JP3682398B2

JP3682398B2 - Wireless direction measuring device

Info

Publication number: JP3682398B2
Application number: JP2000087082A
Authority: JP
Inventors: 慎太郎荒田
Original assignee: 株式会社光電製作所
Priority date: 2000-03-23
Filing date: 2000-03-23
Publication date: 2005-08-10
Anticipated expiration: 2020-03-23
Also published as: JP2001272447A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電波監視などの分野で利用される無線方位測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電波監視などの分野では、電波の到来方向を探知する無線方位測定装置が使用されている。このような無線方位測定装置の一つの典型例であるインタ−フェロメ−タ方式の無線方位測定装置の一例は、３個以上の複数のアンテナ素子を所定の配列で配置し、各アンテナ素子が受信した電波の位相差を検出することにより、この電波の到来方向を探知するように構成されている。
【０００３】
すなわち、このようなインタ−フェロメ−タ方式の無線方位測定装置の典型的な一例は、図２に示すように、ｎ個のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎと、ｎ個の受信機Ｒ１〜Ｒｎと、ｎ個のサンプリング部ＳＰ１〜ＳＰｎと、位相差検出部ＰＤと、方位算定部ＤＤと、較正信号発生部ＣＳと、ｎ個の信号切替部Ｓ１〜Ｓｎとから構成されている。アンテナ素子Ａ１〜Ａｎから出力される受信信号ｘ１〜ｘｎが対応の受信機Ｒ１〜Ｒｎとサンプリング部ＳＰ１〜ＳＰｎで処理され、複素受信電圧ベクトルＸ＝〔Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３・・・・Ｘｎ〕^tが生成される。
【０００４】
得られた複素受信電圧ベクトルＸ＝〔Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３・・・・Ｘｎ〕^tから任意のアンテナ素子対Ａ_i, Ａ_jに対応する複素受信電圧Ｘ_i, Ｘ_jを選択すれば、このアンテナ素子対の位相差Ｙ_ijは（１）式のように表現される。
Ｙ_ij＝＜Ｘ_i・Ｘ_j ^*> ／ABS[＜Ｘ_i・Ｘ_j ^*>] ・・・・(1)
ただし、＜ｚ＞はｚの算定回数にわたる平均値を表し、ABS[ｚ] はｚの絶対値を表わす。
【０００５】
また、アレーアンテナのモードベクトルをＡ（θ）＝〔Ａ１（θ），Ａ２（θ）・・・・Ａｎ（θ）〕^tと表すと、任意のアンテナ素子対Ａ_i, Ａ_jに対応する位相差Ｂ_ij (θ) は次式で与えられる。
Ｂ_ij (θ) ＝Ａ_i (θ) ・Ａ_j (θ) ^*／ABS[Ａ_i (θ) ・Ａ_j (θ) ^*] ・・・(2)
【０００６】
ただし、上記アレーアンテナのモードベクトルの各要素は、電波の到来方向を既知の値θとした場合に、実測や計算によって得られる各アンテナ素子から出力される複素受信電圧である。
【０００７】
上記（１）式と（２）式とから次の（３）式で与えられる評価関数Ｐ_IF（θ）が定義される。
Ｐ_IF（θ）＝Σ _iΣ_jABS[Ｙ_ij−Ｂ_ij (θ)] ・・・・(3)
ただし、記号Σ _iΣ_jz は(i,j) の一部又は全ての組合せについてのｚの総和を意味する。そして、（３）式の評価関数Ｐ_IF（θ）を最小にするθの値が電波の到来方位として検出される。
【０００８】
図２の無線方位測定装置では、受信機Ｒ１〜Ｒｎから複素受信電圧Ｘ１〜Ｘｎが出力され、これらについて、サンプリング部ＳＰ１〜ＳＰｎにおいてサンプリングとディジタル化が行われ、この複素受信電圧について、位相差検出部ＰＤと方位算定部ＤＤにおいて、（１）式〜（３）式の演算が行われる。
【０００９】
実際には、各受信機や、各サンプリング部の特性や接続ケーブルの長さのばらつきなどによって位相差が発生し、これが検出方位に測定誤差を発生させる。このような位相差を較正するために、図２に示すように、各アンテナ素子の後に切替部Ｓ１〜Ｓｎを設置し、対応のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎから出力される受信信号の代わりに、較正信号発生部ＣＳから出力される較正信号を信号経路の切替えによって各受信機Ｒ１〜Ｒｎに入力させ、この場合の位相差（Ｙ_ij）₀を算定してメモリに保存しておく。そして、引き続いて行う実測によって得た実測値から、保存中の位相差（Ｙ_ij）₀を減算することにより、実測値に対する較正が行われる。
【００１０】
図２に示すように、実測値の較正のために必要となる構成要素なども含めると無線方位測定装置全体のハードウエア量が増大し、測定装置全体が大型かつ高価になる。そこで、ハードウエア量の圧縮を図るために、図３に示すような構成が採用さている。
【００１１】
すなわち、受信機とサンプリング部を２系統だけ設置し、アンテナ素子対選択部ＰＳによって各アンテナ素子の中からアンテナ素子対を選択して２系統の受信機とサンプリング部とに接続することにより、限られた台数の受信機とサンプリング部とを時分割式に共用し、これによって、高価な受信機とサンプリング部の設置台数を節減している。ただし、この時分割共用化の構成では、全アンテナ素子対の選択にある程度の時間がかかるので、その間到来電波が存続していることが必要である。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の無線方位測定装置では、図２の構成から図３の構成のように変更を加えることにより、受信機とサンプリング部のハードウエア量はかなり低減される。しかしながら、較正信号発生部や、切替部など較正用のハードウエアは依然として残り、装置全体の製造費用のかなりの部分を占めるという問題がある。
【００１３】
特に、ビルの鉄塔上などに設置される切替部及びアンテナ素子選択部と、屋上や屋内に設置される受信機との間は、場合によっては百メートルにも及ぶ長大なケーブルで接続される。また、受信機と同一箇所に設置される較正信号発生部からの較正信号を切替部に供給するために、同一の長さのケーブルを敷設しなければならない。ところが、このようなケーブルは、一般に広帯域特性が要求されるために高価なものとなり、装置全体の費用を増大させるという問題がある。従って、本発明の一つの目的は、較正用のハードウエア量を低減することにより、装置全体の製造費用を低減することにある。
【００１４】
また、較正対象の位相差（Ｙ_ij）₀は信号の周波数や、受信信号のレベルや、温度変化などの環境に依存して変化する。このため、較正信号について予め算定し保存しておくデータ量を低減したり、較正に要する時間を短縮するために、受信機の周波数特性を均一化したり、広い入力レベルにわたって入出力特性の直線化を図ったり、温度変化に対する安定化などを図る必要があり、この結果、受信機の製造費用が高価になるという問題がある。従って、本発明の他の目的は、製造・維持費用の高価な特別な受信機を必要としない無線方位測定装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記従来技術の課題を解決する本発明の無線方位測定装置は、複数のアンテナ素子から成るアレーアンテナと、前記各アンテナ素子から出力される受信信号が選択的に入力される２個の受信機と、前記各アンテナ素子の中から１対(A_i,A_j）を順次選択して、それぞれの受信信号を前記２個の受信機に選択的に入力させるアンテナ素子対選択部と、前記２個の受信機の出力から、前記選択されたアンテナ素子対(A_i,A_j）の受信信号の位相差Ｙ_ijを算定すると共に、前記アレーアンテナのモードベクトルから得られる前記選択されたアンテナ素子対(A_i,A_j）の出力の位相差Ｂ_ij（θ）との差に基づく評価関数Ｐ_IF（θ）を算定し、この評価関数Ｐ_IF（θ）から入射角θを測定方位として得る演算部とを備えたインタ−フェロメ−タ方式の無線方位測定装置である。
【００１６】
そして、上記演算部は、前記順次選択され、算定されたアンテナ素子対の受信信号の位相差Ｙ _ijのうち任意の一つＹ_pqを選択し、前記位相差Ｙ_ijの代わりにこの位相差Ｙ_ijと上記位相差Ｙ_pqとの差Ｚ _ij （＝Ｙ _ij ・Ｙ _pq ^* ）を用いると共に、上記位相差Ｂ_ij（θ）の代わりにこの位相差Ｂ_ij（θ）と上記位相差Ｙ_pqに対応するＢ_pq（θ）との差Ｃ _ij （θ）（＝Ｂ _ij （θ）・Ｂ _pq ^* （θ））を用いて評価関数Ｐ_IF（θ）の代わりに評価関数ＰＰ _IF （θ）＝Σ _i Σ _j ABS[ Ｚ _ij −Ｃ _ij （θ） ] から入射角θを算定する手段を備えることにより、受信系の較正を不要にするように構成されている。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施の形態によれば、上記演算部は、上記評価関数の算定に際し、上記位相差Ｙ_pqを複数個選択して、それぞれの場合の評価関数を算定し、これらを平均化したものを最終的な評価関数とすることにより、雑音の影響を一層軽減して検出精度を高めるように構成されている。
【００１８】
【実施例】
図１は、本発明の一実施例の無線方位測定装置の構成を示す機能ブロック図である。この無線方位測定装置は、ｎ個のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎと、アンテナ素子対選択部ＰＳと、２個の受信機Ｒ１，Ｒ２と、同じく２個のサンプリング部ＳＰ１，ＳＰ２と、位相差検出部ＰＤと、方位算定部ＤＤとを備えている。
【００１９】
ｎ個のアンテナ素子Ａ１〜Ａｎからは、受信信号ｘ１〜ｘｎが出力され、これらの受信信号のうちの１対ｘ_i，ｘ_jがアンテナ素子対選択部ＰＳで選択され、受信信号ｘ_iは受信機Ｒ１に、受信信号ｘ_jは受信機Ｒ２に供給される。さらに受信機Ｒ１，Ｒ２の出力がそれぞれサンプリング部ＳＰ１，ＳＰ２でディジタル信号に変換され、得られた複素電圧Ｘ_1iとＸ_2jが後段の位相差検出部ＰＤに供給される。
【００２０】
上記１対のアンテナ素子は、アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置と受信周波数においてアンテナ素子間に発生する位相差を考慮し、隣接するものどうしがペアリングされるだけでなく、最遠方のものどうしがペアリングされたりする。また、アンテナ素子対選択部の製造の容易さなども考慮され、全ての組合せが実現される場合だけでなく、一部の組合せだけが実現される場合もある。
【００２１】
位相差検出部ＰＤは、前段のサンプリング部ＳＰ１，ＳＰ２のそれぞれから供給された複素受信電圧Ｘ_1i，Ｘ_2jから、次の（４）式で表される位相差Ｙ_ijを算定する。
Ｙ_ij＝＜Ｘ_1i・Ｘ_2j ^* >／ABS[＜Ｘ_1i・Ｘ_2j ^* >] ・・・・(4)
さらに、位相差検出部ＰＤは、上記アンテナ素子対の位相差のうち任意のアンテナ素子対間の位相差Ｙ_pqを選択し、以下の（５）式で与えられるＹ_ijとＹ_pq との位相差Ｚ_ijを算定し、この算定結果を後段の方位算定部ＤＤに渡す。
Ｚ_ij＝Ｙ_ij・Ｙ_pq ^* ・・・・(5)
【００２２】
さらに、位相差検出部ＰＤは、上記（２）式に従って算定済みのモードベクトル間の位相差Ｂ_ij (θ) と、上記任意のアンテナ素子対Ｙ_pqに対応する位相差Ｂ_pq（θ）との位相差Ｃ_ij（θ）を算定し、この算定結果を後段の方位算定部ＤＤに渡す。
Ｃ_ij (θ) ＝Ｂ_ij (θ) ・Ｂ_pq ^*（θ）・・・・(6)
【００２３】
方位算定部ＤＤは、前述した（１）式で与えられる位相差Ｙ_ijと、（２）式で与えられる位相差Ｂ_ij (θ) の代わりに、上記（５）式で与えられるＺ_ijと（６）式で与えられるＣ_ij (θ) とから評価関数ＰＰ_IF（θ）を算定する。
ＰＰ_IF（θ）＝Σ _iΣ_jABS[Ｚ_ij−Ｃ_ij (θ)] ・・・・(7)
そして、方位算定部ＤＤは、（７）式の評価関数ＰＰ_IF（θ）を最小にするθの値を電波の到来方位として検出する。
【００２４】
上記（７）式では、受信系に含まれる位相遅延量が相殺されて除去され、このため、自動的に較正が行われたと同一の結果となる。すなわち、受信機Ｒ１、サンプリング部ＳＰ１及び信号線とから成る受信系１内の位相遅延量をαとし、受信機Ｒ２、サンプリング部ＳＰ２及び信号線から成る受信系２内の位相遅延量をβとする。この場合、上記実測された複素受信電圧Ｘ_1iとＸ_2jは、次式で与えられる。
Ｘ_1i＝Ｖ_1i exp(j( φ_i＋α)) ・・・・(8)
Ｘ_2j＝Ｖ_2j exp(j( φ_j＋β)) ・・・・(9)
【００２５】
(8)式と(9) 式とを(4) 式、に代入すると、

【００２６】
(10) 式と(11)式を(5) 式に代入すると、

【００２７】
（12）式から明らかなように、受信系１，２の各位相遅延量α，βは、互いに相殺されて除去されることにより、Ｚ_ij中には含まれなくなる。このように、受信系１，２の各位相遅延量α，βが互いに相殺されて除去されるため、従来の無線方位測定装置においてこのα、βを予め測定しておくために必要であった較正用のハードウエアが一切不要になる。
【００２８】
（７）式では、アンテナ素子対 A_p, A_qを任意の対に固定した。しかしながら、このアンテナ素子対を固定することなく、測定に使用するアンテナ素子対からアンテナ素子対 A_p, A_qを複数選択しながら評価関数を算定し、これらの評価関数を平均したものを最終的な評価関数として算定することにより、雑音の影響を更に軽減して測定精度を高めることができる。
【００２９】
すなわち、測定に使用するアンテナ素子対から選択されたアンテナ素子対 A_p, A_qごとに（７）式の評価関数ＰＰ_IF（θ）が算定され、これらの総和が新たな評価関数
ＰＰＰ_IF（θ）＝_pΣ_{q i}Σ_jABS[Ｚ_ij−Ｃ_ij (θ)] ・・・・(13)
として算定される。そして、この新たな評価関数ＰＰＰ_IF（θ）を最小とするθが到来方位として検出される。この新たな評価関数においては、特定のアンテナ素子に発生する雑音の影響がアンテナ素子間の平均化によって軽減され、方位検出精度が一層向上する。
【００３０】
以下では、図１に示した実施例について行った計算機シミュレーションによる確認の結果を、図４乃至図７を参照しながら説明する。
【００３１】
図４は、この計算機シミュレーションで想定した各アンテナ素子の配置を示す平面図である。５個のアンテナ素子１〜５が水平面内に想定した円周上に等間隔で配置されている。到来電波の周波数は、対応の半波長（λ／２）が、最隣接のアンテナ素子間の直線距離に等しくなる値とする。また、アンテナ素子の対は、素子１と３、２と４、３と５、４と１、５と２という一つ跳びに組合された５対とする。また、受信系１と２との間に２５０°の位相差が設定されている。さらに、受信電波は方位150 °から到来し、信号のＳ／Ｎは１０dBで、データの平均回数は２０回とする。
【００３２】
図５は、（３）式のＰ_IF（θ）について、ＬＯＧ₁₀（１／Ｐ_IF（θ））の計算結果をプロットしたグラフである。図６は、（７）式のＰＰ_IF（θ）について、ＬＯＧ₁₀（１／ＰＰ_IF（θ））の計算結果をプロットしたグラフである。図７は（１３）式のＰＰＰ_IF（θ）について、ＬＯＧ₁₀（１／ＰＰＰ_IF（θ））の計算結果をプロットしたグラフである。
【００３３】
図５のグラフは、図２や図３に示すように、相当のハードウエアを使用して理想的な較正を行った場合の結果である。これに対して、この実施例の無線方位測定装置について行ったシミュレーション結果を示す図６と図７のグラフは、較正を全く行わない場合の結果であるが、これらは図５の場合と遜色ない結果となっている。
【００３４】
このように、実測開始前の較正が不要となったため、較正用のハードウエアが不要になる。同時に、従来装置のように、メモリに保存しておく較正用データの量を低減したり、較正に要する時間を短縮するために、受信機Ｒ１〜Ｒｎの周波数特性を均一化したり、入出力特性の直線領域を拡大したり、温度特性を安定にしたりすることの必要性が軽減される。この結果、受信機Ｒ１〜Ｒｎとして、特別な受信機を必要とせず、普通の周波数特性や温度安定性を有する簡易・安価なものを使用できる。
【００３５】
以上、説明の便宜上、位相差検出部と、方位算定部が個別に構成される場合を例示した。しかしながら、これら各部をマイクロコンピュータなどによって実現される一体の処理部として構成することもできる。
【００３６】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明の無線方位測定装置は、二つの受信系から得られる受信電圧の位相差Ｙ_ijと、モードベクトルの位相差Ｂ_ij（θ）の代わりに、Ｙ_ijＹ_pq ^*とＢ_ij（θ）Ｂ_pq（θ）^*を用いて評価関数Ｐ（θ）を算定する構成であるから、この評価関数の中で、各受信系に含まれる位相差が互いに相殺され、除去される。この結果、各受信系に含まれる位相差を較正するための、較正信号発生部や、高性能で高価なケーブルや、切替部などのハードウエアが一切不要となり、装置全体の製造費用が大幅低減される。
【００３７】
さらに、本発明の無線方位測定装置では、受信機として普通の周波数特性、入出力の直線性や温度安定性を有する簡易・安価なものを使用でき、この点においても、測定装置全体としての製造費用が低減されるという効果も奏される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の無線方位測定装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】従来の無線方位測定装置の構成の一例を示す機能ブロック図である。
【図３】従来の無線方位測定装置の構成の他の一例を示す機能ブロック図である。
【図４】本発明の効果を確認するための電子計算機シミュレーションに使用したアンテナ素子の配列を示す平面図である。
【図５】上記電子計算機シミュレーションによって得られた従来の評価関数である。
【図６】上記電子計算機シミュレーションによって得られた本発明の一実施例による評価関数である。
【図７】上記電子計算機シミュレーションによって得られた本発明の他の実施例による評価関数である。
【符号の説明】
A1〜An アンテナ素子
R1〜Rn 受信機
SP1 〜SPn サンプリング部
PS アンテナ素子対選択部
PD 位相差検出部
DD 方位算定部
CS 較正信号発生部
S1〜Sn 切替部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio direction measuring device used in fields such as radio wave monitoring.
[0002]
[Prior art]
In fields such as radio wave monitoring, wireless azimuth measuring devices that detect the direction of arrival of radio waves are used. One example of such a radio direction measuring apparatus is an interferometer type radio direction measuring apparatus, in which three or more antenna elements are arranged in a predetermined arrangement, and each antenna element receives a signal. By detecting the phase difference between the radio waves, the direction of arrival of the radio waves is detected.
[0003]
That is, as shown in FIG. 2, a typical example of such an interferometer-type radio direction measuring device includes n antenna elements A1 to An, n receivers R1 to Rn, It consists of n sampling units SP1 to SPn, a phase difference detection unit PD, an orientation calculation unit DD, a calibration signal generation unit CS, and n signal switching units S1 to Sn. Received signals x1 to xn output from antenna elements A1 to An are processed by corresponding receivers R1 to Rn and sampling units SP1 to SPn, and complex received voltage vector X = [X1, X2, X3... Xn]. ^t is generated.
[0004]
The resulting complex reception voltage vector X = [X1, X2, X3 ···· Xn] Any antenna element pair from ^t A _i, the received complex voltage X _i corresponding to A _j, by selecting the X _j, the The phase difference Y _ij of the antenna element pair is expressed as in equation (1).
_{_{Y ij = <X i · X}} j *> / ABS [<X i · X j *>] ···· (1)
Here, <z> represents an average value over the number of times z is calculated, and ABS [z] represents an absolute value of z.
[0005]
Further, when the mode vector of the array antenna is expressed as A (θ) = [A1 (θ), A2 (θ)... An (θ)] ^t , it corresponds to an arbitrary antenna element pair A _i , A _j . The phase difference B _ij (θ) is given by the following equation.
B _ij (θ) = A _i (θ) A _j (θ) ^* / ABS [A _i (θ) A _j (θ) ^* ] (2)
[0006]
However, each element of the mode vector of the array antenna is a complex reception voltage output from each antenna element obtained by actual measurement or calculation when the arrival direction of the radio wave is a known value θ.
[0007]
The evaluation function P _IF (θ) given by the following equation (3) is defined from the above equations (1) and (2).
P _IF (θ) = Σ _i Σ _j ABS [Y _ij −B _ij (θ)] (3)
Here, the symbol Σ _i Σ _j z means the total sum of z for some or all combinations of (i, j) . Then, the value of θ that minimizes the evaluation function P _IF (θ) of the expression (3) is detected as the arrival direction of the radio wave.
[0008]
In the radio direction measuring apparatus of FIG. 2, complex reception voltages X1 to Xn are output from the receivers R1 to Rn, and these are sampled and digitized by the sampling units SP1 to SPn. In the detection unit PD and the direction calculation unit DD, calculations of formulas (1) to (3) are performed.
[0009]
Actually, a phase difference occurs due to variations in the characteristics of each receiver, each sampling unit, and the length of the connection cable, and this causes a measurement error in the detection direction. In order to calibrate such a phase difference, as shown in FIG. 2, switching units S1 to Sn are installed after each antenna element, and calibration is performed instead of the reception signals output from the corresponding antenna elements A1 to An. The calibration signal output from the signal generator CS is input to each of the receivers R1 to Rn by switching the signal path, and the phase difference (Y _ij ) ₀ in this case is calculated and stored in the memory. Then, the measured value is calibrated by subtracting the phase difference (Y _ij ) ₀ during storage from the actually measured value obtained by the subsequent actual measurement.
[0010]
As shown in FIG. 2, when the components necessary for calibration of the actual measurement values are included, the amount of hardware of the entire wireless azimuth measuring apparatus increases, and the entire measuring apparatus becomes large and expensive. Therefore, in order to compress the amount of hardware, a configuration as shown in FIG. 3 is adopted.
[0011]
That is, only two systems of the receiver and the sampling unit are installed, and the antenna element pair selection unit PS selects the antenna element pair from each antenna element and connects it to the two systems of the receiver and the sampling unit. The same number of receivers and sampling units are shared in a time-sharing manner, thereby reducing the number of expensive receivers and sampling units installed. However, in this time-sharing shared configuration, it takes a certain amount of time to select all antenna element pairs, and thus it is necessary that the incoming radio waves continue during that time.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional radio direction measuring apparatus, the hardware amount of the receiver and the sampling unit is considerably reduced by changing the configuration of FIG. 2 to the configuration of FIG. However, the calibration hardware such as the calibration signal generator and the switching unit still remains, and there is a problem that it accounts for a considerable part of the manufacturing cost of the entire apparatus.
[0013]
In particular, a switching unit and an antenna element selection unit installed on a steel tower of a building and a receiver installed on a rooftop or indoors are connected with a long cable of up to 100 meters in some cases. Moreover, in order to supply the calibration signal from the calibration signal generation unit installed at the same location as the receiver to the switching unit, a cable having the same length must be laid. However, such a cable is generally expensive because it requires a broadband characteristic, and there is a problem that the cost of the entire apparatus is increased. Accordingly, one object of the present invention is to reduce the manufacturing cost of the entire apparatus by reducing the amount of hardware for calibration.
[0014]
The phase difference (Y _ij ) _{0 to be} calibrated changes depending on the environment such as the frequency of the signal, the level of the received signal, and the temperature change. For this reason, to reduce the amount of data that is calculated and stored in advance for the calibration signal, to reduce the time required for calibration, the receiver frequency characteristics are made uniform, and the input / output characteristics are linearized over a wide input level. There is a problem that the manufacturing cost of the receiver becomes high as a result. Accordingly, another object of the present invention is to provide a radio direction measuring apparatus that does not require a special receiver that is expensive to manufacture and maintain.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
A radio direction measuring apparatus of the present invention that solves the above-described problems of the prior art includes an array antenna including a plurality of antenna elements, and two receivers to which reception signals output from the antenna elements are selectively input. A pair (A _i , A _j ) are sequentially selected from the antenna elements, and an antenna element pair selector for selectively inputting each received signal to the two receivers; The phase difference Y _ij of the received signal of the selected antenna element pair (A _i , A _j ) is calculated from the output of the receiver of the selected antenna element pair, and the selected antenna element pair obtained from the mode vector of the array antenna An evaluation function P _IF (θ) is calculated based on the difference between the output of (A _i , A _j ) and the phase difference B _ij (θ), and the incident angle θ is obtained as a measurement direction from the evaluation function P _IF (θ). Interferometric wireless method with computing unit It is a measuring device.
[0016]
Then, the calculation unit selects any one Y _pq of the phase differences Y _ij of the received signals of the antenna element pairs that are sequentially selected and calculated, and replaces the phase difference Y _ij with this phase difference Y _ij. _ij and with use of the difference _{_{Z ij (= Y ij · Y}} pq *) between the phase difference Y _pq, the phase difference between the phase difference B _ij (theta) in place of the retardation B _ij (θ) Y _pq the difference C _ij of the corresponding B _pq (theta) to _{(θ) (= B ij (} θ) · B pq * (θ)) in place of the evaluation function P _IF (theta) using the evaluation function PP _IF (theta ) = by comprising means for calculating the incident angle theta from _{_{_{Σ i Σ j ABS [Z ij}}} -C ij (θ)], and is configured to eliminate the need for calibration of the receiving system.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to a preferred embodiment of the present invention, the calculation unit selects a plurality of the phase differences Y _pq when calculating the evaluation function, calculates the evaluation function in each case, and averages these By using this as the final evaluation function, the influence of noise is further reduced and the detection accuracy is increased.
[0018]
【Example】
FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of a radio direction measuring apparatus according to an embodiment of the present invention. This radio direction measuring device includes n antenna elements A1 to An, an antenna element pair selection unit PS, two receivers R1 and R2, two sampling units SP1 and SP2, and a phase difference detection unit. PD and azimuth | direction calculation part DD are provided.
[0019]
From the n antenna elements Al-An, the received signal x1~xn is outputted, a pair x _i of the received signals, x _j is selected by the antenna element pair selection unit PS, the received signal x _i is The received signal x _j is supplied to the receiver R1 to the receiver R1. Further, the outputs of the receivers R1 and R2 are converted into digital signals by the sampling units SP1 and SP2, respectively, and the obtained complex voltages X _1i and X _2j are supplied to the subsequent phase difference detection unit PD.
[0020]
In consideration of the arrangement of the antenna elements in the array antenna and the phase difference generated between the antenna elements at the reception frequency, the pair of antenna elements is not only paired between adjacent elements but also between the farthest ones. It is paired. Considering the ease of manufacturing the antenna element pair selection unit, etc., not only all combinations may be realized, but also some combinations may be realized.
[0021]
The phase difference detection unit PD calculates a phase difference Y _ij represented by the following equation (4) from the complex reception voltages X _1i and X _2j supplied from the sampling units SP1 and SP2 in the previous stage.
Y _ij = <X _1i · X _2j ^* > / ABS [<X _1i · X _2j ^* >] (4)
Further, the phase difference detection unit PD selects a phase difference Y _pq between any antenna element pair among the phase differences of the antenna element pair, and Y _ij and Y _pq given by the following equation (5) The phase difference Z _ij is calculated and the calculation result is passed to the azimuth calculation unit DD in the subsequent stage.
Z _ij = Y _ij · Y _pq ^* (5)
[0022]
Further, the phase difference detector PD calculates the phase difference B _ij (θ) between the mode vectors calculated according to the above equation (2) and the phase difference B _pq (θ) corresponding to the arbitrary antenna element pair Y _pq. The phase difference C _ij (θ) is calculated, and the calculation result is passed to the azimuth calculation unit DD in the subsequent stage.
C _ij (θ) = B _ij (θ) • B _pq ^* (θ) (6)
[0023]
The azimuth calculating unit DD replaces the phase difference Y _ij given by the above-described formula (1) and the phase difference B _ij (θ) given by the formula (2) with Z _ij given by the formula (5) above. The evaluation function PP _IF (θ) is calculated from C _ij (θ) given by equation (6).
PP _IF (θ) = Σ _i Σ _j ABS [Z _ij −C _ij (θ)] (7)
Then, the azimuth calculation unit DD detects the value of θ that minimizes the evaluation function PP _IF (θ) of the equation (7) as the arrival direction of the radio wave.
[0024]
In the above equation (7), the amount of phase delay included in the receiving system is canceled out and removed, so that the result is the same as when calibration was automatically performed. That is, the phase delay amount in the reception system 1 composed of the receiver R1, the sampling unit SP1 and the signal line is α, and the phase delay amount in the reception system 2 composed of the receiver R2, the sampling unit SP2 and the signal line is β. To do. In this case, the actually measured complex reception voltages X _1i and X _2j are given by the following equations.
X _1i = V _1i exp (j (φ _i + α)) (8)
X _2j = V _2j exp (j (φ _j + β)) (9)
[0025]
Substituting Equation (8) and Equation (9) into Equation (4),

[0026]
Substituting (10) and (11) into (5),

[0027]
As is clear from the equation (12), the phase delay amounts α and β of the receiving

systems

1 and 2 are canceled out and removed, so that they are not included in Z _ij . As described above, since the phase delay amounts α and β of the receiving

systems

1 and 2 are canceled out and removed, it is necessary to previously measure α and β in the conventional radio direction measuring device. No calibration hardware is required.
[0028]
In the equation (7), the antenna element pair A _p , A _q is fixed to an arbitrary pair. However, without fixing the antenna element pair, the evaluation function is calculated while selecting a plurality of antenna element pairs A _p and A _q from the antenna element pairs used for measurement, and the average of these evaluation functions is finally obtained. By calculating as a simple evaluation function, it is possible to further reduce the influence of noise and increase the measurement accuracy.
[0029]
That is, the evaluation function PP _IF (θ) of the equation (7) is calculated for each antenna element pair A _p , A _q selected from the antenna element pair used for measurement, and the sum of these is calculated as a new evaluation function PPP _IF ( θ) = _p Σ _qi Σ _j ABS [Z _ij −C _ij (θ)] (13)
Calculated as Then, θ that minimizes the new evaluation function PPP _IF (θ) is detected as the arrival direction. In this new evaluation function, the influence of noise generated in a specific antenna element is reduced by averaging between the antenna elements, and the direction detection accuracy is further improved.
[0030]
In the following, the results of confirmation by computer simulation performed on the embodiment shown in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
[0031]
FIG. 4 is a plan view showing the arrangement of each antenna element assumed in this computer simulation. Five antenna elements 1 to 5 are arranged at equal intervals on the assumed circumference in a horizontal plane. The frequency of the incoming radio wave is set so that the corresponding half wavelength (λ / 2) is equal to the linear distance between the adjacent antenna elements. In addition, the antenna element pairs are five pairs that are combined into one jump of the

elements

1, 3, 2, 4, 3, 3, 5, 4, 1, 5, and 2. Further, a phase difference of 250 ° is set between the receiving

systems

1 and 2. Further, the received radio wave comes from an azimuth 150 °, the signal S / N is 10 dB, and the average number of data is 20 times.
[0032]
FIG. 5 is a graph in which the calculation result of LOG ₁₀ (1 / P _IF (θ)) is plotted for P _IF (θ) in equation (3). Figure 6 is a graph plotting the calculation results for (7) of the _{_{PP IF (θ), LOG 10}} (1 / PP IF (θ)). FIG. 7 is a graph in which the calculation result of LOG ₁₀ (1 / PPP _IF (θ)) is plotted for PPP _IF (θ) in equation (13).
[0033]
The graph of FIG. 5 shows the result when ideal calibration is performed using a considerable amount of hardware as shown in FIGS. On the other hand, the graphs of FIG. 6 and FIG. 7 showing the results of the simulation performed on the radio direction measuring apparatus of this example are the results in the case where no calibration is performed, but these are the same as in the case of FIG. It is the result.
[0034]
As described above, since calibration before the start of actual measurement is unnecessary, calibration hardware is not required. At the same time, as in the conventional device, in order to reduce the amount of calibration data stored in the memory, to shorten the time required for calibration, the frequency characteristics of the receivers R1 to Rn are made uniform, and the input / output characteristics The necessity of enlarging the straight line region and stabilizing the temperature characteristic is reduced. As a result, no special receiver is required as the receivers R1 to Rn, and simple and inexpensive ones having normal frequency characteristics and temperature stability can be used.
[0035]
Heretofore, for convenience of explanation, the case where the phase difference detection unit and the direction calculation unit are individually configured has been illustrated. However, these units can be configured as an integrated processing unit realized by a microcomputer or the like.
[0036]
【The invention's effect】
As described above in detail, the radio direction measuring device of the present invention, a phase difference Y _ij reception voltage obtained from the two reception systems, instead of the phase difference B _ij mode vector (θ), Y _ij Y _Since the evaluation function P (θ) is calculated using _pq ^* and B _ij (θ) B _pq (θ) ^* , the phase difference included in each receiving system is canceled out in the evaluation function. Removed. As a result, no calibration signal generator, high-performance and expensive cable, or hardware such as a switching unit is required to calibrate the phase difference included in each receiving system, greatly reducing the manufacturing cost of the entire device. Is done.
[0037]
Furthermore, in the radio direction measuring device of the present invention, a simple and inexpensive device having normal frequency characteristics, input / output linearity and temperature stability can be used as a receiver. There is also an effect that the cost is reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of a radio direction measuring apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a functional block diagram showing an example of the configuration of a conventional radio direction measuring apparatus.
FIG. 3 is a functional block diagram showing another example of the configuration of a conventional radio direction measuring apparatus.
FIG. 4 is a plan view showing an arrangement of antenna elements used in an electronic computer simulation for confirming the effect of the present invention.
FIG. 5 is a conventional evaluation function obtained by the electronic computer simulation.
FIG. 6 is an evaluation function according to an embodiment of the present invention obtained by the computer simulation.
FIG. 7 is an evaluation function according to another embodiment of the present invention obtained by the computer simulation.
[Explanation of symbols]
A1 ~ An antenna element
R1 ~ Rn receiver
SP1 to SPn sampling section
PS antenna element pair selector
PD phase difference detector
DD bearing calculator
CS calibration signal generator
S1 ~ Sn switching part

Claims

An array antenna comprising a plurality of antenna elements;
Two receivers to which a reception signal output from each antenna element is selectively input;
An antenna element pair selector for sequentially selecting a pair (A _i , A _j ) from the antenna elements and selectively inputting the received signals to the two receivers;
The phase difference Y _ij of the received signal of the selected antenna element pair (A _i , A _j ) is calculated from the outputs of the two receivers, and the selected from the mode vector of the array antenna Evaluation function P _IF (θ) = Σ _i Σ _j ABS [ Y _ij −B _ij (θ) ] (wherein the difference from the output phase difference B _ij (θ) of the antenna element pair (A _i , A _j )) , ABS [z] is the absolute value of z, and the symbol Σ _i Σ _j z is the sum of z for some or all combinations of (i, j)) , and this evaluation function P _IF (θ A wireless azimuth measuring apparatus that eliminates the need for calibration of the receiving system by adding a change to the interferometer type wireless azimuth measuring apparatus provided with a calculation unit that obtains the incident angle θ as a measurement azimuth from
The change is performed by the calculation unit ,
Wherein are sequentially selected, calculated by selecting an arbitrary one Y _pq of the phase difference Y _ij antenna element pairs of the received signal, the phase difference Y the phase difference between the phase difference Y _ij instead of _ij Y _pq the difference with using _{_{Z ij (= Y ij · Y}} pq *), the phase difference B _ij (θ) and corresponding to the phase difference Y _pq B _pq instead of the phase difference B _ij (θ) (θ with ) Using the difference C _ij (θ) (= B _ij (θ) · B _pq ^* (θ) ) , instead of the evaluation function P _IF (θ) , the evaluation function PP _IF (θ) = Σ _i Σ _j A wireless azimuth measuring apparatus comprising means for calculating an incident angle θ from ABS [ Z _ij −C _ij (θ) ] .

In claim 1,
The computing unit is
The calculation of the evaluation function further includes means for selecting a plurality of the phase differences Y _pq , calculating the evaluation function in each case, and averaging these to obtain a final evaluation function A wireless azimuth measuring device.