JP6158638B2

JP6158638B2 - Millimeter-wave modulation signal generation apparatus and generation method

Info

Publication number: JP6158638B2
Application number: JP2013169176A
Authority: JP
Inventors: 幸泰木村; 匡章布施; 大谷　昭仁; 昭仁大谷
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2013-08-16
Filing date: 2013-08-16
Publication date: 2017-07-05
Anticipated expiration: 2033-08-16
Also published as: JP2015037300A

Description

本発明は、ミリ波帯の変調信号を生成するための技術に関する。 The present invention relates to a technique for generating a modulation signal in the millimeter wave band.

近年、ユビキタスネットワーク社会を迎え、電波利用ニーズが高まる中、家庭内のワイヤレスブロードバンド化を実現するＷＰＡＮ（ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク）や安全・安心な運転をサポートするミリ波レーダー等のミリ波帯無線システムが利用され始めている。また、１００ＧＨｚ超無線システム実現への取組も積極的に行われてきている。 In recent years, with the ubiquitous network society and the increasing need for radio wave use, WPAN (wireless personal area network) that realizes wireless broadband in the home and millimeter wave radio systems such as millimeter wave radar that supports safe and secure driving Has begun to be used. In addition, efforts to realize a 100 GHz super wireless system have been actively carried out.

その一方で、６０〜７０ＧＨｚ帯の無線システムの２次高調波評価や１００ＧＨｚ超の周波数帯における無線信号の評価については、周波数が高くなるにつれ測定器の雑音レベル及びミキサの変換損失が増加するとともに周波数精度が低下するため、１００ＧＨｚを超える無線信号の高感度、高精度測定技術が確立されていない状況となっている。 On the other hand, for the second harmonic evaluation of the radio system in the 60-70 GHz band and the evaluation of the radio signal in the frequency band exceeding 100 GHz, the noise level of the measuring instrument and the conversion loss of the mixer increase as the frequency increases. Since the frequency accuracy is lowered, a high-sensitivity and high-precision measurement technique for wireless signals exceeding 100 GHz has not been established.

特に、１００ＧＨｚを超える無線信号を受信する各種機器の高精度測定には、ミリ波帯の信号源として、計測に必要な様々なデータで変調されたミリ波帯の変調信号を生成する装置が必須となる。 In particular, for high-precision measurement of various devices that receive radio signals exceeding 100 GHz, a device that generates a millimeter-wave band modulation signal modulated with various data necessary for measurement is essential as a millimeter-wave band signal source. It becomes.

データ信号で変調された高周波帯の変調信号を生成する場合に従来から一般的に用いられているヘテロダイン方式の変調信号生成装置の構成を図１２に示す。 FIG. 12 shows the configuration of a heterodyne modulation signal generation apparatus that is generally used conventionally when generating a high-frequency band modulation signal modulated with a data signal.

この図１２の構成では、局部発振器１から出力された周波数ｆ１のキャリア信号Ｓｃと変調用のデータ信号Ｓｄとを変調回路２に入力してデジタル変調を行い、中間周波数帯の変調信号Ｓifm を生成し、その変調信号Ｓifm と、局部発振器３から出力された周波数ｆ２のローカル信号Ｓ_Ｌとをミキサ４に入力して周波数混合し、ミキサ４の出力信号から所望周波数ｆ１＋ｆ２に変換された変調信号Ｓrfm をフィルタ５で抽出している。 In the configuration of FIG. 12, the carrier signal Sc of the frequency f1 output from the local oscillator 1 and the modulation data signal Sd are input to the modulation circuit 2 and digitally modulated to generate the modulation signal Sifm of the intermediate frequency band. and, with its modulated signal Sifm, the local signal S _L having the frequency f2 output from the local oscillator 3 is frequency-mixed and enter the mixer 4, the modulation signal Srfm converted from the output signal of the mixer 4 to a desired frequency f1 + f2 Is extracted by the filter 5.

なお、上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式で８００ＭＨｚ帯の変調信号を得る構成の例が、非特許文献１に記載されている。 In addition, Non-Patent Document 1 describes an example of a configuration for obtaining an 800 MHz band modulation signal by the heterodyne modulation signal generation method.

石井聡：「無線通信とディジタル変調技術」，ＣＱ出版株式会社，２００５年８月１５日発行ｐ４３Satoshi Ishii: “Wireless Communication and Digital Modulation Technology”, CQ Publishing Co., Ltd., August 15, 2005, p43

上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式を用いて、より周波数が高いミリ波帯の変調信号を生成する場合、キャリア周波数ｆ１とローカル周波数ｆ２の和がミリ波帯となるようにするか、さらに周波数変換の段数を増加すればよいと考えられる。 When generating a higher-frequency millimeter-wave band modulation signal using the heterodyne modulation signal generation system, the sum of the carrier frequency f1 and the local frequency f2 is set to the millimeter-wave band, or frequency conversion is performed. It is considered that the number of stages may be increased.

しかし、ミリ波帯域は広い帯域を確保できることから、計測器として要求される出力信号の周波数可変範囲や変調帯域幅は、従来のマイクロ波帯変調信号発生器の数倍から数十倍と広く、例えば周波数可変範囲として数１０ＧＨｚ、変調帯域幅として数ＧＨｚが要求される。 However, since the millimeter wave band can secure a wide band, the frequency variable range and modulation bandwidth of the output signal required as a measuring instrument are as wide as several to several tens of times that of a conventional microwave band modulation signal generator, For example, a frequency variable range of several tens GHz and a modulation bandwidth of several GHz are required.

これを上記文献１のように、ヘテロダイン方式で高い周波数帯に変換する構成で実現するためには、１００ＧＨｚを超える領域で数１０ＧＨｚ可変できる純度の高いローカル信号が必要となり、その領域で正常に動作する広帯域のミキサが必要となるが、これらの要求を満足する発振器やミキサの入手は極めて困難である。 In order to realize this with a configuration that converts to a high frequency band by the heterodyne method as in the above-mentioned document 1, a high-purity local signal that can be varied by several tens of GHz in a region exceeding 100 GHz is required, and operates normally in that region. However, it is extremely difficult to obtain an oscillator and a mixer that satisfy these requirements.

なお、ＩＦ周波数帯域の狭いミキサを複数組み合わせることも可能であるが、回路構成が複雑化しコストも高くなってしまう。 It is possible to combine a plurality of mixers having a narrow IF frequency band, but the circuit configuration becomes complicated and the cost increases.

このような問題から、１００ＧＨｚを超えるミリ波の変調信号生成装置として、要求される変調帯域や周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたものの実現が強く望まれている。 Due to such problems, it is strongly desired to realize a millimeter wave modulation signal generation apparatus exceeding 100 GHz that has sufficient accuracy as a measuring instrument while satisfying a required modulation band and variable frequency range.

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、１００ＧＨｚを超えるミリ波において要求される数ＧＨｚの変調帯域幅や数１０ＧＨｚの周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたミリ波変調信号生成装置および生成方法を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and is a millimeter having sufficient accuracy as a measuring instrument while satisfying a modulation bandwidth of several GHz and a frequency variable range of several tens of GHz required for millimeter waves exceeding 100 GHz. An object of the present invention is to provide a wave modulation signal generation device and a generation method.

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のミリ波変調信号生成装置は、
所定周波数のコヒーレント光を出射する光源（２２）、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆ_Ｌ）の電気のローカル信号を出力するローカル信号発生器（２３）、前記コヒーレント光を前記ローカル信号で変調する第１の光変調器（２４）、該第１の光変調器で変調された第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆ_Ｌ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出するフィルタ（２５）を含む光サブキャリア生成部（２１）と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換して出力する変調用信号生成部（３０）と、
前記光サブキャリア生成部で抽出された前記２つの光サブキャリアを、前記変調用信号生成部で生成された前記変調用信号で強度変調する第２の光変調器（４０）と、
前記第２の光変調器で強度変調された第２の変調光を光電変換し、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆ_Ｌ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を出力する光電変換器（５０）とを備えたミリ波変調信号生成装置であって、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ（３６、３７）に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する。 In order to achieve the above object, a millimeter-wave modulation signal generating apparatus according to claim 1 of the present invention includes:
A light source (22) that emits coherent light having a predetermined frequency, and a local signal generator (23) that outputs an electrical local signal having a frequency (f _L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. A first optical modulator (24) for modulating the coherent light with the local signal, and a frequency equal to the N times the frequency of the local signal from the first modulated light modulated by the first optical modulator. An optical subcarrier generator (21) including a filter (25) for extracting two optical subcarriers having a difference (N · f _L );
A modulation signal generator (30) that reads out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31), converts it into an analog modulation signal, and outputs it;
A second optical modulator (40) for intensity-modulating the two optical subcarriers extracted by the optical subcarrier generation unit with the modulation signal generated by the modulation signal generation unit;
The second modulated light intensity-modulated by the second optical modulator is photoelectrically converted, and a frequency (N · f _L ) of a millimeter wave equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. A millimeter-wave modulation signal generator comprising a photoelectric converter (50) for outputting an electrical millimeter-wave modulation signal modulated by a signal for use ,
The modulation signal generation unit adds the modulation data stored in advance in the modulation data memory and the data that causes interference of communication stored in another memory (36, 37), An analog modulation signal corresponding to the addition result is generated.

また、本発明の請求項２のミリ波変調信号生成装置は、請求項１記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに変調用データとして予め記憶されているＩデータとＱデータ、および、前記通信の妨害要因となるデータとして予め記憶されているＩデータとＱデータについて、Ｉ成分同士とＱ成分同士をそれぞれ加算して、直交変調処理を行ってアナログの変調用信号を生成することを特徴とする。 A millimeter wave modulation signal generation device according to claim 2 of the present invention is the millimeter wave modulation signal generation device according to claim 1,
The modulation signal generation unit includes I data and Q data stored in advance as modulation data in the modulation data memory, and I data and Q data stored in advance as data that interferes with the communication. The I component and the Q component are added to each other, and an orthogonal modulation process is performed to generate an analog modulation signal.

また、本発明の請求項３のミリ波変調信号生成装置は、請求項１または請求項２記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部には、前記第２の光変調器の非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を予め記憶し、前記第２の光変調器に与える変調用信号の振幅を前記補正関数によって補正する補正部（３９）が設けられていることを特徴とする。 A millimeter wave modulation signal generation device according to claim 3 of the present invention is the millimeter wave modulation signal generation device according to claim 1 or 2 ,
The modulation signal generation unit stores in advance a correction function for equivalently converting the nonlinear modulation characteristic of the second optical modulator into a linear characteristic, and applies the modulation function to the second optical modulator. A correction unit (39) for correcting the amplitude of the signal by the correction function is provided.

また、本発明の請求項４のミリ波変調信号生成装置は、請求項３記載のミリ波変調信号生成装置において、
無変調状態における前記第２の光変調器に対するバイアス電圧を所定範囲可変しつつ、該第２の光変調器の出力光強度を検出して、該第２の光変調器の変調特性を測定し、該測定した変調特性を線形特性に変換するための補正関数を算出し、前記補正部に設定する補正関数取得部（９０）を有していることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the millimeter wave modulation signal generation device according to the third aspect of the present invention.
Measure the modulation characteristic of the second optical modulator by detecting the output light intensity of the second optical modulator while varying the bias voltage for the second optical modulator in a non-modulated state within a predetermined range. A correction function acquisition unit (90) for calculating a correction function for converting the measured modulation characteristic into a linear characteristic and setting the correction function in the correction unit is provided.

また、本発明の請求項５のミリ波変調信号生成方法は、
所定周波数のコヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎの（Ｎは偶数）の周波数（ｆ_Ｌ）の電気のローカル信号により変調し、該変調で得られた第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆ_Ｌ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出する段階と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階と、
前記２つの光サブキャリアを前記変調用信号により強度変調する段階と、
前記変調用信号による強度変調で得られた第２の変調光を光電変換して、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆ_Ｌ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成する段階とを含むミリ波変調信号生成方法であって、
前記変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階は、
前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ（３６、３７）に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する。 Moreover, the millimeter wave modulation signal generation method according to claim 5 of the present invention includes:
The first modulated light obtained by modulating the coherent light having a predetermined frequency with an electrical local signal having a frequency (f _L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. Extracting two optical subcarriers having a frequency difference (N · f _L ) equal to the N times the frequency of the local signal from
Reading out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31) and converting it into an analog modulation signal;
Intensity-modulating the two optical subcarriers with the modulating signal;
The second modulated light obtained by the intensity modulation by the modulation signal is photoelectrically converted, and a millimeter wave frequency (N · f _L ) equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. and generating a millimeter wave modulation signal modulated electricity use signal a including a millimeter wave modulation signal generating method,
The step of reading out the modulation data and converting it into an analog modulation signal comprises:
Modulation data stored in advance in the modulation data memory and data that interferes with communication stored in other memories (36, 37) are added, and analog modulation corresponding to the addition result is added. Generating a signal for use.

このように、本発明では、コヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆ_Ｌ）の電気のローカル信号により変調し、その変調で得られた第１の変調光からローカル信号の周波数のＮ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆ_Ｌ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出し、その２つの光サブキャリアを、予め変調用データメモリに記憶されている計測に用いる変調用データと通信の妨害要因となるデータとを加算してアナログ変換して得られた変調用信号により強度変調し、その強度変調で得られた第２の変調光を光電変換して、ローカル信号の周波数のＮ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆ_Ｌ）を中心周波数とし、変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成している。 Thus, in the present invention, the coherent light is modulated by an electrical local signal having a frequency (f _L ) of 1 / N (N is an even number) of the desired output frequency in the millimeter wave band, and the first obtained by the modulation. Two optical subcarriers having a frequency difference (N · f _L ) equal to N times the frequency of the local signal are extracted from one modulated light, and the two optical subcarriers are stored in the modulation data memory in advance. Intensity modulation is performed using a modulation signal obtained by adding the modulation data used for measurement and data that interferes with communication and converting the analog signal, and photoelectrically converting the second modulated light obtained by the intensity modulation. Thus, an electrical millimeter-wave modulated signal modulated with a modulation signal is generated with a millimeter-wave frequency (N · f _L ) equal to N times the frequency of the local signal as the center frequency.

このため、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった１００ＧＨｚを超えるミリ波帯の変調信号を、実際の通信環境に存在する妨害要因を含む状態で、容易に且つ精度よく生成することができる。 For this reason, it is possible to easily and accurately generate a millimeter-wave band modulation signal exceeding 100 GHz, which has been difficult with the conventional heterodyne method using electricity , in a state including interference factors existing in the actual communication environment .

また、出力周波数を可変する場合、出力したいミリ波帯の１／Ｎの周波数領域のローカル信号の周波数を可変すればよく、ミリ波帯で必要な周波数可変幅を容易に実現できる。 Further, when changing the output frequency, the frequency of the local signal in the 1 / N frequency region of the millimeter wave band to be output may be changed, and the frequency variable width required in the millimeter wave band can be easily realized.

また、変調のために用いる光変調器の帯域は要求される変調帯域に対して十分広いので、１００ＧＨｚを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。 Further, since the bandwidth of the optical modulator used for modulation is sufficiently wide with respect to the required modulation bandwidth, it can sufficiently cope with measurement of various millimeter wave devices exceeding 100 GHz.

本発明の実施形態の構成図Configuration diagram of an embodiment of the present invention コヒーレント光から２つの光サブキャリアが生成される過程の説明図Explanatory diagram of the process of generating two optical subcarriers from coherent light ２つの変調光の光電変換によってミリ波帯の変調信号が生成される過程の説明図Explanatory drawing of the process in which a millimeter wave band modulation signal is generated by photoelectric conversion of two modulated lights 変調用信号生成部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the signal generation part for a modulation | alteration 変調用信号生成部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the signal generation part for a modulation | alteration 変調用信号生成部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the signal generation part for a modulation | alteration 外部入力端子から変調用信号を入力するための構成例を示す図The figure which shows the structural example for inputting the signal for modulation from an external input terminal ＬＮ型の光変調器の変調特性を示す図The figure which shows the modulation characteristic of an LN type optical modulator 非線形な変調特性を線形特性に変換するための説明図Explanatory diagram for converting nonlinear modulation characteristics to linear characteristics 補正関数により変調用信号を補正する機能を有する実施形態の構成図Configuration diagram of an embodiment having a function of correcting a modulation signal by a correction function 変調特性を求める方法の説明図Explanatory diagram of how to obtain modulation characteristics 電気式のヘテロダイン方式の変調信号生成装置の構成図Configuration diagram of electric heterodyne modulation signal generator

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した実施形態のミリ波変調信号生成装置２０の構成を示している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a millimeter wave modulation signal generation apparatus 20 according to an embodiment to which the present invention is applied.

このミリ波変調信号生成装置２０は、光サブキャリア生成部２１、変調用信号生成部３０、第２の光変調器４０、光電変換器５０を有している。 The millimeter wave modulation signal generation device 20 includes an optical subcarrier generation unit 21, a modulation signal generation unit 30, a second optical modulator 40, and a photoelectric converter 50.

光サブキャリア生成部２１は、例えばレーザダイオードからなり、所定周波数のコヒーレント光Ｐａを出射する光源２２と、ミリ波帯の所望出力周波数（例えば１２０ＧＨｚ）の１／Ｎ（Ｎは偶数で例えば４）の周波数ｆ_Ｌ（例えば３０ＧＨｚ）の電気のローカル信号Ｓ_Ｌを出力するローカル信号発生器２３と、例えば電気光学効果を用いたマッハツェンダ型のＬＮ光変調器からなり、コヒーレント光Ｐａをローカル信号Ｓ_Ｌで変調する第１の光変調器２４と、第１の光変調器２４で変調された第１の変調光Ｐｂから、ローカル信号Ｓ_Ｌの周波数のＮ倍に等しい周波数差Ｎ・ｆ_Ｌ（例えば１２０ＧＨｚ）をもつ２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２を抽出するバンドリジェクション型のフィルタ２５と、その２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含むフィルタ２５の出力光Ｐｃ（＝Ｐｃ１＋Ｐｃ２）を増幅する光増幅器（例えばＥＤＦＡのような光ファイバ増幅器）２６によって構成されている。 The optical subcarrier generation unit 21 includes, for example, a laser diode, and a light source 22 that emits coherent light Pa having a predetermined frequency, and 1 / N (N is an even number, for example, 4) of a desired output frequency (for example, 120 GHz) in the millimeter wave band. frequency f _{L (e.g.} 30 GHz) and a local signal generator 23 for outputting a local signal S _L of the electricity, for example, a Mach-Zehnder type LN optical modulator using an electro-optical effect, the local signal coherent light Pa S _L A frequency difference N · f _L (for example, equal to N times the frequency of the local signal S _L) from the first optical modulator 24 modulated by the first optical modulator 24 and the first modulated light Pb modulated by the first optical modulator 24. 120 GHz), a band rejection type filter 25 for extracting two optical subcarriers Pc1, Pc2 and the two optical subcarriers Pc1 , And an optical amplifier (for example, an optical fiber amplifier such as an EDFA) 26 that amplifies the output light Pc (= Pc1 + Pc2) of the filter 25 including only Pc2.

このように、第１の光変調器２４にコヒーレント光Ｐａと電気のローカル信号Ｓ_Ｌを与えて変調することで、コヒーレント光Ｐａの周波数ｆｃから高い方へローカル信号Ｓ_Ｌの周波数ｆ_Ｌの整数（ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（ｆｃ＋ｎｆ_Ｌ）と、Ｐａの周波数ｆｃより低い方へローカル信号Ｓ_Ｌの周波数ｆ_Ｌの整数（ｎ）倍だけ離間した第２の周波数（ｆｃ−ｎｆ_Ｌ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させることができ、その干渉光からフィルタ２５によりコヒーレント光Ｐａの周波数ｆｃの成分を除去することで、両者の周波数差が２ｎｆ_Ｌ＝Ｎ・ｆ_Ｌ（Ｎは偶数）となる２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２を抽出している。 Thus, by modulating giving the local signal S _L of the coherent light Pa and electrically to the first optical modulator 24, an integer of the frequency f _L of the local signal S _L to the higher of the frequency fc of the coherent light Pa and (n) by a factor spaced first frequency (fc + nf _L), a second frequency spaced by an integer (n) times the frequency _{f L} of the local signal _{S L} to the lower than the frequency fc of Pa (fc-nf _L ) can emit interference light having a spectrum, and by removing the frequency fc component of the coherent light Pa from the interference light by the filter 25, the frequency difference between the two becomes 2nf _L = N · f _L ( Two optical subcarriers Pc1 and Pc2 are extracted, where N is an even number.

ここで、第１の光変調器２４の動作についてさらに詳しく説明する。
入力光を分波して二つの光導波路を伝搬させてから合波干渉させる構成のマッハツェンダ型の第１の光変調器２４は、電気光学効果を示す二つの光導波路の光路長と、両光導波路に印加するローカル信号Ｓ_Ｌの位相を適切に設定することで、入力したコヒーレント光Ｐａに対して所望次数の側波帯を多く含む光を出射する。なお、第１の光変調器２４の導波路にローカル信号Ｓ_Ｌの電界を印加するためのドライバは光変調器に含まれているものとするが、外付けであってもよい。 Here, the operation of the first optical modulator 24 will be described in more detail.
The Mach-Zehnder type first optical modulator 24 configured to demultiplex input light and propagate through two optical waveguides and then combine and interfere with the optical path lengths of the two optical waveguides exhibiting the electro-optic effect, by appropriately setting the phase of the local signal S _L to be applied to the waveguide, for emitting light containing a large amount of sideband desired order with respect to coherent light Pa entered. Although driver for applying an electric field of the local signal S _L to the waveguide of the first optical modulator 24 is assumed to be included in the optical modulator, it may be an external.

例えば、理想的に対称な光変調器であれば、二つの光導波路に等振幅で逆相のローカル信号を与えることによって、一方の光導波路で位相変調を受けた光Ｐａ１のスペクトラムが図２の（ａ）のように表されるとき、他方の光導波路で逆相の位相変調を受けた光Ｐａ２のスペクトラムを図２の（ｂ）のようにできる。 For example, in the case of an ideally symmetric optical modulator, the spectrum of the light Pa1 that has undergone phase modulation in one of the optical waveguides is given in FIG. When expressed as (a), the spectrum of the light Pa2 that has been subjected to phase modulation in the opposite phase in the other optical waveguide can be made as shown in (b) of FIG.

ここで図２の（ａ）の光Ｐａ１のスペクトラムには、周波数ｆｃの０次成分より高い周波数領域で周波数ｆ_Ｌの間隔でプラス側にベクトルをもつ＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が現れ、周波数ｆｃより低い周波数領域では周波数ｆ_Ｌの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が、各＋次数の成分と同じ大きさで現れている。 Here, the spectrum of the light Pa1 in Fig. 2 (a), +1 order component with a vector in the positive side at intervals of a frequency f _L at a frequency region higher than the zero-order component of the frequency fc, + 2-order component, + third order component ,... Appear, and in the frequency region lower than the frequency fc, the vector direction changes alternately between the minus side and the plus side at intervals of the frequency f _L. , And appear in the same size as each + order component.

また、図２の（ｂ）の光Ｐａ２のスペクトラムには、周波数ｆｃの０次成分より低い周波数領域で周波数ｆ_Ｌの間隔でプラス側にベクトルをもつ−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が現れ、周波数ｆｃより高い周波数領域では周波数ｆ_Ｌの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が、各−次数の成分と同じ大きさで現れる。 In addition, the spectrum of the light Pa2 in FIG. 2B includes a minus first order component, a minus second order component having a vector on the plus side at intervals of the frequency f _{L in} a frequency region lower than the zero order component of the frequency fc, 3-order component, ... appear, + primary component vector direction at intervals of a frequency f _L alternately changes to the negative side and the positive side is at a higher frequency range than the frequency fc, + 2-order component, + third order component, ...... is Appear in the same size as each -order component.

これは、位相変調された信号のスペクトラムがｎ次の第１種ベッセル関数を係数にもち、位相０のときには正の次数で符号がすべて正、負の次数で符号が交互に入れ代わり、位相πのときには、正の次数で符号が交互に入れ代わり、負の次数で符号がすべて正となることで説明される。 This is because the spectrum of the phase-modulated signal has a coefficient of the first-order Bessel function of the nth order, and when the phase is 0, the signs are alternately switched in the positive order and the signs are all positive and in the negative order. In some cases, the sign is alternately replaced with a positive degree, and the sign is all positive with a negative order.

図２の（ａ）、（ｂ）において、両光導波路を通過した光の強度が等しく、位相変調の深さ（変調指数）が等しくなるように調整されていれば、各次数の側波帯の振幅は（ａ）と（ｂ）とで等しいため、これらの光が第１の光変調器２４の中で合波されると、互いに逆相奇数次の側波帯は相殺されて出射されず、図２の（ｃ）のように偶数次の側波帯だけが出射されることになる。 In FIGS. 2A and 2B, the sidebands of the respective orders can be used as long as the intensity of light passing through both optical waveguides is equal and the depth of modulation (modulation index) is adjusted to be equal. Therefore, when these lights are combined in the first optical modulator 24, the odd-order sidebands of opposite phases cancel each other and are emitted. Instead, only even-order sidebands are emitted as shown in FIG.

なお、ここでは、偶数次の側波帯成分だけが出射される例を示したが、両光導波路を通過した光の位相差がπになるような直流電界を少なくとも一方の光導波路に印加すれば、奇数次成分だけを出射させることもできる。 Although an example in which only even-order sideband components are emitted is shown here, a DC electric field is applied to at least one of the optical waveguides so that the phase difference of the light passing through both optical waveguides becomes π. For example, only odd order components can be emitted.

このようにして０次成分と±２次成分だけを含む第１の変調光Ｐｂが第１の光変調器２４から出射されることになる。 In this way, the first modulated light Pb including only the 0th order component and the ± 2nd order component is emitted from the first optical modulator 24.

そして、この第１の変調光Ｐｂを、図２の（ｃ）に通過特性を示すバンドリジェクション型のフィルタ２５に入射して、図２の（ｄ）のように周波数ｆｃの０次成分を除去することで、±２次成分、つまり、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含む光（以下、２−ｔｏｎｅキャリア光と言う）Ｐｃが得られる。 Then, the first modulated light Pb is incident on a band rejection filter 25 having a pass characteristic shown in FIG. 2C, and the zero-order component of the frequency fc is obtained as shown in FIG. By removing the light, it is possible to obtain ± secondary components, that is, light Pc including only two optical subcarriers Pc1 and Pc2 (hereinafter referred to as 2-tone carrier light) Pc.

この２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２の周波数差は、その基になるコヒーレント光Ｐａの周波数が変動してもお互いに相殺されて変動しない。また、ローカル信号Ｓ_Ｌの周波数ｆ_Ｌは所望出力周波数の偶数Ｎ分の１で済むから、ミリ波帯より低い周波数で安定度が高い高純度の信号源を用いることができ、その可変幅も所望出力周波数の可変幅に対して１／Ｎで済むので、３０ＧＨｚ帯で±５ＧＨｚ程度の可変幅を有する現状で実現可能な信号発生器を使用できる。また、フィルタ２５で除去する周波数はコヒーレント光Ｐａの周波数成分で一定であるから、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２の周波数差の変化によらず固定型のフィルタでよく、０次以外の多くの成分のうちの特定次数の成分で且つローカル信号Ｓ_Ｌの周波数変化のＮ倍で周波数変化する成分のみを抽出する方式に比べてフィルタの実現が極めて容易である。 The frequency difference between the two optical subcarriers Pc1 and Pc2 cancels each other and does not vary even if the frequency of the coherent light Pa that is the basis thereof varies. Further, since the frequency f _L of the local signal S _L requires only the even N content of the first desired output frequency, can be used stability is high purity signal source at a lower frequency than the millimeter wave band, also the variable width Since 1 / N is sufficient for the variable width of the desired output frequency, it is possible to use a signal generator that can be realized at present with a variable width of about ± 5 GHz in the 30 GHz band. Further, since the frequency removed by the filter 25 is constant in the frequency component of the coherent light Pa, a fixed filter may be used regardless of the change in the frequency difference between the two optical subcarriers Pc1 and Pc2, and many other than the 0th order realization of the filter as compared to the method of extracting only a component that changes frequency N times the frequency change of and the local signal S _L in a particular order of components of the components is extremely easy.

この２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含む２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃは、光増幅器２６で増幅され、その増幅された２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃ′が第２の光変調器４０に入力される。なお、ここではフィルタ２５で抽出した２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃを増幅器２６で増幅しているが２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃの強度が十分であれば増幅器２６を省略できる。また、増幅する場合、それに用いる増幅器２６は線形動作し、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２をそれぞれ増幅した光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′のみを出力するものとする。 The 2-tone carrier light Pc including only these two optical subcarriers Pc 1 and Pc 2 is amplified by the optical amplifier 26, and the amplified 2-tone carrier light Pc ′ is input to the second optical modulator 40. . Although the 2-tone carrier light Pc extracted by the filter 25 is amplified by the amplifier 26 here, the amplifier 26 can be omitted if the intensity of the 2-tone carrier light Pc is sufficient. In the case of amplification, the amplifier 26 used for the amplification is linearly operated, and outputs only optical subcarriers Pc1 'and Pc2' obtained by amplifying two optical subcarriers Pc1 and Pc2.

一方、変調用信号生成部３０は、計測に用いる変調用データＤｍを予め記憶している変調用データメモリ３１と、その変調用データメモリ３１に記憶されている変調用データＤｍを時系列に読み出してアナログの変調用信号Ｓｍ(t)′に変換するＤ／Ａ変換器３２と、その変調用信号Ｓｍ(t)′からＤ／Ａ変換処理に伴う高域ノイズや不要な高調波成分を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）３３とで構成されており、ＬＰＦ３３から出力された変調用信号Ｓｍ(t)を第２の光変調器４０に与える。 On the other hand, the modulation signal generation unit 30 reads in a time series the modulation data Dm stored in the modulation data memory 31 preliminarily storing the modulation data Dm used for measurement. D / A converter 32 for converting to analog modulation signal Sm (t) ′, and removing high-frequency noise and unnecessary harmonic components associated with D / A conversion processing from the modulation signal Sm (t) ′ The modulation signal Sm (t) output from the LPF 33 is supplied to the second optical modulator 40.

第２の光変調器４０は、前記したＬＮ型の光変調器あるいは電界吸収飽和作用を利用したＥＯ変調器等で構成されており、入射される２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃ′に含まれる光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′を変調用信号Ｓｍ(t) で強度変調する。なお、ここでは、変調用信号Ｓｍ(t) は、光変調器内蔵のドライバを介して変調素子に供給されるものとするが、外付けドライバを介して第２の光変調器４０に入力してもよい。 The second optical modulator 40 is configured by the above-described LN type optical modulator or an EO modulator using an electroabsorption saturation action, and the optical sub-subtract included in the incident 2-tone carrier light Pc ′. The carriers Pc1 'and Pc2' are intensity-modulated with the modulation signal Sm (t). In this case, the modulation signal Sm (t) is supplied to the modulation element via a driver built in the optical modulator, but is input to the second optical modulator 40 via an external driver. May be.

これにより、図３の（ａ）のように、それぞれが変調用信号Ｓｍ(t) による変調を同等に受けた変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２からなる第２の変調光Ｐｄが得られる。 As a result, as shown in FIG. 3A, the second modulated light Pd composed of the modulated lights Pd1 and Pd2 that are each equally modulated by the modulation signal Sm (t) is obtained.

ここで、第２の光変調器４０の強度変調特性を線形と仮定し、その傾きをｋとすれば、光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′入射時に第２の光変調器４０から出力される変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２のパワーＰ１（ｔ）、Ｐ２（ｔ）は、
Ｐ１（ｔ）＝Ｐ２（ｔ）＝ｋ・Ｓｍ(t)
となる。 Here, assuming that the intensity modulation characteristic of the second optical modulator 40 is linear and the inclination thereof is k, the modulation output from the second optical modulator 40 when the optical subcarriers Pc1 ′ and Pc2 ′ are incident. The powers P1 (t) and P2 (t) of the light Pd1 and Pd2 are
P1 (t) = P2 (t) = k · Sm (t)
It becomes.

したがって、これら二つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２の電界Ｅ１、Ｅ２は、それらの光角周波数をω、ω′とすれば、
Ｅ１＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］・cosωt
Ｅ２＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］・cos ω′t
となる（位相情報は省略）。 Therefore, the electric fields E1 and E2 of these two modulated lights Pd1 and Pd2 can be expressed by assuming their optical angular frequencies to be ω and ω ′.
E1 = [√ {k · Sm (t)}] · cosωt
E2 = [√ {k · Sm (t)}] · cos ω′t
(Phase information is omitted).

このようにして変調用信号Ｓｍ(t) でそれぞれ変調された２つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２を含む第２の変調光（２−ｔｏｎｅ変調光）Ｐｄは、フォトダイオード等の受光素子からなる光電変換器５０に入射されて光電変換される。 In this way, the second modulated light (2-tone modulated light) Pd including the two modulated lights Pd1 and Pd2 respectively modulated by the modulation signal Sm (t) is photoelectrically converted from a light receiving element such as a photodiode. It is incident on the vessel 50 and undergoes photoelectric conversion.

光電変換器５０の受光素子は、入射される第２の変調光Ｐｄに含まれる２つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２の強度に対応した電流を出力する。 The light receiving element of the photoelectric converter 50 outputs a current corresponding to the intensity of the two modulated lights Pd1 and Pd2 included in the incident second modulated light Pd.

即ち、受光素子が出力する電流Ｉは、入射光の電界の２乗平均であるから、次のように表される（記号＜＞は時間平均）。 That is, since the current I output from the light receiving element is the mean square of the electric field of the incident light, it is expressed as follows (the symbol <> is a time average).

Ｉ＝＜｜Ｅ１＋Ｅ２｜^２＞
＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］^２（cos ωt＋cos ω′t）^２）
＝ｋ・Ｓｍ(t)｛cos^２ωt＋cos^２ω′t＋２cos ωt・cos ω′t｝
＝ｋ・Ｓｍ(t)｛１＋（cos２ωt＋cos２ω′t）／２
＋cos （ω＋ω′）ｔ＋cos（ω−ω′）ｔ｝ I = <| E1 + E2 | ² >
= [√ {k · Sm (t)}] ² (cos ωt + cos ω′t) ² )
= K · Sm (t) {cos ² ωt + cos ² ω't + 2cos ωt · cos ω't}
= K · Sm (t) {1+ (cos2ωt + cos2ω′t) / 2
+ Cos (ω + ω ′) t + cos (ω−ω ′) t}

ここで、cos２ωt、cos２ω′t、cos（ω＋ω′）ｔの成分は、光周波数のほぼ２倍と高いため出力応答しない。 Here, since the components of cos2ωt, cos2ω′t, and cos (ω + ω ′) t are almost twice as high as the optical frequency, there is no output response.

したがって、受光素子の出力電流Ｉは、
Ｉ＝ｋ・Ｓｍ(t)［１＋cos（ω−ω′）ｔ］
＝ｋ・Ｓｍ(t)＋ｋ・Ｓｍ(t)cos（ω−ω′）ｔ
となる。 Therefore, the output current I of the light receiving element is
I = k · Sm (t) [1 + cos (ω−ω ′) t]
= K · Sm (t) + k · Sm (t) cos (ω−ω ′) t
It becomes.

上式で第１項のｋ・Ｓｍ(t) の周波数成分はミリ波帯に比べて格段に低いのでフィルタ（図示せず）で除去すると、最終的に得られる出力は第２項のＳｍ(t)cos（ω−ω′）ｔとなり、図３の（ｂ）のように、ローカル信号Ｓ_Ｌの周波数ｆ_ＬのＮ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆ_Ｌ）を中心周波数とし、変調用信号Ｓｍ(t) で変調された電気のミリ波変調信号Ｓout を得ることができる。 In the above equation, the frequency component of k · Sm (t) in the first term is much lower than that in the millimeter wave band, and when it is removed by a filter (not shown), the output finally obtained is Sm ( t) cos (ω−ω ′) t, and, as shown in FIG. 3B, the center frequency is a millimeter wave frequency (N · f _L ) equal to N times the frequency f _L of the local signal S _L , An electrical millimeter-wave modulation signal Sout modulated with the modulation signal Sm (t) can be obtained.

このように、実施形態のミリ波変調信号生成装置２０は、第１の光変調器２４による干渉作用を利用して所望ミリ波の出力周波数に等しい周波数差をもつ２−ｔｏｎｅキャリア光を生成し、これを第２の光変調器４０に入射し、計測に必要な変調用信号で強度変調を掛けて２−ｔｏｎｅ変調光Ｐｄを生成して光電変換することで、電気のミリ波の変調信号Ｓout を得ているので、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった１００ＧＨｚを超えるミリ波帯の変調信号を容易に且つ精度よく生成することができる。 As described above, the millimeter wave modulation signal generation device 20 according to the embodiment generates 2-tone carrier light having a frequency difference equal to the output frequency of the desired millimeter wave by using the interference action by the first optical modulator 24. This is incident on the second optical modulator 40, intensity modulated with a modulation signal necessary for measurement, and 2-tone modulated light Pd is generated and subjected to photoelectric conversion, whereby an electric millimeter-wave modulation signal is obtained. Since Sout is obtained, it is possible to easily and accurately generate a modulation signal in the millimeter wave band exceeding 100 GHz, which is difficult with the conventional heterodyne system using electricity.

また、出力周波数を可変する場合、ローカル信号発生器２３のローカル信号Ｓ_Ｌの周波数を可変すればよく、例えば前記した３０ＧＨｚを中心に±５ＧＨｚ可変すれば、その４（＝Ｎ）倍の２０ＧＨｚを可変できる。 In the case of varying the output frequency may be varying the frequency of the local signal _{S L} of the local signal generator 23, for example, if ± 5 GHz variable around the 30GHz described above, the 4 (= N) times the 20GHz Variable.

また、変調のために用いる第２の光変調器４０の帯域は要求される数ＧＨｚの変調帯域に対して十分広いので、１００ＧＨｚを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。 Further, since the band of the second optical modulator 40 used for modulation is sufficiently wide with respect to the required modulation band of several GHz, it can sufficiently cope with the measurement of various millimeter wave devices exceeding 100 GHz.

なお、上記実施形態の変調用信号生成部３０は、変調用データメモリ３１、Ｄ／Ａ変換器３２、ＬＰＦ３３という最も簡単な構成を示していたが、この構成であっても、多種の試験が行なえる。 The modulation signal generation unit 30 of the above embodiment has the simplest configuration of the modulation data memory 31, the D / A converter 32, and the LPF 33. However, even with this configuration, various tests can be performed. Yes.

すなわち、アナログの各種周波数の正弦波による強度変調の場合には、変調用データメモリ３１に周波数と振幅の異なる正弦波の波形データを登録しておき、図示しない操作部によりそのいずれかを選択して出力させればよい。 That is, in the case of intensity modulation with sine waves of various analog frequencies, waveform data of sine waves having different frequencies and amplitudes are registered in the modulation data memory 31, and one of them is selected by an operation unit (not shown). Output.

また、デジタル変調の場合には基本的にＩ、Ｑ直交変調が用いられるので、試験用のＩデータとＱデータを直交変調演算して得られるベースバンドのデータを各種生成し、これらを変調用データメモリ３１に予め登録しておいて、前記同様にそのいずれかを選択して出力させればよい。 In digital modulation, I and Q quadrature modulation is basically used, so various types of baseband data obtained by quadrature modulation of I data and Q data for testing are generated and used for modulation. It is sufficient to register in advance in the data memory 31 and select and output one of them as described above.

ここで、試験に用いるデジタル変調用の信号例としては、各種通信規格、例えばＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＦＤＤ／ＴＤＤ）、ＷＬＡＮＩＥＥＥ８０２．１１／ａ／ｂ／ｇ／ｊ／ｎ／ｐ／ａｃ／ａｄ、ＭｏｂｉｌｅＷｉＭＡＸ、デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔ／ＩＳＤＢ−Ｔｍｍ、無線ＬＡＮ、ＧＰＳ等の規格信号があり、これらの直交変調データを予め変調用データメモリ３１に登録しておけば、広範な試験が可能となる。 Here, examples of digital modulation signals used in the test include various communication standards such as LTE / LTE-Advanced (FDD / TDD), WLAN IEEE 802.11 / a / b / g / j / n / p / ac. / Ad, Mobile WiMAX, digital broadcasting ISDB-T / ISDB-Tmm, wireless LAN, GPS, etc. standard signals, if these quadrature modulation data is registered in the modulation data memory 31 in advance, a wide range of tests It becomes possible.

なお、上記例では、第２の光変調器４０に与える変調用信号Ｓｍ(t) の波形のデータそのものを変調用データメモリ３１に登録しておく例であったが、図４に示す変調用信号生成部３０のように、変調用データメモリ３１をＩデータメモリ３１ａとＱデータメモリ３１ｂで構成し、それらのメモリから任意の組のＩデータＤｉとＱデータＤｑを読み出して、それぞれＤ／Ａ変換器３２ａ、３２ｂでアナログのＩ、Ｑ信号Ｓｉ（ｔ）′、Ｓｑ（ｔ）′に変換し、ＬＰＦ３３ａ、３３ｂで高域ノイズを除去して得られたＩ、Ｑ信号Ｓｉ（ｔ）、Ｓｑ（ｔ）を直交変調器３４に入力し、その出力を変調用信号Ｓｍ(t)として第２の光変調器４０に与えてもよい。 In the above example, the waveform data itself of the modulation signal Sm (t) given to the second optical modulator 40 is registered in the modulation data memory 31. However, the modulation data shown in FIG. Like the signal generation unit 30, the modulation data memory 31 is composed of an I data memory 31a and a Q data memory 31b, and an arbitrary set of I data Di and Q data Dq is read from these memories, and each of the D / A The I and Q signals Si (t) obtained by converting the analog I and Q signals Si (t) ′ and Sq (t) ′ by the converters 32a and 32b and removing high-frequency noise by the LPFs 33a and 33b, Sq (t) may be inputted to the quadrature modulator 34 and the output thereof may be given to the second optical modulator 40 as a modulation signal Sm (t).

図５は、上記の図４の構成で直交変調処理までをデジタル処理で行なう構成例であり、Ｉデータメモリ３１ａとＱデータメモリ３１ｂから読み出したＩデータＤｉとＱデータＤｑに対してデジタルフィルタ３５ａ、３５ｂによるフィルタ処理（ロールオフ処理）を施して、その処理結果Ｄｉ′、Ｄｑ′をデジタル式の直交変調器３５ｃに入力し、その計算結果ＤｉｑをＤ／Ａ変換器３２でアナログの信号Ｓｍ(t)′に変換し、ＬＰＦ３３で高域ノイズ成分等を除去し、その出力を変調用信号Ｓｍ(t) として第２の光変調器４０に与えている。ここで、デジタルフィルタ３５ａ、３５ｂおよび直交変調器３５ｃは、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）３５で構成している。 FIG. 5 shows a configuration example in which up to quadrature modulation processing is performed by digital processing in the configuration of FIG. 4, and a digital filter 35a is applied to I data Di and Q data Dq read from the I data memory 31a and Q data memory 31b. , 35b is subjected to filter processing (roll-off processing), the processing results Di ′ and Dq ′ are input to the digital quadrature modulator 35c, and the calculation result Diq is converted to an analog signal Sm by the D / A converter 32. (t) ′, the high-frequency noise component and the like are removed by the LPF 33, and the output is given to the second optical modulator 40 as a modulation signal Sm (t). Here, the digital filters 35 a and 35 b and the quadrature modulator 35 c are configured by a DSP (digital signal processor) 35.

また、図６に示す変調用信号生成部３０のように、変調用データだけでなく、通信の妨害要因となるデータ、例えば各種レベルのノイズデータ（白色雑音等）Ｄｎを記憶しているノイズデータメモリ３６や、変調用データに異なる遅延を与えた遅延波データＤｄを記憶している遅延波データメモリ３７等を設けておき、変調用データメモリ３１に記憶されている任意の変調用データＤｍと、これらの追加したデータメモリ３６、３７から図示しない操作部の操作によって任意に選択したデータを加算器３８で加算し、その加算結果Ｄsum をＤ／Ａ変換器３２およびＬＰＦ３３によってアナログの変調用信号Ｓｍ(t) に変換して、第２の光変調器４０に与えてもよい。なお、ノイズデータや遅延波データの他にも実際の通信環境に存在する妨害要因となる別のデータを加えてもよい。 Further, as in the modulation signal generation unit 30 shown in FIG. 6, not only modulation data but also data that causes communication interference, for example, noise data storing various levels of noise data (white noise or the like) Dn. A memory 36, a delay wave data memory 37 that stores delay wave data Dd that gives different delays to the modulation data, and the like are provided, and any modulation data Dm stored in the modulation data memory 31 is provided. The data arbitrarily selected from the added data memories 36 and 37 by the operation of the operation unit (not shown) is added by the adder 38, and the addition result Dsum is converted into an analog modulation signal by the D / A converter 32 and the LPF 33. It may be converted into Sm (t) and given to the second optical modulator 40. In addition to noise data and delayed wave data, other data that causes interference in the actual communication environment may be added.

また、図６の例では加算するデータをそれぞれ一系統で示したが、各データをＩ成分とＱ成分の２系統とすれば、各データのＩ成分同士を加算し、Ｑ成分同士を加算して、直交変調処理を行なうことになる。 In the example of FIG. 6, the data to be added is shown as one system, but if each data is made up of two systems of the I component and the Q component, the I component of each data is added and the Q components are added together. Thus, quadrature modulation processing is performed.

また、各データメモリのデータ出力同士を加算する方法たけでなく、各データのＤ／Ａ変換出力同士を加算したり、そのＤ／Ａ変換出力からそれぞれＬＰＦで高域ノイズ成分を除去した結果同士を加算してもよい。 Further, not only the method of adding the data outputs of the respective data memories, but also the results of adding the D / A converted outputs of the respective data or removing the high-frequency noise component from the D / A converted outputs by the LPF, respectively. May be added.

また、図７のように、外部からの変調用信号（例えばアンテナ入力、他機器からの電気信号や光信号等）を入力する外部入力端子６０と、その外部入力端子６０から入力された信号Ｓexitと、変調用信号生成部３０が生成した変調用信号Ｓｍ(t) のいずれかを選択的に第２の光変調器４０に与える信号切替器６１を設けてもよい。ここで、第２の光変調器４０が光の変調用信号の入力が可能であれば外部から光で入力された信号Ｓexitを直接第２の光変調器４０に導く。また、電気信号の入力しか受け付けないのであれば、外部から光で入力された信号Ｓexitを一旦光電変換して第２の光変調器４０に与える。 Also, as shown in FIG. 7, an external input terminal 60 for inputting an external modulation signal (for example, an antenna input, an electric signal or an optical signal from another device), and a signal Sexit input from the external input terminal 60 In addition, a signal switch 61 that selectively supplies one of the modulation signals Sm (t) generated by the modulation signal generation unit 30 to the second optical modulator 40 may be provided. Here, if the second optical modulator 40 can input a light modulation signal, the signal Sexit input from the outside is guided directly to the second optical modulator 40. If only the input of an electrical signal is accepted, the signal Sexit input from the outside with light is once photoelectrically converted and applied to the second optical modulator 40.

上記各実施例では、第２の光変調器４０から出力される光の強度が、変調用信号Ｓｍ(t) に比例すると仮定して説明したが、一般的に光変調器の変調特性は、狭い領域でみればほぼ直線近似できるものの、広い範囲では正弦的あるいは２次曲線、３次曲線等を含んだ非線形な特性を有しており、広い変調範囲でリニアに強度変調をかける必要がある場合には、その変調特性に応じて変調用信号を補正する必要がある。 In each of the above-described embodiments, it has been described on the assumption that the intensity of light output from the second optical modulator 40 is proportional to the modulation signal Sm (t). Although it can be approximated almost linearly in a narrow area, it has nonlinear characteristics including sinusoidal, quadratic, and cubic curves in a wide range, and it is necessary to apply intensity modulation linearly over a wide modulation range. In some cases, it is necessary to correct the modulation signal in accordance with the modulation characteristics.

例えば、ＬＮ型の光変調器は、一般的に図８のように、バイアス電圧Ｖｂの変化に対して出力光の強度が正弦波状に周期変化する変調特性を有しており、この正弦波状の変調特性の位相がπだけ離れるための電圧幅を半波長電圧Ｖπと呼び、図８では出力強度が極小となる電圧Ｖ０から±Ｖπ離れた位置の出力強度が極大となる。 For example, an LN type optical modulator generally has a modulation characteristic in which the intensity of output light periodically changes in a sinusoidal manner with respect to a change in the bias voltage Vb, as shown in FIG. A voltage width for shifting the phase of the modulation characteristic by π is referred to as a half-wave voltage Vπ, and in FIG. 8, the output intensity at a position that is ± Vπ away from the voltage V0 at which the output intensity is minimized is maximized.

このような変調特性を有するＬＮ型の光変調器に対して、例えばＶ０＋Ｖπ／２を電圧中心とする変調用信号Ｓｍ(t) を与える場合、前記したようにその振幅がＶπに比べて十分小さければ、線形に近い動作となるが、振幅がＶπに対して無視できないほど大きい場合には正弦波の非線形特性が顕著に現れ、正しい変調が行なえない。 For example, when a modulation signal Sm (t) having a voltage center of V0 + Vπ / 2 is given to an LN type optical modulator having such a modulation characteristic, the amplitude should be sufficiently smaller than Vπ as described above. For example, the operation is almost linear, but when the amplitude is too large to be ignored with respect to Vπ, the nonlinear characteristic of the sine wave appears remarkably and correct modulation cannot be performed.

これを解決するために、図９の（ａ）の正弦波状の変調特性Ａに対してそれを傾き一定の直線Ｌの特性に補正するための補正関数Ｈ(V) を求め、その補正関数Ｈ(V) で変調用信号Ｓｍ(t) の振幅を補正することで、Ｖπにほぼ等しい広い範囲で直線的な強度変調を行なうことができる。 In order to solve this, a correction function H (V) for correcting the sinusoidal modulation characteristic A of FIG. 9A to a characteristic of a straight line L with a constant slope is obtained, and the correction function H By correcting the amplitude of the modulation signal Sm (t) with (V), linear intensity modulation can be performed over a wide range substantially equal to Vπ.

図１０は、上記補正機能を有するミリ波変調信号生成装置２０の構成例を示している。このミリ波変調信号生成装置２０は、所望の変調用信号で変調されたミリ波変調信号を出力する通常動作モードと、前記した補正関数を取得するための補正関数取得モードを有しており、補正関数取得モードで得られた補正関数を用いて、通常動作モードにおける変調用信号に対する補正を行う。 FIG. 10 shows a configuration example of the millimeter wave modulation signal generation device 20 having the correction function. This millimeter wave modulation signal generation device 20 has a normal operation mode for outputting a millimeter wave modulation signal modulated by a desired modulation signal, and a correction function acquisition mode for acquiring the correction function described above. Using the correction function obtained in the correction function acquisition mode, the modulation signal in the normal operation mode is corrected.

このミリ波変調信号生成装置２０は、第２の光変調器４０としてＬＮ型の光変調器を用い、変調用信号生成部３０には、変調用データメモリ３１から読み出された変調用データＤｍを補正関数Ｈにより振幅補正する補正部３９が設けられており、その補正された変調用データＤmhを、Ｄ／Ａ変換器３２およびＬＰＦ３３よりアナログの変調用信号Ｓmh(t) に変換している。 The millimeter-wave modulation signal generation device 20 uses an LN type optical modulator as the second optical modulator 40, and the modulation signal generation unit 30 receives the modulation data Dm read from the modulation data memory 31. Is corrected by a correction function H, and the corrected modulation data Dmh is converted into an analog modulation signal Smh (t) from the D / A converter 32 and the LPF 33. .

この補正された変調用信号Ｓmh(t) は、例えば「バイアス−Ｔ」のような交直の重畳器７０を介して第２の光変調器４０に入力される。 The corrected modulation signal Smh (t) is input to the second optical modulator 40 via the AC / DC superimposer 70 such as “Bias-T”.

また、このミリ波変調信号生成装置２０では、第２の光変調器４０の出射光Ｐｄを光分岐部７５で３分岐し、それら３つの分岐光Ｐｄ１〜Ｐｄ３を、光電変換器５０、バイアス制御部８０、補正関数取得部９０にそれぞれ入射している。 Further, in the millimeter wave modulation signal generation device 20, the outgoing light Pd of the second optical modulator 40 is branched into three by the optical branching unit 75, and the three branched lights Pd1 to Pd3 are converted into the photoelectric converter 50 and the bias control. Are incident on the unit 80 and the correction function acquisition unit 90, respectively.

光分岐部７５は、入力光を２分岐する第１カプラ７６と第２カプラ７７をカスケードに接続したものであり、ここでは、第２の光変調器４０の出射光Ｐｄを受けた第１カプラ７６の一方の分岐光Ｐｄ１を光電変換器５０に与え、他方の分岐光を第２カプラ７７で２分岐して、それらの分岐光Ｐｄ２、Ｐｄ３をバイアス制御部８０と補正関数取得部９０にそれぞれ与えている。 The optical branching unit 75 is formed by cascading a first coupler 76 and a second coupler 77 that split the input light into two. Here, the first coupler that has received the outgoing light Pd of the second optical modulator 40. One branched light Pd1 of 76 is given to the photoelectric converter 50, and the other branched light is bifurcated by the second coupler 77, and these branched lights Pd2 and Pd3 are supplied to the bias control unit 80 and the correction function acquisition unit 90, respectively. Giving.

また、バイアス制御部８０から出力されるバイアス電圧Ｖｂは、スイッチ７１を介して重畳器７０に与えられる。このスイッチ７１は、通常動作モードにおいては、バイアス制御部８０から出力されるバイアス電圧Ｖｂを重畳器７０に与え、補正関数取得モードの際には、補正関数取得部９０からのバイアス電圧Ｖｂ′を重畳器７０に与えるように切り替えられる。 The bias voltage Vb output from the bias controller 80 is given to the superimposer 70 via the switch 71. The switch 71 applies the bias voltage Vb output from the bias control unit 80 to the superimposer 70 in the normal operation mode, and applies the bias voltage Vb ′ from the correction function acquisition unit 90 in the correction function acquisition mode. It is switched to give to the superimposer 70.

バイアス制御部８０は、通常動作モードにおいて光分岐部７５で分岐された光Ｐｄ２を受けて、ＬＮ型の第２の光変調器４０に与えるバイアス電圧を、変調特性の電圧方向のドリフトに応じて可変制御し、変調器の動作点を常に所定位置（例えば図８の変調特性とその振幅中心とが交わる位置）に保持するためのものである。 The bias control unit 80 receives the light Pd2 branched by the light branching unit 75 in the normal operation mode, and applies a bias voltage to the LN-type second optical modulator 40 according to the voltage direction drift of the modulation characteristics. This is for variably controlling to always keep the operating point of the modulator at a predetermined position (for example, a position where the modulation characteristic of FIG. 8 and its amplitude center intersect).

このバイアス制御については従来から種々の方式が提案されている。例えば、伝送信号に対して十分に周波数が低い低周波信号を重畳し、その低周波信号を光電変換して、その振幅が一定になるようにバイアスをフィードバック制御す方法等が採用できる。 Various methods have been proposed for this bias control. For example, a method of superimposing a low-frequency signal having a sufficiently low frequency on the transmission signal, photoelectrically converting the low-frequency signal, and feedback-controlling the bias so that the amplitude becomes constant can be employed.

一方、補正関数取得部９０は、補正関数取得モードの無変調状態において、第２の光変調器４０の変調特性を測定し、その測定結果から前記補正関数Ｈ(V)を求めるためのものであり、光分岐部７５で分岐された光Ｐｄ３を受光する光電変換器９１、光電変換器９１の出力をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器９２、Ａ／Ｄ変換器９２の出力を受けるとともに特性測定用のバイアス電圧データＤｖｂを所定ステップで可変出力する特性測定部９３、特性測定部９３の出力をアナログの特性測定用のバイアス電圧Ｖｂ′に変換してスイッチ７１へ出力するＤ／Ａ変換器９４および補正関数算出部９５を有している。 On the other hand, the correction function acquisition unit 90 measures the modulation characteristic of the second optical modulator 40 in the non-modulation state of the correction function acquisition mode, and obtains the correction function H (V) from the measurement result. Yes, the photoelectric converter 91 that receives the light Pd3 branched by the optical branching unit 75, the A / D converter 92 that converts the output of the photoelectric converter 91 into a digital value, and the output of the A / D converter 92 A characteristic measurement unit 93 that variably outputs bias voltage data Dvb for characteristic measurement in a predetermined step, and a D / A conversion that converts the output of the characteristic measurement unit 93 into a bias voltage Vb ′ for analog characteristic measurement and outputs it to the switch 71 And a correction function calculation unit 95.

特性測定部９３は、補正関数取得モードの際に、図１１のように、特性測定用のバイアス電圧データＤｖｂを所定のスタート電圧Ｖstart から終了電圧Ｖstopまで所定ステップΔＶで掃引させながら、各バイアス電圧に対する受光出力を内部のメモリに記憶する。ここで、バイアス電圧の可変幅Ｗ（＝｜Ｖstart−Ｖstop｜）は、正弦波状に周期変化する変調特性のうち、変調に用いる一つの単調増加領域（または単調減少領域）を完全にカバーし、変調特性のピークとボトムを含む範囲（Ｖπより大）に設定される。 In the correction function acquisition mode, the characteristic measurement unit 93 sweeps the bias voltage data Dvb for characteristic measurement from a predetermined start voltage Vstart to an end voltage Vstop at a predetermined step ΔV as shown in FIG. The received light output for is stored in an internal memory. Here, the variable width W (= | Vstart−Vstop |) of the bias voltage completely covers one monotonically increasing region (or monotonously decreasing region) used for modulation among the modulation characteristics that periodically change in a sine wave shape, The range including the peak and bottom of the modulation characteristic (greater than Vπ) is set.

このようにして得られた変調特性（バイアス電圧に対する変調器の出力特性）は、補正関数算出部９５に出力される。 The modulation characteristic thus obtained (the output characteristic of the modulator with respect to the bias voltage) is output to the correction function calculation unit 95.

補正関数算出部９５は、得られた変調特性から変調用信号の補正に必要な補正関数Ｈ(V) を求める。この処理について図９の（ａ）（ｂ）を参照して説明する。 The correction function calculation unit 95 obtains a correction function H (V) necessary for correcting the modulation signal from the obtained modulation characteristics. This process will be described with reference to FIGS.

即ち、第２の光変調器４０がＬＮ型変調器であれば、前記したようにその変調特性は正弦波状となる。図９の（ａ）に示しているように、特性測定部９３によって得られた変調特性を特性Ａ（＝Ｐ(V)）とし、通常動作モードおよび無変調状態におけるバイアス電圧Ｖ_PAにおける光電変換器９１の出力強度（ＰＡ：通常モードにおけるバイアス電圧設定時の出力強度）とで決まる座標（Ｖ_PA，ＰＡ）を通る傾き一定の直線Ｌ（＝Ｌ(V)）を理想の線形的な変調特性とすれば、電圧Ｖ１のときに直線Ｌの特性であればその出力はＬ(V1)となるが、実際の変調特性Ａによって得られる出力はＰ(V1)となり、Ｌ(V1)との間に差が生じる。この差がなくなるように、入力電圧Ｖ１を、変調特性ＡにおいてＬ(V1)と等しい出力Ｐ(V1′)が得られる電圧Ｖ１′までΔｈだけ増加させる補正を行なえばよいことがわかる。 That is, if the second optical modulator 40 is an LN type modulator, the modulation characteristic is sinusoidal as described above. As shown in FIG. 9A, the modulation characteristic obtained by the characteristic measurement unit 93 is defined as characteristic A (= P (V)), and photoelectric conversion is performed in the bias voltage V _PA in the normal operation mode and the non-modulation state. A straight line L (= L (V)) with a constant slope passing through coordinates (V _PA , PA) determined by the output intensity (PA: output intensity at the time of bias voltage setting in the normal mode) of the device 91 is an ideal linear modulation If the characteristic is a straight line L when the voltage is V1, the output is L (V1), but the output obtained by the actual modulation characteristic A is P (V1), which is L (V1). There is a difference between them. It can be seen that correction is made to increase the input voltage V1 by Δh up to the voltage V1 ′ at which the output P (V1 ′) equal to L (V1) in the modulation characteristic A is obtained so that this difference is eliminated.

図９の（ｂ）は、前記電圧Ｖ１を、電圧Ｖ_PAを中心に可変させたときに上記方法でそれぞれ得られる電圧Ｖ１′の電圧変換特性、即ち、補正関数Ｈ(V) を表している。この補正関数Ｈ(V) は、正弦波状の変調特性Ａに対応して、入力電圧に対する出力電圧の補正量Δｈが、振幅中心から極大点、極小点に近づく程大きくなる。なお、理想の線形的な変調特性を表す直線Ｌの傾きは任意であり、また、完全な直線でなくてもよい。 (B) in FIG. 9, the voltage V1, represents voltage conversion characteristic of the voltage respectively obtained by the above method V1 'when is varied around the voltage V _PA, i.e., the correction function H (V) of . The correction function H (V) corresponds to the sinusoidal modulation characteristic A, and increases as the correction amount Δh of the output voltage with respect to the input voltage approaches the maximum point and the minimum point from the amplitude center. Note that the slope of the straight line L representing the ideal linear modulation characteristic is arbitrary, and may not be a perfect straight line.

このようにして得られた補正関数Ｈ(V) は、前記補正部３９に初期データ、あるいは更新データとして登録される。 The correction function H (V) obtained in this way is registered in the correction unit 39 as initial data or update data.

このようにして、補正関数取得モードにおいて補正部３９が用いる補正関数Ｈ(V) が初期登録あるいは更新登録された後、通常動作モードにおいて変調用データメモリ３１から読み出される変調用データＤｍの振幅（上式で変数Ｖに相当）がこの補正関数Ｈ(V) により補正され、その補正されたアナログの変調用信号Ｓmh(t) が、バイアス制御部８０からのバイアス電圧Ｖｂとともに第２の光変調器４０に与えられる。 In this way, after the correction function H (V) used by the correction unit 39 in the correction function acquisition mode is initially registered or updated, the amplitude of the modulation data Dm read from the modulation data memory 31 in the normal operation mode ( (Corresponding to the variable V in the above equation) is corrected by the correction function H (V), and the corrected analog modulation signal Smh (t) is combined with the bias voltage Vb from the bias control unit 80 in the second optical modulation. Is provided to the container 40.

これにより、通常動作モードにおいて、第２の光変調器４０からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データＤｍに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。 As a result, in the normal operation mode, the second optical modulator 40 equivalently suppresses the occurrence of distortion due to the nonlinear portion of the modulation characteristic itself, and performs wide modulation corresponding to the modulation data Dm having a desired waveform. The modulated light whose intensity is correctly modulated in the range is emitted.

なお、ここでは第２の光変調器４０がＬＮ型光変調器の場合について説明したが、第２の光変調器４０が電界吸収飽和作用を利用したＥＯ変調器の場合でも、前記同様に補正関数取得モードにおいて、無変調状態で直流のバイアス電圧を可変させてその変調特性を求め、その非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を求め、通常動作モードにおいてその補正関数で変調用データの振幅を補正すれば、第２の光変調器４０からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。 Here, the case where the second optical modulator 40 is an LN type optical modulator has been described. However, even when the second optical modulator 40 is an EO modulator using an electroabsorption saturation action, the correction is performed in the same manner as described above. In the function acquisition mode, the DC bias voltage is varied in the non-modulated state to obtain the modulation characteristic, and the correction function for equivalently converting the nonlinear modulation characteristic to the linear characteristic is obtained, and the correction is performed in the normal operation mode. If the amplitude of the modulation data is corrected by the function, the second optical modulator 40 is equivalently suppressed from generating distortion due to the nonlinear portion of the modulation characteristic itself, and corresponds to the modulation data of the desired waveform. Therefore, modulated light whose intensity is correctly modulated in a wide modulation range is emitted.

また、上記実施例では、変調用信号生成部３０に設けた補正部３９が、変調用データメモリ３１から読み出される変調用データＤｍに対してデジタル演算による振幅補正を行なっていたが、アナログの演算処理が可能であれば、Ｄ／Ａ変換器３２の出力あるいはＬＰＦ３３の出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうこともできる。 In the above-described embodiment, the correction unit 39 provided in the modulation signal generation unit 30 performs amplitude correction by digital calculation on the modulation data Dm read from the modulation data memory 31. If processing is possible, correction processing using the correction function H (V) can be performed on the output of the D / A converter 32 or the output of the LPF 33.

また、図４に示した変調用信号生成部３０の場合には、直交変調器３４から出力されるアナログの変調用信号Ｓｍ(t) に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。また、図５に示した構成例では、直交変調器３５ｃのデジタル出力、Ｄ／Ａ変換器３２あるいはＬＰＦ３３のアナログ出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。さらに、図６の構成例では、加算器３８のデジタル出力、Ｄ／Ａ変換器３２あるいはＬＰＦ３３のアナログ出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。 In the case of the modulation signal generator 30 shown in FIG. 4, the analog modulation signal Sm (t) output from the quadrature modulator 34 is corrected by the correction function H (V). become. In the configuration example shown in FIG. 5, correction processing using the correction function H (V) is performed on the digital output of the quadrature modulator 35 c and the analog output of the D / A converter 32 or LPF 33. Further, in the configuration example of FIG. 6, correction processing by the correction function H (V) is performed on the digital output of the adder 38 and the analog output of the D / A converter 32 or the LPF 33.

２０……ミリ波変調信号生成装置、２１……光サブキャリア生成部、２２……光源、２３……ローカル信号発生器、２４……第１の光変調器、２５……フィルタ、２６……光増幅器、３０……変調用信号生成部、３１……変調用データメモリ、３１ａ……Ｉデータメモリ、３１ｂ……Ｑデータメモリ、３２、３２ａ、３２ｂ……Ｄ／Ａ変換器、３３、３３ａ、３３ｂ……ＬＰＦ、３４……直交変調器、３５……ＤＳＰ、３５ａ、３５ｂ……デジタルフィルタ、３５ｃ……直交変調器、３６……ノイズデータメモリ、３７……遅延波データメモリ、３８……加算器、３９……補正部、４０……第２の光変調器、５０……光電変換器、６０……外部入力端子、６１……信号切替器、７０……重畳器、７１……スイッチ、７５……光分岐部、７６……第１カプラ、７７……第２カプラ、８０……バイアス制御部、９０……補正関数取得部、９１……光電変換器、９２……Ａ／Ｄ変換器、９３……特性測定部、９４……Ｄ／Ａ変換器、９５……補正関数算出部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 ... Millimeter wave modulation signal generator, 21 ... Optical subcarrier generation part, 22 ... Light source, 23 ... Local signal generator, 24 ... 1st optical modulator, 25 ... Filter, 26 ... Optical amplifier, 30... Modulation signal generator, 31... Modulation data memory, 31 a... I data memory, 31 b... Q data memory, 32, 32 a, 32 b ... D / A converter, 33, 33 a , 33b... LPF, 34... Quadrature modulator, 35... DSP, 35a, 35b... Digital filter, 35c... Quadrature modulator, 36 ... noise data memory, 37. ... adder, 39 ... correction section, 40 ... second optical modulator, 50 ... photoelectric converter, 60 ... external input terminal, 61 ... signal switcher, 70 ... superimposer, 71 ... Switch 75 ... Optical branching unit 76 ... First coupler 77... Second coupler 80... Bias control section 90... Correction function acquisition section 91... Photoelectric converter 92... A / D converter 93. ... D / A converter, 95 ... Correction function calculator

Claims

A light source (22) that emits coherent light having a predetermined frequency, and a local signal generator (23) that outputs an electrical local signal having a frequency (f _L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. A first optical modulator (24) for modulating the coherent light with the local signal, and a frequency equal to the N times the frequency of the local signal from the first modulated light modulated by the first optical modulator. An optical subcarrier generator (21) including a filter (25) for extracting two optical subcarriers having a difference (N · f _L );
A modulation signal generator (30) that reads out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31), converts it into an analog modulation signal, and outputs it;
A second optical modulator (40) for intensity-modulating the two optical subcarriers extracted by the optical subcarrier generation unit with the modulation signal generated by the modulation signal generation unit;
The second modulated light intensity-modulated by the second optical modulator is photoelectrically converted, and a frequency (N · f _L ) of a millimeter wave equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. A millimeter-wave modulation signal generator comprising a photoelectric converter (50) for outputting an electrical millimeter-wave modulation signal modulated by a signal for use ,
The modulation signal generation unit adds the modulation data stored in advance in the modulation data memory and the data that causes interference of communication stored in another memory (36, 37), A millimeter-wave modulation signal generating device that generates an analog modulation signal corresponding to an addition result .

The modulation signal generation unit includes I data and Q data stored in advance as modulation data in the modulation data memory, and I data and Q data stored in advance as data that interferes with the communication. 2. The millimeter wave modulation signal generation apparatus according to claim 1 , wherein the I component and the Q component are added to each other, and an orthogonal modulation process is performed to generate an analog modulation signal.

The modulation signal generation unit stores in advance a correction function for equivalently converting the nonlinear modulation characteristic of the second optical modulator into a linear characteristic, and applies the modulation function to the second optical modulator. The millimeter wave modulation signal generation device according to claim 1 or 2 , wherein a correction unit (39) for correcting the amplitude of the signal by the correction function is provided .

Measure the modulation characteristic of the second optical modulator by detecting the output light intensity of the second optical modulator while varying the bias voltage for the second optical modulator in a non-modulated state within a predetermined range. The millimeter wave according to claim 3 , further comprising a correction function acquisition unit (90) for calculating a correction function for converting the measured modulation characteristic into a linear characteristic and setting the correction function in the correction unit. Modulation signal generator.

A coherent light having a predetermined frequency is converted into a frequency (f) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. _ＬL ) And a frequency difference equal to N times the frequency of the local signal from the first modulated light obtained by the modulation (N · f) _ＬL Extracting two optical subcarriers with
Reading out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31) and converting it into an analog modulation signal;
Intensity-modulating the two optical subcarriers with the modulating signal;
The second modulated light obtained by intensity modulation using the modulation signal is photoelectrically converted to a millimeter wave frequency (N · f) equal to the N times the frequency of the local signal. _ＬL ) At the center frequency and generating an electrical millimeter-wave modulated signal modulated with the modulating signal,
The step of reading out the modulation data and converting it into an analog modulation signal comprises:
Modulation data stored in advance in the modulation data memory and data that interferes with communication stored in other memories (36, 37) are added, and analog modulation corresponding to the addition result is added. A method for generating a millimeter-wave modulation signal, characterized by generating a signal for use.