JP6114944B2 - 電力変換装置、突入電流抑制回路、及び突入電流抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、突入電流抑制回路、及び突入電流抑制方法に関し、更に詳しくは、電源投入時に、電力変換装置が備える入力コンデンサの充電に伴って発生する突入電流を抑制するための技術に関する。

一般に、スイッチング電源などの電力変換装置は、そのスイッチング素子のスイッチング動作による入力電圧の変動を抑えるために平滑用の入力コンデンサを備えている。この入力コンデンサは電力変換装置の電源投入時に短時間で充電され、このときの充電電流が突入電流となって現れる。この突入電流が、例えば、電力変換装置の入力部に設けられた短絡障害保護用のヒューズの定格電流を超えると、このヒューズが溶断される。これにより入力電圧が遮断され、電力変換装置が機能しなくなる。そこで、このような突入電流による障害を防止するため、この種の電力変換装置は、電源投入時の突入電流を抑制する突入電流抑制回路を備えるのが通例となっている（特許文献１参照）。

図４に、従来の電力変換装置３の構成例を示す。
同図に示す電力変換装置３は、直流入力電源Ｅから供給される直流入力電圧Ｖｉｎを所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換するものであり、入力端子ＴＩＨ，ＴＩＬ、短絡障害保護用のヒューズＦ１，Ｆ２、電源スイッチＳＷ、ＥＭＩ(ElectroMagnetic Interference)フィルタ１０、力率改善回路（ＰＦＣ）２０、入力コンデンサＣｉｎ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０、突入電流抑制回路４０、および出力端子ＴＯＨ，ＴＯＬから構成される。

このうち、突入電流抑制回路４０は、直流入力電源Ｅの負電極に接続された入力端子ＴＩＬに繋がるグランドラインＤＬに介挿された抵抗４１と、この抵抗４１と並列接続された電界効果トランジスタ４２と、この電界トランジスタ４２の導通／非導通を制御するための制御部４３から構成される。

この従来の電力変換装置３によれば、電源スイッチＳＷが閉じられる前の状態では、制御部４３により電界効果トランジスタ４２が非導通状態に制御される。この状態から電源スイッチＳＷが閉じられると、直流入力電源Ｅから供給される直流入力電圧Ｖｉｎにより入力コンデンサＣｉｎが充電される。このときの充電電流が突入電流Ｉｒｕｓｈ’となって入力コンデンサＣｉｎの充電経路を流れるが、突入電流Ｉｒｕｓｈ’は、この充電経路上に存在する抵抗４１により抑制される。

一方、制御部４３は、電源スイッチＳＷが閉じられて電源が投入されてから一定時間が経過して突入電流Ｉｒｕｓｈ’が消失すると、電界トランジスタ４２を導通させる。これにより、抵抗４１の端子間が電界効果トランジスタ４２により短絡され、抵抗４１の抵抗値が顕在化しなくなる。この後、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０が所定のスイッチング動作を開始し、直流入力電源Ｅから供給される直流入力電圧Ｖｉｎを所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔに電力変換する。

このように、電力変換装置３において、突入電流Ｉｒｕｓｈ’が消失した後に電界効果トランジスタ４２を導通させて抵抗４１の端子間を短絡することにより、電源投入時に抵抗４１により突入電流Ｉｒｕｓｈ’を抑制しつつ、電力変換動作時に抵抗４１による電力損失の発生を防止している。

特開平１０−３０４６５６号公報

ところで、近年、例えば２０４〜４００Ｖの高電圧入力仕様の電力変換装置に対する要請が高まっている。このような仕様に対応するためには、電力損失を抑制する観点から、上述の電力変換装置３が備える電界効果トランジスタ４２として、オン抵抗の小さなトランジスタが必要とされる。一般に、オン抵抗の小さな電界効果トランジスタは、その構造に起因して、比較的大きなゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓおよびゲート・ドレイン間寄生容量Ｃｇｄを有している。

しかしながら、電界効果トランジスタ４２の上述の寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄが大きくなると、以下に説明するように、電源投入時に電界効果トランジスタ４２が一時的に導通して突入電流Ｉｒｕｓｈ’が電界効果トランジスタ４２に流れ込み、この電界効果トランジスタ４２が破損するおそれがあるという問題がある。

図５の波形図を参照しながら、上記問題を説明する。
図５において、時刻ｔ１で前述の図４に示す電力変換装置３の電源スイッチＳＷが閉じられると、直流入力電圧Ｖｉｎによる入力コンデンサＣｉｎの充電が開始され、この入力コンデンサＣｉｎの端子間電圧Ｖｃｉｎが徐々に上昇する。この充電の際に直流入力電源Ｅから供給される電流Ｉｉｎが突入電流Ｉｒｕｓｈ’となる。この突入電流Ｉｒｕｓｈ’が抵抗４１を流れると、抵抗４１の端子間電圧が急激に上昇し、この抵抗４１に並列接続された電界効果トランジスタ４２のドレイン電圧が上昇する。

このとき、仮に、電界効果トランジスタ４２の寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄが十分に小さければ、これらの寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄにおける変位電流は小さいので、電界効果トランジスタ４２のドレイン電圧が上昇したとしても、このドレイン電圧は寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄを介して電界効果トランジスタ４２のゲート電圧Ｖｇｓを押し上げない。従ってこの場合、電界効果トランジスタ４２のゲート電圧Ｖｇｓは、制御部４３によりゲート閾値電圧Ｖｔ以下に維持され、電界効果トランジスタ４２は導通しない。

しかしながら、電界効果トランジスタ４２の寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄが大きい場合、突入電流Ｉｒｕｓｈ’により電界効果トランジスタ４２のドレイン電圧が急激に上昇すると、電界効果トランジスタ４２のドレイン電圧が、制御部４３から電界効果トランジスタ４２のゲートに印加される信号レベルに抗して、寄生容量Ｃｇｓと寄生容量Ｃｇｄとの比に応じて電界効果トランジスタ４２のゲート電圧Ｖｇｓを押し上げる。このとき、電界効果トランジスタ４２のゲート電圧Ｖｇｓが、図５に示すようにゲート閾値電圧Ｖｔを超えると、この電界効果トランジスタ４２が導通する。電界効果トランジスタ４２が導通すると、抵抗４１を流れるべき突入電流Ｉｒｕｓｈ’が電界効果トランジスタ４２に流れ込む。

ここで、電界効果トランジスタ４２が導通すると、この電界効果トランジスタ４２に並列接続された抵抗４１の抵抗値が顕在化しなくなるため、入力端子ＴＩＨ，ＴＩＬから見た入力インピーダンスＺｉｎは、抵抗４１を除く配線等のインピーダンスＺｓによって与えられる。従って、この場合の突入電流Ｉｒｕｓｈ’のピーク値Ｉｐｅａｋ’は、次式（１）のように表される。
Ｉｐｅａｋ’＝Ｖｉｎ／Ｚｓ …（１）

通常、配線等のインピーダンスＺｓは極めて小さいため、式（１）で表されるピーク値Ｉｐｅａｋ’が大きくなる。従って、導通した電界効果トランジスタ４２に過大な突入電流Ｉｒｕｓｈ’が流れ込み、この突入電流Ｉｒｕｓｈ’により電界効果トランジスタ４２が発熱して破損するおそれが生じることになる。

なお、仮に突入電流Ｉｒｕｓｈ’により電界効果トランジスタ４２が損傷を受けないとすれば、図５の例では、時刻ｔ１で電源が投入された後に入力コンデンサＣｉｎの充電が進むにつれて、突入電流Ｉｒｕｓｈ’が徐々に減少する。これにより時刻ｔ２で電界効果トランジスタ４２のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔを下回ると、電界効果トランジスタ４２が非導通状態に回復する。従って、時刻ｔ２からは、抵抗４１のみを突入電流Ｉｒｕｓｈ’が流れる。この後、突入電流Ｉｒｕｓｈ’が消失した時刻ｔ３で、制御部４３が電界効果トランジスタ４２を導通させて抵抗４１の端子間を短絡させる。時刻ｔ４以降では、直流入力電源Ｅからの入力電流Ｉｉｎとして、電力変換動作に伴って電流Ｉｎｏｒｍａｌが発生するが、このとき、抵抗４１の端子間は電界効果トランジスタ４２により短絡されているので、この抵抗４１による電力損失は発生しない。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、電源投入時の突入電流を抑制するための抵抗に並列接続された電界効果トランジスタなどの寄生容量を有する半導体素子を、上記突入電流から保護することができる電力変換装置、突入電流抑制回路、及び突入電流抑制方法を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置であって、前記入力コンデンサの充電経路上に設けられ、前記直流入力が投入された際に前記充電経路に発生する突入電流を抑制するための抵抗と、前記抵抗と並列接続された半導体素子と、ｂ接点であり、前記半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチと、前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで前記スイッチを閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる制御部とを備え、前記半導体素子は寄生容量を有する。

例えば、前記制御部は、前記直流入力の投入を検知する検知部と、前記検知部により前記直流入力の投入が検知された場合、前記所定期間の計時を開始する計時部と、前記計時部による前記所定期間の計時が終了した場合、前記スイッチを開放させるための第１制御信号を前記スイッチに供給すると共に、前記半導体素子を導通させるための第２制御信号を前記半導体素子の制御端子に供給する信号発生部とを備える。また、前記スイッチは、例えばフォトモスリレーから構成される。さらに、前記半導体素子は電界効果トランジスタである。

本発明に係る突入電流抑制回路は、第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置における突入電流抑制回路であって、前記入力コンデンサの充電経路上に設けられ、前記直流入力が投入された際に前記充電経路に発生する突入電流を抑制するための抵抗と、前記抵抗と並列接続された半導体素子と、ｂ接点であり、前記半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチと、前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで前記スイッチを閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる制御部とを備え、前記半導体素子は寄生容量を有する。

本発明に係る突入電流抑制方法は、第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置において、前記入力コンデンサの充電に伴って発生する突入電流を抑制するための突入電流抑制方法であって、前記入力コンデンサの充電経路上に設けられた抵抗により前記充電経路に発生する突入電流を抑制する段階と、前記抵抗と並列接続された半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチを前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる段階と、を含み、前記半導体素子は寄生容量を有する。

本発明によれば、電源投入時に、突入電流を抑制するための抵抗に並列接続された電界効果トランジスタなどの半導体素子の入力端子と制御端子をスイッチにより短絡するので、電源投入時に上記半導体素子を非導通状態に維持し、上記半導体素子への突入電流の流入を防止することができる。従って、上記半導体素子を突入電流から保護することが可能になる。

本発明の実施形態による電力変換装置の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態による電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態による電力変換装置の変形例を示す回路図である。 従来技術による電力変換装置の構成例を示す回路図である。 従来技術による電力変換装置の動作を説明するための波形図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
図１は、本実施形態による電力変換装置１の構成例を示す。
電力変換装置１は、第１入力端子ＴＩＨ、第２入力端子ＴＩＬ、ヒューズＦ１，Ｆ２、電源スイッチＳＷ、フィルタ１００、力率改善回路（ＰＦＣ）２００、入力コンデンサＣｉｎ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００、突入電流抑制回路４００、第１出力端子ＴＯＨ、第２出力端子ＴＯＬを備える。

第１入力端子ＴＩＨと第２入力端子ＴＩＬとの間には直流入力電源Ｅが接続され、この直流入力電源Ｅから第１入力端子ＴＩＨおよび第２入力端子ＴＩＬを介して直流入力電圧Ｖｉｎが電力変換装置１に入力される。第１入力端子ＴＩＨには直流入力電源Ｅの正電極が接続され、第２入力端子ＴＩＬには直流入力電源Ｅの負電極が接続され、この第２入力端子ＶＩＬはグランドＧＮＤに接続されている。本実施形態では、直流入力電源Ｅから供給される直流入力電圧Ｖｉｎは、例えば２１０〜４００Ｖの高電圧であるものとし、本実施形態による電力変換装置１は、このような高電圧に対応した高電圧入力仕様となっている。

第１入力端子ＴＩＨとフィルタ１００の一方の入力部との間には、ヒューズＦ１と電源スイッチＳＷとが直列接続され、第２入力端子ＴＩＬとフィルタ１０の他方の入力部との間にはヒューズＦ２が接続されている。これらヒューズＦ１，Ｆ２は、電力変換装置１で短絡障害が発生した場合に発生する短絡電流を遮断して装置を短絡電流から保護するためのものである。また、電源スイッチＳＷは、電力変換装置１の電源を投入するためのものであり、電源スイッチＳＷが閉じられると、直流入力電源Ｅから直流入力電圧Ｖｉｎが電力変換装置１に投入される。なお、本実施形態において、ヒューズＦ１，Ｆ２は必須の構成要素ではなく、必要に応じて省略してもよい。

なお、図１において、ヒューズＦ２とフィルタ１００の他方の入力部との間に記載した入力インピーダンスＺｉｎは、第１入力端子ＴＩＨおよび第２入力端子ＴＩＬから見た本電力変換装置１の入力インピーダンスを表している。本実施形態では、入力インピーダンスＺｉｎは、第１入力端子ＴＩＨから入力コンデンサＣｉｎを経由して第２入力端子ＴＩＬに至る入力コンデンサＣｉｎの充電経路のインピーダンスであり、この充電経路を構成する配線等のインピーダンスＺｓ（不図示）と、突入電流抑制回路４００内の抵抗４１０の抵抗値ｒを含む。

フィルタ１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズの漏洩を防止するためのものであり、例えばコモンモードチョークコイルから構成される。なお、本実施形態において、突入電流を抑制する本発明の課題との関係では、フィルタ１００は必須の構成要素ではなく、必要に応じて省略してもよい。

フィルタ１００の一方の出力部は、力率改善回路２００を通じてＤＣ−ＤＣコンバータ３００の一方の入力部に接続されており、フィルタ１００の他方の出力部は、突入電流抑制回路４００内の抵抗４１０と力率改善回路２００を通じてＤＣ−ＤＣコンバータ３００の他方の入力部に接続されている。力率改善回路２００は、入力電力の力率を改善するためのものであるが、突入電流を抑制する本発明の課題との関係では、力率改善回路２００は必須の構成要素ではなく、必要に応じて省略してもよい。

入力コンデンサＣｉｎは、直流入力電源Ｅからフィルタ１００等を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３００に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを安定化させるためのものであり、例えば電解コンデンサが用いられる。本実施形態では、入力コンデンサＣｉｎの一端は、力率改善回路２００、フィルタ１００、スイッチＳＷ、ヒューズＦ１を介して第１入力端子ＴＩＨに接続されると共に、入力コンデンサＣｉｎの他端は、力率改善回路２００、突入電流抑制回路４００内の抵抗４１０、フィルタ１００、ヒューズＦ２を介して第２入力端子ＴＩＬに接続されている。即ち、入力コンデンサＣｉｎは、ヒューズＦ１，Ｆ２等を介して、第１入力端子ＴＩＨと第２入力端子ＴＩＬとの間に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、直流入力電源Ｅから第１入力端子ＴＩＨと第２入力端子ＴＩＬとの間に印加される直流入力電圧Ｖｉｎを電力変換して所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔを発生させるものである。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、このＤＣ−ＤＣコンバータ３００を構成するスイッチング素子（不図示）のスイッチング動作により直流入力電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換し、この交流電圧をトランス（不図示）により電圧変換して所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔを得るように構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３００により発生された直流出力電圧Ｖｏｕｔは第１出力端子ＴＯＨおよび第２出力端子ＴＯＬを介して出力される。

突入電流抑制回路４００は、入力コンデンサＣｉｎの充電経路上に設けられた抵抗４１０と、この抵抗４１０と並列接続されたｎチャネル型の電界効果トランジスタ（半導体素子）４２０と、この電界効果トランジスタ４２０のソース（入力端子）とゲート（制御端子）との間に接続されたスイッチとして機能するフォトモスリレー４３０と、これら電界効果トランジスタ４２０およびフォトモスリレー４３０を制御するための制御部４４０を備える。なお、本実施形態では、電界効果トランジスタ４２０を用いているが、これに限らず、ＩＧＢＴなど寄生容量を有する半導体素子であれば、本発明において適用は可能である。

ここで、抵抗４１０は、電源スイッチＳＷが閉じられて直流入力電圧Ｖｉｎが投入された際（即ち電源投入時）に入力コンデンサＣｉｎの充電経路に発生する突入電流Ｉｒｕｓｈを抑制するためのものである。本実施形態では、抵抗４１０の一端は、フィルタ１００およびヒューズＦ２を通じて入力端子ＴＩＬに接続されると共に、抵抗４１０の他端は入力コンデンサＣｉｎの他端に接続されている。即ち、抵抗４１０は、入力端子ＴＩＨと入力端子ＴＩＬとの間に、入力コンデンサＣｉｎと直列に接続されている。

なお、本実施形態では、入力コンデンサＣｉｎの充電経路をなす各ラインのうち、第２入力端子ＴＩＨから入力コンデンサＣｉｎに至るグランドラインＤＬ上に抵抗４１０が設けられているが、この例に限定されず、抵抗４１０は、第１入力端子ＴＩＨから入力コンデンサＣｉｎに至る電源ラインＤＨ上に設けられてもよく、入力コンデンサ４１０の充電経路上であれば、どこに設けられてもよい。

電界効果トランジスタ４２０は、電源投入後の通常の電力変換動作の際に抵抗４１０の端子間を短絡するためのものである。本実施形態では、高電圧入力仕様に対応するため、電界効果トランジスタ４２０のオン抵抗は小さいものとする。前述したように、一般に、オン抵抗の小さな電界効果トランジスタは、その構造に起因して、ゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓおよびゲート・ドレイン間寄生容量Ｃｇｄの各容量値は比較的大きくなるが、本実施形態でも、そのような特性を有するデバイスを電界効果トランジスタ４２０として想定する。

フォトモスリレー４３０は、直流入力電圧Ｖｉｎの投入から所定期間、電界効果トランジスタ４２０を非導通状態に維持するためのスイッチとして機能するものである。本実施形態では、フォトモスリレー４３０は、受光しない状態ではオン状態を維持し、受光するとオフ状態になる。従って、フォトモスリレー４３０はｂ接点として機能する。ただし、直流入力電圧Ｖｉｎの投入から所定期間にわたって電界効果トランジスタ４２０を非導通状態に維持することができる限度において、フォトモスリレー４３０をどのようなスイッチで置き換えてもよく、ｂ接点に限定されない。例えば、フォトモスリレー４３０に代えて、各種のトランジスタを用いてもよい。

制御部４４０は、直流入力電圧Ｖｉｎの投入から所定期間が経過するまでフォトモスリレー４３０をオン状態に制御して、スイッチとしてのフォトモスリレー４３０を開成させるものである。また、制御部４４０は、上記所定期間の経過後、フォトモスリレー４３０をオフ状態に制御してスイッチとしてのフォトモスリレー４３０を開放させると共に、電界効果トランジスタ４２０を導通状態に制御するように機能するものである。

制御部４４０の構成を具体的に説明する。
制御部４４０は、検知部４４１、計時部４４２、信号発生部４４３から構成される。このうち、検知部４４１は、電源スイッチＳＷが閉じられたことによる直流入力電圧Ｖｉｎの投入、即ち電源の投入を検知するものである。本実施形態では、検知部４４１は、第１入力端子ＴＩＨに繋がる電源ラインＤＨとグランドＧＮＤとの間に直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、これら抵抗間の接続ノードＮ１２の電圧Ｖ１２と所定の参照電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＯＭから構成される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の各値と参照電圧Ｖｒｅｆは、電源が投入された際の電源ラインＤＨの電圧上昇をコンパレータＣＯＭで判別できるような適切な値に設定される。コンパレータＣＯＭの入出力特性は、検知動作の安定化のため、ヒステリシス特性を有するものとしてもよい。

計時部４４２は、検知部４４１により直流入力電圧Ｖｉｎの投入が検知された場合、所定期間の計時を開始するものである。計時部４４２は、上記所定期間として、直流入力電圧Ｖｉｎが投入されてから突入電流Ｉｒｕｓｈが消失した状態になるまでの一定時間を計時する。本実施形態では、計時部４４１２は、上記所定期間の計時を終了した場合、即ち、電源投入から所定期間が経過した場合にハイレベルの信号を出力する。このハイレベルは、信号発生部４４３を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ１をオンさせることが可能なレベル（例えば電源電圧Ｖｃｃのレベル）に設定されている。また、計時部４４２は、電源の投入が検知されない場合、ロウレベルの信号を出力する。このロウレベルは、信号発生部４４３を構成するｎｐｎ型トランジスタＱ１をオフさせることが可能なレベル（例えばグランドレベル）に設定されている。
なお、計時部４４２は、例えば、クロック信号をカウントすることにより所定期間を計時する回路、ＣＲ時定数を利用して所定期間を計時する回路、遅延回路を利用して所定期間を計時する回路など、種々の形式の回路により実現可能である。

信号発生部４４３は、電界効果トランジスタ４２０およびフォトモスリレー４３０を制御するための制御信号を発生させるものである。本実施形態では、信号発生部４４３は、計時部４４２により所定期間が計時された場合、フォトモスリレー４３０からなるスイッチを開放させるための第１制御信号ＳＰをフォトモスリレー４３０に供給する。本実施形態では、第１制御信号ＳＰは光信号である。また、信号発生部４４３は、計時部４４２により所定期間が計時された場合、電界効果トランジスタ４２０を導通させるための第２制御信号ＳＧを電界効果トランジスタ４２０のゲートに供給するように構成されている。本実施形態では、第２制御信号ＳＧは電圧信号である。

信号発生部４４３の具体的な構成を説明する。
信号発生部４４３は、フォトダイオードＰＤ、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、ｎｐｎ型トランジスタＱ１、ｐｎｐ型トランジスタＱ２、コンデンサＣ１から構成されている。ここで、フォトダイオードＰＤのアノードには電源電圧Ｖｃｃが供給され、このフォトダイオードＰＤのカソードは抵抗Ｒ３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３の他端は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１のコレクタに接続され、このｎｐｎ型トランジスタＱ１のエミッタはグランドＧＮＤに接続されている。ｎｐｎ型トランジスタＱ１のベースには計時部４４２の出力信号が供給される。本実施形態では、フォトダイオードＰＤは上述のフォトモスリレー４３０と光学的に結合されており、フォトダイオードＰＤが発光した場合、フォトモスリレー４３０がオン状態になり、フォトダイオードＰＤが発光していない場合、フォトモスリレー４３０はオフ状態を維持する。

抵抗Ｒ４の一端には、電源電圧Ｖｃｃが供給され、この抵抗Ｒ４の他端は、抵抗Ｒ５の一端と共にｐｎｐ型トランジスタＱ２のベースに接続されている。抵抗Ｒ５の他端は、抵抗Ｒ３の他端と共にｎｐｎ型トランジスタＱ１のコレクタに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタＱ２のエミッタには電源電圧Ｖｃｃが供給され、このｐｎｐ型トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ６の一端に接続されている。抵抗Ｒ６の他端は、抵抗Ｒ７の一端と共に電界効果トランジスタ４２０のゲートに接続されている。抵抗Ｒ７の他端は電界効果トランジスタ４２０のソースに接続されている。電界効果トランジスタ４２０のゲートとソースとの間には電圧安定化用のコンデンサＣ１が接続されている。

次に、図２に示す動作波形図を参照しながら、本実施形態による電力変換装置１の動作について、突入電流抑制回路４００の動作（突入電流抑制方法）に着目して説明する。
時刻ｔ１以前の電源投入前の初期状態では、電源ラインＤＨおよびグランドラインＤＬは共にグランドレベルにあり、入力コンデンサＣｉｎは放電された状態にある。

この初期状態では、突入電流抑制回路４００を構成する制御部４４０内の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続ノードＮ１２の電圧Ｖ１２はロウレベル（グランドレベル）となっており、これを入力するコンパレータＣＯＭの出力信号はロウレベルとなっている。また、コンパレータＣＯＭからロウレベルが入力される計時部４４２の出力信号もロウレベルになっており、このロウレベルがベースに供給されるｎｐｎ型トランジスタＱ１はオフ状態になっている。このため、時刻ｔ１以前の電源投入前の状態では、フォトダイオードＰＤには電流が流れず、フォトダイオードＰＤは発光していない状態にあり、第１制御信号ＳＰは発生されていない。従って、フォトダイオードＰＤと光学的に結合されたフォトモスリレーＰＲはオフ状態にある。

また、この初期状態において、ｎｐｎ型トランジスタＱ１がオフ状態であれば、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との間のノードの電圧は電源電圧Ｖｃｃのレベルに等しくなり、このレベルがベースに供給されるｐｎｐ型トランジスタＱ２はオフ状態となっている。ｐｎｐ型トランジスタＱがオフ状態であれば、第２制御信号ＳＧは発生されず、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との間のノードの電圧、即ち電界効果トランジスタ４２０のゲート電圧Ｖｇｓは、そのゲート閾値電圧Ｖｔよりも低いグランドレベルになる。従って、時刻ｔ１以前の電源投入前の状態では、電界効果トランジスタ４２０は非導通状態になっている。

このような初期状態から、時刻ｔ１で電源スイッチＳＷが閉じられ、電源が投入されると、直流入力電源Ｅから電源ラインＤＨおよびグランドラインＤＬを介して直流入力電圧Ｖｉｎが入力コンデンサ４１０の端子間に印加される。これにより、入力コンデンサＣｉｎの充電が開始され、入力コンデンサ４１０の端子間の電圧Ｖｃｉｎが上昇を開始する。このときの充電電流により、第１入力端子ＴＩＨから入力コンデンサＣｉｎを介して第２入力端子ＴＩＬに至る充電経路に突入電流Ｉｒｕｓｈが発生する。

この突入電流Ｉｒｕｓｈが抵抗４１０を流れると、抵抗４１０の端子間の電圧が上昇し、電界効果トランジスタ４２０のドレイン電圧が上昇する。電界効果トランジスタ４２０のドレイン電圧が上昇すると、この電界効果トランジスタ４２０の前述の寄生容量Ｃｇｓ，Ｃｇｄを介してゲート電圧Ｖｇｓが押し上げられようとする。しかしながら、このとき、フォトモスリレー４３０がオン状態にあるので、このフォトモスリレー４３０により電界効果トランジスタ４２０のソースとドレインとの間が短絡されている。このため、電界効果トランジスタ４２０のゲート電圧Ｖｇｓがロウレベルに維持され、このゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｇｓを超えない。従って、突入電流Ｉｒｕｓｈにより電界効果トランジスタ４２０のドレイン電圧が上昇しても、この電界効果トランジスタ４２０は非導通状態に維持される。

電界効果トランジスタ４２０が非導通状態に維持されれば、突入電流Ｉｒｕｓｈは、電界コンデンサ４２０には流れ込まず、抵抗４１０を流れ続ける。このときの突入電流Ｉｒｕｓｈが流れる充電経路のインピーダンスＺｉｎは、前述の従来技術で述べた数式（１）における線路のインピーダンスＺｓに抵抗４１０の抵抗値ｒを加算したものになる。従って、突入電流Ｉｒｕｓｈのピーク値Ｉｐｅａｋは、次式（２）により表される。
Ｉｐｅａｋ＝Ｖｉｎ／（Ｚｓ＋ｒ） …（２）

ここで、前述の従来技術における式（１）により表される突入電流Ｉｒｕｓｈ’と、本実施形態における式（２）により表される突入電流Ｉｒｕｓｈから理解されるように、本実施形態によれば、抵抗４１０の抵抗値ｒが顕在化するので、突入電流Ｉｒｕｓｈのピーク値Ｉｐｅａｋが従来技術におけるピーク値Ｉｐｅａｋ’よりも小さくなり、突入電流Ｉｒｕｓｈが抑制される。

このように、本実施形態によれば、電界効果トランジスタ４２０のゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓおよびゲート・ドレイン間寄生容量Ｃｇｄの各値が大きくなったとしても、フォトモスリレー４３０により電界効果トランジスタ４２０が非導通状態に維持されるので、突入電流Ｉｒｕｓｈが電界効果トランジスタ４２０に流れ込まず、抵抗４１０により有効に抑制される。また、本実施形態によれば、電界効果トランジスタ４２０に突入電流Ｉｒｕｓｈが流れ込まないので、この電界効果トランジスタ４２０が突入電流Ｉｒｓｈにより損傷を受けることがない。

上述の電源の投入により、直流入力電圧Ｖｉｎによる入力コンデンサＣｉｎの充電が進むにつれ、入力コンデンサＣｉｎの端子間の電圧Ｖｃｉｎが上昇し、これに伴い、突入電流Ｉｒｕｓｈが徐々に低下する。そして、入力コンデンサＣｉｎの充電が完了すると、突入電流Ｉｒｕｓｈは消失する。

一方、上述の電源の投入により、電源ラインＤＨ上の電圧ＶＤＨが上昇を開始する。この電圧ＶＤＨの上昇に伴って、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続ノードＮ１２の電圧Ｖ１２が上昇する。この電圧Ｖ１２が参照電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＯＭはハイレベルを計時部４４２に出力する。計時部４４２からのハイレベルを受けて、計時部４４２は、所定期間の計時を開始する。そして、上述の入力コンデンサＣｉｎの充電が完了して突入電流Ｉｒｕｓｈが消失した後の時刻ｔ３で所定期間の計時を終了すると、計時部４４２は、ハイレベルをｎｐｎ型トランジスタＱ１のベースに出力する。

計時部４４２からのハイレベルを受けて、信号発生部４４３のｎｐｎ型トランジスタＱ１がオン状態になる。これにより、フォトダイオードＰＤのカソードが抵抗Ｒ３およびｎｐｎ型トランジスタＱ１を介してグランドノードに電気的に接続されてフォトダイオードＰＤに電流が流れる。これによりフォトダイオードＰＤが発光し、この発光により光信号である第１制御信号ＳＰが信号発生部４４３から出力される。フォトダイオードＰＤと光学的に結合されたフォトモスリレー４３０は、信号発生部４４３から第１制御信号ＳＰとして出力された光信号を受光すると、オフ状態になる。これにより、電界効果トランジスタ４２０のソース・ドレイン間の短絡状態が解除される。

また、信号発生部４４３が上述の第１制御信号ＳＰを出力する過程でｎｐｎ型トランジスタＱ１がオン状態になると、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とにより電源電圧Ｖｃｃを分圧して得られるロウレベルの信号がｐｎｐ型トランジスタＱ２のベースに印加される。このロウレベルの信号を受けてｐｎｐ型トランジスタＱ２がオン状態になり、このｐｎｐ型トランジスタＱ２のコレクタから第２制御信号ＳＧとしてハイレベル（電源電圧Ｖｃｃ）が出力される。この第２制御信号ＳＧのハイレベルの電圧は、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７により分圧されて電界効果トランジスタ４２０のゲートに印加される。これにより、電界効果トランジスタ４２０は導通状態になる。

このように、時刻ｔ３で計時部４４２による所定期間の計時が終了すると、信号発生部４４３は、第１制御信号ＳＰによりフォトモスリレー４３０をオフ状態に制御すると共に、第２制御信号ＳＧとしてハイレベルを出力する。この第２制御信号ＳＧにより、電界効果トランジスタ４２０のゲート電圧Ｖｇｓがゲート閾値電圧Ｖｔを超え、この電界効果トランジスタ４２０が導通状態になる。なお、この例では、フォトモスリレー４３０をオフ状態に制御するタイミングと、電界効果トランジスタ４２０を導通状態に制御するタイミングはほぼ同じになるが、これに限定されることなく、これらのタイミングをずらしてもよい。例えば、フォトモスリレー４３０をオフ状態に制御した後に一定の時間をおいて制御信号ＳＧにより電界効果トランジスタ４２０を導通させてもよい。

電界効果トランジスタ４２０が導通すると、抵抗４１０の端子間が電界効果トランジスタ４２０により短絡され、この抵抗４１０の抵抗値ｒが、入力コンデンサＣｉｎの充電経路上に顕在化しなくなる。この後の時刻ｔ４においてＤＣ−ＤＣコンバータ３００がスイッチング動作を開始して電力変換動作が行われる。このとき、抵抗４１０の抵抗値ｒは顕在化していないので、グランドラインＤＬに電力変換動作に伴う電流Ｉｎｏｒｍａｌが流れても、抵抗４１０による電力損失は発生しない。

上述したように、本実施形態によれば、電源投入時にフォトモスリレー４３０により電界効果トランジスタ４２０のソース・ドレイン間を短絡し、この電界効果トランジスタ４２０を非導通状態に維持するようにしたので、突入電流Ｉｒｕｓｈが電界効果トランジスタ４２０を流れることがなくなる。従って、突入電流Ｉｒｕｓｈから電界効果トランジスタ４２０を保護することが可能になる。
また、上述の実施形態では、電界効果トランジスタ４２０のソース・ドレイン間を短絡するためのスイッチとしてフォトモスリレー４３０を用いたので、安価に装置を構成することができる。

（変形例）
次に、上述の実施形態の変形例を説明する。
図３は、上述の実施形態の変形例による電力変換装置２の構成を示す。この変形例による電力変換装置２は、上述の実施形態による図１に示す電力変換装置１の構成において、抵抗Ｒ５が省かれ、抵抗Ｒ４が電源電圧Ｖｃｃの電源ノードとフォトダイオードＰＤとの間に移動され、ｐｎｐ型トランジスタＱ２のベースが抵抗Ｒ４とフォトダイオードＰＤとの間のノードに接続されている。その他の構成は、図１に示すものと同一である。

上述の図１に示した電力変換装置１によれば、計時部４４２が所定期間の終了を計時するまで、第２制御信号ＳＧは発生されないが、図３に示す変形例では、第２制御信号ＳＧとして、定常的に電源電圧Ｖｃｃのレベルが抵抗Ｒ６の一端に印加されている。従って時刻ｔ３で計時部４４２が計時を終了するまでの所定期間においても、電界効果トランジスタ４２０を導通させるための第２制御信号ＳＧが発生された状態となっている。

ここで、時刻ｔ３までは前述のようにフォトモスリレーＰＲがオン状態にあるので、電界効果トランジスタ４２０のゲート・ソース間が短絡され、そのゲート電圧Ｖｇｓはグランドレベルに維持される。このため、第２制御信号ＳＧが発生された状態にあっても、上述の電力変換装置１と同様に、時刻ｔ３までは電界効果トランジスタ４２０が非導通状態に制御される。従って、上述の電力変換装置１と同様に電界効果トランジスタ４２０を突入電流Ｉｒｕｓｈから保護することができる。
この変形例によれば、上述の電力変換装置１と比較して、抵抗Ｒ５を備えないので、構成を簡略化することができる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能である。例えば、上述の実施形態では、電源ラインＤＨの電圧ＶＤＨから電源の投入を検知するものとしたが、この例に限定されず、スイッチＳＷの投入を検知することにより、電源の投入を検知するものとしてもよい。

１，２…電力変換装置
１００…フィルタ
２００…力率改善回路
３００…ＤＣ−ＤＣコンバータ
４００…突入電流抑制回路
４１０…抵抗
４２０…電界効果トランジスタ
４３０…フォトモスリレー（スイッチ）
４４０…制御部
４４１…検知部
４４２…計時部
４４３…信号発生部
Ｃｉｎ…入力コンデンサ
Ｃ１…コンデンサ
ＣＯＭ…コンパレータ
ＤＨ…電源ライン
ＤＬ…グランドライン
Ｆ１，Ｆ２…ヒューズ
ＰＤ…フォトダイオード
Ｑ１…ｎｐｎ型トランジスタ
Ｑ２…ｐｎｐ型トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ７…抵抗
ＳＷ…電源スイッチ
ＴＩＨ…第１入力端子
ＴＩＬ…第２入力端子
ＴＯＨ…第１出力端子
ＴＯＬ…第２出力端子

Claims (6)

1. 第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置であって、
   前記入力コンデンサの充電経路上に設けられ、前記直流入力が投入された際に前記充電経路に発生する突入電流を抑制するための抵抗と、
   前記抵抗と並列接続された半導体素子と、
   ｂ接点であり、前記半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチと、
   前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで前記スイッチを閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる制御部と
   を備え、
   前記半導体素子は寄生容量を有する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記直流入力の投入を検知する検知部と、
   前記検知部により前記直流入力の投入が検知された場合、前記所定期間の計時を開始する計時部と、
   前記計時部による前記所定期間の計時が終了した場合、前記スイッチを開放させるための第１制御信号を前記スイッチに供給すると共に、前記半導体素子を導通させるための第２制御信号を前記半導体素子の制御端子に供給する信号発生部と
   を備えた、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチはフォトモスリレーから構成された、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記半導体素子は電界効果トランジスタである、請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置における突入電流抑制回路であって、
   前記入力コンデンサの充電経路上に設けられ、前記直流入力が投入された際に前記充電経路に発生する突入電流を抑制するための抵抗と、
   前記抵抗と並列接続された半導体素子と、
   ｂ接点であり、前記半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチと、
   前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで前記スイッチを閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる制御部と
   を備え、
   前記半導体素子は寄生容量を有する、突入電流抑制回路。
6. 第１入力端子と第２入力端子との間に接続された入力コンデンサを有し、前記第１入力端子と第２入力端子との間に印加される直流入力を電力変換して所望の直流出力を発生させる電力変換装置において、前記入力コンデンサの充電に伴って発生する突入電流を抑制するための突入電流抑制方法であって、
   前記入力コンデンサの充電経路上に設けられた抵抗により前記充電経路に発生する突入電流を抑制する段階と、
   前記抵抗と並列接続された半導体素子の入力端子と制御端子との間に接続されたスイッチを前記直流入力の投入から前記突入電流が消失した状態になるまでの所定期間が経過するまで閉成させ、前記所定期間の経過後、前記スイッチを開放させると共に、当該スイッチを開放した後に一定の時間をおいて前記半導体素子を導通させる段階と、
   を含み、
   前記半導体素子は寄生容量を有する、突入電流抑制方法。

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