JP6160354B2

JP6160354B2 - Power supply

Info

Publication number: JP6160354B2
Application number: JP2013167024A
Authority: JP
Inventors: 悟朗中尾
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2013-08-09
Filing date: 2013-08-09
Publication date: 2017-07-12
Anticipated expiration: 2033-08-09
Also published as: JP2015035936A

Description

本発明は、力率を改善できる電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device capable of improving a power factor.

従来より、入力された交流電圧を直流電圧に変換して負荷回路へ供給する電源装置において、力率を改善するために、力率改善回路を備えたものが利用されている（例えば、特許文献１〜３を参照）。 2. Description of the Related Art Conventionally, in a power supply device that converts an input AC voltage into a DC voltage and supplies it to a load circuit, one having a power factor correction circuit has been used to improve the power factor (for example, Patent Documents). 1-3).

特許文献１〜３に開示されている力率改善回路は、入力電圧よりも出力電圧の方が高くなる昇圧型の力率改善回路として動作する。しかし、例えば、遊技機の電源装置のように、電源装置に入力される交流電圧から変換された直流電圧が、そのまま制御電圧として使用される場合、安全上の観点、及び、制御機器の耐圧の観点から、出力電圧をそれほど高く設定できない。また、多数の遊技機が設置される遊技場のように、一つの交流電力供給源から複数の装置が電力供給を受ける場合、個々の装置に供給される交流電圧は、頻繁に変動するおそれがある。このような場合において、電源装置の出力電圧よりも高い交流電圧が電源装置に印加されると、電源装置が備える力率改善回路が動作せず、高い力率が得られなくなるおそれがある。 The power factor correction circuits disclosed in Patent Documents 1 to 3 operate as a boost type power factor correction circuit in which the output voltage is higher than the input voltage. However, for example, when a DC voltage converted from an AC voltage input to the power supply device is used as it is as a control voltage, such as a power supply device of a gaming machine, the safety point of view and the breakdown voltage of the control device From the viewpoint, the output voltage cannot be set so high. In addition, when a plurality of devices are supplied with power from a single AC power supply source, such as a game arcade where a large number of gaming machines are installed, the AC voltage supplied to each device may fluctuate frequently. is there. In such a case, if an AC voltage higher than the output voltage of the power supply device is applied to the power supply device, the power factor correction circuit included in the power supply device may not operate, and a high power factor may not be obtained.

一方、入力電圧よりも出力電圧の方が低くなる降圧型の力率改善回路も提案されている（例えば、特許文献４を参照）。 On the other hand, a step-down power factor correction circuit in which the output voltage is lower than the input voltage has also been proposed (see, for example, Patent Document 4).

特開２００６−３３３６３４号公報JP 2006-333634 A 特開２０１１−２２９３６４号公報JP 2011-229364 A 特開２０１２−２３９２６９号公報JP 2012-239269 A 特開２０１２−１６１３６号公報JP 2012-16136 A

しかしながら、供給される交流電圧の変動範囲が大きいと、その変動範囲全体にわたって高い力率を得るためには、出力電圧を低く設定せざるを得ない（例えば、入力交流電圧２４Ｖに対して出力直流電圧１２Ｖ）。この場合、出力電流が大きくなり過ぎるので、配線などによる電圧降下の影響が大きくなり、電源装置から電力供給される負荷回路における通常の動作に影響を与えるおそれがある。 However, if the fluctuation range of the supplied AC voltage is large, in order to obtain a high power factor over the whole fluctuation range, the output voltage must be set low (for example, the output DC voltage with respect to the input AC voltage 24V). Voltage 12V). In this case, since the output current becomes too large, the influence of a voltage drop due to wiring or the like becomes large, and there is a possibility of affecting the normal operation in the load circuit supplied with power from the power supply device.

そこで、本発明は、入力交流電圧が出力直流電圧より高い場合だけでなく、低い場合にも力率を改善できる電源装置を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a power supply device capable of improving the power factor not only when the input AC voltage is higher than the output DC voltage but also when the input AC voltage is low.

本発明の一つの形態として、電源装置が提供される。この電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の正極側出力端子と負極側出力端子の間に接続されたスイッチング素子と、スイッチング素子の電流が出力される側の端子と整流回路の負極側出力端子の間に接続されたコイルであって、スイッチング素子がオンとなっている第１の期間に、整流回路から出力された電圧によってエネルギ―を蓄積し、スイッチング素子がオフとなっている第２の期間に逆起電力により生じる直流電圧を出力するコイルと、コイルの下流側端子と整流回路の負極側出力端子の間に一端が接続され、かつコイルの上流側端子に他端が接続され、コイルにより出力された直流電圧を平滑化して、その平滑化された直流電圧を負荷回路へ出力するコンデンサと、平滑化された直流電圧が低いほど、第１の期間が長くなるように、スイッチング素子のオンまたはオフの切り替えを制御する制御回路とを有する。 As one embodiment of the present invention, a power supply device is provided. This power supply device includes a rectifier circuit that converts an AC voltage into a DC voltage, a switching element that is connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit, and a terminal that outputs a current of the switching element. And a negative electrode side output terminal of the rectifier circuit, and in the first period in which the switching element is on, energy is stored by the voltage output from the rectifier circuit, and the switching element One end is connected between the coil that outputs the DC voltage generated by the back electromotive force during the second period that is off, the downstream terminal of the coil, and the negative output terminal of the rectifier circuit, and the upstream terminal of the coil The other end is connected to the capacitor, and the DC voltage output by the coil is smoothed. The capacitor that outputs the smoothed DC voltage to the load circuit, and the lower the smoothed DC voltage, As the first period becomes longer, and a control circuit for controlling the switching of the on or off switching elements.

この電源装置において、制御回路は、電源装置に入力される交流電圧の周期よりも短い周期のノコギリ波を生成するノコギリ波生成回路と、平滑化された直流電圧が低いほど高くなる基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、ノコギリ波と基準電圧を比較し、ノコギリ波が基準電圧よりも高くなった第１のタイミングを示す信号を出力する比較回路と、コイルを流れる電流がゼロになった第２のタイミングを検知して、第２のタイミングを示す信号を出力する電流検出回路と、第１のタイミングを示す信号が比較回路から入力されると、スイッチング素子をオフにし、一方、第２のタイミングを示す信号が電流検出回路から入力されると、スイッチング素子をオンにする駆動回路とを有することが好ましい。 In this power supply apparatus, the control circuit generates a sawtooth wave generation circuit that generates a sawtooth wave having a period shorter than the period of the AC voltage input to the power supply apparatus, and a reference voltage that increases as the smoothed DC voltage decreases. A reference voltage generating circuit that compares the sawtooth wave with the reference voltage, outputs a signal indicating a first timing when the sawtooth wave becomes higher than the reference voltage, and a current that flows through the coil becomes zero. When the current detection circuit that detects the timing of 2 and outputs a signal indicating the second timing and the signal indicating the first timing are input from the comparison circuit, the switching element is turned off, while the second When a signal indicating timing is input from the current detection circuit, it is preferable to include a drive circuit that turns on the switching element.

この場合において、電源装置は、コイルの上流側の端子とコンデンサの他端との間に接続される抵抗をさらに有することが好ましい。そして制御回路の電流検出回路は、その抵抗の両端子間電圧がゼロになったタイミングを第２のタイミングとして検出することが好ましい。 In this case, the power supply device preferably further includes a resistor connected between the terminal on the upstream side of the coil and the other end of the capacitor. The current detection circuit of the control circuit preferably detects the timing when the voltage between both terminals of the resistor becomes zero as the second timing.

あるいは、コイルは補助巻線を有し、制御回路の電流検出回路は、その補助巻線に流れる電流の向きが変わったタイミングを第２のタイミングとして検出することが好ましい。 Alternatively, the coil preferably has an auxiliary winding, and the current detection circuit of the control circuit preferably detects the timing at which the direction of the current flowing through the auxiliary winding changes as the second timing.

また、電源装置は、コイルの上流側の端子及びコンデンサの他端と、スイッチング素子との間に接続される抵抗をさらに有することが好ましい。この場合において、制御回路は、整流回路から出力された直流電圧の波形と相似する正弦波波形信号を生成する正弦波生成回路と、平滑化された直流電圧が低いほど高くなる電圧を正弦波波形信号に乗じることにより基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、抵抗の両端子間電圧と基準電圧を比較し、その両端子間電圧が基準電圧よりも高くなった第１のタイミングを示す信号を出力する比較回路と、第１のタイミングを示す信号が比較回路から入力されると、スイッチング素子をオフにする駆動回路とを有することが好ましい。 Moreover, it is preferable that a power supply device further has the resistance connected between the terminal of the upstream of a coil, the other end of a capacitor | condenser, and a switching element. In this case, the control circuit generates a sine wave generation circuit that generates a sine wave waveform signal that is similar to the waveform of the DC voltage output from the rectifier circuit, and a voltage that increases as the smoothed DC voltage decreases. A reference voltage generating circuit that generates a reference voltage by multiplying the signal, a voltage between both terminals of the resistor is compared with the reference voltage, and a signal indicating the first timing when the voltage between both terminals becomes higher than the reference voltage It is preferable to include a comparison circuit that outputs and a drive circuit that turns off the switching element when a signal indicating the first timing is input from the comparison circuit.

この場合において、制御回路の駆動回路は、クロック信号を生成する発振器を有し、そのクロック信号に基づいて決定される、交流電圧の周期よりも短い所定の周期ごとに、スイッチング素子をオンにすることが好ましい。 In this case, the drive circuit of the control circuit has an oscillator that generates a clock signal, and turns on the switching element at a predetermined cycle shorter than the cycle of the AC voltage, which is determined based on the clock signal. It is preferable.

本発明に係る電源装置は、入力交流電圧が出力直流電圧より高い場合だけでなく、低い場合にも力率を改善できるという効果を奏する。 The power supply device according to the present invention has an effect that the power factor can be improved not only when the input AC voltage is higher than the output DC voltage but also when the input AC voltage is low.

本発明の第１の実施形態による電源装置の概略構成図である。1 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention. （ａ）は、第１の実施形態による電源装置において、入力交流電圧が比較的高い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートであり、（ｂ）は、第１の実施形態による電源装置において、入力交流電圧が比較的低い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。(A) is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device and the time change of the current flowing in the coil when the input AC voltage is relatively high in the power supply device according to the first embodiment. FIG. 7B is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device and the time change of the current flowing through the coil when the input AC voltage is relatively low in the power supply device according to the first embodiment. 第２の実施形態による電源装置の概略構成図である。It is a schematic block diagram of the power supply device by 2nd Embodiment. 第２の実施形態による電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。It is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device by 2nd Embodiment, and the time change of the electric current which flows through a coil. 第３の実施形態による電源装置の概略構成図である。It is a schematic block diagram of the power supply device by 3rd Embodiment. （ａ）は、第３の実施形態による電源装置において、入力交流電圧が比較的高い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートであり、（ｂ）は、第３の実施形態による電源装置において、入力交流電圧が比較的低い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。(A) is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device and the time change of the current flowing through the coil when the input AC voltage is relatively high in the power supply device according to the third embodiment. FIG. 7B is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device and the time change of the current flowing through the coil when the input AC voltage is relatively low in the power supply device according to the third embodiment. 第４の実施形態による電源装置の概略構成図である。It is a schematic block diagram of the power supply device by 4th Embodiment. 本発明による電源装置の様々な実施形態における、構成要素の選択図である。FIG. 6 is a component selection diagram for various embodiments of a power supply according to the present invention. 各実施形態における、電流検出用抵抗の設置可能な位置を記したテーブルを示す図である。It is a figure which shows the table which described the position which can install the resistance for electric current detection in each embodiment. 各実施形態による電源装置における、制御回路駆動用の直流電圧を生成する電源回路の配置を示す図である。It is a figure which shows arrangement | positioning of the power supply circuit which produces | generates the DC voltage for control circuit drive in the power supply device by each embodiment.

以下、第１の実施形態による電源装置を、図を参照しつつ説明する。この電源装置は、交流電圧を整流することで得られた脈流の直流電圧を、スイッチング素子を介してコイルに印加する。そしてこの電源装置は、スイッチング素子をオフにした時のコイルの逆起電力により生じる直流電圧を負荷回路への出力電圧とする。その際、入力交流電圧に応じて、スイッチング素子がオンとなる期間を調節することで、この電源装置は、入力交流電圧が出力電圧に対して相対的に低い場合には昇圧型の力率改善回路として動作し、一方、入力交流電圧が相対的に高い場合には降圧型の力率改善回路として動作する。そのため、この電源装置は、入力交流電圧が、出力電圧よりも低い場合だけでなく、高い場合にも力率を改善できる。 The power supply device according to the first embodiment will be described below with reference to the drawings. This power supply device applies a pulsating DC voltage obtained by rectifying an AC voltage to a coil via a switching element. In this power supply device, the DC voltage generated by the back electromotive force of the coil when the switching element is turned off is used as the output voltage to the load circuit. At this time, by adjusting the period during which the switching element is turned on in accordance with the input AC voltage, this power supply device improves the boost type power factor when the input AC voltage is relatively low with respect to the output voltage. On the other hand, when the input AC voltage is relatively high, it operates as a step-down power factor correction circuit. Therefore, this power supply device can improve the power factor not only when the input AC voltage is lower than the output voltage but also when it is high.

図１は、本発明の第１の実施形態による電源装置の概略構成図である。図１に示されるように、電源装置１は、整流回路２と、スイッチング素子３と、コイル４と、平滑コンデンサ５と、制御回路６を有する。電源装置１は、電流臨界（または不連続）モードで動作するスイッチング電源であり、交流電源７（例えば、商用交流電源）から入力された交流電圧を直流電圧に変換して負荷回路８へその直流電圧を供給する。 FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power supply device 1 includes a rectifier circuit 2, a switching element 3, a coil 4, a smoothing capacitor 5, and a control circuit 6. The power supply device 1 is a switching power supply that operates in a current critical (or discontinuous) mode, converts an AC voltage input from an AC power supply 7 (for example, a commercial AC power supply) into a DC voltage, and supplies the DC voltage to the load circuit 8. Supply voltage.

整流回路２は、交流電源７から入力された交流電圧を直流電圧に変換する。そのために、整流回路２は、例えば、ブリッジ型に接続された４個のダイオードを有する全波整流回路とすることができる。 The rectifier circuit 2 converts the AC voltage input from the AC power supply 7 into a DC voltage. Therefore, the rectifier circuit 2 can be, for example, a full-wave rectifier circuit having four diodes connected in a bridge shape.

スイッチング素子３は、本実施形態では、MOSFETであり、ドレイン端子が整流回路２の正極側出力端子と接続され、一方、ソース端子が電流検出用抵抗R及びコイル４を介して整流回路２の負極側出力端子に接続される。またスイッチング端子であるゲート端子は制御回路６と接続されている。そしてスイッチング素子３は、制御回路６からオンとなる制御信号がスイッチング端子に入力されている間、整流回路２から出力された直流電圧によって、電流検出用の抵抗Rを介してコイル４へ電流を流す。一方、スイッチング素子３は、制御回路６からオフとなる制御信号がスイッチング端子に入力されている間、整流回路２の正極側出力端子と抵抗Rの間を切断する。なお、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタが用いられてもよい。 In this embodiment, the switching element 3 is a MOSFET, the drain terminal is connected to the positive output terminal of the rectifier circuit 2, and the source terminal is the negative electrode of the rectifier circuit 2 via the current detection resistor R and the coil 4. Connected to the side output terminal. A gate terminal which is a switching terminal is connected to the control circuit 6. The switching element 3 supplies a current to the coil 4 via the current detection resistor R by the DC voltage output from the rectifier circuit 2 while the control signal turned on from the control circuit 6 is input to the switching terminal. Shed. On the other hand, the switching element 3 disconnects between the positive output terminal of the rectifier circuit 2 and the resistor R while the control signal that is turned off from the control circuit 6 is input to the switching terminal. A bipolar transistor may be used as the switching element.

コイル４の上流側の一端は、電流検出用抵抗Rを介してスイッチング素子３のソース端子及び平滑コンデンサ５の負極側端子と接続されており、下流側の他端は、整流回路２の負極側出力端子及びダイオードD1を介して平滑コンデンサ５の正極側端子と接続されている。
コイル４は、スイッチング素子３がオンとなっている間に流れる電流により蓄積されたエネルギーを利用して、スイッチング素子３がオフとなったときに自身の逆起電力により、ダイオードD1及び平滑コンデンサ５を介して負荷回路８へ直流電圧を供給する。 One end on the upstream side of the coil 4 is connected to the source terminal of the switching element 3 and the negative electrode side terminal of the smoothing capacitor 5 via the current detection resistor R, and the other end on the downstream side is connected to the negative electrode side of the rectifier circuit 2. The output terminal and the positive electrode side terminal of the smoothing capacitor 5 are connected via the diode D1.
The coil 4 uses the energy accumulated by the current that flows while the switching element 3 is on, and the diode D1 and the smoothing capacitor 5 by the back electromotive force when the switching element 3 is off. A DC voltage is supplied to the load circuit 8 via

平滑コンデンサ５は、コイル４から供給される直流電圧を平滑化して、負荷回路８へ供給する。そのために、平滑コンデンサ５の正極側端子は、ダイオードD1を介してコイル４の下流側の端子と接続され、一方、平滑コンデンサ５の負極側端子は、電流検出用抵抗Rを介してコイル４の上流側の端子と接続される。 The smoothing capacitor 5 smoothes the DC voltage supplied from the coil 4 and supplies it to the load circuit 8. For this purpose, the positive terminal of the smoothing capacitor 5 is connected to the downstream terminal of the coil 4 via the diode D1, while the negative terminal of the smoothing capacitor 5 is connected to the coil 4 via the current detection resistor R. Connected to the upstream terminal.

制御回路６は、コイル４から平滑コンデンサ５を介して供給される直流電圧及びコイル４に流れる電流を検知して、スイッチング素子３をオンにするタイミング及びオフにするタイミングを決定する。そして制御回路６は、それらのタイミングに応じて、スイッチング素子３のオン・オフを切り替える。そのために、制御回路６は、エラーアンプ回路６１と、ノコギリ波生成回路６２と、比較回路６３と、電流検出回路６４と、駆動回路６５とを有する。 The control circuit 6 detects the DC voltage supplied from the coil 4 through the smoothing capacitor 5 and the current flowing through the coil 4 to determine the timing for turning on and off the switching element 3. The control circuit 6 switches the switching element 3 on and off according to these timings. For this purpose, the control circuit 6 includes an error amplifier circuit 61, a sawtooth wave generation circuit 62, a comparison circuit 63, a current detection circuit 64, and a drive circuit 65.

エラーアンプ回路６１は、基準電圧生成回路の一例であり、例えば、オペアンプＯＰを有する。オペアンプＯＰの負極側入力端子は、抵抗R2を介して平滑コンデンサ５の正極側端子と接続され、負荷回路８に供給される出力電圧が入力される。一方、オペアンプＯＰの正極側入力端子には予め設定された所定の電圧が入力される。そしてオペアンプＯＰは、その所定の電圧と出力電圧の差に応じた電圧を基準電圧として出力する。オペアンプＯＰから出力される基準電圧は、電源装置１の出力電圧が低いほど高くなる。
ここで、電源装置１に入力される交流電圧及び負荷回路８の負荷が一定であれば、電源装置１の出力電圧も一定なので、基準電圧も変化しない。一方、電源装置１に入力される交流電圧が低下したり、負荷回路８の負荷が増大すると、わずかに出力電圧が低下するので、基準電圧は高くなる。このように、エラーアンプ回路６１は、電源装置１の出力電圧の変動を増幅し、基準電圧の高低に反映させる。 The error amplifier circuit 61 is an example of a reference voltage generation circuit, and includes, for example, an operational amplifier OP. The negative input terminal of the operational amplifier OP is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor 5 via the resistor R2, and the output voltage supplied to the load circuit 8 is input. On the other hand, a predetermined voltage set in advance is input to the positive input terminal of the operational amplifier OP. The operational amplifier OP outputs a voltage corresponding to the difference between the predetermined voltage and the output voltage as a reference voltage. The reference voltage output from the operational amplifier OP increases as the output voltage of the power supply device 1 decreases.
Here, if the AC voltage input to the power supply device 1 and the load of the load circuit 8 are constant, the output voltage of the power supply device 1 is also constant, so the reference voltage does not change. On the other hand, when the AC voltage input to the power supply device 1 is reduced or the load of the load circuit 8 is increased, the output voltage is slightly lowered, so that the reference voltage is increased. As described above, the error amplifier circuit 61 amplifies the fluctuation of the output voltage of the power supply device 1 and reflects it in the level of the reference voltage.

ノコギリ波生成回路６２は、交流電源７より供給される交流電圧の周期よりも短い周期（例えば、交流電圧の周期の1/1000程度）のノコギリ波を生成し、そのノコギリ波を比較回路６３へ出力する。そのために、ノコギリ波生成回路６２は、定電流源Iと、コンデンサCとnpn型のトランジスタTRを有する。そして定電流源Iは、コンデンサCの上流側の一端及びトランジスタTRのコレクタ端子と接続される。そして定電流源IとコンデンサCの上流側の一端の間の出力端子から、比較回路６３にノコギリ波が出力される。またコンデンサCの下流側の他端及びトランジスタTRのエミッタ端子は接地される。そしてトランジスタTRのベース端子は駆動回路６５と接続される。 The sawtooth wave generation circuit 62 generates a sawtooth wave having a cycle shorter than the cycle of the AC voltage supplied from the AC power supply 7 (for example, about 1/1000 of the cycle of the AC voltage), and the sawtooth wave is supplied to the comparison circuit 63. Output. For this purpose, the sawtooth wave generating circuit 62 includes a constant current source I, a capacitor C, and an npn transistor TR. The constant current source I is connected to one end on the upstream side of the capacitor C and the collector terminal of the transistor TR. A sawtooth wave is output to the comparison circuit 63 from the output terminal between the constant current source I and one end on the upstream side of the capacitor C. The other end on the downstream side of the capacitor C and the emitter terminal of the transistor TR are grounded. The base terminal of the transistor TR is connected to the drive circuit 65.

トランジスタTRがオフになっている間、コンデンサCが充電されることにより、時間経過とともにノコギリ波生成回路６２の出力端子から出力される電圧は上昇する。そして駆動回路６５からの制御信号により、トランジスタTRがオンにされると、コンデンサCが放電して、ノコギリ波生成回路６２の出力端子から出力される電圧はゼロになる。この動作を繰り返すことにより、ノコギリ波生成回路６２は、繰り返しノコギリ波を出力する。 While the transistor TR is off, the capacitor C is charged, so that the voltage output from the output terminal of the sawtooth wave generation circuit 62 increases with time. When the transistor TR is turned on by the control signal from the drive circuit 65, the capacitor C is discharged, and the voltage output from the output terminal of the sawtooth wave generation circuit 62 becomes zero. By repeating this operation, the sawtooth wave generation circuit 62 repeatedly outputs a sawtooth wave.

比較回路６３は、基準電圧とノコギリ波生成回路６２により生成されたノコギリ波を比較する。そのために、比較回路６３は、コンパレータＣＭＰを有し、コンパレータＣＭＰの正極側入力端子に基準電圧が入力され、負極側入力端子にノコギリ波が入力される。したがって、コンパレータＣＭＰは、基準電圧がノコギリ波よりも高い場合に相対的に高い電圧V1を出力し、一方、基準電圧がノコギリ波以下の場合には、相対的に低い電圧V2を出力する。したがって、コンパレータＣＭＰから出力される電圧は、ノコギリ波が基準電圧よりも高くなるタイミングを表す信号であり、駆動回路６５に入力される。 The comparison circuit 63 compares the reference voltage and the sawtooth wave generated by the sawtooth wave generation circuit 62. For this purpose, the comparison circuit 63 has a comparator CMP. A reference voltage is input to the positive input terminal of the comparator CMP, and a sawtooth wave is input to the negative input terminal. Therefore, the comparator CMP outputs a relatively high voltage V1 when the reference voltage is higher than the sawtooth wave, and outputs a relatively low voltage V2 when the reference voltage is equal to or lower than the sawtooth wave. Therefore, the voltage output from the comparator CMP is a signal representing the timing at which the sawtooth wave becomes higher than the reference voltage, and is input to the drive circuit 65.

電流検出回路６４は、コイル４に流れる電流を測定する。そして電流検出回路６４は、コイル４に流れる電流がゼロになったタイミングを検出する。そして電流検出回路６４は、そのタイミングを表す信号を駆動回路６５に出力する。そのために、電流検出回路６４は、例えば、電流検出用の抵抗Rの両端子間電圧を測定することで、コイル４に流れる電流を測定できる。 The current detection circuit 64 measures the current flowing through the coil 4. The current detection circuit 64 detects the timing when the current flowing through the coil 4 becomes zero. The current detection circuit 64 outputs a signal representing the timing to the drive circuit 65. Therefore, the current detection circuit 64 can measure the current flowing through the coil 4 by measuring the voltage between both terminals of the current detection resistor R, for example.

駆動回路６５は、電流検出回路６４からコイル４に流れる電流がゼロになったことを表す信号が入力されると、スイッチング素子３をオンにして、整流回路２から供給される直流電圧によりコイル４に電流を流してエネルギーを蓄積する。そして駆動回路６５は、比較回路６３から電圧V1が入力されている間、スイッチング素子３をオンにしたままにする。一方、駆動回路６５は、比較回路６３からの電圧がV2に低下すると、すなわち、ノコギリ波が基準電圧に達すると、スイッチング素子３をオフにする。これにより、基準電圧が高いほど、すなわち、電源装置１への入力交流電圧が低いほど、スイッチング素子３がオンになる期間が長くなる。
また、駆動回路６５は、スイッチング素子３をオフにしている期間中、ノコギリ波生成回路６２のトランジスタTRをオンとして、コンデンサCがトランジスタTRを介して放電されるようにする。 When a signal indicating that the current flowing through the coil 4 has become zero is input from the current detection circuit 64 to the drive circuit 65, the drive circuit 65 turns on the switching element 3 and turns on the coil 4 by the DC voltage supplied from the rectifier circuit 2. Current is passed through to accumulate energy. Then, the drive circuit 65 keeps the switching element 3 turned on while the voltage V <b> 1 is input from the comparison circuit 63. On the other hand, when the voltage from the comparison circuit 63 decreases to V2, that is, when the sawtooth wave reaches the reference voltage, the drive circuit 65 turns off the switching element 3. Thereby, the higher the reference voltage, that is, the lower the input AC voltage to the power supply device 1, the longer the period during which the switching element 3 is turned on.
Further, the drive circuit 65 turns on the transistor TR of the sawtooth wave generation circuit 62 during the period when the switching element 3 is turned off, so that the capacitor C is discharged via the transistor TR.

図２（ａ）は、入力交流電圧が比較的高い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートであり、図２（ｂ）は、入力交流電圧が比較的低い場合における、電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。図２（ａ）及び図２（ｂ）において、横軸は時間を表し、左側の縦軸は電圧を表し、右側の縦軸は電流を表す。 FIG. 2A is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device and the time change of the current flowing through the coil when the input AC voltage is relatively high, and FIG. It is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of a power supply device and the time change of the electric current which flows through a coil in case a voltage is comparatively low. 2A and 2B, the horizontal axis represents time, the left vertical axis represents voltage, and the right vertical axis represents current.

図２（ａ）において、一番上のチャートのうちの曲線２０１は、整流回路２により整流された、脈流の直流電圧を表し、折れ線２０２は、コイル４を流れる電流を表す。上から２番目のチャートにおいて、直線２０３は、基準電圧を表し、折れ線２０４は、ノコギリ波生成回路６２から出力されるノコギリ波を表す。そして一番下のチャートにおける折れ線２０５は、駆動回路６５からスイッチング素子３への制御信号の電圧を表す。 In FIG. 2A, a curve 201 in the uppermost chart represents a pulsating DC voltage rectified by the rectifier circuit 2, and a broken line 202 represents a current flowing through the coil 4. In the second chart from the top, the straight line 203 represents the reference voltage, and the broken line 204 represents the sawtooth wave output from the sawtooth wave generation circuit 62. A broken line 205 in the bottom chart represents the voltage of the control signal from the drive circuit 65 to the switching element 3.

同様に、図２（ｂ）において、一番上のチャートのうちの曲線２１１は、整流回路２により整流された、脈流の直流電圧を表し、折れ線２１２は、コイル４を流れる電流を表す。上から２番目のチャートにおいて、直線２１３は、基準電圧を表し、折れ線２１４は、ノコギリ波生成回路６２から出力されるノコギリ波を表す。そして一番下のチャートにおける折れ線２１５は、駆動回路６５からスイッチング素子３への制御信号の電圧を表す。 Similarly, in FIG. 2B, a curve 211 in the uppermost chart represents a pulsating DC voltage rectified by the rectifier circuit 2, and a broken line 212 represents a current flowing through the coil 4. In the second chart from the top, the straight line 213 represents the reference voltage, and the broken line 214 represents the sawtooth wave output from the sawtooth wave generating circuit 62. A broken line 215 in the bottom chart represents the voltage of the control signal from the drive circuit 65 to the switching element 3.

図２（ａ）及び図２（ｂ）に示されるように、電源装置１に入力される交流電圧が低く、電源装置１からの出力電圧が低い方が、基準電圧が高くなる。その結果、ノコギリ波がゼロから基準電圧に達するまでの期間、すなわち、スイッチング素子３がオンになる期間が長くなる。また、コイル４に蓄えられるエネルギーはLI²/2で与えられる。ここで、Lは、コイル４のインダクタンスであり、Iは、コイル４に流れる電流である。また、コイル４に流れる電流の変化量ΔIは、ΔI=V_in*T_on/Lで与えられる。ただし、V_inはコイル４に印加される電圧であり、T_onはスイッチング素子３がオンになる期間を表す。したがって、電源装置１に入力される交流電圧が低い場合には、その分だけスイッチング素子３がオンになる期間T_onを長くすることで、コイル４の逆起電力により生じる電源装置１の出力電圧を一定に保つことができる。同様に、負荷回路８の負荷が小さい場合には、期間T_onを短くし、一方、負荷回路８の負荷が大きい場合には、期間T_onを長くすることで、コイル４の逆起電力により生じる電源装置１の出力電圧を一定に保つことができる。 As shown in FIGS. 2A and 2B, the reference voltage is higher when the AC voltage input to the power supply device 1 is lower and the output voltage from the power supply device 1 is lower. As a result, a period until the sawtooth wave reaches the reference voltage from zero, that is, a period during which the switching element 3 is turned on becomes longer. Further, the energy stored in the coil 4 is given by LI ^2/2. Here, L is the inductance of the coil 4, and I is the current flowing through the coil 4. Further, the change amount ΔI of the current flowing through the coil 4 is given by ΔI = V _in * T _on / L. However, V _in is the voltage applied to the coil 4, T _on represents the period during which the switching element 3 is turned on. Therefore, when the AC voltage input to the power supply device 1 is low, the output voltage of the power supply device 1 generated by the counter electromotive force of the coil 4 is increased by _{extending the} period Ton during which the switching element 3 is turned _{on accordingly.} Can be kept constant. Similarly, when the load of the load circuit 8 is small, the period _Ton is shortened. On the other hand, when the load of the load circuit 8 is large, the period _Ton is lengthened so that the counter electromotive force of the coil 4 increases. The output voltage of the generated power supply device 1 can be kept constant.

さらに、本実施形態のように、電源装置１が電流臨界モードで動作する場合、入力交流電圧及び負荷回路８の負荷が一定なら期間T_onも一定となることで、入力電圧の波形のピーク位置と、コイル４に流れる電流の波形のピーク位置がほぼ一致するので、力率が改善される。そして、この力率の改善に関する動作は、入力交流電圧の高低に関係がない。
したがって、この電源装置１は、入力される交流電圧が出力される直流電圧と比較して低い場合には、昇圧型の力率改善回路として動作し、一方、入力される交流電圧が出力される直流電圧と比較して高い場合には、降圧型の力率改善回路として動作する。 Furthermore, as in the present embodiment, when the power supply device 1 is operating in a current critical mode, the period T _on, if the load of the input AC voltage and the load circuit 8 is constant also be a constant, the peak position of the waveform of the input voltage And the peak position of the waveform of the current flowing through the coil 4 substantially coincide with each other, and the power factor is improved. The operation related to the improvement of the power factor is not related to the level of the input AC voltage.
Therefore, when the input AC voltage is lower than the output DC voltage, the power supply device 1 operates as a boost type power factor correction circuit, while the input AC voltage is output. When it is higher than the DC voltage, it operates as a step-down power factor correction circuit.

以上に説明してきたように、この電源装置は、入力交流電圧が出力直流電圧より高い場合だけでなく、低い場合にも力率を改善できる。そのため、この電源装置は、入力交流電圧が変動し、出力電圧よりも高くなったり低くなったりするような環境において使用される場合でも、力率を改善しつつ負荷回路に直流電圧を供給できる。さらに、この電源装置では、スイッチング素子３がオフとならない限り、負荷回路側へ電流が流れない。そのため、この電源装置は、突入電流が負荷回路へ流れることを防止できる。 As described above, this power supply apparatus can improve the power factor not only when the input AC voltage is higher than the output DC voltage but also when it is low. Therefore, even when this power supply device is used in an environment where the input AC voltage fluctuates and becomes higher or lower than the output voltage, the DC voltage can be supplied to the load circuit while improving the power factor. Further, in this power supply device, no current flows to the load circuit side unless the switching element 3 is turned off. Therefore, this power supply device can prevent inrush current from flowing to the load circuit.

次に、第２の実施形態による電源装置について説明する。図３は、第２の実施形態による電源装置の概略構成図である。第２の実施形態による電源装置１０は、第１の実施形態による電源装置１と比較して、電流検出用抵抗Rの代わりに、コイル４の補助巻線４ａを有し、制御回路６の電流検出回路６４は、その補助巻線４ａを流れる電流の向きの変化でコイル４に流れる電流がゼロになるタイミングを検出する点で異なる。そこで以下では、コイル４の補助巻線４ａ及び電流検出回路６４における、電流がゼロになるタイミングの検出に関する動作について説明する。第２の実施形態による電源装置１０のその他の構成要素については、第１の実施形態による電源装置１の対応する構成要素の説明を参照されたい。 Next, the power supply device by 2nd Embodiment is demonstrated. FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the second embodiment. Compared with the power supply device 1 according to the first embodiment, the power supply device 10 according to the second embodiment has an auxiliary winding 4a of the coil 4 instead of the current detection resistor R, and the current of the control circuit 6 is increased. The detection circuit 64 is different in that it detects a timing at which the current flowing through the coil 4 becomes zero due to a change in the direction of the current flowing through the auxiliary winding 4a. Therefore, in the following, operations related to detection of timing when the current becomes zero in the auxiliary winding 4a of the coil 4 and the current detection circuit 64 will be described. For other components of the power supply device 10 according to the second embodiment, refer to the description of the corresponding components of the power supply device 1 according to the first embodiment.

図４は、第２の実施形態による電源装置の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。図４において、横軸は時間を表し、左側の縦軸は電圧を表し、右側の縦軸は電流を表す。 FIG. 4 is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device according to the second embodiment and the time change of the current flowing through the coil. In FIG. 4, the horizontal axis represents time, the left vertical axis represents voltage, and the right vertical axis represents current.

図４において、一番上のチャートのうちの曲線４０１は、整流回路２により整流された、脈流の直流電圧を表し、折れ線４０２は、コイル４を流れる電流を表す。上から２番目のチャートにおいて、直線４０３は、基準電圧を表し、折れ線４０４は、ノコギリ波生成回路６２から出力されるノコギリ波を表す。下から２番目のチャートにおける折れ線４０５は、駆動回路６５からスイッチング素子３への制御信号の電圧を表す。そして一番下のチャートにおける折れ線４０６は、補助巻線４ａの電圧を表す。 In FIG. 4, a curve 401 in the top chart represents a pulsating DC voltage rectified by the rectifier circuit 2, and a broken line 402 represents a current flowing through the coil 4. In the second chart from the top, the straight line 403 represents the reference voltage, and the broken line 404 represents the sawtooth wave output from the sawtooth wave generating circuit 62. A broken line 405 in the second chart from the bottom represents the voltage of the control signal from the drive circuit 65 to the switching element 3. A broken line 406 in the bottom chart represents the voltage of the auxiliary winding 4a.

駆動回路６５からの出力電圧が相対的に低く、スイッチング素子３がオフとなり、コイル４に逆起電力により生じる電流が流れている間、補助巻線４ａの電圧は正となっている。そしてコイル４に流れる電流がゼロになった瞬間に、補助巻線４ａの電圧は正から負に変わる。すなわち、補助巻線４ａを流れる電流の向きが反転する。そこで電流検出回路６４は、補助巻線４ａの電圧が正から負に変わるタイミングを、コイル４に流れる電流がゼロになるタイミングとして検出し、駆動回路６５へそのタイミングを表す信号を出力すればよい。 While the output voltage from the drive circuit 65 is relatively low, the switching element 3 is turned off, and the current generated by the counter electromotive force flows through the coil 4, the voltage of the auxiliary winding 4a is positive. At the moment when the current flowing through the coil 4 becomes zero, the voltage of the auxiliary winding 4a changes from positive to negative. That is, the direction of the current flowing through the auxiliary winding 4a is reversed. Therefore, the current detection circuit 64 may detect the timing at which the voltage of the auxiliary winding 4a changes from positive to negative as the timing at which the current flowing through the coil 4 becomes zero, and output a signal representing the timing to the drive circuit 65. .

第２の実施形態によれば、電流検出用の抵抗が不要なので、電源装置による電力消費を抑制できる。 According to the second embodiment, since no resistor for current detection is required, power consumption by the power supply device can be suppressed.

次に、第３の実施形態による電源装置について説明する。図５は、第３の実施形態による電源装置の概略構成図である。第３の実施形態による電源装置２０は、電流連続モードによって動作するスイッチング電源である。また、第３の実施形態による電源装置２０は、第１の実施形態による電源装置１と比較して、電流検出用抵抗の接続位置及び制御回路の構成が異なる。そこで以下では、電流検出抵抗R及び制御回路７０について説明する。第３の実施形態による電源装置２０のその他の構成要素については、第１の実施形態による電源装置１の対応する構成要素の説明を参照されたい。 Next, a power supply device according to a third embodiment will be described. FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the third embodiment. The power supply device 20 according to the third embodiment is a switching power supply that operates in a current continuous mode. Also, the power supply device 20 according to the third embodiment differs from the power supply device 1 according to the first embodiment in the connection position of the current detection resistor and the configuration of the control circuit. Therefore, hereinafter, the current detection resistor R and the control circuit 70 will be described. For other components of the power supply device 20 according to the third embodiment, refer to the description of the corresponding components of the power supply device 1 according to the first embodiment.

図５に示されるように、電源装置２０では、電流検出用抵抗Rの上流側の一端は、スイッチング素子３であるMOSFETのソース端子と接続され、電流検出用抵抗Rの下流側の他端は、平滑コンデンサ５の負極側端子及びコイル４の上流側の一端と接続される。 As shown in FIG. 5, in the power supply device 20, one end on the upstream side of the current detection resistor R is connected to the source terminal of the MOSFET that is the switching element 3, and the other end on the downstream side of the current detection resistor R is The negative electrode side terminal of the smoothing capacitor 5 and the upstream end of the coil 4 are connected.

制御回路７０は、エラーアンプ回路７１と、正弦波生成回路７２と、乗算回路７３と、比較回路７４と、駆動回路７５とを有する。 The control circuit 70 includes an error amplifier circuit 71, a sine wave generation circuit 72, a multiplication circuit 73, a comparison circuit 74, and a drive circuit 75.

エラーアンプ回路７１は、第１の実施形態による制御回路６のエラーアンプ回路６１と同様に、電源装置２０からの出力電圧が低くなるほど高くなる電圧を出力する。 Like the error amplifier circuit 61 of the control circuit 6 according to the first embodiment, the error amplifier circuit 71 outputs a voltage that increases as the output voltage from the power supply device 20 decreases.

正弦波生成回路７２は、電流検出用抵抗Rに流れる電流を検知して、その電流量の包絡線に応じた正弦波波形を生成する。この正弦波波形は、整流回路２により得られる脈流電圧の波形と相似する。そのために、正弦波生成回路７２として、周期的に変化する電流を検知してその電流の振幅の包絡線に応じた電圧を出力できる様々な回路の何れかを利用できる。そして正弦波生成回路７２は、生成した正弦波を乗算回路７３へ出力する。 The sine wave generation circuit 72 detects a current flowing through the current detection resistor R, and generates a sine wave waveform corresponding to the envelope of the current amount. This sine wave waveform is similar to the waveform of the pulsating voltage obtained by the rectifier circuit 2. Therefore, as the sine wave generation circuit 72, any of various circuits that can detect a periodically changing current and output a voltage corresponding to an envelope of the amplitude of the current can be used. Then, the sine wave generation circuit 72 outputs the generated sine wave to the multiplication circuit 73.

乗算回路７３は、エラーアンプ回路７１とともに基準電圧生成回路の他の一例を構成し、正弦波生成回路７２により生成された正弦波にエラーアンプ回路７１からの出力電圧を乗じることで基準電圧を生成する。そして乗算回路７３は、その基準電圧を比較回路７４へ出力する。したがって、電源装置２０の出力電圧が低いほど、基準電圧も高くなる。 The multiplier circuit 73 constitutes another example of the reference voltage generation circuit together with the error amplifier circuit 71, and generates the reference voltage by multiplying the sine wave generated by the sine wave generation circuit 72 by the output voltage from the error amplifier circuit 71. To do. Multiplication circuit 73 then outputs the reference voltage to comparison circuit 74. Therefore, the lower the output voltage of the power supply device 20, the higher the reference voltage.

比較回路７４は、乗算回路７３により生成された基準電圧とスイッチング素子３のソース端子電圧、すなわち、電流検出用抵抗Rの両端子間電圧を比較する。そのために、比較回路７４は、コンパレータＣＭＰを有し、コンパレータＣＭＰの正極側入力端子に乗算回路７３により生成された基準電圧が入力され、負極側入力端子にスイッチング素子３のソース端子電圧が入力される。したがって、コンパレータＣＭＰは、基準電圧がソース端子電圧よりも高い場合に相対的に高い電圧V1を出力し、一方、基準電圧がソース端子電圧以下の場合には、相対的に低い電圧V2を出力する。コンパレータＣＭＰから出力された電圧は、駆動回路７５に入力される。 The comparison circuit 74 compares the reference voltage generated by the multiplication circuit 73 with the source terminal voltage of the switching element 3, that is, the voltage between both terminals of the current detection resistor R. For this purpose, the comparison circuit 74 has a comparator CMP. The reference voltage generated by the multiplication circuit 73 is input to the positive input terminal of the comparator CMP, and the source terminal voltage of the switching element 3 is input to the negative input terminal. The Therefore, the comparator CMP outputs a relatively high voltage V1 when the reference voltage is higher than the source terminal voltage, and outputs a relatively low voltage V2 when the reference voltage is equal to or lower than the source terminal voltage. . The voltage output from the comparator CMP is input to the drive circuit 75.

駆動回路７５は、比較回路７４から電圧V2が入力されると、すなわち、基準電圧よりもソース端子電圧の方が高くなると、スイッチング素子３をオフにする。これにより、基準電圧が高いほど、すなわち、電源装置１の出力電圧及び入力交流電圧が低いほど、スイッチング素子３がオンになる期間が長くなる。また駆動回路７５は、発振器を有し、その発振器により生成されたクロックに基づいて決定される所定の周期ごとに、スイッチング素子３をオンにする。そのため、駆動回路７５は、コイル４に流れる電流をゼロになるまで減少させることなく、スイッチング素子３のオン・オフを制御できるので、電源装置２０を電流連続モードで駆動できる。なお、所定の周期は、例えば、入力交流電圧の周期の1/1000程度の周期に設定される。 When the voltage V2 is input from the comparison circuit 74, that is, when the source terminal voltage becomes higher than the reference voltage, the drive circuit 75 turns off the switching element 3. Thereby, the higher the reference voltage, that is, the lower the output voltage and input AC voltage of the power supply device 1, the longer the period during which the switching element 3 is turned on. The drive circuit 75 includes an oscillator, and turns on the switching element 3 at predetermined intervals determined based on a clock generated by the oscillator. Therefore, the drive circuit 75 can control the on / off of the switching element 3 without reducing the current flowing through the coil 4 to zero, so that the power supply device 20 can be driven in the current continuous mode. The predetermined period is set to a period of about 1/1000 of the period of the input AC voltage, for example.

図６（ａ）は、入力交流電圧が比較的高い場合における、電源装置２０の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートであり、図６（ｂ）は、入力交流電圧が比較的低い場合における、電源装置２０の各部の電圧の時間変化及びコイルを流れる電流の時間変化を表すタイミングチャートである。図６（ａ）及び図６（ｂ）において、横軸は時間を表し、左側の縦軸は電圧を表し、右側の縦軸は電流を表す。 FIG. 6A is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device 20 and the time change of the current flowing through the coil when the input AC voltage is relatively high, and FIG. It is a timing chart showing the time change of the voltage of each part of the power supply device 20, and the time change of the electric current which flows through a coil in case an alternating voltage is comparatively low. 6 (a) and 6 (b), the horizontal axis represents time, the left vertical axis represents voltage, and the right vertical axis represents current.

図６（ａ）において、一番上のチャートのうちの曲線６０１は、整流回路２により整流された、脈流の直流電圧を表し、折れ線６０２は、コイル４を流れる電流を表す。上から２番目のチャートにおいて、曲線６０３は、乗算回路７３により生成された基準電圧を表し、折れ線６０４は、スイッチング素子３のソース端子電圧を表す。そして一番下のチャートにおける折れ線６０５は、駆動回路７５からスイッチング素子３への制御信号の電圧を表す。 In FIG. 6A, a curve 601 in the uppermost chart represents a pulsating DC voltage rectified by the rectifier circuit 2, and a broken line 602 represents a current flowing through the coil 4. In the second chart from the top, the curve 603 represents the reference voltage generated by the multiplication circuit 73, and the broken line 604 represents the source terminal voltage of the switching element 3. A broken line 605 in the bottom chart represents the voltage of the control signal from the drive circuit 75 to the switching element 3.

同様に、図６（ｂ）において、一番上のチャートのうちの曲線６１１は、整流回路２により整流された、脈流の直流電圧を表し、折れ線６１２は、コイル４を流れる電流を表す。上から２番目のチャートにおいて、直線６１３は、基準電圧を表し、折れ線６１４は、スイッチング素子３のソース端子電圧を表す。そして一番下のチャートにおける折れ線６１５は、駆動回路７５からスイッチング素子３への制御信号の電圧を表す。 Similarly, in FIG. 6B, a curve 611 in the uppermost chart represents a pulsating DC voltage rectified by the rectifier circuit 2, and a broken line 612 represents a current flowing through the coil 4. In the second chart from the top, the straight line 613 represents the reference voltage, and the broken line 614 represents the source terminal voltage of the switching element 3. A broken line 615 in the bottom chart represents the voltage of the control signal from the drive circuit 75 to the switching element 3.

図６（ａ）及び図６（ｂ）に示されるように、電源装置２０に入力される交流電圧が低く、その結果として電源装置２０からの出力電圧が低い方が、基準電圧が高くなる。その結果、スイッチング素子３がオンになった時点からスイッチング素子３のソース端子電圧が基準電圧に達するまでの期間、すなわち、スイッチング素子３がオンになる期間が長くなる。逆に、電源装置１に入力される交流電圧が高く、その結果として電源装置２０の出力電圧が高い方が、基準電圧は低下する。その結果、スイッチング素子３がオンになる期間が短くなる。これにより、電源装置２０は、出力電圧をほぼ一定に保つことができる。 As shown in FIGS. 6A and 6B, the reference voltage is higher when the AC voltage input to the power supply device 20 is lower and as a result the output voltage from the power supply device 20 is lower. As a result, the period from when the switching element 3 is turned on until the source terminal voltage of the switching element 3 reaches the reference voltage, that is, the period during which the switching element 3 is turned on becomes longer. On the contrary, the reference voltage decreases as the AC voltage input to the power supply device 1 is higher and, as a result, the output voltage of the power supply device 20 is higher. As a result, the period during which the switching element 3 is turned on is shortened. Thereby, the power supply device 20 can keep the output voltage substantially constant.

また、この実施形態でも、入力電圧の波形と同様に、コイル４に流れる電流の包絡線の波形も正弦波状となり、入力電圧と入力電流の位相も一致するので、力率が改善される。そして、この力率の改善に関する動作は、入力交流電圧の高低に関係がない。
したがって、この電源装置２０は、入力される交流電圧が出力される直流電圧と比較して低い場合には、昇圧型の力率改善回路として動作し、一方、入力される交流電圧が出力される直流電圧と比較して高い場合には、降圧型の力率改善回路として動作する。 Also in this embodiment, similarly to the waveform of the input voltage, the waveform of the envelope of the current flowing through the coil 4 also has a sine wave shape, and the phase of the input voltage and the input current matches, so that the power factor is improved. The operation related to the improvement of the power factor is not related to the level of the input AC voltage.
Accordingly, when the input AC voltage is lower than the output DC voltage, the power supply device 20 operates as a boost type power factor correction circuit, while the input AC voltage is output. When it is higher than the DC voltage, it operates as a step-down power factor correction circuit.

次に、第４の実施形態による電源装置について説明する。図７は、第４の実施形態による電源装置の概略構成図である。第４の実施形態による電源装置３０は、第３の実施形態による電源装置２０と同様に、電流連続モードによって動作する。また、第４の実施形態による電源装置３０は、第３の実施形態による電源装置２０と比較して、制御回路７０’の正弦波生成回路７２’が、整流回路２の出力電圧を利用して正弦波波形を生成する点で異なる。そこで以下では、正弦波生成回路７２’について説明する。第４の実施形態による電源装置３０の動作は、第３の実施形態による電源装置２０の動作と同じなので、電源装置３０の動作の詳細については第３の実施形態による電源装置２０の動作の説明を参照されたい。 Next, the power supply device by 4th Embodiment is demonstrated. FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the fourth embodiment. The power supply device 30 according to the fourth embodiment operates in the continuous current mode, similarly to the power supply device 20 according to the third embodiment. Further, in the power supply device 30 according to the fourth embodiment, as compared with the power supply device 20 according to the third embodiment, the sine wave generation circuit 72 ′ of the control circuit 70 ′ uses the output voltage of the rectifier circuit 2. It differs in that it generates a sine wave waveform. Therefore, hereinafter, the sine wave generation circuit 72 'will be described. Since the operation of the power supply device 30 according to the fourth embodiment is the same as that of the power supply device 20 according to the third embodiment, the details of the operation of the power supply device 30 will be described in the description of the operation of the power supply device 20 according to the third embodiment. Please refer to.

整流回路２により得られる脈流電圧は、コイル４の影響により、コイル４が接地されるグラウンドから見ると正弦波とはならず、その脈流電圧を分圧したとしても、やはり正弦波とはならない。そこで、正弦波生成回路７２’は、例えば、フォトカプラを有し、脈流電圧の波形をそのフォトカプラを用いて伝達することにより、正弦波波形を得る。あるいは、正弦波生成回路７２’は、フォトカプラの代わりにトランスを用いてもよい。 The pulsating voltage obtained by the rectifier circuit 2 does not become a sine wave when viewed from the ground where the coil 4 is grounded due to the influence of the coil 4, and even if the pulsating voltage is divided, Don't be. Therefore, the sine wave generation circuit 72 ′ has, for example, a photocoupler, and obtains a sine wave waveform by transmitting the waveform of the pulsating voltage using the photocoupler. Alternatively, the sine wave generation circuit 72 'may use a transformer instead of the photocoupler.

第４の実施形態による電源装置は、電流検出用抵抗Rの両端子間電圧から正弦波を作成する回路よりも簡単な回路構成で正弦波波形を得ることができる。 The power supply device according to the fourth embodiment can obtain a sine wave waveform with a simpler circuit configuration than a circuit that creates a sine wave from the voltage between both terminals of the current detection resistor R.

上記の各実施形態のように、本発明は、動作モード（電流臨界モードまたは電流連続モード）または出力電圧と比較する電圧の作成方法などで様々な構成を採用できる。そこで、そのような様々な構成を図８に示す。図８において、選択ブロックＳ１０１からスタートして、最後のブロックＢ３０１〜Ｂ３１１に至る経路（ａ）〜（ｋ）の間に経由した各ブロックに記載された要素の組み合わせが電源装置の一つの実施形態となる。なお、これらのブロックに記載されていない構成要素に関しては、上記の実施形態と同様である。例えば、ブロックＢ３０１に至る経路（ａ）で特定される実施形態では、電流検出用抵抗を利用して電流の変化量を検出し、エラーアンプ出力と正弦波信号を乗算して得られる基準電圧とその電流に応じた電圧とを比較回路で比較することでスイッチング素子３をオフにするタイミングを決定する。すなわち、この実施形態による電源装置は、上記の第３の実施形態に相当する。また、ブロックＢ３０２またはＢ３０３に至る経路（ｂ）、（ｃ）で特定される実施形態は、上記の第４の実施形態に相当する。さらに、ブロックＢ３０４またはＢ３０５に至る経路（ｄ）、（ｅ）で特定される実施形態は、それぞれ、上記の第１の実施形態または第２の実施形態に相当する。 As in each of the above embodiments, the present invention can employ various configurations in an operation mode (current critical mode or current continuous mode) or a method for creating a voltage to be compared with an output voltage. Such various configurations are shown in FIG. In FIG. 8, one embodiment of the power supply apparatus includes a combination of elements described in each block starting from the selected block S101 and passing through the paths (a) to (k) from the last block B301 to B311. It becomes. Note that components not described in these blocks are the same as in the above embodiment. For example, in the embodiment specified by the path (a) leading to the block B301, a reference voltage obtained by detecting the amount of change in current using a current detection resistor and multiplying the error amplifier output by a sine wave signal, The timing according to which the switching element 3 is turned off is determined by comparing the voltage corresponding to the current with a comparison circuit. That is, the power supply device according to this embodiment corresponds to the third embodiment. Further, the embodiment specified by the paths (b) and (c) reaching the block B302 or B303 corresponds to the fourth embodiment described above. Further, the embodiments specified by the paths (d) and (e) to the block B304 or B305 correspond to the first embodiment or the second embodiment, respectively.

ブロックＢ３０６に至る経路（ｆ）で特定される実施形態による電源装置は、電流臨界モードで動作し、スイッチング素子３がオンになる期間が入力電圧及び負荷一定でも変動するように動作する。さらにこの電源装置は、第３の実施形態のように、電流検出用抵抗の両端子間電圧に基づいて正弦波波形を生成する正弦波生成回路を有し、その正弦波信号とエラーアンプ出力を乗算して得られる基準電圧と電流検出用抵抗に流れる電流に応じた電圧とを比較回路で比較することでスイッチング素子３をオフにするタイミングを決定する。
一方、ブロックＢ３０７に至る経路（ｇ）で特定される実施形態による電源装置も、電流臨界モードで動作し、スイッチング素子３がオンになる期間が入力電圧及び負荷一定でも変動するように動作する。ただしこの電源装置は、正弦波信号とエラーアンプ出力を乗算して得られる基準電圧との比較に用いる電圧を、第２の実施形態と同様に、コイル４の補助巻線を流れる電流に応じた電圧とする。同様に、ブロックＢ３０８〜Ｂ３１１に至る経路（ｈ）〜（ｋ）で特定される実施形態の電源装置も、その経路上のブロックで規定された構成を持つ。 The power supply device according to the embodiment specified by the path (f) leading to the block B306 operates in the current critical mode, and operates so that the period during which the switching element 3 is turned on varies even when the input voltage and the load are constant. Further, as in the third embodiment, this power supply device has a sine wave generation circuit that generates a sine wave waveform based on the voltage between both terminals of the current detection resistor. The timing for turning off the switching element 3 is determined by comparing the reference voltage obtained by multiplication with the voltage corresponding to the current flowing through the current detection resistor by the comparison circuit.
On the other hand, the power supply device according to the embodiment specified by the path (g) leading to the block B307 also operates in the current critical mode, and operates so that the period during which the switching element 3 is turned on varies even when the input voltage and the load are constant. However, in this power supply device, the voltage used for comparison with the reference voltage obtained by multiplying the sine wave signal and the error amplifier output is set according to the current flowing through the auxiliary winding of the coil 4 as in the second embodiment. Voltage. Similarly, the power supply device of the embodiment specified by the paths (h) to (k) reaching the blocks B308 to B311 also has a configuration defined by the blocks on the path.

図９は、上記の各経路（ａ）〜（ｋ）に対応する各実施形態において、電流検出用抵抗を接続可能な位置を記したテーブルを示す。テーブル９００の一番上の行の各欄に記載された記号ａ〜ｋは、それぞれ、図８の各経路（ａ）〜（ｋ）を表す。また上から２番目の行の各欄には、対応する実施形態において、電流検出用抵抗をスイッチング素子３のソース端子と平滑コンデンサ５の負極との間に接続できるか否かが示される。そして一番下の行の各欄には、対応する実施形態において、電流検出用抵抗をスイッチング素子３のソース端子とコイル４の上流側の一端との間に接続できるか否かが示されている。例えば、経路（ａ）に相当する実施形態では、電流検出用抵抗は、スイッチング素子３のソース端子と平滑コンデンサ５の負極との間に接続されてもよいし、あるいは、スイッチング素子３のソース端子とコイル４の上流側の一端との間に接続されてもよい。一方、経路（ｄ）に相当する実施形態、すなわち、上記の第１の実施形態では、電流検出用抵抗は、スイッチング素子３のソース端子と平滑コンデンサ５の負極との間に接続することはできず、スイッチング素子３のソース端子とコイル４の上流側の一端との間に接続される。また、経路（ｅ）に相当する実施形態、すなわち、上記の第２の実施形態では、電流検出用抵抗は不要である。 FIG. 9 shows a table in which positions where current detection resistors can be connected are shown in each of the embodiments corresponding to the paths (a) to (k). Symbols a to k described in the respective columns in the top row of the table 900 represent the paths (a) to (k) in FIG. Each column in the second row from the top indicates whether or not the current detection resistor can be connected between the source terminal of the switching element 3 and the negative electrode of the smoothing capacitor 5 in the corresponding embodiment. Each column in the bottom row indicates whether or not the current detection resistor can be connected between the source terminal of the switching element 3 and one end on the upstream side of the coil 4 in the corresponding embodiment. Yes. For example, in the embodiment corresponding to the path (a), the current detection resistor may be connected between the source terminal of the switching element 3 and the negative electrode of the smoothing capacitor 5, or the source terminal of the switching element 3. And one end on the upstream side of the coil 4 may be connected. On the other hand, in the embodiment corresponding to the path (d), that is, the first embodiment described above, the current detection resistor cannot be connected between the source terminal of the switching element 3 and the negative electrode of the smoothing capacitor 5. Instead, it is connected between the source terminal of the switching element 3 and one end on the upstream side of the coil 4. In the embodiment corresponding to the path (e), that is, the second embodiment described above, the current detection resistor is not necessary.

なお、スイッチング素子３をスイッチングしない限り、本発明による電源装置からは出力電圧は得られない。そこで、制御回路駆動用の直流電圧は、整流回路２により生成された脈流電圧または電源装置の入力交流電圧から生成されることが好ましい。 Note that an output voltage cannot be obtained from the power supply device according to the present invention unless the switching element 3 is switched. Therefore, the DC voltage for driving the control circuit is preferably generated from the pulsating voltage generated by the rectifier circuit 2 or the input AC voltage of the power supply device.

図１０は、各実施形態による電源装置における、制御回路駆動用の直流電圧を生成する電源回路の配置を示す図である。図１０では、制御回路６は、第１の実施形態による電源装置と同様に、平滑コンデンサ５の負極側端子とコイル４の上流側端子の間に接続された電流検出用抵抗Rの両端子間電圧により、コイル４に流れる電流がゼロになるタイミングを検知して、スイッチング素子３をオフにするタイミングを決定する。ただし、制御回路は、上記の何れの実施形態によるものでもよい。 FIG. 10 is a diagram illustrating an arrangement of a power supply circuit that generates a DC voltage for driving a control circuit in the power supply device according to each embodiment. In FIG. 10, the control circuit 6 is connected between both terminals of the current detection resistor R connected between the negative terminal of the smoothing capacitor 5 and the upstream terminal of the coil 4, as in the power supply device according to the first embodiment. The timing at which the current flowing through the coil 4 becomes zero is detected based on the voltage, and the timing at which the switching element 3 is turned off is determined. However, the control circuit may be according to any of the above embodiments.

この例では、第１の電源回路４１は、整流回路２により得られる脈流電圧を定電圧に変換して制御回路６に供給する。制御回路６は、第１の電源回路４１から供給された直流電圧を、例えば、ノコギリ波生成回路がノコギリ波を生成するための電圧として利用する。なお、第１の電源回路４１として、脈流電圧を定電圧に変換できる公知の様々な回路を利用できる。 In this example, the first power supply circuit 41 converts the pulsating voltage obtained by the rectifier circuit 2 into a constant voltage and supplies it to the control circuit 6. The control circuit 6 uses the DC voltage supplied from the first power supply circuit 41 as, for example, a voltage for a sawtooth wave generating circuit to generate a sawtooth wave. As the first power supply circuit 41, various known circuits that can convert a pulsating voltage into a constant voltage can be used.

また、電源装置からの出力電圧を検知するための抵抗が開放された際のことを考慮して、安全上の観点から、制御回路６は、出力電圧を検知するためのリファレンス端子（本実施形態では、エラーアンプ回路の負極側入力端子に相当）からの流入電流がなくなると、スイッチング素子３のスイッチングを停止するオープンループ検知機能を有することが好ましい。しかし、この電源装置では、スイッチング素子３がスイッチングされない限り、出力電圧が発生しないので、制御回路が上記のような機能を搭載すると、電源装置の起動時にリファレンス端子から流入する電流が無く、スイッチング素子３のスイッチングが開始されない。そこで、この例では、電源装置の起動時に、出力電圧が一定値に達するまでの間、その一定値以上の定電圧を制御回路６に印加する第２の電源回路４２と、出力電圧が一定値に達した以降は第２の電源回路４２を停止させる第２の制御回路４３とを有する。なお、この一定値は、例えば、電源装置の出力電圧の設定値、またはその設定値から許容誤差だけ低い値とすることができる。 In consideration of the fact that the resistor for detecting the output voltage from the power supply device is opened, from the viewpoint of safety, the control circuit 6 includes a reference terminal (this embodiment) for detecting the output voltage. Then, it is preferable to have an open loop detection function for stopping the switching of the switching element 3 when the inflow current from the negative input terminal of the error amplifier circuit ceases. However, in this power supply device, an output voltage is not generated unless the switching element 3 is switched. Therefore, when the control circuit is equipped with the above function, there is no current flowing from the reference terminal when the power supply device is activated, and the switching element 3 switching is not started. Therefore, in this example, when the power supply device is activated, the second power supply circuit 42 that applies a constant voltage equal to or higher than the predetermined value to the control circuit 6 until the output voltage reaches a constant value, and the output voltage is a constant value. And the second control circuit 43 for stopping the second power supply circuit 42. Note that this constant value can be set to, for example, a set value of the output voltage of the power supply device or a value that is lower than the set value by an allowable error.

第２の電源回路４２は、第１の電源回路４１と同様に、整流回路２により得られる脈流電圧を定電圧に変換して制御回路６に供給する。第２の電源回路４２から供給された定電圧は、制御回路６のエラーアンプ回路の負側入力端子に入力される。これにより、エラーアンプ回路は、出力電圧が得られているときと同様の基準電圧を出力するので、制御回路６は、電源装置の起動時にも、スイッチング素子３をスイッチングさせることができる。なお、第２の電源回路４２も、入力交流電圧から直流の定電圧を生成してもよい。また、第２の電源回路４２として、脈流電圧を定電圧に変換できる公知の様々な回路を利用できる。 Similar to the first power supply circuit 41, the second power supply circuit 42 converts the pulsating voltage obtained by the rectifier circuit 2 into a constant voltage and supplies it to the control circuit 6. The constant voltage supplied from the second power supply circuit 42 is input to the negative input terminal of the error amplifier circuit of the control circuit 6. Thereby, since the error amplifier circuit outputs the same reference voltage as when the output voltage is obtained, the control circuit 6 can switch the switching element 3 even when the power supply device is activated. The second power supply circuit 42 may also generate a DC constant voltage from the input AC voltage. Further, as the second power supply circuit 42, various known circuits that can convert a pulsating voltage into a constant voltage can be used.

第２の制御回路４３は、例えば、コンパレータあるいはコンパレータと同様の機能を有する回路を有し、出力電圧と上記の一定値とを比較する。そして第２の制御回路４３は、出力電圧が一定値に達するまでと出力電圧がその一定値以上になったときとで異なる電圧を第２の電源回路４２に出力する。そして第２の電源回路４２は、第２の制御回路４３から印加された電圧が、電源装置の出力電圧が一定値に達したことを表す電圧であると、制御回路６への電力供給を停止する。これにより、出力電圧がその一定値に達すると、制御回路６のオープンループ検知機能が動作するので、この電源装置は、安全面で機能低下することはない。 The second control circuit 43 has, for example, a comparator or a circuit having a function similar to that of the comparator, and compares the output voltage with the above constant value. Then, the second control circuit 43 outputs a different voltage to the second power supply circuit 42 until the output voltage reaches a certain value and when the output voltage exceeds the certain value. The second power supply circuit 42 stops supplying power to the control circuit 6 when the voltage applied from the second control circuit 43 is a voltage indicating that the output voltage of the power supply device has reached a certain value. To do. Thereby, when the output voltage reaches the constant value, the open loop detection function of the control circuit 6 operates, so that the function of the power supply device does not deteriorate in terms of safety.

上記の実施形態または変形例による電源装置は、弾球遊技機または回胴遊技機といった遊技機に搭載される電源として用いられてもよい。 The power supply device according to the above-described embodiment or modification may be used as a power supply mounted on a gaming machine such as a ball game machine or a spinning game machine.

このように、当業者は、本発明の範囲内で、実施される形態に合わせて様々な変更を行うことができる。 As described above, those skilled in the art can make various modifications in accordance with the embodiment to be implemented within the scope of the present invention.

１、１０、２０、３０電源装置
２整流回路
３スイッチング素子
４コイル
５平滑コンデンサ
６、７０、７０’ 制御回路
７交流電源
８負荷回路
６１、７１エラーアンプ回路
６２ノコギリ波生成回路
６３、７４比較回路
６４電流検出回路
６５、７５駆動回路
７２、７２’ 正弦波生成回路
７３乗算回路
４１第１の電源回路
４２第２の電源回路
４３第２の制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 10, 20, 30 Power supply device 2 Rectifier circuit 3 Switching element 4 Coil 5 Smoothing capacitor 6, 70, 70 'Control circuit 7 AC power supply 8 Load circuit 61, 71 Error amplifier circuit 62 Sawtooth wave generation circuit 63, 74 Comparison circuit 64 current detection circuit 65, 75 drive circuit 72, 72 'sine wave generation circuit 73 multiplication circuit 41 first power supply circuit 42 second power supply circuit 43 second control circuit

Claims

A rectifier circuit that converts alternating voltage to direct voltage;
A switching element connected between a positive output terminal and a negative output terminal of the rectifier circuit;
A coil connected between a terminal on the current output side of the switching element and a negative output terminal of the rectifier circuit, wherein the rectifier circuit is in a first period in which the switching element is on. A coil that accumulates energy by the voltage output from and outputs a DC voltage generated by a back electromotive force in the second period in which the switching element is off;
One end is connected between the downstream terminal of the coil and the negative output terminal of the rectifier circuit, and the other end is connected to the upstream terminal of the coil, and the DC voltage output by the coil is smoothed. A capacitor for outputting the smoothed DC voltage to a load circuit;
A resistor connected between a terminal on the upstream side of the coil and the other end of the capacitor, and the switching element;
A control circuit for controlling on / off switching of the switching element such that the lower the smoothed DC voltage is, the longer the first period is;
I have a,
The control circuit includes:
A sine wave generation circuit that generates a sine wave waveform signal similar to the waveform of the DC voltage output from the rectifier circuit;
A reference voltage generating circuit that generates a reference voltage by multiplying the sinusoidal waveform signal by a voltage that increases as the smoothed DC voltage decreases;
A comparison circuit that compares a voltage between both terminals of the resistor and the reference voltage, and outputs a signal indicating a first timing when the voltage between the two terminals becomes higher than the reference voltage;
A power supply device comprising: a drive circuit that turns off the switching element when a signal indicating the first timing is input from the comparison circuit .

The drive circuit includes an oscillator for generating a clock signal, wherein is determined based on the clock signal, every predetermined short period than the period of the AC voltage, to turn on the switching element, according to claim 1 The power supply device described in 1.