JP5969692B2 - 低域通過デルタシグマ変調器を用いて後方散乱ｒｆｉｄシステム内に専用データチャネルを生成する装置 - Google Patents

Description

本発明は、概して、後方散乱無線周波数通信ネットワーク内に専用データ伝送チャネルを生成する方法および装置に関する。

無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムは、一般に、リーダデバイスと少なくとも１つの無線端子またはタグとを含み、近距離通信ネットワーク内のアイテムの位置を特定および追跡するために使用される。搬送波信号を含む励起された時変電磁無線周波数（ＲＦ）波が、所与のＲＦＩＤネットワークまたはシステム内でリーダからタグに伝送される。タグは、後方散乱技術を使用して、リーダのＲＦ信号をリーダに反射し、信号を変調し、データをエンコードおよび伝送する。

図１は、タグ１０１ａ−ｃからリーダデバイス１０３へのデータ伝送が、同一の周波数チャネルまたはスペクトル１０４上で行なわれる、従来技術ＲＦＩＤシステムを描写する。確立された後方散乱技術を使用して、典型的には、ＲＦＩＤシステムまたはネットワーク内にある複数のタグの各々は、同一の後方散乱された搬送波信号上でＲＦ信号を送信する。故に、各タグから後方散乱されたＲＦ信号は、所与のリーダデバイス／ＲＦＩＤネットワークに関連付けられた同一のＲＦスペクトル内の他のタグのものと重複する。

結果として、複数のタグが、同一のＲＦＩＤリーダデバイスによって励起され、同時に、所与の周波数チャネルを使用して、それらのそれぞれの重複信号をリーダに反射する場合、ＲＦＩＤシステム内でタグ衝突が生じる。したがって、タグ衝突問題は、多数のタグが同一のＲＦ場内で一緒に読み取られなければならないときは常時、悪化する。リーダは、同時に生成された信号が衝突するとき、これらの信号を区別することができない。タグ衝突は、リーダを混乱させ、データ伝送誤差を生成し、概して、ＲＦＩＤシステムまたはネットワーク内のデータ処理量を低減させる。

種々のシステムが、個々のタグを分離するために提案されている。例えば、衝突誤差を低減させることを目的とした技法の１つでは、リーダが、タグ衝突が発生したことを認識すると、特別な「間隙パルス」信号を送信する。この信号を受信すると、各タグは、乱数カウンタを調べ、そのデータを送信する前に、待機すべき間隔を決定する。各タグは、一意の数の間隔を得るので、タグは、異なる時にそれらのデータを送信する。しかしながら、データ処理量レートの観点から、全体的ＲＦＩＤシステム性能への悪影響が、依然として、存在する。

位相偏移変調（ＰＳＫ）および振幅偏移変調（ＡＳＫ）等の信号変調方式を使用して、タグによって受信された信号を変調し、後方散乱される変調信号をリーダデバイスに再放射することが、知られており、タグは、状態間のインピーダンス整合を変化させることによって、その反射係数を変化させる。しかしながら、所与の周波数チャネル上に重複する後方散乱された信号から生じるタグ衝突の悪影響が、依然として、残る。

提供されるのは、着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置である。アンテナ装置は、アンテナの反射係数特性に従って、着信ＲＦ信号を後方散乱させるためのアンテナと、アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、可変インピーダンス回路に結合され、可変インピーダンス回路の出力をデジタル的に制御する少なくとも１つの低域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器とを備え、アンテナの反射係数（Γ）は、可変インピーダンス回路の出力に基づいて、調節される。

一実施形態では、少なくとも１つの低域通過デルタシグマ変調器の出力は、２つの状態間で可変インピーダンス回路の出力を切り替え、反射係数を調節する。

別の実施形態では、低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、着信無線周波数信号から＋／−ω_０だけオフセットされた複素変調信号のうちの１つから成る。

複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちのいずれかから成り得る。

さらに別の実施形態では、アンテナ装置はさらに、可変インピーダンス回路に結合された少なくとも第２の低域通過デルタシグマ変調器を備え、可変インピーダンス回路の出力は、第２の低域通過デルタシグマ変調器によってさらにデジタル的に制御される。

さらなる実施形態では、アンテナ装置の第１および第２の低域通過デルタシグマ変調器への入力信号は、それぞれ、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信号を含む。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置であって、
アンテナであって、前記アンテナは、前記アンテナの反射係数特性に従って、前記着信ＲＦ信号を後方散乱させる、アンテナと、
前記アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、
前記可変インピーダンス回路に結合され、前記可変インピーダンス回路の前記出力をデジタル的に制御する少なくとも１つの低域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器と
を備え、前記アンテナの反射係数（Γ）は、前記可変インピーダンス回路の前記出力に基づいて調節される、アンテナ装置。
（項目２）
前記少なくとも１つの低域通過デルタシグマ変調器の出力が、２つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記反射係数を調節する、項目１に記載のアンテナ装置。
（項目３）
前記低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、前記着信無線周波数信号から＋／−ω _０ だけオフセットされた複素変調信号のうちの１つから成る、項目１または２に記載のアンテナ装置。
（項目４）
前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、項目３に記載のアンテナ装置。
（項目５）
前記低域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つである、項目１から４のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目６）
前記可変インピーダンス回路に結合された少なくとも第２の低域通過デルタシグマ変調器をさらに備え、前記可変インピーダンス回路の前記出力は、前記少なくとも第２の低域通過デルタシグマ変調器によってさらにデジタル的に制御される、項目１から５のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目７）
前記第１および第２の低域通過デルタシグマ変調器への入力信号は、それぞれ、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信号を含む、項目６に記載のアンテナ装置。
（項目８）
前記第１および第２の低域通過デルタシグマ変調器の組み合わせられた出力は、４つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記アンテナの前記反射係数を調節する、項目６または７に記載のアンテナ装置。
（項目９）
前記反射係数は、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ０°）、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ１８０°）、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ９０°）、およびΓ _ｏ ｅｘｐ（ｊ２７０°）だけ互に相対的な４つの状態を含む、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１０）
前記第１の低域通過デルタシグマ変調器（（ΔΣ） _Ｉ ）は、０度と１８０度との間で前記状態を切り替える、項目９に記載のアンテナ装置。
（項目１１）
前記第２の低域通過デルタシグマ変調器（（ΔΣ） _Ｑ ）は、９０度と２７０度との間で前記状態を切り替える、項目１０に記載のアンテナ装置。
（項目１２）
前記第１および第２の低域通過デルタシグマ変調器の出力は、互の間で交互に切り替わり、（ΔΣ） _Ｉ が、０、１８０、１８０、０、０、１８０・・・を生成し、（ΔΣ） _Ｑ が、９０、９０、２７０、２７０、・・・を生成する場合、Γは、０、９０、１８０、９０、１８０、２７０、０、２７０、・・・だけ調節するように制御される、項目１０または１１に記載のアンテナ装置。
（項目１３）
前記低域通過デルタシグマ変調器に印加される前記入力信号は、ω _１ だけ前記着信ＲＦ信号の周波数からオフセットされた正弦および余弦波形態を含み、ω _１ は、正または負のいずれかであり得る、項目６に記載のアンテナ装置。
（項目１４）
前記低域通過デルタシグマ変調器に印加される前記入力信号は、＋ω _０ 、−ω _０ 、およびゼロのうちの１つだけ、前記着信ＲＦ信号の周波数からオフセットされた複素変調信号から成る、項目６に記載のアンテナ装置。
（項目１５）
前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ｎＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、項目１３または１４に記載のアンテナ装置。
（項目１６）
前記低域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つから成る、項目６から１５に記載のアンテナ装置。
（項目１７）
前記ＩおよびＱ信号は、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ０°）、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ１８０°）、Γ _ｏ ｅｘｐ（ｊ９０°）、およびΓ _ｏ ｅｘｐ（ｊ２７０°）を生成することにおいて生じ得る誤差を補償するように調節される、項目７から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目１８）
前記誤差は、前記アンテナに電磁的に結合された無線周波数識別（ＲＦＩＤ）リーダデバイス内で補償される、項目１７に記載のアンテナ装置。
（項目１９）
前記少なくとも１つの低域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するために、前記可変インピーダンス回路における少なくとも１つのフィルタデバイスをさらに備えている、項目１から１８のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目２０）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムのタグ端子内に含まれ、前記ＲＦＩＤシステムは、リーダデバイスを含み、前記アンテナ装置は、前記タグ端子が前記リーダデバイスの所定の臨界距離内にあるときのみ、ＲＦ信号を後方散乱させるためにアクティブ化される、項目１から１９のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目２１）
前記アンテナは、タグ端子の一部を備え、前記タグ端子は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合され、前記ＲＦＩＤシステムは、低域通過デルタシグマ変調器をクロッキングすることを含み、前記クロッキングの生成は、前記タグリーダ内のクロック回路および前記着信ＲＦ信号の周波数に基づいて生成されるクロック回路のうちの１つから成る、項目１から１９に記載のアンテナ装置。

ここで、本発明が、以下の図面を参照して、一例としてのみ説明される。
図１は、タグからリーダへのデータ伝送が、同一の周波数チャネル上で行なわれる、従来技術ＲＦＩＤシステムを示す。 図２は、一実施形態における、後方散乱させるために、可変インピーダンスを生成するための装置を示す。 図３は、一実施形態における、直接デジタルシンセサイザ等のデジタル信号源の周波数だけオフセットされたＩＱ信号を生成するための装置を示す。 図４は、一実施形態における、直接デジタルシンセサイザ等のデジタル信号源の周波数だけオフセットされたＯＦＤＭ信号を生成するための装置を示す。 図５ａは、一実施形態における、ＩＱ信号入力に基づいてインタリーブされたＳＳＢ信号を生成するための変調器装置を示す。 図５ｂは、図５ａの変調器装置を使用して生成されたＳＳＢ信号の代表的出力信号を示す。 図６は、データ伝送が、タグからリーダへの後方散乱を介して、専用周波数チャネル上で行なわれる、ＲＦＩＤシステムの実施形態を示す。 図７は、一実施形態における、ＱＡＭ信号を生成するための装置を示す。 図８ａは、一実施形態における、ＧＭＳＫ信号を生成するための変調器装置を示す。 図８ｂは、図５ａの変調器装置を使用して生成されるＧＭＳＫ信号の代表的出力を示す。 図８ｃは、図５ａの変調器装置を使用して生成される反射信号内でもたらされ得る、直交誤差の表現を示す。 図９ａは、データレート対電力を制御する表現を示す。 図９ｂは、タグとリーダとの間のリンクバジェット対距離の表現を示す。

用語「変調」とは、本明細書で使用される場合、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）無線端子またはタグが、リーダアンテナの搬送波無線周波数（ＲＦ）信号を変化させ、情報を伝達するプロセスを指す。例えば、位相変調では、リーダデバイスからタグに伝送されるデータは、ＲＦＩＤリーダデバイスによって送信される搬送波の位相の変化においてエンコードされる。

図２は、一実施形態における、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）通信ネットワーク等の無線通信システム内のアンテナ装置２００を示し、アンテナ装置２００は、受動または半受動であり得、ＲＦＩＤネットワークのリーダデバイスから等の着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させる。アンテナ２０３において可変インピーダンス２０５を生成するために、ＲＦＩＤ通信ネットワークのタグ端子の一部であり得るアンテナ２０３は、その反射係数（Γ）特性に従って、着信ＲＦ信号を後方散乱させる。

依然として、図２に関して、図示されるのは、アンテナ２０３から後方散乱波を生成するために使用される、可変インピーダンス回路２０５を設計するための一実施形態である。ここでは、インピーダンスＺ_Ｌは、制御ビットに応じて、２つの状態間で切り替えられる。制御ビットが高であるとき、Ｚ_Ｌは、ｆ_ｒｆでゼロインピーダンスであると考えられ、故に、後方散乱Γ（ｆ_ｒｆ）＝１である。Ｚ_Ｌは、ｆ_ｒｆ以外で高インピーダンスを有するように設計されることに留意されたい。２ｆｒ_ｆでは、インピーダンスは、２ｆ_ｒｆの折り畳みを低減させるために役立つ。制御ビットが低であるとき、Ｚ_Ｌ＞＞５０オームである。したがって、Γ＝０であり、信号は、後方散乱されない。

可変インピーダンスはまた、後方散乱波に位相偏移をもたらすように設計されることができる。すなわち、

であり、式中、φは、２つの状態、すなわち、φ_１およびφ_２を有し、αは、定数である。後方散乱インピーダンスは、したがって、以下のように与えられる。

式中、Ζιは、２つの状態、すなわち、Ｚ_１およびＺ_２を有する。ここで、φ_ｉは、状態φ_１＝０°およびφ_２＝１８０°を有するように設計されることができる。ここで、Ｚ_ｓは、アンテナのインピーダンスである。アンテナインピーダンスは、所与のその環境を調節するので、事実上のΓは、単に、回転およびスケーリングされる。これは、Ｚ_ｓがＺ_ｓβｅｘｐ（ｊψ）に変化すると仮定することによって説明されることができ、式中、βは、スケーリング係数であり、ψは、回転である。したがって、Γは、

または、

に変化する。これを前提として、Ｚ_ｓの変化は、それぞれ、β^-１および−ψだけ、Ｚのスケーリングおよび回転をもたらす。この複素変調方式では、振幅変化ではなく、Γの位相変化が、利用され得る。

ある実施形態では、１つのフィルタまたはそれ以上のフィルタが、低域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するために可変インピーダンス回路内に存在し得る。

図３は、一実施形態における、デジタル信号源の周波数だけオフセットされた同相−直交（ＩＱ）信号（３０８、３０９）を生成するための装置３００を示し、デジタル信号源は、一実施形態では、直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）３０７であり得る。低域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器３０２が、複素変調信号を生成するために適用され得る。本明細書で参照される場合、低域通過デルタシグマ変調器は、ＤＣレベルからある所定の設計帯域幅ＢＷまでの入力データを表す出力ビットストリームを生成する。所定の設計帯域幅ＢＷを超えると、低域通過デルタシグマの量子化された雑音は、信号が過剰の量子化雑音を有すると見なされるまある設計カットオフポイントまで増加する。

依然として、図３に関して、ミキサへの信号は、ＤＤＳ３０７によって生成される。

図４は、一実施形態における、デジタル信号源の周波数だけオフセットされた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を生成するための装置４００を示す。

図３および４の実施例では、複素変調信号は、ｆ_ｒｆ＋δｆおよびｆ_ｒｆ−δｆで生成される。すなわち、これらは、両側波帯化され、下側および上側波帯を有する。

図５ａは、一実施形態における、ＩＱ信号入力５０８、５０９に基づいてインタリーブされたＳＳＢ信号を生成するための変調器装置５００を示す。

単側波帯（ＳＳＢ）信号もまた、生成されることができるが、２つの低域通過ΔΣ変調器５０２ａ、５０２ｂが、要求される。２つのΔΣ変調器５０２ａ、５０２ｂは、Γを０、９０、１８０、または２７０°（または、一般に、オフセット＋０、オフセット＋９０、オフセット＋１８０、またはオフセット＋２７０）のいずれかだけ変化させる信号を提供する。図５ａを参照されたい。第１および第２の低域通過デルタシグマ変調器５０２ａ、５０２ｂへの入力信号は、それぞれ、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信号５０８、５０９を含み得る。一実施形態では、低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号５０２ａ、４０２ｂは、＋ω_０または−ω_０またはゼロだけ着信無線周波数信号からオフセットされた複素変調信号から成る。

依然として、図５ａに関して、第１のΔΣ（すなわち、（ΔΣ）_Ｉ）は、Γを０または１８０°のいずれかだけ変化させる出力を有し、他方のΔΣ（すなわち、（ΔΣ）_Ｑ）は、９０または２７０°のいずれかだけ変化させる出力を有する。しかしながら、出力は、インタリーブされ、第１のΔΣと第２のΔΣとの間で交互に切り替わる。したがって、（ΔΣ）_Ｉが、０、１８０、１８０、０、０、１８０・・・を生成し、（ΔΣ）_Ｑが、９０、９０、２７０、２７０、・・・を生成する場合、Γは、０、９０、１８０、９０、１８０、２７０、０、２７０、・・・だけ変化するように制御される。このアーキテクチャを使用することによって、ＳＳＢ信号が、生成され得る。

図５ｂは、図５ａの変調器装置５００を使用して生成されるＳＳＢ信号の代表的出力信号５１０を示す。図５ｂは、そのような構造の出力を示し、構造に印加された信号は、（ΔΣ）_Ｉおよび（ΔΣ）_Ｑ変調器に対して、それぞれ、ｓｉｎω_ｂｂｔおよびｃｏｓω_ｂｂｔである。ここで、ω_ｂｂは、３つの異なる周波数に変化させられる。

位相に対応するインピーダンスは、前述の式を介して決定され得る。例えば、α＝１／ｓｑｒｔ（２）、φ＝０、９０、１８０、２７０、ｆ_ｒｆ＝１ＧＨｚ、Ｚ_ｓ＝５０Ωである場合、インピーダンスは、それぞれ、５０＋１００ｊ、１０＋２０ｊ、１０−２０ｊ、および５０−１００ｊとなる。

Ｚに何らかの誤差がある場合、これは、反射信号における事実上のＩＱオフセットをもたらすであろう。しかしながら、これは、既知のＩＱ補正方式を使用して、リーダデバイス内で補正されることができる。アンテナインピーダンスが変化する場合、ＲＦＩＤリーダに等化を適用することができる。

図６は、ＲＦＩＤ通信ネットワーク６００の実施形態を示し、タグからリーダへの後方散乱を介するデータ伝送が、ＲＦＩＤ通信ネットワーク６００内で使用されるタグ６０１ａ−ｃの各々に対して別個のチャネル６０５、６０６、６０７を生成することによって、低域通過デルタシグマ変調のための複素変調装置および方法を使用して、専用周波数チャネル上で行なわれる。低域通過デルタシグマ変調のための複素変調方法および装置は、本明細書では、「Γ−ΔΣ方式」と称され、示される。タグ端子６０１ａ−ｃのそれぞれのタグ端子内のアンテナ６０３ａ−ｃは、アンテナ６０３ａ−ｃの反射係数特性に従って、リーダデバイス６０２等からの着信ＲＦ信号を後方散乱させる。可変インピーダンス回路（図６には図示せず）は、アンテナ６０３ａ−ｃに電気的に接続された出力を有する。低域通過デルタシグマ変調器は、アンテナ６０３ａ−ｃの反射係数Γが、可変インピーダンス回路の出力を変化させることによって調節され得るように、可変インピーダンス回路の入力に結合され、可変インピーダンス回路の出力をデジタル的に制御する。

図７は、一実施形態における、直交振幅（ＱＡＭ）信号を生成するための変調器装置７００を示す。データビットが、ＬＵＴ（ルックアップテーブル）７０１に適用され、次いで、ΔΣ変調器７０２ａ、７０２ｂに適用される。

図８ａは、一実施形態における、ガウス最小偏移変調（ＧＭＳＫ）信号を生成するための変調器装置８００を示す。ＳＳＢ方式を適用することによって、ＧＭＳＫ、ｎＰＳＫ、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、ＯＦＤＭ、ｎＱＡＭ等の複素変調信号が、生成され得る（ｎは、整数を表す）。

一実施形態では、低域通過デルタシグマ変調器８０２ａ−ｂの出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）であり得、したがって、データが、１１０１１０１である場合、出力は、１０１０００１０１０００１０となるであろう。各ビット間にはゼロがあることに留意されたい。代替実施形態では、低域通過デルタシグマ変調器８０２ａ−ｂの出力は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号であり得る。例えば、データが、１１０１１０１である場合、出力は、１１０１１０１であり、何もデータストリームに追加されない。

図８ｂは、図８ａの変調器装置８００を使用して生成されるＧＭＳＫ信号の代表的出力を示す。ここでは、一次ΔΣが、使用される。高次ΔΣ変調器を適用することによって、スペクトルを容易に改善することができる。中心周波数は、２．１７９正規化単位である。反射係数の位相は、誤差、すなわち、ｒ_ｏｅｘｐ（ｊ０°）、（Γ_ο＋ε_１）ｅｘｐ（ｊ（１８０°＋φ_１）、（Γ_ｏ＋ε_２）ｅｘｐ（ｊ（９０°＋φ_２）、および（Γ_ｏ＋ε_３）ｅｘｐ（ｊ（２７０°＋φ_３）を有し得、式中、ε_１、φ_１、ε_２、φ_２、ε_３、およびφ_３は、誤差を表す。これらの誤差は、アンテナによって反射された信号に直交誤差をもたらす。

図８ｃは、ＳＳＢがδｆのオフセットで生成される場合の反射信号の表現である。−δｆにおける誤差トーンは、この誤差によってもたらされる。理想的には、誤差信号は、存在しないであろう。この直交誤差は、（ｉ）低域通過デルタシグマ変調器に印加されるＩおよびＱ信号に対する調節、または（ｉｉ）ＲＦＩＤ通信ネットワーク自体のリーダ内における調節によって補正されることができる。

例えば、リーダ内で測定されるものは、Ｅ（Ｑ＾２）−Ｅ（Ｉ＾２）およびＥ（ＩＱ）であり、式中、Ｅ（ｘ）は、平均予測値である。項Ｅ（Ｑ＾２）−Ε（Ι＾２）は、利得不整合の評価基準であり、Ｅ（ＩＱ）は、位相不整合の評価基準である。Ｉ（または、Ｑ）チャネルに関する利得は、Ｅ（Ｑ＾２）−Ｅ（Ｉ＾２）＝０となるまで補正され得、位相は、したがって、Ｅ（ＩＱ）＝０である。これは、例えば、最小２乗平均フィルタを使用して、閉ループ方式において行われ得る。
使用されるマトリクスは、
Ｉｃｏｒｒｅｃｔｅｄ＝Ｉ＊Ｄ
Ｑｃｏｒｒｅｃｔｅｄ＝ｓｉｎ（ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ）＊Ｉ＋ｃｏｓ（ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ）＊Ｑ
であり、式中、Ｄは、ＩとＱとの間の利得不整合の評価基準であり、ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒは、ＩとＱとの間の位相誤差である。いかなる誤差もない場合、Ｄ＝１およびｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＝０°となる。

低域通過デルタシグマ変調器を駆動させるため等、無線タグ端子によって利用されるクロッキング関数に関して、クロッキングの生成関数は、タグリーダ内のクロック回路によって提供されるか、またはＲＦＩＤネットワークのリーダデバイスによって提供される着信ＲＦ信号の周波数に基づくクロック回路生成を介して提供され得る。

例えば、クロックとしてリーダからの信号を使用する事例では、リーダが、ｆｒｆである場合、タグによって使用されるクロックは、ｆｒｆまたはある周波数ｆｒｆ／Ｎであり、式中、Ｎは、ある整数である（すなわち、ｆｒｆは、クロックを生成するためにＮで除算される）。

図９ａは、データレート対電力を制御する表現を示す。電力管理システムが、導入され得、システムは、タグとリーダｒとの間の距離に基づくデータレートおよび変調タイプに依存する。リーダが、十分に近くなるにつれて（すなわち、ｒ＜ｒ_ｍｉｎ）、タグは、オンにするために十分な電力を得る。ｒ_ｍｉｎからｒ_{ｃｒｉｔｉｃａｌ}まで、タグは、低速クロックおよびＡＳＫまたはＰＳＫを使用して伝送する。ｒ＜_{ｃｒｉｔｉｃａｌ}になるにつれて、タグは、６４ＱＡＭを使用して、伝送を開始することができる。ＲＦ後方散乱技術の場合、タグによって受信される電力（すなわち、Ｐ_ＲＸ（ｒ））は、

によって与えられ、式中、λは、搬送波信号の波長であり、ｒは、タグとリーダとの間の距離であり、Ｐ_ＴＸは、送信機の電力であり、Ｇ_ＴＸは、リーダのアンテナ利得であり、Ｇ_ＲＸは、タグのアンテナ利得である。タグからの変調電力は、次いで、リーダによって受信される。

図９ｂは、タグとリーダとの間のリンクバジェット対距離の表現を示す。タグとリーダとの間のリンクバジェットは、タグ−リーダ距離の関数として示される。タグによって受信される電力は、リーダから離れるほうに移動するにつれて減少される。あるそのような位置では、タグの後方散乱電力は、リーダに戻るように移動するにつれて減衰される。信号対雑音比（ＳＮＲ）は、リーダ内の発振器の位相雑音に対する、リーダによって受信される電力によって与えられる。

例えば、リーダからの電力は、（１／ｒ^＾２）として降下するので、複素変調技術は、リーダがより接近しているときに適用され得る。リーダが離れるにつれて、より低い変調が、使用されることができる。複素変調の適用は、より高いＳＮＲおよびより多い電力を要求することを理解されたい。

本発明の好ましい実施形態が、受動および半受動ＲＦＩＤ通信ネットワークに関して、本明細書に説明されたが、本明細書に提示される解決策は、無線通信の他の側面にも適用され得ることが想定され、実際、当業者によって理解されるであろう。故に、当業者は、本明細書に説明される具体的実施形態が、例証的であり、必ずしも、包括的ではないことを理解するであろう。したがって、他の種々の修正も、請求項によって定義される本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって行なわれ得る。

Claims (21)

1. 着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置であって、
   アンテナであって、前記アンテナは、前記アンテナの反射係数特性に従って、前記着信ＲＦ信号を後方散乱させる、アンテナと、
   前記アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、
   前記可変インピーダンス回路に結合され、前記可変インピーダンス回路の前記出力をデジタル的に制御する少なくとも１つの低域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器と
   を備え、前記アンテナの反射係数（Γ）は、前記可変インピーダンス回路の前記出力に基づいて調節される、アンテナ装置。
2. 前記少なくとも１つの低域通過デルタシグマ変調器の出力が、２つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記反射係数を調節する、請求項１に記載のアンテナ装置。
3. 前記低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、前記着信無線周波数信号から＋／−ω_０だけオフセットされた複素変調信号のうちの１つから成る、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
4. 前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、請求項３に記載のアンテナ装置。
5. 前記低域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つである、請求項１から４のいずれかに記載のアンテナ装置。
6. 前記少なくとも１つの低域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器は、第１の低域通過デルタシグマ変調器であり、前記アンテナ装置は、前記可変インピーダンス回路に結合された少なくとも第２の低域通過デルタシグマ変調器をさらに備え、前記可変インピーダンス回路の前記出力は、前記少なくとも第２の低域通過デルタシグマ変調器によってさらにデジタル的に制御される、請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ装置。
7. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器への入力信号は、それぞれ、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信号を含む、請求項６に記載のアンテナ装置。
8. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器の組み合わせられた出力は、４つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記アンテナの前記反射係数を調節する、請求項６または７に記載のアンテナ装置。
9. 前記反射係数は、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ０°）、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ１８０°）、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ９０°）、およびΓ_ｏｅｘｐ（ｊ２７０°）だけ互に相対的な４つの状態を含む、請求項８に記載のアンテナ装置。
10. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器（（ΔΣ）_Ｉ）は、０度と１８０度との間で前記状態を切り替える、請求項９に記載のアンテナ装置。
11. 前記第２の低域通過デルタシグマ変調器（（ΔΣ）_Ｑ）は、９０度と２７０度との間で前記状態を切り替える、請求項１０に記載のアンテナ装置。
12. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器の出力は、互の間で交互に切り替わり、（ΔΣ）_Ｉが、０、１８０、１８０、０、０、１８０・・・を生成し、（ΔΣ）_Ｑが、９０、９０、２７０、２７０、・・・を生成する場合、Γは、０、９０、１８０、９０、１８０、２７０、０、２７０、・・・だけ調節するように制御される、請求項１０または１１に記載のアンテナ装置。
13. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、ω_１だけ前記着信ＲＦ信号の周波数からオフセットされた正弦および余弦波形態を含み、ω_１は、正または負のいずれかであり得る、請求項６に記載のアンテナ装置。
14. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、＋ω_０、−ω_０、およびゼロのうちの１つだけ、前記着信ＲＦ信号の周波数からオフセットされた複素変調信号から成る、請求項６に記載のアンテナ装置。
15. 前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ｎＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、請求項１４に記載のアンテナ装置。
16. 前記第１の低域通過デルタシグマ変調器および第２の低域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つから成る、請求項６から１５に記載のアンテナ装置。
17. 前記ＩおよびＱ信号は、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ０°）、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ１８０°）、Γ_ｏｅｘｐ（ｊ９０°）、およびΓ_ｏｅｘｐ（ｊ２７０°）を生成することにおいて生じ得る誤差を補償するように調節される、請求項７から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
18. 前記誤差は、前記アンテナに電磁的に結合された無線周波数識別（ＲＦＩＤ）リーダデバイス内で補償される、請求項１７に記載のアンテナ装置。
19. 前記少なくとも１つの低域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するために、前記可変インピーダンス回路における少なくとも１つのフィルタデバイスをさらに備えている、請求項１から１８のいずれかに記載のアンテナ装置。
20. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムのタグ端子内に含まれ、前記ＲＦＩＤシステムは、リーダデバイスを含み、前記アンテナ装置は、前記タグ端子が前記リーダデバイスの所定の臨界距離内にあるときのみ、ＲＦ信号を後方散乱させるためにアクティブ化される、請求項１から１９のいずれかに記載のアンテナ装置。
21. 前記アンテナは、タグ端子の一部を備え、前記タグ端子は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合され、前記ＲＦＩＤシステムは、前記低域通過デルタシグマ変調器をクロッキングすることを含み、前記クロッキングの生成は、前記リーダデバイス内のクロック回路および前記着信ＲＦ信号の周波数に基づいて生成されるクロック回路のうちの１つから成る、請求項１から１９に記載のアンテナ装置。
    

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