JP6104021B2 - AC rotating machine control device - Google Patents
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Description
この発明は、例えば永久磁石モータや同期リラクタンスモータなどの回転子および固定子に突極性を有する交流回転機の回転子位置を、位置センサを用いることなく得ることができる交流回転機の制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for an AC rotating machine that can obtain the rotor position of an AC rotating machine having saliency on a rotor and a stator such as a permanent magnet motor and a synchronous reluctance motor without using a position sensor. Is.
従来、同期機や誘導機などの交流回転機の制御において、交流回転機を所望の出力や回転数で回転させるため、通常は速度センサや位置センサを用いて、回転速度や回転子磁極位置を検出して制御を行う。しかし、これらのセンサは耐故障性やメンテナンスの面で不利となるため、センサを用いることなく交流回転機の回転速度や回転子磁極位置を検出する方法が提案されている。例えば、特許文献１では高周波交番電圧を印加して、その直交方向にｓｉｎ２θに比例した振幅を有する電流が発生することを利用して、高周波電流の振幅が零となるように回転子磁極位置を推定するものが提案されている。また、特許文献２では高周波電圧を用いた磁極位置推定装置で、固定子に突極性を持つ交流回転機に対しても回転子磁極位置を良好に推定できるものが提案されている。 Conventionally, in the control of an AC rotating machine such as a synchronous machine or induction machine, in order to rotate the AC rotating machine at a desired output or rotation speed, the rotation speed or rotor magnetic pole position is usually set using a speed sensor or position sensor. Detect and control. However, since these sensors are disadvantageous in terms of fault tolerance and maintenance, a method for detecting the rotational speed and rotor magnetic pole position of an AC rotating machine without using a sensor has been proposed. For example, in Patent Document 1, by applying a high frequency alternating voltage and generating a current having an amplitude proportional to sin 2θ in the orthogonal direction, the rotor magnetic pole position is set so that the amplitude of the high frequency current becomes zero. What to estimate has been proposed. Further, Patent Document 2 proposes a magnetic pole position estimation device using a high-frequency voltage that can satisfactorily estimate the rotor magnetic pole position even for an AC rotating machine having a saliency in the stator.
従来の交流回転機の制御装置においては、特許文献１の高周波交番電圧を印加する方向の直交成分の振幅が零となるように高周波交番電圧を印加する軸を調整する方法では、回転子と固定子の両方に突極性のある交流回転機については高周波電流を用いた推定磁極位置に回転子の位置に依存した誤差が生じ、制御性能を高くすることができないという課題があった。また、特許文献２の高周波電圧を印加する発振器を用いて磁極位置推定を行う方法では、高周波電圧を用いて磁極位置を検出する場合において、高速回転時には高周波の電圧や電流が発生する分、運転効率や電圧利用率および最大電流といった点で不利となるという課題があった。 In the conventional control device for an AC rotating machine, the method of adjusting the axis for applying the high frequency alternating voltage so that the amplitude of the orthogonal component in the direction of applying the high frequency alternating voltage of Patent Document 1 is zero is fixed to the rotor. For the AC rotating machine having saliency on both of the rotors, an error depending on the rotor position occurs at the estimated magnetic pole position using the high-frequency current, and the control performance cannot be improved. Further, in the method of estimating the magnetic pole position using an oscillator that applies a high-frequency voltage in Patent Document 2, when detecting the magnetic pole position using the high-frequency voltage, the operation is performed because the high-frequency voltage or current is generated during high-speed rotation. There was a problem that it was disadvantageous in terms of efficiency, voltage utilization rate, and maximum current.
この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、回転子と固定子の両方に突極性を持つ交流回転機であっても高周波電圧による磁極位置推定の精度を高くできるとともに、高速回転領域における運転効率を高くすることができる交流回転機の制御装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and even with an AC rotating machine having saliency in both the rotor and the stator, the accuracy of magnetic pole position estimation using a high-frequency voltage can be increased. An object of the present invention is to obtain an AC rotating machine control device that can increase the operating efficiency in a high-speed rotation region.
この発明に係る交流回転機の制御装置は、交流回転機を駆動する基本波電圧ベクトル指令と上記基本波電圧ベクトル指令よりも高周波の交番電圧ベクトル指令とを加算した電圧ベクトル指令を出力する制御手段と、上記制御手段から出力された電圧ベクトル指令に基づいて上記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段と、上記交流回転機の電流を検出して上記交流回転機の回転子に同期して回転する電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段と、上記電流ベクトル検出手段で検出された検出電流ベクトルと上記検出電流ベクトルから求めた検出磁束ベクトルと上記電圧ベクトル指令とから上記交流回転機の推定速度を演算し、上記推定速度から磁極推定位置を演算する磁極位置演算手段とを備え、上記磁極位置演算手段は、上記磁極推定位置から上記交流回転機の固定子突極性における磁極位置補正値を生成し、上記磁極位置補正値により上記検出磁束ベクトルを補正することで、上記磁極推定位置を補正した磁極位置を出力することを特徴とするものである。 Controller for an AC rotary machine according to the present invention, an AC to drive the rotating machine fundamental voltage vector command and the fundamental wave voltage vector instruction control means for outputting a voltage vector command obtained by adding the frequency of the alternating voltage vector command than When a voltage applying means for applying a voltage to the AC rotary machine based on the voltage vector command output from the control means, in synchronism with the rotor of the AC rotary machine by detecting the current of the AC rotary machine a current vector detection means for detecting a current vector rotating, estimated speed of the AC rotary machine from the detected magnetic flux vector and the above voltage command vector obtained from the detected current vector and the detected current vector detected by the current vector detection means computes, and a magnetic pole position calculating means for calculating a magnetic pole position estimate from the estimated velocity, the magnetic pole position calculation unit, the magnetic pole estimation It generates a magnetic pole position correction value in the stator salient poles of the AC rotary machine from the position by the magnetic pole position correction value by correcting the detected magnetic flux vector, Turkey to output the magnetic pole position correcting the magnetic pole estimated position It is characterized by.
この発明の交流回転機の制御装置によれば、交流回転機を駆動する基本波電圧ベクトル指令と上記基本波電圧ベクトル指令よりも高周波の交番電圧ベクトル指令とを加算した電圧ベクトル指令を出力する制御手段と、上記制御手段から出力された電圧ベクトル指令に基づいて上記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段と、上記交流回転機の電流を検出して上記交流回転機の回転子に同期して回転する電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段と、上記電流ベクトル検出手段で検出された検出電流ベクトルと上記検出電流ベクトルから求めた検出磁束ベクトルと上記電圧ベクトル指令とから上記交流回転機の推定速度を演算し、上記推定速度から磁極推定位置を演算する磁極位置演算手段とを備え、上記磁極位置演算手段は、上記磁極推定位置から上記交流回転機の固定子突極性における磁極位置補正値を生成し、上記磁極位置補正値により上記検出磁束ベクトルを補正することで、上記磁極推定位置を補正した磁極位置を出力するため、回転子と固定子の両方に突極性を持つ交流回転機であっても高周波電圧による磁極位置推定の精度を高くできる交流回転機の制御装置を得ることができる効果がある。 According to the controller for an AC rotary machine of the present invention, control for outputting a voltage vector command obtained by adding the frequency of the alternating voltage vector command than the fundamental wave voltage vector command and the fundamental wave voltage vector command for driving the AC rotary machine means, voltage applying means for applying a voltage to the AC rotary machine based on the voltage vector command output from the control means detects the current of the AC rotary machine synchronized to the rotor of the AC rotary machine estimation and current vector detection means for detecting a current vector rotating, the detected magnetic flux vector and the above voltage command vector obtained from the detected current vector and the detected current vector detected by the current vector detection means of the AC rotary machine Te It calculates the speed, and a magnetic pole position calculating means for calculating a magnetic pole position estimate from the estimated velocity, the magnetic pole position calculation means, the pole Generates a magnetic pole position correction value in the stator salient poles of the AC rotary machine from the home position, by the magnetic pole position correction value by correcting the detected magnetic flux vector, it outputs the magnetic pole position obtained by correcting the above magnetic pole estimated position Therefore, there is an effect that it is possible to obtain a control device for an AC rotating machine that can improve the accuracy of magnetic pole position estimation using a high-frequency voltage even if the AC rotating machine has saliency in both the rotor and the stator.
以下、この発明の実施の形態について説明するが、各図において同一、または相当部分については同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における交流回転機の回転子突極性を説明する説明図、図２はこの発明の実施の形態１における交流回転機の回転子突極性によるインダクタンスの周期を説明する説明図、図３はこの発明の実施の形態１における交流回転機の固定子突極性を説明する説明図、図４はこの発明の実施の形態１における交流回転機の固定子突極性によるインダクタンスの周期を説明する説明図、図５はこの発明の実施の形態１における交流回転機の回転子突極性および固定子突極性の両方がある場合を説明する説明図、図６はこの発明の実施の形態１における交流回転機の回転子突極性および固定子突極性の両方がある場合のインダクタンスを説明する説明図、図７はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の概略全体構成を示すブロック図、図８はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の制御手段の詳細構成を示すブロック図、図９はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の磁極位置演算手段の詳細構成を示すブロック図、図１０はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の推定速度演算部の詳細構成を示すブロック図、図１１はこの発明の実施の形態１における交流回転機の回転子磁束ベクトルを説明する説明図、図１２はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の検出磁束ベクトル演算部の詳細構成を示すブロック図、図１３はこの発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の交番電流振幅抽出部の詳細構成を示すブロック図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described. In the drawings, the same or corresponding parts will be described with the same reference numerals.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is an explanatory diagram for explaining rotor saliency of an AC rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2 is a diagram for explaining an inductance period due to rotor saliency of the AC rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the stator saliency of the AC rotating machine according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an inductance due to the stator saliency of the AC rotating machine according to the first embodiment of the present invention. FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the case where both the rotor saliency and the stator saliency of the AC rotary machine according to Embodiment 1 of the present invention are present, and FIG. 6 is an embodiment of the present invention. FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the inductance when both the rotor saliency and the stator saliency of the AC rotating machine in Embodiment 1 are provided, and FIG. 7 is an outline of the control device for the AC rotating machine in Embodiment 1 of the present invention. FIG. 8 is a block diagram showing a detailed configuration of the control means of the control device for an AC rotary machine according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the AC rotary machine according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 10 is a block diagram showing the detailed configuration of the magnetic pole position calculation means of the control device, FIG. 10 is a block diagram showing the detailed configuration of the estimated speed calculation unit of the control device for an AC rotary machine according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. FIG. 12 is a block diagram showing a detailed configuration of a detected magnetic flux vector calculation unit of the control device for an AC rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 13 is a block diagram showing a detailed configuration of an alternating current amplitude extraction unit of the control device for an AC rotary machine according to Embodiment 1 of the present invention.
最初に交流回転機の回転子が持つ電気的な突極性を利用して磁極位置を推定する方法について説明する。ここではその原理について、交流回転機を回転子と固定子に分けてその磁気的な特性を考察し、その後両者を組み合わせた際の磁気的な特性を説明する。
まず、交流回転機の回転子に注目する。図１に永久磁石埋め込み型の交流回転機の回転子の模式図を示す。ここでは簡単のため一極対の磁石配置としている。図１中のθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化を考えると、θが通過する磁路は鉄心を通過する場合とＮ，Ｓの磁極を通過する場合でインダクタンスに差異が生じる。鉄心部分は外部から磁束を発生させやすいため、図１中のq軸方向は磁気抵抗が低くなりインダクタン
スが大きくなる。一方、磁極部分は外部から磁束を発生させにくいため、図１中のd軸の
方向は磁気抵抗が高くインダクタンスが小さくなる。そのため、電気角一周のインダクタンスは図２のように電気角の２倍の周期で変化する。なお、図２においてθは磁極位置であるｄｍ軸からの偏角を示している。
First, a method for estimating the magnetic pole position using the electric saliency of the rotor of the AC rotating machine will be described. Here, regarding the principle, the AC rotating machine is divided into a rotor and a stator, the magnetic characteristics are considered, and then the magnetic characteristics when the two are combined are described.
First, focus on the rotor of the AC rotating machine. FIG. 1 shows a schematic diagram of a rotor of a permanent magnet embedded AC rotating machine. Here, for simplicity, a single pole pair magnet arrangement is used. Considering the change in inductance when a magnetic flux is generated in the θ direction in FIG. 1, the inductance of the magnetic path through which θ passes passes through the iron core and the N and S magnetic poles. Since the iron core portion easily generates magnetic flux from the outside, in the q-axis direction in FIG. 1, the magnetic resistance decreases and the inductance increases. On the other hand, since the magnetic pole portion hardly generates magnetic flux from the outside, the direction of the d-axis in FIG. Therefore, the inductance around one electrical angle changes at a cycle twice that of the electrical angle as shown in FIG. In FIG. 2, θ represents a deviation angle from the dm axis, which is the magnetic pole position.
次に、交流回転機の固定子に注目する。図３に交流回転機の固定子の模式図を示す。図３中のθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化を考えると、図３中に点線で示したθ軸を通過する磁路は、固定子のティース部分と巻線が巻着される空隙部分とが電気角一周で交互に現れる。空隙部分は磁石と同様に磁束を発生させにくいことから、回転子と同様にθの位置によってインダクタンスが変化する。固定子内で図３中のθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化は、図３のＵ相をθ＝０°とすると図４で表すことができ、固定子側にもインダクタンス変化が起こり、その変化の周期は電気角の６倍であることがわかる。 Next, focus on the stator of the AC rotating machine. FIG. 3 shows a schematic diagram of the stator of the AC rotating machine. Considering the change in inductance when a magnetic flux is generated in the θ direction in FIG. 3, the magnetic path passing through the θ axis indicated by the dotted line in FIG. 3 is a gap around which the tooth portion of the stator and the winding are wound. The parts appear alternately around the electrical angle. Since the gap portion is unlikely to generate magnetic flux as in the case of the magnet, the inductance varies depending on the position of θ as in the case of the rotor. The inductance change when the magnetic flux is generated in the stator in the θ direction in FIG. 3 can be expressed in FIG. 4 when the U phase in FIG. 3 is θ = 0 °, and the inductance change also occurs on the stator side. It can be seen that the period of the change is 6 times the electrical angle.
次に、図５に示すような交流回転機全体のインダクタンスについて考える。交流回転機全体では固定子および回転子のインダクタンスを合成したものがθの磁路におけるインダクタンスとみなすことができる。図５は、回転子の磁極の位置がＵ相に対してθ１進んだ
位置にある状態である。このとき、回転子インダクタンスと固定子インダクタンスおよび２つのインダクタンスの合成インダクタンスの分布を図６に示す。なお、図６の横軸は磁路θの位置、縦軸は基準インダクタンスを１としたときのインダクタンスの変動を示し、回転子はＵ相からθ１離れた位置に静止している場合のインダクタンスを示している。図中の鎖線で示す固定子インダクタンスはＵ相に対して６０°周期で変動する。点線で示す回転子インダクタンスはθ１に対して１８０°周期で変動し、磁極位置がθ１であるから、インダクタンスの最小値はθ１の位置になっている。一方、実線で示した２つのインダクタンスの合成インダクタンスに注目すると、インダクタンスの最小値は、回転子インダクタンスの最小の位置θ１からずれがあることが見て取れる。また、固定子インダクタンスはＵ相に対して固定であることから、θ１の位置が変動することによって、合成インダクタンスも変化し、それに伴って合成インダクタンスの最小値の位置も変化することがわかる。従って、インダクタンスの突極性を利用して磁極位置を推定する方法において、回転子の突極性のみを考慮した磁極位置推定では、固定子に突極性のある交流回転機において正しく磁極位置を推定できなくなる。
Next, the inductance of the entire AC rotating machine as shown in FIG. 5 will be considered. In the entire AC rotating machine, the combined inductance of the stator and the rotor can be regarded as the inductance in the magnetic path of θ. FIG. 5 shows a state in which the magnetic pole of the rotor is at a position advanced by θ1 with respect to the U phase. At this time, the distribution of the combined inductance of the rotor inductance, the stator inductance, and the two inductances is shown in FIG. The horizontal axis in FIG. 6 shows the position of the magnetic path θ, the vertical axis shows the variation in inductance when the reference inductance is 1, and the rotor shows the inductance when it is stationary at a position away from the U phase by θ1. Show. The stator inductance indicated by the chain line in the figure varies with a period of 60 ° with respect to the U phase. The rotor inductance indicated by the dotted line fluctuates at a cycle of 180 ° with respect to θ1, and the magnetic pole position is θ1, so the minimum value of the inductance is at the position of θ1. On the other hand, when attention is paid to the combined inductance of the two inductances indicated by the solid line, it can be seen that the minimum value of the inductance deviates from the minimum position θ1 of the rotor inductance. Further, since the stator inductance is fixed with respect to the U-phase, it can be seen that when the position of θ1 varies, the combined inductance also changes, and accordingly, the position of the minimum value of the combined inductance also changes. Therefore, in the method of estimating the magnetic pole position using the saliency of the inductance, the magnetic pole position cannot be correctly estimated in the AC rotating machine having the saliency of the stator by the magnetic pole position estimation considering only the saliency of the rotor. .
図７は本発明における交流回転機の制御装置の概略構成を示しており、交流回転機１は同期電動機であって、ここでは、永久磁石を用いた同期電動機である。本実施の形態では、同期電動機を例に挙げて説明するが、他種類の交流回転機であっても同様の原理で構成することが可能である。交流回転機１には、交流回転機１の電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段２と、電圧を印加するインバータ等の電力変換器が相当する電圧印加手段４が接続されている。電流ベクトル検出手段２は、交流回転機１の三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流を検出し、座標変換器によって後述する補正推定位置θｃｏｍｐを用いて、交流回転機１の回転子に同期して回転する直交座標として公知であるｄ−ｑ軸上の電流に座標変換し、これを検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）として出力する。三相電流を検出するには、電流を三相とも検出するほか、２相分を検出して三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を求めてもよいし、インバータ母線電流やスイッチング素子に流れる電流とスイッチング素子の状態から三相電流を演算してもよい。 FIG. 7 shows a schematic configuration of an AC rotating machine control device according to the present invention. The AC rotating machine 1 is a synchronous motor, and here is a synchronous motor using a permanent magnet. In the present embodiment, a synchronous motor will be described as an example, but other types of AC rotating machines can be configured on the same principle. The AC rotating machine 1 is connected with a current vector detecting means 2 for detecting a current vector of the AC rotating machine 1 and a voltage applying means 4 corresponding to a power converter such as an inverter for applying a voltage. The current vector detection means 2 detects the currents of the three-phase currents iu, iv, iw of the AC rotating machine 1 and synchronizes with the rotor of the AC rotating machine 1 using a correction estimated position θcomp described later by a coordinate converter. The coordinates are converted into a current on the dq axis, which is known as the orthogonal coordinates that rotate, and this is output as a detected current vector (ids, iqs). In order to detect the three-phase current, in addition to detecting the current in all three phases, the three-phase current may be obtained by detecting that the two phases are detected and the sum of the three-phase currents is zero. The three-phase current may be calculated from the bus current, the current flowing through the switching element, and the state of the switching element.
制御手段３は、図８の詳細構成図のように、加減算器３１により、外部から与えられる電流ベクトル指令（ｉｄ＿ｒｅｆ，ｉｑ＿ｒｅｆ）から検出電流ベクトル(ｉｄｓ，ｉｑ
ｓ)をそれぞれ減算する。電流制御器３２では、加減算器３１の出力である電流指令ベク
トルと検出電流ベクトルの偏差が無くなるように、比例積分制御して基本波電圧ベクトル指令（ｖｄｆ，ｖｑｆ）を出力する。高周波電圧発生器３３は、ｄ軸およびｑ軸上の高周波交番電圧ベクトル指令（ｖｄｈ，ｖｑｈ）を出力する。なお、本実施の形態では、ｖｑｈ＝０としてｄ軸方向のみに印加する交番電圧とする。加減算器３４では、基本波電圧ベクトル指令と高周波交番電圧ベクトル指令を加算した（ｖｄ，ｖｑ）を出力し、座標変換器３５では補正推定位置θｃｏｍｐを使って加減算器３４の出力である（ｖｄ，ｖｑ）をｄ−ｑ軸から静止座標の電圧ベクトル指令（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）に変換し出力する。電圧印加手段４は、制御手段３から出力される電圧ベクトル指令に基づいて、交流回転機１に電圧を印加する。
As shown in the detailed configuration diagram of FIG. 8, the control unit 3 detects the detected current vector (ids, iq) from the current vector command (id_ref, iq_ref) given from the outside by the adder / subtractor 31.
Subtract s) respectively. The current controller 32 outputs a fundamental voltage vector command (vdf, vqf) by proportional-integral control so that there is no deviation between the current command vector output from the adder / subtractor 31 and the detected current vector. The high frequency voltage generator 33 outputs a high frequency alternating voltage vector command (vdh, vqh) on the d axis and the q axis. In this embodiment, it is assumed that vqh = 0 and an alternating voltage applied only in the d-axis direction. The adder / subtractor 34 outputs (vd, vq) obtained by adding the fundamental wave voltage vector command and the high-frequency alternating voltage vector command, and the coordinate converter 35 outputs the output from the adder / subtractor 34 using the corrected estimated position θcomp (vd, vq). vq) is converted from the dq axis into a voltage vector command (vu, vv, vw) of stationary coordinates and output. The voltage application unit 4 applies a voltage to the AC rotating machine 1 based on the voltage vector command output from the control unit 3.
磁極位置演算手段５は、図９の詳細構成図のように、制御手段３の出力である３相交流の電圧ベクトル指令を直交回転座標であるｄ−ｑ軸の電圧指令ベクトル（ｖｄｓ，ｖｑｓ）に変換する座標変換器５１と、検出電流ベクトルから検出磁束ベクトルを演算する検出磁束ベクトル演算部５２と、電圧ベクトル指令（ｖｄｓ，ｖｑｓ）と検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）とから交流回転機１の推定速度ωｒ０を演算する推定速度演算部５３と、推定速度を積分して磁極推定位置θ０を出力する積分器５４と、磁極推定位置から磁極位置補正値を出力する位置補正値生成器５５と、磁極推定位置から磁極位置補正値△θｉを減算して補正推定位置θｃｏｍｐを出力する加減算器５６とを備えている。なお、（ｖｄｓ，ｖｑｓ）は加減算器３４の出力と同値であるから、（ｖｄｓ、ｖｑｓ）＝（ｖｄ、
ｖｑ）として座標変換器５１を省略することもできる。
As shown in the detailed configuration diagram of FIG. 9, the magnetic pole position calculation unit 5 converts the three-phase AC voltage vector command output from the control unit 3 into dq axis voltage command vectors (vds, vqs) that are orthogonal rotation coordinates. AC rotating machine 1 from a coordinate converter 51 for converting to a detection magnetic flux, a detection magnetic flux vector calculation unit 52 for calculating a detection magnetic flux vector from the detection current vector, and a voltage vector command (vds, vqs) and a detection current vector (ids, iqs). An estimated speed calculation unit 53 that calculates the estimated speed ωr0 of the motor, an integrator 54 that integrates the estimated speed and outputs the magnetic pole estimated position θ0, a position correction value generator 55 that outputs a magnetic pole position correction value from the magnetic pole estimated position, And an adder / subtracter 56 for subtracting the magnetic pole position correction value Δθi from the magnetic pole estimated position and outputting the corrected estimated position θcomp. Since (vds, vqs) is the same value as the output of the adder / subtractor 34, (vds, vqs) = (vd,
The coordinate converter 51 can be omitted as vq).
推定速度演算部５３による速度推定について説明する。推定速度演算部５３は、電圧ベクトル指令および検出電流ベクトルと交流回転機１の定数を用いて交流回転機１の内部の状態を推定し、推定速度ωｒ０を求めるものである。まず、速度推定の原理について式を用いて説明する。交流回転機１の電機子抵抗をＲ、ｄ軸方向の電機子インダクタンスをＬｄ、ｑ軸方向の電機子インダクタンスをＬｑ、推定速度をωｒ０、電源角周波数をωとし、行列Ａ、Ｂ、Ｃ１、Ｃ２、Ｈをそれぞれ（１）式から（５）式で定義する。なお、Ａはモータ定数を表す行列、Ｂは電圧の行列、Ｃ１は推定磁束ベクトルから推定電流を演算する行列、Ｃ２は推定磁束ベクトルから磁束ベクトル成分を抽出する行列、Ｈはフィードバックゲイン行列であり、ｈ１１〜ｈ４４はフィードバックゲインである。 The speed estimation by the estimated speed calculation unit 53 will be described. The estimated speed calculation unit 53 estimates the internal state of the AC rotating machine 1 using the voltage vector command, the detected current vector, and the constants of the AC rotating machine 1, and obtains the estimated speed ωr0. First, the principle of speed estimation will be described using equations. The armature resistance of the AC rotating machine 1 is R, the armature inductance in the d-axis direction is Ld, the armature inductance in the q-axis direction is Lq, the estimated speed is ωr0, the power supply angular frequency is ω, and the matrices A, B, C1, C2 and H are defined by equations (1) to (5), respectively. A is a matrix representing a motor constant, B is a voltage matrix, C1 is a matrix for calculating an estimated current from an estimated magnetic flux vector, C2 is a matrix for extracting a magnetic flux vector component from the estimated magnetic flux vector, and H is a feedback gain matrix. , H11 to h44 are feedback gains.
また、ｄ−ｑ軸上の推定電機子反作用ベクトルのｄ軸成分をφｄｓ０、ｑ軸成分をφｑｓ０、ｄ−ｑ軸上の電圧指令ベクトルのｄ軸成分をｖｄｓ、ｑ軸成分をｖｑｓと定義すると、（６）式のように推定電機子反作用ベクトルφｄｓ０，φｑｓ０と推定磁束ベクトルφｄｒ０，φｑｒ０を得ることができる。 Further, the d-axis component of the estimated armature reaction vector on the dq axis is defined as φds0, the q-axis component is defined as φqs0, the d-axis component of the voltage command vector on the dq-axis is defined as vds, and the q-axis component is defined as vqs. (6), the estimated armature reaction vectors φds0 and φqs0 and the estimated magnetic flux vectors φdr0 and φqr0 can be obtained.
ここで、ｅ１，ｅ２は検出電流ベクトルと後述する推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）との偏差、ｅ３，ｅ４は推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）と後述する検出磁束ベクトル演算部５２の出力する検出磁束ベクトル（φｄｒ，φｑｒ）との偏差を指す。よってｅ１，ｅ２およびｅ３，ｅ４は（７）式および（８）式で定義される。 Here, e1 and e2 are deviations between a detected current vector and estimated current vectors (ids0, iqs0) described later, and e3 and e4 are estimated magnetic flux vectors (φdr0, φqr0) and detection output from a detected magnetic flux vector calculation unit 52 described later. It refers to the deviation from the magnetic flux vector (φdr, φqr). Therefore, e1, e2 and e3, e4 are defined by the equations (7) and (8).
フィードバックゲイン行列Ｈ内のフィードバックゲインｈ１１〜ｈ４４は任意に設定可能である。例えば特許４６７２２３６号公報の図９に記載されているように、推定速度ωｒ０によってｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，ｈ１４，ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，ｈ２４のフィードバックゲインの値を設定することで、推定速度ωｒ０を精度良く推定演算することができる。同様にｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，ｈ３４，ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，ｈ４４のフィードバックゲインの値についても、推定速度ωｒ０によってフィードバックゲインの値を設定することができる。 The feedback gains h11 to h44 in the feedback gain matrix H can be arbitrarily set. For example, as described in FIG. 9 of Japanese Patent No. 4672236, by setting the feedback gain values of h11, h12, h13, h14, h21, h22, h23, and h24 according to the estimated speed ωr0, the estimated speed ωr0 is set. The estimation calculation can be performed with high accuracy. Similarly, for the feedback gain values of h31, h32, h33, h34, h41, h42, h43, and h44, the feedback gain value can be set by the estimated speed ωr0.
ラプラス演算子（微分演算子）をｓ、比例ゲインをｋｐ、積分ゲインをｋｉと定義し、
（１）式の行列Ａの内部パラメータである推定速度ωｒ０は、電流偏差（ｅ１，ｅ２）と推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）を用いて（９）式で与えることができる。また、推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）は（１０）式によって求めることができる。同様に、推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）は（１１）式によって求めることができる。
Define Laplace operator (differential operator) as s, proportional gain as kp, integral gain as ki,
Estimated speed ωr0, which is an internal parameter of matrix A in equation (1), can be given by equation (9) using current deviations (e1, e2) and estimated magnetic flux vectors (φdr0, φqr0). Further, the estimated current vector (ids0, iqs0) can be obtained by the equation (10). Similarly, the estimated magnetic flux vector (φdr0, φqr0) can be obtained by equation (11).
以上のように、（１）式〜（１１）式を用いれば、電圧指令ベクトルと検出電流ベクトルに基づいて、推定速度と推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルを算出することができる。なお、交流回転機１が高速で回転している場合、推定速度ωｒ０と推定位置θ０を推定磁束ベクトルと検出磁束ベクトルの偏差を用いることなく良好に推定できる。このため、推定速度の絶対値が所定の値よりも大きい場合は、フィードバックゲインｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，ｈ３４，ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，ｈ４４の値を零として、推定速度の演算に寄与しないようにする。このとき、検出磁束ベクトルは演算する必要がなく、高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ，ｖｑｈ）を零としてもよいため、高周波電圧による余分な電圧を印加することなく、高周波電流も発生しないため、高周波電圧および高周波電流による損失もなくすことができる。このように高速回転領域においては交番電圧ベクトル指令の値を零とすることで、高速回転領域における運転効率を高くすることができる。 As described above, using the equations (1) to (11), the estimated speed, the estimated current vector, and the estimated magnetic flux vector can be calculated based on the voltage command vector and the detected current vector. When the AC rotating machine 1 is rotating at high speed, the estimated speed ωr0 and the estimated position θ0 can be estimated well without using the deviation between the estimated magnetic flux vector and the detected magnetic flux vector. For this reason, when the absolute value of the estimated speed is larger than a predetermined value, the values of the feedback gains h31, h32, h33, h34, h41, h42, h43, and h44 are set to zero so as not to contribute to the calculation of the estimated speed. To do. At this time, it is not necessary to calculate the detected magnetic flux vector, and the high frequency voltage vector (vdh, vqh) may be zero. Therefore, no extra voltage due to the high frequency voltage is applied and no high frequency current is generated. Loss due to high-frequency current can be eliminated. As described above, by setting the value of the alternating voltage vector command to zero in the high speed rotation region, the operation efficiency in the high speed rotation region can be increased.
これを踏まえ、推定速度演算部５３の動作についてその詳細構成図である図１０について説明する。行列演算器５３１は、電圧指令ベクトル（ｖｄｓ，ｖｑｓ）Ｔに行列Ｂを乗算した結果を出力する。加減算器５３２は、推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）から検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）を減算し、電流偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２）を出力する。同様に加減算器５３３は、推定磁束ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）から回転子磁束ベクトル（Φｒ，０）を減算し、磁束偏差ベクトル（ｅ３，ｅ４）を出力する。行列演算器５３４は、入力（ｅ１，ｅ２）と（ｅ３，ｅ４）をあわせたベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔに行列Ｈを乗算した結果を出力する。行列演算器５３５は、電機子反作用ベクトルの推定値および磁束ベクトルの推定値（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔに行列Ａを乗算した結果を出力する。加減算器５３６は、行列演算器５３１の出力と行列演算器５３４の出力と行列演算器５３５の出力とを加減算したベクトルを出力する。積分器５３７は、加減算器５３６が出力するベクトルを各要素毎に積分し、ベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔとして出力する。以上が（１）式，（２）式，（５）式に相当する部分である。なお、（１）式，（２）式，（５）式の左辺は積分器５３７の入力部分に相当する。 Based on this, an operation of the estimated speed calculation unit 53 will be described with reference to FIG. The matrix calculator 531 outputs the result of multiplying the voltage command vector (vds, vqs) T by the matrix B. The adder / subtractor 532 subtracts the detected current vector (ids, iqs) from the estimated current vector (ids0, iqs0), and outputs a current deviation vector (e1, e2). Similarly, the adder / subtracter 533 subtracts the rotor magnetic flux vector (Φr, 0) from the estimated magnetic flux vector (ids0, iqs0), and outputs a magnetic flux deviation vector (e3, e4). The matrix calculator 534 outputs the result of multiplying the vector (e1, e2, e3, e4) T, which is a combination of the inputs (e1, e2) and (e3, e4), by the matrix H. The matrix calculator 535 outputs the result of multiplying the estimated value of the armature reaction vector and the estimated value of the magnetic flux vector (φds0, φqs0, φdr0, φqr0) T by the matrix A. The adder / subtracter 536 outputs a vector obtained by adding / subtracting the output of the matrix calculator 531, the output of the matrix calculator 534, and the output of the matrix calculator 535. The integrator 537 integrates the vector output from the adder / subtractor 536 for each element, and outputs the vector (φds0, φqs0, φdr0, φqr0) T. The above is the part corresponding to the equations (1), (2), and (5). The left side of the equations (1), (2), and (5) corresponds to the input portion of the integrator 537.
行列演算器５３８は、行列Ｃ１をベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔに乗算することで、推定電流ベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０）Ｔを出力する。この部分は（１０）式に相当する。行列演算器５３９は、行列Ｃ２をベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔを乗算することで、推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔを出力する。この部分は（１１）式に相当する。速度推定器５３１０は、（９）式を用いて推定速度ωｒ０を出力する。以上が推定速度演算部５３の動作である。 Matrix calculator 538 multiplies matrix C1 by vector (φds0, φqs0, φdr0, φqr0) T , and outputs estimated current vector (φds0, φqs0) T. This part corresponds to equation (10). Matrix calculator 539 multiplies matrix C2 by vector (φds0, φqs0, φdr0, φqr0) T , and outputs estimated magnetic flux vector (φdr0, φqr0) T. This part corresponds to equation (11). Speed estimator 5310 outputs estimated speed ωr0 using equation (9). The above is the operation of the estimated speed calculation unit 53.
次に検出磁束ベクトル演算部５２の動作について述べる。検出磁束ベクトルの演算方法について図１１にもとづき説明する。回転子の磁束ベクトル方向をｄｍ軸、その直交方向をｑｍ軸とし、高周波交番電圧ベクトルを印加することで得られる推定磁極位置θ０が示す方向をｄ軸、その直交方向をｑ軸とし、ｄ軸とｄｍ軸との間に△θの偏差があるとする。なお、推定速度演算部５３の動作によって、ｄ軸は定常的にはｄｍ軸と一致するように動作するので、図１１は瞬時的に△θの偏差が生じた場合の図である。検出磁束ベクトル（φｄｒ，φｑｒ）は、推定磁極位置θ０が示すｄ軸、ｑ軸に対する磁束ベクトルを指し、回転子の磁束をΦｒとしたとき（１２）式となる。 Next, the operation of the detected magnetic flux vector calculation unit 52 will be described. A method of calculating the detected magnetic flux vector will be described with reference to FIG. The rotor magnetic flux vector direction is the dm axis, the orthogonal direction is the qm axis, the direction indicated by the estimated magnetic pole position θ0 obtained by applying the high frequency alternating voltage vector is the d axis, the orthogonal direction is the q axis, and the d axis And a deviation of Δθ between the dm axis and the dm axis. Since the d-axis operates so as to coincide with the dm-axis by the operation of the estimated speed calculation unit 53, FIG. 11 is a diagram when a deviation of Δθ occurs instantaneously. The detected magnetic flux vector (φdr, φqr) indicates the magnetic flux vector with respect to the d-axis and q-axis indicated by the estimated magnetic pole position θ0, and the equation (12) is obtained when the magnetic flux of the rotor is Φr.
次に、△θの検出方法について述べる。高周波電圧を印加することで得られる高周波電流から回転子磁束ベクトルの方向と制御軸方向との偏差である△θを演算する。まず高周波電圧を用いて△θを検出する方法について述べる。なお、ここでは回転子にのみ突極性を有することを想定している。高周波電圧ベクトル発生器が高周波電圧ベクトルｖｄｈ，ｖｑｈを出力するときに、交流回転機１に流れる高周波電流ベクトルの数式について説明する。交流回転機１のｄ軸，ｑ軸に高周波電圧ベクトルｖｄｈ，ｖｑｈをそれぞれ印加するときの交流回転機１の数式は（１３）式のように表現することが出来る。 Next, a method for detecting Δθ will be described. Δθ which is a deviation between the direction of the rotor magnetic flux vector and the direction of the control axis is calculated from the high frequency current obtained by applying the high frequency voltage. First, a method for detecting Δθ using a high frequency voltage will be described. Here, it is assumed that only the rotor has saliency. The mathematical formula of the high-frequency current vector flowing in the AC rotating machine 1 when the high-frequency voltage vector generator outputs the high-frequency voltage vectors vdh and vqh will be described. The mathematical expression of the AC rotating machine 1 when the high-frequency voltage vectors vdh and vqh are respectively applied to the d-axis and the q-axis of the AC rotating machine 1 can be expressed as Expression (13).
高周波電圧を用いて磁極位置を検出する場合、高速回転域では高周波の電圧や電流が発生する分、運転効率や電圧利用率および最大電流といった点で不利であるため、零速や低速で使用するほうがよく、高速回転域では公知の適応観測器などを利用した磁極位置検出手段を用いるのがよい。そこで、ここでは零速〜低速において高周波電圧を用いることとし、回転速度ωｒ≒０とおくと（１３）式より（１４）式を得ることができる。 When detecting the magnetic pole position using high-frequency voltage, it is disadvantageous in terms of operating efficiency, voltage utilization rate, and maximum current because high-frequency voltage and current are generated in the high-speed rotation range, so use at zero speed and low speed. It is better to use a magnetic pole position detection means using a known adaptive observer or the like in the high-speed rotation range. Therefore, here, if a high-frequency voltage is used from zero speed to low speed, and the rotational speed ωr≈0, expression (14) can be obtained from expression (13).
更に右辺第２項は高周波電流の微分であり、高周波電流の微分は高周波電圧の角周波数ωｈ倍されるため、右辺第２項≫右辺第１項となり、右辺第１項は無視することができ、その結果（１５）式を得ることができる。 Furthermore, the second term on the right side is the derivative of the high-frequency current, and the derivative of the high-frequency current is multiplied by the angular frequency ωh of the high-frequency voltage. As a result, equation (15) can be obtained.
ここで、高周波電圧ベクトルを（１６）式のように与えるとすると、高周波電流ベクトル（ｉｄｈ，ｉｑｈ）は（１５）式に（１６）式を代入し、両辺を積分することで（１７）式のようになる。 If the high-frequency voltage vector is given as shown in equation (16), the high-frequency current vector (idh, iqh) is assigned to equation (16) in equation (15), and both sides are integrated to obtain equation (17). become that way.
ここで、（１７）式の高周波電流の振幅成分を利用すれば、△θを電流振幅の関数で表すことができる。ここでは、高周波電流の直交成分ｉｑｈの振幅｜ｉｑｈ｜を用いると、（１７）式から（１８）式を得ることができる。また、（１８）式を△θの式に直すと、（１９）式となる。 Here, if the amplitude component of the high-frequency current of the equation (17) is used, Δθ can be expressed as a function of the current amplitude. Here, when the amplitude | iqh | of the orthogonal component iqh of the high-frequency current is used, Expression (18) can be obtained from Expression (17). Further, when formula (18) is converted to formula ΔΔ, formula (19) is obtained.
なお、高周波電圧の角周波数ωｈと高周波電圧振幅Ｖｈは高周波電圧ベクトル発生器３３で任意に設定出来るものであるため既知、Ｌおよびｌは（１２）式のようにＬｄ，Ｌｑより求めることが出来るものであり、Ｌｄ，Ｌｑは事前に測定することで把握できるためＬおよびｌも既知である。回転子磁束方向ｄｍ軸と推定磁極位置ｄ軸との偏差△θは、（１９）式で表される。推定速度演算は、定常的には△θがゼロに近づくように動作するため、２△θ≒０であるからｓｉｎ２△θ≒２△θとしてよい。よって、（１９）式から（２０）式が得られる。 The angular frequency ωh and the high-frequency voltage amplitude Vh of the high-frequency voltage can be arbitrarily set by the high-frequency voltage vector generator 33, so that they are known, and L and l can be obtained from Ld and Lq as shown in equation (12). Since Ld and Lq can be grasped by measuring in advance, L and l are also known. Deviation Δθ between the rotor magnetic flux direction dm-axis and the estimated magnetic pole position d-axis is expressed by equation (19). Since the estimated speed calculation steadily operates so that Δθ approaches zero, since 2Δθ≈0, sin 2Δθ≈2Δθ may be set. Therefore, equation (20) is obtained from equation (19).
よって、（１９）式または（２０）式から、｜ｉｑｈ｜を用いることで検出磁束ベクトルを演算することができる。以上の説明を踏まえて、検出磁束ベクトル演算部５２の動作について、図１２を用いて説明する。図１２は検出磁束ベクトル演算部５２の詳細構成図である。まず、交番電流振幅抽出器５２１において、検出電流ベクトルからｑ軸の高周波電流振幅である｜ｉｑｈ｜を抽出する。交番電流振幅｜ｉｑｈ｜の抽出方法について図１３を用いて説明する。交番電流振幅抽出部５２１は、図１３に示すようにフィルタ５２１１を用いて、検出電流ベクトルから高周波電流ベクトルを抽出する。フィルタ５２１１は、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分を抽出出来るものならどのようなものを用いてもよい。例えば、狭帯域のバンドストップフィルタとして公知であるノッチフィルタを利用して、高周波電流ベクトルを抽出する。図１３のフィルタ５２１１では、（２１）式の高周波電圧ベクトルの角周波数ωｈを除去するノッチフィルタを検出電流ベクトルに施して、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分を除去する。加減算器５２１２では検出電流ベクトルからフィルタ５２１１の出力を減算することで、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分の高周波電流ベクトルを演算する。なお、（２１）式のｓはラプラス演算子、ｑｘはノッチの深さである。 Therefore, the detected magnetic flux vector can be calculated from | (19) or (20) by using | iqh |. Based on the above description, the operation of the detected magnetic flux vector calculation unit 52 will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a detailed configuration diagram of the detected magnetic flux vector calculation unit 52. First, the alternating current amplitude extractor 521 extracts | iqh |, which is the q-axis high-frequency current amplitude, from the detected current vector. A method of extracting the alternating current amplitude | iqh | will be described with reference to FIG. The alternating current amplitude extracting unit 521 extracts a high-frequency current vector from the detected current vector using a filter 5211 as shown in FIG. Any filter 5211 may be used as long as it can extract the same frequency component as the high-frequency voltage vector from the detected current vector. For example, a high-frequency current vector is extracted using a notch filter known as a narrow-band band stop filter. In the filter 5211 shown in FIG. 13, a notch filter for removing the angular frequency ωh of the high-frequency voltage vector of the equation (21) is applied to the detected current vector to remove the angular frequency ωh component from the detected current vector. The adder / subtractor 5212 subtracts the output of the filter 5211 from the detected current vector to calculate a high-frequency current vector having an angular frequency ωh component from the detected current vector. In the equation (21), s is a Laplace operator, and qx is a notch depth.
振幅演算器５２１３は（２２）式を用いて、入力される高周波電流ベクトルのｑ軸成分ｉｑｈから振幅｜ｉｑｈ｜を演算する。（２２）式中のＴはｉｑｈの周期である。 The amplitude calculator 5213 calculates the amplitude | iqh | from the q-axis component iqh of the input high-frequency current vector using the equation (22). T in the equation (22) is a cycle of iqh.
以上が｜ｉｑｈ｜の抽出方法である。磁極偏差演算器５２２は、（１９）または（２０）式のいずれかを用いて、偏差△θを演算する。前述の通り、（１９）または（２０）式において｜ｉｑｈ｜以外の定数は既知であるから、｜ｉｑｈ｜の入力を元に△θを演算することができる。検出磁束ベクトル演算器５２３は、偏差△θを元に（１２）式によって、検出磁束ベクトル（φｄｒ，φｑｒ）を演算する。ここで、Φｒは事前に測定することが可能であり既知である。以上が、検出磁束ベクトル演算部５２の動作である。 The above is the extraction method of | iqh |. The magnetic pole deviation calculator 522 calculates the deviation Δθ using either of the equations (19) or (20). As described above, in Equation (19) or (20), constants other than | iqh | are known, so Δθ can be calculated based on the input of | iqh |. The detected magnetic flux vector calculator 523 calculates the detected magnetic flux vector (φdr, φqr) by the equation (12) based on the deviation Δθ. Here, Φr can be measured in advance and is known. The operation of the detected magnetic flux vector calculation unit 52 has been described above.
次に、位置補正値生成部５５について説明する。推定速度演算部５３の出力する推定速度を積分器５４で積分することによって得られる磁極推定位置と、得られた磁極推定位置
から位置補正値生成部５５で磁極位置補正値を生成し、磁極推定位置から磁極位置補正値を減算した補正推定位置を用いることで、交流回転機１の正しい回転子位置を推定とすることを特徴としている。推定速度演算部５３の動作により、推定速度は実速度と一致するように動作するため、磁極推定位置θ０は、回転子磁束の方向ｄｍ軸と一致するように動作する。すなわち、（１９）式および（２０）式にて示した△θが零となるように動作する。しかし、以上説明した検出磁束ベクトル演算部５２は、回転子の突極性のみを考慮した構成であるから、固定子の突極性を考慮すると磁極位置補正値が発生する。図６を用いて説明すると、（１３）式は図６中の回転子インダクタンス（点線）を想定しており、△θ＝０となる点は、インダクタンスが最小となる位置である。一方、固定子インダクタンスを合成した合成インダクタンス（実線）においては△θ＝０となる最小インダクタンスの位置はθ１からずれる。このずれ角度を△θｉとおく。固定子の突極性を考慮する場合、積分器５４から出力される磁極推定位置θ０は、θ１から△θｉずれた位置を指している。
Next, the position correction value generation unit 55 will be described. A magnetic pole position correction value is generated by the position correction value generation unit 55 from the magnetic pole estimation position obtained by integrating the estimated speed output from the estimated speed calculation unit 53 by the integrator 54 and the obtained magnetic pole estimation position, and the magnetic pole estimation is performed. By using a correction estimated position obtained by subtracting the magnetic pole position correction value from the position, the correct rotor position of the AC rotating machine 1 is estimated. Due to the operation of the estimated speed calculation unit 53, the estimated speed operates so as to coincide with the actual speed. Therefore, the magnetic pole estimated position θ0 operates so as to coincide with the direction dm axis of the rotor magnetic flux. That is, the operation is performed so that Δθ shown in the equations (19) and (20) becomes zero. However, since the detected magnetic flux vector calculation unit 52 described above has a configuration that considers only the saliency of the rotor, a magnetic pole position correction value is generated when the saliency of the stator is taken into account. Referring to FIG. 6, Equation (13) assumes the rotor inductance (dotted line) in FIG. 6, and the point where Δθ = 0 is the position where the inductance is minimized. On the other hand, in the combined inductance (solid line) obtained by combining the stator inductance, the position of the minimum inductance where Δθ = 0 is deviated from θ1. This deviation angle is set to Δθi. When the saliency of the stator is taken into consideration, the magnetic pole estimation position θ0 output from the integrator 54 indicates a position shifted by Δθi from θ1.
従って、固定子の突極性によって起こる磁極推定位置のずれ量△θｉを磁極推定位置θ０から減算することにより、正しい磁極位置θ１を演算する。ずれ量△θｉは、前述の通り、固定子のインダクタンス分布に対して、回転子のインダクタンス分布が回転子磁極位置によって移動するため、合成インダクタンスは回転子の位置によって異なる。ただし、回転子のインダクタンス分布および固定子のインダクタンス分布は、交流回転機１によって一意であるから、回転子および固定子のインダクタンス分布がわかれば、その合成インダクタンスのずれ量△θｉは、回転子の位置によって一意に定めることができる。よって、ずれ量△θｉは、電磁界解析などの解析手段によってインダクタンス分布を求めることもできるし、または、実機からインダクタンス分布を測定して求めることもできる。測定した磁極位置補正値は、磁極位置に対する関数△θｉ＝ｆ（θ０）として持つこともできるし、△θｉをθ０に関するテーブルとして持つこともできる。 Accordingly, the correct magnetic pole position θ1 is calculated by subtracting the deviation amount Δθi of the estimated magnetic pole position caused by the saliency of the stator from the estimated magnetic pole position θ0. As described above, the deviation amount Δθi is different from the inductance distribution of the stator, because the inductance distribution of the rotor moves depending on the rotor magnetic pole position, so that the combined inductance varies depending on the position of the rotor. However, since the inductance distribution of the rotor and the inductance distribution of the stator are unique by the AC rotary machine 1, if the inductance distribution of the rotor and the stator is known, the deviation amount Δθi of the combined inductance is determined by the rotor. It can be uniquely determined by the position. Therefore, the deviation amount Δθi can be obtained by an inductance distribution by an analysis means such as electromagnetic field analysis, or can be obtained by measuring the inductance distribution from an actual machine. The measured magnetic pole position correction value can be provided as a function Δθi = f (θ0) with respect to the magnetic pole position, or Δθi can be provided as a table relating to θ0.
以上のようにして求めたずれ量△θｉを磁極位置補正値として用いて、位置補正値生成部５５は、積分器５４の出力する推定位置θ０を元に磁極位置補正値△θｉを生成する。磁極位置補正値△θｉは、加減算器５６で積分器５４の出力θ０から減算され、正しい磁極位置を示す補正磁極位置θｃｏｍｐが出力される。これによって、二重突極性をもつ交流回転機１であっても正しい磁極位置を出力することができる。
以上のように構成することにより、推定速度演算部５３の出力である推定速度を積分した磁極推定位置に対して、磁極推定位置から演算する磁極位置補正値を減算することによって、正しい磁極位置を推定することができる。また、高速回転時に高周波電圧ベクトルを零とすることで、高速回転時の損失をなくすことができるため、高速回転領域における運転効率を高くすることができる。
The position correction value generator 55 generates the magnetic pole position correction value Δθi based on the estimated position θ0 output from the integrator 54, using the deviation amount Δθi obtained as described above as the magnetic pole position correction value. The magnetic pole position correction value Δθi is subtracted from the output θ0 of the integrator 54 by the adder / subtractor 56 to output a corrected magnetic pole position θcomp indicating the correct magnetic pole position. As a result, the correct magnetic pole position can be output even with the AC rotating machine 1 having double saliency.
With the above configuration, the correct magnetic pole position can be obtained by subtracting the magnetic pole position correction value calculated from the magnetic pole estimated position from the magnetic pole estimated position obtained by integrating the estimated speed output from the estimated speed calculating unit 53. Can be estimated. Further, by setting the high-frequency voltage vector to zero during high-speed rotation, it is possible to eliminate the loss during high-speed rotation, so that the operation efficiency in the high-speed rotation region can be increased.
実施の形態２．
図１４はこの発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の磁極位置演算手段の詳細構成を示すブロック図、図１５はこの発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の検出磁束ベクトル演算部の詳細構成を示すブロック図である。上記実施の形態１では、推定速度を積分して得られた推定磁極位置から補正量である△θｉを減算し、正しい磁極位置を出力する方法を示した。しかし、推定速度に対しては、補正を与えることができていないため、例えば制御手段３において推定速度を用いた速度制御を構成する際に、速度制御の性能が悪くなる。そこで本実施の形態では、推定速度演算部５３の入力である検出磁束ベクトルを求める検出磁束ベクトル演算部５２に対して位置補正を行うことにより、速度推定の演算精度を向上させる。上記実施の形態１において、検出磁束ベクトル演算部５２は、高周波電流振幅｜ｉｑｈ｜から求めた△θを用いて検出磁束ベクトルを演算していた。この△θは、回転子の突極性のみを考慮した（１３）式で与えられることから、固定子の突極性を考慮すると△θに対して補正量△θｉを与えることで、検出磁束ベク
トルを正しく演算することができ、推定速度演算部５３が正しい推定速度を演算することができる。そこで、本実施の形態では図１４に示すように、検出磁束ベクトル演算部５２に磁極位置補正値を入力し、検出磁束ベクトルを補正することで、推定速度演算部５３が正しい速度を推定できるようにする。検出磁束ベクトル演算部５２は、検出電流ベクトルと磁極位置補正値から検出磁束ベクトルを演算する。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 14 is a block diagram showing a detailed configuration of the magnetic pole position calculation means of the control device for an AC rotating machine according to Embodiment 2 of the present invention, and FIG. 15 shows the detected magnetic flux of the control device for the AC rotating machine according to Embodiment 2 of the present invention. It is a block diagram which shows the detailed structure of a vector calculating part. In the first embodiment, the method of subtracting the correction amount Δθi from the estimated magnetic pole position obtained by integrating the estimated speed and outputting the correct magnetic pole position is shown. However, since no correction can be given to the estimated speed, for example, when the speed control using the estimated speed is configured in the control means 3, the performance of the speed control is deteriorated. Therefore, in the present embodiment, position correction is performed on the detected magnetic flux vector calculation unit 52 that obtains the detected magnetic flux vector that is an input of the estimated speed calculation unit 53, thereby improving the calculation accuracy of the speed estimation. In the first embodiment, the detected magnetic flux vector calculation unit 52 calculates the detected magnetic flux vector using Δθ obtained from the high frequency current amplitude | iqh |. Since this Δθ is given by the equation (13) considering only the saliency of the rotor, the detected magnetic flux vector can be calculated by giving a correction amount Δθi to Δθ when the saliency of the stator is taken into consideration. It is possible to calculate correctly, and the estimated speed calculator 53 can calculate the correct estimated speed. Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 14, the estimated speed calculator 53 can estimate the correct speed by inputting the magnetic pole position correction value to the detected magnetic flux vector calculator 52 and correcting the detected magnetic flux vector. To. The detected magnetic flux vector calculation unit 52 calculates a detected magnetic flux vector from the detected current vector and the magnetic pole position correction value.
以下実施の形態１と同様の部分の説明は省略し、検出磁束ベクトル演算部５２の動作について図１５にもとづき説明する。交番電流振幅抽出部５２１と磁極偏差演算器５２２は実施の形態１と同様である。前述の通り、この磁極偏差は、回転子のインダクタンス突極性のみを考慮したときのものである。そこで、固定子インダクタンスの突極性を考慮したときの磁極位置補正値△θｉを、加減算器５２４で磁極偏差演算器５２２の出力△θから減算することにより、固定子インダクタンスの突極性を考慮した補正磁極偏差を検出磁束ベクトル演算器５２３に入力する。これによって、検出磁束ベクトル演算器５２３が正しい磁束ベクトルを検出することができ、推定速度演算部５３の出力する推定速度およびそれを積分して得られる推定位置も正しい値を得ることができる。
以上のように、実施の形態２の構成により、磁極推定位置から演算する磁極位置補正値を用いて検出磁束ベクトルを補正することによって、正しい推定速度を推定することができ、速度制御などの制御方式においても制御性能を向上することができる。
The description of the same parts as those in the first embodiment will be omitted, and the operation of the detected magnetic flux vector calculation unit 52 will be described with reference to FIG. The alternating current amplitude extraction unit 521 and the magnetic pole deviation calculator 522 are the same as those in the first embodiment. As described above, this magnetic pole deviation is obtained when only the inductance saliency of the rotor is considered. Therefore, the magnetic pole position correction value Δθi when the saliency of the stator inductance is taken into account is subtracted from the output Δθ of the magnetic pole deviation calculator 522 by the adder / subtractor 524, thereby correcting the saliency of the stator inductance. The magnetic pole deviation is input to the detected magnetic flux vector calculator 523. As a result, the detected magnetic flux vector calculator 523 can detect a correct magnetic flux vector, and the estimated speed output by the estimated speed calculator 53 and the estimated position obtained by integrating it can also be obtained with correct values.
As described above, with the configuration of the second embodiment, the correct estimated speed can be estimated by correcting the detected magnetic flux vector using the magnetic pole position correction value calculated from the magnetic pole estimated position, and control such as speed control can be performed. Control performance can also be improved in the system.
実施の形態３．
図１６はこの発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の検出磁束ベクトル演算部の詳細構成を示すブロック図である。上記実施の形態２では、検出磁束ベクトル演算部５２に補正量△θｉを入力し、正しい検出磁束ベクトルを演算する方式を示したが、磁極位置補正値を用いて高周波電流振幅を変更することで正しい検出磁束ベクトルを演算することもできる。図６において、合成インダクタンス（実線）が回転子インダクタンス（点線）に対して位相が△θｉだけずれた、ほぼ正弦波の波形をとるとすると、（１８）式は（２３）式で与えることができる。なお、推定速度演算部５３の動作により△θが零に収束するため、定常的には高周波電流振幅は（２４）式になる。すなわち、固定子インダクタンスの突極性を考慮すると、｜ｉｑｈ｜が（２４）式の右辺に近づけば、△θが零に近づく。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 16 is a block diagram showing a detailed configuration of the detected magnetic flux vector calculation unit of the controller for an AC rotary machine according to Embodiment 3 of the present invention. In the second embodiment, the correction amount Δθi is input to the detected magnetic flux vector calculation unit 52 and the correct detected magnetic flux vector is calculated. However, by changing the high-frequency current amplitude using the magnetic pole position correction value, It is also possible to calculate a correct detected magnetic flux vector. In FIG. 6, assuming that the combined inductance (solid line) has a substantially sinusoidal waveform whose phase is shifted by Δθi with respect to the rotor inductance (dotted line), equation (18) can be given by equation (23). it can. In addition, since Δθ converges to zero by the operation of the estimated speed calculation unit 53, the high-frequency current amplitude is normally given by the equation (24). In other words, considering the saliency of the stator inductance, if | iqh | approaches the right side of equation (24), Δθ approaches zero.
ここで、（２３）式を展開すると（２５）式となる。△θは零に近づくように動作するので、ｓｉｎ２△θ≒２△θ、ｃｏｓ２△θ≒１とすると、（２６）式で△θを与えることができる。よって（２６）式より、△θｉと｜ｉｑｈ｜を用いて△θを求めることができる。 Here, when formula (23) is expanded, formula (25) is obtained. Since Δθ operates so as to approach zero, if sin 2 Δθ≈2Δθ and cos 2Δθ≈1, Δθ can be given by equation (26). Therefore, Δθ can be obtained from Equation (26) using Δθi and | iqh |.
本実施の形態では、検出磁束ベクトル演算部５２を図１６に示す構成とすれば、磁極偏差演算器５２２は、高周波電流振幅｜ｉｑｈ｜と磁極位置補正値を用いて（２６）式から磁極偏差△θを求めることができる。
また、（２６）式で三角関数を用いることなく△θを求めることもできる。まず、（２４）式の右辺を高周波電流振幅指令値｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜として（２７）式で定義する。（２５）式を、｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を用いて表すと（２８）式にできる。（２８）式のｃｏｓ２△θｉは、（２７）式から三角関数の性質により（２９）式で｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜で求めることができる。よって△θは（３０）式で表すことができる。
In the present embodiment, if the detected magnetic flux vector calculation unit 52 is configured as shown in FIG. 16, the magnetic pole deviation calculator 522 uses the high frequency current amplitude | iqh | and the magnetic pole position correction value to calculate the magnetic pole deviation from the equation (26). Δθ can be obtained.
Further, Δθ can be obtained without using a trigonometric function in the equation (26). First, the right side of equation (24) is defined as equation (27) as a high-frequency current amplitude command value | iqh_ref |. When Expression (25) is expressed using | iqh_ref |, Expression (28) can be obtained. The cos2Δθi in the equation (28) can be obtained by | iqh_ref | in the equation (29) according to the property of the trigonometric function from the equation (27). Therefore, Δθ can be expressed by equation (30).
このとき、位置補正値生成部５５が出力する磁極位置補正値として、高周波電圧振幅指令値｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を出力する構成とすれば、磁極偏差演算器５２２は、｜ｉｑｈ｜と｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を用いて、（３０）式から△θを求めることができる。｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜の測定には、電磁界解析などの解析手段や実機を用いて、磁極位置に対して高周波電圧を印加した時の｜ｉｑｈ｜、すなわち（２４）式に相当する値を回転子の位置に応じて測定すればよい。これにより、磁極偏差演算器５２２によって演算される磁極偏差△θは固定子インダクタンスの突極性を考慮した値を取ることができ、検出磁束ベクトルが正しい磁束ベクトルを検出することができる。検出磁束ベクトルを入力とする推定速度演算部５３の出力する推定速度およびそれを積分して得られる推定位置も正しい磁極位置とすることができる。
以上のように、実施の形態３の構成により、推定位置から高周波電圧振幅指令値を演算し、これを用いて検出磁束ベクトルを補正することによって、正しい推定速度を推定することができ、速度制御などの制御方式においても制御性能を向上することができる。
At this time, if the high-frequency voltage amplitude command value | iqh_ref | is output as the magnetic pole position correction value output by the position correction value generation unit 55, the magnetic pole deviation calculator 522 uses | iqh | and | iqh_ref |. Thus, Δθ can be obtained from equation (30). In the measurement of | iqh_ref |, using an analysis means such as electromagnetic field analysis or a real machine, | iqh | when a high frequency voltage is applied to the magnetic pole position, that is, a value corresponding to the equation (24) is used. What is necessary is just to measure according to a position. Thus, the magnetic pole deviation Δθ calculated by the magnetic pole deviation calculator 522 can take a value in consideration of the saliency of the stator inductance, and the detected magnetic flux vector can be detected as a correct magnetic flux vector. The estimated speed output from the estimated speed calculation unit 53 that receives the detected magnetic flux vector and the estimated position obtained by integrating the estimated speed can also be set as the correct magnetic pole position.
As described above, according to the configuration of the third embodiment, a high-frequency voltage amplitude command value is calculated from the estimated position, and the detected magnetic flux vector is corrected using this value. The control performance can be improved even in such a control method.
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 It should be noted that within the scope of the present invention, the embodiments can be freely combined, or the embodiments can be appropriately modified or omitted.
１ 交流回転機、２ 電流ベクトル検出手段、３ 制御手段、４ 電圧印加手段、５ 磁極位置演算手段、３１ 加減算器、３２ 電流制御器、３３ 高周波電圧発生器、３４ 加減算器、３５ 座標変換器、５１ 座標変換器、５２ 検出磁束ベクトル演算部、５３
推定速度演算部、５４ 積分器、５５ 位置補正値生成部、５６ 加減算器。
1 AC rotating machine, 2 current vector detection means, 3 control means, 4 voltage application means, 5 magnetic pole position calculation means, 31 adder / subtractor, 32 current controller, 33 high frequency voltage generator, 34 adder / subtractor, 35 coordinate converter, 51 Coordinate converter, 52 Detected magnetic flux vector calculation unit, 53
Estimated speed calculation unit, 54 integrator, 55 position correction value generation unit, 56 adder / subtractor.
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