JP5955140B2 - Angle measuring device and angle measuring method - Google Patents
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Description
この発明は、例えば、MUSICやESPRITなどの超分解能法を実施して、電波放射源から放射された電波の到来方向を測角する測角装置及び測角方法に関するものである。 The present invention relates to an angle measuring device and an angle measuring method for measuring an arrival direction of a radio wave radiated from a radio wave radiation source by implementing a super resolution method such as MUSIC or ESPRIT.
測角装置に搭載されている受信機は、低雑音増幅器(Low Noise Amplifier)を用いて、素子アンテナの受信信号を増幅し、ダウンコンバーターを用いて、その受信信号の周波数を中間周波数に変換し、フィルターを用いて、その受信信号に含まれている不要周波数帯域信号を抑圧するなどの高周波信号処理(フロントエンド処理)を実施した後、A/D変換器を用いて、その受信信号をデジタル信号に変換する処理などを実施する。
それゆえ、近年の複雑化及び過密化している電波使用状況化では、受信機の動作が、複雑化及び高機能化し、測角装置の全体に占める受信機のコストが大きくなっている。
The receiver installed in the angle measuring device amplifies the received signal of the element antenna using a low noise amplifier, and converts the frequency of the received signal to an intermediate frequency using a down converter. After performing high-frequency signal processing (front-end processing) such as using a filter to suppress unwanted frequency band signals contained in the received signal, the received signal is digitally converted using an A / D converter. Perform processing to convert to signal.
Therefore, in the recent complicated and overcrowded use of radio waves, the operation of the receiver becomes complicated and highly functional, and the cost of the receiver occupying the entire angle measuring device increases.
一方、近年の複雑化及び過密化している電波状況において、目的とする電波放射源から放射された電波を受信して、その電波の到来方向を測角する測角装置の精度や性能を上げようとすると、素子アンテナ数を増加してアレーアンテナとしての開口面積を大きくすることが必要である。
また、複数の電波放射源から放射された電波の周波数帯が同一であり、複数の電波が混信して測角装置に入射された場合、複数の電波を分離して、各々の電波の到来方向を測角する分離測角機能が必要になる。
On the other hand, let us improve the accuracy and performance of angle measuring devices that receive radio waves radiated from the target radio wave radiation source and measure the direction of arrival of radio waves in the increasingly complex and crowded radio wave conditions in recent years. Then, it is necessary to increase the number of element antennas and increase the aperture area as an array antenna.
In addition, when the frequency bands of radio waves emitted from multiple radio wave radiation sources are the same, and multiple radio waves interfere with each other and enter the angle measuring device, the multiple radio waves are separated and the direction of arrival of each radio wave A separate angle measurement function is required to measure the angle.
一般に、アレーアンテナを構成する素子アンテナの数が“M”であるとすると、分離測角可能な到来電波の数は“M−1”までである。“M−1”の値は、測角装置の自由度と称される。
したがって、分離測角性能を向上させる上でも、素子アンテナ数の増加は避けられないものである。
In general, if the number of element antennas constituting the array antenna is “M”, the number of incoming radio waves that can be separated and measured is up to “M−1”. The value “M−1” is referred to as the degree of freedom of the angle measuring device.
Therefore, an increase in the number of element antennas is unavoidable in improving the separation angle measurement performance.
通常の測角装置では、素子アンテナと受信機が1対1で対応しており、上記の理由で、素子アンテナの数が増加すると、必要な受信機の台数も増加し、測角装置全体のコスト増加、装置規模大及び消費電力の増加などが問題になる。
以下の特許文献1には、上記の問題に対処するため、超分解能法で使用する共分散行列の構造に着目して、素子アンテナの数を減らさずに、受信機の台数だけを減らす方法が開示されている。
In an ordinary angle measuring device, there is a one-to-one correspondence between element antennas and receivers. For the reasons described above, when the number of element antennas increases, the number of necessary receivers also increases. Increases in cost, large-scale equipment, and increase in power consumption are problems.
In
特許文献1に開示されている方法では、超分解能法で用いる共分散行列の各要素が、下記の式(1)に示すように、2つの素子アンテナの受信信号のうち、一方の受信信号を複素共役として他方の受信信号に掛け合わせるという構造を採用するものである。
即ち、特許文献1に開示されている測角装置では、5個の素子アンテナと、2台の受信機とを実装し、受信素子選択部が、5個の素子アンテナの中から、2個の素子アンテナを時分割で選択して、2台の受信機にそれぞれ接続することで、共分散行列の各要素を順次取得する方法を採用している。
In the method disclosed in
That is, in the angle measuring device disclosed in
上記のようにして構築された共分散行列R’は、上記の式(1)を満足する条件の下で、素子アンテナと受信機が1対1で対応されている通常の測角装置で取得される共分散行列Rと等価と見なせるため、受信機の台数が2台だけであっても、5個の素子アンテナの受信信号を同時に取得する測角装置と同等の性能、即ち、自由度4(=5−1)の電波まで分離測角できるという性能が得られる。 The covariance matrix R ′ constructed as described above is acquired by a normal angle measuring device in which the element antenna and the receiver are in a one-to-one correspondence under the condition satisfying the above equation (1). Therefore, even if the number of receivers is only two, the performance equivalent to that of the angle measuring device that simultaneously acquires the reception signals of the five element antennas, that is, the degree of freedom is 4 The performance that the angle can be separated and measured up to (= 5-1) radio waves can be obtained.
ここでは、総数K波の電波が測角装置に入射される場合を仮定している。ただし、K<Mである。
sj(tqn)は時刻tqnにおける第k入射波の信号(電波)、sl(tqn)は時刻tqnにおける第l入射波の信号(電波)であり、1≦j、l≦Kかつ≠lである。
時刻tqnのqは、第q回目の観測周期のn番目の時刻であり、素子アンテナ数が5の場合(M=5)、nは1から15までの数値で、かつ、そのnの値に対して選択される2個の素子アンテナと出力ポートの関係が定義されており、n=1から15を1観測周期として、全Q回(1≦q≦Q)繰り返し観測を行うことを表している。
また、E[ ]は時間平均を演算することを表す記号である。
Here, it is assumed that a total of K radio waves are incident on the angle measuring device. However, K <M.
s j (t qn ) is the signal (radio wave) of the kth incident wave at time t qn , and s l (t qn ) is the signal (radio wave) of the lth incident wave at time t qn , where 1 ≦ j, l ≦ K and ≠ l.
Q at time t qn is the n-th time of the q-th observation period, and when the number of element antennas is 5 (M = 5), n is a numerical value from 1 to 15 and the value of n The relationship between the two element antennas selected for the output port and the output port is defined, and the observation is repeated Q times (1 ≦ q ≦ Q) with n = 1 to 15 as one observation period. ing.
E [] is a symbol indicating that a time average is calculated.
したがって、上記の式(1)が意味するものは、総数K波の電波の中の任意の2つの電波間の相関係数が時不変(どの時間に観測しても一定)と見なせる場合と解釈することができる。
式(1)を満足する電波の変調方式としては、例えば、FM(Frequency Modulation)、PSK(Phase Shift Keying)、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)、SS(Spectrum Spreading)のように、基本的に位相変調に基づく変調方式が該当する。
式(1)を満足しない電波の変調方式としては、例えば、AM(Amplitude Modulation)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)のように、基本的に振幅変調に基づく変調方式が該当する。
Therefore, the above equation (1) means that the correlation coefficient between any two radio waves in the total number of K radio waves can be regarded as time-invariant (constant at any time). can do.
As a radio wave modulation method satisfying the equation (1), for example, FM (Frequency Modulation), PSK (Phase Shift Keying), OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SS (Spectrum S, etc.) A modulation scheme based on phase modulation is applicable.
As a radio wave modulation method that does not satisfy the equation (1), for example, a modulation method based on amplitude modulation basically corresponds to AM (Amplitude Modulation) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
図12は特許文献1に開示されている測角装置を示す構成図である。
また、図13は特許文献1に開示されている測角装置が2波をMUSIC法によって分離測角した場合の測角結果を示す説明図である。
図13において、横軸は電波の到来角度、縦軸はMUSICスペクトラムであり、最大値が0dBになるように規格化されている。
このスペクトラムが高い到来角度(0dBに近い)が、その電波の到来角度として推定されるというアルゴリズムである。
FIG. 12 is a configuration diagram showing the angle measuring device disclosed in
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a result of angle measurement when the angle measuring device disclosed in
In FIG. 13, the horizontal axis represents the arrival angle of radio waves, the vertical axis represents the MUSIC spectrum, and standardization is performed so that the maximum value is 0 dB.
The algorithm is such that an arrival angle having a high spectrum (close to 0 dB) is estimated as an arrival angle of the radio wave.
上記の式(1)を満足する信号として、独立なガウス雑音状の信号2波が混合された入射波を受信観測して構築された共分散行列R’に対してMUSIC法を適用している。
図13において、線が複数あるのは、全部で10回の独立試行が行われて、その結果が重ねて描かれているためであり、各試行の変動要素は受信機のノイズを想定している。
この入射波は、上記の式(1)を満足しているので、図13に示すように、概ね2波の真値到来角度付近にスペクトラムの頂点が描かれている。このため、受信機の台数が素子アンテナの個数より少ない2台だけであっても、通常の測角装置で取得される共分散行列Rに対してMUSIC法が適用された測角結果とほぼ同等の性能を得ている。
The MUSIC method is applied to a covariance matrix R ′ constructed by receiving and observing an incident wave in which two independent Gaussian noise-like signals are mixed as a signal satisfying the above equation (1). .
In FIG. 13, there are a plurality of lines because a total of 10 independent trials are performed and the results are overlapped, and the fluctuation factor of each trial is assumed to be noise of the receiver. Yes.
Since this incident wave satisfies the above equation (1), as shown in FIG. 13, the peak of the spectrum is drawn approximately in the vicinity of the true value arrival angle of two waves. For this reason, even if the number of receivers is only two, which is smaller than the number of element antennas, the angle measurement results obtained by applying the MUSIC method to the covariance matrix R acquired by a normal angle measuring device are almost the same. Has gained performance.
図14は式(1)を満足しない2波のAM変調信号の時間軸波形を示す説明図である。
式(1)を満足しないAM変調信号を2波生成し、2波のAM変調信号を混信させると、図15に示すような混信波形の時間軸プロットが描かれる。
AM変調信号2波が混合された入射波が、特許文献1に開示されている測角装置に入射されて構築された共分散行列R’に対してMUSIC法が適用されると、その測角結果は、図16のようになる。
図16でも、全部で10回の独立試行が行われて、その結果が重ねて描かれている。
式(1)の条件を満たす場合の測角結果である図13と比較すると、図16では、到来角度真値に対して大きな誤差を有し、大きな測角誤差を有していることが分かる。
FIG. 14 is an explanatory diagram showing time-axis waveforms of two AM modulated signals that do not satisfy Expression (1).
When two AM modulated signals that do not satisfy Expression (1) are generated and the two AM modulated signals are mixed, a time axis plot of the interference waveform as shown in FIG. 15 is drawn.
When the MUSIC method is applied to a covariance matrix R ′ constructed by making an incident wave mixed with two AM modulation signals incident on an angle measuring device disclosed in
Also in FIG. 16, a total of 10 independent trials are performed, and the results are drawn in an overlapping manner.
Compared with FIG. 13 which is the angle measurement result when the condition of Expression (1) is satisfied, it can be seen that FIG. 16 has a large error with respect to the true value of the arrival angle and a large angle measurement error. .
従来の測角装置は以上のように構成されているので、電波放射源から放射された電波の変調方式が、式(1)を満足しない振幅変調方式である場合(例えば、振幅変調に基づく変調方式である場合)、その電波を受信観測して構築された共分散行列R’に対してMUSIC法が適用された測定結果が、非常に大きな測角誤差を有してしまう課題があった。 Since the conventional angle measuring device is configured as described above, when the modulation method of the radio wave emitted from the radio wave radiation source is an amplitude modulation method that does not satisfy Equation (1) (for example, modulation based on amplitude modulation). In the case of a system), there is a problem that a measurement result in which the MUSIC method is applied to a covariance matrix R ′ constructed by receiving and observing the radio wave has a very large angle measurement error.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、電波放射源から放射された電波の変調方式に関わらず、高精度に電波の到来方向を測角することができる測角装置及び測角方法を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is an angle measuring device that can accurately measure the direction of arrival of radio waves regardless of the modulation method of radio waves radiated from a radio wave radiation source. And it aims at obtaining the angle measuring method.
この発明に係る測角装置は、電波放射源から放射された電波を受信する複数の受信アンテナと、複数の受信アンテナにより受信された電波の受信信号の中から、任意の受信信号を選択する電波選択手段と、受信アンテナの個数より少ない台数分用意されており、電波選択手段により選択された電波の受信信号を出力する複数の受信機と、複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化する振幅規格化手段と、振幅規格化手段から出力された受信信号を用いて、電波放射源から放射された電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、複数の受信機から出力された受信信号に基づいて電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する変調方式推定手段と、複数の受信機から出力された受信信号に基づいて、複数の電波放射源から放射された電波間の各時刻の相互相関係数を算出する相互相関係数演算手段と、相互相関係数演算手段により算出された各時刻の相互相関係数を記憶する相互相関係数記憶手段と、相互相関係数記憶手段により記憶されている各時刻の相互相関係数を時系列に並べて、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する変動判定手段とを備え、振幅規格化手段は、変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式である場合、あるいは、変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定された場合、複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化して、規格化後の受信信号を到来方向推定手段に出力し、変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式でなく、変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していないと判定された場合、複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化しないで、受信信号を到来方向推定手段に出力し、到来方向推定手段は、振幅規格化手段から出力された受信信号を用いて、電波放射源から放射された電波の到来方向を推定するようにしたものである。 The angle measuring device according to the present invention includes a plurality of receiving antennas that receive radio waves radiated from a radio wave radiation source, and a radio wave that selects an arbitrary received signal from among the received signals of the radio waves received by the plurality of receiving antennas. The number of selection means and the number of receiving antennas less than the number of receiving antennas are prepared, and output from a plurality of receivers that output the reception signals of the radio waves selected by the radio wave selection means, and specific receivers among the plurality of receivers. the amplitude of the received signal, and an amplitude normalizing means for normalizing the amplitude of the received signals output from a plurality of receivers, using the received signal output from the amplitude normalizing means, it radiated from radio source and the arrival direction estimation means for estimating the direction of arrival of radio waves, modulation scheme estimating means for estimating a radio wave modulation mode emitted from the radio source based on the received signals output from a plurality of receivers, a plurality of Based on the received signal output from the transmitter, calculated by the cross-correlation coefficient calculation means and the cross-correlation coefficient calculation means for calculating the cross-correlation coefficient at each time between radio waves emitted from a plurality of radio wave radiation sources The cross-correlation coefficient storage means for storing the cross-correlation coefficient at each time and the cross-correlation coefficients at each time stored in the cross-correlation coefficient storage means are arranged in time series so that the cross-correlation coefficient Fluctuation determining means for determining whether or not there is a fluctuation with the lapse of time, and the amplitude normalization means determines whether or not the modulation scheme estimated by the modulation scheme estimation means is a specific modulation scheme, or determines variation When it is determined that the cross-correlation coefficient fluctuates with time, the amplitude of the received signal output from a specific receiver among the multiple receivers is output from the multiple receivers. Standardized received signal amplitude Then, the standardized received signal is output to the arrival direction estimating means, and the modulation method estimated by the modulation method estimating means is not a specific modulation method, but the cross-correlation coefficient is changed with time by the fluctuation determining means. Output signal is output to the arrival direction estimation means without normalizing the amplitude of the reception signals output from the plurality of receivers, the arrival direction estimation means is the amplitude normalization means The arrival direction of the radio wave radiated from the radio wave radiation source is estimated using the reception signal output from the radio wave.
この発明によれば、測角装置に入射される入射波の変調方式が時々刻々に変化しても、速やかに、その変調方式に応じた最適動作を採用することができるようになり、より高精度に電波の到来方向の測角結果を得ることができる。 According to the present invention, even if the modulation method of the incident wave incident on the angle measuring device changes from moment to moment, the optimum operation according to the modulation method can be quickly adopted, and the higher The angle measurement result of the direction of arrival of radio waves can be obtained with high accuracy.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による測角装置を示す構成図である。
図1において、素子アンテナ1−1〜1−Mは複数の電波放射源から放射された入射信号(電波)を受信する受信アンテナである。
図1では、2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)が入射されている例を示しているが、素子アンテナ1−1〜1−Mの総数がMであるため、(M−1)波までは分離測角が可能である。
ここでは、2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)が、図14に示すような同一周波数帯のAM変調波であるとし、図15に示すような2つのAM変調波の混信信号が、素子アンテナ1−1〜1−Mに入射されていることを想定する。
FIG. 1 is a block diagram showing an angle measuring device according to
In FIG. 1, element antennas 1-1 to 1-M are receiving antennas that receive incident signals (radio waves) radiated from a plurality of radio wave radiation sources.
Although FIG. 1 shows an example in which two-wave incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) are incident, the total number of element antennas 1-1 to 1-M is M. , (M-1) waves can be measured separately.
Here, it is assumed that two incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) are AM modulated waves in the same frequency band as shown in FIG. 14, and two AM modulations as shown in FIG. It is assumed that a wave interference signal is incident on the element antennas 1-1 to 1-M.
受信素子選択部2は例えば切換スイッチなどから構成されており、信号処理部5の制御の下、素子アンテナ1−1〜1−Mの受信信号の中から、任意の受信信号ri(tqn),rk(tqn)を選択して、その受信信号ri(tqn)を受信機3−1に出力し、その受信信号rk(tqn)を受信機3−2に出力する処理を実施する。なお、受信素子選択部2は電波選択手段を構成している。
The receiving
受信機3−1〜3−2は素子アンテナ1−1〜1−Mより少ない台数分用意されており(図1の例では、2台用意されている)、受信素子選択部2から出力された受信信号ri(tqn),rk(tqn)の受信処理を実施して、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を振幅規格部4に出力する処理を実施する。
即ち、受信機3−1〜3−2は低雑音増幅器(Low Noise Amplifier)を用いて、受信素子選択部2から出力された受信信号ri(tqn),rk(tqn)を増幅し、ダウンコンバーターを用いて、その受信信号ri(tqn),rk(tqn)の周波数を中間周波数に変換し、フィルターを用いて、その受信信号ri(tqn),rk(tqn)に含まれている不要周波数帯域信号を抑圧するなどの高周波信号処理(フロントエンド処理)を実施した後、A/D変換器を用いて、その受信信号をデジタル信号に変換する処理などを実施する。
The receivers 3-1 to 3-2 are prepared in a smaller number than the element antennas 1-1 to 1 -M (two are prepared in the example of FIG. 1), and are output from the receiving
That is, the receivers 3-1 to 3-2 amplify the received signals r i (t qn ) and r k (t qn ) output from the receiving
振幅規格部4は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化する処理を実施する。
ここでは、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化しているが、受信機3−2から出力されたデジタル受信信号xk(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化するようにしてもよい。
なお、振幅規格部4は振幅規格化手段を構成している。
The amplitude
Here, the digital reception signal x i (t qn ), x k output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x i (t qn ) output from the receiver 3-1. Although the amplitude of (t qn ) is standardized, the digital reception output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x k (t qn ) output from the receiver 3-2. The amplitudes of the signals x i (t qn ) and x k (t qn ) may be normalized.
The amplitude
信号処理部5はタイミング制御部6、共分散行列生成部7及び分離測角処理部8から構成されており、振幅規格部4により振幅が規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定する処理を実施する。
即ち、信号処理部5は振幅規格部4により振幅が規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて共分散行列R”を構築し、その共分散行列R”に対してMUSIC法を適用することで、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を分離測角する処理を実施する。
なお、信号処理部5は到来方向推定手段を構成している。
The
That is, the
The
信号処理部5のタイミング制御部6は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、受信素子選択部2に対する素子アンテナ1の切換タイミングや、共分散行列R”の生成タイミングなどを制御する処理を実施する。
信号処理部5の共分散行列生成部7は振幅規格部4により振幅が規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、共分散行列R”を生成する処理を実施する。
信号処理部5の分離測角処理部8は共分散行列生成部7により生成された共分散行列R”に対してMUSIC法を適用することで、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を分離測角する処理を実施する。
The
The covariance matrix generation unit 7 of the
The separation angle
図1の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4及び信号処理部5のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4及び信号処理部5の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図2はこの発明の実施の形態1による測角装置の処理内容を示すフローチャートである。
In the example of FIG. 1, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the receiving
FIG. 2 is a flowchart showing the processing contents of the angle measuring device according to
次に動作について説明する。
この実施の形態1では、2つの電波放射源から放射された入射信号s1(tqn),s2(tqn)が混信されて、M個の素子アンテナ1−1〜1−Mに入射されるものとする。
ここで、tqnのqは、第q回目の観測周期のn番目の時刻であり、例えば、素子アンテナ数が5の場合(M=5)、nは1から15までの数値で、かつ、そのnの値に対して選択される2個の素子アンテナと出力ポートの関係が定義されており、n=1から15を1観測周期として、全Q回(1≦q≦Q)繰り返し観測を行うことを表している。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) radiated from two radio wave radiation sources are mixed and incident on M element antennas 1-1 to 1-M. Shall be.
Here, q of t qn is the n-th time of the q-th observation cycle. For example, when the number of element antennas is 5 (M = 5), n is a numerical value from 1 to 15, and The relationship between the two element antennas selected for the value of n and the output port is defined, and repeated observations are performed Q times (1 ≦ q ≦ Q) with n = 1 to 15 as one observation period. Represents what to do.
信号処理部5のタイミング制御部6は、素子アンテナ1−1〜1−Mの受信信号の中から、選択対象の素子アンテナ1を示す選択信号c(t)を出力する(図2のステップST1)。
なお、タイミング制御部6から出力される選択信号c(t)が示す選択対象の素子アンテナ1は時分割で順次切り換えられるが、その切換タイミングや選択対象の素子アンテナ1は、予め設定されている図示せぬ対応表(切換タイミングと選択対象の素子アンテナの対応関係を示す表)を参照して決められることを想定している。その対応表としては、例えば、上記の特許文献1の図2に開示されている対応表を利用することができる。
The
Note that the
受信素子選択部2は、信号処理部5のタイミング制御部6から選択信号c(t)を受けると、M個の素子アンテナ1−1〜1−Mの中から、その選択信号c(t)が示す選択対象の素子アンテナ1(1個又は2個の素子アンテナ1)を選択し、その素子アンテナ1の受信信号ri(tqn),rk(tqn)を受信機3−1,3−2に出力する(ステップST2)。
図1の例では、受信信号ri(tqn)が受信機3−1に出力され、受信信号rk(tqn)が受信機3−2に出力されている。
Upon receiving the selection signal c (t) from the
In the example of FIG. 1, the received signal r i (t qn ) is output to the receiver 3-1, and the received signal r k (t qn ) is output to the receiver 3-2.
受信機3−1〜3−2は、受信素子選択部2から受信信号ri(tqn),rk(tqn)が出力されると、その受信信号ri(tqn),rk(tqn)の受信処理を実施して、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を振幅規格部4に出力する(ステップST3)。
即ち、受信機3−1〜3−2は、受信素子選択部2から受信信号ri(tqn),rk(tqn)が出力されると、低雑音増幅器を用いて、その受信信号ri(tqn),rk(tqn)を増幅し、ダウンコンバーターを用いて、増幅後の受信信号ri(tqn),rk(tqn)の周波数を中間周波数に変換する。
また、受信機3−1〜3−2は、フィルターを用いて、中間周波数の受信信号ri(tqn),rk(tqn)に含まれている不要周波数帯域信号を抑圧する処理を実施する。
そして、受信機3−1〜3−2は、A/D変換器を用いて、抑圧処理後の受信信号ri(tqn),rk(tqn)をデジタル信号に変換して、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を振幅規格部4に出力する。
When the reception signals r i (t qn ) and r k (t qn ) are output from the reception
That is, when the reception signals r i (t qn ) and r k (t qn ) are output from the reception
Further, the receivers 3-1 to 3-2 perform processing to suppress unnecessary frequency band signals included in the intermediate frequency received signals r i (t qn ) and r k (t qn ) using a filter. carry out.
Then, the receivers 3-1 to 3-2 convert the received signals r i (t qn ) and r k (t qn ) after the suppression processing into digital signals using an A / D converter, The received signals x i (t qn ) and x k (t qn ) are output to the amplitude
振幅規格部4は、受信機3−1からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、下記の式(2)に示すように、そのデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化する(ステップST4)。
When receiving the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) from the receiver 3-1, the amplitude
ここでは、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化しているが、受信機3−2から出力されたデジタル受信信号xk(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化するようにしてもよい。
なお、振幅規格部4により規格化処理は、観測周期qの全nに対して行われる。
Here, the digital reception signal x i (t qn ), x k output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x i (t qn ) output from the receiver 3-1. Although the amplitude of (t qn ) is standardized, the digital reception output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x k (t qn ) output from the receiver 3-2. The amplitudes of the signals x i (t qn ) and x k (t qn ) may be normalized.
The normalization processing by the amplitude
信号処理部5は、振幅規格部4から規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定する。
以下、信号処理部5の処理内容を具体的に説明する。
When the
Hereinafter, the processing content of the
信号処理部5の共分散行列生成部7は、振幅規格部4から規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、共分散行列R”を生成する(ステップST5)。
なお、共分散行列R”の全要素は、デジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、振幅が規格化されているデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)である。
共分散行列R”の生成処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
When receiving the standardized digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) from the
Note that all elements of the covariance matrix R "is the amplitude of the digital reception signal x i (t qn), is amplitude digital reception signal x i that is standardized (t qn), x k ( t qn) .
Since the covariance matrix R ″ generation process itself is a known technique, a detailed description thereof will be omitted.
信号処理部5の分離測角処理部8は、共分散行列生成部7が共分散行列R”を生成すると、その共分散行列R”に対してMUSIC法を適用することで、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を分離測角する(ステップST6)。
なお、共分散行列R”に対してMUSIC法を適用して、入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を分離測角する処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
When the covariance matrix generation unit 7 generates the covariance matrix R ″, the separation angle
Note that the MUSIC method is applied to the covariance matrix R ″ to separate and measure the arrival directions of the incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ), which is a known technique. The detailed explanation is omitted.
ここで、図3は図1の測角装置が、AM変調信号2波が混合された入射波をMUSIC法によって分離測角した場合の測角結果を示す説明図である。
図3においても、全部で10回の独立試行が行われて、その結果が重ねて描かれている。
図3と図16の測定結果(従来の測角装置の測角結果)を比較すると明確なように、図16では、AM変調信号に対して激しく乱れ、大きな測角誤差を有しているが、この実施の形態1の測角装置のよる図3の測角結果では、AM変調信号に対して安定した結果が得られており、到来角度の真値付近を正確に表している。
Here, FIG. 3 is an explanatory view showing a result of angle measurement when the angle measuring device of FIG. 1 separates and measures an incident wave mixed with two AM modulated signals by the MUSIC method.
Also in FIG. 3, a total of 10 independent trials are performed, and the results are overlaid.
As is clear from comparison between the measurement results of FIG. 3 and FIG. 16 (angle measurement result of the conventional angle measuring device), in FIG. 16, the AM modulation signal is violently disturbed and has a large angle measurement error. In the angle measurement result of FIG. 3 by the angle measuring device of the first embodiment, a stable result is obtained for the AM modulation signal, and the vicinity of the true value of the arrival angle is accurately represented.
特許文献1に開示されている従来の測角装置では、電波の変調方式が位相変調方式である場合、上記の式(1)を満足するが、電波の変調方式が振幅変調方式である場合、上記の式(1)を満足しないために、AM変調信号に対して激しく乱れ、大きな測角誤差を有している。
本技術分野で扱う測角装置は、アレーアンテナに入射される電波の各素子アンテナ間の相対位相差を利用して測角するという「位相差測角方式」の原理に基づいているためである。
しかし、この実施の形態1では、2個の素子アンテナの受信信号のうち、一方の受信信号の振幅で、2個の素子アンテナの受信信号の振幅を規格化しているので、振幅変動成分をキャンセルして、相対位相差の成分だけを残すことができる。このため、本来の「位相差測角装置」としての機能を回復することができている。
なお、この方式は、入射信号が2波のときだけに限らず、アレーアンテナが持つ本来の自由度である(M−1波)以下の入射信号までを分離測角することが可能である。これには当然1波入射も含まれる。
In the conventional angle measuring device disclosed in
This is because the angle measuring device handled in this technical field is based on the principle of the “phase difference angle measuring method” in which the angle is measured using the relative phase difference between each element antenna of the radio wave incident on the array antenna. .
However, in the first embodiment, the amplitude of the received signal of the two element antennas is normalized by the amplitude of one of the received signals of the two element antennas, so that the amplitude fluctuation component is canceled. Thus, only the component of the relative phase difference can be left. For this reason, the function as the original “phase difference angle measuring device” can be recovered.
Note that this method is not limited to the case where the incident signal is two waves, and it is possible to separate and measure angles up to an incident signal of (M-1 wave) or less which is the original degree of freedom of the array antenna. This naturally includes single wave incidence.
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化する振幅規格部4を設け、信号処理部5が、振幅規格部4により振幅が規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された電波の到来方向を推定するように構成したので、電波放射源から放射された電波の変調方式に関わらず、高精度に電波の到来方向を測角することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, the amplitude of the digital reception signal x i (t qn ) output from the receiver 3-1 is output from the receivers 3-1 to 3-2. An amplitude
実施の形態2.
図4はこの発明の実施の形態2による測角装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
変調方式推定部9は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する処理を実施する。なお、変調方式推定部9は変調方式推定手段を構成している。
FIG. 4 is a block diagram showing an angle measuring device according to
The modulation
図4の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5及び変調方式推定部9のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5及び変調方式推定部9の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 4, the element antennas 1-1 to 1-M, the reception
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the receiving
次に動作について説明する。
ただし、変調方式推定部9を実装している点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、変調方式推定部9の処理内容だけを説明する。
変調方式推定部9は、受信機3−1〜3−2からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する。
Next, the operation will be described.
However, since it is the same as that of
Upon receiving the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) from the receivers 3-1 to 3-2, the modulation
ただし、変調方式推定部9は、電波の変調方式を具体的に推定するものであってもよいが、電波放射源から放射された電波の変調方式が、上記の式(1)を満足しているのか、満足していないのかを判定する程度の推定でもよい。
この判定は、例えば、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅が時間に沿って変動しているか否かを調査し、振幅が時間に沿って変動していなければ(所定値以上変動していない)、上記の式(1)を満足していると判定し、振幅が時間に沿って変動していれば(所定値以上変動している)、上記の式(1)を満足していないと判定することができる。
なお、変調方式推定部9の推定結果は、図示せぬメモリに記憶されるものとする。
However, the modulation
In this determination, for example, it is investigated whether or not the amplitude of the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) varies with time, and if the amplitude does not vary with time. (It does not fluctuate more than a predetermined value), it is determined that the above equation (1) is satisfied, and if the amplitude fluctuates with time (fluctuates more than a predetermined value), the above equation ( It can be determined that 1) is not satisfied.
Note that the estimation result of the modulation
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、変調方式推定部9が、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて電波放射源から放射された電波の変調方式を推定するように構成したので、振幅規格部4による振幅規格化処理の要否を判別することができるようになる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the second embodiment, the modulation
実施の形態3.
図5はこの発明の実施の形態3による測角装置を示す構成図であり、図において、図4と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
規格化制御部10は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式である場合(式(1)を満足していない場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力し、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式でない場合(式(1)を満足している場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力する処理を実施する。
FIG. 5 is a block diagram showing an angle measuring device according to
For example, the
振幅規格部11は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力し、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する処理を実施する。
なお、規格化制御部10及び振幅規格部11から振幅規格化手段が構成されている。
For example, the
The
図5の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、変調方式推定部9、規格化制御部10、振幅規格部11及び信号処理部5のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、変調方式推定部9、規格化制御部10、振幅規格部11及び信号処理部5の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 5, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the receiving
次に動作について説明する。
変調方式推定部9は、上記実施の形態2と同様に、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する。
Next, the operation will be described.
The modulation
規格化制御部10は、変調方式推定部9により推定された変調方式が、例えば、AM変調などの振幅変調に基づく変調方式であるために、式(1)を満足していない場合、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力する。
一方、変調方式推定部9により推定された変調方式が、例えば、FM変調などの位相変調に基づく変調方式であるために、式(1)を満足している場合、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力する。
When the modulation scheme estimated by the
On the other hand, when the modulation scheme estimated by the modulation
振幅規格部11は、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
ここでは、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化しているが、受信機3−2から出力されたデジタル受信信号xk(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化するようにしてもよい。
When the control signal output from the
Here, the digital reception signal x i (t qn ), x k output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x i (t qn ) output from the receiver 3-1. Although the amplitude of (t qn ) is standardized, the digital reception output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x k (t qn ) output from the receiver 3-2. The amplitudes of the signals x i (t qn ) and x k (t qn ) may be normalized.
振幅規格部11は、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
When the control signal output from the
信号処理部5は、振幅規格部11からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、上記実施の形態1と同様に、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定する。
ただし、振幅規格部11から出力されるデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)は、変調方式推定部9により推定された変調方式が式(1)を満足していない場合に限り規格化されており、式(1)を満足している場合には、規格化されていない。
なお、式(1)を満足している場合には、規格化されていないデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いても、正確に入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することができる。
The
However, in the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) output from the
If the expression (1) is satisfied, the incident signal s 1 (t qn ) can be accurately obtained even if the unstandardized digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) are used. ), S 2 (t qn ) can be estimated.
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式である場合(式(1)を満足していない場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力し、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式でない場合(式(1)を満足している場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力する規格化制御部10を設け、振幅規格部11が、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力し、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力するように構成したので、電波の変調方式に応じた最適動作を採用することができるようになり、より高精度な測角結果を得ることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the third embodiment, when the modulation scheme estimated by the modulation
なお、この実施の形態3では、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式でない場合(式(1)を満足している場合)、規格化制御部10が、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力するものを示したが、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式であるか否かに関わらず(式(1)を満足しているか否かに関わらず)、規格化制御部10が、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部11に出力するようにしてもよい。
この場合、振幅規格部11が、常に、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を実施し、信号処理部5が、常に、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することになる。
In the third embodiment, when the modulation scheme estimated by the modulation
In this case, the
したがって、変調方式推定部9により推定された変調方式が特定の変調方式でない場合(式(1)を満足している場合)でも、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することになるが、式(1)を満足する位相変調に基づく変調方式である場合でも、上記の式(2)による振幅規格化処理は有効に動作するため(電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の変調方式が位相変調方式である場合の2波の入射信号間の相関係数(詳細は後述する)が図9のように時変動しないため、式(2)による振幅規格化処理は有効に動作する)、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いても、2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を正確に推定することができる。
Therefore, even when the modulation scheme estimated by the
実施の形態4.
図6はこの発明の実施の形態4による測角装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相関係数推定部12は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて、複数の電波放射源から放射された入射信号s1(tqn),s2(tqn)間の各時刻の相互相関係数を算出する処理を実施する。なお、相関係数推定部12は相互相関係数演算手段を構成している。
6 is a block diagram showing an angle measuring device according to
The
図6の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5及び相関係数推定部12のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5及び相関係数推定部12の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 6, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the receiving
次に動作について説明する。
ただし、相関係数推定部12を実装している点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、主に相関係数推定部12の処理内容を説明する。
相関係数推定部12は、受信機3−1〜3−2からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて、複数の電波放射源から放射された入射信号s1(tqn),s2(tqn)間の各時刻の相互相関係数を算出する。
Next, the operation will be described.
However, since it is the same as that of the first embodiment except that the correlation
When the correlation
具体的には、相関係数推定部12は、上記の式(1)の左辺である式(3)、即ち、複数の電波が測角装置に入射される場合の任意の2波の相関係数を推定するものである。
通常、任意の2波sj(tqn),sk(tqn)は未知であり、さらに、混信して測角装置に入射されるため、測角装置では、それら2波を分離することはできない。したがって測角装置が、受信機3の受信信号から式(3)を直接計算することは困難である。
Specifically, the
Usually, arbitrary two waves s j (t qn ) and s k (t qn ) are unknown, and further, since they interfere with each other and enter the angle measuring device, the angle measuring device must separate these two waves. I can't. Therefore, it is difficult for the angle measuring device to directly calculate Equation (3) from the received signal of the
そこで、相関係数推定部12は、以下に示すような推定方法で、2波の相関係数を推定する。
複数の電波放射源から放射された入射信号s1(tqn),s2(tqn)が受信されている場合、受信機3−1〜3−2からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)が出力される。
このとき、信号処理部5の共分散行列生成部7により生成される共分散行列R”の第(i,k)要素は、下記の式(4)で表される。ただし、式(4)では、受信機3で生じる熱雑音を無視している。
Therefore, the correlation
When incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) radiated from a plurality of radio wave radiation sources are received, digital received signals x i (t qn ) are received from the receivers 3-1 to 3-2. , X k (t qn ) are output.
At this time, the (i, k) element of the covariance matrix R ″ generated by the covariance matrix generation unit 7 of the
式(4)において、ai(θ1)は第1入射波である入射信号s1(tqn)の到来角度θ1に対する第i素子アンテナの複素アンテナゲインを示している。
In Expression (4), a i (θ 1 ) represents the complex antenna gain of the i-th element antenna with respect to the arrival angle θ 1 of the incident signal s 1 (t qn ) that is the first incident wave.
式(4)の内部に組み込まれている2入射波である入射信号s1(tqn),s2(tqn)の相関係数E[s1(tqn)s2 *(tqn)]が時不変であるというのが、上記の式(1)の意味するところである。
一方、電波放射源(1)及び電波放射源(2)がともに固定物で、測角装置からの相対角度θ1,θ2が一定であると仮定すると、それぞれの電波放射源から到来する電波の到来角度に対する複素アンテナゲインai(θ1),ak(θ2)も一定のスカラー値であるため、2入射波の相関係数E[s1(tqn)s2 *(tqn)]は、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の相関係数E[x1(tqn)x2 *(tqn)]を定数倍したものであり、バイアスとして作用する。
つまり、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の相関係数E[x1(tqn)x2 *(tqn)]から未知の2入射波の相関係数E[s1(tqn)s2 *(tqn)]をあるバイアスを持って推定することが可能になる。ただし、このバイアス自体を求める必要はない。
Correlation coefficient E [s 1 (t qn ) s 2 * (t qn ) of incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) which are two incident waves incorporated in the formula (4) ] Is time-invariant as indicated by the above formula (1).
On the other hand, assuming that the radio wave radiation source (1) and the radio wave radiation source (2) are both stationary and the relative angles θ 1 and θ 2 from the angle measuring device are constant, the radio waves coming from the respective radio wave radiation sources. Since the complex antenna gains a i (θ 1 ) and a k (θ 2 ) with respect to the arrival angles of the two are also constant scalar values, the correlation coefficient E [s 1 (t qn ) s 2 * (t qn )] Is a constant multiple of the correlation coefficient E [x 1 (t qn ) x 2 * (t qn )] of the digital received signals x i (t qn ), x k (t qn ). Works.
That is, from the correlation coefficient E [x 1 (t qn ) x 2 * (t qn )] of the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ), the correlation coefficient E [ s 1 (t qn ) s 2 * (t qn )] can be estimated with a certain bias. However, it is not necessary to obtain this bias itself.
以上で明らかなように、この実施の形態4によれば、相関係数推定部12が、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)に基づいて、複数の電波放射源から放射された入射信号s1(tqn),s2(tqn)間の各時刻の相互相関係数を算出するように構成したので、未知の2入射波の相関係数E[s1(tqn)s2 *(tqn)]の動向を把握することが可能になる。
As is apparent from the above, according to the fourth embodiment, the
実施の形態5.
図7はこの発明の実施の形態5による測角装置を示す構成図であり、図において、図6と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相関係数記憶部13は例えばRAMやハードディスクなどの記憶装置から構成されており、相関係数推定部12により算出された各時刻の相互相関係数を記憶する。なお、相関係数記憶部13は相互相関係数記憶手段を構成している。
7 is a block diagram showing an angle measuring device according to
The correlation
次に動作について説明する。
相関係数推定部12は、上記実施の形態4と同様に、1観測周期内の各観測時刻nの間の入射波間の相関係数の動向を推定し、全ての観測時刻nに対する推定結果を相関係数記憶部13に出力する。
相関係数記憶部13は、各観測時刻nに対する相関係数推定部12の推定結果である入射波間の相関係数を記憶することで、nが一巡する1観測周期内のそれぞれの観測時刻nに対する相関係数の推定結果を記憶する。
これにより、測角装置に入射されている複数の入射信号間の相関係数の1観測周期内の時間軸上の変動を把握することが可能になる。
Next, the operation will be described.
The correlation
Thereby, it becomes possible to grasp the fluctuation on the time axis within one observation period of the correlation coefficient between a plurality of incident signals incident on the angle measuring device.
実施の形態6.
図8はこの発明の実施の形態6による測角装置を示す構成図であり、図において、図7と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相関係数時変動推定部14は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、相関係数記憶部13により記憶されている各時刻の相互相関係数を時系列に並べて、その相互相関係数が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する処理を実施する。なお、相関係数時変動推定部14は変動判定手段を構成している。
FIG. 8 is a block diagram showing an angle measuring device according to
The correlation coefficient time
図8の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5、相関係数推定部12、相関係数記憶部13及び相関係数時変動推定部14のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、相関係数記憶部13をコンピュータのメモリ上に構成するとともに、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、振幅規格部4、信号処理部5、相関係数推定部12及び相関係数時変動推定部14の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 8, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the correlation
次に動作について説明する。
相関係数記憶部13は、上記実施の形態5と同様に、素子アンテナ1から任意の2個を時分割に切換えて観測する各観測時刻nに対する相関係数推定部12の推定結果である入射波間の相関係数を記憶することで、nが一巡する1観測周期内のそれぞれの観測時刻nに対する相関係数の推定結果を時系列に保持している。
Next, the operation will be described.
Similar to the fifth embodiment, the correlation
相関係数時変動推定部14は、相関係数記憶部13により保持されている1観測周期内の各観測時刻nの推定結果の変動を時間軸で追跡することで、その推定結果が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する(上記の式(1)の条件を満足しているか否かを判定する)。
即ち、現在、測角装置に入射されている複数の入射波間の相関係数が時不変の状態であるのか、時変動の状態であるのかを推定し、図9に示すような相関係数の変動を時系列にプロットする。
図9は2つの独立なAM変調信号の混信波形(図15を参照)に対する相関係数の変動をプロットしたものであり、横軸の最小値と最大値は、1観測周期の時間に相当する。
The correlation
That is, it is estimated whether the correlation coefficient between a plurality of incident waves currently incident on the angle measuring device is a time-invariant state or a time-variable state, and the correlation coefficient as shown in FIG. Plot the variation over time.
FIG. 9 is a plot of correlation coefficient fluctuations with respect to the interference waveform of two independent AM modulation signals (see FIG. 15). The minimum and maximum values on the horizontal axis correspond to the time of one observation period. .
図9の例では、各観測時刻nに対する2つのAM変調信号間の相関係数が時変動している場合、上記の式(1)の条件を満足しない。
これにより、現在、測角装置に入射されている複数の入射波間の相関係数が、式(1)の条件を満足しているか否かを判定することが可能になる。このため、振幅規格部4による規格化処理の要否を判断することが可能になる。
In the example of FIG. 9, when the correlation coefficient between two AM modulation signals for each observation time n varies with time, the condition of the above equation (1) is not satisfied.
As a result, it is possible to determine whether or not the correlation coefficient between the plurality of incident waves currently incident on the angle measuring device satisfies the condition of Expression (1). Therefore, it is possible to determine whether or not the normalization process by the amplitude
実施の形態7.
図10はこの発明の実施の形態7による測角装置を示す構成図であり、図において、図8と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
規格化制御部15は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、相関係数時変動推定部14により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定された場合(式(1)を満足していない場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力し、相関係数時変動推定部14により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していないと判定された場合(式(1)を満足している場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力する処理を実施する。
Embodiment 7 FIG.
10 is a block diagram showing an angle measuring device according to Embodiment 7 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The
振幅規格部16は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力し、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する処理を実施する。
なお、規格化制御部15及び振幅規格部16から振幅規格化手段が構成されている。
The amplitude standard unit 16 is composed of, for example, a semiconductor integrated circuit mounted with a CPU or a one-chip microcomputer, and the control signal output from the
The
図10の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、相関係数推定部12、相関係数記憶部13、相関係数時変動推定部14、規格化制御部15、振幅規格部16及び信号処理部5のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、相関係数記憶部13をコンピュータのメモリ上に構成するとともに、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、相関係数推定部12、相関係数時変動推定部14、規格化制御部15、振幅規格部16及び信号処理部5の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 10, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the correlation
次に動作について説明する。
相関係数時変動推定部14は、上記実施の形態6と同様に、相関係数記憶部13により記憶されている各時刻の相互相関係数を時系列に並べて、その相互相関係数が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する。
Next, the operation will be described.
Similar to the sixth embodiment, the correlation coefficient time
規格化制御部15は、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動している旨を示していれば、式(1)を満足していないため、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力する。
一方、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していない旨を示していれば、式(1)を満足しているため、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力する。
If the determination result of the correlation coefficient
On the other hand, if the determination result of the correlation
振幅規格部16は、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
なお、振幅規格部16は、規格化制御部15から上記の制御信号を受けると、次の観測周期q+1の各観測時刻n=1以降に、式(2)に示す振幅規格化処理を実行する。
ここでは、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化しているが、受信機3−2から出力されたデジタル受信信号xk(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化するようにしてもよい。
When the control signal output from the
When the amplitude standard unit 16 receives the control signal from the
Here, the digital reception signal x i (t qn ), x k output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x i (t qn ) output from the receiver 3-1. Although the amplitude of (t qn ) is standardized, the digital reception output from the receivers 3-1 to 3-2 is the amplitude of the digital reception signal x k (t qn ) output from the receiver 3-2. The amplitudes of the signals x i (t qn ) and x k (t qn ) may be normalized.
振幅規格部16は、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
When the control signal output from the
信号処理部5は、振幅規格部16からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、上記実施の形態1と同様に、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定する。
ただし、振幅規格部16から出力されるデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)は、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動している旨を示し、変調方式が式(1)を満足していない場合に限り規格化されており、式(1)を満足している場合には、規格化されていない。
なお、式(1)を満足している場合には、規格化されていないデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いても、正確に入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することができる。
The
However, the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) output from the amplitude standard unit 16 indicate that the cross-correlation coefficient varies with time, and the modulation scheme is Standardization is performed only when Expression (1) is not satisfied, and when Expression (1) is satisfied, it is not standardized.
If the expression (1) is satisfied, the incident signal s 1 (t qn ) can be accurately obtained even if the unstandardized digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ) are used. ), S 2 (t qn ) can be estimated.
以上で明らかなように、この実施の形態7によれば、相関係数時変動推定部14により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定された場合(式(1)を満足していない場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力し、相関係数時変動推定部14により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していないと判定された場合(式(1)を満足している場合)、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力する規格化制御部15を設け、振幅規格部16が、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力し、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力するように構成したので、電波の変調方式に応じた最適動作を採用することができるようになり、より高精度な測角結果を得ることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the seventh embodiment, when the correlation coefficient
なお、この実施の形態7では、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していない旨を示していれば、式(1)を満足しているため、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力するものを示したが、相関係数時変動推定部14により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定されたか否かに関わらず(式(1)を満足しているか否かに関わらず)、規格化制御部15が、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部16に出力するようにしてもよい。
この場合、振幅規格部16が、常に、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を実施し、信号処理部5が、常に、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することになる。
In the seventh embodiment, if the determination result of the correlation coefficient
In this case, the amplitude standard unit 16 always standardizes the digital reception signals x i (t qn ) and x k (t qn ), and the
したがって、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していない旨を示している場合(式(1)を満足している場合)でも、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定することになるが、式(1)を満足する位相変調に基づく変調方式である場合でも、上記の式(2)による振幅規格化処理は有効に動作するためである。
電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の変調方式が位相変調方式である場合の2波の入射信号間の相関係数は、図9のように時変動しないため、式(2)による振幅規格化処理は有効に動作する。
このため、規格化されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いても、2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を正確に推定することができる。
Therefore, even when the determination result of the correlation
The correlation coefficient between the two wave incident signals when the modulation method of the two wave incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) emitted from the radio wave radiation source is the phase modulation method is shown in FIG. Thus, the amplitude normalization process according to the equation (2) operates effectively.
For this reason, even if the standardized digital received signals x i (t qn ) and x k (t qn ) are used, the arrival directions of the two-wave incident signals s 1 (t qn ) and s 2 (t qn ) are determined. It can be estimated accurately.
実施の形態8.
図11はこの発明の実施の形態8による測角装置を示す構成図であり、図において、図5及び図10と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
振幅規格部17は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、あるいは、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力し、規格化制御部10,15から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する処理を実施する。なお、振幅規格部17は振幅規格化手段を構成している。
FIG. 11 is a block diagram showing an angle measuring device according to
For example, the amplitude standard unit 17 includes a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted or a one-chip microcomputer, and the control signal output from the
図11の例では、測角装置の構成要素である素子アンテナ1−1〜1−M、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、変調方式推定部9、規格化制御部10、相関係数推定部12、相関係数記憶部13、相関係数時変動推定部14、規格化制御部15、振幅規格部17及び信号処理部5のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、測角装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、測角装置の一部(素子アンテナ1−1〜1−Mを除く構成要素)がコンピュータで構成されている場合、相関係数記憶部13をコンピュータのメモリ上に構成するとともに、受信素子選択部2、受信機3−1〜3−2、変調方式推定部9、規格化制御部10、相関係数推定部12、相関係数時変動推定部14、規格化制御部15、振幅規格部17及び信号処理部5の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
In the example of FIG. 11, the element antennas 1-1 to 1-M, the receiving
For example, when a part of the angle measuring device (components excluding the element antennas 1-1 to 1-M) is configured by a computer, the correlation
次に動作について説明する。
規格化制御部10は、上記実施の形態3と同様に、変調方式推定部9により推定された変調方式が、例えば、AM変調などの振幅変調に基づく変調方式であるために、式(1)を満足していない場合、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力する。
一方、変調方式推定部9により推定された変調方式が、例えば、FM変調などの位相変調に基づく変調方式であるために、式(1)を満足している場合、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力する。
Next, the operation will be described.
Since the modulation scheme estimated by the
On the other hand, when the modulation scheme estimated by the modulation
規格化制御部15は、上記実施の形態7と同様に、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動している旨を示していれば、式(1)を満足していないため、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力する。
一方、相関係数時変動推定部14の判定結果が、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していない旨を示していれば、式(1)を満足しているため、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行わない旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力する。
As in the case of the seventh embodiment, the
On the other hand, if the determination result of the correlation
振幅規格部17は、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、あるいは、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、図1の振幅規格部4と同様に、受信機3−1から出力されたデジタル受信信号xi(tqn)の振幅で、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化して、規格化後のデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
一方、規格化制御部10,15から出力された制御信号が規格化を行わない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
The amplitude standard unit 17 indicates that the control signal output from the
On the other hand, when the control signals output from the
ここでは、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、あるいは、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力するものを示しているが、規格化制御部10,15から出力された制御信号が規格化を行う旨を示している場合に、デジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化を行う旨を示す制御信号を振幅規格部17に出力するようにしてもよい。
この場合、規格化制御部10から出力された制御信号が規格化を行なわない旨を示している場合、あるいは、規格化制御部15から出力された制御信号が規格化を行なわない旨を示している場合、受信機3−1〜3−2から出力されたデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の振幅を規格化せずに、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を信号処理部5に出力する。
Here, when the control signal output from the
In this case, the control signal output from the
信号処理部5は、振幅規格部16からデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を受けると、上記実施の形態1と同様に、そのデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)を用いて、電波放射源から放射された2波の入射信号s1(tqn),s2(tqn)の到来方向を推定する。
The
この実施の形態8によれば、独立している規格化制御部10と規格化制御部15が、同時並行的に振幅規格部17によるデジタル受信信号xi(tqn),xk(tqn)の規格化処理を制御しているため、測角装置に入射される入射波の変調方式が時々刻々に変化しても、速やかに、その変調方式に応じた最適動作を採用することができるようになり、より高精度な測角結果を得ることができる効果を奏する。
According to the eighth embodiment, the independent
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1−1〜1−M 素子アンテナ(受信アンテナ)、2 受信素子選択部(電波選択手段)、3−1〜3−2 受信機、4 振幅規格部(振幅規格化手段)、5 信号処理部(到来方向推定手段)、6 タイミング制御部、7 共分散行列生成部、8 分離測角処理部、9 変調方式推定部(変調方式推定手段)、10 規格化制御部(振幅規格化手段)、11 振幅規格部(振幅規格化手段)、12 相関係数推定部(相互相関係数演算手段)、13 相関係数記憶部(相互相関係数記憶手段)、14 相関係数時変動推定部(変動判定手段)、15 規格化制御部(振幅規格化手段)、16 振幅規格部(振幅規格化手段)、17 振幅規格部(振幅規格化手段)。
1-1 to 1-M element antenna (receiving antenna), 2 receiving element selection unit (radio wave selection means), 3-1 to 3-2 receiver, 4 amplitude standardization unit (amplitude standardization unit), 5 signal processing unit (Arrival direction estimation means), 6 timing control section, 7 covariance matrix generation section, 8 separate angle measurement processing section, 9 modulation system estimation section (modulation system estimation means), 10 normalization control section (amplitude normalization means), DESCRIPTION OF
Claims (3)
上記複数の受信アンテナにより受信された電波の受信信号の中から、任意の受信信号を選択する電波選択手段と、
上記受信アンテナの個数より少ない台数分用意されており、上記電波選択手段により選択された電波の受信信号を出力する複数の受信機と、
上記複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化する振幅規格化手段と、
上記振幅規格化手段から出力された受信信号を用いて、上記電波放射源から放射された電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
上記複数の受信機から出力された受信信号に基づいて上記電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する変調方式推定手段と、
上記複数の受信機から出力された受信信号に基づいて、複数の上記電波放射源から放射された電波間の各時刻の相互相関係数を算出する相互相関係数演算手段と、
上記相互相関係数演算手段により算出された各時刻の相互相関係数を記憶する相互相関係数記憶手段と、
上記相互相関係数記憶手段により記憶されている各時刻の相互相関係数を時系列に並べて、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する変動判定手段とを備え、
上記振幅規格化手段は、上記変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式である場合、あるいは、上記変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定された場合、上記複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化して、規格化後の受信信号を上記到来方向推定手段に出力し、上記変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式でなく、上記変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していないと判定された場合、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化しないで、受信信号を上記到来方向推定手段に出力することを特徴とする測角装置。 A plurality of receiving antennas for receiving radio waves radiated from a radio wave radiation source;
Radio wave selection means for selecting an arbitrary received signal from radio wave received signals received by the plurality of receiving antennas;
A plurality of receivers that are prepared for a number smaller than the number of the reception antennas and that output a reception signal of the radio wave selected by the radio wave selection means,
Amplitude normalization means for normalizing the amplitude of the reception signal output from the plurality of receivers with the amplitude of the reception signal output from a specific receiver among the plurality of receivers;
Using the received signal output from the amplitude normalization means, the arrival direction estimation means for estimating the arrival direction of the radio wave radiated from the radio wave radiation source ;
A modulation scheme estimation means for estimating a modulation scheme of radio waves radiated from the radio wave radiation source based on reception signals output from the plurality of receivers;
Cross-correlation coefficient calculating means for calculating a cross-correlation coefficient at each time between radio waves radiated from the plurality of radio wave radiation sources based on reception signals output from the plurality of receivers;
Cross-correlation coefficient storage means for storing the cross-correlation coefficient at each time calculated by the cross-correlation coefficient calculation means;
Fluctuation determining means for arranging the cross-correlation coefficients at each time stored in the cross-correlation coefficient storage means in a time series and determining whether or not the cross-correlation coefficient varies with the passage of time; Prepared,
In the amplitude normalization means, when the modulation scheme estimated by the modulation scheme estimation means is a specific modulation scheme, or when the cross-correlation coefficient fluctuates over time by the fluctuation determination means If determined, the amplitude of the reception signal output from the plurality of receivers is normalized by the amplitude of the reception signal output from a specific receiver among the plurality of receivers, and the reception after normalization is performed. The signal is output to the direction-of-arrival estimation means, and the modulation method estimated by the modulation method estimation means is not a specific modulation method, and the cross-correlation coefficient does not change over time by the fluctuation determination means. If it is determined, the angle measuring device outputs the received signal to the arrival direction estimating means without normalizing the amplitude of the received signal output from the plurality of receivers .
上記受信アンテナの個数より少ない台数分の複数の受信機が、上記電波選択処理ステップで選択された電波の受信信号を出力する受信処理ステップと、
振幅規格化手段が、上記複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化する振幅規格化処理ステップと、
到来方向推定手段が、上記振幅規格化処理ステップから出力された受信信号を用いて、上記電波放射源から放射された電波の到来方向を推定する到来方向推定処理ステップと、
変調方式推定手段が、上記複数の受信機から出力された受信信号に基づいて上記電波放射源から放射された電波の変調方式を推定する変調方式推定処理ステップと、
相互相関係数演算手段が、上記複数の受信機から出力された受信信号に基づいて、複数の上記電波放射源から放射された電波間の各時刻の相互相関係数を算出する相互相関係数演算処理ステップと、
相互相関係数記憶手段が、上記相互相関係数演算手段により算出された各時刻の相互相関係数を記憶する相互相関係数記憶処理ステップと、
変動判定手段が、上記相互相関係数記憶手段により記憶されている各時刻の相互相関係数を時系列に並べて、相互相関係数が時刻の経過に伴って変動しているか否かを判定する変動判定処理ステップとを備え、
上記振幅規格化手段は、上記変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式である場合、あるいは、上記変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していると判定された場合、上記複数の受信機の中の特定の受信機から出力された受信信号の振幅で、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化して、規格化後の受信信号を上記到来方向推定手段に出力し、上記変調方式推定手段により推定された変調方式が特定の変調方式でなく、上記変動判定手段により相互相関係数が時刻の経過に伴って変動していないと判定された場合、上記複数の受信機から出力された受信信号の振幅を規格化しないで、受信信号を上記到来方向推定手段に出力することを特徴とする測角方法。 When radio wave radiated from the radio source is received by a plurality of receiving antennas, radio selection radio selection means from among the radio waves received signals received by the plurality of receiving antennas, to select any of the received signal Processing steps;
A plurality of receivers less than the number of the receiving antennas, a reception processing step for outputting a reception signal of the radio wave selected in the radio wave selection processing step;
Amplitude normalization processing step in which the amplitude normalization means normalizes the amplitude of the reception signal output from the plurality of receivers with the amplitude of the reception signal output from the specific receiver among the plurality of receivers. When,
An arrival direction estimation means for estimating an arrival direction of a radio wave radiated from the radio wave radiation source using the reception signal output from the amplitude normalization processing step ;
A modulation method estimation processing step for estimating a modulation method of radio waves radiated from the radio wave radiation source based on reception signals output from the plurality of receivers;
A cross-correlation coefficient for calculating a cross-correlation coefficient at each time between radio waves radiated from the plurality of radio wave radiation sources, based on reception signals output from the plurality of receivers. An arithmetic processing step;
A cross-correlation coefficient storage means for storing a cross-correlation coefficient at each time calculated by the cross-correlation coefficient calculation means;
The fluctuation determining means arranges the cross-correlation coefficients at each time stored in the cross-correlation coefficient storage means in a time series, and determines whether or not the cross-correlation coefficient fluctuates with the passage of time. Fluctuation determination processing step,
In the amplitude normalization means, when the modulation scheme estimated by the modulation scheme estimation means is a specific modulation scheme, or when the cross-correlation coefficient fluctuates over time by the fluctuation determination means If determined, the amplitude of the reception signal output from the plurality of receivers is normalized by the amplitude of the reception signal output from a specific receiver among the plurality of receivers, and the reception after normalization is performed. The signal is output to the direction-of-arrival estimation means, and the modulation method estimated by the modulation method estimation means is not a specific modulation method, and the cross-correlation coefficient does not change over time by the fluctuation determination means. If it is determined, the angle measuring method is characterized in that the received signal is output to the arrival direction estimating means without standardizing the amplitude of the received signal output from the plurality of receivers .
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