」に含まれる。 For example, when each switch uses a transistor as a switching element, if one or a plurality of control terminals are provided by connecting the control terminals (gates or bases) of the transistors of each switch through a “common wiring”, Thus, a plurality of switches can be switched. Such “common wiring” is also included in “a circuit that links switching of the switch SW1 and switching of the amplifier circuit switching switches SWP1 and SWP2”.
なお、多段増幅器の場合には、いずれかの増幅段、もしくは全ての増幅段について、ハイバンド側バイアス回路１１１とハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨの間、および、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬとローバンド側バイアス回路１１２の間に、スイッチＳＷ１およびＬＣ直列共振回路１１５ａを設けてもよい。
In the case of a multi-stage amplifier, for any one or all amplification stages, between the high-band
特に１段目の増幅用トランジスタに入力される雑音は、後段の増幅用トランジスタで増幅されるので、出力される帯域外雑音への影響が大きい。よって、１段目の増幅用トランジスタにＬＣ直列共振回路１１５ａを接続可能とした電力増幅器２１によれば、帯域外雑音レベルｆｂｏｕｔの低減効果が大きく、また、ＬＣ直列共振回路１１５ａの個数を節減できるので電力増幅器２１の小型化が可能である。
In particular, the noise input to the first stage amplification transistor is amplified by the subsequent stage amplification transistor, so that it greatly affects the output out-of-band noise. Therefore, according to the
一方、多段増幅器の最終段は、高効率を実現するためにバックオフの小さな出力で使用される。このため、歪みが大きくなりミキシングによる帯域外雑音が発生しやすい。よって、最終段のハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨｎ、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬｎに対してスイッチＳＷ１およびＬＣ直列共振回路１１５ａを設けても良い。この場合にも帯域外雑音レベルｆｂｏｕｔの低減効果は大きく、また、スイッチＳＷ１およびＬＣ直列共振回路１１５ａの数を節減できるため、電力増幅器２１の小型化が可能である。
なお、本発明は必ずしも多段増幅器に限られない。ハイバンド増幅回路１２０とローバンド増幅回路１２２がそれぞれ１つの増幅素子を備えた、１段の増幅器であってもよい。
On the other hand, the final stage of the multistage amplifier is used with a small back-off output in order to achieve high efficiency. For this reason, distortion increases and out-of-band noise is likely to occur due to mixing. Therefore, the switch SW1 and the LC
The present invention is not necessarily limited to a multistage amplifier. The high-
インダクタＬ１にスパイラルインダクタを用いてもよく、これにより小型化が可能となる。一方、インダクタＬ１にチップインダクタを用いてもよく、この場合には低損失なので送信帯利得の低下を抑制する効果が得られる。 A spiral inductor may be used as the inductor L1, thereby enabling a reduction in size. On the other hand, a chip inductor may be used as the inductor L1. In this case, since the loss is low, an effect of suppressing a decrease in transmission band gain can be obtained.
キャパシタＣ１については、必要な容量値が小さい場合にはＭＩＭキャパシタを用いることが好ましく、これにより小型化が可能となる。一方、キャパシタＣ１にチップコンデンサを用いてもよく、この場合には大きなキャパシタンスを実現できるため差周波ｆｄが低い場合にも対応が可能となる。 As for the capacitor C1, when a necessary capacitance value is small, it is preferable to use an MIM capacitor, which enables downsizing. On the other hand, a chip capacitor may be used as the capacitor C1, and in this case, since a large capacitance can be realized, it is possible to cope with a case where the difference frequency fd is low.
ＬＣ直列共振回路１１５ａは、インダクタＬ１のインダクタンスの値とキャパシタＣ１のキャパシタンスの値の少なくとも一方が段階的又は連続的に可変であってもよい。電力増幅器２１においては、ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路のインダクタを可変インダクタとしたりキャパシタを可変キャパシタとしたりしてもよく、ＭＥＭＳ可変キャパシタやＭＥＭＳ可変インダクタを用いてもよい。これにより、ＬＣ直列共振回路１１５ａを阻止帯域または通過帯域を可変なフィルタとして用いることができる。「可変」とは、中心周波数をシフトさせるものと帯域幅を変化させるもののいずれか一方または両方であってもよい。
In the LC
なお、実施の形態１ではＬＣ直列共振回路１１５ａを用いているが、ＬＣ直列共振回路においては下記の式（２）および式（３）を満たすことがさらに好ましい。
２π・ｆＲＦ１・Ｌ１ ＞ Ｒｉｎｔｒ１ ・・・（２）
２π・ｆＲＦ２・Ｌ１ ＞ Ｒｉｎｔｒ２ ・・・（３）
In the first embodiment, the LC
2π · fRF1 · L1> Rintr1 (2)
2π · fRF2 · L1> Rintr2 (3)
ここで、上記の式（２）および（３）では、ＬＣ直列共振回路１１５ａにおけるインダクタＬ１のインダクタンスをＬ１［Ｈ］、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１が増幅する高周波信号の周波数をｆＲＦ１［Ｈｚ］、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１が増幅する高周波信号の周波数をｆＲＦ２［Ｈｚ］、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１の入力インピーダンスをＲｉｎｔｒ１［Ω］、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１の入力インピーダンスをＲｉｎｔｒ２［Ω］としている。
Here, in the above equations (2) and (3), the inductance of the inductor L1 in the LC
このようにすることで、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１およびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１の入力インピーダンスに対して、ＬＣ直列共振回路１１５ａのインピーダンスを十分高く設定することができる。その結果、送信帯の信号がＬＣ直列共振回路１１５ａを介してグランドへ流れるのを抑制することができる。なお、上記式（２）、（３）における不等号＞を不等号＞＞で表してもよく、左辺の値は右辺の値よりも相当に大きい。
In this way, the impedance of the LC
なお、下記に説明する実施の形態２乃至１０に対しても、適宜に、上記説明した実施の形態１の各変形を適用してもよい。 Note that the above-described modifications of the first embodiment may be applied to the second to tenth embodiments described below as appropriate.
実施の形態２．
図１０は、本発明の実施の形態２にかかる電力増幅器２１が備える電力増幅器本体部１００ａを示す回路図である。実施の形態２にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部１００ａを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部１００ａ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a power amplifier
電力増幅器本体部１００ａは、ＲＬＣ直列共振回路１１５ｃを備えている。ＲＬＣ直列共振回路１１５ｃは、スイッチＳＷ１側からインダクタＬ１、抵抗Ｒ１、およびキャパシタＣ１が直列に接続され、キャパシタＣ１がグランド端子ＧＮＤに接続した回路である。
The power amplifier
図１１は、本発明の実施の形態２にかかる電力増幅器２１のＲＬＣ直列共振回路１１５ｃの周波数特性を模式的に示す図である。一般に、共振の鋭さを表す量にＱ値（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）が用いられる。Ｑ値は、下記の式（４）で決まる値である。
Ｑ ＝ （１／Ｒ）×（√Ｌ／√Ｃ） ・・・（４）
Ｒは抵抗値、Ｌはインダクタンス値、Ｃはキャパシタンス値である。
FIG. 11 is a diagram schematically illustrating frequency characteristics of the RLC
Q = (1 / R) × (√L / √C) (4)
R is a resistance value, L is an inductance value, and C is a capacitance value.
図１１（ａ）ではＱ＝Ｑ１、図１１（ｂ）ではＱ＝Ｑ２、図１１（ｃ）ではＱ＝Ｑ３の場合を示しており、Ｑ１＞Ｑ２＞Ｑ３である。Ｑ値が小さくなるにつれて共振の鋭さが低下している。抵抗Ｒ１を大きくすることにより、Ｑ値（共振の鋭さ）が抑えられる。その結果、ＲＬＣ直列共振回路１１５ｃを介してグランド側に流す雑音の周波数帯域を広く取ることができ、広い周波数帯域で雑音を抑えることができる。
11A shows the case of Q = Q1, FIG. 11B shows the case of Q = Q2, and FIG. 11C shows the case of Q = Q3, where Q1> Q2> Q3. As the Q value decreases, the sharpness of resonance decreases. By increasing the resistance R1, the Q value (resonance sharpness) can be suppressed. As a result, a wide frequency band of noise flowing to the ground side via the RLC
なお、本実施の形態においては、周波数の近い複数の差周波が生じる場合には、それらの複数の差周波の中間周波数付近に共振周波数が位置するようにインダクタＬ１およびキャパシタＣ１の値を設定することが好ましい。これにより、異なる複数の差周波に対してＲＬＣ直列共振回路１１５ｃのインピーダンスを低くすることができる。
In the present embodiment, when a plurality of difference frequencies having similar frequencies are generated, the values of the inductor L1 and the capacitor C1 are set so that the resonance frequency is located near the intermediate frequency of the plurality of difference frequencies. It is preferable. Thereby, the impedance of the RLC
図１２は、本発明の実施の形態２にかかる電力増幅器本体部１００ａの変形例である電力増幅器本体部１００ａ１を示す回路図である。図１１とは、ＲＬＣ直列共振回路１１５ｄにおける抵抗、インダクタ、キャパシタの順番が異なっている。スイッチＳＷ１側から、抵抗Ｒ１、キャパシタＣ１、およびインダクタＬ１が直列に接続している。このように抵抗、インダクタ、キャパシタの順番は任意に定めてよい。
FIG. 12 is a circuit diagram showing a power amplifier main body 100a1 which is a modification of the power amplifier
実施の形態３．
図１３は、本発明の実施の形態３にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部１００ｂを示す回路図である。実施の形態３にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部１００ｂを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部１００ｂ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
FIG. 13 is a circuit diagram showing the power amplifier
電力増幅器本体部１００ｂは、可変バイアス回路１１１ｖを備えている点を除き、電力増幅器本体部１００と同様の構成を備えている。可変バイアス回路１１１ｖは、バイアス制御端子ＢＣを備えている。バイアス制御端子ＢＣへの制御信号によりバイアスの大きさが変更可能である。つまり、電力増幅器本体部１００では、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬの信号入力側に供給すべきバイアスを、複数のバイアス回路を設けて別々に生成している。これに対し、実施の形態２では、１つの可変バイアス回路１１１ｖのみで、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬの信号入力側に供給すべきバイアスを生成している。
The
可変バイアス回路１１１ｖは、切替端子ＳＢを備えたバイアス回路スイッチＳＷＢと接続している。バイアス回路スイッチＳＷＢは、可変バイアス回路１１１ｖを、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨの信号入力側またはローバンド増幅用トランジスタＰＡＬの信号入力側に択一的に接続する。
The
ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨとローバンド増幅用トランジスタＰＡＬに供給すべきバイアスの大きさは通常は異なる。このため電力増幅器本体部１００ではハイバンド側バイアス回路１１１とローバンド側バイアス回路１１２を個別に設けている。この点、可変バイアス回路１１１ｖによれば、バイアス回路を共用でき、バイアス回路の個数を節減することができる。
The magnitude of the bias to be supplied to the high-band amplification transistor PAH and the low-band amplification transistor PAL is usually different. Therefore, the power amplifier
実施の形態４．
図１４は、本発明の実施の形態４にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部１００ｃを示す回路図である。実施の形態４にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部１００ｃを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部１００ｃ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 14 is a circuit diagram showing the power amplifier
図１４に示すように、電力増幅器本体部１００ｃは、ＬＣ直列共振回路１１５ｅを備えている。ＬＣ直列共振回路１１５ｅは、キャパシタＣ１１およびキャパシタＣ１２を備えている。キャパシタＣ１１とキャパシタＣ１２は、異なるキャパシタンス値を有している。キャパシタＣ１１の一端は、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨの信号入力側に接続している。キャパシタＣ１２の一端は、ローバンド増幅用トランジスタＰＡＬの信号入力側に接続している。インダクタＬ１の一端は、グランド端子ＧＮＤに接続している。
As shown in FIG. 14, the power amplifier
スイッチＳＷ１は、キャパシタＣ１１の他端と、キャパシタＣ１２の他端と、インダクタＬ１の他端との間に設けられている。スイッチＳＷ１は、キャパシタＣ１１の他端とキャパシタＣ１２の他端のどちらか一方を、インダクタＬ１の他端に接続する。これにより、スイッチＳＷ１は、キャパシタＣ１１とキャパシタＣ１２のうち一方を、選択的に、インダクタＬ１に直列接続する。 The switch SW1 is provided between the other end of the capacitor C11, the other end of the capacitor C12, and the other end of the inductor L1. The switch SW1 connects either the other end of the capacitor C11 or the other end of the capacitor C12 to the other end of the inductor L1. Thereby, the switch SW1 selectively connects one of the capacitor C11 and the capacitor C12 to the inductor L1 in series.
このような構成によれば、インダクタＬ１に対してキャパシタＣ１１、Ｃ１２とを択一的に組み合わせることでＬＣ直列共振回路のキャパシタンス値を変更し、共振周波数を変更することができる。ハイバンドとローバンドとで、送信帯域と受信帯域間の周波数差が異なる場合がある。このような場合でも、本実施の形態によれば、周波数バンドごとに問題となる差周波に合わせて共振周波数を変更することができる。 According to such a configuration, the capacitance value of the LC series resonance circuit can be changed by selectively combining the capacitors C11 and C12 with the inductor L1, and the resonance frequency can be changed. The frequency difference between the transmission band and the reception band may be different between the high band and the low band. Even in such a case, according to the present embodiment, it is possible to change the resonance frequency in accordance with the difference frequency in question for each frequency band.
図１５は、本発明の実施の形態４にかかる電力増幅器本体部１００ｃの変形例を示す回路図である。この変形例は、ＬＣ直列共振回路１１５ｆを備えている。ＬＣ直列共振回路１１５ｆでは、インダクタＬ１に、スイッチＳＷ２が接続されている。スイッチＳＷ２は、インダクタＬ２の一端と、第２グランド端子ＧＮＤ２のいずれかに選択的に接続する。インダクタＬ２の他端は、第１グランド端子ＧＮＤ１に接続している。
FIG. 15 is a circuit diagram showing a modification of the power amplifier
スイッチＳＷ２は、切替端子Ｓ２への制御信号に従って、インダクタＬ２の他端と第２グランド端子ＧＮＤ２のいずれか一方を選択的にインダクタＬ１に接続する。スイッチＳＷ２もスイッチＳＷ１と同様に制御回路２６で制御される。これらのスイッチＳＷ１、ＳＷ２は連動して制御されてもよい。
The switch SW2 selectively connects either the other end of the inductor L2 or the second ground terminal GND2 to the inductor L1 in accordance with a control signal to the switching terminal S2. Similarly to the switch SW1, the switch SW2 is controlled by the
図１５の変形例によれば、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御することで、「キャパシタＣ１１およびインダクタＬ１の直列回路」、「キャパシタＣ１１およびインダクタＬ１、Ｌ２の直列回路」、「キャパシタＣ１２およびインダクタＬ１の直列回路」、「キャパシタＣ１２およびインダクタＬ１、Ｌ２の直列回路」という、４つの直列回路を択一的に形成することができる。これにより、多段階に共振周波数を変更することができる。 According to the modification of FIG. 15, by controlling the switches SW1 and SW2, “a series circuit of the capacitor C11 and the inductor L1”, “a series circuit of the capacitor C11 and the inductors L1 and L2”, “a capacitor C12 and the inductor L1 Four series circuits of “series circuit” and “series circuit of capacitor C12 and inductors L1 and L2” can be alternatively formed. Thereby, the resonance frequency can be changed in multiple stages.
なお、図１４において、インダクタとキャパシタを交換して配置しても良い。つまり、キャパシタＣ１１、Ｃ１２に代えて互いにインダクタンス値の異なるインダクタをそれぞれ配置し、インダクタＬ１に代えてキャパシタを配置しても良い。 In FIG. 14, the inductor and the capacitor may be exchanged. That is, instead of the capacitors C11 and C12, inductors having different inductance values may be arranged, and a capacitor may be arranged instead of the inductor L1.
実施の形態５．
図１６は、本発明の実施の形態５にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部１００ｄを示す回路図である。実施の形態５にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部１００ｄを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部１００ｄ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
Embodiment 5. FIG.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a power amplifier
電力増幅器本体部１００ｄは、ＬＣ直列共振回路１１５ｇを備えている。ＬＣ直列共振回路１１５ｇは、図８に示す実施の形態１の変形例にかかるＬＣ直列共振回路１１５ｂにおいて、キャパシタＣ１に対してキャパシタＣ１１を並列に接続した回路である。インダクタＬ１とキャパシタＣ１の接続点に、スイッチＳＷ３を介して、キャパシタＣ１１の一端が接続する。キャパシタＣ１１の他端はグランド端子ＧＮＤに接続する。
The power amplifier
スイッチＳＷ３のオンオフにより、キャパシタＣ１に対するキャパシタＣ１１の並列接続の有無を切り替えることができる。これによりＬＣ直列共振回路のキャパシタンス値を変化させ、周波数バンドごとに問題となる差周波に合わせて共振周波数を変更することができる。また、付加的にキャパシタを並列接続しているので、異なる大きさの２つのキャパシタを切り替える場合に比べてキャパシタを小型なもので済ませることができる。 Whether the capacitor C11 is connected in parallel with the capacitor C1 can be switched by turning on and off the switch SW3. As a result, the capacitance value of the LC series resonance circuit can be changed, and the resonance frequency can be changed in accordance with the problematic difference frequency for each frequency band. In addition, since the capacitors are additionally connected in parallel, the capacitors can be made smaller than when two capacitors having different sizes are switched.
図１７は、本発明の実施の形態５にかかる電力増幅器本体部１００ｄの変形例を示す回路図である。この変形例では、ＬＣ直列共振回路１１５ｇに代えて、ＬＣ直列共振回路１１５ｈを設けている。ＬＣ直列共振回路１１５ｈは、キャパシタＣ１に対してキャパシタＣ１１とともにキャパシタＣ１２も並列に設けて、スイッチＳＷ３により、キャパシタＣ１１とキャパシタＣ１２のどちらか一方をキャパシタＣ１に並列接続するようにしたものである。
FIG. 17 is a circuit diagram showing a modification of the power amplifier
実施の形態６．
図１８は、本発明の実施の形態６にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部２００を示す回路図である。実施の形態６にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部２００を備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部２００以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
FIG. 18 is a circuit diagram showing the power amplifier
実施の形態１乃至５にかかる電力増幅器２１は、ＬＣ直列共振回路の一端を増幅用トランジスタの信号入力側とバイアス回路の間に接続し、ＬＣ直列共振回路の他端をグランドに接続するというものである。これに対し、実施の形態６およびこれ以降の実施の形態７乃至１０では、増幅用トランジスタの信号入力側とバイアス回路の間に、ＬＣ並列共振回路２１５ａを直列に挿入するものである。
In the
すなわち、図１８に示すように、ＬＣ並列共振回路２１５ａは、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１が並列接続されたものである。ＬＣ並列共振回路２１５ａの一端にはスイッチＳＷ２１が接続し、ＬＣ並列共振回路２１５ａの他端にはスイッチＳＷ２２が接続している。スイッチＳＷ２１は、切替端子Ｓ２１に入力される信号に応じて、接続点１１６側とローバンド側バイアス回路１１２側のどちらか一方に、ＬＣ並列共振回路２１５ａの一端を接続する。スイッチＳＷ２２は、切替端子Ｓ２２に入力される信号に応じて、接続点１１７側とハイバンド側バイアス回路１１１側のどちらか一方に、ＬＣ並列共振回路２１５ａの他端を接続する。
That is, as shown in FIG. 18, the LC parallel
これにより、接続点１１６、ＬＣ並列共振回路２１５ａ、およびハイバンド側バイアス回路１１１を接続した第１接続状態と、接続点１１７、ＬＣ並列共振回路２１５ａ、およびローバンド側バイアス回路１１２を接続した第２接続状態とを、切り替えることができる。なお、切替端子Ｓ２１、Ｓ２２は制御回路２６に接続している。制御回路２６は、実施の形態１でスイッチＳＷ１等を増幅回路切替スイッチＳＷＰ１，ＳＷＰ２と連動させたのと同様に、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を増幅回路切替スイッチＳＷＰ１，ＳＷＰ２と連動させる。
Thus, the first connection state in which the
原理的には、実施の形態６にかかる電力増幅器２１は、図６（ｃ）に示すように帯域阻止フィルタ２１５を直列に挿入させることで雑音を除去するものである。ハイバンド側バイアス回路１１１側からの所定周波数域の雑音を除去するという点で、ＬＣ並列共振回路２１５ａも図６（ａ）のフィルタ６０に相当している。
In principle, the
図１９は、本発明の実施の形態６にかかる電力増幅器のＬＣ並列共振回路の周波数特性を示す図である。一般に、ＬＣ並列共振回路は、図１９に示すように共振周波数ｆｒｐで電流の大きさが最小値となる周波数特性を有している。つまり、共振周波数ｆｒｐでのインピーダンスがピーク値となる。そこで、実施の形態１と同様に、共振周波数ｆｒｐを差周波ｆｄ付近に定めることにより、差周波ｆｄをもつ雑音がハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨおよびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬへ入力されるのを抑制することができる。 FIG. 19 is a diagram illustrating frequency characteristics of the LC parallel resonant circuit of the power amplifier according to the sixth embodiment of the present invention. In general, the LC parallel resonance circuit has a frequency characteristic in which the magnitude of the current becomes a minimum value at the resonance frequency frp as shown in FIG. That is, the impedance at the resonance frequency frp has a peak value. Thus, similarly to the first embodiment, the resonance frequency frp is set near the difference frequency fd, thereby suppressing the noise having the difference frequency fd from being input to the high-band amplification transistor PAH and the low-band amplification transistor PAL. be able to.
図２０は、本発明の実施の形態６にかかる電力増幅器２１の変形例を示す回路図である。図２０に示す変形例は、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２の接続の仕方が異なっている点を除き、図１８と同様である。すなわち、本変形例にかかる電力増幅器本体部２００では、スイッチＳＷ２１が、接続点１１６および接続点１１７のどちらか一方に、ＬＣ並列共振回路２１５ｂの一端を接続する。また、スイッチＳＷ２２が、ハイバンド側バイアス回路１１１およびローバンド側バイアス回路１１２のどちらか一方に、ＬＣ並列共振回路２１５ｂの他端を接続する。
FIG. 20 is a circuit diagram showing a modification of the
図２１は、本発明の実施の形態６にかかる電力増幅器２１の変形例を示す回路図である。図２１の変形例は、実施の形態６にかかる電力増幅器２１に対して、実施の形態１における図９の変形例と同様の変形を施したものである。すなわち、本変形例でも、ハイバンド増幅回路１２０とローバンド増幅回路１２２の間に中帯域の高周波信号を増幅するための中帯域増幅回路１３４を複数個備えることで、ｎ個の高周波信号増幅パスを設けている。
FIG. 21 is a circuit diagram showing a modification of the
図９の変形例と異なるのは、ＬＣ直列共振回路１１５ａおよびスイッチＳＷ１１の代わりに、ＬＣ並列共振回路２１５ａおよびスイッチＳＷ２３、ＳＷ２４を設けたことである。スイッチＳＷ２３、ＳＷ２４は、スイッチの切替点数がｎ個であるほかは、実施の形態１のスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２と同様の構成、機能を有する。切替端子Ｓ２３、Ｓ２４によりスイッチＳＷ２３、ＳＷ２４を切り替えることで、ＬＣ並列共振回路２１５ａを、さらに多数のｎ個の高周波信号増幅パスで共用することができる。
A difference from the modification of FIG. 9 is that an LC
実施の形態７．
図２２は、本発明の実施の形態７にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部２００ａを示す回路図である。実施の形態７にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部２００ａを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部２００ａ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
Embodiment 7 FIG.
FIG. 22 is a circuit diagram showing the power amplifier
電力増幅器本体部２００ａは、ＬＣ並列共振回路２１５ｂを備えている。ＬＣ並列共振回路２１５ｂは、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の並列回路に対して、抵抗Ｒ１が直列に接続したものである。
The power amplifier
これにより、実施の形態２において図１１を用いて述べたのと同様に共振の鋭さを低下させることができ、ＬＣ並列共振回路２１５ｂのインピーダンスをより広い周波数帯域に渡って高い値とすることができる。その結果、阻止可能な雑音の周波数帯域を広く取ることができ、実施の形態２にかかるＲＬＣ直列共振回路１１５ｃと同様に広い周波数帯域で雑音を抑えることができる。
As a result, the sharpness of resonance can be reduced as described with reference to FIG. 11 in the second embodiment, and the impedance of the LC parallel
実施の形態８．
図２３は、本発明の実施の形態８にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部２００ｂを示す回路図である。実施の形態８にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部２００ｂを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部２００ｂ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
Embodiment 8 FIG.
FIG. 23 is a circuit diagram showing the power amplifier main body 200b of the
実施の形態８は、実施の形態３と同様に、可変バイアス回路１１１ｖを用いて、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１とローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１とでバイアス回路を共通化したものである。すなわち、可変バイアス回路１１１ｖは、ＬＣ並列共振回路２１５ａの一端と接続している。ＬＣ並列共振回路２１５ａの他端は、スイッチＳＷ２３に接続している。
In the eighth embodiment, similarly to the third embodiment, the bias circuit is shared by the high-band amplification transistor PAH1 and the low-band amplification transistor PAL1 using the
スイッチＳＷ２３は、ＬＣ並列共振回路２１５ａの他端を、接続点１１６側または接続点１１７側に択一的に接続することができる。スイッチＳＷ２３の切替を行うための切替端子Ｓ２３は、切替端子Ｓ２１、Ｓ２２と同様に、制御回路２６と接続している。
The switch SW23 can alternatively connect the other end of the LC
以上説明した実施の形態８によれば、可変バイアス回路１１１ｖを共用してバイアス回路の個数を節減することができる。
According to the eighth embodiment described above, the
実施の形態９．
図２４は、本発明の実施の形態９にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部２００ｃを示す回路図である。実施の形態８にかかる電力増幅器および無線通信装置は、電力増幅器本体部１００に代えて電力増幅器本体部２００ｃを備える点を除き、実施の形態１と同様のハードウェア構成を備えている。従って、電力増幅器本体部２００ｃ以外の構成及び動作は実施の形態１と同様であるものとし、説明を省略する。
Embodiment 9 FIG.
FIG. 24 is a circuit diagram showing the power amplifier
電力増幅器本体部２００ｃは、ＬＣ並列共振回路２１５ｃを備えている。ＬＣ並列共振回路２１５ｃは、ｎ個のＬＣ並列回路が直列に接続した回路である。それぞれのＬＣ並列回路を構成するインダクタＬ１〜ＬｎおよびキャパシタＣ１〜Ｃｎを異なる値として、それらの複数個のＬＣ並列回路を直列接続している。このようにすることで、異なる複数の共振周波数ｆｒｐ１〜ｆｒｐｎを有するＬＣ共振回路を実現することができる。
The power amplifier
これにより異なる複数の差周波に対してＬＣ並列共振回路２１５ｃのインピーダンスを高くすることができる。その結果、異なる差周波を持つ複数種類の雑音をそれぞれ高いインピーダンスで阻止することができる。
Thereby, the impedance of the LC parallel
実施の形態１０．
図２５は、本発明の実施の形態１０にかかる電力増幅器２１の電力増幅器本体部２００ｄを示す回路図である。電力増幅器本体部２００ｄは、ＬＣ並列共振回路２１５ｄを備えている。ＬＣ並列共振回路２１５ｄは、１つのインダクタＬ１に対して、ｎ個のキャパシタＣ１〜Ｃｎが並列に接続している。
FIG. 25 is a circuit diagram showing the power amplifier
ただし、それぞれのキャパシタＣ１〜Ｃｎは、スイッチＳＷＣ１〜ＳＷＣｎと直列接続している。切替端子ＳＣに制御信号を入力することにより、スイッチＳＷＣ１〜ＳＷＣｎのオンオフを互いに独立に行うことが可能となっている。ＬＣ並列共振回路２１５ｄによれば、スイッチＳＷＣ１〜ＳＷＣｎのオン／オフを切り替えてキャパシタＣ１〜Ｃｎのうち１つ以上の所望のキャパシタをインダクタＬ１に並列接続することができる。これにより、共振周波数ｆｒｐを可変にすることができる。
However, each of the capacitors C1 to Cn is connected in series with the switches SWC1 to SWCn. By inputting a control signal to the switching terminal SC, the switches SWC1 to SWCn can be turned on and off independently of each other. According to the LC
以上説明したように、実施の形態１乃至１０にかかる電力増幅器２１およびこれを備えた無線通信装置１０によれば、ハイバンド増幅回路１２０およびローバンド増幅回路１２２という２つの増幅回路の間でフィルタを共用することができる。従って、回路構成の増加を抑制しつつ雑音を抑制することができる。
As described above, according to the
上述した各実施の形態では、図６（ａ）のフィルタ６０に相当するフィルタが、いずれもＬＣ共振回路であった。しかしながら、本発明はこれに限られるものではない。ＬＣ共振回路に代えて、例えば、いわゆるアクティブフィルタを用いても良い。アクティブフィルタとは、アンプ等の能動素子を含む周波数フィルタである。また、ＭＥＭＳキャパシタやＭＥＭＳインダクタを用いたＭＥＭＳフィルタを用いてもよい。
In each of the embodiments described above, the filters corresponding to the
さらにフィルタ６０として用いるフィルタは阻止帯域または通過帯域を可変なものであってもよく、具体的には帯域をシフトさせたり帯域幅を変化させたりするものであってもよい。つまり、電力増幅器２１においては、ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路のインダクタを可変インダクタとしたりキャパシタを可変キャパシタとしたりしてもよく、ＭＥＭＳ可変キャパシタやＭＥＭＳ可変インダクタを用いてもよい。
Further, the filter used as the
なお、帯域阻止フィルタの１つにノッチフィルタがある。ノッチフィルタとは、周波数応答特性に鋭い切り込み（ノッチ）を有するフィルタである。フィルタ６０としてノッチフィルタを用いても良く、共振の鋭さＱが十分に大きい場合（図１１（ａ）等）には、ＬＣ直列共振回路１１５ａおよびＬＣ並列共振回路２１５ａはともにノッチフィルタに相当する。
One of the band rejection filters is a notch filter. The notch filter is a filter having a sharp notch (notch) in the frequency response characteristic. A notch filter may be used as the
なお、上述した実施の形態６乃至１０にかかるＬＣ並列共振回路２１５ａ〜２１５ｄは、共振周波数ｆｒｐを中心周波数ｆｃとする阻止帯域を有し、この阻止帯域よりも低周波数域および高周波数域に通過帯域を有している。このような周波数特性は、ノッチフィルタ若しくは帯域阻止フィルタに相当している。しかしながら、本発明はこれに限られるものではなく、バイアス回路のバイアスを通過させる通過帯域と、バイアス回路からの雑音を阻止する阻止帯域とを備えるフィルタであればよい。例えば、直流バイアスを通過させる通過帯域を低周波数域に有するローパスフィルタを、図６（ｃ）の帯域阻止フィルタ２１５或いはＬＣ並列共振回路２１５ａ〜２１５ｄに代えて用いてもよい。ローパスフィルタはＲＣフィルタ、アクティブフィルタ等、公知のフィルタを用いればよい。
The LC
なお、上記の各実施の形態にかかる電力増幅器２１は、特に、差周波を持つ雑音による悪影響を抑制するという効果を発揮する。この点について具体的に説明する。
Note that the
携帯端末用高周波電力増幅器においては、送信時における受信帯雑音レベルに対する規定がある。また、携帯端末の多機能化に伴い、受信帯以外にもＤＴＶ（Digital Television）帯やＧＰＳ（Global Positioning System）帯、ＩＳＭ（Industrial Scientific Medical）帯など複数の周波数バンドにおいて、低い雑音レベルが求められている。 In a high frequency power amplifier for a portable terminal, there is a regulation for a reception band noise level at the time of transmission. As mobile terminals become multifunctional, low noise levels are required in multiple frequency bands such as DTV (Digital Television) band, GPS (Global Positioning System) band, and ISM (Industrial Scientific Medical) band in addition to the reception band. It has been.
一般的に、高周波電力増幅器から出力される帯域外雑音レベルは、下記の式（５）によって表される。
ｆｂｏｕｔ ＝ Ｎｉｎ×Ｇｂｏｕｔ ＋ Ｎｎｌ ・・・（５）
ここで、ｆｂｏｕｔは、帯域外雑音レベルである。Ｎｉｎは、入力雑音レベルである。Ｇｂｏｕｔは、帯域外利得である。Ｎｎｌは、非線形雑音レベルである。
Generally, the out-of-band noise level output from the high frequency power amplifier is expressed by the following equation (5).
fbout = Nin × Gbout + Nnl (5)
Here, fbout is an out-of-band noise level. Nin is the input noise level. Gbout is an out-of-band gain. Nnl is a nonlinear noise level.
送信帯、受信帯、およびその他の周波数バンドが、それぞれの帯域における利得を独立に変えられる程度に離れている場合がある。この場合であれば、送信帯利得を低下させずに帯域外利得Ｇｂｏｕｔを低減することにより帯域外雑音レベルｆｂｏｕｔを低減することが可能である。上記の式（５）の右辺第１項からわかるように、Ｇｂｏｕｔを低下させれば帯域外雑音レベルｆｂｏｕｔを低減できるからである。 The transmission band, the reception band, and other frequency bands may be separated to such an extent that the gain in each band can be changed independently. In this case, it is possible to reduce the out-of-band noise level fbout by reducing the out-of-band gain Gbout without reducing the transmission band gain. This is because, as can be seen from the first term on the right side of the above equation (5), the out-of-band noise level fbout can be reduced by reducing Gbout.
しかしながら、送信帯、受信帯、およびその他の周波数バンドが互いに十分に離れてはいない場合がある。この場合、それぞれの帯域における利得を独立に変えることができない。具体的には、送信帯と受信帯が近い場合や、送信帯と他の周波数バンドとが近い場合である。他にも、マルチバンド電力増幅器において、複数の送信帯の間に受信帯やその他の周波数バンドが存在する場合もある。マルチバンド電力増幅器とは、広帯域な周波数特性を実現することにより複数の周波数バンドを共通の高周波信号増幅用トランジスタで増幅する増幅器をいう。これらの場合のように複数の周波数バンドが近いと、送信帯利得を低下させずに帯域外利得Ｇｂｏｕｔのみを低下させて帯域外雑音レベルｆｂｏｕｔを低下させることは困難である。 However, the transmission band, reception band, and other frequency bands may not be sufficiently separated from each other. In this case, the gain in each band cannot be changed independently. Specifically, the transmission band and the reception band are close, or the transmission band and another frequency band are close. In addition, in a multiband power amplifier, a reception band and other frequency bands may exist between a plurality of transmission bands. The multi-band power amplifier is an amplifier that amplifies a plurality of frequency bands with a common high-frequency signal amplification transistor by realizing a broadband frequency characteristic. When a plurality of frequency bands are close as in these cases, it is difficult to reduce the out-of-band noise level fbout by reducing only the out-of-band gain Gbout without reducing the transmission band gain.
ここで、上記の式（５）の右辺第２項にある非線形雑音レベルＮｎｌについては、雑音発生源の一つであるバイアス回路に着目することができる。バイアス回路では受信帯およびその他の帯域の周波数成分をもつ雑音が発生する他に、送信帯と受信帯およびその他の周波数バンドとの差分の周波数をもつ雑音が発生する。複数の周波数バンドの差分の周波数のことを「差周波」ともいう。上記の各実施の形態にかかる電力増幅器２１は、バイアス回路からの差周波を持つ雑音を低減することに着目したものである。
Here, with respect to the nonlinear noise level Nnl in the second term on the right side of the above equation (5), attention can be paid to a bias circuit which is one of noise generation sources. In the bias circuit, noise having frequency components in the reception band and other bands is generated, and noise having a frequency difference between the transmission band and the reception band and other frequency bands is generated. The frequency of the difference between a plurality of frequency bands is also referred to as “difference frequency”. The
上記の各実施の形態にかかる電力増幅器２１では、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１の信号入力側とハイバンド側バイアス回路１１１との間およびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１とローバンド側バイアス回路１１２との間それぞれに、ＬＣ直列共振回路１１５ａ〜１１５ｇおよびＬＣ並列共振回路２１５ａ〜２１５ｄそれぞれを接続することができる。これにより、差周波ｆｄをもつ雑音が、ハイバンド増幅用トランジスタＰＡＨ１およびローバンド増幅用トランジスタＰＡＬ１へ入力されるのを抑制することができる。このように、電力増幅器２１によれば、送信帯利得を低下させることなく帯域外雑音を抑制することができる。
In the
なお、前述したように、「差周波」とは、無線通信装置１０で取り扱う送信帯と受信帯その他の周波数バンドとの差分の周波数である。フィルタ６０の阻止帯域の定め方、言い換えれば、中心周波数ｆｃ、遮断周波数ｆ１、ｆ２の定め方は、除去すべき差周波の範囲に合致させることが必要である。具体的には、共振周波数ｆｒｓ、ｆｒｐが差周波ｆｄの付近となるように、ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路を設計することが必要である。
As described above, the “difference frequency” is a difference frequency between the transmission band, the reception band, and other frequency bands handled by the
例えば、高周波数帯についてみると、ある１つの周波数帯割り当てが、送信周波数帯１９２０〜１９４０［ＭＨｚ］と受信周波数帯２１１０〜２１３０［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、１７０〜２１０［ＭＨｚ］である。また、海外通信規格の１つによれば、高周波数帯割り当てが、送信周波数帯１７１０〜１７２０［ＭＨｚ］と受信周波数帯２１１０〜２１２０［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、３９０〜４１０［ＭＨｚ］である。 For example, regarding the high frequency band, one frequency band allocation is determined as a transmission frequency band 1920-1940 [MHz] and a reception frequency band 2110-2130 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 170 to 210 [MHz]. Further, according to one of the overseas communication standards, high frequency band allocation is defined as a transmission frequency band 1710 to 1720 [MHz] and a reception frequency band 2110 to 2120 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 390 to 410 [MHz].
従って、高周波数帯における差周波ｆｄ（高域側差周波ｆｄｈ）を除去する観点からは、阻止帯域が１７０〜２１０［ＭＨｚ］と３９０〜４１０［ＭＨｚ］の一方又は両方を含むフィルタを用いることが好ましい。ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路の共振周波数が、１７０〜２１０［ＭＨｚ］又は３９０〜４１０［ＭＨｚ］の範囲内、特に高域側差周波ｆｄｈの近傍となるように、インダクタおよびキャパシタを選定することが好ましい。 Therefore, from the viewpoint of removing the difference frequency fd in the high frequency band (high frequency side difference frequency fdh), use a filter whose stop band includes one or both of 170 to 210 [MHz] and 390 to 410 [MHz]. Is preferred. Select the inductor and capacitor so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit and the LC parallel resonance circuit is within the range of 170 to 210 [MHz] or 390 to 410 [MHz], particularly in the vicinity of the high frequency side difference frequency fdh. It is preferable to do.
また、低周波数帯についてみると、ある１つの周波数帯割り当ては、送信周波数帯８３０〜８４５［ＭＨｚ］と受信周波数帯８７５〜８９０［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、３０〜５０［ＭＨｚ］である。また、他の１つの低周波数帯割り当ては、送信周波数帯８２５〜８３０［ＭＨｚ］と受信周波数帯８７０〜８７５［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、４０〜５０［ＭＨｚ］である。 Further, regarding the low frequency band, one frequency band allocation is determined as a transmission frequency band 830 to 845 [MHz] and a reception frequency band 875 to 890 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 30 to 50 [MHz]. Another low frequency band allocation is defined as a transmission frequency band 825 to 830 [MHz] and a reception frequency band 870 to 875 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 40 to 50 [MHz].
従って、低周波数帯における差周波ｆｄ（低域側差周波ｆｄｌ）を除去する観点からは、阻止帯域が３０〜５０［ＭＨｚ］と４０〜５０［ＭＨｚ］の一方又は両方を含むフィルタを用いることが好ましい。ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路の共振周波数が、３０〜５０［ＭＨｚ］又は４０〜５０［ＭＨｚ］の範囲内、特に低域側差周波ｆｄｌの近傍となるように、インダクタおよびキャパシタを選定することが好ましい。 Therefore, from the viewpoint of removing the difference frequency fd in the low frequency band (low frequency difference frequency fdl), a filter including one or both of the stop bands of 30 to 50 [MHz] and 40 to 50 [MHz] is used. Is preferred. Select the inductor and capacitor so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit and the LC parallel resonance circuit is in the range of 30 to 50 [MHz] or 40 to 50 [MHz], particularly in the vicinity of the low frequency difference fdl. It is preferable to do.
また、中周波数帯についてみると、ある１つの周波数帯割り当ては、送信周波数帯１７６４.９〜１７８４．９［ＭＨｚ］と受信周波数帯１８５９.９〜１８７９．９［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、７５〜９５［ＭＨｚ］である。また、他の１つの低周波数帯割り当ては、送信周波数帯１７５４．９〜１７５９．９［ＭＨｚ］と受信周波数帯１８４９．９〜１８５４．９［ＭＨｚ］と定められる。この場合、送信帯と受信帯との間の差分は、９０〜１００［ＭＨｚ］である。 Further, regarding the intermediate frequency band, one frequency band allocation is determined as a transmission frequency band 1764.9 to 1784.9 [MHz] and a reception frequency band 1859.9 to 1879.9 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 75 to 95 [MHz]. Another low frequency band allocation is defined as a transmission frequency band 1754.9 to 1759.9 [MHz] and a reception frequency band 1849.9 to 1854.9 [MHz]. In this case, the difference between the transmission band and the reception band is 90 to 100 [MHz].
従って、中帯域周波数における差周波ｆｄ（中帯域側差周波ｆｄｍ）を除去する観点からは、阻止帯域が７５〜１００［ＭＨｚ］、７５〜９５［ＭＨｚ］、および９０〜１００［ＭＨｚ］のうち１つ或いは複数の帯域を含むフィルタを用いることが好ましい。ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路の共振周波数が、７５〜１００［ＭＨｚ］の範囲内、特に中帯域側差周波ｆｄｍの近傍となるように、インダクタおよびキャパシタを選定することが好ましい。 Therefore, from the viewpoint of removing the difference frequency fd in the intermediate band frequency (intermediate band side difference frequency fdm), the stop band is 75 to 100 [MHz], 75 to 95 [MHz], and 90 to 100 [MHz]. It is preferable to use a filter including one or a plurality of bands. It is preferable to select the inductor and the capacitor so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit and the LC parallel resonance circuit is in the range of 75 to 100 [MHz], particularly in the vicinity of the midband side difference frequency fdm.
上記の高域側差周波ｆｄｈ、中帯域側差周波ｆｄｍ、および低域側差周波ｆｄｌのうち複数の差周波を１つのフィルタで阻止しようとする場合には、その複数の差周波の中間周波数付近にフィルタ１１５の中心周波数ｆｃ（実施の形態では、ＬＣ直列共振回路およびＬＣ並列共振回路の共振周波数）を設けることが好ましい。 When one filter is used to block a plurality of difference frequencies among the high-frequency side difference frequency fdh, the middle-band side difference frequency fdm, and the low-frequency side difference frequency fdl, an intermediate frequency of the plurality of difference frequencies The center frequency fc of the filter 115 (in the embodiment, the resonance frequency of the LC series resonance circuit and the LC parallel resonance circuit) is preferably provided in the vicinity.
なお、上述した各実施の形態によれば、電力増幅器２１およびこれを備えた無線通信装置１０が提供される。ここで、電力増幅器２１を含む無線通信装置１０内の一部のブロックを、１つの高周波集積回路としてパッケージ化し、提供しても良い。
In addition, according to each embodiment mentioned above, the
高周波用集積回路として提供される単位は様々である。例えば、電力増幅器２１および周波数選局部２２を１つの集積回路として提供してもよい。あるいは、ＲＦ部２０（電力増幅器２１、周波数選局部２２、受信器２３）を１つの集積回路として提供してもよく、これらにさらに分波器１６を加えたものを１つの集積回路として提供しても良い。
There are various units provided as high-frequency integrated circuits. For example, the
なお、上述した各実施の形態では、電力増幅器２１を、主として携帯電話または携帯通信端末として用いられる無線通信装置１０に搭載している。しかしながら本発明はこれに限られない。携帯電話および携帯通信端末に限られず、電力増幅器２１をパーソナルコンピュータ、移動体通信装置、または衛星通信システム等の無線通信部に搭載しても良い。
In each of the above-described embodiments, the
より詳細には、衛星通信装置、マイクロ波通信装置、レーダ装置、ＧＰＳ（全地球測位システム）装置、自動車等に搭載する移動体通信装置、基地局、携帯電話、データ通信装置、ＷｉＭＡＸ（登録商標）に用いられる固定無線通信装置、または測定器が備える無線通信部に、電力増幅器２１を搭載しても良い。
More specifically, a satellite communication device, a microwave communication device, a radar device, a GPS (Global Positioning System) device, a mobile communication device mounted on an automobile, a base station, a mobile phone, a data communication device, WiMAX (registered trademark). The
１０ 無線通信装置、１２、１４ アンテナ、１６ 分波器、２０ ＲＦ部、２１ 電力増幅器、２２ 周波数選局部、２３ 受信器、２４ 入力信号端子、２５ 出力信号端子、２６ 制御回路、２７ 制御端子、３０ ベースバンド部、３１ 変調器、３１ａ Ｄ／Ａ変換器、３２ ＣＯＤＥＣ、３３ 復調器、３３ａ Ａ／Ｄ変換器、４０ アプリケーション部、４１ 制御部、４２ メモリ、４３ 画像処理部、４４ ゲーム部、４５ 撮影機能部、４６ 音源、４７ ＧＰＳ機能部、４８ ＴＶ機能部、５０ インターフェース部、５１ マイク、５２ キーパッド、５３ スピーカ、５４ 表示装置、６０ フィルタ、１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ 電力増幅器本体部、１０１、１０２、１３１ 入力端子、１０３ ハイバンド入力整合回路、１０４ ローバンド入力整合回路、１０７ ハイバンド出力整合回路、１０８ ローバンド出力整合回路、１０９、１１０、１３５ 出力端子、１１１ ハイバンド側バイアス回路、１１１ｖ 可変バイアス回路、１１２ ローバンド側バイアス回路、１１５ フィルタ、１１５ａ、１１５ｂ、１１５ｃ、１１５ｅ、１１５ｆ、１１５ｇ ＬＣ直列共振回路、１１６、１１７、１３６ 接続点、１２０ ハイバンド増幅回路、１２２ ローバンド増幅回路、１３３ 中帯域側バイアス回路、１３４ 中帯域増幅回路、２００、２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｄ 電力増幅器本体部、２１５ 帯域阻止フィルタ、２１５ａ、２１５ｂ、２１５ｃ、２１５ｄ ＬＣ並列共振回路、ＢＣ バイアス制御端子、ＧＮＤ グランド端子、ＰＡＨ ハイバンド増幅用トランジスタ、ＰＡＬ ローバンド増幅用トランジスタ、ＳＷ１、ＳＷ１１、ＳＷ２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、ＳＷ２３、ＳＷ３ スイッチ、ＳＷＢ バイアス回路スイッチ、ＳＷＰ１，ＳＷＰ２ 増幅回路切替スイッチ、ＴＸ 送信信号、ＲＸ 受信信号 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Wireless communication apparatus, 12, 14 Antenna, 16 splitter, 20 RF part, 21 Power amplifier, 22 Frequency tuning part, 23 Receiver, 24 Input signal terminal, 25 Output signal terminal, 26 Control circuit, 27 Control terminal, 30 baseband unit, 31 modulator, 31a D / A converter, 32 CODEC, 33 demodulator, 33a A / D converter, 40 application unit, 41 control unit, 42 memory, 43 image processing unit, 44 game unit, 45 shooting function unit, 46 sound source, 47 GPS function unit, 48 TV function unit, 50 interface unit, 51 microphone, 52 keypad, 53 speaker, 54 display device, 60 filter, 100, 100a, 100b, 100c, 100d power amplifier Main unit, 101, 102, 131 Input terminal, 103 High band input Matching circuit, 104 Low-band input matching circuit, 107 High-band output matching circuit, 108 Low-band output matching circuit, 109, 110, 135 Output terminal, 111 High-band side bias circuit, 111v Variable bias circuit, 112 Low-band side bias circuit, 115 Filter 115a, 115b, 115c, 115e, 115f, 115g LC series resonance circuit, 116, 117, 136 connection point, 120 high band amplifier circuit, 122 low band amplifier circuit, 133 middle band side bias circuit, 134 medium band amplifier circuit, 200 200a, 200b, 200c, 200d Power amplifier main unit, 215 band rejection filter, 215a, 215b, 215c, 215d LC parallel resonant circuit, BC bias control terminal, GND ground terminal, PAH C I-band amplification transistor, PAL Low-band amplification transistor, SW1, SW11, SW2, SW21, SW22, SW23, SW3 switch, SWB bias circuit switch, SWP1, SWP2 amplification circuit selector switch, TX transmission signal, RX reception signal
Claims (12)
第２増幅素子を含む第２増幅回路と、
前記第１増幅素子の信号入力側および前記第２増幅素子の信号入力側にそれぞれ供給すべきバイアスを生成する１つ又は複数のバイアス回路と、
前記バイアスを通過させる通過帯域と、前記通過帯域より高い周波数域に設けられた阻止帯域と、を備えたフィルタと、
前記第１増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間または前記第２増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間に、択一的に前記フィルタを接続させるスイッチと、
を備えることを特徴とする電力増幅器。 A first amplifier circuit including a first amplifier element;
A second amplifier circuit including a second amplifier element;
One or a plurality of bias circuits for generating biases to be respectively supplied to the signal input side of the first amplifying element and the signal input side of the second amplifying element;
A filter comprising: a pass band for passing the bias; and a stop band provided in a frequency range higher than the pass band;
A switch that alternatively connects the filter between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit;
A power amplifier comprising:
前記入力信号端子に対して、前記第１増幅回路の信号入力側と前記第２増幅回路の信号入力側を択一的に接続する増幅回路切替スイッチと、
前記スイッチの切替と前記増幅回路切替スイッチの切替とを連動させる回路と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。 An input signal terminal for receiving a signal to be amplified;
An amplifier circuit switch for selectively connecting the signal input side of the first amplifier circuit and the signal input side of the second amplifier circuit to the input signal terminal;
A circuit for interlocking the switching of the switch and the switching of the amplifier circuit switching switch;
The power amplifier according to claim 1, further comprising:
前記バンドパスフィルタは、前記阻止帯域の信号を前記グランドへ通過させかつ前記通過帯域の信号を通過させない周波数特性を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。 One end of the filter is selectively connected between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit, and the other end is connected to the ground. Including a bandpass filter to
4. The power amplifier according to claim 1, wherein the band-pass filter has a frequency characteristic that allows a signal in the stop band to pass to the ground and does not pass a signal in the pass band. 5. .
前記可変バイアス回路を前記第１増幅素子の信号入力側または前記第２増幅素子の信号入力側に択一的に接続するバイアス回路スイッチを、
さらに備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力増幅器。 The bias circuit includes a variable bias circuit capable of changing the magnitude of the bias,
A bias circuit switch for selectively connecting the variable bias circuit to a signal input side of the first amplifying element or a signal input side of the second amplifying element;
The power amplifier according to claim 1, further comprising:
前記スイッチは、前記ＬＣ直列共振回路の一端を、前記第１増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路との間または前記第２増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路との間に択一的に接続させ、
前記ＬＣ直列共振回路の他端がグランドと接続することを特徴とする請求項６に記載の電力増幅器。 The LC resonant circuit includes an LC series resonant circuit in which the inductor and the capacitor are provided in series,
The switch selectively connects one end of the LC series resonance circuit between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit. Connected to
The power amplifier according to claim 6, wherein the other end of the LC series resonance circuit is connected to the ground.
前記スイッチは、前記第１増幅素子および前記第２増幅素子それぞれの信号入力側を、択一的に、前記ＬＣ並列共振回路を介して前記バイアス回路に直列接続することを特徴とする請求項６に記載の電力増幅器。 The LC resonant circuit includes an LC parallel resonant circuit in which the inductor and the capacitor are provided in parallel,
The switch according to claim 6, the signal input side of each of the first amplifying element and said second amplifying element, alternatively, is characterized in that connected in series to the bias circuit through the LC parallel resonant circuit The power amplifier described in 1.
第１増幅素子を含む第１増幅回路と、
第２増幅素子を含む第２増幅回路と、
前記第１増幅素子の信号入力側および前記第２増幅素子の信号入力側にそれぞれ供給すべきバイアスを生成する１つ又は複数のバイアス回路と、
前記バイアスを通過させる通過帯域と、前記通過帯域より高い周波数域に設けられた阻止帯域と、を備えたフィルタと、
前記第１増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間または前記第２増幅素子の信号入力側と前記バイアス回路の間に、択一的に前記フィルタを接続させるスイッチと、
前記アンテナと前記第１増幅回路および前記第２増幅回路との間の接続を切り替える増幅回路切替スイッチと、
を備えることを特徴とする無線通信装置。 An antenna,
A first amplifier circuit including a first amplifier element;
A second amplifier circuit including a second amplifier element;
One or a plurality of bias circuits for generating biases to be respectively supplied to the signal input side of the first amplifying element and the signal input side of the second amplifying element;
A filter comprising: a pass band for passing the bias; and a stop band provided in a frequency range higher than the pass band;
A switch that alternatively connects the filter between the signal input side of the first amplifying element and the bias circuit or between the signal input side of the second amplifying element and the bias circuit;
An amplifier circuit switch for switching connection between the antenna and the first amplifier circuit and the second amplifier circuit;
A wireless communication apparatus comprising:
前記第１増幅回路および前記第２増幅回路は、前記アンテナを介して送信すべき送信信号を増幅し、
前記阻止帯域内に、
前記受信信号の周波数と前記第１増幅回路で増幅する送信信号の周波数との差分の周波数である第１差周波と、
前記受信信号の周波数と前記第２増幅回路で増幅する送信信号の周波数との差分の周波数である第２差周波と、
の両方が含まれることを特徴とする請求項１０に記載の無線通信装置。 A receiver for receiving a reception signal via the antenna;
The first amplification circuit and the second amplification circuit amplify a transmission signal to be transmitted through the antenna,
Within the stopband,
A first difference frequency that is a difference frequency between the frequency of the received signal and the frequency of the transmission signal amplified by the first amplifier circuit;
A second difference frequency that is a difference frequency between the frequency of the reception signal and the frequency of the transmission signal amplified by the second amplifier circuit;
Both of these are included, The wireless communication apparatus according to claim 10.
さらに備えることを特徴とする請求項１０または１１に記載の無線通信装置。 When the first amplifier circuit is connected to the antenna, the filter is connected between the signal input side of the first amplifier element and the bias circuit, and when the second amplifier circuit is connected to the antenna, A circuit that interlocks the switch and the amplifier circuit switch so that the filter is connected between the signal input side of the second amplifier element and the bias circuit;
The wireless communication apparatus according to claim 10, further comprising:
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