JP6015331B2 - IPM type electric rotating machine - Google Patents
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Description
本発明は、IPM型電動回転機に関し、詳しくは、高効率な回転駆動を実現するものに関する。 The present invention relates to an IPM type electric rotating machine, and more particularly to an apparatus that realizes highly efficient rotational driving.
各種装置に搭載する電動回転機には、搭載装置に応じた特性が要求される。
例えば、駆動源として内燃機関と共にハイブリッド自動車(HEV:Hybrid Electric Vehicle)に搭載されたり、単独の駆動源として電気自動車(EV:Electric Vehicle)に搭載される、駆動用モータの場合には、低速回転域で大トルクを発生するのと同時に、広い可変速特性を備えることが要求される。
Electric rotating machines mounted on various devices are required to have characteristics corresponding to the mounted devices.
For example, in the case of a drive motor mounted on a hybrid vehicle (HEV: Hybrid Electric Vehicle) together with an internal combustion engine as a drive source, or mounted on an electric vehicle (EV: Electric Vehicle) as a single drive source, the motor rotates at a low speed. It is required to have a wide variable speed characteristic at the same time as generating a large torque in the region.
この種の車両には、燃費向上のために、電動回転機を含めて各コンポーネントにエネルギ変換効率の向上が要求されており、特に、車載の電動回転機においては、常用領域における効率向上が望まれている。さらに、車載の電動回転機には、設置空間の制約や軽量化の観点から、より小型化した高エネルギ密度の構造が求められている。
ところで、HEVやEVでは、一般的に、電動回転機の低速回転・低負荷領域が常用領域である。このことから、車載の電動回転機のトルクに貢献する割合は、電機子電流の大小に応じたリラクタンストルクよりもマグネットトルクの方が大きくなり、高効率化のために高磁力の永久磁石を多く使用する傾向にある。
このような傾向から、電動回転機としては、エネルギ変換効率の向上、特に、低速回転・低負荷領域の常用領域における効率向上のために、高残留磁束密度のネオジム磁石を回転子の鉄心内部に埋め込んだ永久磁石式の同期モータであるIPM(Interior Permanent Magnet)型が多用されている。このIPM型電動回転機では、外周面側に向かって開くV字形になるように永久磁石を回転子内に埋め込むことにより、マグネットトルクに加えて、リラクタンストルクも積極的に利用できる磁気回路にすることが提案されている(例えば、特許文献1、2)。また、IPM型電動回転機では、回転子の外周面に、固定子側との間の磁気抵抗を調整するための溝を形成することも提案されている(例えば、特許文献3〜5)。
This type of vehicle is required to improve the energy conversion efficiency of each component, including the electric rotating machine, in order to improve the fuel efficiency. In particular, the in-vehicle electric rotating machine is expected to improve the efficiency in the normal range. It is rare. Furthermore, in-vehicle electric rotating machines are required to have a smaller and higher energy density structure from the viewpoints of installation space restrictions and weight reduction.
By the way, in HEV and EV, generally, a low-speed rotation / low load region of an electric rotating machine is a regular region. For this reason, the ratio of contribution to the torque of the in-vehicle electric rotating machine is larger for the magnet torque than for the reluctance torque according to the magnitude of the armature current, and many high-magnetism permanent magnets are used for higher efficiency. Tend to use.
Because of this tendency, for electric rotating machines, neodymium magnets with a high residual magnetic flux density are placed inside the rotor core in order to improve the energy conversion efficiency, especially in the normal range of low-speed rotation and low load range. An IPM (Interior Permanent Magnet) type which is an embedded permanent magnet type synchronous motor is frequently used. In this IPM type electric rotating machine, a permanent magnet is embedded in the rotor so as to have a V-shape that opens toward the outer peripheral surface, thereby forming a magnetic circuit that can actively use reluctance torque in addition to magnet torque. (For example,
ところで、近年の電動回転機には、磁力と耐熱性とを高めるためにNd、Dy、Tbなどのレアアースを含む永久磁石が多用されているが、その稀少性に伴う価格高騰とその流通量の不安定さから、レアアース使用量を低減しつつ高効率化する必要性が高まっている。
しかしながら、HEVやEVでは、電動回転機の常用領域が低速回転・低負荷領域であることから、その領域に寄与するマグネットトルクを大きくするために、特許文献1〜5に記載のようなIPM型モータにおいても、高磁力の永久磁石の使用量を多くする傾向にある。これは、レアアースの使用量の低減という課題の解決を妨げる方向である。
また、IPM型電動回転機では、特許文献3〜5に記載のように、回転子の外周面に形成する磁気抵抗の調整溝をそのまま適用しても、効果的にトルクリプルなどを抑えることができない。
そこで、本発明は、永久磁石の使用量を削減しつつ高効率な回転駆動を実現して、低コストかつ高エネルギ密度の電動回転機を提供することを目的としている。
By the way, in recent electric rotating machines, permanent magnets containing rare earths such as Nd, Dy, Tb are often used to increase the magnetic force and heat resistance. Due to the instability, there is a growing need for higher efficiency while reducing the amount of rare earth used.
However, in HEV and EV, the normal area of the electric rotating machine is a low-speed rotation / low load area. Therefore, in order to increase the magnet torque contributing to the area, the IPM type as described in
Further, in the IPM type electric rotating machine, as described in
Therefore, an object of the present invention is to provide a low-cost and high-energy density electric rotating machine that realizes highly efficient rotational driving while reducing the amount of permanent magnets used.
上記課題を解決するIPM型電動回転機に係る発明の第1の態様は、永久磁石が埋め込まれて駆動軸と一体回転する回転子と、該回転子を相対回転自在に収納して当該回転子に対面する複数のティース間のスロットにコイルを収容して電機子として機能する固定子と、を備える電動回転機であって、前記永久磁石が前記回転子の外周面に向かって開くV字形状に配置されており、前記永久磁石が形成する磁極毎の該永久磁石の中心軸に一致する磁束方向のd軸側まで当該永久磁石を存在させた場合に、該d軸側において前記電機子が発生する電機子磁束を打ち消す方向の磁石磁束を発生する範囲の前記永久磁石を、透磁率の小さな空隙に置き換えて、当該空隙を、前記永久磁石の前記d軸側への延長空間から前記回転子の軸心に向かって拡大するとともに該回転子の外周面に向かって拡大する形状に形成し、前記回転子の外周面の前記d軸上に軸心と平行なセンタ調整溝を形成するとともに該外周面の前記永久磁石の両外端部側に軸心と平行な一対のサイド調整溝を形成し、前記回転子の軸心を中心にして、前記d軸から前記サイド調整溝の外側端辺までの間の挟角をθ4、前記d軸から前記永久磁石の前記回転子の外周面に最も近い角部までの間の挟角をθ3とした場合に、θ4≦θ3の関係を満たすことを特徴とするものである。 A first aspect of the invention relating to an IPM electric rotating machine that solves the above-described problems is a rotor that is embedded with a permanent magnet and rotates integrally with a drive shaft, and that the rotor is housed so as to be relatively rotatable. And a stator functioning as an armature by accommodating a coil in a slot between a plurality of teeth facing each other, wherein the permanent magnet opens toward the outer peripheral surface of the rotor When the permanent magnet is present up to the d-axis side in the magnetic flux direction corresponding to the central axis of the permanent magnet for each magnetic pole formed by the permanent magnet, the armature is disposed on the d-axis side. The permanent magnet in a range in which magnet magnetic flux is generated in a direction to cancel out the generated armature magnetic flux is replaced with a gap having a small magnetic permeability, and the gap is extended from the space extending from the permanent magnet toward the d-axis side to the rotor. Expand toward the axis of And is formed in a shape that expands toward the outer peripheral surface of the rotor, and a center adjustment groove parallel to the axis is formed on the d-axis of the outer peripheral surface of the rotor, and the permanent magnet of the outer peripheral surface is formed. A pair of side adjustment grooves parallel to the shaft center are formed on both outer end sides, and an included angle between the d axis and the outer edge of the side adjustment groove is centered on the rotor shaft center. When the included angle between θ4 and the d-axis to the corner portion closest to the outer peripheral surface of the rotor of the permanent magnet is θ3, the relationship θ4 ≦ θ3 is satisfied.
上記課題を解決するIPM型電動回転機に係る発明の第2の態様は、上記第1の態様の特定事項に加え、前記回転子の軸心を中心にして、前記d軸から前記サイド調整溝の内側端辺までの間の挟角をθ5とした場合に、0.945≦θ5/θ4≦0.98の関係を満たすことを特徴とするものである。
上記課題を解決するIPM型電動回転機に係る発明の第3の態様は、上記第1または第2の態様の特定事項に加え、前記固定子の内周面と前記回転子の外周面との間に形成されるエアギャップ間隔をAG、前記サイド調整溝の深さをRGとした場合に、0<RG/AG≦0.73の関係を満たすことを特徴とするものである。
The second aspect of the invention relating to the IPM type electric rotating machine that solves the above-mentioned problems is that in addition to the specific matter of the first aspect, the side adjustment groove extends from the d-axis around the axis of the rotor. When the included angle to the inner side edge of θ is θ5, the relationship of 0.945 ≦ θ5 / θ4 ≦ 0.98 is satisfied.
According to a third aspect of the invention related to the IPM electric rotating machine that solves the above problem, in addition to the specific matter of the first or second aspect, an inner peripheral surface of the stator and an outer peripheral surface of the rotor are provided. When the air gap interval formed between them is AG and the depth of the side adjusting groove is RG, the
このように、本発明の上記の第1の態様によれば、d軸側で、電機子磁束を打ち消す方向の磁石磁束を発生する範囲の永久磁石を、透磁率の小さな空隙に置き換えたので、d軸側で磁石磁束と電機子磁束が干渉(相殺)してしまうことなく、また、その範囲内を電機子磁束が通過してしまうことも制限することができる。したがって、d軸側で電機子磁束を無駄にする磁石磁束をなくし、マグネットトルクと共にリラクタンストルクを有効活用することができ、d軸側永久磁石の置換前以上のトルクを得つつ永久磁石自体の使用量を削減することができる。
さらに、永久磁石を空隙に置換することで、磁石磁束を低減して高速回転側での誘起電圧定数を低減することができ、高速回転側での出力を向上させることができる。また、軽量化することができ、イナーシャを低減することができる。
また、磁石磁束の低減により、弱め界磁領域を削減(弱め界磁量を低減)することができ、磁気歪みとなる空間高調波を低減することができる。このため、永久磁石内での渦電流の発生を制限して発熱を抑えることができ、永久磁石の温度変化による減磁を抑制して耐熱グレードを下げて低コスト化することができる。
As described above, according to the first aspect of the present invention, the permanent magnet in the range that generates the magnet magnetic flux in the direction of canceling the armature magnetic flux on the d-axis side is replaced with a gap having a small magnetic permeability. The magnet magnetic flux and the armature magnetic flux do not interfere (cancel) on the d-axis side, and the armature magnetic flux can be restricted from passing through the range. Therefore, the magnet magnetic flux that wastes the armature magnetic flux on the d-axis side can be eliminated, the reluctance torque can be effectively used together with the magnet torque, and the permanent magnet itself can be used while obtaining the torque more than before the replacement of the d-axis side permanent magnet. The amount can be reduced.
Furthermore, by replacing the permanent magnet with a gap, the magnet magnetic flux can be reduced, the induced voltage constant on the high speed rotation side can be reduced, and the output on the high speed rotation side can be improved. Further, the weight can be reduced and the inertia can be reduced.
Further, by reducing the magnetic flux of the magnet, the field weakening region can be reduced (the amount of field weakening can be reduced), and the spatial harmonics that cause magnetostriction can be reduced. For this reason, generation | occurrence | production of an eddy current in a permanent magnet can be restrict | limited, heat_generation | fever can be suppressed, demagnetization by the temperature change of a permanent magnet can be suppressed, a heat-resistant grade can be lowered | hung and cost can be reduced.
加えて、空隙は、d軸側への延長空間を回転子の軸心側に向かって拡大する形状に形成することにより、磁極の一方側のq軸側から回転子内に進入する電機子磁束を永久磁石の外周面側に回り込むのを制限して他方側のq軸側に向かうように迂回させることができ、永久磁石の外周面側に向かう磁石磁束と一緒になって飽和してしまうことを回避することができる。したがって、電機子磁束によるリラクタンストルクをより有効活用することができ、トータルのトルクを増加させることができる。
この空隙は、d軸側への延長空間を回転子の外周面側にも向かって拡大する形状に形成することにより、当該d軸側において電機子磁束を打ち消さないまでも有効に合成することのできない磁石磁束の向きを適正にすることができる。したがって、電機子磁束と磁石磁束の合成磁束がトルクの発生に有効に寄与する経路を通るようにすることができ、トータルのトルクをより増加させることができる。
さらに、センタ調整溝が、回転子と固定子側ティースとの間のd軸付近の磁気抵抗を増加させるように調整することができ、上記空隙を形成することによりd軸付近の磁石磁束が低下するのに伴って、鎖交する電機子磁束の増加を抑えることができる。したがって、トルクリプルや鉄損の増加により駆動効率を低下させてしまうことを防止することができる。
また、サイド調整溝が、回転子のV字型永久磁石の両外端部付近(d軸から外側端辺の挟角θ4≦d軸から永久磁石の外周面側角部の挟角θ3)の磁気抵抗を増加させることができ、鎖交する磁束波形に重畳しようとする高調波を抑えることができる。したがって、コギングトルクを抑えると共にトルクリプルや鉄損の増加により駆動効率を低下させてしまうことを防止することができる。
この結果、高エネルギ密度で高品質に回転駆動する低コストの電動回転機を実現することができる。
In addition, the air gap is formed so that the space extending to the d-axis side expands toward the axial center side of the rotor, whereby the armature magnetic flux entering the rotor from the q-axis side on one side of the magnetic pole. Can be detoured toward the q-axis side on the other side by limiting the wraparound to the outer peripheral surface side of the permanent magnet and become saturated together with the magnetic flux toward the outer peripheral surface side of the permanent magnet Can be avoided. Therefore, the reluctance torque due to the armature magnetic flux can be used more effectively, and the total torque can be increased.
This gap can be effectively synthesized even if the armature magnetic flux is not canceled on the d-axis side by forming the extension space to the d-axis side so as to expand toward the outer peripheral surface side of the rotor. The direction of the magnetic flux that cannot be made can be made appropriate. Therefore, the combined magnetic flux of the armature magnetic flux and the magnet magnetic flux can be passed through a path that effectively contributes to the generation of torque, and the total torque can be further increased.
Further, the center adjustment groove can be adjusted to increase the magnetic resistance near the d-axis between the rotor and the stator side teeth, and the magnetic flux near the d-axis is reduced by forming the gap. As a result, an increase in interlinked armature magnetic flux can be suppressed. Therefore, it is possible to prevent the drive efficiency from being lowered due to an increase in torque ripple or iron loss.
Further, the side adjustment grooves are located near both outer ends of the V-shaped permanent magnet of the rotor (the included angle θ4 from the d axis to the outer end side ≦ the included angle θ3 from the d axis to the outer peripheral side corner of the permanent magnet). The magnetic resistance can be increased, and harmonics that are to be superimposed on the interlinkage magnetic flux waveform can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress the cogging torque and prevent the drive efficiency from being lowered due to an increase in torque ripple and iron loss.
As a result, it is possible to realize a low-cost electric rotating machine that rotates with high energy density and high quality.
本発明の上記の第2の態様によれば、サイド調整溝が0.945≦d軸から内側端辺の間の挟角θ5/d軸から外側端辺の挟角θ4≦0.98の関係を満たすことで、コギングトルクやトルクリプルや鉄損の増加をより効果的に抑えることができる。
本発明の上記の第3の態様によれば、さらに、そのサイド調整溝の寸法形状を、0<サイド調整溝の深さRG/エアギャップ間隔AG≦0.73の関係を満たすように形成することで、コギングトルクやトルクリプルや鉄損の増加をより効果的に抑えることができる。
According to the second aspect of the present invention, the side adjustment groove has a relationship of 0.945 ≦ the included angle θ5 between the d-axis and the inner side edge / the included angle θ4 ≦ 0.98 between the d-axis and the outer side edge. By satisfying the above, an increase in cogging torque, torque ripple, and iron loss can be more effectively suppressed.
According to the third aspect of the present invention, the dimension and shape of the side adjustment groove are further formed so as to satisfy the relationship of 0 <side adjustment groove depth RG / air gap interval AG ≦ 0.73. As a result, an increase in cogging torque, torque ripple, and iron loss can be more effectively suppressed.
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。図1〜図56は本発明に係るIPM型電動回転機の一実施形態を示す図である。ここで、本実施形態の説明では、固定子に対して回転子を反時計回り(CCW:counterclockwise)方向に回転させる場合を一例にしてその回転方向を図示する。
図1において、電動回転機(モータ)10は、概略円筒形状に形成された固定子(ステータ)11と、この固定子11内に回転自在に収納されて軸心に一致する回転駆動軸13が固設されている回転子(ロータ)12と、を備えている。この電動回転機10は、例えば、ハイブリッド自動車(HEV)や電気自動車(EV)において、内燃機関と同様の駆動源として、あるいは車輪ホイール内に搭載するのに好適な性能を有している。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. 1 to 56 are views showing an embodiment of an IPM type electric rotating machine according to the present invention. Here, in the description of the present embodiment, the rotation direction is illustrated by taking as an example a case where the rotor is rotated counterclockwise (CCW) with respect to the stator.
In FIG. 1, an electric rotating machine (motor) 10 includes a stator (stator) 11 formed in a substantially cylindrical shape, and a
固定子11には、回転子12の外周面12aにギャップGを介して内周面15a側を対面させるように軸心の法線方向に延在する複数本のステータティース15が形成されている。このステータティース15には、内部に対面収納されている回転子12を回転駆動させる磁束を発生させるコイルを構成する3相巻線(不図示)が分布巻により巻付形成されている。
回転子12は、外周面12aに向かって開くV字型になるように、一対で1組の永久磁石16を1磁極として埋め込むIPM(Interior Permanent Magnet)構造になるように作製されている。この回転子12は、図面の表裏方向に延在する平板状の永久磁石16の角部16aを嵌め込んで不動状態に収容するV字空間17が外周面12aに対面するように形成されている。
V字空間17は、永久磁石16を嵌め込み収容する空間17aと、その永久磁石16の幅方向の両側方に位置して磁束の回り込みを制限するフラックスバリアとして機能する空間17b、17c(以下ではフラックスバリア17b、17cともいう)と、を備えるように形成されている。このV字空間17には、永久磁石16を高速回転時の遠心力に抗して位置決め保持することができるように、空間17c間で法線方向に延長されて外周側と内周側とを連結支持するセンタブリッジ20が形成されている。
The
The
The V-shaped
この電動回転機10は、固定子11側のステータティース15間の空間が、巻線を通して巻き掛けることによりコイルを形成するためのスロット18を構成している。これに対して、回転子12は、8組の永久磁石16のそれぞれに、固定子11側の6本のステータティース15が対面している。要するに、この電動回転機10では、回転子12側の一対の永久磁石16側が構成する1磁極に、固定子11側の6スロット18が対応するように構築されている。すなわち、電動回転機10は、隣接する1磁極毎に永久磁石16のN極とS極の表裏を交互にした、8極(4極対)、48スロットで、単相分布巻5ピッチで巻線した3相IPMモータに作製されている。言い換えると、電動回転機10は、毎極毎相スロット数q=(スロット数/極数)/相数=2のIPM型構造に作製されている。
これにより、電動回転機10は、固定子11のスロット18内のコイルに通電してステータティース15から対面する回転子12内に磁束を通すことにより回転駆動させることができる。このとき、電動回転機10(固定子11と回転子12)は、永久磁石16との間に生じる吸引力と反発力に起因するマグネットトルクに加えて、磁束が通過する磁路を最短にしようとするリラクタンストルクとの総合トルクにより回転駆動することができる。よって、電動回転機10は、通電入力する電気的エネルギを、固定子11に対して回転子12と一体回転する回転駆動軸13から、機械的エネルギとして出力することができる。
なお、固定子11と回転子12は、ケイ素鋼などの電磁鋼板材料の薄板を所望の出力トルクに応じた厚さになるように軸方向に重ねており、その積層状態を維持するようにカシメ19などにより一体物に作製されている。
In the electric
Thus, the electric
In addition, the
ここで、この電動回転機10は、図2に磁束線図として図示するように、1磁極を構成する一対の永久磁石16に対応する複数のステータティース15毎に、固定子11の外周側(ステータティース15の背面側)から回転子12内を通過する経路の磁路(電機子磁束)を形成するように、スロット18内に巻線コイルが分布巻きされている。その永久磁石16は、電機子磁束Ψrの磁路に沿うように、言い換えると、その電機子磁束Ψrの形成を妨げないように、形成されているV字空間17の嵌込空間17a内に収容されている。
この永久磁石16の磁路(磁石磁束Ψm)は、図3に磁束線図として図示するように、1磁極を構成する一対の永久磁石16の表裏面のN極とS極から鉛直方向に出て繋げる経路を取り、特に、固定子11側では対応するステータティース15からその背面側を通過する経路になる。
Here, as shown in FIG. 2 as a magnetic flux diagram, the electric
The magnetic path (magnet magnetic flux Ψm) of the
そして、回転子12内に永久磁石16をV字に埋め込んだIPM構造では、磁極が作る磁束の方向、すなわち、V字の永久磁石16間の中心軸をd軸とし、また、そのd軸と電気的・磁気的に直交する、隣接する磁極間の永久磁石16間の中心軸をq軸とする。この回転子12は、V字空間17のd軸側に位置する内側の空間17cを、軸心に向かう大きな空隙に拡大されてフラックスバリア17cとして機能するように形成されている。このV字空間17におけるフラックスバリア17cの最適な寸法形状については後述する。
これにより、この電動回転機10では、図2に示すように、ステータティース15から回転子12内に進入する電機子磁束Ψrを、V字空間17の外周側に回り込まないように大きく内周(軸心)側に迂回させてステータティース15に戻る経路を取るように形成されている。要するに、電動回転機10は、回転子12がd軸空隙付きV字型IPMモータに構築されている。
また、この電動回転機10は、d軸に対応するステータティース15から進入する電機子磁束Ψrにトルクリプル増加原因となる5次や7次の空間高調波が多く重畳しないように、回転子12側の外周面に、そのステータティース15の内周面15aと平行方向(軸心方向)に延長されるセンタ溝(センタ調整溝)21が形成されている。このセンタ溝21の最適な寸法形状については後述する。
さらに、この電動回転機10は、トルクの減少を最小限にしつつ、無負荷時のコギングトルクや低負荷時および最大負荷時のトルクリプルを低減して全駆動領域でのトルクの脈動を抑えるサイド溝(サイド調整溝)22が磁極を形成する一対の永久磁石16のそれぞれの外端側外周面に形成されている。このサイド溝22の最適な寸法形状については後述する。
In the IPM structure in which the
As a result, in the electric
In addition, the electric
Further, the electric
このように、回転子12内に永久磁石16をV字型に埋め込むIPM構造の電動回転機10の場合、トルクTは、下記の式(1)で表すことができ、図4に示すように、マグネットトルクTmとリラクタンストルクTrとの和が最大となる電流位相にて駆動することで高トルク・高効率運転を実現している。
Pp:極対数、Ψm:電機子(ステータティース15)鎖交磁石磁束、
id:線電流のd軸成分、iq:線電流のq軸成分、
Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス
As described above, in the case of the electric
Pp: number of pole pairs, Ψm: armature (stator teeth 15) interlinkage magnet magnetic flux,
id: d-axis component of line current, iq: q-axis component of line current,
Ld: d-axis inductance, Lq: q-axis inductance
ところで、d軸側空隙のフラックスバリア17cに代えて、V字空間17の外側のフラックスバリア17bと同等のフラックスバリア17dを備える関連技術の回転子12Aの場合には、図5Aの磁束線図に図示する永久磁石16の磁路が形成され、その磁石磁束Ψmは、図5Bの磁束ベクトル図に図示する向きのベクトルVmになっている。また、スロット18に収容されるコイルへの通電により発生する電機子磁束Ψrは、図6Aの磁束線図に図示する磁路に形成され、図6Bの磁束ベクトル図に図示する向きのベクトルVrになっている。
この種の電動回転機では、最大負荷駆動時には高トルク・高効率駆動の実現のために電流位相角を進角させて駆動させている。関連技術の回転子12Aでは、図5Bおよび図6Bの磁束ベクトル図に示すように、V字空間17(磁極)の外周側に位置するd軸付近の小領域A1において、磁石磁束Ψmと電機子磁束Ψrが逆磁界の関係になって、リラクタンストルクTrがマグネットトルクTmを打ち消し(相殺し)つつ駆動する状態にある。要するに、この磁極外周側小領域A1は、図7に示すように、磁石磁束Ψmと電機子磁束Ψrとが挟角90度以上で逆向きの位置関係で対向する干渉領域であり、この磁極外周側小領域A1に隣接する永久磁石16のd軸側の範囲Bで発生する磁石磁束Ψmを抑え込む(打ち消す)のに電機子磁束Ψrが浪費されている。
このことから、この磁極外周側小領域A1に対応する永久磁石16のd軸側範囲Bは、トルクTに積極的に寄与していないと言うことができ、その永久磁石16におけるd軸側範囲Bの部分を削減しつつ同等の突極比を維持する磁気回路とすることで、永久磁石16自体の磁石量を低減することができる。
ここで、トルクTは、上記式(1)であるため、永久磁石16の磁石量を減らした場合にはリラクタンストルクTrを大きくすることで、永久磁石16の磁石量を減らさない場合と同等にすることができる。このリラクタンストルクTrは、d軸インダクタンスLdとq軸インダクタンスLqとの差、すなわち、突極比を大きくすることで増加させることができる。
よって、本実施形態の回転子12では、永久磁石16のd軸側範囲Bを透磁率の小さな空隙(制限領域)に置き換えることで、永久磁石16の磁石量を低減しつつ突極比を増加させて置換前と同等以上のトルクTを得ることができる。見方を換えると、リラクタンストルクTrは、永久磁石16のd軸側範囲Bで発生する磁石磁束Ψmを抑え込むのに浪費されていた電機子磁束Ψrを有効活用することで大きくすることができ、永久磁石16の磁石量を削減しても同等のトルクTを得ることができる。
By the way, in the case of the
In this type of electric rotating machine, at the time of maximum load driving, the current phase angle is advanced to achieve high torque and high efficiency driving. In the
From this, it can be said that the d-axis side range B of the
Here, since the torque T is expressed by the above equation (1), when the magnet amount of the
Therefore, in the
なお、トルクTは、下記の式(2)のように表すこともでき、電流値Iaが小さな低負荷領域ではマグネットトルクTmの割合が高くなり、図8に示すように、電流値Iaが低いほど最大トルク時の電流位相βはゼロに近くなる。この図8中の波形i〜vは、各電流値Ia(i)〜Ia(v)における電流位相−トルク特性を示しており、電流値Iaの大きさは、i<ii<iii<iv<vの関係となっている。よって、低負荷駆動時には、マグネットトルクTmの割合(依存)が自ずと高くなるが、そのマグネットトルクTmを最大限に有効活用する磁気回路が望ましい。
β:電流位相角度、Ia:相電流値
The torque T can also be expressed as in the following formula (2). In the low load region where the current value Ia is small, the ratio of the magnet torque Tm is high, and the current value Ia is low as shown in FIG. The current phase β at the maximum torque becomes closer to zero. Waveforms i to v in FIG. 8 indicate current phase-torque characteristics at the respective current values Ia (i) to Ia (v), and the magnitude of the current value Ia is i <ii <iii <iv <iv <. The relationship is v. Therefore, the ratio (dependence) of the magnet torque Tm naturally increases during low-load driving, but a magnetic circuit that effectively uses the magnet torque Tm to the maximum is desirable.
β: current phase angle, Ia: phase current value
関連技術の回転子12Aでは、図9に示すように、低電流値の低負荷領域では電流位相βがゼロに近い条件で駆動させるため、電機子磁束Ψrの磁束量がq軸となる磁極間(隣接する別磁極の永久磁石16の間)で多くなる。このため、この電機子磁束Ψrに磁石磁束Ψmを合成した磁束Ψsの経路としては、図10に示す磁路MP1、MP2を通過する磁気回路とするのが好適である。これにより、合成磁束Ψsは、q軸磁路(磁束)を分散化させて(飽和することを回避して)q軸インダクタンスLqを大きくすることができ、リラクタンストルクTrを積極的に利用可能にすることができる。
磁路MP1は、固定子11側のステータティース15からエアギャップGを介して回転子12Aに鎖交して磁極間に進入した後に、回転方向進行側(図中左側)の磁極を形成する近接側の永久磁石16を内周側から抜ける経路を取る。さらに、この磁路MP1は、その磁極の外周側領域A2を通過して、再度エアギャップGを介してステータティース15に戻る経路を取る。
磁路MP2は、磁路MP1と同様に磁極間に進入した後に、回転方向進行側の磁極を形成する離隔側の永久磁石16を内周側から抜けて、その磁極の外周側領域A2を通過して、再度エアギャップGを介してステータティース15に戻る経路を取る。
In the
The magnetic path MP1 is connected to the
The magnetic path MP2 enters between the magnetic poles in the same manner as the magnetic path MP1, and then passes through the outer peripheral side area A2 of the magnetic pole through the separation-side
例えば、この磁路MP1、MP2では、一対の永久磁石16の両端側(磁極外端部)を削って内側に寄せた場合には、その両端側に大きなフラックスバリアが存在して磁極の中心付近に集中することになり、特に、磁極外周側領域A2の右側の経路が取り難くなって、その領域A2全体を有効に利用できない。
反対に、一対の永久磁石16の中心側(磁極内端部)を削って外側に寄せた場合には、その中心側に大きなフラックスバリアが存在して磁極の両側に磁束経路を分散させることができ、磁極外周側領域A2の右側の経路も含めて積極的に有効活用してその領域A2を満遍なく磁束が通過できる。この構造の場合には、回転方向後進側の磁極の永久磁石16を外周側から内周側に向かって抜けた後、隣接する磁極の永久磁石16のN極・S極間を結合する磁路MP3も取ることができる。この磁路MP3では、磁路MP1と同様の経路を通って、回転方向進行側の磁極の外周側領域A2を通過することができ、磁束の分散化効率が高い。
このことから、回転子12は、磁極を形成する一対の永久磁石16の埋設構造として、リラクタンストルクTrを発生させる電機子磁束Ψrを妨げないようにV字型を維持しつつ、両端側(磁極外端部)に寄せる形状を採用するのが好適である。さらに、その一対の永久磁石16の間(磁極内端部)には、磁束が短絡経路を取るのを制限するフラックスバリア17cを形成する構造を採用するのが好適である。また、回転子12のd軸上の外周面には、固定子11側のステータティース15から進入する電機子磁束Ψrの飽和を制限する、言い換えると、その磁束Ψrを分散させるセンタ溝21を形成する構造を採用するのが好適である。このような構造を採用することにより、回転子12は、q軸磁路(磁束)を分散化させてq軸インダクタンスLqを大きくし、リラクタンストルクTrを積極的に利用することができる。
For example, in the magnetic paths MP1 and MP2, when both end sides (magnetic pole outer end portions) of the pair of
On the other hand, when the center side (the inner end of the magnetic pole) of the pair of
Therefore, the
この永久磁石16は、図面内の長手方向の長さ(幅)Wpmの最適値を、その長さWpmを短縮しない場合を基準にして比較決定する。
具体的には、極数Pと、回転子12の軸心から外周面までの外半径R1とを固定値として、磁極外端部に設置する永久磁石16の長さWpmを変数(内端側端辺の位置を変位)とし、下記の式(3)で算出する比率δを変化させて決定する。この決定要素として、比率δに対する、最大負荷時のトルクTのper unit単位での変化と、そのトルクTの変動幅であるトルクリプル(torque ripple)の低減率の変化とを磁界解析してグラフ表示すると、図11のようになる。なお、per unit単位では、例えば、1.0[p.u.]の場合に同等であることを意味している。
δ=(P×Wpm)/R1 ・・・(3)
図11では、比率δ=1.84が長さWpmを短縮しない形状寸法(磁石低減量0%)の永久磁石16の場合であり、比率δ=1.38の寸法形状(磁石低減量24.7%)の場合に非短縮時と同等(1.0[p.u.])のトルクTを得ることができることが分かる。この永久磁石16は、常用の低速回転負荷時においても、比率δ=1.38とすることで、同等のトルクTを得ることができる。
ここで、この図11では、V字空間17の内外端側に同等の大きさのフラックスバリア17b、17dを備える関連技術の回転子12Aを比較対象としている。これに対して、本実施形態の回転子12の場合には、フラックスバリア17cとセンタ溝21を備えることで、電機子磁束Ψrを効果的に分割して振り分けることができる。このため、この回転子12では、リラクタンストルクTrを有効に発生させることができ、永久磁石16が同等の長さWpmである比率δ=1.84でもトルクTが向上するとともにトルクリプルも低減されている。すなわち、図11では、この回転子12の構造で永久磁石16の長さWpmを短縮させて、比率δに対するトルクTとトルクリプルの変化を図示している。なお、関連技術の回転子12Aの構造のまま永久磁石16の長さWpmを短縮する場合には、比率δ=1.84から比率δ=1.38付近までトルクTの大きな変化はない(1.0[p.u.])ものと想定される。
The
Specifically, with the number of poles P and the outer radius R1 from the axis of the
δ = (P × Wpm) / R1 (3)
In FIG. 11, the ratio δ = 1.84 is the case of the
Here, in FIG. 11, a
また、電動回転機では、回転子の回転に伴って、埋設する永久磁石量に応じた誘起電圧(逆起電圧)が発生して弱め界磁に起因する磁気歪みの空間高調波が重畳することになる。この空間高調波は、5次、7次、11次、13次の成分がトルクリプルの発生要因になり、鉄損の増加原因となっている。このことから、比率δに対する、例えば、5次の空間高調波の発生をper unit単位でグラフ化すると、図12のようになり、比率δ=1.75以下にするほど、その5次の空間高調波の発生を抑えることができることが分かる。この場合には、永久磁石16の磁石量を4.7%以上削減することができ、また、磁気歪みの空間高調波の低減により鉄損を低減して駆動効率を向上させつつ永久磁石16内での渦電流の発生を制限して発熱を抑えることができる。
Moreover, in the electric rotating machine, an induced voltage (counterelectromotive voltage) corresponding to the amount of the permanent magnet to be embedded is generated with the rotation of the rotor, and spatial harmonics of magnetostriction caused by the field weakening are superimposed. become. In this spatial harmonic, the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth components cause torque ripple and cause an increase in iron loss. From this, for example, when the generation of fifth-order spatial harmonics with respect to the ratio δ is graphed in units of per unit, the result is as shown in FIG. 12, and the fifth-order space becomes smaller as the ratio δ = 1.75 or less. It can be seen that the generation of harmonics can be suppressed. In this case, the magnet amount of the
このことからすると、本実施形態の回転子12では、関連技術の回転子12Aと同等のトルクTを得つつ永久磁石16の使用量を削減するには、その永久磁石16の長さWpmを短縮(磁石量を24.7%削減)して比率δ=1.38程度にするのが好適であり、トルクリプルも低減することができる。要するに、永久磁石16は、トルクTやトルクリプル等の所望の特性に応じて比率δ=1.38(磁石低減量24.7%)から1.75(磁石低減量4.7%)の範囲内の寸法形状で適宜選択すればよい。
そこで、電動回転機10は、同等のトルクTとなる、永久磁石16の長さWpmを短縮して比率δ=1.38の寸法形状に形成するd軸空隙付きV字型のIPMモータの場合と、永久磁石16を短縮しないV字型のIPMモータの場合とで磁界解析すると、図13および図14に示すように、マグネットトルクTmとリラクタンストルクTrの比率が変化して同等のトルクTを出力可能なことが分かる。なお、d軸空隙付きV字型のIPMモータは、大きな空隙のフラックスバリア17cをd軸側に備える構造であり、単なるV字型のIPMモータは、小さなフラックスバリア17dをd軸側に備える構造である。
この図13は、低負荷領域でのトルクTm、Trの割合を図示しており、図14は、最大負荷領域でのトルクTm、Trの割合を図示している。いずれでも、d軸空隙付きV字型のIPMモータの場合には、永久磁石16を短縮するためにマグネットトルクTmが小さくなるのに代わって、リラクタンストルクTrが大きくなっていることが分かる。すなわち、電動回転機10は、d軸付近の永久磁石16に置換して大きな空隙空間のフラックスバリア17cやセンタ溝21を形成することで、図6Bと図7に示す磁極外周側小領域A1で電機子磁束Ψrを打ち消す磁石磁束Ψmを少なくすることができている。この結果、電動回転機10は、q軸インダクタンスLqを大きくしてd軸インダクタンスLdとの差(突極比)を非短縮V字型のIPMモータよりも大きくすることができ、リラクタンストルクTrを有効活用して同等のトルクTを確保することができている。
From this, in the
Therefore, the electric
FIG. 13 illustrates the ratios of torques Tm and Tr in the low load region, and FIG. 14 illustrates the ratios of torques Tm and Tr in the maximum load region. In any case, in the case of a V-shaped IPM motor with a d-axis gap, it can be seen that the reluctance torque Tr is increased instead of decreasing the magnet torque Tm in order to shorten the
この構造により、電動回転機10は、図15に磁束線図として図示するように、磁極を
形成する一対の永久磁石16の外周側の小領域A1に集中していた電機子磁束Ψrを、その磁極外周側小領域A1を通過する磁路Mr1からV字空間17のd軸側空間17cの内周側を迂回する磁路Mr2にも効果的に分割(分流)させることができる。この結果、電動回転機10は、磁石磁束Ψmと電機子磁束Ψr(d軸・q軸)の磁気的干渉を低減して、磁極外周側小領域A1の回転方向進行側(図中左側)で局所的に磁気飽和状態になってしまうことを回避してトルクTの発生に効果的に寄与させることができる。
With this structure, as shown in FIG. 15 as a magnetic flux diagram, the electric
したがって、電動回転機10は、図16の磁束線図に図示するように、低負荷駆動時には磁石磁束Ψmと電機子磁束Ψrの合成磁束Ψsが主に永久磁石16を通過する磁路MP0を通過するのに対して、最大負荷駆動時にはその合成磁束Ψsは図17の磁束線図に図示するように、磁路MP1、磁路MP2に分割させることができる。この結果、磁気的干渉の低減と共に局所的な磁気飽和状態の回避を実現して、永久磁石16の磁石量を低減しつつ同等以上のトルクTを効率よく発生させることができる。なお、低負荷駆動時の合成磁束Ψsは、電機子磁束Ψrよりも磁石磁束Ψmの割合が大きい。なお、低負荷駆動時の合成磁束Ψsは、電機子磁束Ψrよりも磁石磁束Ψmの割合が大きい。
また、電動回転機10は、永久磁石16を、例えば、比率δ=1.44の寸法形状にして低透磁率のフラックスバリア17cに置換(磁石磁束Ψmを低減)し磁石量を23%削減すると、イナーシャ(慣性力)の低減と共に、誘起電圧定数も13.4%程度低減することができ、高速回転側での出力を増加させることができる。さらに、この電動回転機10では、磁気歪みとなる空間高調波が低減されることで、永久磁石16内で発生する渦電流による発熱や鉄損および電磁騒音を抑えることができる。
Therefore, as shown in the magnetic flux diagram of FIG. 16, the electric
Further, the electric
これに対して、例えば、図18の磁束線図に示すように、回転子12の軸心側に拡大させていないフラックスバリア17eの場合には、合成磁束Ψsを十分に分割させることができずに、磁極外周側小領域A1の回転方向進行側(図中左側)での局所的な磁気飽和を回避することができていない。
図17に図示するフラックスバリア17cの本実施形態構造Aと、図18に図示するフラックスバリア17eの比較構造Bでは、図19に最大負荷時の特性を図示するように、トルクの大きさおよびその変動(トルクリプル)で比較すると、構造Aの方がトルクが約6%増加しているのと同時にトルクリプルが小さくなって高品質に回転駆動させることができることが分かる。なお、図19には、図18の構造Bを基準として平均トルクを算出し、その回転角(電気角)に応じた瞬時トルクをper unit単位で、図17の構造Aの場合と共にその構造Bの場合を図示している。
On the other hand, for example, as shown in the magnetic flux diagram of FIG. 18, in the case of the
In this embodiment structure A of the
この構造A、Bでは、図19に示す波形をフーリエ級数展開すると、図20に示すように、トルクに重畳する高調波トルクを比較することができ、構造Aの方が構造Bよりも、特に、12次と24次の高調波トルクを大きく低減できていることが分かる。これにより、本実施形態の構造Aでは、特に12次の高調波トルクを大幅に低減して、登坂加速時におけるジャダーの発生を抑制するとともに、電磁騒音も大幅に低減することができる。なお、この図20には、構造A、Bのトルクに含まれる高調波トルクの割合(%)を図示している。
さらに、構造A、Bでは、1つのステータティース15にギャップGを介して鎖交する磁束波形をフーリエ級数展開して、11次と13次の空間高調波成分の含有率を比較すると、図21に示すように、構造Aの方が構造Bよりも、低減できていることが分かる。なお、この図21には、構造A、Bの1歯鎖交磁束の基本波形成分を正規化してper unit単位で図示している。
In the structures A and B, when the waveform shown in FIG. 19 is expanded by Fourier series, the harmonic torque superimposed on the torque can be compared as shown in FIG. It can be seen that the 12th and 24th harmonic torque can be greatly reduced. Thereby, in the structure A of the present embodiment, in particular, the 12th harmonic torque can be greatly reduced to suppress the generation of judder during climbing acceleration, and the electromagnetic noise can also be greatly reduced. FIG. 20 shows the ratio (%) of harmonic torque included in the torques of structures A and B.
Furthermore, in the structures A and B, when the magnetic flux waveform interlinked through the gap G is expanded in one
ところで、電動回転機10のトルクリプルは、3相の場合、1相1極毎の磁束波形に重畳する空間高調波と相電流に含まれる時間高調波に起因して、電気角で6f次成分(f=1、2,3…:自然数)で発生することが分かっている。
以下に、トルクリプルの発生原因について説明すると、3相出力(電力)P(t)とトルクτ(t)は、角速度をωm、各相の誘起起電力をEu(t)、Ev(t)、Ew(t)、各相の電流をIu(t)、Iv(t)、Iw(t)とすると、次の式(4)、式(5)で求めることができる。
P(t)=Eu(t)Iu(t)+Ev(t)Iv(t)+Ew(t)Iw(t) ・・・(4)
τ(t)=P(t)/ωm
=[Eu(t)Iu(t)+Ev(t)Iv(t)+Ew(t)Iw(t)] ・・・(5)
3相トルクは、U相、V相、W相のそれぞれのトルクの和であり、mを電流の高調波成分、nを電圧の高調波成分を表すものとし、U相電流Iu(t)を次の式(6)と置くと、U相トルクτu(t)は次の式(7)のように表すことができる。
By the way, in the case of three phases, the torque ripple of the electric
The cause of torque ripple will be described below. The three-phase output (electric power) P (t) and the torque τ (t) have an angular velocity of ωm, an induced electromotive force of each phase Eu (t), Ev (t), If Ew (t) and the current of each phase are Iu (t), Iv (t), and Iw (t), they can be obtained by the following equations (4) and (5).
P (t) = Eu (t) Iu (t) + Ev (t) Iv (t) + Ew (t) Iw (t) (4)
τ (t) = P (t) / ω m
= [E u (t) I u (t) + E v (t) I v (t) + E w (t) I w (t)] (5)
The three-phase torque is the sum of the torques of the U-phase, V-phase, and W-phase, where m represents the harmonic component of the current, n represents the harmonic component of the voltage, and the U-phase current I u (t) Is represented by the following equation (6), the U-phase torque τ u (t) can be expressed by the following equation (7).
相電流I(t)と相電圧E(t)は、いずれも対称波であるために「n」と「m」は奇数のみとなる。U相以外のV相トルクとW相トルクは、それぞれU相誘起電圧Eu(t)、U相電流Iu(t)に対して「+2π/3(rad)」、「−2π/3(rad)」の位相差であることから、全体のトルクとしては、「6」の係数の項だけが残るようにキャンセル(相殺)されて、
6f=n±m(f:自然数)、s=nαn+mβm、t=nαn−mβm
と、置くと、次の式(8)のように表すことができる。
また、この誘起電圧は、磁束を時間微分して求めることができることから、各誘起電圧に含まれる高調波の次数と1相1極磁束に含まれる高調波も同じ次数成分が発生することになる。その結果、3相交流モータにおいては、磁束(誘起電圧)に含まれる空間高調波次数nと相電流に含まれる時間高調波次数mとの組み合わせが6fになるときに、その6f次成分のトルクリプルが発生していることになる。
よって、3相モータのトルクリプルは、上述するように、1相1極における磁束波形における空間高調波nと相電流の時間高調波mにおいては、n±m=6f(f:自然数)のときに発生することから、例えば、11次と13次の空間高調波(n=11、13)が重畳していると相電流の基本波(m=1)との合わせにより12次の高調波トルクが発生することが分かる。
Since the phase current I (t) and the phase voltage E (t) are both symmetrical waves, “n” and “m” are only odd numbers. The V-phase torque and the W-phase torque other than the U-phase are “+ 2π / 3 (rad)”, “−2π / 3 (” with respect to the U-phase induced voltage E u (t) and the U-phase current I u (t), respectively. rad) "phase difference, the overall torque is canceled (offset) so that only the coefficient term of" 6 "remains,
6f = n ± m (f: natural number), s = nα n + mβ m , t = nα n −mβ m
And can be expressed as the following equation (8).
In addition, since this induced voltage can be obtained by time differentiation of the magnetic flux, the same order component is generated in the harmonic order contained in each induced voltage and the harmonic contained in the 1-phase 1-pole magnetic flux. . As a result, in the three-phase AC motor, when the combination of the spatial harmonic order n included in the magnetic flux (induced voltage) and the time harmonic order m included in the phase current becomes 6f, the torque ripple of the 6f-order component Will occur.
Therefore, the torque ripple of the three-phase motor is, as described above, when n ± m = 6f (f: natural number) in the space harmonic n in the magnetic flux waveform in one phase and one pole and the time harmonic m in the phase current. For example, if the 11th and 13th spatial harmonics (n = 11, 13) are superposed, the 12th harmonic torque is combined with the fundamental wave of the phase current (m = 1). It can be seen that it occurs.
そして、この電動回転機10では、回転子12におけるV字空間17のフラックスバリア17cとして、永久磁石16を比率δ=1.44の寸法形状にしつつ軸心に向けての拡大サイズを最適化するために、軸心側の端部壁面位置を決定する。
まず、図1に戻って、この回転子12の構造は、フラックスバリア17cの軸心側の端部壁面位置の軸心からの法線方向の離隔距離R2を変化させて、その外周面までの外半径R1と内周面までの内半径R3に対する比率R2/R1、R3/R2をパラメータとしたときに得られる、図22、図23に示すトルク特性により決定する。ここで、回転子12の寸法形状は、回転駆動軸13の圧入時の電磁鋼板に掛かる圧縮応力に起因するミゼス応力で透磁率(磁束の通り易さ)が悪化することから、そのミゼス応力を考慮した数値で決定している。なお、この図22、図23は、図18の比較構造Bを基準として、最大負荷時に得られるトルクをper unit単位で図示している。
いる。
And in this electric rotating
First, returning to FIG. 1, the structure of the
Yes.
まず、図22からは、R2/R1が0.56〜0.84の範囲A内で構造B以上のトルクが得られることが分かり、好ましくは、傾向の変化する位置付近の0.565〜0.75の範囲B内、より好ましくは、トルクが5%程度増加する0.59〜0.63程度の範囲C内になるように、フラックスバリア17cの軸心側端部位置の離隔距離R2を決定する。
さらに、図23からは、R3/R2が0.54〜0.82の範囲A内で構造B以上のトルクが得られることが分かり、好ましくは、傾向の変化する位置付近の0.60〜0.81の範囲B内、より好ましくは、トルクが5%程度増加する0.70〜0.77程度の範囲C内になるように、フラックスバリア17cの軸心側端部位置の離隔距離R2を決定する。
これにより、図17における磁路MP2の磁路幅を十分に確保することができ、その磁路MP2で磁気飽和が発生することがないようにフラックスバリア17cのサイズを決定することができる。
First, it can be seen from FIG. 22 that a torque equal to or greater than the structure B can be obtained within a range A in which R2 / R1 is 0.56 to 0.84. Preferably, 0.565 to 0 near the position where the tendency changes. The separation distance R2 of the end portion on the axial center side of the
Furthermore, it can be seen from FIG. 23 that a torque equal to or greater than the structure B can be obtained within a range A in which R3 / R2 is 0.54 to 0.82, preferably 0.60 to 0 near the position where the tendency changes. , And more preferably within a range C of about 0.70 to 0.77 where the torque is increased by about 5%. decide.
Thereby, the magnetic path width of the magnetic path MP2 in FIG. 17 can be sufficiently secured, and the size of the
また、図24に示す回転子12Bでは、上述するように、永久磁石16の長手方向の長さ(幅)を最適値Wpmにした場合にも、d軸に接近する角部16a付近では、磁石磁束ΨmのベクトルVmに対して対向する電機子磁束ΨrのベクトルVrが存在する。具体的には、このd軸に接近する角部16a付近では、磁極外周側小領域A1の軸心側最深部に向かう磁路を通過する電機子磁束ΨrのベクトルVrが磁石磁束ΨmのベクトルVmに対して挟角90度を超える逆向き方向で対向(干渉)して打ち消す(相殺する)逆磁界の関係になる状態が残っている。このため、この回転子12Bの構造では、永久磁石16のd軸側角部16a付近を通過する電機子磁束Ψrが磁石磁束Ψmを抑え込む(打ち消す)のに浪費される。
このことから、この電動回転機10(回転子12)では、図25に示すように、フラックスバリア17cをd軸側で外周面12aに向かっても拡大する空隙形状に形成している。これにより、この回転子12では、d軸に接近する永久磁石16の角部16a付近の電機子磁束ΨrのベクトルVrが磁石磁束ΨmのベクトルVmに対して挟角90度以下となる磁路をその電機子磁束Ψrが通るようにして、電機子磁束Ψrおよび磁石磁束Ψmを有効活用できる構造にしている。
In the
From this, in this electric rotating machine 10 (rotor 12), as shown in FIG. 25, the
詳細には、この電動回転機10では、回転子12におけるV字空間17のフラックスバリア17cとして、永久磁石16を比率δ=1.44の寸法形状にしつつ外周面12a側に向けての拡大空隙を最適化するために、その寸法形状1、2を決定する。
まず、この回転子12のフラックスバリア17cの寸法形状1としては、図26に示すように、そのフラックスバリア17cの外周面側端面(平面形状)17cuの延長面とd軸との交点Yから外周面12a(交点X)までの離隔距離DLdを決定する。例えば、その離隔距離DLdは、回転子12の外半径R1に対する比率DLd/R1をパラメータとしたときに得られる平均トルク、高調波トルクおよびトルクリプルにより決定する。言い換えると、このフラックスバリア17cの寸法形状1としては、回転子12における磁極外周側領域A2を通過する磁路MP1の磁束密度を飽和させないなど最適特性を得ることができるように外周面12aから外周面側端面17cuのd軸側端部までの間隔(離隔距離)DLdを決定する。
例えば、この回転子12の外周面12aからフラックスバリア17cの外周面側端面17cuを、図27に示すように、V字空間17の収容空間17aの外周面側壁面(永久磁石16の外面)17auの延長面に一致するDLd/R1=0.194からDLd/R1=0.086まで外周面12a側に拡大させる。この場合には、図28、図29のグラフに示すようにトルク特性が変化することが分かる。なお、図28では、DLd/R1=0.194を基準として最大負荷時に得られる平均トルクをper unit単位で図示している。また、図28の高周波トルクは、その6次と12次の成分(電気角)の重畳率を図示しており、図29のトルクリプルは、トルクの変動率を図示している。
Specifically, in the electric
First, as the
For example, from the outer
この図28からすると、回転子12のフラックスバリア17cの寸法形状1としては、DLd/R1=0.098〜0.194の範囲A内にすることにより、単にV字空間17の収容空間17aの外周面側壁面17auを延長しただけの構造よりも大きなトルクが得られることが分かる。この寸法形状1としては、好ましくは、DLd/R1=0.11〜0.194程度の範囲B内にすることにより12次の高調波トルクを低減することができ、また、より好ましくは、DLd/R1=0.12〜0.14程度の範囲C内にすることにより最大トルクを得ることができる。また、図29からすると、この寸法形状1としては、DLd/R1=0.139のベストポイント形状BP1とすることによりトルクリプルを最低にすることができる。
According to FIG. 28, the
さらに、この回転子12のフラックスバリア17cの寸法形状2としては、図26に示すように、フラックスバリア17cの外周面側端面17cuがV字空間17の収容空間17aの外周面側壁面17auに対して傾斜する角度αを決定する。
例えば、この傾斜角αは、DLd/R1=0.139をベースにしつつ、フラックスバリア17cの外周面側端面17cuとd軸との間の挟角θ1と、V字空間17の収容空間17aの外周面側壁面17auとd軸との間の挟角θ2と、の比率θ1/θ2を決定する。この比率θ1/θ2は、パラメータとして変化させたときに得られる図30、図31に図示する平均トルク、高調波トルクおよびトルクリプルにより決定する。言い換えると、このフラックスバリア17cの寸法形状2としては、回転子12の磁極外周側小領域A1のd軸に接近する永久磁石16の角部16a付近で、電機子磁束Ψrが磁石磁束Ψmを抑えない磁路を形成して最適特性を得ることができるように傾斜角度αを決定する。なお、図30では、θ1/θ2=1.7を基準として最大負荷時に得られる平均トルクをper unit単位で図示している。また、図30の高周波トルクは、その6次と12次の成分の重畳率を図示しており、図31のトルクリプルは、トルクの変動率を図示している。このθ2は永久磁石16の磁石開口度と称されることもあり、このことから、θ1はフラックスバリア開口度と称することもできる。
Further, as the
For example, the inclination angle α is based on DLd / R1 = 0.139, the included angle θ1 between the outer peripheral surface side end face 17cu of the
この図30からすると、回転子12のフラックスバリア17cの寸法形状2としては、θ1/θ2=1.2〜1.7程度の範囲Dにすることにより大きなトルクが得られるとともに12次の高調波トルクを低減することができることが分かる。さらに、この寸法形状2としては、図31からすると、好ましくは、θ1/θ2=1.52のベストポイント形状BP2とすることにより最大トルク・最小トルクリプルにすることができる。
According to FIG. 30, as the
ここで、フラックスバリア17cの寸法形状1、2の双方を考慮すると、DLd/R1=0.098〜0.194の範囲Aとする場合には、この条件でのθ1を、変位させるθ2で除することにより求めることができ、θ1/θ2=1.0〜2.13とすることにより好適なトルク特性を得ることができる。また、DLd/R1=0.11〜0.194程度の範囲B内にする場合には、同様に、θ1/θ2=1.0〜2.02とすることでより好適なトルク特性を得ることができる。
Here, considering both the
また、フラックスバリア17cの寸法形状1、2の双方を考慮したDLd/R1=0.139とθ1/θ2=1.5で最適化した場合には、図32に示すように、図24に示す比較構造例の場合よりも、平均トルクを約1.8%増加させつつトルクリプルを小さく抑えることができる。また、この寸法形状1、2では、図33に示すように、図24に示す比較構造例の場合よりも、12次と24次の高調波トルクを大きく低減することができている。これにより、この寸法形状1、2では、特に12次の高調波トルクを大幅に低減して、登坂加速時にジャダーの発生を抑制するとともに、電磁騒音も大幅に低減することができる。
In addition, when optimized with DLd / R1 = 0.139 and θ1 / θ2 = 1.5 considering both the
また、図34Aに示す回転子12Aでは、永久磁石16がd軸付近まで存在することにより磁極外周側領域A2に多くの磁石磁束Ψmが発生している。これに対して、図35Aに示すセンタ溝21を設けていない回転子12Cでは、そのd軸付近には空隙のフラックスバリア17cが形成されていることから、永久磁石16から発生する磁石磁束Ψmの直交性が低下、言い換えると、d軸付近における磁石磁束Ψmの磁束密度が低下している。このため、q軸磁路Ψqにとってはd軸付近における磁気抵抗が下がることでインダクタンスが高くなる。この結果、回転子12Cでは、外周面12aに鎖交する磁束の密度に差が生じることに起因して、磁束に高調波が重畳してしまいトルクリプルや鉄損の増加により効率が低下してしまう。
例えば、回転子12Aのd軸付近では、図34Bの最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、電機子磁束Ψrの磁路ループに対応して、対面するステータティース15Dから鎖交する磁束密度は高くない。これに対して、回転子12Cのd軸付近では、図35Bの最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、図34Bのステータティース15Dにおける磁束よりも鎖交する磁束密度が高くなって、流入する磁束が増加している。
このことは、回転子12A(フラックスバリア17d、センタ溝21なし)と回転子12B(フラックスバリア17c、センタ溝21なし)で、1つのステータティース15との間のギャップGを通過する1歯鎖交磁束波形を比較すると、図36のグラフに示すように、回転子12Bの方が、d軸付近が影響する図中に「P」で示す箇所において、磁束が流れ易く高調波が重畳し易くなっている。例えば、図36に示す磁束波形をフーリエ級数展開すると、図37に示すように、回転子12Aよりも回転子12Bの磁束波形の方が、5次、7次の空間高調波の含有率が大きく重畳していることからも分かる。
Further, in the
For example, in the vicinity of the d-axis of the
This means that one tooth chain that passes through the gap G between the
そこで、電動回転機10は、回転子12の外周面12aのd軸上に、ステータティース15の内周面15aとの間のギャップGにおける磁気抵抗を増加させるように調整するセンタ溝21を形成している。このセンタ溝21を形成した回転子12では、図38の最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、回転子12のd軸付近で対面するステータティース15から進入する磁束の増加を抑えることができている。
また、この回転子12(センタ溝21あり)と回転子12C(センタ溝21なし)では、トルク波形を比較すると、図39のグラフに示すように、回転子12Cを基準にして(1.0[p.u.])、センタ溝21ありの回転子12のトルク波形の方が振幅を小さくすることができ、トルクリプルを抑えることができる。また、この図39に示すトルク波形をフーリエ級数展開すると、図40に示すように、センタ溝21ありの回転子12のトルク波形の方が、6次、12次、18次、24次の高調波トルクを大幅に低減できている。なお、図39には、回転子12Cの平均トルクを基準にして(1.0[p.u.])瞬時トルクのトルク波形を図示している。
Therefore, the electric
Further, when the torque waveforms of the rotor 12 (with the center groove 21) and the rotor 12C (without the center groove 21) are compared, as shown in the graph of FIG. [pu]]), the torque waveform of the
そして、この電動回転機10では、このトルクリプルなどのトルク特性に基づいて、回転子12におけるセンタ溝21の最適な寸法形状を決定している。
このセンタ溝21は、図41に示すように、軸心からの法線方向の溝底21aまでの離隔距離R4を変化させて、回転子12の外周面12aまでの外半径R1に対する比率R4/R1をパラメータとしたときに得られる、図42に示すトルクリプルにより寸法形状を決定する。
まず、センタ溝21の深さとしては、センタ溝21のない寸法形状(R4/R1=1.0)を基準として、最大負荷時に発生するトルクリプルを低減可能に、次の寸法形状に形成する。
0.98≦R4/R1<1.0
In the electric
As shown in FIG. 41, the
First, the depth of the
0.98 ≦ R4 / R1 <1.0
また、回転子12のセンタ溝21は、固定子11側のステータティース15に対する相対的な関係から寸法形状を決定する必要があり、図41に示すように、回転子12の軸心を中心とした外周面12aにおける外開口角θaと、その外周面12aよりも内側の溝底21aの内開口角θbとで規定することができる。
この回転子12は、センタ溝21の外開口角θaをパラメータとして変化させると、図43に相電圧と線間電圧とを対応させているグラフに示すように、図中のピークFと頂部Wで示す箇所で影響を受ける。
具体的には、例えば、図43における、U相電圧波形のG1からG3の幅は、固定子11と回転子12との相対的な位置関係からセンタ溝21の外開口角θaの幅に応じて変化する。そのU相電圧波形は、外開口角θaを狭くしていくとG1−G3間も狭くなって頂部Wが最頂点となる尖った波形となり、線間電圧波形は、ピークFが頂部Wに近づいて、三角波に近似する波形となる。反対に、U相電圧波形は、センタ溝21の外開口角θaを広くしていくとG1−G3間の頂部Wが平坦形状になる波形となり、線間電圧波形は、ピークFが頂部Wから離れて裾広がりな台形波に近似する波形となって、5次、7次の空間高調波が重畳し易くなる。
Further, the
When the
Specifically, for example, the width of G1 to G3 of the U-phase voltage waveform in FIG. 43 depends on the width of the outer opening angle θa of the
ここで、センタ溝21は、上述するように、回転子12とステータティース15の間のギャップGにおける磁気抵抗を大きくする(透磁率を下げる)必要がある一方、外開口角θaを広くし過ぎると、5次、7次の空間高調波が重畳し易くなることから、必要最低限の寸法形状にする必要がある。
この回転子12と固定子11の構造を、図41に示すように、スロット18の回転子12側の開口幅SO、ステータティース15の内周面15aの対面幅TB、ステータティース15の内周面15aよりも内側の先端部幅TW、回転子12とステータティース15の間のギャップGのエアギャップ幅AGとすると、次のようになる。
まず、センタ溝21は、ギャップGにおける磁気抵抗を大きくする必要があることから、ステータティース15の対面幅TB以上必要である。これから外開口角θaの下限値としては、その対面幅TBと回転子12の軸心とで囲む形状が二等辺三角形(2×直角三角形)に近似するものとして、
2×tan−1((TB/2)/(R1+AG))≦θa
とすることができる。
また、スロット18は、コイルの自動インサートや必要なエネルギ密度を考慮すると、スロット18の開口幅SO>エアギャップ幅AGにする必要がある。この関係からスロット18の開口空間よりもギャップGにおける磁気抵抗が低く、ステータティース15の先端角部K(図36を参照)から回転子12側に鎖交する磁束量を低減する必要がある。このことから、センタ溝21は、隣接するステータティース15の内周面15aまでの幅以下にする必要があり、これから外開口角θaの上限値としては、同様に、
θa≦2×tan−1((SO+(TB/2))/(R1+AG))
とすることができる。
Here, as described above, the
As shown in FIG. 41, the structure of the
First, since it is necessary to increase the magnetic resistance in the gap G, the
2 × tan −1 ((TB / 2) / (R1 + AG)) ≦ θa
It can be.
Further, the
θa ≦ 2 × tan −1 ((SO + (TB / 2)) / (R1 + AG))
It can be.
次に、センタ溝21の溝底21aの内開口角θbは、外開口角θaと同様に、隣接するステータティース15の内周面15aまでの幅以下の外開口角θaを上限値として、
θb≦2×tan−1((SO+(TB/2))/(R1+AG))
とすることができる。
その一方で、センタ溝21の溝底21aの内開口角θbの下限値は、外開口角θaの下限値をステータティース15の対面幅TBにして、ギャップGにおける磁気抵抗を上げるように調整することから、溝底21aなしの
0°≦θb
としてもよい。
なお、ステータティース15の対面幅TBと先端部幅TWは、ステータティース15の先端部を尖った形状にすると上記条件が不成立となることから、
TW≦TB
となる。
Next, the inner opening angle θb of the
θb ≦ 2 × tan −1 ((SO + (TB / 2)) / (R1 + AG))
It can be.
On the other hand, the lower limit value of the inner opening angle θb of the groove bottom 21 a of the
It is good.
The facing width TB and the tip width TW of the
TW ≦ TB
It becomes.
ここで、この回転子12では、低負荷時においても同様に、センタ溝21なしの回転子12Cとトルク波形を比較すると、図44のグラフに示すように、回転子12Cを基準にして(1.0[p.u.])、センタ溝21ありの回転子12のトルク波形の方が振幅を小さく、トルクリプルを抑えることができている。また、この図44に示すトルク波形をフーリエ級数展開すると、図45に示すように、センタ溝21ありの回転子12のトルク波形の方が、6次の高調波トルクを低減できている。
なお、以上では、センタ溝21がトルク特性に与える影響について主に説明するが、このセンタ溝21は、組立などの製造時にも目印にすることができるなど有用である。例えば、永久磁石16の軸方向における位置関係を捩じった状態にして、所謂、スキューを施す場合には、そのセンタ溝21の軸方向への直線性からスキューの有無を確認することができる。
Here, in this
In the above, the influence of the
また、図46に示すサイド溝22のない回転子12Dでは、図47に無負荷時のギャップGにおける磁束密度波形を図示するように、基本波から台形波に近い波形に変形していることが分かる。このギャップGでは、固定子11側のステータティース15や、回転子12側のV字型の永久磁石16やV字空間17のフラックスバリア17b、17cの構造に応じたギャップ磁束波形にさらに空間高調波が重畳することによりトルクリプルや電磁騒音や鉄損の増加の要因となっている。
ギャップ磁束波形は、電気角90°がd軸に該当し、電気角0°、180°がq軸に該当しており、回転子12Dの一磁極中のステータティース15a〜15g毎に電気角30°毎の領域A〜Gが対応している。このギャップ磁束波形は、d軸側のフラックスバリア17c(空隙)に対応する領域A前後で窪んでおり、基本波形と比較すると、領域B、C間と領域E、F間で磁束密度が高すぎることが分かる。すなわち、回転子12Dでは、d軸から進行方向側に向かって2番目のステータティース15bから3番目のステータティース15cと、d軸から後退方向側に向かって2番目のステータティース15eから3番目のステータティース15fと、で空間高調波の重畳が多くなっていることが分かる。
このことから、回転子12Dでは、ステータティース15b、15c間と、ステータティース15e、15f間と、に対応する外周面12aの2箇所(d軸±30°〜60°)の範囲内に、鎖交する磁束密度を低減させるためのサイド溝22を一対形成するのが有効である。
In addition, in the
The gap magnetic flux waveform has an electrical angle of 90 ° corresponding to the d-axis, an electrical angle of 0 ° and 180 ° corresponding to the q-axis, and an electrical angle of 30 for each of the
Therefore, in the
ところで、IPM型モータでは、回転子を捻ることにより、軸方向の永久磁石間に所謂、段スキューを施すことで、特定次数のトルクリプルを打ち消すことができる。例えば、三相モータの場合には、電気角15°の段スキューを施すことにより12次のトルクリプルを完全に打ち消すことができる。
詳細には、磁束に重畳する12次の高調波を関数で表すと、
F(θ)=sin12θ
と置くことができ、電気角15°ずれた波形は、
F(θ+15°)=sin12(θ+15°)=−sin12θ
となり、理論的には、11次と13次の空間高調波で相殺させてキャンセルすることができ、この結果、12次のトルクリプルを低減できる。
このことから、無負荷時だけでなく、負荷時の高調波の重畳するギャップ磁束波形を確認すると、図48に示すような波形になっている。なお、この図48には、サイド溝22なしのまま段スキューの有無の場合の双方を図示している。
このギャップ磁束波形では、段スキューを施すことにより、重畳する空間高調波が抑えられていることを確認できるが、無負荷時と同様に、基本波形と比較すると、領域B、C間と領域E、F間で磁束密度が高すぎることが分かる。
By the way, in an IPM type motor, a so-called step skew is applied between permanent magnets in the axial direction by twisting the rotor, so that a torque ripple of a specific order can be canceled. For example, in the case of a three-phase motor, a 12th-order torque ripple can be completely canceled by applying a step skew of an electrical angle of 15 °.
Specifically, when the 12th harmonic superimposed on the magnetic flux is expressed as a function,
F (θ) = sin12θ
The waveform with an electrical angle of 15 ° is
F (θ + 15 °) = sin12 (θ + 15 °) = − sin12θ
Theoretically, it can be canceled by canceling with the 11th and 13th spatial harmonics, and as a result, the 12th torque ripple can be reduced.
From this, not only when there is no load, but when the gap magnetic flux waveform where the harmonics at the time of loading are superimposed is confirmed, the waveform is as shown in FIG. In FIG. 48, both cases where there is a step skew without the
In this gap magnetic flux waveform, it can be confirmed that the spatial harmonics to be superimposed are suppressed by applying a step skew. However, as in the case of no load, the gap between the regions B and C and the region E are compared with the basic waveform. It can be seen that the magnetic flux density between F and F is too high.
そして、この電動回転機10では、このような、トルクやトルクリプルなどのトルク特性に基づいて、回転子12におけるサイド溝22の最適な寸法形状を決定している。
サイド溝22は、図49(図26)に示すように、永久磁石16の外周面12a側壁面(外周面側壁面17au)の延長面とd軸との間の挟角、所謂、磁石開口度θ2と、軸心から永久磁石16の外周面12a側角部16bを繋げる延長線とd軸との間の挟角、所謂、磁石端部開き角θ3と、外側端辺22oとd軸との間の外挟角θ4と、内側端辺22iとd軸との間の内挟角θ5と、で形成位置を規定することができる。
まず、サイド溝22は、磁石端部開き角θ3や磁石開口度θ2の外側に位置してしまうと、図47に示すギャップ磁束波形における領域C、D間と領域F、G間に対応してしまい、磁束密度の低減位置から外れてしまう。また、回転子12は、外周面12aとフラックスバリア17bの間の磁極内外を連結支持する渡り部12cに、高速回転する際の永久磁石16の遠心力に起因するミゼス応力が集中することから、その応力集中による破断を防止するために、ある程度の幅が必要である。このことから、サイド溝22の形成位置としては、
内挟角θ5<外挟角θ4≦磁石端部開き角θ3
となる。
And in this electric rotating
As shown in FIG. 49 (FIG. 26), the
First, when the
Inner included angle θ5 <Outer included angle θ4 ≦ Magnet end opening angle θ3
It becomes.
また、サイド溝22は、内挟角θ5/外挟角θ4の比率をパラメータとしたときに得られる、図50、図51に示すトルクや高調波トルクやトルクリプルのトルク特性により寸法形状を決定する。
まず、サイド溝22は、図50の最大負荷時のトルク特性からすると、サイド溝22のない回転子12D(θ5/θ4=1.0)を基準にして(1.0[p.u.])、
0.945≦θ5/θ4≦0.98
の寸法形状にすることにより、ある程度のトルクを得つつトルクリプルを効果的に低減することができる。特に、このサイド溝22は、θ5/θ4=0.97とすることによりトルクリプルを最低限にすることができる。
また、このサイド溝22は、図51の低負荷時のトルク特性からしても、
θ5/θ4≦0.98
の寸法形状にすることにより、ある程度のトルクを得つつトルクリプルを効果的に低減することができる。
Further, the
First, according to the torque characteristic at the maximum load in FIG. 50, the
0.945 ≦ θ5 / θ4 ≦ 0.98
By using the size and shape, torque ripple can be effectively reduced while obtaining a certain amount of torque. In particular, the
Further, the
θ5 / θ4 ≦ 0.98
By using the size and shape, torque ripple can be effectively reduced while obtaining a certain amount of torque.
また、このサイド溝22は、図49に示すように、溝深さRG/エアギャップ幅AGの比率をパラメータとしたときに得られる、図52に示すトルクやトルクリプルのトルク特性により寸法形状を決定する。
まず、サイド溝22は、図52の最大負荷時のトルク特性からすると、サイド溝22のない回転子12D(RG/AG=0.0)を基準にして(1.0[p.u.])、
0.00<RG/AG≦0.73
の寸法形状にすることにより、ある程度のトルクを得つつトルクリプルを効果的に低減することができる。特に、このサイド溝22は、0.30≦RG/AG≦0.45程度にすることによりトルクリプルを最低限にすることができる。
Further, as shown in FIG. 49, the
First, according to the torque characteristics at the maximum load in FIG. 52, the
0.00 <RG / AG ≦ 0.73
By using the size and shape, torque ripple can be effectively reduced while obtaining a certain amount of torque. In particular, the
これにより、電動回転機10は、図53のギャップ磁束波形のグラフに示すように、サイド溝22を回転子12の外周面12aの最適位置に形成することにより、台形波における、特に、領域B、C間と領域E、F間の磁束密度を低減することができている。
また、電動回転機10は、図54の最大負荷時のトルク波形や図55の低負荷時のトルク波形のグラフに示すように、サイド溝22を回転子12の外周面12aの最適位置に形成することにより、いずれでもトルクリプルを低減することができている。
さらに、電動回転機10は、図56のコギングトルク波形のグラフに示すように、サイド溝22を回転子12の外周面12aの最適位置に形成することにより、コギングトルクを50%以上低減することができている。
Thereby, the electric
Further, as shown in the graph of the torque waveform at the maximum load in FIG. 54 and the torque waveform at the low load in FIG. 55, the electric
Furthermore, the electric
このように本実施形態においては、永久磁石16のd軸側範囲Bを削減して大きなフラックスバリア17cに置き換えたので、電機子磁束Ψrを打ち消す方向の磁石磁束Ψmをなくして互いに干渉(相殺)してしまうことをなくすことができ、また、その範囲B内を電機子磁束Ψrが通過してしまうことも制限することができる。
したがって、永久磁石16の使用量を削減しつつ、d軸側での電機子磁束Ψrや磁石磁束Ψmを有効に活用して、大きなマグネットトルクTmとリラクタンストルクTrを得ることができる。また、誘起電圧定数の低減による高速回転側での出力の増加を図ることができるとともに、永久磁石16の渦電流に起因する発熱を抑えて温度変化による減磁を抑制して耐熱グレードを下げることによるコスト削減をすることができる。
As described above, in the present embodiment, the d-axis side range B of the
Therefore, a large magnet torque Tm and a reluctance torque Tr can be obtained by effectively using the armature magnetic flux Ψr and the magnet magnetic flux Ψm on the d-axis side while reducing the amount of
また、フラックスバリア17cの軸心側端部までの離隔距離R2を回転子12の外半径R1と内半径R3との関係(寸法形状)が0.56≦R2/R1≦0.84、かつ、0.54≦R3/R2≦0.82になるようにすることで、大きなトルクTを効率よく発生させることができる。
また、フラックスバリア17cは、回転子12の外周面までの離隔距離DLdを回転子12の外半径R1に対して、0.098≦DLd/R1<0.194にすることで、大きなトルクを効率よく発生させることができる。さらに、このフラックスバリア17cは、好ましくは、0.12≦DLd/R1≦0.14かつ1.2≦フラックスバリア開口角θ1/磁石開口角θ2≦1.7になるように、さらに、DLd/R1=0.139かつθ1/θ2=1.52になるようにすることで、より大きなトルクを効率よく発生させることができる。
Further, the separation distance R2 to the axial center side end portion of the
Further, the
また、回転子12のセンタ溝21は、溝底21aまでの長さR4を回転子12の外半径R1に対して、0.98≦R4/R1<1.0にすることで、高調波トルクを抑えて効果的にトルクリプルを低減することができる。
さらに、このセンタ溝21は、2×tan−1((ティース対面幅TB/2)/(回転子外半径R1+エアギャップ幅AG))≦外開口角θa≦2×tan−1((スロット開口幅SO+(ティース対面幅TB/2))/(回転子外半径R1+エアギャップ幅AG))、0°≦内開口角θb≦2×tan−1((スロット開口幅SO+(ティース対面幅TB/2))/(回転子外半径R1+エアギャップ幅AG))、ティース先端部幅TW≦ティース対面幅TBとなる寸法形状にすることで、高調波トルクをより抑えて、トルクリプルをより削減することができる。
Further, the
Further, the
また、回転子12のサイド溝22は、外挟角θ4≦磁石端部開き角θ3、0.945≦内挟角θ5/外挟角θ4≦0.98、0.00<溝深さRG/エアギャップ幅AG≦0.73にすることで、ギャップ磁束波形に重畳しようとする空間高調波を抑えることができ、コギングトルクやトルクリプルや鉄損の増加により駆動効率を低下させてしまうことを防止することができる。
この結果、固定子11内の回転子12を低コストに作製して高エネルギ密度で高品質に回転駆動させることができる。
Further, the
As a result, the
ここで、本実施形態では、8極48スロットモータの構成の電動回転機10を一例にして説明するが、これに限るものではなく、毎極毎相スロット数q=2の構造であれば、そのまま好適に適用することができ、例えば、6極36スロット、4極24スロット、10極60スロットのモータ構造にもそのまま適用することができる。
本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらすすべての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、各請求項により画される発明の特徴の組み合わせに限定されるものではなく、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。
Here, in this embodiment, the electric
The scope of the present invention is not limited to the illustrated and described exemplary embodiments, but includes all embodiments that provide the same effects as those intended by the present invention. Further, the scope of the invention is not limited to the combinations of features of the invention defined by the claims, but may be defined by any desired combination of particular features among all the disclosed features. .
これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは言うまでもない。 Although one embodiment of the present invention has been described so far, it is needless to say that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and may be implemented in various forms within the scope of the technical idea.
10 電動回転機(IPM型)
11 固定子
12 回転子
12a 外周面
13 回転駆動軸
15 ステータティース
16 永久磁石
16a、16b 角部
17 V字空間
17b、17c フラックスバリア
18 スロット
20 センタブリッジ
21 センタ溝
22 サイド溝
AG エアギャップ幅
B d軸側範囲
G エアギャップ
MP0、MP1〜MP3、Mr1、Mr2 磁路
RG 溝深さ
Ψm 磁石磁束
Ψr 電機子磁束
Ψs 合成磁束
θ2 磁石開口度
θ3 磁石端部開き角
θ4 d軸からの外挟角
θ5 d軸からの内挟角
10 Electric rotating machine (IPM type)
11
Claims (1)
前記永久磁石が前記回転子の外周面に向かって開くV字形状に配置されており、
前記永久磁石が形成する磁極毎に、前記永久磁石のd軸側への延長空間から前記回転子の軸心に向かって拡大するとともに該回転子の外周面に向かって拡大する形状の空間が形成されており、
前記回転子の外周面には、前記d軸上に軸心と平行なセンタ調整溝が形成されており、前記永久磁石の両外端部側に軸心と平行な一対のサイド調整溝が形成されており、
前記回転子の軸心を中心とする、前記d軸から前記サイド調整溝の外側端辺までの間の角度θ4と、前記d軸から前記永久磁石の前記回転子の外周面に最も近い角部までの間の角度θ3とが、
θ4≦θ3
の関係を満たし、
前記角度θ4と、前記回転子の軸心とする前記d軸から前記サイド調整溝の内側端辺までの間の角度θ5とが、
0.945≦θ5/θ4≦0.98
の関係を満たし、
前記固定子の内周面と前記回転子の外周面との間に形成されるエアギャップ間隔AGと、前記サイド調整溝の深さRGとが、
0<RG/AG≦0.73
の関係を満たすことを特徴とするIPM型電動回転機。 An electric rotating machine comprising: a rotor in which permanent magnets are embedded; and a stator in which coils are accommodated in a plurality of slots facing the rotor,
The permanent magnets are arranged in a V shape that opens toward the outer peripheral surface of the rotor,
Each magnetic pole which the permanent magnet is formed, a space having a shape expanding toward the outer peripheral surface of the rotor while expanding from the extension space of the d-axis side of the permanent magnet towards the axis of the rotor is formed Has been
An outer peripheral surface of the rotor, the axis parallel to the center adjusting groove on d axis is formed, the both outer end portions axis parallel to a pair of side adjustment grooves in the permanent magnet is formed Has been
An angle θ4 between the d-axis and the outer edge of the side adjustment groove, centered on the axis of the rotor, and a corner closest to the outer peripheral surface of the rotor of the permanent magnet from the d-axis and the angle θ3 between until,
θ4 ≦ θ3
Meet the relationship,
The angle θ4 and the angle θ5 between the d-axis that is the axis of the rotor and the inner edge of the side adjustment groove are:
0.945 ≦ θ5 / θ4 ≦ 0.98
Satisfy the relationship
An air gap interval AG formed between the inner peripheral surface of the stator and the outer peripheral surface of the rotor, and the depth RG of the side adjustment groove,
0 <RG / AG ≦ 0.73
IPM type electric rotating machine, characterized in Succoth satisfy the relationship.
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