JP6072593B2 - 光増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムや光計測システムにおいて用いられる光増幅装置に関する。

従来の光伝送システムでは、光ファイバを伝搬することにより減衰した信号を再生するために、光信号を電気信号に変換し、ディジタル信号を識別した後に光信号を再生する識別再生光中継器が用いられていた。しかしながら、この識別再生光中継器では、光信号を電気信号に変換する電子部品の応答速度に制限があることや、伝送する信号のスピードが速くなると消費電力が大きくなるなどの問題があった。

この問題を解決する光増幅手段として、エルビウムやプラセオジム等の希土類元素を添加した光ファイバに励起光を入射して信号光を増幅するファイバレーザ増幅器や半導体レーザ増幅器がある。このようなファイバレーザ増幅器や半導体レーザ増幅器は、信号光を光のままで増幅することができるため、識別再生光中継器で問題になっていた電気的な処理速度の制限が存在しない。加えて、機器構成も比較的単純である利点を有する。

しかしながら、これらのレーザ増幅器は、劣化した信号光波形を整形する機能を有していない。また、これらのレーザ増幅器においては、不可避的かつランダムに発生する自然放出光が信号成分とは全く無関係に混入されるため、信号光のＳ／Ｎ比が増幅前後で少なくとも３ｄＢ低下する。これらは、ディジタル信号伝送時における伝送符号誤り率の上昇につながり、伝送品質を低下させる要因になっている。

このような従来のレーザ増幅器の限界を打開する手段として、位相感応光増幅器（Phase Sensitive Amplifier：ＰＳＡ）が検討されている。この位相感応光増幅器は、伝送ファイバの分散の影響による劣化した信号光波形や位相信号を整形する機能を有する。また、信号とは無関係の直交位相をもった自然放出光を抑圧することができ、同相の自然放出光も最小限で済むために、増幅前後で信号光のＳ／Ｎを劣化させず同一に保つことが原理的に可能である。

高田、今宿、「コヒーレント光増幅器」、レーザ研究、２００１年９月、Ｖｏｌ.２９、ｐ.５９９−６０４

しかしながら、上述したＰＳＡを中継器として用いて光伝送システムを構成する場合、以下に述べるような２つの課題がある。１つ目の課題は、ＰＳＡによって補正できる位相変化量に限界があるという点である。ＰＳＡの基本的な構成を図１に示す。図１には、光パラメトリック増幅を用いた位相感応光増幅部１０１と、励起光源１０２と、励起光位相制御部１０３と、第１の光分岐部１０４−１及び第２の光分岐部１０４−２とを備えたＰＳＡ１００が示されている。図１に示されるように、ＰＳＡ１００に入力された信号光１１０は、第１の光分岐部１０４−１で２分岐されて、一方は位相感応光増幅部１０１に入射し、他方は励起光源１０２に入射する。励起光源１０２から出射した励起光１１１は、励起光位相制御部１０３を介して位相が調整されて、位相感応光増幅部１０１に入射する。位相感応光増幅部１０１は、入力した信号光１１０及び励起光１１１に基づいて出力信号光１１２を出力する。

位相感応光増幅部１０１は、入射した信号光１１０の位相と励起光１１１の位相とが一致すると信号光１１０を増幅し、例えばバイナリ位相変調（ＢＰＳＫ）信号を増幅するＰＳＡでは両者の位相が９０度ずれた直交位相関係になると、信号光１１０を減衰する特性を有するように設計することができる。この特性を利用して増幅利得が最大となるように励起光１１１と信号光１１０との間の位相を一致させると、信号光１１０と直交位相の自然放出光が発生せず、また同相の自然放出光を最小限に抑えることができ、同相の成分に関しても信号光１１０が有する雑音以上に過剰な自然放出光が発生しないため、Ｓ／Ｎ比を劣化させずに信号光１１０の増幅が可能になる。

このような信号光１１０と励起光１１１との位相同期を達成するために、励起光位相制御部１０３は、第１の光分岐部１０４−１で分岐された信号光１１０の位相と同期するように励起光１１１の位相を制御する。加えて、励起光位相制御部１０３は、第２の光分岐部１０４−２で分岐された出力信号光１１２の一部を狭帯域の検出器で検波し、出力信号光１１２の増幅利得が最大となるように励起光１１１の位相を制御する。その結果、位相感応光増幅部１０２では、信号光１１０の位相と励起光１１１の位相とが同期するように制御し、上記の原理に基づいてＳ／Ｎ比の劣化のない光増幅が実現される。位相感応光増幅部１０２には、二次又は三次の非線形光学効果を有する媒質が用いられる。

ＰＳＡにおけるＢＰＳＫ信号用の位相感応光増幅器の利得と、信号光−励起光間の位相差Δφとの関係の例を図２に示す。上述のように、従来のＰＳＡ１００においては、出力信号光１１２の一部を分岐して狭帯域の検出器で検波し、出力信号が最大となるように励起光１１１の位相を制御して、信号光１１０と励起光１１１との位相同期を達成する。

図２に示されるように、励起光と同相の成分が増幅され、直交位相の成分は減衰される。従って、伝送ファイバの分散によって位相ひずみを生じた信号を入力しても、信号光の位相は励起光と同相に修正されながら増幅されるため、位相ひずみを除去することが可能となる。しかしながら、図２に示されるように、位相変化がπ／２を超えると利得がまた増大するため、ＰＳＡによる中継によって補正できる位相変化量には限界があることが想像される。

２番目の課題は、位相雑音の低減に伴い強度雑音が発生する懸念があるという点である。近年の光伝送システムにおいて、光増幅器が発生するＡＳＥ雑音と光ファイバの非線形光学効果との相互作用による信号劣化が、伝送容量の上限を左右する問題として指摘されている。例えば光増幅器のＡＳＥ光と信号光との干渉によって強度雑音が生じている信号を光ファイバを用いて伝送すると、光ファイバの光Ｋｅｒｒ効果によって信号強度に応じて位相変調を受けるため、ＡＳＥによる強度雑音が位相雑音に変換されてしまう。

近年の光ファイバ伝送システムでは、周波数利用効率の向上の観点から様々な位相変調フォーマットを用いた信号が用いられるようになってきており、このような位相雑音は符号誤り率を増大させる原因となる。図２に示したＰＳＡの位相に依存した利得が得られる特性を利用すると、上記のような位相雑音を低減することができる。図３を用いて位相雑音の低減のメカニズムを説明する。

図３は、ＰＳＡの入出力光の位相状態をベクトル表示したコンスタレーションマップである。図３（ａ）に示したように、入力信号光が位相雑音を有している場合、図２に示す直交位相成分を減衰させる特性を利用すると、入力信号光を図３中の横軸、すなわち励起光位相と同相方向に射影した信号が得られるために、図３（ｃ）に示されるように出力の位相雑音を低減することが可能になる。

しかしながら、図３（ｂ）に示したように、入力光が有する位相雑音が非常に大きい場合、位相雑音を減少させた結果として、図３（ｄ）に示されるようにＰＳＡ出力には大きな強度雑音が発生してしまうことになる。

本発明の目的は、上記のような従来技術の課題を解決し、光ファイバの非線形効果による位相雑音や光ファイバの分散による波形劣化の累積がなく、長距離に渡って大容量のデータを伝送できる光伝送システムを提供することにある。

本発明の請求項１記載の光伝送システムは、ビットレートＢで波長λの信号光を発生する送信装置と、複数の光位相感応増幅器と、受信装置とを備え、前記送信装置と前記受信装置との間が複数の光ファイバ及び前記複数の光位相感応増幅器で中継された光伝送システムであって、前記光位相感応増幅器は、前記信号光に同期した励起光を発生する手段を備え、かつ前記励起光と同相成分の前記信号光を選択的に増幅して出力し、ｃを光速とすると、前記送信装置と前記送信装置に接続された光位相感応増幅器との間、前記複数の光位相感応増幅器同士の間及び前記受信装置と前記受信装置に接続された光位相感応増幅器との間を結ぶそれぞれの中継区間における光ファイバの単位長さ当たりの群速度分散Ｄと前記光ファイバの長さＬとの積が、

の関係を満足し、前記光位相感応増幅器は、非線形光学材料を用いたパラメトリック増幅を行う周期反転ＬｉＮＯ ₃ 導波路を含み、前記光位相感応増幅器の前段にはさらに、当該光位相感応増幅器の出力において前記周期反転ＬｉＮＯ ₃ 導波路における前記パラメトリック増幅の利得が入力信号の瞬時値が増大したときに飽和するように、光ファイバ増幅器を備えることを特徴とする。

本発明によると、光増幅器を中継器として用いた光伝送システムにおいて、光ファイバの分散による波形劣化の累積を防ぐとともに、ファイバの非線形効果による位相雑音や強度雑音の増加を防ぎながら、伝送パワーの増大が図れるので、光伝送システムにおけるＳ／Ｎ比を増大させることが可能であり、その結果大容量の信号を長距離に渡って伝送することが可能になる。

位相感応光増幅器の基本的な構成を説明する図である。 位相感応光増幅器の動作を説明する図である。 位相感応光増幅器による位相雑音低減効果を説明する図である。 本発明の実施例１に係る伝送システム及びＰＳＡの構成を説明する図である。 本発明の実施例１に係る伝送システムによって中継伝送を行った場合の分散耐力を説明する図である。 本発明の実施例１に係る伝送システムによって中継伝送を行った場合の信号スペクトルと異なる分散値における位相変化の関係及び利得帯域の関係を示す図である。 本発明の実施例１に係る伝送システムによって中継される信号の周波数スペクトルを説明する図である。 本発明の実施例１に係る伝送システムによって中継できる信号のビットレートと中継区間分散の関係を説明する図である。 本発明の実施例１に係る伝送システムの効果を検証する方法を説明する図である。 従来技術と本発明の実施例１の実施例１に係る伝送システムとによって伝送したときの信号の様子を説明する図である。 本発明の実施例２に係る伝送システム及びＰＳＡの構成を説明する図である。 本発明の実施例２に係るＰＳＡの動作を説明する図である。

以下、図面を参照しながら本発明の各実施例について詳細に説明する。

（実施例１）
図４を用いて、本発明の実施例１に係る光増幅装置の構成を説明する。図４（ａ）には、ＤＰＳＫ送信装置４１０と、ＤＰＳＫ受信装置４２０と、複数のＰＳＡ４３０とを備えた光伝送システム４００が示されている。ＤＰＳＫ送信装置４１０は、半導体レーザ（ＬＤ）４１１と、ＬｉＮｂＯ_３変調器４１２と、エルビウム添加ファイバレーザ増幅器（ＥＤＦＡ）４１３とから構成されている。ＤＰＳＫ受信装置４２０は、前置増幅器としてのＥＤＦＡ４２１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２２と、遅延干渉計（ＤＩ：Delay interferometer）４２３と、バランスドＰＤ４２４、クロックリカバリ回路（ＣＤＲ）４２５と、ディジタル信号を識別するＤ型フリップフロップ（ＤＦＦ）４２６とから構成されている。ＤＰＳＫ送信装置４１０とＰＳＡ４３０と間、隣接するＰＳＡ４３０同士の間及びＰＳＡ４３０とＤＰＳＫ受信装置４２０との間は、それぞれ分散シフトファイバ４０１で接続されている。

実施例１に係る光伝送システム４００は、４０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰＳＫ信号を長距離伝送できるように構築されている。ＬＤ４１１から出力した１．５５μｍ帯のレーザ光をＬｉＮｂＯ_３変調器４１２を用いて４０Ｇｂｉｔ／ｓでＤＰＳＫ変調した信号をＥＤＦＡ４１３で増幅し、分散シフトファイバ４０１で伝送する。伝送された信号は、ＰＳＡ群４２０におけるＰＳＡ４２１で中継を行い、再び分散シフトファイバ４０１を介して後段のＰＳＡ４３０に伝送される。このような伝送・中継を繰り返し行い、最終的にＤＰＳＫ受信装置４２０で増幅された信号が受信される。

図４（ｂ）は、本発明の実施例１に係るＰＳＡ４３０の構成を示す。実施例１に係るＰＳＡ４３０では、十分な利得を得るため及びＰＳＡの利得飽和特性を利用するために、信号光１をＥＤＦＡ４３１で増幅した後に、二次非線形光学素子である周期分極反転ＬｉＮｂＯ_３（ＰＰＬＮ）導波路によるパラメトリック増幅を行うようにＰＳＡ４３０を構成した。

ＰＳＡ４３０には、ＤＰＳＫ送信装置４１０から出力されたＤＰＳＫ信号である信号光１が入力される。信号光１は、ＥＤＦＡ４３１で増幅され、偏波コントローラ４３２を介して偏波が調整された後、光カプラ４３３で分岐され、一方は第１の３ｄＢカプラ４３５に入力され、他方は、ＰＰＬＮ導波路を有する第３の二次非線形光学素子４５０に入力される。第１の励起光源４３４で発生した第１の局部発振光（以下、局発光とする）２は、第２の３ｄＢカプラ４３６で分岐され、一方は第１の３ｄＢカプラ４３５に入力され、他方はＶＯＡ４４０に入力される。第１の局発光２は、信号光１の波長から離調した波長を有する。

第１の３ｄＢカプラ４３５は、入力した信号光１及び第１の局発光２を結合してＥＤＦＡ４３７に出力する。ＥＤＦＡ４３７は、第１の３ｄＢカプラ４３５から出力された結合光を増幅して、第１の二次非線形光学素子４３８に出力する。

第１の二次非線形光学素子４３８は、第１の空間光学系４５１と、第１のＰＰＬＮ導波路４５２と、第２の空間光学系４５３を有する。第１の空間光学系４５１は、第１の二次非線形光学素子４３８の入力ポートから入力された光を第１のＰＰＬＮ導波路４５２に結合する。第１のＰＰＬＮ導波路４５２では、信号光１の第二高調波（以下、ＳＨ光）を発生することにより搬送波位相を再生する。ＳＨ光の位相は、信号光１と第１の局発光２との差周波発生（ＤＦＧ）により信号光１の周波数を中心として対称な周波数のアイドラ光にコピーされる。第２の空間光学系４５３は、第１のＰＰＬＮ導波路４５２で生成された光を第１の二次非線形光学素子４３８の出力ポートに結合する。第１の二次非線形光学素子４３８からの出力光３は、サーキュレータ４３９に入力される。

一方、第２の３ｄＢカプラ４３６で分岐された他方の第１の局発光２は、ＶＯＡ４４０で減衰され、位相変調器４４１及びＰＺＴ４４２を介して位相変調されて、アイソレータ４４４を介してアレイ導波路グレーティング（ＡＷＧ）４４６に入力される。

第１の二次非線形光学素子４３８で生成された出力光３のうちのアイドラ光に不要な雑音成分が含まれている場合でも、これをサーキュレータ４３９及びＡＷＧ４４６を介して第２の励起光源４４５で発生したレーザへの注入同期を行うことにより取り除くことで、安定した第２の局発光４を得ることができる。第１の局発光２及び第２の局発光４は、ＥＤＦＡ４４７で増幅され、ＢＰＦ４４８を介して第２の二次非線形光学素子４４９に入力される。

第２の二次非線形光学素子４４９は、第３及び第４の空間光学系４５４及び４５７と、第１及び第２のダイクロイックミラー４５５及び４５８と、第２のＰＰＬＮ導波路４５６とを有する。第３の空間光学系４５４は、第２の二次非線形光学素子４４９の入力ポートから入力された光を第１のダイクロイックミラー４５５を介して第２のＰＰＬＮ導波路４５６に結合する。第２のＰＰＬＮ導波路４５６は、入力した第１の局発光２及び第２の局発光による和周波発生を行うことにより、信号の搬送波に同期した励起光５を得ることができる。第２のＰＰＬＮ導波路４５６で生成された励起光５は、第４の空間光学系４５７及び第２のダイクロイックミラー４５８を介して、信号光１とともに第３の二次非線形光学素子４５０に入力される。

第３の二次非線形光学素子４５０は、第５及び第６の空間光学系４５９及び４６２と、第３及び第４のダイクロイックミラー４６０及び４６３と、第３のＰＰＬＮ導波路４６１とを有する。第５の空間光学系４５９は、第３の二次非線形光学素子４５０の入力ポートから入力された信号光１及び励起光５を第３のダイクロイックミラー４６０を介して第３のＰＰＬＮ導波路４６１に結合する。第３のＰＰＬＮ導波路４６１では、信号光１及び励起光５の縮退パラメトリック増幅による位相感応増幅が行われ、出力光６が生成される。第３のＰＰＬＮ導波路４６１で生成された出力光６は、第６の空間光学系４６２及び第４のダイクロイックミラー４６３を介して第３の二次非線形光学素子４５０の出力ポートから出力される。第３の二次非線形光学素子４５０の第３のＰＰＬＮ導波路４６１で増幅された信号光は、ＢＰＦ４６６を通過して不要な自然放出光を除去したのちに、伝送用ファイバへと出力される。

図４に示される各構成要素は、光ファイバで接続されており、その温度変動や音響・振動効果による位相変動の影響を除去するためにＬｉＮｂＯ_３位相変調器４４１及びＰＺＴ４４２を用いた。位相同期ループ（ＰＬＬ）回路４４３は、励起光−信号光間の位相差を安定化する機能を有する。図４に示される伝送システム４００により、信号の搬送波に同期した励起光を増幅器の内部で発生して中継動作を実現している。

次に、本発明に係る伝送ファイバの分散値の設定について説明する。ＰＳＡは、伝送路の分散による位相変化を補正して中継できる特性を有しているが、その分散耐性を実験的に調べるために以下のような試験を行った。

図４に示される本発明に係る光増幅装置の１中継スパン分の分散が変化した場合における中継後の信号品質を調べるために敢えて、１．５５μｍ帯で大きな分散を有する１．３μｍ零分散シングルモードファイバ（ＳＳＭＦ）を用いて光信号を伝送した後にＰＳＡ４３０で中継増幅を行い、分散の大きさを変化させるためＳＳＭＦの長さを変化させて、中継後の信号をＤＰＳＫ受信器４２０で受信して誤り率測定を行い、受信感度の測定を行った。その結果を図５に示す。図５では、比較のためにＰＳＡでの中継を行わない場合の結果をあわせて示した。

図５に示される結果から明らかなように、ＰＳＡ４３０よる中継を行わない場合は分散の増大に伴って位相変化が生じ、受信感度が単調に劣化してパワーペナルティが生じているが、ＰＳＡによる中継を行った場合は分散が５０ｐｓ／ｎｍ程度まではほとんどパワーペナルティを生じることなく中継が行われていることが分かる。これはＰＳＡ４３０により位相情報が再生されていることを意味している。

しかしながら、分散値が６０ｐｓ／ｎｍを超えると、むしろパワーペナルティが急激に増大していることが分かる。このことから、送信装置４１０と送信装置４１０に接続されたＰＳＡ４３０との間、隣接するＰＳＡ４３０同士の間及び受信装置４２０と受信装置４２０に接続されたＰＳＡ４３０との間を結ぶそれぞれの１中継スパンの分散値を一定値以内に留めて中継すると、ＰＳＡによる位相再生を効果的に利用できることが分かった。この結果を任意のビットレートに一般化して考えると、以下のように説明することができることが分かった。光ファイバ中の伝搬定数βの周波数依存性すなわち分散は、搬送波周波数ω_０を中心として以下の（式１）のようにテーラ展開できる。
β(ω)＝β_０＋(ω−ω_０)β_１＋１／２(ω−ω_０)^２β_２＋・・・ （式１）
ここで、

であり、以下の（式３）及び（式４）のように、一次の分散は群遅延、二次の分散は群速度分散にそれぞれ対応する。

ここで、ｖ_ｇは群速度、ｃは光速、λは信号光の波長、Ｄは単位長さ当たりの群速度分散を示す。一次の分散は、伝送信号の群遅延が一定であることに相当するため省略し、二次の分散に注目すると、長さｚの光ファイバを伝搬した伝送信号の各周波数成分の位相は、搬送波位相を基準にして、以下の（式５）のように与えられる。

すなわち、二次の分散が支配的な分散値の波長領域では、各周波数成分の位相は搬送波周波数からの離調に対して放物線状に変化することになる。図６（ａ）に実施例１で使用した４０Ｇｂｉｔ／ｓＤＰＳＫ信号の光スペクトルと、ＳＳＭＦの長さを１．６ｋｍ、３．２ｋｍとしたときの搬送波位相を基準とした信号の各波長成分の位相とを示す。

図２に示したように、バイナリ変調用のＰＳＡでは、位相が±π／２の条件で信号が減衰される。図２に示される特性と図６（ａ）に示される位相変化とから各分散値におけるＰＳＡの利得の波長依存性を予測したものを、４０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰＳＫ信号の光スペクトルとともに図６（ｂ）に示す。図６（ｂ）から明らかなように、分散が大きくなるほどＰＳＡの利得が得られる帯域が狭くなっていく。図６（ｂ）に示される例では、５４．４ｐｓ／ｎｍの条件で４０Ｇｂｉｔ／ｓＤＰＳＫ信号が有する変調サイドバンドの一部が帯域の外にはみ出してしまうことが分かる。

このような分散による利得帯域の狭窄化が、図５に示されるようなＰＳＡの中継時の急激なパワーペナルティの原因となっていることが分かった。分散値をどの程度に設定すればパワーペナルティを発生することなく中継できるかは、どの程度の符号誤り率を許容するかによって厳密には変わってくるが、図６に示される入力信号の変調サイドバンドのうち、中心となるサイドローブの帯域をカバーすれば原信号を再生できるという考え方に基づくと、以下のように整理できることが分かった。

ＢＰＳＫやＤＰＳＫなどのバイナリ位相変調において、ランダムな入力信号列に対するベースバンドスペクトルＳ_Ｂ(ω)は、以下の（式６）で与えられる。

ここで、Ｔは入力信号の１ビットのタイムスロットに相当する。上記のスペクトルを図７に示す。図７からわかるように、バイナリ変調のメインのサイドローブは、搬送波から次の周波数だけ離調した周波数がその上限となり、搬送波からこの周波数までのスペクトルに原波形の情報がほぼすべての情報が含まれていると考えることができる。

ここで、Ｂは送信信号のビットレートである。従って、上記（式７）の離調周波数における位相変化がπ／２以内となるようにすれば、ＰＳＡで増幅される帯域内にほぼすべての原信号の情報が収まる。よって、分散による帯域制限を受けない条件は、以下の（式８）のように与えられることが分かった。

ここで、Ｌは光ファイバの長さであり、（式８）の左辺は、１中継スパンの総分散量を表している。この値をビットレートに対して計算したものを図８に示す。図８から分かるように、例えばビットレート４０Ｇｂｉｔ／ｓでは４０ｐｓ／ｎｍ以下とし、２８Ｇｂｉｔ／ｓでは８０ｐｓ／ｎｍ以下とすることにより、ＰＳＡによる位相再生の効果を有効に利用できることになる。したがって、例えば中継間隔を４０ｋｍもしくは８０ｋｍとした場合、許容される単位長さ当たりの分散量は、４０Ｇｂｉｔ／ｓでは１ｐｓ／ｎｍ／ｋｍもしくは０．５ｐｓ／ｎｍ／ｋｍとなる。これらの値を超える伝送ファイバを用いる場合は、中継区間に適宜分散補償用のファイバを加えて、総分散量が上記の値を超えないように設定すれば良い。

ここまでは、分散による位相変化がいかに再生できるかを説明してきた。次に、伝送ファイバの非線形効果による波形劣化に対して本発明がいかに効果を発揮するかを説明する。図４に示される伝送システム４００及びＰＳＡ４３０を用いた場合、図３（ａ）に示されるように信号に光ファイバの非線形効果により位相雑音が発生しても、その位相雑音が比較的小さい範囲では、ＰＳＡ４３０の効果により中継を行うたびに位相雑音を低減することができると考えられる。しかし、伝送ファイバへの入力パワーが大きい条件や伝送距離が長くなるに従って、ＡＳＥの蓄積や非線形効果による位相雑音の蓄積が大きくなると、図３（ｂ）に示されるように強度雑音が増加してしまうようにも考えられる。

そこで、本実施例１に係る伝送システム４００では、ＰＳＡの利得飽和を利用することにより、強度雑音の低減を図っている。ＰＰＬＮ等の非線形光学媒質によるパラメトリック増幅では、ＥＤＦＡ等のレーザ増幅器とは異なり、利得は入力信号の強度や励起光の強度に対してｐｓ以下の瞬時応答を示す。また、パラメトリック増幅された信号光のエネルギーは、励起光が変換されて発生したものであるため、励起光パワーを越えて出力パワーが得られることはなく、ＰＰＬＮ導波路に入射された励起光のほとんどが出力光へ変換されてしまうような動作領域においては、入力光のパワーが大きくなるほど利得の飽和を生じ、またその利得飽和は入力される信号の１ビットごとの強度変動に追従するものとなる。従って、そのような利得飽和の得られる状態で動作させると、入力光の強度雑音を低減することが可能になる。

本実施例では、ＰＰＬＮのみで得られるパラメトリック利得は、搬送波抽出用の信号の分岐やＰＬＬ用の信号を分岐するカプラ等の損失も加えると、入力ファイバから出力ファイバの間で１２ｄＢであった。例えば、図４において、１中継区間のファイバ長を８０ｋｍとしてファイバの伝搬損失を０．２ｄＢ／ｋｍとすると、中継区間の伝送損失は、１６ｄＢとなり、ＰＰＬＮのＰＳＡだけでは中継区間の損失を完全に補償することはできず、またＰＳＡの利得飽和を利用することは難しい。

そこで、本実施例では、ＰＳＡの利得飽和効果を積極的に利用するために、第３のＰＰＬＮ導波路４６１の前段にあえてＥＤＦＡ４３１を配置して、第３のＰＰＬＮ導波路４６１への入力パワーを増大させて利得飽和による強度雑音効果も得られるようにした。

なお、この利得効果は、本実施例１の形態に限定されるものでなく、将来的にパラメトリック増幅だけで十分な利得が得られるように非線形媒質の効率等が改善されれば、パラメトリック媒質だけの利得の飽和を利用して強度雑音が低減できることは言うまでもない。パラメトリック媒質だけの利得の飽和を利用するとき、ＰＳＡの利得が非線形光学材料を用いたパラメトリック増幅のみによって得られ、ＰＳＡの出力においてパラメトリック増幅の利得が入力信号の瞬時値が増大した場合に飽和するように、励起光から利得を引いた入力光パワー以下で得られる出力光パワーが励起光パワーと同程度に設定することができる。

本実施例１に係る伝送システム４００のＰＳＡ４３０では、第３のＰＰＬＮ導波路４６１への入力が１０ｄＢｍを超えると急激に利得飽和が得られる条件が得られたため、光ファイバで伝送されてきた入力信号を前段のＥＤＦＡ４３１で＋１０ｄＢｍまで増幅したのちに、第３のＰＰＬＮ導波路４６１による増幅を行うようにした。第３のＰＰＬＮ導波路で得られるパラメトリック利得は前述のように１２ｄＢであるが、入力パワーが＋１０ｄＢｍのとき利得飽和のため、利得が若干減少して、第３のＰＰＬＮ導波路４６１から得られる出力４６１は＋２０ｄＢｍであった。第３のＰＰＬＮ導波路４６１で増幅された信号は、ＢＰＦ４６６を通すことで＋１８ｄＢｍまで減衰した。この＋１８ｄＢという出力パワーは、伝送光ファイバでの非線形効果を考慮すると若干大きすぎるため、適宜光減衰器を用いて所望のパワーまで減衰させてから伝送させることが望ましい。

ここまで説明してきたように、本発明によれば、ＰＳＡによる位相再生効果及び位相雑音低減効果を利用しながら、伝送ファイバの群速度分散や非線形効果による波形劣化を抑制して大容量の光信号を長距離伝送することが可能になる。本発明の効果は、光増幅器と伝送路を多段に接続・中継を行うことで初めて確認できるため、その実証には多くの光増幅器を用意する必要があるが、現時点で開発途中であるＰＳＡを多数用意することは現実的ではないため、以下に述べるような周回伝送実験を行って、その効果を確認した。図９に、本発明による実施例１に係る伝送システムにおける伝送実験の概要を示す。

図９に示される光伝送システム９００においては、送信信号として、半導体レーザ９１２から出力されてＬｉＮｂＯ_３変調器９１３で発生した２８Ｇｂｉｔ／ｓのＢＰＳＫ信号を用いた。この送信信号をＥＤＦＡ９１４で所望の光パワーまで増幅したのちに、ＢＰＦ９１５で不要なＡＳＥ光を除去し、第１のＡＯ変調器からなる第１の光スイッチ９３０を用いて、後述するループ状に接続された伝送用ファイバ９４０中を光信号で満たすのに必要な時間幅に信号をパルス状に切り出す。

偏波コントローラ９３１で送信偏波を調整したのちに、３ｄＢカプラ９３２を介して伝送用ファイバ９４０に光信号を入射する。図９に示される光伝送システム９００では、伝送用ファイバ９４０に長さ４０ｋｍの分散シフトファイバを用い、信号波長１．５４ＤＰＳＫ帯における残留分散を補正するために長さ２ｋｍのＳＳＭＦを接続している。伝送用ファイバ９４０で減衰した信号を図４に示した本実施例のＥＤＦＡ９５１とＰＳＡ９５２との従属接続で構成した光増幅器で増幅する。

なお、本発明の効果の確認のため、ＥＤＦＡ単体で中継を行った場合も比較のために検証した。増幅器で増幅された信号はＢＰＦ９４１で余分な自然放出光を取り除いたのちに、可変光減衰器（ＶＯＡ）９４２で光パワーを調整し、第２のＡＯ変調器からなる第２の光スイッチ９４３に入射される。第２の光スイッチ９４３では、第１の光スイッチ９３０と連動して動作し、第１の光スイッチ９３０がＯＮの状態で信号パルスが伝送用ファイバ９４０に入射されているときは、第２の光スイッチ９４３をＯＦＦにし、ループ状の伝送用ファイバ９４０を伝搬してきた信号との衝突を防ぐ。

一方、第１の光スイッチ９３０がＯＦＦの状態で信号の入射がない間は、第２の光スイッチ９４３をＯＮの状態にして、ループ状の伝送用ファイバ９４０を伝送してきた信号を通過させる。このようにすることで、同じファイバ及び光増幅器を何周も周回させて伝送することができ、本発明による長距離伝送における効果を確認することができる。

ループ状の伝送用ファイバ９４０を伝搬した光信号列は、順次３ｄＢカプラ９３２から出力される。図９に示される例では、３ｄＢカプラ９３２からの出力信号をディジタルコヒーレント受信器９２０を用いて受信・解析した。ディジタルコヒーレント受信器９２０は、光９０度ハイブリッド回路９２１と、信号の位相変調を復調するための局発光（ＬＯ）を出力する局発光源９２２と、２つのバランスドＰＤ９２３と、高速動作するアナログ−ディジタル変換器９２４と、ＤＳＰ９２５とから構成されている。

ディジタル変換された信号の位相はディジタル信号処理により再生され、その光ベクトルの様子や符号誤り率等を解析した。図１０に図９の実験系で解析した周回伝送後の光ベクトルの様子を表すコンスタレーションマップを示す。図１０（ａ）は従来技術であるＥＤＦＡを用いて中継を行ったときの結果である。

このときの伝送ファイバへの入力パワーは高々−５ｄＢｍであり、伝送距離は２９４０ｋｍ、周回伝送回数は７０回である。図１０（ａ）に示されるように、従来技術においては、増幅器の発生する自然放出光と伝送媒体である光ファイバの非線形光学効果の相互作用により、位相雑音の蓄積が生じ、高々−５ｄＢｍの入射パワーで信号の品質が著しく劣化している。

次に、図１０（ｂ）に本発明を用いた場合の結果を示す。伝送ファイバへの入力パワーは＋７ｄＢｍであり、伝送距離は５４６０ｋｍ、周回伝送回数は１３０回である。図１０（ｂ）に示されるように、従来技術を用いた場合に比べて光ファイバへの入力パワーが大幅に増加したにもかかわらず、ＰＳＡの効果により位相雑音が小さく抑えられている。さらに、ＰＳＡの位相雑音低減効果を利用しているにもかかわらず、ＰＳＡの利得飽和を用いることで、出力の強度雑音が増加することなく長距離の伝送が可能になっていることがわかる。

このように、本発明によれば、光ファイバの非線形効果による位相雑音や強度雑音の増加を防ぎながら、伝送パワーの増大が図れるので、光伝送システムにおけるＳ／Ｎ比を増大させることが可能であり、その結果大容量の信号を長距離に渡って伝送することが可能になる。

（実施例２）
本実施例２に係る伝送システム１１００では、ＱＰＳＫ信号を長距離伝送できるように構成した。図１１を用いて本実施例２に係る伝送システム１１００の構成を説明する。図１１に示される本実施例２の全体の構成と図４に示される実施例１の構成との主な相違点は、本実施例２において、送信系がＤＱＰＳＫ送信装置１１１０になり、受信系がＤＱＰＳＫ受信装置１１２０となった点と、ＰＳＡ１１３０がＱＰＳＫ信号に対応するようになった点である。

図１１（ａ）は、本実施例２に係る伝送システム１１００の構成を示す。図１１（ａ）に示されるように、実施例２に係る伝送システム１１００は、ＤＱＰＳＫ送信装置１１１０と、ＤＱＰＳＫ受信装置１１２０と、複数のＰＳＡ１１３０とを備える。ＤＱＰＳＫ送信装置１１１０は、半導体レーザ１１１１、ＬｉＮｂＯ_３からなるＩＱ変調器１１１２及びＥＤＦＡ１１１３を備え、ＤＱＰＳＫ受信装置１１２０は、ＥＤＦＡ１１２１、ＢＰＦ１１２２、遅延干渉計１１２３、バランスドＰＤ１１２４、ＤＦＦ１１２５及びＣＤＲ１１２６を備える。ＤＰＳＫ送信装置１１１０とＰＳＡ１１３０と間、隣接するＰＳＡ１１３０同士の間及びＰＳＡ１１３０とＤＰＳＫ受信装置１１２０との間は、それぞれ分散シフトファイバ１１０１で接続されている。

実施例２に係る伝送システム１１００は、ＱＰＳＫ信号に対応するＰＳＡ１１３０を有するため、以下にその動作を簡単に説明する。図１１（ｂ）は、実施例２に係る伝送システム１１００におけるＰＳＡ１１３０の構成を示す。

図１１（ｂ）に示されるように、本実施例２に係るＰＳＡ１１２０では、ＤＱＰＳＫ送信装置１１１０から出力されたＱＰＳＫ信号である信号光７は、光カプラ１１３１に入射する。第１の励起光源１１３２で発生する第１の局発光８は、第２の光カプラ１１３３によって分岐されて、一方が光カプラ１１３１に入射し、他方は光カプラ１１３４に入射する。光カプラ１１３１に入射した信号光７及び第１の局発光８は合波されたのちにＥＤＦＡ１１３５に入射する。ＥＤＦＡ１１３５は、後段の第１の二次非線形光学素子１１３６の利得飽和が十分得られるように信号光を増幅する。第１の二次非線形光学素子１１３６の第１のＰＰＬＮ導波路１１５２では、以下の波長変換プロセスが行われる。

図１２（ａ）は、第１のＰＰＬＮ導波路１１５２中の周波数配置及び位相整合特性を示す。図１２（ａ）に示されるように、第１のＰＰＬＮ導波路１１５２の３つの位相整合ピークのうち最も低周波側のピークを信号光７の周波数と一致させる。そして、第１の局発光８は、信号光７よりも１００ＧＨｚだけ低周波に離調するように波長を設定する。以上のような条件において、第１のＰＰＬＮ導波路１１５２中では、まず信号光７がＳＨ光に変換され、そのＳＨ光を励起光とする差周波発生（ＤＦＧ）により第１の局発光８が第１のアイドラ光９に変換される。

変換された第１のアイドラ光９の周波数は、第１のＰＰＬＮ導波路１１５２の２番目の位相整合波長に一致するため、第１のアイドラ光９はＳＨ光に変換され、そのＳＨ光を励起光として信号光７が第２のアイドラ光１０へ変換される。第２のアイドラ光１０の周波数は第１のＰＰＬＮ導波路１１５２の３番目の位相整合波長に一致するために、第２のアイドラ光１０はＳＨ光に変換され、そのＳＨ光を励起光として第１のアイドラ光１１が第３のアイドラ光へ変換される。このとき、第１から第３のアイドラ光の位相は、以下の（式９）〜（式１１）のように与えられる。
φｉ_１＝２φｓ−φｐ_１ （式９）
φｉ_２＝２φｉ_１−φｓ＝３φｓ−２φｐ_１ （式１０）
φｉ_３＝２φｉ_２−φｉ_１＝４φｓ−３φｐ_１ （式１１）

ここで、φｓは信号光７の位相、φｐ_１は第１の局発光８の位相、φｉ_１は第１のアイドラ光９の位相、φｉ_２は第２のアイドラ光１０の位相、φｉ_３は第３のアイドラ光１１の位相を表している。

今、第１の局発光８の位相が一定であると仮定して（式９）に注目すると、第３のアイドラ光１１の位相は信号光７の位相の４倍となる。従って、ＱＰＳＫのようなπ／２の整数倍の位相のみを取る信号では、第３のアイドラ光１１の位相は一定となり、ＱＰＳＫ信号から搬送波の位相が抽出できることになる。

再び図１１（ｂ）を参照すると、第１の二次非線形光学素子１１３６の第１のＰＰＬＮ導波路１１５２の出力は、分波器１１３７により波長ごとに分離されて二分岐され、信号光７及び第２のアイドラ光１０は第３の二次非線形光学素子１１４４に入射し、第３のアイドラ光１１は光サーキュレータ１１３９に入射する。第３のアイドラ光１１は光サーキュレータ１１３９において第２の励起光源１１３８（半導体レーザ）から出力されるレーザに注入同期され、残留する強度変調成分が取り除かれて第２の局発光１２として出力される。第１の局発光８及び第２の局発光１２は光カプラ１１３４で合波され、ＥＤＦＡ１１４０で増幅された後、第１の局発光８及び第２の局発光１２のみを透過するＢＰＦ１１４１により過剰な自然放出光を除去したのちに、第２の二次非線形光学素子１１４２に入射される。

図１２（ｂ）は、第２のＰＰＬＮ導波路１１５６中の周波数配置を示す。第２の二次非線形光学素子１１４２の第２のＰＰＬＮ導波路１１５６は第１のＰＰＬＮ導波路１１５２とほぼ同様だが、位相変調は加えられていない。従って、第二高調波発生（ＳＨＧ）で評価したときの位相整合波長は、図１２（ａ）に示される第１のアイドラ光９の波長に一致する。第１の局発光８及び第２の局発光１２は、この位相整合波長からともに２００ＧＨｚだけ互いに逆方向に周波数が離れている。従って、第１の局発光８及び第２の局発光１２は和周波発生の位相整合条件を満足することになり、第２のＰＰＬＮ導波路１１５６により第１のアイドラ光９のＳＨ光に相当する波長に和周波光として波長変換が行われる。このとき、和周波光１３の位相φｓ_Ｆは下記（式１２）で与えられる。ここで、φｐ_２は第２の局発光１２の位相を示す。
φｓ_Ｆ＝φｐ_１＋φｐ_２＝−２φｐ_１ （式１２）

この和周波光１３は、ダイクロイックミラー１１５８により分離された後に第３の二次非線形光学素子１１４４の第３のＰＰＬＮ導波路１１６１に入射する。一方で、分波器１１３７で分離された信号光７及び第２のアイドラ光１０も、第３の二次非線形光学素子１１４４の第３のＰＰＬＮ導波路１１６１に入射する。第３のＰＰＬＮ導波路１１６１は第２のＰＰＬＮ導波路１１５６と同等の特性を有しており、従ってその位相整合波長は第２のＰＰＬＮ導波路１１５６とほぼ同じであり、両者の位相整合波長は適切な温度調整により一致させるように設定されている。

図１２（ｃ）は、第３のＰＰＬＮ導波路１１６１中の周波数配置を示す。図１２（ｃ）に示されるように、和周波光の周波数は１．５５μｍ帯における第３のＰＰＬＮ導波路１１６１の位相整合波長のＳＨ光に相当する。従って、和周波光と信号光、第２のアイドラ光１０の間では位相整合条件が満たされており、信号光７の位相と第２のアイドラ光１０の位相との総和を計算すると、下記の（式１３）のように表される。
φｓ＋φｉ_２＝４φｓ−２φｐ_１ （式１３）

（式１３）を（式１２）と比較すると、両者は信号の位相がπ／２の整数倍のときのみ一致するため、ＱＰＳＫ信号を位相感応増幅することができることが分かる。

実際の増幅動作においては、各光学部品を接続する光ファイバの伸び縮みによる光路長の変動による位相変動の影響を抑圧するために、本実施例２では、第３のＰＰＬＮ導波路１１６１の出力から増幅された信号光だけをＢＰＦ１１４５を用いて取り出し、さらにその一部を光カプラ１１４６で分岐し、光検出器１１４７で検出したのちに、ＰＬＬ回路１１４８を介して位相変調器・ＰＺＴからなる光ファイバ伸長器１１４９にフィードバックを行い、安定的な動作を実現している。

ここで、本実施例２に係る伝送システム１１００において許容できる分散量について説明する。ランダムな信号で変調されたＱＰＳＫ信号のベースバンドスペクトル密度は上記（式６）で与えられる。ただし、ここで、Ｔは１シンボルを送出するタイムスロットの時間であり、ＱＰＳＫ変調においては１シンボルで２ビットの情報を送出するのでＴ＝１／２Ｂである。Ｂは前述のＢＰＳＫと同様にビットレートを表す。したがって、ＱＰＳＫでは、同じビットレートで比較した場合半分の周波数帯域で信号を伝送できることになる。

図４に示されるようなＢＰＳＫに対応するＰＳＡ４３０では、励起光と同相の信号を増幅し、励起位相から±π／２だけ位相のずれた直交位相成分を減衰するのに対して、図１１に示したＱＰＳＫに対応するＰＳＡ１１３０においては、局発光との位相差が０、±π／２、±π、±３π／２・・・等のときは増幅し、±π／４、±３π／４、±π／２、・・・等のときは減衰させる。従って、ＱＰＳＫに対応するＰＳＡ１１３０における帯域を制限する位相変化の上限は±π／４であり、ＢＰＳＫに対応するＰＳＡ４３０の場合に比べる半分の値となる。

このような考察から、ＱＰＳＫの信号では、同じビットレートにおいてＢＰＳＫの半分の帯域を信号が有しているが、許容できる分散量もＢＰＳＫの半分となり、ＱＰＳＫの場合もＰＳＡでの位相再生効果を有効に利用するためのファイバの分散の許容値はＢＰＳＫと同様に上記（式８）で与えられる。

従って、本実施例２に係る伝送システム１１００においても実施例１に係る伝送システム４００と同様にファイバの分散を設定し、ＰＳＡ１１３０の利得飽和を利用することによってＱＰＳＫの信号を長距離に渡って伝送することが可能になる。なお、上記では、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫの場合を例にとって説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｍ値のＰＳＫの信号の帯域はＢＰＳＫの１／Ｍとなるので、上式の関係は任意のＭ値のＰＳＫに一般的に適用できることは言うまでもない。

ＰＳＡ １００、４３０、９５２、１１３０
位相感応光増幅部 １０１
励起光源 １０２、４３４、４４５、９２２、１１３２、１１３８
励起光位相制御部 １０３
第１の光分岐部 １０４−１
第２の光分岐部 １０４−２
光伝送システム ４００、９００、１１００
分散シフトファイバ ４０１、９４０、１１０１
ＤＰＳＫ送信装置 ４１０
ＬＤ ４１１、９１２、１１１１
ＬｉＮｂＯ_３変調器 ４１２、９１３
ＥＤＦＡ ４１３、４２１、４３１、４３７、４４７、９１４、９５１、１１１３、１１２１、１１３５、１１４０
ＢＰＦ ４２２、４４８、４６６、９１５、１１２２、１１４１、１１４５
ＤＩ ４２３
バランスドＰＤ ４２４、９２３、１１２４
ＣＤＲ ４２５、１１２６
ＤＦＦ ４２６、１１２５
偏波コントローラ ４３２、９３１、９４４
光カプラ ４３３、１１３１、１１３３、１１３４、１１４６
３ｄＢカプラ ４３５、４３６、９３２
二次非線形光学素子 ４３８、４４９、４５０、１１３６、１１４２、１１４４
サーキュレータ ４３９、１１３９
ＶＯＡ ４４０、９４２
位相変調器 ４４１
ＰＺＴ ４４２
ＰＬＬ回路 ４４３、１１４８
アイソレータ ４４４
ＡＷＧ ４４６
空間光学系 ４５１、４５３、４５４、４５７、４５９、４６２、１１５１、１１５３、１１５５、１１５７、１１５９、１１６２
ＰＰＬＮ導波路 ４５２、４５６、４６１、１１５２、１１５６、１１６１
ダイクロイックミラー ４５５、４５８、４６０、４６３、１１５４、１１５８、１１６０、１１６３
ディジタルコヒーレント受信器 ９２０
光９０度ハイブリッド回路 ９２１
アナログ−ディジタル変換器 ９２４
ＤＳＰ９２５
光スイッチ ９３０、９４３
ＤＱＰＳＫ送信装置 １１１０
ＩＱ変調器１１１２
ＤＱＰＳＫ受信装置 １１２０
遅延干渉計１１２３
分波器１１３７
光検出器 １１４７
位相変調器・ＰＺＴからなる光ファイバ伸長器 １１４９

Claims (1)

1. ビットレートＢで波長λの信号光を発生する送信装置と、
   複数の光位相感応増幅器と、
   受信装置と
   を備え、前記送信装置と前記受信装置との間が複数の光ファイバ及び前記複数の光位相感応増幅器で中継された光伝送システムであって、
   前記光位相感応増幅器は、前記信号光に同期した励起光を発生する手段を備え、かつ前記励起光と同相成分の前記信号光を選択的に増幅して出力し、
   ｃを光速とすると、前記送信装置と前記送信装置に接続された光位相感応増幅器との間、前記複数の光位相感応増幅器同士の間及び前記受信装置と前記受信装置に接続された光位相感応増幅器との間を結ぶそれぞれの中継区間における光ファイバの単位長さ当たりの群速度分散Ｄと前記光ファイバの長さＬとの積が、
   の関係を満足し、
   前記光位相感応増幅器は、非線形光学材料を用いたパラメトリック増幅を行う周期反転ＬｉＮＯ ₃ 導波路を含み、
   前記光位相感応増幅器の前段にはさらに、当該光位相感応増幅器の出力において前記周期反転ＬｉＮＯ ₃ 導波路における前記パラメトリック増幅の利得が入力信号の瞬時値が増大したときに飽和するように、光ファイバ増幅器を備えることを特徴とする光伝送システム。