JP5970405B2 - Millimeter-wave spectrum analyzer and analysis method - Google Patents
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本発明は、ミリ波帯の信号のスペクトラム解析を、正確に行なえるようにするための技術に関する。 The present invention relates to a technique for enabling accurate spectrum analysis of a millimeter-wave band signal.
信号のスペクトラム解析を広帯域に行なうスペクトラムアナライザは、一般的に、ヘテロダイン型のフロントエンドのローカル周波数を連続的に掃引して、入力信号に含まれる各周波数成分を中間周波数帯に変換し、その信号レベルを検出している。 A spectrum analyzer that performs spectrum analysis of a signal over a wide band generally sweeps the local frequency of the heterodyne type front end and converts each frequency component contained in the input signal to an intermediate frequency band. The level is detected.
近年の情報化社会の発展とともに、各種通信で用いられる情報量は増大し、従来使用されたマイクロ波帯での周波数資源が不足している。 With the development of the information-oriented society in recent years, the amount of information used in various communications has increased, and the frequency resources in the conventionally used microwave band are insufficient.
そのため、各種アプリケーションは年々高い周波数領域へと移行し、それらアプリケーションの評価に用いられる測定器（スペクトラム解析装置）に要求される解析周波数もマイクロ波帯からミリ波帯へと移行してきている。 Therefore, various applications have shifted to higher frequency regions year by year, and analysis frequencies required for measuring instruments (spectrum analysis devices) used for evaluating these applications have also shifted from the microwave band to the millimeter wave band.
現状市販されているスペクトラム解析装置（スペクトラムアナライザ）には、イメージ信号の発生による測定誤差を回避するため、フロントエンドにＹＴＦ（ＹＩＧ Ｔｕｎｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ）が使用されているが、そのＹＴＦの動作周波数の上限は６０ＧＨｚ程度であり、それを越える周波数を解析するには、ＹＴＦは使用されていない。 Currently marketed spectrum analyzers (spectrum analyzers) use a YTF (YIG Tuned Filter) in the front end to avoid measurement errors due to the generation of image signals, but the upper limit of the operating frequency of the YTF. Is about 60 GHz, and YTF is not used to analyze frequencies exceeding that.
また、スペクトラムアナライザ単体で測定できる上限周波数（例えば６０ＧＨｚ）を越える（１００ＧＨｚを越えるような）周波数の信号を解析する場合には、スペクトラムアナライザの外部にミキサを使用し、測定するのが一般的である。通常それらは、主としてハーモニックミキサが使用される。 In addition, when analyzing a signal with a frequency exceeding the upper limit frequency (for example, 60 GHz) that can be measured by the spectrum analyzer alone (such as exceeding 100 GHz), it is common to measure using a mixer outside the spectrum analyzer. is there. Usually they use mainly harmonic mixers.
このようなＹＴＦの動作周波数の上限を越える周波数を測定するための周波数変換技術は、例えば以下の特許文献１、２に開示されている。
Such a frequency conversion technique for measuring a frequency exceeding the upper limit of the operating frequency of YTF is disclosed, for example, in
ハーモニックミキサを使用したハーモニックミキシング方式は、図３０に示すように、発振器１で例えば４０ＧＨｚ帯の信号Ｌａを発生させて高調波発生器２に入力し、その整数倍、即ち８０ＧＨｚ帯、１２０ＧＨｚ帯、１６０ＧＨｚ帯、…の高調波Ｌｈ２、Ｌｈ３、……を発生させてミキサ３に入力し、その所望次数の高調波数ＬｈＮで入力信号Ｓinを、中間周波数帯の信号Ｓifに変換する方式である（Ｌｈ１は４０ＧＨｚの基本波）。
As shown in FIG. 30, a harmonic mixing method using a harmonic mixer generates a signal La of, for example, 40 GHz band by an
しかしながら、上記のようなハーモニックミキシング方式をフロントエンドに用いたスペクトラムアナライザでは、ミキサ３に対して所望次数のローカル信号以外の多くの高調波成分と、入力信号に含まれる信号成分（ノイズ成分も含まれる）との周波数変換成分がミキサ３の出力側に重畳されて、ノイズフロアのレベルが上昇し、低レベル信号のスペクトラムを認識できなくなってしまう。
However, in the spectrum analyzer using the harmonic mixing method as described above for the front end, many harmonic components other than the local signal of the desired order with respect to the
また、どのような周波数帯に信号成分があるかわからない入力信号のスペクトラムを観測しようとしても、多くの次数の高調波とのヘテロダイン成分（イメージ成分や２次、３次の相互変調成分）が生じてしまい、正しい観測は困難であった。 In addition, even if you try to observe the spectrum of an input signal where you do not know what frequency band the signal component is, a heterodyne component (image component, second-order, third-order intermodulation component) with many harmonics occurs. Therefore, correct observation was difficult.
これらの点で、ミリ波帯のうち特に１００ＧＨｚを越える帯域のスペクトラム解析は、精度の点で十分とは言えなかった。 In these respects, spectrum analysis in the millimeter wave band especially exceeding 100 GHz has not been sufficient in terms of accuracy.
本発明は、この問題を解決し、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯のスペクトラム解析を高精度に行なえるミリ波帯スペクトラム解析装置および解析方法を提供することを目的としている。 An object of the present invention is to solve this problem and provide a millimeter-wave band spectrum analysis apparatus and analysis method capable of performing millimeter-wave band spectrum analysis exceeding 100 GHz with high accuracy.
前記目的を達成するために、本発明の請求項１記載のミリ波帯スペクトラム解析装置は、
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波をＴＥ１０モードで一端から他端に伝搬させる導波管（２２〜２７、２２１Ａ、２２１Ｂ）によって形成される導波路（２１、２２２、２２３）と、該導波路の内部を塞ぐ状態で互いに間隔を開けて対向配置され、前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー（３０Ａ、３０Ｂ、２４０Ａ、２４０Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間の電気長を可変することで、該一対の電波ハーフミラーの間に形成される共振器の共振周波数を前記所定周波数範囲で変化させる共振周波数可変手段（４０、５２、２５０）とを有し、前記導波路の一端から入力される信号から前記共振周波数を通過中心周波数とする帯域の信号成分を抽出して他端側から出力するミリ波帯フィルタ（２０〜２０″、２２０）と、
前記ミリ波帯フィルタの出力信号に対して、ローカル信号のミキシングによる周波数変換処理を複数段行なって前記所定周波数範囲より低い所定の中間周波数帯に変換して、前記所定周波数範囲に含まれる各周波数成分のレベルを検出するスペクトラム検出部（９０）と、
前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間の電気長と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記所定周波数範囲のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部を制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる制御部（１２０）とを備え、
さらに、前記スペクトラム検出部の初段の周波数変換処理に用いるローカル信号を生成するローカル信号発生器（１０３）が、
電気の変調用信号を発生する変調用信号発生器（１０４）と、
コヒーレント光を出射する光源（１０５）と、
前記コヒーレント光を受けて分岐し電気光学効果を示す二つの光導波路を伝搬させて合波干渉させて出射する構造を有し、前記二つの光導波路に前記変調用信号による電界が与えられることで、前記入射されたコヒーレント光の周波数（Ｆｃ）から高い方へ前記変調用信号の周波数（Ｆｍ）の整数（Ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（Ｆｃ＋ＮＦｍ）と、前記入射されたコヒーレント光の周波数より低い方へ前記変調用信号の周波数の前記整数倍だけ離間した第２の周波数（Ｆｃ−ＮＦｍ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射する光変調器（１０６）と、
前記光変調器からの出射される干渉光から前記入射されたコヒーレント光の周波数成分を除去する光フィルタ（１０７）と、
前記光フィルタの出射光を受光して、前記第１の周波数と第２の周波数の差の周波数（２ＮＦｍ）の電気信号を前記ローカル信号として出力する受光器（１０８）とによって構成されていることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a millimeter waveband spectrum analyzing apparatus according to
A waveguide (21, 222, 223) formed by a waveguide (22-27, 221A, 221B) for propagating electromagnetic waves in a predetermined frequency range in the millimeter wave band from one end to the other end in the TE10 mode; A pair of flat-type radio wave half mirrors (30A, 30B, 240A) which are arranged to face each other with a space therebetween in a state of closing the interior of the antenna, and have a characteristic of transmitting part of the electromagnetic wave in the predetermined frequency range and reflecting part of the electromagnetic wave. , 240B) and the resonance frequency variable for changing the resonance frequency of the resonator formed between the pair of radio wave half mirrors within the predetermined frequency range by varying the electrical length between the pair of radio wave half mirrors. Means (40, 52, 250) for extracting a signal component in a band having the resonance frequency as a pass center frequency from a signal input from one end of the waveguide, And output to the millimeter-wave band filter (20 to 20 ", 220),
Each frequency included in the predetermined frequency range is converted to a predetermined intermediate frequency band lower than the predetermined frequency range by performing a plurality of stages of frequency conversion processing by mixing local signals on the output signal of the millimeter wave band filter. A spectrum detector (90) for detecting the level of the component;
When data relating the electrical length between the pair of radio wave half mirrors of the millimeter wave band filter and the resonance frequency is stored in advance, and a desired observation frequency range and frequency resolution of the predetermined frequency range are specified. Based on the data, the pass center frequency of the millimeter wave band filter is changed so as to cover the observation frequency range in steps equal to or less than the pass band width of the millimeter wave band filter, and the spectrum detection unit is controlled. A control unit (120) for detecting a spectrum waveform of a signal in the observation frequency range with the frequency resolution,
Furthermore, a local signal generator (103) for generating a local signal used for the first stage frequency conversion processing of the spectrum detection unit,
A modulation signal generator (104) for generating an electrical modulation signal;
A light source (105) that emits coherent light;
Receiving the coherent light, propagating through the two optical waveguides exhibiting the electro-optic effect, causing the combined interference to be emitted, and applying an electric field by the modulation signal to the two optical waveguides , A first frequency (Fc + NFm) that is separated from the frequency (Fc) of the incident coherent light by an integer (N) times the frequency (Fm) of the modulation signal in the higher direction, and the incident coherent light An optical modulator (106) that emits interference light having a spectrum at a second frequency (Fc-NFm) that is separated by an integer multiple of the frequency of the modulation signal to a lower frequency than the frequency;
An optical filter (107) for removing a frequency component of the incident coherent light from the interference light emitted from the optical modulator;
A light receiver configured to receive light emitted from the optical filter and output an electric signal having a frequency difference (2NFm) between the first frequency and the second frequency as the local signal; It is characterized by.
また、本発明の請求項２のミリ波帯スペクトラム解析装置は、請求項１記載のミリ波帯スペクトラム解析装置において、
前記変調用信号発生器が出力する変調用信号の周波数が固定であって、前記スペクトラム検出部の２段目以降の周波数変換処理に用いるローカル信号を前記観測周波数範囲に応じて掃引制御することを特徴とする。
Further, the millimeter waveband spectrum analyzing apparatus according to
The frequency of the modulation signal output from the modulation signal generator is fixed, and the local signal used for the frequency conversion processing in the second and subsequent stages of the spectrum detection unit is swept according to the observation frequency range. Features.
また、本発明の請求項３のミリ波帯スペクトラム解析装置は、請求項２記載のミリ波帯スペクトラム解析装置において、
前記変調用信号発生器が出力する変調用信号の周波数が可変でき、前記スペクトラム検出部の初段の周波数変換処理に用いるローカル信号を前記観測周波数範囲に応じて掃引制御することを特徴とする。
Further, the millimeter waveband spectrum analyzing apparatus according to
The frequency of the modulation signal output from the modulation signal generator can be varied, and the local signal used for the frequency conversion processing at the first stage of the spectrum detection unit is swept according to the observation frequency range.
また、本発明の請求項４のミリ波帯スペクトラム解析方法は、
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波をＴＥ１０モードで一端から他端に伝搬させる導波管（２２〜２７、２２１、２２１Ａ、２２１Ｂ）によって形成される導波路（２１、２２２、２２３）と、該導波路の内部を塞ぐ状態で互いに間隔を開けて対向配置され、前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー（３０Ａ、３０Ｂ、２４０Ａ、２４０Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間の電気長を可変することで、該一対の電波ハーフミラーの間に形成される共振器の共振周波数を前記所定周波数範囲で変化させる共振周波数可変手段（４０、５２、２５０）とを有するミリ波帯フィルタ（２０〜２０″、２２０）により、前記導波路の一端から入力される信号から前記共振周波数を通過中心周波数とする帯域の信号成分を抽出する段階と、
前記ミリ波帯フィルタの出力信号に対して、ローカル信号のミキシングによる周波数変換処理を複数段行なって前記所定周波数範囲より低い所定の中間周波数帯に変換して、前記所定周波数範囲に含まれる各周波数成分のレベルを検出する段階と、
前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間の電気長と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記所定周波数範囲のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部を制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる段階とを含み、
さらに、前記周波数変換処理の初段に用いるローカル信号は、
電気光学効果を用いた光変調器にコヒーレント光と電気の変調用信号を与え、前記コヒーレント光の周波数（Ｆｃ）から高い方へ前記変調用信号の周波数（Ｆｍ）の整数（Ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（Ｆｃ＋ＮＦｍ）と、前記コヒーレント光の周波数より低い方へ前記変調用信号の周波数の前記整数倍だけ離間した第２の周波数（Ｆｃ−ＮＦｍ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させる段階と、
前記光変調器からの出射される干渉光から前記入射されたコヒーレント光の周波数成分を除去する段階と、
前記コヒーレント光の周波数成分が除去された光を受光器に入射し、前記第１の周波数と第２の周波数の差の周波数（２ＮＦｍ）の電気信号を前記ローカル信号として出力する段階とにより生成することを特徴としている。
Further, the millimeter waveband spectrum analysis method according to
A waveguide (21, 222, 223) formed by a waveguide (22-27, 221, 221A, 221B) for propagating electromagnetic waves in a predetermined frequency range in the millimeter wave band from one end to the other in TE10 mode; A pair of flat-type radio wave half mirrors (30A, 30B) that are opposed to each other with a gap therebetween while blocking the inside of the waveguide, and have a characteristic of transmitting a part of the electromagnetic wave in the predetermined frequency range and reflecting a part thereof. , 240A, 240B) and a resonance that changes a resonance frequency of a resonator formed between the pair of radio wave half mirrors in the predetermined frequency range by changing an electrical length between the pair of radio wave half mirrors. A millimeter-wave band filter (20 to 20 ″, 220) having a frequency variable means (40, 52, 250) is used to convert the resonance frequency from a signal input from one end of the waveguide. A step of extracting a signal component of the band of the bandpass center frequency,
Each frequency included in the predetermined frequency range is converted to a predetermined intermediate frequency band lower than the predetermined frequency range by performing a plurality of stages of frequency conversion processing by mixing local signals on the output signal of the millimeter wave band filter. Detecting the level of the component;
When data relating the electrical length between the pair of radio wave half mirrors of the millimeter wave band filter and the resonance frequency is stored in advance, and a desired observation frequency range and frequency resolution of the predetermined frequency range are specified. Based on the data, the pass center frequency of the millimeter wave band filter is changed so as to cover the observation frequency range in steps equal to or less than the pass band width of the millimeter wave band filter, and the spectrum detection unit is controlled. Detecting a spectrum waveform of a signal in the observation frequency range with the frequency resolution,
Furthermore, the local signal used in the first stage of the frequency conversion process is
A coherent light and electric modulation signal is applied to an optical modulator using an electro-optic effect, and is separated from the coherent light frequency (Fc) by an integer (N) times higher than the frequency (Fm) of the modulation signal. The interference light having a spectrum at the first frequency (Fc + NFm) and the second frequency (Fc-NFm) separated by the integer multiple of the frequency of the modulation signal to the lower side of the frequency of the coherent light is emitted. And the stage of
Removing the frequency component of the incident coherent light from the interference light emitted from the optical modulator;
The light from which the frequency component of the coherent light has been removed is incident on a light receiver, and is generated by outputting an electric signal having a frequency (2 NFm) as a difference between the first frequency and the second frequency as the local signal. It is characterized by that.
このように、本発明では、ミリ波帯の所定周波数範囲に含まれる信号成分のうち、導波路内に１対の電波ハーフミラーを対向配置して共振作用を示すミリ波帯フィルタで選択された信号成分のみがスペクトラム検出部に入力され、複数段の周波数変換処理により所定の中間周波数帯に変換されてそのレベル検出がなされる。 As described above, in the present invention, among the signal components included in the predetermined frequency range of the millimeter wave band, the pair of radio wave half mirrors are arranged to face each other in the waveguide and are selected by the millimeter wave band filter exhibiting the resonance action. Only the signal component is input to the spectrum detection unit, converted into a predetermined intermediate frequency band by a plurality of stages of frequency conversion processing, and the level is detected.
上記構造のミリ帯フィルタは、１００ＧＨｚを越える周波数領域で高い選択特性を有し、電波ハーフミラーの間の電気長の可変によりその通過中心周波数を可変できる。 The millimeter-band filter having the above structure has high selection characteristics in a frequency region exceeding 100 GHz, and its passing center frequency can be varied by varying the electrical length between the radio wave half mirrors.
このため、最初のミキシング処理では、ミリ波帯フィルタにより狭帯域に選択された信号成分と単一周波数のローカル信号とのミキシングによる周波数変換処理がなされることになり、周波数変換処理された信号は、入力信号からのもので他のミキシングモードからのもの（イメージ応答や不要な高調波信号の応答）でない信号を得ることができる。 For this reason, in the first mixing process, the frequency conversion process is performed by mixing the signal component selected in the narrow band by the millimeter wave band filter and the local signal of the single frequency, and the signal subjected to the frequency conversion process is It is possible to obtain a signal from the input signal but not from another mixing mode (image response or response of an unnecessary harmonic signal).
したがって、スペクトラムの分布が未知の信号であってもイメージや相互変調等によるスプリアス発生が少ないため、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯で正確なスペクトラム解析が行なえる。 Therefore, even if the spectrum distribution is unknown, there is little spurious generation due to an image, intermodulation, or the like, so that accurate spectrum analysis can be performed in the millimeter wave band exceeding 100 GHz.
また、初段のミキサに大きなレベルの信号と小さなレベルの信号が混在して入力することを防ぐことができるため、ミキサに起因する入力信号の高調波歪みを防止でき、ダイナミックレンジの向上も期待できる。 Moreover, since it is possible to prevent a high level signal and a small level signal from being mixedly input to the first stage mixer, it is possible to prevent harmonic distortion of the input signal caused by the mixer, and to improve the dynamic range. .
また、スペクトラム検出部の初段の周波数変換処理では、電気光学効果を用いた光変調器にコヒーレント光と電気の変調用信号を与え、そのコヒーレント光の周波数（Ｆｃ）から高い方へ変調用信号の周波数（Ｆｍ）の整数倍だけ離間した第１の周波数（Ｆｃ＋ＮＦｍ）と、コヒーレント光の周波数より低い方へ変調用信号の周波数の整数倍だけ離間した第２の周波数（Ｆｃ−ＮＦｍ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させ、その干渉光からコヒーレント光の周波数成分を除去して受光器に入射することで、第１の周波数と第２の周波数の差の周波数（２ＮＦｍ）の電気信号をローカル信号として生成してミキシングに用いているので、電気回路の逓倍方式で生成したローカル信号に比べて不要な次数の逓倍成分が小さく、ローカル信号としての信号純度が高くなる。 Also, in the first stage frequency conversion processing of the spectrum detector, coherent light and electric modulation signals are given to the optical modulator using the electro-optic effect, and the modulation signal is shifted from the coherent light frequency (Fc) to the higher one. Spectrum between a first frequency (Fc + NFm) separated by an integral multiple of the frequency (Fm) and a second frequency (Fc-NFm) separated by an integral multiple of the frequency of the modulation signal toward the lower frequency of the coherent light. The coherent light frequency component is removed from the coherent light and made incident on the light receiver, so that an electric signal having a frequency difference (2NFm) between the first frequency and the second frequency is locally generated. Since it is generated as a signal and used for mixing, the multiplication component of unnecessary orders is small compared to the local signal generated by the multiplication method of the electric circuit, and the local signal And signal purity of increases.
このため、ローカル信号発生器において不要な次数を抑圧するためのフィルタを省略あるいは簡素化でき、装置を構成する際に小型化することができる。 For this reason, the filter for suppressing the unnecessary order in the local signal generator can be omitted or simplified, and the apparatus can be downsized when the apparatus is configured.
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したミリ波帯スペクトラム解析装置１０の構成を示している。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a millimeter waveband
このミリ波帯スペクトラム解析装置１０は、ミリ波帯フィルタ２０、スペクトラム検出部９０、制御部１２０、操作部１３０、表示器１４０を有している。
The millimeter wave band
ミリ波帯フィルタ２０は、ミリ波帯のうちの所定周波数範囲１１０〜１４０ＧＨｚの電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる口径（例えば標準口径２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の導波管型の導波路２１内に、その導波路２１を塞ぐようにして対向する電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂを配置して、その間隔ｄ（管内波長λｇの１／２に相当）で共振周波数（光速／２ｄに等しい）が決まる共振器を形成したものであり、入力端子１０ａから入力されたミリ波帯の信号Ｓinを、導波路の一端側に受け入れて他端側に伝播させ、間隔ｄをもって対向する一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂが形成する共振器の共振周波数に等しい通過中心周波数Ｆｃを中心として所定の通過帯域Ｆｗの信号成分を抽出して、他端側から出力する。なお、例えば間隔ｄを１．５ｍｍ、光速を３×１０８ｍとすれば、共振周波数は、概算で、
３×１０８／（３×１０−３）＝１０１１Ｈｚ＝１００ＧＨｚ
となる。
The millimeter
3 × 10 8 / (3 × 10 −3 ) = 10 11 Hz = 100 GHz
It becomes.
このミリ波帯フィルタ２０は、電波ハーフミラー間隔ｄを例えば、１．４ｍｍ〜０．９ｍｍの範囲で可変する間隔可変機構（スライド機構）を有しており、その可変機構の駆動源（例えばステッピングモータ）を制御信号で駆動することで、通過中心周波数Ｆｃを所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）内で可変できる。このミリ波帯フィルタ２０の具体的な構造等に関しては後述する。
The millimeter
ミリ波帯フィルタ２０の出力信号Ｓａは、スペクトラム検出部９０に入力される。
スペクトラム検出部９０は、ミリ波帯フィルタの出力信号Ｓａに対して、ローカル信号のミキシングによる周波数変換処理を複数段（この実施例では２段としているが３段以上でもよい）行なって所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）より低い所定の中間周波数帯に変換して、所定周波数範囲に含まれる各周波数成分のレベルを検出する。
The output signal Sa of the millimeter
The
スペクトラム検出部９０の初段の周波数変換処理を行なう周波数変換部１００は、ミリ波帯フィルタ２０の出力信号Ｓａを、周波数固定（例えば１０５ＧＨｚ）の第１のローカル信号Ｌ１のミキシングにより所定周波数範囲（１１０〜１４０ＧＨｚ）より低い周波数範囲（例えば５〜３５ＧＨｚ）に変換するものであり、アイソレータ１０１、ミキサ１０２、ローカル信号発生器１０３、ローパスフィルタ１０９により構成される。
The
アイソレータ１０１は、信号Ｓａをミキサ１０２に入力するとともに、ミキサ１０２側からミリ波帯フィルタ２０への反射成分を抑圧して、ミリ波帯フィルタ２０の共振動作に悪影響が出ないようにしている。
The
ローカル信号発生器１０３は、周波数固定（１０５ＧＨｚ）の第１のローカル信号Ｌ１を出力する。この１００ＧＨｚを越える信号品質の高い第１のローカル信号Ｌ１を生成するために、ローカル信号発生器１０３は、マッハツエンッダ型の光変調器（ＬＮ変調器）内で発生する高調波を自己干渉させて、必要な次数の２波を残して受光器に入射することで、余分な低調波を抑圧している。
The
このローカル信号発生器１０３の変調用信号発生器１０４は、ミリ波帯より低いまたはミリ波帯下限の周波数（例えば２６．２５ＧＨｚ）で低ノイズの変調用信号Ｓｍを生成出力し、光源１０５は、レーザーダイオードで構成され、コヒーレント光Ｐを光変調器１０６に入射する。
The
光変調器１０６は、マッハツェンダー型光強度変調器であり、電気光学効果を示す二つの光導波路１０６ａ、１０６ｂの光路長と、両者に印加する変調用信号の位相を適切に設定することで、入力したコヒーレント光Ｐに対して所望次数の側波帯を多く含む光を出射する。
The
例えば、理想的に対称な光変調器であれば、二つの光導波路１０６ａ、１０６ｂに等振幅で逆相の変調用信号を与えることによって、一方の光導波路１０６ａで位相変調を受けた光Ｐａのスペクトラムが図２の（ａ）のように表されるとき、他方の光導波路１０６ｂで逆相の位相変調を受けた光Ｐｂのスペクトラムを図２の（ｂ）のようにできる。 For example, in the case of an ideally symmetric optical modulator, by giving a modulation signal of equal phase and opposite phase to the two optical waveguides 106a and 106b, the light Pa that has undergone phase modulation in one of the optical waveguides 106a. When the spectrum is represented as shown in FIG. 2A, the spectrum of the light Pb that has undergone the reverse phase modulation in the other optical waveguide 106b can be obtained as shown in FIG.
ここで図２の（ａ）の光Ｐａのスペクトラムには、周波数Ｆｃの０次成分より高い周波数領域で周波数Ｆｍの間隔でプラス側にベクトルをもつ＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が現れ、周波数Ｆｃより低い周波数領域では周波数Ｆｍの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が、各＋次数の成分と同じ大きさで現れている。また、図２の（ｂ）の光Ｐｂのスペクトラムには、周波数Ｆｃの０次成分より低い周波数領域で周波数Ｆｍの間隔でプラス側にベクトルをもつ−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が現れ、周波数Ｆｃより高い周波数領域では周波数Ｆｍの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が、各−次数の成分と同じ大きさで現れる。 Here, the spectrum of the light Pa in FIG. 2A includes a + 1st order component, a + 2nd order component, a + 3rd order component having vectors on the plus side at intervals of the frequency Fm in a frequency region higher than the 0th order component of the frequency Fc, .., And in the frequency region lower than the frequency Fc, the vector direction changes alternately between the minus side and the plus side at intervals of the frequency Fm. It appears in the same size as the + order component. In addition, the spectrum of the light Pb in FIG. 2B includes a minus first-order component, a minus second-order component having a vector on the plus side at intervals of the frequency Fm in a frequency region lower than the zero-order component of the frequency Fc, −3 In the frequency region higher than the frequency Fc, the first order component,..., The second order component, the second order component, the third order component,... -Appears in the same size as the order component.
これは、位相変調された信号のスペクトラムがｎ次の第１種ベッセル関数を係数にもち、位相０のときには正の次数で符号がすべて正、負の次数で符号が交互に入れ代わり、位相πのときには、正の次数で符号が交互に入れ代わり、負の次数で符号がすべて正となることで説明される。 This is because the spectrum of the phase-modulated signal has a coefficient of the first-order Bessel function of the nth order, and when the phase is 0, the signs are alternately switched in the positive order and the signs are all positive and in the negative order. In some cases, the sign is alternately replaced with a positive degree, and the sign is all positive with a negative order.
図２の（ａ）、（ｂ）において、各光導波路１０６ａ、１０６ｂを通過した光の強度が等しく、位相変調の深さ（変調指数）が等しくなるように調整されていれば、各次数の側波帯の振幅は（ａ）と（ｂ）とで等しいため、これらの光が光変調器１０６の中で合波されると、互いに逆相奇数次の側波帯は相殺されて出射されず、図２の（ｃ）のように偶数次の側波帯だけが出射されることになる。
In FIGS. 2A and 2B, if the intensity of the light passing through each of the optical waveguides 106a and 106b is equal and the depth of modulation (modulation index) is adjusted to be equal, Since the amplitudes of the sidebands are the same in (a) and (b), when these lights are combined in the
なお、ここでは、偶数次の側波帯成分だけが出射される例を示したが、光導波路１０６ａ、１０６ｂを通過した光の位相差がπになるような直流電界を少なくとも一方の光導波路に印加すれは、奇数次成分だけを出射させることもできる。 Although an example in which only even-order sideband components are emitted is shown here, a DC electric field that causes the phase difference of light that has passed through the optical waveguides 106a and 106b to be π is applied to at least one optical waveguide. When applied, only odd-order components can be emitted.
このようにして得られた０次成分と±２次成分だけを含む干渉光Ｐ′は、バンドリジェクション型の光フィルタ１０７に入射されて、図２の（ｄ）のように周波数Ｆｃの０次成分が除去されて±２次成分だけを含む光Ｐ″となって受光器１０８に入射される。
The interference light P ′ including only the 0th order component and the ± 2nd order component obtained in this way is incident on the band rejection
受光器１０８は、一般的に１００ＧＨｚを越える応答帯域を有しているので、±２次成分の差の周波数（上記数値例では２ＮＦｍ＝１０５ＧＨｚ）の電気信号（ビート成分）を出力する。また、±２次以外の成分はほとんど含まれていないので、他の次数の成分に由来する差周波数成分はほとんど現れない。なお、各次数成分の和周波数成分は２Ｆｃ付近となり、受光器１０８は応答しない。
Since the
このように、電気的な逓倍回路によらずに、上記のような光変調器を用いて４逓倍しているので、最終的に生成された第１のローカル信号Ｌ１も低雑音でスプリアスの少ないものとなる。 As described above, since the frequency is multiplied by 4 using the optical modulator as described above without using the electrical multiplier circuit, the first local signal L1 finally generated is also low noise and less spurious. It will be a thing.
このローカル信号発生方式の周波数変換部１００を用いたスペクトラム検出部９０にて、被測定物（市販増幅器）の３次相互変調歪（ＩＭ３）の測定を行なった際のスペクトラム測定結果を図３の（ａ）に示す。また、図３の（ｂ）には、従来方式であるハーモニックミキサを用いた周波数変換部によるスペクトラム測定結果を示す。
The spectrum measurement result when measuring the third-order intermodulation distortion (IM3) of the device under test (commercially available amplifier) by the
図３の（ａ）の出力スペクトラムのノイズフロアは、図３の（ｂ）の出力スペクトラムのノイズフロア（−７０ｄＢｍ）に比べて約２０ｄＢも低い−９０ｄＢｍとなっており、図３の（ｂ）でノイズに埋もれて観測できない歪成分ＩＭ３が図３の（ａ）で観測され、実施例の方式はハーモニックミキサ方式に対して２０ｄＢ以上ダイナミックレンジが拡大されていることがわかる。また図３の（ｂ）にはハーモニックミキサ方式固有のスプリアスＳｐが多く現れているが、図３の（ａ）にはこのようなスプリアスは現れていない。 The noise floor of the output spectrum in FIG. 3A is −90 dBm, which is about 20 dB lower than the noise floor (−70 dBm) of the output spectrum in FIG. 3B, and FIG. 3A, the distortion component IM3 that is buried in noise and cannot be observed is observed in FIG. 3A, and it can be seen that the dynamic range of the method of the embodiment is expanded by 20 dB or more compared to the harmonic mixer method. In FIG. 3B, many spurious Sps peculiar to the harmonic mixer system appear, but no such spurious appears in FIG.
また、図４に、実施例のコヒーレント干渉型で生成したローカル信号による周波数変換処理と、従来の電気的な４逓倍器（アクティブ型とパッシブ型）で生成したローカル信号による周波数変換処理における低調波歪の測定結果を示している。なお、アクティブ型はトランジスタ等の能動素子を非線形動作させて高調波を発生させる方式であり、パッシブ型はダイオード等の受動素子の非線形領域を用いて高調波を発生させる方式である。 FIG. 4 shows subharmonics in the frequency conversion process using the local signal generated by the coherent interference type according to the embodiment and the frequency conversion process using the local signal generated by the conventional electric quadrupler (active type and passive type). The measurement result of distortion is shown. Note that the active type is a method in which an active element such as a transistor is nonlinearly operated to generate harmonics, and the passive type is a method in which a harmonic is generated using a nonlinear region of a passive element such as a diode.
図４から明らかなように、本実施例の周波数変換処理を用いた特性Ａは、１００〜１１０ＧＨｚの範囲で、低調波歪みが−６０ｄＢ以下となっており、従来方式のアクティブ型の特性Ｂ、パッシブ型の特性Ｃに比べて格段に低調波歪みが低いことがわかる。 As is clear from FIG. 4, the characteristic A using the frequency conversion processing of the present embodiment has a subharmonic distortion of −60 dB or less in the range of 100 to 110 GHz. It can be seen that the subharmonic distortion is significantly lower than that of the passive characteristic C.
なお、この初段の周波数変換処理を行なう周波数変換部１００では、ミリ波帯フィルタ２１の出力信号Ｓａと、第１のローカル信号Ｌ１（１０５ＧＨｚ）をミキシングしてその和と差の周波数成分を出力するが、そのうち、第１の中間周波数帯である差の周波数成分（５〜３５ＧＨｚ）がローパスフィルタ１０９で抽出される。ミキサ１０２の特性が和成分の帯域（２１５ＧＨ以上）に応答しない場合、ローパスフィルタ１０９を省略しても、差の周波数成分（５〜３５ＧＨｚ）を出力させることができる。
In the
この初段の周波数変換処理で得られた信号Ｓｂは、次段の周波数変換処理のためにミキサ１１１に入力されて、周波数掃引される第２のローカル信号Ｌ２により第２の中間周波数帯に変換され、各周波数成分のレベルが検出される。 The signal Sb obtained by the frequency conversion process at the first stage is input to the mixer 111 for the frequency conversion process at the next stage, and is converted into the second intermediate frequency band by the second local signal L2 that is swept in frequency. The level of each frequency component is detected.
なお、ミキサ１１１以降の構成は、第１の中間周波数帯（例えば５〜３５ＧＨｚ）の信号のスペクトラム検出が高精度にできるものであれば周波数変換段数を含めて任意であり、この帯域のスペクトラム解析が可能な既存のスペクトラムアナライザを用いることもできる。 The configuration after the mixer 111 is arbitrary including the number of frequency conversion stages as long as the spectrum of the signal in the first intermediate frequency band (for example, 5 to 35 GHz) can be detected with high accuracy. It is also possible to use an existing spectrum analyzer capable of the above.
ここでは最も簡単な例として、初段の周波数変換処理を行なう周波数変換部１００以降が、ミキサ１１１、ローカル信号発生器１１２、中間周波フィルタ１１３、レベル検出器１１４、Ｄ／Ａ変換器１１５、Ａ／Ｄ変換器１１６により構成されているものとする。
Here, as the simplest example, the
ミキサ１１１は、第１の中間周波数帯の信号Ｓｂを、ローカル信号発生器１１２から出力される第２のローカル信号Ｌ２によりミキシングし、その和と差の周波数成分を出力する。ここで、仮に最終（第２）の中間周波数帯を４ＧＨｚとし、第２のローカル信号Ｌ２の周波数掃引範囲を９〜３９ＧＨｚとすれば、ミキサ１１１の出力のうち差の周波数成分を中心周波数４ＧＨｚの中間周波フィルタ１１３で抽出すればよい。なお、実際にはこの４ＧＨｚの信号を周波数固定のローカル信号でさらに低い中間周波数帯（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）に変換して、狭帯域なフィルタを用いて周波数分解能を高くする必要があるが、上記したようにここでは最も単純化した構成で考える。
The mixer 111 mixes the signal Sb in the first intermediate frequency band with the second local signal L2 output from the
レベル検出器１１４は中間周波数帯に変換された信号を検波することで、信号レベルを電圧に変換して、Ａ／Ｄ変換器１１６に出力する。 The level detector 114 detects the signal converted to the intermediate frequency band, converts the signal level into a voltage, and outputs the voltage to the A / D converter 116.
一方、ローカル信号発生器１１２は、ＹＩＧを共振子として用いたＹＴＯを発振源とし、Ｄ／Ａ変換器１１５から入力される掃引制御信号の電圧に比例した電流でＹＴＯを駆動して、第２のローカル信号Ｌ２の周波数を掃引させる。
On the other hand, the
制御部１２０は、使用者が操作部１３０によって設定した観測周波数範囲や周波数分解能に応じて、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数の可変制御、スペクトラム検出部９０のローカル信号（上記構成例では第２のローカル信号）の掃引制御、中間周波数帯の帯域幅（周波数分解能）制御等を行い、観測周波数範囲におけるスペクトラム波形のデータを取得し、その波形データを表示器１４０に表示させる。
The
ここで、前記したように、ミリ波帯フィルタ２０は、導波路内の一対の電波ハーフミラー間隔ｄを機械的に可変させることで通過中心周波数が変化するが、これを正確な再現性をもって制御するためには、デジタル的なデータで正確に駆動されるステッピングモータを駆動源として用い、そのステッピングモータで変化する電波ハーフミラー間隔とミリ波帯フィルタ２１の通過中心周波数と関係を予め求めておく必要がある。
Here, as described above, the millimeter
例えば、電波ハーフミラー間隔ｄが機構的制限で決まる最長または最短の状態を基準状態とし、図５のように、その基準状態から駆動源であるステッピングモータへ与えるパルスの数と通過中心周波数との関係を予め求めておき、これを内部のメモリに記憶しておく。なお、電波ハーフミラー間隔ｄは共振波長に比例するので、その間隔ｄがパルス数に比例する機構を用いていれば、フィルタの通過中心周波数はパルス数に反比例する、つまり非直線的に変化することになる。 For example, the longest or shortest state in which the radio wave half mirror interval d is determined by the mechanical limit is set as the reference state, and the number of pulses given from the reference state to the stepping motor that is the driving source and the passing center frequency as shown in FIG. The relationship is obtained in advance and stored in an internal memory. Since the radio wave half mirror interval d is proportional to the resonance wavelength, if a mechanism in which the interval d is proportional to the number of pulses is used, the pass center frequency of the filter is inversely proportional to the number of pulses, that is, changes non-linearly. It will be.
また、上記したようにミラー間隔を機械的に変化させる構造のフィルタでは、制御信号の最小ステップで可変できる間隔が機械的な制限で決まり、スペクトラム検出部９０のような周波数分解能（例えば数１００Ｈｚ）に応じた微小なステップで可変させることは困難であり、３０ＧＨｚ幅の範囲を例えば３０００ステップ（平均で１ステップ当り１０ＭＨｚ）程度で可変するのが現実的となる。ただし、フィルタの通過帯域幅はステップ可変幅１０ＭＨｚより広い（例えば±１００ＭＨｚのように）ことが条件となる。
Further, in the filter having a structure in which the mirror interval is mechanically changed as described above, the interval that can be changed by the minimum step of the control signal is determined by mechanical limitations, and the frequency resolution (for example, several hundred Hz) as in the
したがって、例えば１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲を１０ＭＨｚステップで大まかにスペクトラム解析する場合には、図６のように、スペクトラム検出部９０の第２のローカル信号の周波数ＦＬ２を９．０〜３９．０ＧＨｚまで１０ＭＨｚステップで周波数掃引させるとともに、そのローカル周波数の掃引に連動させてミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを１１０．０〜１４０．０ＧＨｚまで１０ＭＨｚステップで可変させればよい。このようにスペクトラム検出部９０のローカル信号の掃引ステップ（この値は周波数分解能に相当する）とほぼ等しいステップでミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数を追従させるモードを第１の制御モードとする。
Therefore, for example, when roughly analyzing the entire range of 110 GHz to 140 GHz in 10 MHz steps, the frequency FL2 of the second local signal of the
また、逆に例えば１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲を１ＭＨｚステップで細かくスペクトラム解析する場合には、図７のように、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを例えば下限に近い１１０．１ＧＨｚに固定した状態（通過帯域は１１０．０〜１１０．２ＧＨｚとなる）で、スペクトラム検出部９０の第２のローカル信号の周波数ＦＬ２を９．０ＧＨｚから９．２ＧＨｚまで１ＭＨｚステップで２００ＭＨｚ分掃引させて、ミリ波帯フィルタ２０を通過した２００ＭＨｚ幅の信号のスペクトラムを取得した後に、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを２００ＭＨｚだけ高く可変させるという処理を１５０回繰り返すことで、１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲のスペクトラムを取得させる。このように、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを固定した状態で、その通過帯域幅（あるいはそれ以下でもよい）のスペクトラム成分をスペクトラム検出部９０のローカル信号の掃引により検出してから、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃをその通過帯域幅に近いステップで可変させるという処理を繰り返して、所望の観測周波数範囲のスペクトラムデータを取得するモードを第２の制御モードとする。
On the contrary, for example, in the case where the entire spectrum of 110 GHz to 140 GHz is finely analyzed in 1 MHz steps, the pass center frequency Fc of the millimeter
このように、制御部１２０は、観測周波数範囲や要求される周波数分解能に応じて、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数とスペクトラム検出部９０のローカル信号の周波数掃引を、２つのモードで制御することになる。
As described above, the
また、制御部１２０は、上記周波数関係の制御の他に、ミリ波帯フィルタ２０、スペクトラム検出部９０の周波数特性が全帯域にわたって一定でないことによるレベル偏差を補正するためのレベル補正処理を行なう。
In addition to the frequency-related control, the
スペクトラム検出部９０の周波数特性は、前記二つの制御モードによらないので、予めレベルの既知な基準信号を全観測帯域に入力したときに検出されるスペクトラムが正しくなるような補正データを用意しておき、周波数毎にその補正データでレベル補正を行なえばよい。
Since the frequency characteristic of the
また、ミリ波帯フィルタ２０については、前記二つの制御モードに応じて補正に用いるデータを変更する必要がある。即ち、第１の制御モードでは、フィルタの通過中心周波数における損失の偏差だけが問題となるから、前記したレベルが既知の基準信号を用いて、図６の（ｂ）のように、通過中心周波数毎の損失値Ｌoss１、Ｌoss２……を例えば１０ＭＨｚステップで求めて記憶しておき、第１の制御モードで掃引される場合に、その損失データを基に補正処理をする。
For the millimeter
また、第２の制御モードでは、フィルタの通過中心周波数の損失だけでなく、その両側の通過帯域幅分（前記例では±１００ＭＨｚ）の損失特性（即ち、フィルタの通過特性形状）も問題となるので、図７の（ｂ）のように、通過帯域全体の損失値Ｌoss（１，１）、Ｌoss（１，２）、……を想定される周波数分解能で求めておき、第２の制御モードで掃引される場合には、フィルタの通過中心周波数毎の通過帯域全体の損失データを基に補正処理をする。 In the second control mode, not only the loss of the pass center frequency of the filter, but also the loss characteristic (that is, the pass characteristic shape of the filter) corresponding to the pass bandwidth on both sides (± 100 MHz in the above example) becomes a problem. Therefore, as shown in FIG. 7B, the loss values Loss (1, 1), Loss (1, 2),... In the case of sweeping by, correction processing is performed based on the loss data of the entire passband for each pass center frequency of the filter.
このような制御を行なうことで、ミリ波帯、特に１００ＧＨｚを越える領域のミリ波帯の信号に対するスペクトラム解析を行なうことができる。 By performing such control, it is possible to perform spectrum analysis on signals in the millimeter wave band, particularly in the region exceeding 100 GHz.
次に、この構成のスペクトラム解析装置１０を用いた測定結果について説明する。
図８は、上記数値例でミリ波帯フィルタ２０が無い状態のスペクトラム解析装置１０に対して、１４．２５ＧＨｚの原信号の周波数を逓倍する逓倍器（高調波発生器）の出力信号（約−２０ｄＢｍ）を入力したときに観測されたスペクトラム波形である。
Next, measurement results using the
FIG. 8 shows an output signal (approximately −−) of a multiplier (harmonic generator) that multiplies the frequency of the original signal of 14.25 GHz with respect to the
本来であれば、１１０〜１４０ＧＨの周波数範囲に存在する１４．２５ＧＨｚの８倍の１１４ＧＨｚのスペクトラム成分Ａと、９倍の１２８．２５ＧＨｚのスペクトラム成分Ｂだけが観測されるはずであるが、７逓倍成分（９９．７５ＧＨｚ）と第１のローカル信号周波数１０５ＧＨｚの２倍との差の周波数成分Ｃ１（１１０．２５ＧＨｚ）、基本波（１４．２５ＧＨｚ）と第１のローカル信号との和の周波数成分Ｃ２（１１９．２５ＧＨｚ）、６逓倍成分（８５．５ＧＨｚ）と第１のローカル信号の２倍との差の周波数成分Ｃ３、８逓倍成分の２倍と第１のローカル信号との差の周波数成分Ｃ４（１２３ＧＨｚ）、８逓倍成分の３倍と第１のローカル信号の２倍との差の周波数成分Ｃ５（１３２ＧＨｚ）が現れている。
Originally, only 114 GHz spectrum component A, which is 8 times 14.25 GHz, and 9 times 128.25 GHz spectrum component B, which are present in the frequency range of 110 to 140 GHz, should be observed. The frequency component C1 (110.25 GHz) of the difference between the component (99.75 GHz) and twice the first
この状態から、ミリ波帯フィルタ２０を挿入して、前記第２の制御モード（通過中心周波数を３００ＭＨｚステップで可変）した観測した結果が図９である。この図９では、周波数変換部１００によって生じていたスプリアス成分（Ｃ１〜Ｃ５）のレベルがノイズレベルになり、入力信号の周波数成分のうち、１１０〜１４０ＧＨｚ帯に入る８逓倍成分と９逓倍成分のみが観測されており、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯でのスペクトラム解析を正しく行なえることがわかる。
FIG. 9 shows an observation result obtained by inserting the millimeter
なお、図９の特性は、後述するミリ波帯フィルタ２２０においてハイパスフィルタを付加して、図２６のように１０３ＧＨｚ以下の帯域に対する減衰量を大きくしたものを用いており、このハイパス特性の付加により、基本波から７逓倍波までの周波数成分に起因して発生するスプリアスの抑圧効果を高めている。
The characteristics shown in FIG. 9 are obtained by adding a high-pass filter in a millimeter-
次に、ミリ波帯フィルタ２０の基本構造について説明する。
このミリ波帯フィルタ２０は、図１０に示しているように、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管２２により形成された所定長の導波路２１と、その導波路２１の内部を塞ぐ状態で互いに間隔ｄを開けて対向配置され、ＴＥ１０モードで伝搬する前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂとを有している。なお、図１０の（ａ）は側面図、図１０の（ｂ）はＡ−Ａ線断面を示している。
Next, the basic structure of the millimeter
As shown in FIG. 10, the millimeter
図１０では、導波路２１を形成するための最も単純な構造として、一本の連続した矩形導波管２２を採用しているが、後述するように、周波数可変を容易に実現する構造として２本または３本の導波管を連結させた構造で導波路２１を形成してもよい。
In FIG. 10, a single continuous
電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂは、図１０の（ｂ）に示しているように、導波路２１に内接する矩形の外形をもつ金属板３１に、電磁波透過用のスリット３２が設けられた構造を有しており、そのスリット３２の形状や面積に対応した透過率で電磁波を透過させる。
As shown in FIG. 10B, the radio wave half mirrors 30A and 30B have a structure in which a slit 32 for transmitting electromagnetic waves is provided on a metal plate 31 having a rectangular outer shape inscribed in the
このような基本構造をもつミリ波帯フィルタ２０では、互いに対向する一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の電気長（物理長ｄと内部の誘電率で決まる電気長）を半波長として共振する平面型のファブリペロー共振器が成され、その共振周波数を中心とする周波数成分だけが選択的に通過できる状態となる。
The millimeter-
しかも、導波路２１は、ミリ波帯において極めて低損失の閉鎖型の伝送路としての導波管構造で形成され、進行方向に直交する平面にのみ電界が存在するＴＥ波を用いるから、波面変換などの処理は不要で、共振器で抽出された信号成分のみをＴＥ１０モードで極めて低損失に出力させることができる。
In addition, the
ここで、図１１の（ａ）のように電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを間隔可変手段４０によって可変できるようにしたり、図１１の（ｂ）のようにミラー間に挿入した誘電体５１の誘電率を誘電率可変手段５２からの電気信号で可変する、あるいは両者を併用することで、ミラー間の電気長（つまり共振周波数）を自由に可変でき、これによってミリ波帯において極めて損失が少ない可変周波数型のフィルタが実現できる。
Here, the interval d between the radio wave half mirrors 30A and 30B can be varied by the interval varying means 40 as shown in FIG. 11A, or the dielectric 51 inserted between the mirrors as shown in FIG. 11B. The dielectric length of the mirror can be varied by an electric signal from the dielectric
この基本構造における間隔可変手段４０としては種々の構成が考えられるが、上記例のように導波路が一本の連続した導波管で形成されている場合、一方の電波ハーフミラー３１を管内の所定位置に固定し、他方の電波ハーフミラー３２を管内で摺動させる機構が考えられる。また誘電率可変用の誘電体５１としては例えば液晶を用いることができる。 Various configurations are conceivable as the interval varying means 40 in this basic structure, but when the waveguide is formed by one continuous waveguide as in the above example, one of the radio wave half mirrors 31 is placed in the tube. A mechanism is conceivable in which the other radio wave half mirror 32 is slid in the tube while being fixed at a predetermined position. As the dielectric 51 for changing the dielectric constant, for example, liquid crystal can be used.
次に、周波数可変型のミリ波帯フィルタのより具体的な構造について説明する。
図１２は、導波路２１を、異径の第１導波管２３と第２導波管２４によって形成したミリ波帯フィルタ２０′を示している。
Next, a more specific structure of the frequency variable millimeter wave band filter will be described.
FIG. 12 shows a millimeter
このミリ波帯フィルタ２０′の導波路２１を形成する第１導波管２３は、前記同様に、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管であり、その一端側の開口を塞ぐように一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている。
Similarly to the above, the
また、第２導波管２４は、第１導波管２３の一端側に外接した状態で第１導波管２３と連結され、その内部に他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている。
The
このように異径の導波管２３、２４を連結した構造で、それぞれに電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂを固定した構造であれば、間隔可変手段４０により、第１導波管２３と第２導波管２４とが連結された状態で伸縮するように摺動させることで、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを可変することができ、共振周波数を自由に設定できる。
If the
なお、この構造において、第２導波管２４の内径は、第１導波管２３の内径に、その肉厚分と摺動の余裕分とを加えたものであるので、ＴＥ１０モードで伝搬できる周波数範囲が第１導波管２３のそれより低い領域にシフトすることになるが、内径（約２ｍｍ×１ｍｍ）に対して導波管の厚みと摺動余裕分を含めて０．１ｍｍ程度にすることで、そのシフト量を小さくすることができる。
In this structure, since the inner diameter of the
図１３は、導波路２１を、同型の第１導波管２５および第２導波管２６と、それより口径が僅かに大きい第３導波管２７によって形成したミリ波帯フィルタ２０″を示している。
FIG. 13 shows a millimeter
このミリ波帯フィルタ２０″の導波路２１を形成する第１導波管２５および第２導波管２６は、前記同様に、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管（ＷＲ−０８）であり、その一端側の開口を塞ぐように一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている。
Similarly to the above, the
また、第１導波管２５と同型の第２導波管２６は、その一端側を第１導波管２５の一端側に対向させた状態で同軸に配置されており、その一端側開口を塞ぐように他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている。
The
第３導波管２７は、第１導波管２５、第２導波管２６に外接する内径を有しており、第１導波管２５と第２導波管２６の一端側に外接した状態で、両導波管２５、２６を保持、連結している。ここで、前記導波管２４と同様に、第３導波管２７の内径は、第１導波管２５、第２導波管２６の内径にその肉厚分と摺動余裕分とを加えたものであるが、それらを口径に対して微小にすることで、ＴＥ１０モード（単一モード）で伝搬可能な周波数範囲の低下量を僅少にすることができる。
The
そして、前記同様に、間隔可変手段４０により、一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている第１導波管２５と、他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている第２導波管２６の少なくとも一方を、第３導波管２７に内接保持された状態で摺動させることで、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを可変することができ、共振周波数を自由に設定できる。
Similarly to the above, at least one of the
また、このミリ波帯フィルタ２０″では、導波路２１の両端が同口径の導波管２５、２６で形成されていて、１１０〜１４０ＧＨｚをＴＥ１０モードで伝搬させる標準口径のものを使用することができ、電磁波の入出力回路に対する接続に汎用の導波管がそのまま使用でき、フィルタを含めた回路構築が極めて容易となる。なお、図１２の構造の第２導波管２４の他端側に第１導波管２３と同径の導波管を装着すれば、このミリ波帯フィルタ２０″と同様に他の回路との接続に汎用の導波管が使用できる。
In the millimeter
次に、上記図１３の構造のミリ波帯フィルタ２０″のシミュレーション結果を以下に示す。なおシミュレーションでは簡単のため材質を完全導体とし、導体損が存在しないモデルとしている。
Next, a simulation result of the millimeter
また、第１導波管２５、第２導波管２６は、肉厚０．１ｍｍの標準口径の導波管（内径２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）であり、その先端に固定される電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂは、図１４のように、外形全体が導波管に内接する矩形で、厚さ１００μｍ、幅３０μｍの短辺方向に延びた金属帯板３１ａを、幅９７μｍの縦スリット３２ａを挟んで長辺方向（横方向）に且つ上下２段に並べ、その間に１０μｍの横スリット３２ｂを設けたものを用いている。この電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの透過率Ｓ２１の周波数特性を図１５に示す。
Further, the
図１６は、この電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの距離ｄを変化させたときのフィルタ全体の透過率Ｓ２１の周波数特性を示している。距離ｄ＝１．２８４ｍｍ、１．５００ｍｍ、１．６３２ｍｍに対応して、共振周波数がそれぞれ１３５．５ＧＨｚ、１２１．５ＧＨｚ、１１４．９ＧＨｚと変化しているが、各共振特性のピーク値はほぼ０ｄＢで広い周波数範囲にわたって極めて低損失（つまり狭帯域）な特性が得られている。この特性をみると、第３導波管２７の口径が標準口径より僅かに大きいことによるフィルタ特性の劣化は極めて少ないと言える。
FIG. 16 shows the frequency characteristics of the transmittance S21 of the entire filter when the distance d between the radio wave half mirrors 30A and 30B is changed. Corresponding to distances d = 1.284 mm, 1.500 mm, and 1.632 mm, the resonance frequencies are changed to 135.5 GHz, 121.5 GHz, and 114.9 GHz, respectively, but the peak value of each resonance characteristic is almost 0 dB. Thus, extremely low loss (that is, narrow band) characteristics are obtained over a wide frequency range. From this characteristic, it can be said that the deterioration of the filter characteristics due to the fact that the diameter of the
なお、上記シミュレーションで用いたハーフミラーの構造は、本発明を限定するものではなく、スリットの位置、形状などは任意である。 Note that the structure of the half mirror used in the above simulation does not limit the present invention, and the position and shape of the slit are arbitrary.
また、前記したミリ波帯フィルタ２０′、２０″では、間隔可変手段４０によって導波管をスライド移動させることで電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔を変化させて共振周波数を変えるようにしていたが、この間隔可変手段４０による間隔変化に加えて、ミラー間に配置した誘電体５１の誘電率を外部からの電気信号によって変化させる誘電率可変手段５２を併用すれば、より細かな共振周波数の可変制御が可能となる。
In the millimeter wave band filters 20 ′ and 20 ″, the resonance frequency is changed by changing the interval between the radio wave half mirrors 30A and 30B by sliding the waveguide with the
図１２の導波管２本構造で第１導波管２３を第２導波管２４に対して摺動させるためには、その摺動に必要な隙間を設ける必要があるが、この隙間が大きいと電波ハーフミラー間の電磁波が外部に漏れてしまい、フィルタ特性を著しく低下させる。
In order to slide the
例えば、口径２ミリ×１ミリ程度の導波管の場合、容認されるギャップＧは２０μｍ以下となるが、この程度に抑えても電磁波の漏出を完全に防ぐことはできない。 For example, in the case of a waveguide having a diameter of about 2 mm × 1 mm, the allowable gap G is 20 μm or less, but even if it is suppressed to this level, leakage of electromagnetic waves cannot be completely prevented.
この電磁波の漏出が無視できない特性が要求される場合には、図１７に示す構造を採用すればよい。 In the case where the characteristic that leakage of electromagnetic waves cannot be ignored is required, the structure shown in FIG. 17 may be adopted.
即ち、第２導波管２４を、第１導波管２３の一端側を摺動に必要な隙間Ｇのある状態で受け入れる口径を有する第１導波路２４ａと、第１導波管２３の導波路２３ａと同口径の第２導波路２４ｂとが同心に連続する状態で一体的に形成し、さらに、第１導波管２３の外周に隙間Ｇをもって対向する第１導波路２４ａの内周壁に、電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０を周回形成する。
That is, the first waveguide 24 a having a diameter for receiving the
ここで、上記のような溝６０が電磁波漏出阻止作用を示すためには、その深さを阻止周波数での管内波長λｇの１／４（例えば１２０ＧＨｚであれば０．７ｍｍ程度）に設定すればよい。幅は、阻止周波数に関係しないが、例えば０．２ｍｍが望ましい。また、阻止周波数を広帯域にする場合には、深さが異なる複数の溝を所定間隔で形成すればよい。
Here, in order for the
この電磁波漏出作用を確認するためのシミュレーションを行った結果を図１８、図１９に示す。図１８は、ａ：隙間Ｇが無い状態（理想状態）、ｂ：隙間Ｇ＝２０μｍで、深さ０．７ｍｍ、幅０．２ｍｍの溝６０を設けた状態、ｃ：隙間Ｇ＝２０μｍで溝６０を設けない状態のフィルタの中心周波数、挿入損失、３ｄＢ帯域幅、Ｑ値の測定結果を示し、図１９は、入力信号の周波数を可変したときの透過特性を示している。
The result of having performed the simulation for confirming this electromagnetic wave leakage effect | action is shown in FIG. 18, FIG. FIG. 18 shows a: no gap G (ideal state), b: gap G = 20 μm, with a
これらのシミュレーション結果から、理想状態に対して、隙間Ｇ＝２０μｍ、溝無しの場合、挿入損失は１６．８５ｄＢ悪化し、帯域幅（選択度）は３．４倍以上悪化し、Ｑ値は２９パーセントまで低下していることがわかる。これに対し、理想状態に対して、隙間Ｇ＝２０μｍで溝がある場合、挿入損失は１．３ｄＢ、帯域幅（選択度）は１．２倍、Ｑ値は８１パーセントまでしか低下しておらず、図１９の特性図でみても、理想状態に近い特性が得られており、摺動に必要な隙間Ｇがあっても溝６０による電磁波漏出作用で特性劣化を抑制できることがわかる。
From these simulation results, with respect to the ideal state, when the gap G = 20 μm and no groove, the insertion loss is deteriorated by 16.85 dB, the bandwidth (selectivity) is deteriorated by 3.4 times or more, and the Q value is 29. It turns out that it has fallen to the percentage. On the other hand, when the gap is G = 20 μm with respect to the ideal state, the insertion loss is 1.3 dB, the bandwidth (selectivity) is 1.2 times, and the Q value is reduced only to 81%. As can be seen from the characteristic diagram of FIG. 19, the characteristics close to the ideal state are obtained, and even if there is a gap G necessary for sliding, it is possible to suppress the characteristic deterioration by the electromagnetic wave leakage action by the
なお、上記のように狭い隙間を設けた場合で、第１導波管２３を第２導波管２４に対して比較的早い速度で相対移動させたとき、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の空間の体積が増減するが、その中に存在する空気が狭い隙間Ｇを抜けきらず（空気抵抗が大きい）に必要以上に強い力を加えないと所望速度で移動させることができない。
In the case where the narrow gap is provided as described above, when the
そして、そのような無理な力を加えると内部の圧力が変化し、その圧力によって薄い電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂに歪みが生じ、フィルタの共振周波数が所望値からずれたり、損失が大きくなる等の問題が生じる可能性がある。 And, when such an excessive force is applied, the internal pressure changes, the pressure causes distortion in the thin radio wave half mirrors 30A and 30B, the resonance frequency of the filter deviates from a desired value, and the loss increases. Problems can arise.
その圧力変化によるフィルタ特性への影響が無視できない場合には、図２０の（ａ）の平面図および（ｂ）の断面図に示すように、電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の範囲で、その周りを囲む導波路（この場合、第２導波管２４の第１導波路２４ａ）の短辺縁から、その外周まで連続するエアダクト７０を設け、電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の空間と外部との間で空気が通りやすくすればよい。
When the influence on the filter characteristics due to the pressure change cannot be ignored, as shown in the plan view of FIG. 20A and the cross-sectional view of FIG. 20B, in the range between the radio wave half mirrors 30A and 30B, An
ここで、上記のように導波路２４ａの側縁から外周まで連続するダクトを設けたことによるフィルタ特性へ影響が心配されるが、矩形導波路の長辺側に比べて短辺側の形状変化の影響は少ない（幅をカットオフ波長近傍まで大きくしても特性変化が少ない）ことが知られている。また、図示しないがこのエアダクト７０による電磁波漏出が無視できない場合には、前記した電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０をエアダクト７０の内壁に設けることで抑圧できる。
Here, as described above, there is a concern about the influence on the filter characteristics due to the provision of the duct continuous from the side edge of the waveguide 24a to the outer periphery, but the shape change on the short side compared to the long side of the rectangular waveguide Is known to have little effect (there is little change in characteristics even if the width is increased to near the cutoff wavelength). Although not shown, when the leakage of electromagnetic waves by the
電磁波漏出阻止用の溝は、前記した導波管３本構成のミリ波帯フィルタにも設けることができる。この場合、図２１に示すように、導波路２５ａ、２６ａが同口径で、第３導波管２７の導波路２７ａに内接するように進入している第１導波管２５と第２導波管２６のうち、第３導波管２７に対して摺動する方の導波管（この例では第１導波管２５）の外周に隙間Ｇをもって対向する第３導波管２７の内周壁に電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０′を周回するように形成して、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の電磁波が摺動に必要な隙間Ｇを介して外部に漏出されることを抑制し、フィルタ特性を高く維持する。ここで、第２導波管２６は第３導波管２７に固定されていて、第１導波管２５に対して一体的に移動するものとする。
The groove for preventing electromagnetic wave leakage can also be provided in the millimeter waveband filter having the above-described three-waveguide structure. In this case, as shown in FIG. 21, the waveguides 25a and 26a have the same diameter, and the
また、このような導波管３本構成のミリ波帯フィルタにおいても、図２２に示すように、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の範囲でその周りを囲む第３導波管２７の導波路２７ａの短辺縁から外周まで連続するエアダクト７０′を設けることで、摺動に必要な隙間Ｇを狭くした場合でも、エアダクト７０′によって周波数可変時の空気抵抗を減らすことができ、その空気抵抗による電波ハーフミラーの歪み発生を防ぐことができ、摺動に必要以上の力を加えなくても済む。
Also, in such a millimeter waveband filter having three waveguides, as shown in FIG. 22, the
間隔可変手段４０の駆動部は、例えば図２３のように、駆動源のステッピングモータ４１と、その駆動により回転するネジ体４２と、ネジ体４２に螺合するネジ穴を有し、可動側の電波ハーフミラーを保持した導波管に一体的に連結されていて、ステッピングモータ４１の駆動で所定角度回転するネジ体４２により導波管の長さ方向に所定ステップで移動して電波ハーフミラー間隔を変化させる連結部材４３とで構成することができる。なお、コイルバネ４４は、連結部材４３を導波管の長さ方向に引っ張り、ネジ体４２とネジ穴の僅かな隙間によるバックラッシュを防止している。 For example, as shown in FIG. 23, the drive unit of the interval varying means 40 has a stepping motor 41 as a drive source, a screw body 42 that is rotated by the drive, and a screw hole that is screwed into the screw body 42. It is integrally connected to the waveguide holding the radio wave half mirror, and is moved in a predetermined step in the length direction of the waveguide by a screw body 42 that is rotated by a predetermined angle by driving of the stepping motor 41, and the radio wave half mirror interval And a connecting member 43 that changes the angle. The coil spring 44 pulls the connecting member 43 in the length direction of the waveguide to prevent backlash due to a slight gap between the screw body 42 and the screw hole.
上記実施形態では、電波ハーフミラーを保持する導波管を移動させているが、導波路内に電波ハーフミラーを保持する保持体を移動させることができるものであれば、その構造は任意であり、必ずしも導波路を構成する導波管自体をスライドさせる必要はない。 In the above embodiment, the waveguide holding the radio wave half mirror is moved. However, the structure is arbitrary as long as the holding body holding the radio wave half mirror can be moved in the waveguide. It is not always necessary to slide the waveguide itself constituting the waveguide.
また、一般的に共振型のフィルタで阻止帯域減衰量が不足する場合、従来ではフィルタを多段に接続することで対応しているが、このミリ波帯フィルタのように導波管の導波路内に一対の電波ハーフミラーを対向配置した構造のフィルタで、阻止帯域減衰量を大きくするために、これを多段接続すると、フィルタ同士が干渉してしまい、希望特性を得ることが困難となる。 Also, in general, when the resonance band filter has insufficient stopband attenuation, it has been conventionally handled by connecting the filters in multiple stages. If a filter having a structure in which a pair of radio wave half mirrors are opposed to each other and connected in multiple stages in order to increase the stopband attenuation, the filters interfere with each other, making it difficult to obtain desired characteristics.
次に、この点を改善して所望の通過帯域（１１０〜１４０ＧＨｚ）の両側の阻止帯域減衰量を大きくしたフィルタの構造例について説明する。図２４は、阻止帯域減衰量を大きくしたミリ波帯フィルタ２２０の基本構造を示している。
Next, an example of the structure of a filter that improves this point and increases the stop band attenuation on both sides of the desired pass band (110 to 140 GHz) will be described. FIG. 24 shows the basic structure of the millimeter-
図２４の（ａ）の側面図に示すように、このミリ波帯フィルタ２２０は、導波管２２１と、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂおよび共振周波数可変機構２５０（前記実施形態の間隔可変手段４０に相当）とを有している。
As shown in the side view of FIG. 24A, the millimeter
導波管２２１は、中空の角筒状で、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードのみで伝搬させる口径（例えば標準口径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）をもつ断面長方形の導波路２２２が、後述するハイパスフィルタ２３０の部分を除いて一端側から他端側に連続して形成されている。
The waveguide 221 is a hollow rectangular tube, and has a diameter (for example, standard diameter a × b = 2.002 mm × 1...) For propagating electromagnetic waves in a millimeter wave band in a predetermined frequency range (for example, 110 to 140 GHz) only in the TE10 mode. A
この導波管２２１には、前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂが、導波路２２２内を塞ぐようにして間隔ｄ（例えば１．４ｍｍ前後）を開けて対向配置されている。したがって、導波路２２２は、一端（図で左端）から電波ハーフミラー２４０Ａまでの第１導波路２２２ａ、電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂ間の第２導波路２２２ｂ、電波ハーフミラー２４０Ｂから他端（図で右端）までの第３導波路２２２ｃに区画されることになる。
A pair of radio wave half mirrors 240 </ b> A and 240 </ b> B having a characteristic of transmitting a part of the electromagnetic wave in the predetermined frequency range and reflecting a part of the waveguide 221 has a distance d so as to block the inside of the
一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂは、例えば図２５に示しているように、固定される導波路の口径に対応した大きさの矩形の誘電体基板２４１と、その表面を覆う金属膜２４２と、その金属膜２４２に設けられた電磁波透過用のスリット２４３とを有し、金属膜２４２の外周が導波路内壁に接触する状態で固定されていて、スリット２４３の形状や面積に対応した透過率で電磁波を透過させる。 For example, as shown in FIG. 25, the pair of radio wave half mirrors 240A and 240B includes a rectangular dielectric substrate 241 having a size corresponding to the diameter of the waveguide to be fixed, a metal film 242 covering the surface, The metal film 242 has a slit 243 for transmitting electromagnetic waves, the outer periphery of the metal film 242 is fixed in contact with the inner wall of the waveguide, and has a transmittance corresponding to the shape and area of the slit 243. Transmit electromagnetic waves.
このような基本構造をもつミリ波帯フィルタ２２０では、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂにより平面型のファブリペロー共振器が形成され、その共振周波数を中心とする周波数成分だけが選択的に通過できる状態となる。
In the millimeter
しかも、導波路２２２は、ミリ波帯において極めて低損失の閉鎖型の伝送路としての導波管構造で形成され、ＴＥ１０モードのみが伝送する口径とするため、波面変換などの処理は不要で、共振器で抽出された信号成分のみを極めて低損失に出力させることができる。
In addition, the
共振周波数可変機構２５０は、その一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂとその間の第２導波路２２２ｂによって形成される共振器の共振周波数を可変させるための機構であり、その可変方式としては、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの物理的な間隔ｄや電気的（例えば誘電体の誘電率可変による）な間隔を可変するものであり、その具体的な構造については後述する。
The resonance
このように、ＴＥ１０モードを伝送する導波路の内部に平面型の一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂで形成された共振器を設けた構造であるから、平面波を入射するための特別な工夫が必要なくなり、また電波ハーフミラーも平面波を透過させる必要がなく任意の形状をとることができる。 As described above, since the resonator formed by the pair of flat-type radio wave half mirrors 240A and 240B is provided inside the waveguide that transmits the TE10 mode, a special device is required to make the plane wave incident. In addition, the radio wave half mirror does not need to transmit a plane wave and can take an arbitrary shape.
また、フィルタ全体としてほぼ密閉型となり、外部空間への放射による損失が少なく、ミリ波帯において、極めて高い選択特性を実現できる。 Further, the filter as a whole is almost hermetically sealed so that there is little loss due to radiation to the external space, and extremely high selection characteristics can be realized in the millimeter wave band.
ただし、導波管２２１の構造が、口径が全長に渡って均一の場合、共振周波数の可変によって得られるフィルタ通過帯域の外側の阻止帯域の減衰量が不足して、フィルタ通過帯域外の高レベルの不要信号を十分に除去することができない。また、前記したように、電波ハーフミラーを複数対設けて多段接続するとフィルタ同士が干渉してしまい、希望特性を得ることが困難となる。 However, when the structure of the waveguide 221 is uniform over the entire length, the attenuation amount in the stop band outside the filter pass band obtained by varying the resonance frequency is insufficient, and a high level outside the filter pass band is obtained. The unnecessary signal cannot be sufficiently removed. As described above, when a plurality of pairs of radio wave half mirrors are provided and connected in multiple stages, the filters interfere with each other, making it difficult to obtain desired characteristics.
これを解消するために、実施形態のミリ波帯フィルタ２２０では、導波管２２１の一端側から一方の電波ハーフミラー２４０Ａの間の第１導波路２２２ａ内で、フィルタ通過帯域より低域側の阻止帯域でフィルタ通過帯域の下限に近い周波数にカットオフ周波数をもつように第１導波路２２２ａより小さい口径（例えば口径ａ′×ｂ′＝１．４１５ｍｍ×０．７０８ｍｍ）で所定長（例えば１５ｍｍ）続く導波路２２３により形成されたハイパスフィルタ２３０が設けられている。ここで、口径１．４１５ｍｍ×０．７０８ｍｍの導波路のＴＥ１０モードのカットオフ波長は１．４１５ｍｍ×２＝２．８３ｍｍであり、周波数換算すると約１０６ＧＨｚとなる。
In order to eliminate this, in the millimeter
なお、口径が異なる二つの導波路２２２ａ、２２３の間は、所定長（例えば５ｍｍ）の範囲で口径が連続的に変化するテーパ部２３１、２３２を介して接続され、無用な反射の発生を防止している。
The two
また、このハイパスフィルタ２３０の内壁には、深さｄｐの複数のチョーク溝２３６が周回形成されていて、この複数のチョーク溝２３６により、バンドパスフィルタ２３０の導波路２２３を通過する電磁波のうち、フィルタ通過帯域より高域側の阻止帯域の成分を減衰させるバンドリジェクションフィルタ２３５が形成されている。
In addition, a plurality of
このチョーク溝２３６は、その深さｄｐによって決まる波長λｇ（＝４ｄ）の成分を減衰させる作用があり、その深さを変えて複数形成することで、阻止帯域を広帯域化できる。
The
図２４では図示が容易となるため５つ記載しているが、実施例では、幅０．２ｍｍで、深さｄｐが、それぞれ０．３６、０３８、０．４０、０．４２、０．４４、０．４６、０．４８ｍｍの７つのチョーク溝２３６を、伝搬方向に０．３５ｍｍ間隔（溝中心間隔）で設けている。
In FIG. 24, five are shown for ease of illustration, but in the example, the width is 0.2 mm and the depth dp is 0.36, 038, 0.40, 0.42, and 0.44, respectively. , 0.46, and 0.48 mm, seven
ここで、深さｄｐ＝０．４８ｍｍの場合の阻止波長は１．９２ｍｍで、周波数約１５６ＧＨｚ、深さｄｐ＝０．３６ｍｍの場合の阻止波長は１．４４ｍｍで、周波数約２０８ＧＨｚとなるので、上記数値例で、１５６〜２０８ＧＨｚの帯域成分を減衰させることが可能である。 Here, when the depth dp = 0.48 mm, the blocking wavelength is 1.92 mm, the frequency is about 156 GHz, and when the depth dp = 0.36 mm, the blocking wavelength is 1.44 mm, and the frequency is about 208 GHz. In the above numerical example, it is possible to attenuate the band component of 156 to 208 GHz.
このように、フィルタ通過帯域より低域側の阻止帯域の上限周波数に近いカットオフ周波数をもつハイパスフィルタ２３０と、そのハイパスフィルタ２３０の内壁にフィルタ通過帯域より高域側の阻止帯域の成分を減衰させるための複数のチョーク溝２３６からなるバンドリジェクションフィルタ２３５を設けたので、複数対の電波ハーフミラーによる多段接続構造を採用することなく、低域側と高域側の阻止帯域の減衰量を大きく増加させることができる。
In this way, the high-
図２６は、前記各数値例を用いて、導波管２２１にハイパスフィルタ２３０のみを設けた場合の周波数特性（Ｓ２１）をシミュレーションした結果を示すものであり、上に凸のピークとなっている共振周波数（約１２４ＧＨｚ）を中心に例えば±１６ＧＨｚを周波数可変幅（フィルタ通過帯域）としたとき、それより低域側（約１０８ＧＨｚ以下）の阻止帯域の減衰量が−１１０ｄＢ以下になっており、この阻止帯域に存在する高レベルの不要信号を十分に減衰できることがわかる（図８、図９の特性参照）。
FIG. 26 shows the result of simulating the frequency characteristic (S21) when only the high-
また、図２７は、前記数値例を用いて、導波管２２１にハイパスフィルタ２３０とバンドリジェクションフィルタ２３５を設けた場合の周波数特性（Ｓ２１）をシミュレーションした結果を示すものであり、ハイパスフィルタ２３０によってフィルタ通過帯域の低域側（約１０８ＧＨｚ以下）の阻止帯域の減衰量が−１１０ｄＢ以下になっているとともに、高域側（約１６２ＧＨｚ〜１９０ＧＨｚ）の阻止帯域の減衰量も−１００ｄＢ以下に増えており、これらの阻止帯域に存在する高レベルの不要信号を十分に減衰できることがわかる。
FIG. 27 shows the result of simulating the frequency characteristics (S21) when the high-
なお、上記例は、導波管２２１の一端と電波ハーフミラー２４０Ａの間の導波路にハイパスフィルタ２３０とバンドリジェクションフィルタ２３５を設けていたが、導波管２２１の他端と電波ハーフミラー２４０Ｂの間に設けてもよく、また、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの両側に設けてもよい。
In the above example, the high-
また、低域側の阻止帯域の減衰量を重点的に増加させたい場合には、バンドリジェクションフィルタ２３５を省略することも可能である。
In addition, the
次に、共振周波数可変のための機構例について説明する。図２８は、電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの間隔ｄを機械的に可変することで、共振周波数を可変する構造例を示すものであり、前記導波管２２１を、導波路が連続し且つ一方が他方に内挿された状態で摺動自在に連結された二つの導波管２２１Ａ、２２１Ｂで構成し、一方の導波管２２１Ａの先端側に一方の電波ハーフミラー２４０Ａを固定して、それを一端側に受け入れる異径構造の他方の導波管２２１Ｂの中間部に他方の電波ハーフミラー２４０Ｂを固定した構造となっている。
Next, an example of a mechanism for changing the resonance frequency will be described. FIG. 28 shows an example of a structure in which the resonance frequency is varied by mechanically varying the distance d between the radio wave half mirrors 240A and 240B. The waveguide 221 is composed of a continuous waveguide and one of them. It is composed of two waveguides 221A and 221B that are slidably connected in the state of being inserted into the other, and one radio
この構造の場合、一方の導波管２２１Ａを他方の導波管２２１Ｂに対してスライドさせることで、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの間隔ｄが変化して共振周波数が変化することになる（駆動装置は前記した構造例が使用できる）。 In the case of this structure, by sliding one waveguide 221A with respect to the other waveguide 221B, the distance d between the pair of radio wave half mirrors 240A and 240B changes and the resonance frequency changes ( The driving device can use the above-described structural example).
ただし、電磁波の伝搬方向に一方の導波管が移動するから、フィルタの前後に接続される回路の一方がフィルタに従動してしまう。これを解消するためには外部回路との間に導波管の移動を吸収する緩衝部（例えば図２８の符号２６０で示した固定導波管）が必要となり、そのために、可動側の導波管（この例では導波管２２１Ａ）の長さが増すが、その長さが増した部分を利用して、ハイパスフィルタ２３０およびバンドリジェクションフィルタ２３５を設けるようにすれば無駄がない。この固定導波管２６０は、前記した各実施形態に適用できる。
However, since one waveguide moves in the propagation direction of the electromagnetic wave, one of the circuits connected before and after the filter follows the filter. In order to solve this problem, a buffer section (for example, a fixed waveguide indicated by reference numeral 260 in FIG. 28) that absorbs the movement of the waveguide is required between the external circuit and the movable waveguide. The length of the tube (in this example, the waveguide 221A) increases. However, if the high-
以上、スペクトラム解析装置２０に用いるミリ波帯フィルタの構造例について説明したが、これは一例で、種々の変形が可能である。例えば、電磁波漏出防止用の溝６０やエアダクト７０をミリ波帯フィルタ２２０に採用してもよく、ミリ波帯フィルタ２０〜２０″にミリ波帯フィルタ２２０のハイパスフィルタやバンドリジェクションフィルタを設けてもよい。
The example of the structure of the millimeter wave band filter used in the
また、上記実施形態では、スペクトラム検出部９０の初段の周波数変換処理に用いるローカル信号の周波数を固定として、次段以降の周波数変換処理に用いるローカル信号の周波数を掃引していたが、初段の周波数変換処理に用いたコヒーレント干渉型の逓倍器は、広帯域特性を有しているので変調用信号Ｓｍの周波数が可変されても特に回路定数などを変更することなく、所望次数の高品質な逓倍波を生成できる。
In the above-described embodiment, the frequency of the local signal used for the frequency conversion processing at the subsequent stage is swept while the frequency of the local signal used for the frequency conversion processing at the first stage of the
したがって、図２９に示すように、変調用信号発生器１０４を周波数掃引制御が可能な構成とし、制御部１２０からＤ／Ａ変換器１１５を介して、変調用信号Ｓｍの周波数を、指定された観測周波数範囲に応じて掃引制御するとともに、それに合わせてミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数を可変制御することが可能である。
Therefore, as shown in FIG. 29, the
この場合、例えば変調用信号Ｓｍの周波数を２８．５〜３６ＧＨｚの範囲で掃引し、これをコヒーレント干渉型の逓倍器により４逓倍すると、第１のローカル信号Ｌ１は、１１４〜１４４ＧＨｚの範囲で掃引されるから、入力周波数１１０〜１４０ＧＨｚの範囲の各周波数成分を４ＧＨｚの中間周波数帯に変換することができ、以降の周波数変換処理では、周波数固定のローカル信号によるミキシングでより低い中間周波数帯に変換すればよい。なお、この場合には、ローパスフィルタ１０９の代わりに通過中心周波数４ＧＨｚのバンドパスフィルタ１０９′を用いる。
In this case, for example, when the frequency of the modulation signal Sm is swept in the range of 28.5 to 36 GHz and multiplied by 4 by a coherent interference type multiplier, the first local signal L1 is swept in the range of 114 to 144 GHz. Therefore, each frequency component in the input frequency range of 110 to 140 GHz can be converted to an intermediate frequency band of 4 GHz, and in the subsequent frequency conversion processing, it is converted to a lower intermediate frequency band by mixing with a fixed frequency local signal. do it. In this case, a
ここで、周波数固定あるいは掃引制御可能な変調用信号発生器１０４としては、ミリ波帯より低いかあるいは下限の周波数帯を出力できるものでよい。周波数固定の場合として、水晶発振器、ルビジウム原始発振器、セシウム原始発振器、水銀イオン発振器の出力やその逓倍信号、あるいはその逓倍信号に位相同期したＤＲＯ（誘導体共振器発振器）、ＹＴＯ、極めてＱ値が高い空洞共振器や誘電体共振器を用いた周波数弁別器によってＤＲＯ等の位相雑音を低減した発振器等が使用できる。
Here, the
また、周波数掃引の場合として、誘電体共振器を発振素子として用いて周波数可変させる形式や、従前のＹＴＯを用いることができる。 In the case of frequency sweep, a form in which the frequency is varied using a dielectric resonator as an oscillation element, or a conventional YTO can be used.
いずれの方式を用いた場合でも、ミリ波帯フィルタ２０の周波数選択性および周波数可変性と、初段周波数変換処理に用いるローカル信号の逓倍を光変調器を用いて行なうことにより、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯領域で、従来のハーモニックミキサを用いたものに比べて、極めて正確なスペクトラム解析が行なえる。
Regardless of which method is used, the millimeter wave exceeding 100 GHz can be obtained by using an optical modulator to multiply the frequency selectivity and frequency variability of the millimeter
１０……ミリ波帯スペクトラム解析装置、２０、２０′、２０″……ミリ波帯フィルタ、２１、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａ２７ａ……導波路、２２〜２７……導波管、３０Ａ、３０Ｂ……電波ハーフミラー、４０……間隔可変手段、５１……誘電体、５２……誘電率可変手段、６０、６０′……溝、７０、７０′……エアダクト、９０……スペクトラム検出部、１００……周波数変換部、１０１……アイソレータ、１０２……ミキサ、１０３……ローカル信号発生器、１０４……変調用信号発生器、１０５……光源、１０６……光変調器、１０７……光フィルタ、１０８……受光器、１２０……制御部、１３０……操作部、１４０……表示器、２２０……ミリ波帯フィルタ、２２１、２２１Ａ、２２１Ｂ……導波管、２２２、２２３……導波路、２３０……ハイパスフィルタ、２３５……バンドリジェクションフィルタ、２３６……チョーク溝、２４０Ａ、２４０Ｂ……電波ハーフミラー、２５０……共振周波数可変機構、２６０……固定導波管
10: millimeter wave band spectrum analyzer, 20, 20 ', 20 "... millimeter wave band filter, 21, 23a, 24a, 25a, 26a27a ... waveguide, 22-27 ... waveguide, 30A, 30B …… Radio wave half mirror, 40 …… Distance variable means, 51 …… Dielectric, 52 …… Dielectric constant variable means, 60, 60 ′ …… Groove, 70, 70 ′ …… Air duct, 90 …… Spectrum detector, DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記ミリ波帯フィルタの出力信号に対して、ローカル信号のミキシングによる周波数変換処理を複数段行なって前記所定周波数範囲より低い所定の中間周波数帯に変換して、前記所定周波数範囲に含まれる各周波数成分のレベルを検出するスペクトラム検出部（９０）と、
前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間の電気長と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記所定周波数範囲のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部を制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる制御部（１２０）とを備え、
さらに、前記スペクトラム検出部の初段の周波数変換処理に用いるローカル信号を生成するローカル信号発生器（１０３）が、
電気の変調用信号を発生する変調用信号発生器（１０４）と、
コヒーレント光を出射する光源（１０５）と、
前記コヒーレント光を受けて分岐し電気光学効果を示す二つの光導波路を伝搬させて合波干渉させて出射する構造を有し、前記二つの光導波路に前記変調用信号による電界が与えられることで、前記入射されたコヒーレント光の周波数（Ｆｃ）から高い方へ前記変調用信号の周波数（Ｆｍ）の整数（Ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（Ｆｃ＋ＮＦｍ）と、前記入射されたコヒーレント光の周波数より低い方へ前記変調用信号の周波数の前記整数倍だけ離間した第２の周波数（Ｆｃ−ＮＦｍ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射する光変調器（１０６）と、
前記光変調器からの出射される干渉光から前記入射されたコヒーレント光の周波数成分を除去する光フィルタ（１０７）と、
前記光フィルタの出射光を受光して、前記第１の周波数と第２の周波数の差の周波数（２ＮＦｍ）の電気信号を前記ローカル信号として出力する受光器（１０８）とによって構成されていることを特徴とするミリ波帯スペクトラム解析装置。 A waveguide (21, 222, 223) formed by a waveguide (22-27, 221A, 221B) for propagating electromagnetic waves in a predetermined frequency range in the millimeter wave band from one end to the other end in the TE10 mode; A pair of flat-type radio wave half mirrors (30A, 30B, 240A) which are arranged to face each other with a space therebetween in a state of closing the interior of the antenna, and have a characteristic of transmitting part of the electromagnetic wave in the predetermined frequency range and reflecting part of the electromagnetic wave. , 240B) and the resonance frequency variable for changing the resonance frequency of the resonator formed between the pair of radio wave half mirrors within the predetermined frequency range by varying the electrical length between the pair of radio wave half mirrors. Means (40, 52, 250) for extracting a signal component in a band having the resonance frequency as a pass center frequency from a signal input from one end of the waveguide, And output to the millimeter-wave band filter (20 to 20 ", 220),
Each frequency included in the predetermined frequency range is converted to a predetermined intermediate frequency band lower than the predetermined frequency range by performing a plurality of stages of frequency conversion processing by mixing local signals on the output signal of the millimeter wave band filter. A spectrum detector (90) for detecting the level of the component;
When data relating the electrical length between the pair of radio wave half mirrors of the millimeter wave band filter and the resonance frequency is stored in advance, and a desired observation frequency range and frequency resolution of the predetermined frequency range are specified. Based on the data, the pass center frequency of the millimeter wave band filter is changed so as to cover the observation frequency range in steps equal to or less than the pass band width of the millimeter wave band filter, and the spectrum detection unit is controlled. A control unit (120) for detecting a spectrum waveform of a signal in the observation frequency range with the frequency resolution,
Furthermore, a local signal generator (103) for generating a local signal used for the first stage frequency conversion processing of the spectrum detection unit,
A modulation signal generator (104) for generating an electrical modulation signal;
A light source (105) that emits coherent light;
Receiving the coherent light, propagating through the two optical waveguides exhibiting the electro-optic effect, causing the combined interference to be emitted, and applying an electric field by the modulation signal to the two optical waveguides , A first frequency (Fc + NFm) that is separated from the frequency (Fc) of the incident coherent light by an integer (N) times the frequency (Fm) of the modulation signal in the higher direction, and the incident coherent light An optical modulator (106) that emits interference light having a spectrum at a second frequency (Fc-NFm) that is separated by an integer multiple of the frequency of the modulation signal to a lower frequency than the frequency;
An optical filter (107) for removing a frequency component of the incident coherent light from the interference light emitted from the optical modulator;
A light receiver configured to receive light emitted from the optical filter and output an electric signal having a frequency difference (2NFm) between the first frequency and the second frequency as the local signal; Millimeter-wave spectrum analyzer.
前記ミリ波帯フィルタの出力信号に対して、ローカル信号のミキシングによる周波数変換処理を複数段行なって前記所定周波数範囲より低い所定の中間周波数帯に変換して、前記所定周波数範囲に含まれる各周波数成分のレベルを検出する段階と、
前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間の電気長と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記所定周波数範囲のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部を制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる段階とを含み、
さらに、前記周波数変換処理の初段に用いるローカル信号は、
電気光学効果を用いた光変調器にコヒーレント光と電気の変調用信号を与え、前記コヒーレント光の周波数（Ｆｃ）から高い方へ前記変調用信号の周波数（Ｆｍ）の整数（Ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（Ｆｃ＋ＮＦｍ）と、前記コヒーレント光の周波数より低い方へ前記変調用信号の周波数の前記整数倍だけ離間した第２の周波数（Ｆｃ−ＮＦｍ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させる段階と、
前記光変調器からの出射される干渉光から前記入射されたコヒーレント光の周波数成分を除去する段階と、
前記コヒーレント光の周波数成分が除去された光を受光器に入射し、前記第１の周波数と第２の周波数の差の周波数（２ＮＦｍ）の電気信号を前記ローカル信号として出力する段階とにより生成することを特徴としているミリ波帯スペクトラム解析方法。 A waveguide (21, 222, 223) formed by a waveguide (22-27, 221, 221A, 221B) for propagating electromagnetic waves in a predetermined frequency range in the millimeter wave band from one end to the other in TE10 mode; A pair of flat-type radio wave half mirrors (30A, 30B) that are opposed to each other with a gap therebetween while blocking the inside of the waveguide, and have a characteristic of transmitting a part of the electromagnetic wave in the predetermined frequency range and reflecting a part thereof. , 240A, 240B) and a resonance that changes a resonance frequency of a resonator formed between the pair of radio wave half mirrors in the predetermined frequency range by changing an electrical length between the pair of radio wave half mirrors. A millimeter-wave band filter (20 to 20 ″, 220) having a frequency variable means (40, 52, 250) is used to convert the resonance frequency from a signal input from one end of the waveguide. A step of extracting a signal component of the band of the bandpass center frequency,
Each frequency included in the predetermined frequency range is converted to a predetermined intermediate frequency band lower than the predetermined frequency range by performing a plurality of stages of frequency conversion processing by mixing local signals on the output signal of the millimeter wave band filter. Detecting the level of the component;
When data relating the electrical length between the pair of radio wave half mirrors of the millimeter wave band filter and the resonance frequency is stored in advance, and a desired observation frequency range and frequency resolution of the predetermined frequency range are specified. Based on the data, the pass center frequency of the millimeter wave band filter is changed so as to cover the observation frequency range in steps equal to or less than the pass band width of the millimeter wave band filter, and the spectrum detection unit is controlled. Detecting a spectrum waveform of a signal in the observation frequency range with the frequency resolution,
Furthermore, the local signal used in the first stage of the frequency conversion process is
A coherent light and electric modulation signal is applied to an optical modulator using an electro-optic effect, and is separated from the coherent light frequency (Fc) by an integer (N) times higher than the frequency (Fm) of the modulation signal. The interference light having a spectrum at the first frequency (Fc + NFm) and the second frequency (Fc-NFm) separated by the integer multiple of the frequency of the modulation signal to the lower side of the frequency of the coherent light is emitted. And the stage of
Removing the frequency component of the incident coherent light from the interference light emitted from the optical modulator;
The light from which the frequency component of the coherent light has been removed is incident on a light receiver, and is generated by outputting an electric signal having a frequency (2 NFm) as a difference between the first frequency and the second frequency as the local signal. Millimeter-wave spectrum analysis method.
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