JP6087666B2 - Power converter - Google Patents
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本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
従来、２つのインバータにより回転電機の電力を変換するインバータ駆動システムが知られている。例えば特許文献１では、高電圧時において、第１のインバータシステムと第２のインバータシステムのパルス幅変調信号（以下、パルス幅変調を「ＰＷＭ」という。）の基本波成分の位相を１８０°ずらすことで２つの電源が電気的に直列接続され、２つの電源電圧の和により回転電機を駆動する。また特許文献１では、低電圧時において、第１インバータシステムまたは第２インバータシステムの一方の上アームまたは下アームのいずれかを３相同時オンし、他方をＰＷＭ駆動している。
Conventionally, an inverter drive system that converts electric power of a rotating electrical machine by two inverters is known. For example, in
特許文献１では、第１のインバータシステムおよび第２のインバータシステムにおいて、ＰＷＭ駆動をしている。そのため、例えば１つのインバータシステムにて回転電機の電力を変換する場合と比較し、装置全体としてのスイッチング回数が多いため、スイッチング損失が比較的大きい。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失を低減可能な電力変換装置を提供することにある。
In
This invention is made | formed in view of the above-mentioned subject, The objective is to provide the power converter device which can reduce switching loss.
本発明は、巻線を有する回転電機の電力を変換する電力変換装置であって、第１電力供給源と、第２電力供給源と、第１インバータ部と、第２インバータ部と、制御部と、を備える。第１インバータ部は、巻線の一端に接続される第１スイッチング素子を有し、第１電力供給源により駆動される。第２インバータ部は、巻線の他端に接続される第２スイッチング素子を有し、第２電力供給源により駆動される。 The present invention is a power conversion device that converts electric power of a rotating electrical machine having a winding, and includes a first power supply source, a second power supply source, a first inverter unit, a second inverter unit, and a control unit. And comprising. The first inverter unit has a first switching element connected to one end of the winding, and is driven by a first power supply source. The second inverter unit has a second switching element connected to the other end of the winding, and is driven by a second power supply source.
制御部は、第１制御信号生成手段、および、第２制御信号生成手段を有する。
第１制御信号生成手段は、第１キャリア波と巻線に通電される電流に係る第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により、第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
第２制御信号生成手段は、第１スイッチング素子のスイッチング回数より第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、第１基本波と位相が１８０°ずれている第２基本波に基づき、第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
ここで、第２基本波に基づいて第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する場合、第２スイッチング素子のスイッチング回数が最も少ない状態は、第２基本波の半周期ごとにオンオフを切り替える、いわゆる矩形波制御の場合である。
The control unit includes first control signal generation means and second control signal generation means.
The first control signal generating means controls the on / off operation of the first switching element by PWM control based on the first carrier wave and the first fundamental wave relating to the current passed through the winding.
The second control signal generating means generates a second control signal based on a second fundamental wave that is 180 degrees out of phase with the first fundamental wave so that the number of times of switching of the second switching element is less than the number of times of switching of the first switching element. The on / off operation of the switching element is controlled.
Here, when the on / off operation of the second switching element is controlled based on the second fundamental wave, the state in which the switching frequency of the second switching element is the smallest is the so-called rectangular shape that switches on / off every half cycle of the second fundamental wave. This is the case of wave control.
制御部は、第１の制御モードと第２の制御モードとを回転電機の回転数およびトルクに応じて切り替える。第１の制御モードは、第１制御信号生成手段が第１キャリア波と第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御し、第２制御信号生成手段が第１スイッチング素子のスイッチング回数より第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように第２基本波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。第２の制御モードは、第１制御信号生成手段または第２制御信号生成手段の一方が、第１スイッチング素子または第２スイッチング素子のうち、高電位側に接続される全相の上アーム素子または低電位側に接続される全相の下アーム素子をオンし、第１制御信号生成手段または第２制御信号生成手段の他方は、第１基本波に基づくＰＷＭ制御により第１スイッチング素子または第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
本発明では、第１インバータ部と第２インバータ部とを位相が１８０°ずれている基本波に基づいて制御することにより、第１電力供給源と第２電力供給源とを直列接続した状態にて回転電機を駆動している。これにより、回転電機を高電圧で駆動することができるので、高回転、高トルクを出力可能となる。
The control unit switches between the first control mode and the second control mode according to the rotational speed and torque of the rotating electrical machine. In the first control mode, the first control signal generation means controls the on / off operation of the first switching element by PWM control based on the first carrier wave and the first fundamental wave, and the second control signal generation means performs the first switching. The on / off operation of the second switching element is controlled based on the second fundamental wave so that the switching frequency of the second switching element is less than the switching frequency of the element. In the second control mode, one of the first control signal generating means or the second control signal generating means is configured by the upper arm element of all phases connected to the high potential side of the first switching element or the second switching element or The lower arm elements of all phases connected to the low potential side are turned on, and the other of the first control signal generating means or the second control signal generating means is controlled by the PWM control based on the first fundamental wave. The on / off operation of the switching element is controlled.
In the present invention, the first inverter unit and the second inverter unit are controlled based on the fundamental wave whose phase is shifted by 180 °, so that the first power supply source and the second power supply source are connected in series. To drive the rotating electrical machine. As a result, the rotating electrical machine can be driven with a high voltage, and thus high rotation and high torque can be output.
また、第２スイッチング素子のスイッチング回数は、キャリア波と第１基本波とに基づくＰＷＭ制御される第１スイッチング素子のスイッチング回数より少ない。これにより、第１インバータ部と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、第２インバータ部におけるスイッチング回数を低減することができるので、第２インバータ部におけるスイッチング損失を低減することができる。ひいては、装置全体の損失が低減し、効率が向上する。駆動電圧が高いほどスイッチング損失が大きくなるので、第２電力供給源の電圧が第１電力供給源の電圧より高い場合、第２インバータ部のスイッチング回数の低減によるスイッチング損失低減の効果が大きい。 The number of switching times of the second switching element is less than the number of switching times of the first switching element that is PWM-controlled based on the carrier wave and the first fundamental wave. Thereby, compared with the case where PWM control similar to the 1st inverter part is performed, since the frequency | count of switching in a 2nd inverter part can be reduced, the switching loss in a 2nd inverter part can be reduced. As a result, the loss of the entire apparatus is reduced and the efficiency is improved. Since the switching loss increases as the drive voltage increases, when the voltage of the second power supply source is higher than the voltage of the first power supply source, the effect of reducing the switching loss by reducing the number of times of switching of the second inverter unit is great.
以下、本発明による電力変換装置を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
図１に示すように、本発明の一実施形態による電力変換装置１は、モータ１０の電力を変換するものである。
Hereinafter, a power converter according to the present invention will be described with reference to the drawings.
(One embodiment)
As shown in FIG. 1, the
モータ１０は、例えば電動車両に適用され、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。本実施形態のモータ１０は、駆動輪を駆動するための電動機としての機能、および、図示しないエンジンや駆動輪から伝わる運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（ＭＧ）である。本実施形態では、主に電動機として機能する場合について説明するので、「モータ１０」と呼ぶ。
本実施形態のモータ１０は、３相交流の回転電機であって、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３を有する。本実施形態では、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３が「巻線」に対応する。
The
The
電力変換装置１は、第１インバータ部２０、第２インバータ部３０、第１電力供給源４１、第２電力供給源４２、第１コンデンサ５１、第２コンデンサ５２、および、制御部６０等を備える。
The
第１インバータ部２０は、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子（以下「ＳＷ素子」という。）２１〜２６がブリッジ接続される。本実施形態のＳＷ素子２１〜２６は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。
The
ＳＷ素子２１は、ＳＷ素子２４の高電位側に接続される。ＳＷ素子２１とＳＷ素子２４との接続点２７は、Ｕ相コイル１１の一端１１１に接続される。接続点２７とＵ相コイル１１の一端１１１とは、配線１５１で接続される。
ＳＷ素子２２は、ＳＷ素子２５の高電位側に接続される。ＳＷ素子２２とＳＷ素子２５との接続点２８は、Ｖ相コイル１２の一端１２１に接続される。接続点２８とＶ相コイル１２の一端１２１とは、配線１５２で接続される。
ＳＷ素子２３は、ＳＷ素子２６の高電位側に接続される。ＳＷ素子２３とＳＷ素子２６との接続点２９は、Ｗ相コイル１３の一端１３１に接続される。接続点２９とＷ相コイル１３の一端１３１とは、配線１５３で接続される。
配線１５１、１５２、１５３は、例えばケーブルまたはバスバーである。本実施形態では、接続点２７〜２９とコイル１１〜１３とを接続する配線１５１、１５２、１５３は、「第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線」であって、当該配線の長さを第１配線長Ｌ１とする。
The
The
The
The
第２インバータ部３０は、第１インバータ部２０と同様、３相インバータであり、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３への通電を切り替えるべく、６つのＳＷ素子３１〜３６がブリッジ接続される。本実施形態のＳＷ素子３１〜３６は、ＳＷ素子２１〜２６と同様、ＩＧＢＴである。
The
ＳＷ素子３１は、ＳＷ素子３４の高電位側に接続される。ＳＷ素子３１とＳＷ素子３４との接続点３７は、Ｕ相コイル１１の他端１１２に接続される。接続点３７とＵ相コイル１１の他端１１２とは、配線１６１で接続される。
ＳＷ素子３２は、ＳＷ素子３５の高電位側に接続される。ＳＷ素子３２とＳＷ素子３５との接続点３８は、Ｖ相コイル１２の他端１２２に接続される。接続点３８とＶ相コイル１２の他端１２２とは、配線１６２で接続される。
ＳＷ素子３３は、ＳＷ素子３６の高電位側に接続される。ＳＷ素子３３とＳＷ素子３６との接続点３９は、Ｗ相コイル１３の他端１３２に接続される。接続点３９とＷ相コイル１３の他端１３２とは、配線１６３で接続される。
配線１６１、１６２、１６３は、例えばケーブルまたはバスバーである。本実施形態では、接続点３７〜３９とコイル１１〜１３とを接続する配線１６１、１６２、１６３は、「第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線」であって、当該配線の長さを第２配線長Ｌ２とする。
The
The
The
The
以下適宜、高電位側に接続されるＳＷ素子２１〜２３、３１〜３３を「上アーム素子」といい、低電位側に接続されるＳＷ素子２４〜２６、３４〜３６を「下アーム素子」という。また、本実施形態では、ＳＷ素子２１〜２６が「第１スイッチング素子」に対応し、ＳＷ素子３１〜３６が「第２スイッチング素子」に対応する。
Hereinafter, the
第１電力供給源４１は、第１インバータ部２０に並列に接続される直流電源であって、第１インバータ部２０を経由してモータ１０に電力を供給する。
第２電力供給源４２は、第２インバータ部３０に並列に接続される直流電源であって、第２インバータ部３０を経由してモータ１０に電力を供給する。
The first power supply source 41 is a DC power source connected in parallel to the
The second power supply source 42 is a DC power source connected in parallel to the
本実施形態では、第２電力供給源４２により印加される第２電圧値Ｅ２は、第１電力供給源４１により印加される第１電圧値Ｅ１より大きい。すなわちＥ２＞Ｅ１である。また本実施形態では、第２電圧値Ｅ２は、第１電圧値Ｅ１の２倍とする。すなわち、Ｅ２＝２×Ｅ１である。
以下適宜、第１インバータ部２０の駆動に係る電圧である第１電圧値Ｅ１、および、第２インバータ部３０の駆動に係る電圧である第２電圧値Ｅ２を、「駆動電圧」という。
In the present embodiment, the second voltage value E2 applied by the second power supply source 42 is larger than the first voltage value E1 applied by the first power supply source 41. That is, E2> E1. In the present embodiment, the second voltage value E2 is twice the first voltage value E1. That is, E2 = 2 × E1.
Hereinafter, the first voltage value E1 that is a voltage related to driving of the
第１コンデンサ５１は、第１電力供給源４１と並列に接続され、第１電力供給源４１から第１インバータ部２０へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサである。
第２コンデンサ５２は、第２電力供給源４２と並列に接続され、第２電力供給源４２から第２インバータ部３０へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサである。
The
The
第１インバータ部２０、第１電力供給源４１および第１コンデンサ５１の組み合わせを第１系統１００とし、第２インバータ部３０、第２電力供給源４２および第２コンデンサ５２の組み合わせを第２系統２００とすれば、本実施形態では、第１系統１００および第２系統２００は、モータ１０の両側に接続されている、といえる。
The combination of the
制御部６０は、通常のコンピュータとして構成されており、内部にはＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等が備えられる。
制御部６０は、第１制御信号生成部６１、および、第２制御信号生成部６２を有する。
第１制御信号生成部６１は、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する第１制御信号を第１インバータ部２０に出力する。第２制御信号生成部６２は、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する第２制御信号を第２インバータ部３０に出力する。
The
The
The first control
ところで、モータ１０の駆動に際し、駆動電圧により、回転限界およびトルク限界が存在し、駆動電圧が高ければ、高回転、高トルクでの出力が可能となる。一方、駆動電圧が大きいと、スイッチング損失が大きくなる。
そこで本実施形態では、モータ１０の回転数、および、モータ１０のトルクに応じ、制御モードを切り替えている。図２に示すように、本実施形態では、モータ１０の回転数およびトルクに応じ、回転数およびトルクが実線Ｔ１より小さい領域Ａ、および、回転数およびトルクが実線Ｔ１とＴ２との間の領域Ｂでは、制御モードを「第２の制御モード」としての低電圧モードとし、回転数およびトルクが実線Ｔ２とＴ３との間の領域Ｃでは、制御モードを「第１の制御モード」としての高電圧モードとする。また、以下適宜、領域Ａにおける制御モードを制御モードＡ、領域Ｂにおける制御モードを制御モードＢ、領域Ｃにおける制御モードを制御モードＣという。
By the way, when the
Therefore, in the present embodiment, the control mode is switched according to the rotation speed of the
以下、各制御モードについて説明する。
まず、高電圧モードについて、図３および図４に基づいて説明する。図３においては、Ｕ相を例に説明する。また、図４においては、オンされているＳＷ素子を実線、オフされているＳＷ素子を破線にて示し、制御部６０の記載を省略している。また、煩雑になることを避けるため、配線１５１〜１５３、１６１〜１６３の符番は省略した（図６も同様）。
高電圧モードでは、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を図３（ａ）に示す第１基本波Ｆ１に基づいて制御し、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を基本波Ｆ１と位相が１８０°ずれた第２基本波Ｆ２に基づいて制御する。
Hereinafter, each control mode will be described.
First, the high voltage mode will be described with reference to FIGS. In FIG. 3, the U phase will be described as an example. In FIG. 4, the SW element that is turned on is indicated by a solid line, the SW element that is turned off is indicated by a broken line, and the description of the
In the high voltage mode, the on / off operation of the
図３（ｂ）、（ｃ）に示すように、第１制御信号生成部６１は、第１基本波Ｆ１と図示しないキャリア波とを比較し、第１制御信号としてＰＷＭ制御信号を出力し、ＳＷ素子２１、２４のオンオフ作動を制御する。ここで、ＰＷＭ制御には、第１基本波Ｆ１の振幅がキャリア波の振幅以下である「正弦波ＰＷＭ制御」、および、第１基本波Ｆ１の振幅がキャリア波の振幅より大きい「過変調ＰＷＭ制御」が含まれる。本実施形態のキャリア波は「第１キャリア波」に対応する。なお、キャリア波の振幅に対する基本波の振幅を変調率とすると、正弦波ＰＷＭ制御の変調率は１以下であり、過変調ＰＷＭ制御の変調率は１より大きい。
As shown in FIGS. 3B and 3C, the first
また、図３（ｄ）、（ｅ）に示すように、第２制御信号生成部６２は、第２基本波Ｆ２に基づき、第２基本波Ｆ２が正の場合、上アーム素子であるＳＷ素子３１をオン、下アーム素子であるＳＷ素子３４をオフとし、第２基本波Ｆ２が負の場合、上アーム素子であるＳＷ素子３１をオフ、下アーム素子であるＳＷ素子３４をオンとする矩形波制御信号を第２制御信号として出力する。
Further, as shown in FIGS. 3D and 3E, the second
すなわち本実施形態では、高電圧モードにおいて、第１インバータ部２０をＰＷＭ制御とし、第２インバータ部３０を矩形波制御としている。そのため、図３（ｂ）〜（ｅ）に示すように、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１、３４のスイッチング回数は、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１、２４のスイッチング回数より少ない。
なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
That is, in this embodiment, in the high voltage mode, the
The same applies to the V phase and the W phase.
高電圧モードでは、第１基本波Ｆ１の位相と第２基本波Ｆ２の位相が１８０°ずれているの。そのため、図４に示す例のように、第１インバータ部２０において、Ｕ相では上アーム素子であるＳＷ素子２１がオン、Ｖ相およびＷ相では下アーム素子であるＳＷ素子３５、３６がオンであり、第２インバータ部３０において、Ｕ相では下アーム素子であるＳＷ素子２４がオン、Ｖ相およびＷ相では上アーム素子であるＳＷ素子３２、３３がオンであれば、２点鎖線の矢印Ｙで示すように、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にてモータ１０を駆動することができる。
In the high voltage mode, the phase of the first fundamental wave F1 and the phase of the second fundamental wave F2 are shifted by 180 °. Therefore, as in the example shown in FIG. 4, in the
したがって、図３（ｆ）、（ｇ）に示すように、高電圧モードでは、Ｕ−Ｖ間線間電圧およびＵ−Ｗ間線間電圧は、パルスの高さが第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２との和であるＥ１＋Ｅ２となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についでも同様である。 Therefore, as shown in FIGS. 3 (f) and 3 (g), in the high voltage mode, the U-V line voltage and the U-W line voltage have a pulse height of the first power supply source 41. E1 + E2, which is the sum of the first voltage value E1 and the second voltage value E2 of the second power supply source 42. Although not shown, the same applies to the line voltage between V and W.
本実施形態では、第２インバータ部３０を矩形波制御としているので、第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、スイッチング回数を減らすことができる。詳細には、（ＰＷＭ制御によるスイッチング回数）−（矩形波制御によるスイッチング回数）分だけ、第２インバータ部３０におけるスイッチング回数を減らすことができる。これにより、第２インバータ部３０におけるスイッチング損失が低減できるので、図５に示すように、第２インバータ部３０を第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御により駆動する参考例１と比較し、インバータ損失を低減することができる。
In the present embodiment, since the
次に、低電圧モードについて、図６〜図８に基づいて説明する。なお、図６においては、図４と同様、オンされているＳＷ素子を実線、オフされているＳＷ素子を破線にて示し、制御部６０の記載を省略している。
図６に示すように、低電圧モードでは、第１インバータ部２０または第２インバータ部３０の一方を中性点化し、中性点化していない第１インバータ部２０または第２インバータ部の他方による片側電源駆動とする。
Next, the low voltage mode will be described with reference to FIGS. In FIG. 6, as in FIG. 4, the SW elements that are turned on are indicated by solid lines, and the SW elements that are turned off are indicated by broken lines, and the description of the
As shown in FIG. 6, in the low voltage mode, one of the
図６（ａ）は、第２インバータ部３０を中性点化する場合の例である。図６（ａ）に示す例では、上アーム素子３１〜３３を３相同時にオンし、下アーム素子３４〜３６を３相同時にオフしている。また、第１インバータ部２０は、第１基本波Ｆ１およびキャリア波に基づくＰＷＭ制御としている。これにより、第２インバータ部３０側を中性点とみなすことができ、第１電力供給源４１および第１インバータ部２０によりモータ１０を駆動することができる。
第２インバータ部３０を中性点化すると、図７に示すように、Ｕ−Ｖ間の線間電圧およびＵ−Ｗ間の線間電圧は、パルスの高さが第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についても同様である。
FIG. 6A shows an example in which the
When the
図６（ｂ）は、第１インバータ部２０を中性点化する場合の例である。図６（ｂ）に示す例では、上アーム素子２１〜２３を３相同時にオンし、下アーム素子３４〜３６を３相同時にオフしている。また、第２インバータ部３０は、第１基本波Ｆ１およびキャリア波に基づくＰＷＭ制御としている。これにより、第１インバータ部２０側を中性点とみなすことができ、第２電力供給源４２および第２インバータ部３０によりモータ１０を駆動することができる。
第１インバータ部２０を中性点化すると、図８に示すように、Ｕ−Ｖ間の線間電圧およびＵ−Ｗ間の線間電圧は、パルスの高さが第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についても同様である。
FIG. 6B is an example when the
When the
図６（ａ）では、上アーム素子３１〜３３を同時オンし、下アーム素子３４〜３６を同時オフしているが、上アーム素子３１〜３３を同時オフし、下アーム素子３４〜３６を同時オンしても、第２インバータ部３０を中性点化することができる。
同様に、図６（ｂ）では、上アーム素子２１〜２３を同時オンし、下アーム素子３４〜３６を同時オフしているが、上アーム素子２１〜２３を同時オフし、下アーム素子２４〜２６を同時オンしても、第１インバータ部２０を中性点化することができる。
In FIG. 6A, the
Similarly, in FIG. 6B, the
そこで本実施形態では、第２インバータ部３０を中性点化する場合、上アーム素子３１〜３３がオン、下アーム素子３４〜３６がオフである状態と、上アーム素子３１〜３３がオフ、下アーム素子３４〜３６がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替える。同様に、第１インバータ部２０を中性点化する場合、上アーム素子２１〜２３がオン、下アーム素子２４〜２６がオフである状態と、上アーム素子２１〜２３がオフ、下アーム素子２４〜２６がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替える。
これにより、特定の素子のオン状態が継続することによる発熱や、素子間の熱損失の偏りを低減することができる。
Therefore, in this embodiment, when the
As a result, it is possible to reduce heat generation due to the continued ON state of a specific element and unevenness of heat loss between elements.
なお、切り替えに係る所定期間は、第１基本波Ｆ１の１周期よりも十分に長い期間（例えば数秒）とすることが望ましい。また、当該所定期間は、モータ１０の回転数やトルク等に応じて可変としてもよい。さらにまた、当該所定期間は、第１インバータ部２０と第２インバータ部３０とで異なる長さとしてもよい。
In addition, it is desirable that the predetermined period for switching is a period (for example, several seconds) that is sufficiently longer than one cycle of the first fundamental wave F1. Further, the predetermined period may be variable according to the rotation speed, torque, or the like of the
本実施形態では、第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２とを異なる値としている。そのため、低電圧モードにおいて、第２インバータ部３０を中性点化するか、第１インバータ部２０を中性点化するか、を選択することができる。
すなわち本実施形態では、低電圧モードを、第２インバータ部３０側を中性点化し第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１にて駆動する「制御モードＡ」、および、第１インバータ部２０側を中性点化し第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２にて駆動する「制御モードＢ」に分けることができる。さらに、第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２との和Ｅ１＋Ｅ２にて駆動する「制御モードＣ（高電圧モード）」を加えた３つの制御モードを選択可能である。
In the present embodiment, the first voltage value E1 of the first power supply source 41 and the second voltage value E2 of the second power supply source 42 are different values. Therefore, in the low voltage mode, it is possible to select whether the
That is, in this embodiment, the low voltage mode is set to a neutral point on the
ここで、３つの制御モードにおけるインバータ効率、ＭＧ効率、および、全体効率を図９に示す。図９中においては、制御モードＡにて駆動した場合を実線、制御モードＢにて駆動した場合を破線、制御モードＣにて駆動した場合を１点鎖線にて示した。
図９は、図２中のＰ１〜Ｐ４のトルクを、回転数をＮとし、各制御モードにて出力した場合を示している。なお、制御モードＡは図２中の実線Ｔ１以下の回転数およびトルクを出力可能であり、制御モードＢは実線Ｔ２以下の回転数およびトルクを出力可能であり、制御モードＣは実線Ｔ３以下の回転数およびトルクを出力可能である。すなわち、Ｐ１およびＰ２は全ての制御モードにて出力可能であり、Ｐ３は制御モードＢ、Ｃにて出力可能であり、Ｐ４は制御モードＣにて出力可能である。換言すると、制御モードＡではＰ３、Ｐ４のトルクを出力することはできず、制御モードＢではＰ４のトルクを出力することができない。
Here, FIG. 9 shows inverter efficiency, MG efficiency, and overall efficiency in the three control modes. In FIG. 9, the case of driving in the control mode A is indicated by a solid line, the case of driving in the control mode B is indicated by a broken line, and the case of driving in the control mode C is indicated by a one-dot chain line.
FIG. 9 shows a case where the torques P1 to P4 in FIG. The control mode A can output the rotation speed and torque below the solid line T1 in FIG. 2, the control mode B can output the rotation speed and torque below the solid line T2, and the control mode C is below the solid line T3. The rotation speed and torque can be output. That is, P1 and P2 can be output in all control modes, P3 can be output in control modes B and C, and P4 can be output in control mode C. In other words, P3 and P4 torque cannot be output in the control mode A, and P4 torque cannot be output in the control mode B.
スイッチング損失は駆動電圧が低いほど小さいので、図９（ａ）に示すように、インバータ効率は、駆動電圧が低い制御モードＡにおいて最も高く、次いで制御モードＢ、Ｃの順である。
また、図９（ｂ）に示すように、ＭＧ効率は、制御モードによらず、すなわち駆動電圧によらず、略同程度である。
したがって、図９（ｃ）に示すように、全体効率は、駆動電圧が低い制御モードＡにおいて最も高く、次いで制御モードＢ、Ｃの順である。
Since the switching loss is smaller as the drive voltage is lower, as shown in FIG. 9A, the inverter efficiency is highest in the control mode A where the drive voltage is low, and then in the order of the control modes B and C.
Further, as shown in FIG. 9B, the MG efficiency is approximately the same regardless of the control mode, that is, regardless of the drive voltage.
Therefore, as shown in FIG. 9C, the overall efficiency is highest in the control mode A where the drive voltage is low, and then in the order of the control modes B and C.
そのため本実施形態では、全体効率を高めるべく、図２の実線Ｔ１以下の領域Ａは、駆動電圧が最も低い制御モードＡにてモータ１０を駆動し、実線Ｔ１と実線Ｔ２との間の領域Ｂは、次いで駆動電圧の低い制御モードＢにてモータ１０を駆動し、実線Ｔ２と実線Ｔ３との間の領域Ｃは、最も駆動電圧の高い制御モードＣにてモータ１０を駆動するように、制御モードを切り替えている。
Therefore, in the present embodiment, in order to increase the overall efficiency, the area A below the solid line T1 in FIG. 2 drives the
ここで、スイッチング速度の違いによるスイッチング損失について、図１０および図１１に基づいて説明する。スイッチング速度とは、ＳＷ素子２１〜２６、３１〜３６のオンからオフ、または、オフからオンへの切り替えに係る速度であり、図１２（ａ）、（ｂ）および図１３（ａ）、（ｂ）におけるインバータ出力電圧の立ち上がりの傾きに対応する。
Here, the switching loss due to the difference in switching speed will be described with reference to FIGS. The switching speed is a speed related to switching of the
図１０において、（ａ）はスイッチング速度が遅い場合の電流と電圧の関係、（ｂ）はスイッチング速度が遅い場合のスイッチング損失、（ｃ）はスイッチング速度が速い場合の電流と電圧の関係、（ｄ）はスイッチング速度が速い場合のスイッチング損失を示している。なお、スイッチング損失は、図１０（ｂ）、（ｄ）に示す斜線で示す領域の面積に対応し、スッチング損失をＰとすると、スイッチング損失は、電流ｉおよび電圧ｖに基づき、式（１）のように表される。
Ｐ＝∫（ｉ×ｖ）ｄｔ ・・・（１）
10, (a) is the relationship between current and voltage when the switching speed is slow, (b) is the switching loss when switching speed is slow, (c) is the relationship between current and voltage when switching speed is fast, ( d) shows the switching loss when the switching speed is high. Note that the switching loss corresponds to the area of the hatched area shown in FIGS. 10B and 10D, and when the switching loss is P, the switching loss is based on the current i and the voltage v. It is expressed as
P = ∫ (i × v) dt (1)
図１０に示すように、スイッチング速度が速いほど、スイッチング損失は小さい。そのため、図１１に示すように、スイッチング速度が速いほど、インバータ損失も小さくなる。なお、図１１においては、横軸をスイッチング速度比、縦軸をインバータ損失比としている。 As shown in FIG. 10, the higher the switching speed, the smaller the switching loss. Therefore, as shown in FIG. 11, the higher the switching speed, the smaller the inverter loss. In FIG. 11, the horizontal axis represents the switching speed ratio and the vertical axis represents the inverter loss ratio.
次に、スイッチング速度の違いによるサージ電圧について図１２および図１３に基づいて説明する。図１２は第１インバータ部２０（すなわち低電圧駆動）の例であり、図１３は第２インバータ部３０（すなわち高電圧駆動）の例である。
図１２および図１３において、（ａ）はスイッチング速度が遅い場合のインバータ出力電圧、（ｂ）はスイッチング速度が速い場合のインバータ出力電圧、（ｃ）はスイッチング速度が遅い場合のモータ入力電圧、（ｄ）はスイッチング速度が速い場合のモータ入力電圧を示している。（ｃ）、（ｄ）においては、第１配線長Ｌ１または第２配線長Ｌ２が、相対的に短い場合を実線で示し、長い場合を破線で示した。
Next, the surge voltage due to the difference in switching speed will be described with reference to FIGS. FIG. 12 shows an example of the first inverter unit 20 (that is, low voltage driving), and FIG. 13 shows an example of the second inverter unit 30 (that is, high voltage driving).
12 and 13, (a) is the inverter output voltage when the switching speed is low, (b) is the inverter output voltage when the switching speed is high, (c) is the motor input voltage when the switching speed is low, ( d) shows the motor input voltage when the switching speed is fast. In (c) and (d), the case where the first wiring length L1 or the second wiring length L2 is relatively short is indicated by a solid line, and the case where it is long is indicated by a broken line.
図１２（ａ）、（ｂ）および図１３（ａ）、（ｂ）に示すように、駆動電圧が同じであれば、スイッチング速度によらず、インバータ出力電圧は等しい。一方、スイッチング速度が速い場合、インバータ出力電圧の立ち上がりの傾きは、スイッチング速度が遅い場合より大きい。
また、図１２と図１３とを比較すると、図１２に示す第１インバータ部２０のインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ１は、図１３に示す第２インバータ部３０のインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ２より小さい。
As shown in FIGS. 12A and 12B and FIGS. 13A and 13B, if the drive voltage is the same, the inverter output voltage is equal regardless of the switching speed. On the other hand, when the switching speed is fast, the rising slope of the inverter output voltage is larger than when the switching speed is slow.
12 is compared with FIG. 13, the inverter output voltage Vout1 of the
次に、モータ入力電圧について、説明する。図１０および図１１にて説明したように、スイッチング損失を低減するためには、スイッチング速度を速くすることが有効である。一方、スイッチングにより急峻な電圧パルスが入力されると、サージ電圧が生じる。
ここで、第１インバータ部２０を駆動した場合のサージ電圧のピーク値について、スイッチング速度が遅く配線長が短い場合をＶｃｓ１、配線長が長い場合をＶｃｌ１とし（図１２（ｃ）参照）、スイッチング速度が速く配線長が短い場合をＶｄｓ１、配線長が長い場合をＶｄｌ１とする（図１２（ｄ）参照）。また、第２インバータ部３０を駆動した場合のサージ電圧のピーク値について、スイッチング速度が遅く配線長が短い場合をＶｃｓ２、配線長が長い場合をＶｃｌ２とし（図１３（ｃ）参照）、スイッチング速度が速く配線長が短い場合をＶｄｓ２、配線長が長い場合をＶｄｌ２とする（図１３（ｄ）参照）。
Next, the motor input voltage will be described. As described with reference to FIGS. 10 and 11, in order to reduce the switching loss, it is effective to increase the switching speed. On the other hand, when a steep voltage pulse is input by switching, a surge voltage is generated.
Here, regarding the peak value of the surge voltage when the
図１２、図１３（ｃ）、（ｄ）に示すように、駆動電圧およびスイッチング速度が同じであれば、配線長が長い方がサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｃｌ１＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｄｌ１＞Ｖｄｓ１である。また、Ｖｃｌ２＞Ｖｃｓ２であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｄｓ２である。
また、駆動電圧および配線長が同じであれば、スイッチング速度が速いほうがサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｄｓ１＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｄｌ１＞Ｖｃｌ１である。また、Ｖｄｓ２＞Ｖｃｓ２であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｃｌ２である。
さらにまた、スイッチング速度および配線長が同じであれば、駆動電圧が大きい方がサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｃｓ２＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｃｌ２＞Ｖｃｌ１である。また、Ｖｄｓ２＞Ｖｄｓ１であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｄｌ１である。
As shown in FIGS. 12, 13C, and 13D, if the drive voltage and the switching speed are the same, the peak value of the surge voltage increases as the wiring length increases. That is, Vcl1> Vcs1 and Vdl1> Vds1. Further, Vcl2> Vcs2, and Vdl2> Vds2.
Further, if the drive voltage and the wiring length are the same, the peak value of the surge voltage becomes larger as the switching speed is faster. That is, Vds1> Vcs1 and Vdl1> Vcl1. Further, Vds2> Vcs2 and Vdl2> Vcl2.
Furthermore, if the switching speed and the wiring length are the same, the peak value of the surge voltage increases as the drive voltage increases. That is, Vcs2> Vcs1 and Vcl2> Vcl1. Further, Vds2> Vds1 and Vdl2> Vdl1.
スイッチング速度および配線長とサージ電圧のピーク値との関係を図１４に示す。図１４においては、横軸をスイッチング速度比、縦軸をサージ電圧ピーク値とする。また、配線長は、Ｌｘ＞Ｌｙ＞Ｌｚとする。
図１４に示すように、スイッチング速度が速いほど、サージ電圧のピーク値は大きくなる。また、配線長が長いほど、サージ電圧のピーク値は大きくなる。
FIG. 14 shows the relationship between the switching speed and wiring length and the peak value of the surge voltage. In FIG. 14, the horizontal axis represents the switching speed ratio, and the vertical axis represents the surge voltage peak value. The wiring length is Lx>Ly> Lz.
As shown in FIG. 14, the higher the switching speed, the greater the peak value of the surge voltage. Further, the longer the wiring length, the larger the peak value of the surge voltage.
ところで、サージ電圧のピーク値がモータ１０のコイル間における部分放電開始電圧を超えると、モータ１０の内部で部分放電が発生し、絶縁被膜が劣化し、ひいては絶縁破壊を引き起こす虞がある。そのため、絶縁性能を確保するためには、サージ電圧のピーク値を部分放電開始電圧以下に抑える必要がある。
By the way, when the peak value of the surge voltage exceeds the partial discharge start voltage between the coils of the
そこで本実施形態では、サージ電圧のピーク値を部分放電開始電圧以下に抑えるべく、駆動電圧が大きくサージ電圧のピーク値が大きい第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のスイッチング速度である第２スイッチング速度Ｓ２を、第１インバータ部２０のスイッチング速度である第１スイッチング速度Ｓ１より遅くしている。すなわちＳ２＜Ｓ１である。
また、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０は、できるだけモータ１０の近くに配置することが好ましいが、搭載スペース等の制約がある場合、第２インバータ部３０を優先してモータ１０の近くに配置し、第２インバータ部３０とモータ１０との間の配線長である第２配線長Ｌ２を短くする。すなわちＬ２＜Ｌ１である。
Therefore, in the present embodiment, in order to suppress the peak value of the surge voltage below the partial discharge start voltage, the second driving speed is the second switching speed of the
In addition, the
第２インバータ部３０側の配線長を短く、スイッチング速度を遅くした場合の効果を図１５に示す。図１５では、サージ電圧のピーク値の比であるサージ最大電圧比を示している。本実施形態では、参考例２と合計の配線長を同じとし、第２配線長Ｌ２を短くしている。そのため、第１配線長Ｌ１は参考例２よりも長くなる。また、本実施形態では、第２インバータ部３０のスイッチング速度を参考例２よりも遅くしている。
FIG. 15 shows the effect when the wiring length on the
図１５に示すように、本実施形態では、第２配線長Ｌ２を短くすべく、第１配線長Ｌ１を参考例２よりも長くしているので、低電圧駆動である第１インバータ部２０によるサージ電圧のピーク値は、参考例２よりも大きくなる。ただし、高電圧駆動である第２インバータ部３０によるサージ電圧のピーク値より小さく、部分放電開始電圧以下であるので、絶縁被膜の劣化を引き起こすことはない。
As shown in FIG. 15, in the present embodiment, the first wiring length L1 is made longer than the reference example 2 in order to shorten the second wiring length L2, so that the
一方、本実施形態では、第２配線長Ｌ２を短くし、第２スイッチング速度Ｓ２を遅くしているので、高電圧駆動である第２インバータ部３０によるサージ電圧のピーク値は、参考例２と比較して小さい。そのため、電力変換装置１全体としてみたとき、参考例２と比較し、本実施形態におけるサージ電圧のピーク値は小さい。したがって、サージ電圧のピーク値が部分放電開始電圧を超えることによる絶縁被膜の劣化を抑制することができる。
On the other hand, in the present embodiment, the second wiring length L2 is shortened and the second switching speed S2 is slowed down. Therefore, the peak value of the surge voltage by the
以上詳述したように、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３を有するモータ１０の電力を変換する電力変換装置１は、第１電力供給源４１と、第２電力供給源４２と、第１インバータ部２０と、第２インバータ部３０と、制御部６０と、を備える。
第１インバータ部２０は、Ｕ相コイル１１の一端１１１、Ｖ相コイル１２の一端１２１およびＷ相コイル１３の一端１３１に接続されるＳＷ素子２１〜２６を有し、第１電力供給源４１により駆動される。
第２インバータ部３０は、Ｕ相コイル１１の他端１１２、Ｖ相コイル１２の他端１２２およびＷ相コイル１３の他端１３２に接続されるＳＷ素子３１〜３６を有し、第２電力供給源４２により駆動される。
As described in detail above, the
The
The
制御部６０は、第１制御信号生成部６１、および、第２制御信号生成部６２を有する。
第１制御信号生成部６１は、キャリア波と、コイル１１〜１３に通電される電流に係る第１基本波Ｆ１とに基づくＰＷＭ制御により、ＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する。
第２制御信号生成部６２は、ＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数より、ＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が少なくなるように、第１基本波Ｆ１と位相が１８０°ずれている第２基本波Ｆ２に基づき、ＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。
なお、第２基本波Ｆ２に基づいてＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する場合、ＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が最も少ない状態は、第２基本波の半周期ごとにオンオフを切り替える矩形波制御の場合である。
The
The first control
The second
When the on / off operation of the
本実施形態では、第１インバータ部２０と第２インバータ部３０とを位相が１８０°ずれている基本波に基づいて制御することにより、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にてモータ１０を駆動している。これにより、モータ１０を高電圧で駆動することができるので、高回転、高トルクを出力可能となる。
In the present embodiment, the first power supply source 41 and the second power supply source 42 are controlled by controlling the
また本実施形態の第２インバータ部３０では、第２基本波Ｆ２の半周期ごとにＳＷ素子３１〜３６のオンオフを切り替える矩形波制御としている。したがって、本実施形態のＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数は、キャリア波と第１基本波Ｆ１とに基づいてＰＷＭ制御されるＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数より少ない。これにより、第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、第２インバータ部３０におけるスイッチング回数を低減することができるので、第２インバータ部３０におけるスイッチング損失を低減することができる。ひいては、装置全体の損失が低減し、効率が向上する。
Moreover, in the
また、第１インバータ部２０の電力供給源である第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と、第２インバータ部３０の電力供給源である第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２とは、異なる値である。特に、本実施形態では、第２電圧値は、第１電圧値より大きく、第１電圧値の２倍である。また、駆動電圧が大きい方が、スイッチング損失が大きい。本実施形態では、駆動電圧が大きい第２インバータ部３０のスイッチング回数が少なくなるように制御しているので、スイッチング損失をより低減することができる。
Further, the first voltage value E1 of the first power supply source 41 that is the power supply source of the
上述のように、高電圧でモータ１０を駆動することにより、高回転、高トルクを出力可能となるが、電圧が高いほど、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０におけるスイッチング損失が大きくなる。
そこで、本実施形態の制御部６０は、モータ１０の回転数およびトルクに応じ、高電圧モードと低電圧モードとを切り替えている。
回転数およびトルクが大きい場合の高電圧モードでは、第１制御信号生成部６１は、キャリア波と第１基本波Ｆ１とに基づくＰＷＭ制御によりＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する。また、第２制御信号生成部６２は、ＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数よりＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が少なくなるように、第２基本波Ｆ２に基づいてＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。
As described above, by driving the
Therefore, the
In the high voltage mode when the rotation speed and torque are large, the first
回転数およびトルクが小さい場合の低電圧モードでは、第１制御信号生成部６１または第２制御信号生成部６２の一方は、ＳＷ素子２１〜２６またはＳＷ素子３１〜３６のうち、高電位側に接続される全相の上アーム素子２１〜２３、３１〜３３または低電位側に接続される全相の下アーム素子２４〜２６、３４〜３６をオンし、第１制御信号生成部６１または第２制御信号生成部６２の他方は、第１基本波Ｆ１に基づくＰＷＭ制御によりＳＷ素子２１〜２６、３１〜３６のオンオフ作動を制御する。
In the low voltage mode when the rotation speed and torque are small, one of the first control
低電圧モードでは、第１インバータ部２０の上アーム素子２１〜２３を全相同時オン、または、下アーム素子２４〜２６を全相同時オンとすることにより、第１インバータ部２０側を中性点化し、第２電圧値Ｅ２により駆動される第２インバータ部３０のＰＷＭ制御にてモータ１０を駆動する。また、第２インバータ部３０の上アーム素子３１〜３３を全相同時オン、または、下アーム素子３４〜３６の全相を同時オンとすることにより、第２インバータ部３０側を中性点化し、第１電圧値Ｅ１により駆動される第１インバータ部２０のＰＷＭ制御によりモータ１０を駆動する。
In the low voltage mode, the
これにより、高電圧モードでは、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にて、高回転、高トルクが出力可能となる。また、低回転、低トルク領域では、低電圧モードとし、第１インバータ部２０側または第２インバータ部３０側を中性点化する。低電圧モードにおいて、第１インバータ部２０側または第２インバータ部３０側を中性点化し、第１電力供給源４１または第２電力供給源４２の一方による片側電源駆動とすることにより、高電圧モードと比較し、低回転、低トルク領域におけるスイッチング損失を低減することができ、装置全体としての効率を高めることができる。
Thus, in the high voltage mode, high rotation and high torque can be output in a state where the first power supply source 41 and the second power supply source 42 are connected in series. In the low rotation and low torque regions, the low voltage mode is set, and the
特に本実施形態では、第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２を第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１の２倍とし、第１電圧値Ｅ１と第２電圧値Ｅ２とをアンバランスにしている。これにより、駆動電圧の低い第１インバータ部２０により駆動する制御モードＡ、および、駆動電圧の高い第２インバータ部３０により駆動する制御モードＢの２つに低電圧モードをさらに分けることができ、低回転、低トルク領域におけるスイッチング損失をより低減することができる。
In particular, in the present embodiment, the second voltage value E2 of the second power supply source 42 is twice the first voltage value E1 of the first power supply source 41, and the first voltage value E1 and the second voltage value E2 are unloaded. It is in balance. Thereby, the low voltage mode can be further divided into two, control mode A driven by the
また、低電圧モードにおいて、第１インバータ部２０側を中性点化する場合、第１制御信号生成部６１は、全相の上アーム素子２１〜２３がオンである状態と、全相の下アーム素子２４〜２６がオンである状態とを所定期間ごとに切り替える。第２インバータ部３０側を中性点化する場合、第２制御信号生成部６２は、全相の上アーム素子３１〜３３がオンである状態と、全相の下アーム素子３４〜３６がオンである状態とを所定周期ごとに切り替える。これにより、特定の素子がオンされ続けることによる発熱や、素子ごとの熱損失の偏りを低減することができる。
In addition, when the
さらに、本実施形態では、ＳＷ素子３１〜３６のオンオフの切り替えに係る第２スイッチング速度Ｓ２は、ＳＷ素子２１〜２６のオンオフの切り替えに係る第１スイッチング速度Ｓ１以下である。特に本実施形態では、第２スイッチング速度Ｓ２は、第１スイッチング速度Ｓ１より遅い。駆動電圧の高い第２インバータ部３０におけるスイッチング速度を遅くすることにより、第２インバータ部３０におけるサージ電圧のピーク値を低減することができる。
Furthermore, in this embodiment, 2nd switching speed S2 which concerns on on / off switching of SW element 31-36 is below 1st switching speed S1 which concerns on on / off switching of SW element 21-26. Particularly in the present embodiment, the second switching speed S2 is slower than the first switching speed S1. By reducing the switching speed in the
さらにまた、第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線の配線長である第２配線長Ｌ２は、第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線の配線長である第１配線長Ｌ１より短い。これにより、配線長の合計が等しい場合、第１配線長Ｌ１と第２配線長Ｌ２とが同じである場合と比較し、駆動電圧が高い第２インバータ部３０におけるサージ電圧のピーク値を低減することができるので、電力変換装置１全体としてのサージ電圧のピーク値を低減することができる。
Furthermore, the second wiring length L2 that is the wiring length of the wiring that connects the
サージ電圧のピーク値を低減することにより、サージ電圧が部分放電開始電圧を超えるのを抑制することができるので、モータ１０内部で部分放電が発生し、絶縁皮膜が劣化するのを抑制することができる。
なお本実施形態では、第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線、および、第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線は、ケーブルまたはバスバーである。
By reducing the peak value of the surge voltage, it is possible to suppress the surge voltage from exceeding the partial discharge start voltage, so that partial discharge is generated inside the
In the present embodiment, the wiring connecting the
本実施形態では、制御部６０が「第１制御信号生成手段」、および、「第２制御信号生成手段」に対応する。詳細には、第１制御信号生成部６１が「第１制御信号生成手段」に対応し、第２制御信号生成部６２が「第２制御信号生成手段」に対応する。
In the present embodiment, the
（他の実施形態）
（ア）スイッチング回数
上記実施形態では、高電圧モードにおいて、第１インバータ部をＰＷＭ制御し、第２インバータ部を矩形波制御した。他の実施形態では、第２スイッチング素子のスイッチング回数が第１スイッチング素子のスイッチング回数より少なく、第１基本波と位相が１８０°ずれた第２基本波に基づいて制御されていれば、第１インバータ部および第２インバータ部をどのように制御してもよい。
例えば、（基本波の振幅／キャリア波の振幅）を変調率とすれば、キャリア波が同じであれば、変調率が大きいほどスイッチング回数が少なくなるので、第２基本波の変調率を、第１基本波の変調率より大きくしてもよい。なお、変調率を無限大とした場合が矩形波制御である、と捉えれば、上記実施形態についても、第２基本波の変調率が第１基本波の変調率が大きい、とみなすこともできる。これにより、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなる。
なお、低電圧モードから高電圧モードへの切り替えに際し、変調率を段階的に高めていくようにしてもよい。このように構成することにより、低電圧モードから高電圧モードへの切り替えに伴うハンチングを抑制することができる。
(Other embodiments)
(A) Switching frequency In the above embodiment, in the high voltage mode, the first inverter unit is PWM-controlled and the second inverter unit is rectangular-wave controlled. In another embodiment, if the number of times of switching of the second switching element is less than the number of times of switching of the first switching element and control is performed based on the second fundamental wave that is 180 ° out of phase with the first fundamental wave, The inverter unit and the second inverter unit may be controlled in any way.
For example, if the modulation factor is (the amplitude of the fundamental wave / the amplitude of the carrier wave), if the carrier wave is the same, the larger the modulation rate, the smaller the number of switchings. It may be larger than the modulation factor of one fundamental wave. If it is assumed that the case where the modulation factor is infinite is rectangular wave control, the modulation factor of the second fundamental wave can also be regarded as the modulation factor of the first fundamental wave being large in the above embodiment. . Thereby, the frequency | count of switching of a 2nd switching element becomes smaller than the frequency | count of switching of a 1st switching element.
Note that the modulation rate may be increased stepwise when switching from the low voltage mode to the high voltage mode. With this configuration, hunting associated with switching from the low voltage mode to the high voltage mode can be suppressed.
また例えば、高電圧モードにおいて、第１インバータ部および第２インバータ部を共にＰＷＭ制御する場合、第２制御信号生成部は、第１インバータ部の駆動に係る第１キャリア波よりも周期が長い第２キャリア波と第２基本波とに基づき、第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御してもよい。第２キャリア波の周期を第１キャリア波の周期よりも長くすることにより、第１基本波の変調率と第２基本波の変調率とが同じであっても、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなる。これにより、第２インバータ部におけるスイッチング損失を低減することができる。
なお、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、変調率およびキャリア波の周期は、適宜設定可能である。
Also, for example, in the high voltage mode, when both the first inverter unit and the second inverter unit are PWM controlled, the second control signal generation unit has a longer cycle than the first carrier wave related to driving the first inverter unit. The on / off operation of the second switching element may be controlled based on the two-carrier wave and the second fundamental wave. By making the period of the second carrier wave longer than the period of the first carrier wave, even if the modulation factor of the first fundamental wave and the modulation factor of the second fundamental wave are the same, the number of switching times of the first switching element As a result, the number of times of switching of the second switching element is reduced. Thereby, the switching loss in a 2nd inverter part can be reduced.
Note that the modulation factor and the period of the carrier wave can be set as appropriate so that the number of times of switching of the second switching element is less than the number of times of switching of the first switching element.
（イ）電力供給源の電圧値
上記実施形態では、第１電圧値と第２電圧値とは異なる値であった。他の実施形態では、第１電圧値と第２電圧値とが同じ値であってもよい。また、上記実施形態では、第２電圧値は、第１電圧値の２倍であった。他の実施形態では、第２電圧値が第１電圧値よりも小さくてもよいし、第１電圧値の２倍より小さくてもよいし、第１電圧値の２倍より大きくてもよい。
また他の実施形態では、第１電力供給源および第２電力供給源は、例えば昇圧コンバータ等の構成を含んでいてもよい。
(A) Voltage value of power supply source In the above embodiment, the first voltage value and the second voltage value are different values. In other embodiments, the first voltage value and the second voltage value may be the same value. In the above embodiment, the second voltage value is twice the first voltage value. In other embodiments, the second voltage value may be smaller than the first voltage value, smaller than twice the first voltage value, or larger than twice the first voltage value.
In another embodiment, the first power supply source and the second power supply source may include a configuration such as a boost converter.
（ウ）スイッチング速度
上記実施形態では、サージ電圧のピーク値を低減すべく、第２スイッチング速度は、第１スイッチング速度より遅い。他の実施形態では、第２スイッチング速度は、第１スイッチング速度と同じでもよい。
また、上記実施形態で説明したとおり、サージ電圧のピーク値は、駆動電圧が高いほど大きかった。ここで、部分放電開始電圧およびサージ電圧のピーク値を考慮すると、高電圧モードにおけるサージ電圧のピーク値を小さくすることが重要である。また、スイッチング損失の面から言えば、スイッチング速度は速い方が好ましい。
(C) Switching speed In the said embodiment, in order to reduce the peak value of a surge voltage, a 2nd switching speed is slower than a 1st switching speed. In other embodiments, the second switching speed may be the same as the first switching speed.
Further, as described in the above embodiment, the peak value of the surge voltage is larger as the drive voltage is higher. Here, considering the partial discharge start voltage and the peak value of the surge voltage, it is important to reduce the peak value of the surge voltage in the high voltage mode. In terms of switching loss, a higher switching speed is preferable.
そこで他の実施形態では、高電圧モードの場合、サージ電圧のピーク値を小さくすべく、第２スイッチング速度を第１スイッチング速度より遅くし、低電圧モードの場合、スイッチング損失を低減すべく、第２スイッチング速度を速くし、第１スイッチング速度と同じにしてもよい。すなわち、高電圧モードと低電圧モードとを回転電機の回転数およびトルクに応じて切り替えることを鑑みれば、「第２スイッチング速度は、回転電機の回転数およびトルク応じて可変である」ということである。スイッチング速度は、スイッチング素子のオンオフ切り替えに係るゲート抵抗を調整することにより変更可能である。例えば、低電圧モードと高電圧モードとでスイッチング速度を切り替えるとすれば、抵抗値の異なる２つのゲート抵抗を並列接続し、一方のゲート抵抗がスイッチング素子と接続されるように、スイッチを切り替えるように構成することができる。これにより、スイッチング損失をより低減し、効率を向上可能である。 Therefore, in another embodiment, in the high voltage mode, the second switching speed is made slower than the first switching speed to reduce the peak value of the surge voltage, and in the low voltage mode, the first switching speed is reduced to reduce the switching loss. 2 The switching speed may be increased to be the same as the first switching speed. That is, in view of switching between the high-voltage mode and the low-voltage mode according to the rotation speed and torque of the rotating electrical machine, “the second switching speed is variable according to the rotation speed and torque of the rotating electrical machine”. is there. The switching speed can be changed by adjusting the gate resistance related to switching of the switching element. For example, if the switching speed is switched between the low voltage mode and the high voltage mode, two gate resistors having different resistance values are connected in parallel, and the switch is switched so that one gate resistor is connected to the switching element. Can be configured. Thereby, switching loss can be further reduced and efficiency can be improved.
（エ）上記実施形態では、低電圧モードにおいて、中性点化するインバータ部において、全相の上アーム素子がオンである状態と、全相の下アーム素子がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替えていた。他の実施形態では、中性点化するインバータ部において、全相の上アーム素子がオンである状態と、全相の下アーム素子がオンである状態とを切り替えなくてもよい。
また、スイッチング素子の温度を検出するサーミスタ等の温度検出手段を設け、スイッチング素子の温度に基づき、上アーム素子の全相がオン、下アーム素子の全相がオフである状態と、上アーム素子の全相がオフ、下アーム素子の全相がオンである状態とを、切り替えてもよい。これにより、スイッチング素子の発熱を抑制し、耐熱限界を超えることなく、適切に制御することができる。
(D) In the above embodiment, in the low voltage mode, in the inverter portion that is neutralized, the state where the upper arm element of all phases is on and the state where the lower arm element of all phases are on are predetermined. It changed every period. In another embodiment, it is not necessary to switch between a state in which the upper arm elements of all phases are turned on and a state in which the lower arm elements of all phases are turned on in the inverter section that is neutralized.
Further, temperature detecting means such as a thermistor for detecting the temperature of the switching element is provided, and based on the temperature of the switching element, all phases of the upper arm element are on and all phases of the lower arm element are off, and the upper arm element May be switched between a state in which all phases are off and a state in which all phases of the lower arm element are on. As a result, the heat generation of the switching element can be suppressed and appropriately controlled without exceeding the heat resistance limit.
（オ）上記実施形態では、回転電機の回転数およびトルクに応じ、高電圧モードと低電圧モードとを切り替える。他の実施形態では、回転電機の回転数およびトルクによらず、高電圧モードとしてもよい。 (E) In the above embodiment, the high voltage mode and the low voltage mode are switched according to the rotation speed and torque of the rotating electrical machine. In other embodiments, the high voltage mode may be used regardless of the rotation speed and torque of the rotating electrical machine.
（カ）上記実施形態では、スイッチング素子はＩＧＢＴである。他の実施形態では、スイッチング素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
（キ）上記実施形態の回転電機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであるが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよいし、電動機としての機能を持たない発電機であってもよい。
（ク）上記実施形態では、回転電機は、電動車両の車両主機に適用された。他の実施形態では、回転電機は、車両補機に適用してもよいし、他の装置に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
(F) In the above embodiment, the switching element is an IGBT. In another embodiment, a MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a bipolar transistor, or the like can be used as the switching element.
(G) The rotating electrical machine of the above embodiment is a so-called motor generator having both a function as an electric motor and a function as a generator. However, in other embodiments, the electric motor may not have a function as a generator. However, the generator may not have a function as an electric motor.
(H) In the above embodiment, the rotating electrical machine is applied to a main vehicle of an electric vehicle. In other embodiments, the rotating electrical machine may be applied to a vehicle auxiliary machine or may be applied to other devices.
As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
１・・・電力変換装置
１０・・・モータ（回転電機）
１１〜１３・・・コイル（巻線）
２０・・・第１インバータ部
２１〜２６・・・ＳＷ素子（第１スイッチング素子）
３０・・・第２インバータ部
３１〜３６・・・ＳＷ素子（第２スイッチング素子）
４１・・・第１電力供給源
４２・・・第２電力供給源
６０・・・制御部（第１制御信号生成手段、第２制御信号生成手段）
DESCRIPTION OF
11-13 ... Coil (winding)
20 ... 1st inverter part 21-26 ... SW element (1st switching element)
30 ... 2nd inverter part 31-36 ... SW element (2nd switching element)
41 ... 1st power supply source 42 ... 2nd
Claims (11)
第１電力供給源（４１）と、
第２電力供給源（４２）と、
前記巻線の一端（１１１、１２１、１３１）に接続される第１スイッチング素子（２１〜２６）を有し、前記第１電力供給源により駆動される第１インバータ部（２０）と、
前記巻線の他端（１１２、１２２、１３２）に接続される第２スイッチング素子（３１〜３６）を有し、前記第２電力供給源により駆動される第２インバータ部（３０）と、
第１キャリア波と前記巻線に通電される電流に係る第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１制御信号生成手段（６１）、および、前記第１スイッチング素子のスイッチング回数より前記第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、前記第１基本波と位相が１８０°ずれている第２基本波に基づき前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２制御信号生成手段（６２）を有する制御部（６０）と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１制御信号生成手段が前記第１キャリア波と前記第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御し、前記第２制御信号生成手段が前記第１スイッチング素子のスイッチング回数より前記第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記第２基本波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１の制御モードと、
前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の一方が、前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子のうち、高電位側に接続される全相の上アーム素子または低電位側に接続される全相の下アーム素子をオンし、前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の他方は、前記第１基本波に基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２の制御モードと、
を前記回転電機の回転数およびトルクに応じて切り替えることを特徴とする電力変換装置。 A power converter (1) for converting electric power of a rotating electrical machine (10) having windings (11-13),
A first power supply source (41);
A second power supply source (42);
A first inverter unit (20) having a first switching element (21-26) connected to one end (111, 121, 131) of the winding and driven by the first power supply source;
A second inverter unit (30) having a second switching element (31 to 36) connected to the other end (112, 122, 132) of the winding and driven by the second power supply source;
First control signal generating means (61) for controlling on / off operation of the first switching element by PWM control based on a first carrier wave and a first fundamental wave relating to a current passed through the winding; and The on / off operation of the second switching element is controlled based on a second fundamental wave that is 180 degrees out of phase with the first fundamental wave so that the number of switching times of the second switching element is less than the number of switching times of one switching element. A control unit (60) having second control signal generating means (62) for performing,
Equipped with a,
The controller is
The first control signal generating means controls the on / off operation of the first switching element by PWM control based on the first carrier wave and the first fundamental wave, and the second control signal generating means is the first switching element. A first control mode for controlling the on / off operation of the second switching element based on the second fundamental wave so that the switching frequency of the second switching element is less than the switching frequency of
One of the first control signal generation means or the second control signal generation means is an upper arm element or a low potential side of all phases connected to the high potential side of the first switching element or the second switching element. The lower arm elements of all the phases connected to the first control signal generating means or the second control signal generating means are turned on by the PWM control based on the first fundamental wave. A second control mode for controlling the on / off operation of the second switching element;
Is switched according to the rotational speed and torque of the rotating electrical machine.
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