JP5950706B2 - High frequency transformer - Google Patents
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Description
この発明は高周波トランスに関し、特に、スイッチング電源用高周波トランスに関するものである。 The present invention relates to a high frequency transformer, and more particularly to a high frequency transformer for a switching power supply.
一次側と二次側とを電気的に絶縁する構成のスイッチング電源(以下、単に電源)では、その絶縁のため、変換トランス(以下、単にトランス)が使用される。従来、この変換トランスとして、主磁束経路となる鉄心の回りに銅線を巻いた巻線トランスや箔銅板を巻いたシートトランスが使用されてきた。最近では導体断面が円形ではない通称平角線(あるいはリボン銅線)と呼ばれる、長方形断面をなす導体を加工したコイルも使用されている。 In a switching power supply (hereinafter simply referred to as a power supply) configured to electrically insulate the primary side and the secondary side, a conversion transformer (hereinafter simply referred to as a transformer) is used for the insulation. Conventionally, as the conversion transformer, a winding transformer in which a copper wire is wound around an iron core serving as a main magnetic flux path or a sheet transformer in which a foil copper plate is wound has been used. Recently, a so-called rectangular wire (or ribbon copper wire) whose conductor cross section is not circular has been used, and a coil obtained by processing a conductor having a rectangular cross section has been used.
近年、電源は一層の小型・高効率化に加え、数kW程度の大容量対応が求められ、電源用半導体部品の高周波対応が進められている。一方、トランスは高周波化により小型化できる反面、効率に関わる損失の低減が不可欠である。そのためには、低損失コア材の採用に加え、銅損につながるコイルの直流抵抗と交流抵抗(導体中の表皮効果、導体間の近接効果、鉄心からの漏洩磁束による渦電流損失)を低減させることが必要である。銅損の低減では、従来の巻線トランスでは表皮効果、近接効果の問題があった。そのため、導体細線を束にして撚り合わせたリッツ線と称する線材が使用されているが、これは高価であり、しかも端子の接続加工での線材の絶縁被膜の除去が容易でないため、作業性が悪いという問題を抱えている。シートトランス方式では近接効果の問題が残る。これらの問題を踏まえ、平角線を使用した高周波トランスについての様々な技術が開示されており、例えば、特許文献1に当該技術の1つが記載されている。
In recent years, in addition to further miniaturization and higher efficiency of the power supply, it is required to handle a large capacity of about several kW, and the high-frequency response of power supply semiconductor components is being promoted. On the other hand, the transformer can be miniaturized by increasing the frequency, but it is essential to reduce the loss related to the efficiency. To that end, in addition to adopting a low-loss core material, reduce the DC resistance and AC resistance of the coil that leads to copper loss (skin effect in conductor, proximity effect between conductors, eddy current loss due to leakage flux from iron core) It is necessary. In reducing copper loss, conventional winding transformers have problems of skin effect and proximity effect. For this reason, a wire rod called a litz wire, which is formed by bundling thin conductor wires, is used, but this is expensive, and it is not easy to remove the insulating film of the wire in the terminal connection process, so workability is improved. I have the problem of being bad. The problem of proximity effect remains in the sheet transformer system. In view of these problems, various techniques for a high-frequency transformer using a rectangular wire are disclosed. For example,
特許文献1では、平角導線を導体断面の幅方向に縦巻きした構造(エッジワイズ構造)をとっている。高周波化に対応しかつ大電流を流すには、平角線の厚みを薄くし、かつ、幅を広くする必要がある。特許文献1では、平角線を幅方向に二分割し、しかも加工変形後の内周と外周のコイルで導体断面積が同等となるよう設計が行われると共に、それらを並行接続することで大電流化に対応している。
In
特許文献2では、巻回始端部及び巻回終端部を有する平角導線を、巻回始端部側から順次、巻回終端部に向かって縦巻きする際、平角線の平面側を順次任意の角度に折り曲げ複数の屈曲部を設けると共に、折り重なる各屈曲部を互いに密接するように圧接し、各屈曲部が前記平角線の厚さに近づくよう圧延したことを特徴とする積層巻線が示されている。この構成の巻線コイルでは各線間の密着度が高まり、導体占積率を更に大きくすることができる。
In
しかしながら、近年の駆動周波数の高周波化において、例えば周波数が100kHz、電流10Aがコイルに流れるとすると、平角線の厚みは、少なくとも下記の(1)式にて定義される表皮厚みd(銅線で0.2mm)程度にする必要がある。しかも平角線の幅は導線の電流密度を5〜6A/mm2とすると、幅は少なくとも9mmは必要であり、その結果、幅/厚みの比(以下、扁平率と呼ぶ)は、優に30を越えることになる。 However, in the recent increase in driving frequency, for example, assuming that the frequency is 100 kHz and the current 10A flows through the coil, the thickness of the flat wire is at least the skin thickness d defined by the following formula (1) (copper wire) 0.2 mm). Moreover, if the current density of the conducting wire is 5 to 6 A / mm 2 , the width of the flat wire needs to be at least 9 mm. As a result, the width / thickness ratio (hereinafter referred to as flatness) is preferably 30. Will be exceeded.
ここで、ρは電気抵抗、fは周波数、μは透磁率である。 Here, ρ is electric resistance, f is frequency, and μ is magnetic permeability.
平角線に仕上げることが可能な扁平率は、板厚にもよるが最大で30程度である。0.2mm厚の平角線では、製作可能な扁平率はせいぜい5程度であり、9mm幅とするには平角線9本を並列接続することになる。しかし、複数線を単一平角線と同様な縦巻きとすることは非常に困難である。また、平角線を縦巻きするには金型を用いた塑性加工を伴う特殊な巻き線機が必要であり、丸線を巻回すのに比較し製作コストが高いという問題もある。 The flatness that can be finished into a flat wire is about 30 at the maximum although it depends on the plate thickness. In the case of a rectangular wire having a thickness of 0.2 mm, the flatness that can be produced is at most about 5. To obtain a width of 9 mm, nine rectangular wires are connected in parallel. However, it is very difficult to make a plurality of lines into a vertical winding similar to a single rectangular line. Further, in order to wind a rectangular wire vertically, a special winding machine with plastic working using a mold is required, and there is a problem that the production cost is higher than that of winding a round wire.
特許文献2ではこの問題解決のため、平角線の平面側を順次任意の角度に折り曲げ複数の屈曲部を設けると共に、折り重なる各屈曲部を互いに密接するように圧接し、各屈曲部が前記平角線の厚さに近づくよう圧延することでコイルの縦巻きが可能としている。しかし、折り曲げた屈曲部を圧接、圧延し塑性変形させるための圧延機が必要であり、やはり製作行程が複雑でコストも高くなるという問題がある。また、コイル各ターン間の間隔は各屈曲部での圧接率により制御する必要があり、コイル積層間隔の均一度の確保が容易ではないという問題もある。
In
このように、従来の平角導線を塑性変形させての縦巻方式ではトランスでのより一層の高周波化と大容量化が困難となっている。 As described above, it is difficult to further increase the frequency and increase the capacity of the transformer in the vertical winding method in which the conventional rectangular conducting wire is plastically deformed.
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、高周波化と大容量化に対応した新たな巻き線構造を備えた高周波トランスを得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a high-frequency transformer having a new winding structure corresponding to high frequency and large capacity.
この発明は、中央部分に鉄心中央脚が設けられ、主磁束経路となる鉄心と、前記鉄心中央脚を中心にして螺旋状に巻回された筒状の縦巻構造のコイルとを備えた高周波トランスであって、前記コイルは、電磁結合した一次側コイルと二次側コイルとを構成しており、前記一次側コイルと前記二次側コイルは、それぞれ略矩形の断面を有する連続した帯状導体板から形成されていて、前記帯状導体板は、電流通電方向に対し平行以外かつ垂直以外の角度にて裏側または表側に複数回折り曲げられた螺旋状の筒状の縦巻コイル構造を有しており、同じ折り目で折り曲げられた表面および裏面が、同じ向きに折り返され、前記コイルの1ターンの中で、電流通電方向に対する表側または裏側への前記帯状導体板の折曲げが、少なくとも一回は連続して表側または裏側の同じ側へ折り曲げられることで、前記帯状導体板の板厚を示す側面が同一面に並ぶように順に積層されていることを特徴とする高周波トランスである。 The present invention provides a high-frequency circuit including an iron core central leg provided at a central portion, a core serving as a main magnetic flux path, and a coil having a cylindrical vertical winding structure spirally wound around the iron core central leg. The transformer includes a primary side coil and a secondary side coil that are electromagnetically coupled, and the primary side coil and the secondary side coil are continuous strip-shaped conductors each having a substantially rectangular cross section. The strip-shaped conductor plate is formed from a plate, and has a spiral cylindrical longitudinally wound coil structure that is bent a plurality of times on the back side or the front side at an angle other than parallel and perpendicular to the current-carrying direction. The front and back surfaces folded at the same crease are folded back in the same direction, and the belt-like conductor plate is folded at least once in the front side or the back side with respect to the direction of current conduction in one turn of the coil. Continuously By bent to the front side or the same side of the back side, a high-frequency transformer, wherein a side surface showing the plate thickness of the strip conductor plate are stacked in this order so as to be aligned in the same plane.
この発明は、中央部分に鉄心中央脚が設けられ、主磁束経路となる鉄心と、前記鉄心中央脚を中心にして螺旋状に巻回された筒状の縦巻構造のコイルとを備えた高周波トランスであって、前記コイルは、電磁結合した一次側コイルと二次側コイルとを構成しており、前記一次側コイルと前記二次側コイルは、それぞれ略矩形の断面を有する連続した帯状導体板から形成されていて、前記帯状導体板は、電流通電方向に対し平行以外かつ垂直以外の角度にて裏側または表側に複数回折り曲げられた螺旋状の筒状の縦巻コイル構造を有しており、同じ折り目で折り曲げられた表面および裏面が、同じ向きに折り返され、前記コイルの1ターンの中で、電流通電方向に対する表側または裏側への前記帯状導体板の折曲げが、少なくとも一回は連続して表側または裏側の同じ側へ折り曲げられることで、前記帯状導体板の板厚を示す側面が同一面に並ぶように順に積層されていることを特徴とする高周波トランスであるので、高周波化と大容量化に対応した新たな巻き線構造を備えた高周波トランスを実現することができる。 The present invention provides a high-frequency circuit including an iron core central leg provided at a central portion, a core serving as a main magnetic flux path, and a coil having a cylindrical vertical winding structure spirally wound around the iron core central leg. The transformer includes a primary side coil and a secondary side coil that are electromagnetically coupled, and the primary side coil and the secondary side coil are continuous strip-shaped conductors each having a substantially rectangular cross section. The strip-shaped conductor plate is formed from a plate, and has a spiral cylindrical longitudinally wound coil structure that is bent a plurality of times on the back side or the front side at an angle other than parallel and perpendicular to the current-carrying direction. The front and back surfaces folded at the same crease are folded back in the same direction, and the belt-like conductor plate is folded at least once in the front side or the back side with respect to the direction of current conduction in one turn of the coil. Continuously By bent to the front side or the same side of the back, the side surface showing the plate thickness of the strip conductor plate is a high frequency transformer, characterized in that are stacked in this order so as to be aligned in the same plane, high frequency and large It is possible to realize a high-frequency transformer having a new winding structure corresponding to the manufacturing.
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1による高周波トランスおよび巻き線構成を示す図である。図1(a)は、本実施の形態1による高周波トランスの側断面図、図1(b)は、本実施の形態1の高周波トランスのコイルを構成する帯状導体板14の上面図、図1(c)は、図1(b)の帯状導体板14の側面図である。
FIG. 1 is a diagram showing a high-frequency transformer and winding configuration according to
本実施の形態1に係る高周波トランスは、図1に示すように、中央部分に鉄心中央脚1aを備えた鉄心1と、鉄心中央脚1aに対して設けられたコイルボビン2と、コイルボビン2を介在させて鉄心中央脚1aに巻き回された複数のコイル3,4,5とから構成されている。なお、これらの複数のコイル3,4,5は、電磁結合した一次側コイル3と二次側コイル4,5とを構成している。鉄心1は、例えば図7(a)に示すような、EE形状あるいはEI形状のE型コア1bを複数個組み合わせて構成されている。E型コア1bの側面形状は、略々Eの字型となっており、中央の鉄心中央脚1aとなる部分を除けば、略々コの字となっている。当該コの字型部分における両端の垂直方向に延びている部分1cは、2つのE型コア1bの組み合わせ後は、高周波トランスの側壁部分となり、一方、部分1cに挟まれている部分1dは、高周波トランスの上板部分または下板部分となる。また、各E型コア1bの部分1dの中央部分には、略々正方形断面を有する四角柱型の部材が設けられており、これらが上下で連結されて固着され、1つの鉄心中央脚1aとなる。さらに、鉄心中央脚1aには、例えば図7(b)に示すような、コイルボビン2が嵌合される。コイルボビン2は、図7(b)に示すように、上板と下板とが、それぞれ同型の略々正方形のドーナツ型で、中央部分が、内部が空洞の、外形形状が略々正方形の、四角筒となっている。組立工程としては、2つのE型コア1bを上下に連結して固着する前に、一方のE型コア1bにコイルボビン2と螺旋状に巻き上げたコイル5、コイル3、コイル4とを装着しておき、その後に、他方のE型コア1bを合わせて、形成する。鉄心1、コイルボビン2、および、コイル3〜5はこのように構成され、鉄心中央脚1aには、コイルボビン2を介して、コイル5、コイル3、コイル4が、螺旋状に順に巻き上げられている。
As shown in FIG. 1, the high-frequency transformer according to the first embodiment includes an
なお、コイル3は一次側縦巻コイル(以下、一次側縦巻コイル3とする)であり、コイル4,5は二次側縦巻コイル(以下、二次側縦巻No.1コイル4および二次側縦巻No.2コイル5とする)である。一次側縦巻コイル3、二次側縦巻No.1コイル4、および、二次側縦巻No.2コイル5は、二次側縦巻No.1コイル4、一次側縦巻コイル3、二次側縦巻No.2コイル5の順に直列配置され、かつ、二次側縦巻No.1コイル4、および、二次側縦巻No.2コイル5は直列接続されている。本実施の形態1では、これらのコイル3〜5を、真っ直ぐな1つの帯状導体板14を表側および裏側に交互に複数回折り返すことにより形成する。折り曲げ後の帯状導体板14は、螺旋状に巻き回された筒状の縦巻構造のコイルとなっている。なお、本実施の形態1では、一次側縦巻コイル3が二次側縦巻No.1コイル4および二次側縦巻No.2コイル5にてサンドイッチされた構成を取ったが、その場合に限らず、逆に、一次側縦巻コイル3を分割しその中央に二次側縦巻コイルをサンドイッチする構成、あるいは、各コイルを分割することなく直列に配する構成等、トランスに要求される結合性能に合わせ任意に選択が可能である。また、本実施の形態では、コイル3〜5を1つの連続した帯状導体板14から構成する例について説明するが、その場合に限らず、各コイル3〜5をそれぞれ1つずつの帯状導体板14から別々に形成し、それら3つの螺旋状縦巻コイルを直列配置し、かつ、二個の二次側コイル同士を直列接続してもよい。このように、各コイル3〜5は、一次側コイルと二次側コイルとが電磁結合したものであればよく、各コイル3〜5の配列順序及び個数は適宜変更可能である。
The
以下、さらに詳しく、本実施の形態1の高周波トランスの構成について説明する。本実施の形態1の高周波トランスは、上述のように、EE形状あるいはEI形状のE型コア1bを組み合わせて閉磁路(主磁束経路)とした鉄心1の鉄心中央脚1aに対して、1つの一次側縦巻コイル3と、一次側縦巻コイル3に対してその両側に直列配線された2つの二次側縦巻No.1コイル4および二次側縦巻No.2コイル5とが、鉄心対称軸6方向に、縦列配置に、巻き回された構成となっており、鉄心中央脚1aに縦巻きされるこれらのコイル4,3,5全部が、概略長方形(矩形)の断面を有する、一本の真っ直ぐな帯状導体板14から構成されている。帯状導体板14は、図1(b)に示すように、電流通電方向8に対し平行以外および垂直以外の角度の折り目16にて、帯状導体板14の裏側と表側とに交互に複数回折り返され、全体として、鉄心中央脚1aを取り囲むように、螺旋状に巻き上げられている。この結果、例えば、図1(b)では、帯状導体板14の17a部分では導体の表面が上を向いており、17b部分では導体の裏面が上を向いており、17c部分では再び導体の表面が上を向き、17d部分では再び導体の裏面が上を向いている。このように、帯状導体板14は、導体の表側、続いて裏側に、交互に折り返されている。
Hereinafter, the configuration of the high-frequency transformer according to the first embodiment will be described in more detail. As described above, the high-frequency transformer according to the first embodiment has one
帯状導体板14の折り目16の間隔および折り曲げ角度は、コイル3〜5を貫通する鉄心中央脚1aの形状に合わせ適宜調整すればよい。本実施の形態1では、図1(b)に示すように、鉄心中央脚1aが略々正方形断面を有しているため、帯状導体板14は、電流通電方向に対し±45度の角度で、導体の表側あるいは裏側に、交互に折り返され、全体として、正方形断面の鉄心中央脚1aに接する四辺形コイルが形成されている。なお、本実施の形態1では、鉄心中央脚1aが正方形断面を有している例について述べたが、正方形に限定されるものではなく、長方形等の他の矩形や、あるいは、多角形等でもよい。また、電流通電方向に対し±45度の角度を例に挙げたが、これは鉄心中央脚1aの形状が矩形の場合であって、他の形状の場合には、それに合わせて、角度を適宜決定する。角度は、平行以外および垂直以外の角度であれば任意の角度でよいので、電流通電方向に対する角度のうち、小さい方の角度が、0度より大きく、±90度より小さい角度であればよい。
What is necessary is just to adjust suitably the space | interval of the crease | fold 16 and the bending angle of the strip | belt-shaped
なお、図1(c)と図1(b)との整合性がとれていないが、これは、図を簡略化するためであり、図1(c)ではコイル2ターン分記載したにもかかわらず、図1(b)ではコイル1ターン分しか記載しなかったため、これらの図で整合性がとれていない結果となっている。これらの図においては、このように、図の簡略化のため、コイル1ターン分またはコイル2ターン分しか記載していないが、実際には、コイル4,3,5を構成するために必要な分のターン分(多数ターン)が積み上げられていることは言うまでもない。
In addition, although consistency between FIG. 1C and FIG. 1B is not taken, this is for simplifying the drawing, and although FIG. 1C shows two turns of the coil. In FIG. 1 (b), only one turn of the coil is shown, and the results are not consistent in these drawings. In these drawings, for simplification of the drawing, only one turn of the coil or two turns of the coil are shown, but actually, it is necessary to configure the
図2は、図1で示した、帯状導体板14による、折り返しコイルの作製工程を示す図である。図2において、12は、帯状導体板14を構成する帯状導体、12a〜12hは帯状導体12の各部分(図1の17に相当)、13a〜13gは各折り目(図1の16に相当)である。
FIG. 2 is a diagram showing a folded coil manufacturing process using the strip-shaped
帯状導体12は、図示しないスリッターにより広幅の板状の導体を所定の幅に切断して帯状に成形されると共に、その後、表面に絶縁膜が付与されて、形成される。絶縁膜は、導体の表面および裏面だけでなく、切断面である側面にも付与される。この状態が図2(a)である。次に、この帯状導体12を折り曲げ加工のため、巻き線成形治具10に沿い送り方向11へと送り出し、図2(b)に示すように、電流通電方向に対し45度の角度をなす折り目13bにて一旦左手に折り曲げる(帯状導体表側面より見て谷折り)。次に図2(c)〜(d)に示すよう電流通電方向に対し−45度の角度をなす折り目13aにて右手に折り曲げ(帯状導体表面より見て谷折り)、さらに電流通電方向に対し−45度の角度をなす折り目13cにて右手に折り曲げ(帯状導体表側面より見て谷折り)、最後に電流通電方向に対し−45度の角度をなす折り目13dにて右手に折り曲げることで(帯状導体表側面より見て山折り)、1ターン分のコイルが形成される。上記のように、部分12cを部分12bよりも先に折り目13bにて折り曲げることで、帯状導体の折り曲げ方向を(本実施例では紙面法線方向の下から上に抜ける向きに)揃えることができ、コイルの折り曲げ時の作業性を高めることができる。
The strip-shaped
このときの折り方として注意すべきことは、帯状導体板14が、巻き線成形治具10を囲むように、螺旋状に折り曲げられていく必要があるので、帯状導体板14を折るときは、帯状導体板14の折り曲げられる各部分において外側にあたる辺(巻き線成形治具10側の辺に対して反対側になる辺)が、コイル1ターン分を折り曲げ形成した後に、巻き線成形治具10側にくるように、折っていく。これを繰り返すことにより、帯状導体板14は時計回りまたは反時計回りの方向に螺旋状に巻かれていくことになる。具体的に説明すると、図2(a)の部分12bを折り目13aで折る場合に、折る前の図2(a)の状態では、略々台形の12b部分の一番長い辺が外側になっているが、折り曲げ後には、その外側になっていた一番長い辺が、図2(c)に示すように、巻き線成形治具10側に来ている。また、部分12cについても部分12bより先に折り曲げているが、部分12bを折り曲げた後には図2(c)に示すように、外側になっていた一番長い辺が巻き線成形治具10側に来ている。このことは、表側(谷折り)に折る時も、裏側(山折り)に折る時も同じである。このように、折り曲げ前は外側にあった辺が折り曲げ後には巻き線成形治具10側にくるように折っていくことにより、帯状導体板14は、巻き線成形治具10の外周に沿って螺旋状に縦巻きに巻き上げられていく。
What should be noted as a way of folding at this time is that the strip-shaped
本実施の形態1の帯状導体板14は、「谷、谷、谷、山、谷、谷、谷、山、・・・」というように、谷折りと山折りとが完全な交互ではなく、谷折りが少なくとも一回は連続するように折り返されている点である。なお、本実施の形態1では、「谷、谷、谷、山、谷、谷、谷、山、・・・」なので、谷折りの次に、同じ方向の谷折りが2回連続しているが、その場合に限らず、「谷、山、山、山、谷、山、山、山、・・・」というように山折りが2回連続でもよく、要するに、少なくとも1回以上であれば、任意の回数でよいが、望ましくは折り返しの数が4以上の偶数でかつ異なる方向への折り返し数が1回となることである。但し、巻き線成形治具10が正方形断面のときには、2回連続が望ましい。
The strip-shaped
このように、本実施の形態1に係る帯状導体板14は、コイル1ターンを形成する過程で、電流通電方向に対する表裏への帯状導体板14の折り曲げが、表側裏側が完全に交互ではなく、少なくとも一回は連続して同じ側となる部分交互折りのタイプである。
Thus, in the process of forming the
本実施の形態では、帯状導体板14を、図1(b)に示すように、折り目16aで谷折り、折り目16bで谷折り、折り目16cで谷折り、最後に山折りを行えば、図1(c)のコイル側面状態が形成される。このため、帯状導体板14を折り返すたびに積み上がっていく板厚分を考えると、図1(c)に示されるように、本実施の形態では、3回連続同じ方向に折るので、コイル1ターンごとに2個の折り曲げ数が相殺され、コイル間隔は、「板厚×(折り曲げ数−非交互折り曲げ数×2)」となる。従って、4辺コイルの場合、コイル間隔は「板厚×2」となる。
In the present embodiment, as shown in FIG. 1 (b), the strip-shaped
この構成によれば、特許文献2のように折り返し部を圧接、圧延しなくても狭いコイル間隔での縦巻が可能となり、コイル巻き上げ方向に対する鉄心サイズをコンパクトにすることができる。図1(c)では、積層サイズが、コイル2ターンで、板厚の4枚分となっており、帯状導体の表側裏側が完全に交互折り返しに比較し積層サイズが半分となる。従って、鉄心サイズも、鉄心中央脚1aの長さを半分とすることができるので、大幅に小さくすることができる。
According to this configuration, it is possible to perform vertical winding at a narrow coil interval without pressing and rolling the folded portion as in
一方、鉄心サイズを変えない場合は、図3A(a)に示したように1ターン形成後の折り返しにおいて曲率調整治具31にて折り返し曲率を変えると共に、コイルの折曲げ部位置の層間にコイル間隔調整用絶縁物材32を挿入保持することでコイル間隔を一定に調整することができる。これにより、一次側コイルのリーケージインダクタを適宜調整することができる。従来の電源回路にはトランスの一次側に共振用インダクタが別途設置されており、これをトランスのリーケージインダクタで置き換えられれば、電源機器が小型化し、部品点数の削減によるコスト低減が可能となる。図3B(b)〜(d)は、コイル間隔を変えた場合のリーケージインダクタの変化を磁界解析(鉄心にはフェライトを使用)により評価した結果を示している。図3B(c)はコイル間隔が通常折り曲げの場合、図3B(d)はコイル間隔を広げた場合である。コイル間隔を広げた図3B(d)では、図3B(c)に対し、一次側リーケージインダクタンスを37%小さくすることができる。図3A,3Bでは、一次側縦巻コイルあるいは二次側縦巻コイル全部に対し部分交互折りし、1ターン形成後の折り返しにてその曲率を同じ値とすることでコイル間隔を均等に与えた場合を示した。さらに、1ターン形成後の折り返し曲率を適宜変更すれば不均等なコイル間隔が設定でき、それによりリーケージインダクタの調整が可能である。従来の折り曲げによらない縦巻きコイルや折り曲げ圧接コイルでも均等なコイル間隔の調整は可能であるが、コイル間隔を不均等に変える調整は難しく、本実施の形態によれば、より微細な調整が可能となる。
On the other hand, when the iron core size is not changed, as shown in FIG. 3A (a), the turn-up curvature is changed by the
以上のように、本実施の形態1においては、コイル3〜5の1ターンの中で、電流通電方向に対する表裏への帯状導体板14の折り曲げが、少なくとも一回、連続して同じ方向であるようにしたので、この構成により、上述したように、螺旋状に巻き上げるコイル3〜5の積層サイズを小さくできるので、コイル3〜5をコンパクト化させ、それにより、鉄心サイズを大幅に小さくし、高周波トランス全体の大きさの小型を図ることができる。あるいは、鉄心サイズをそのままにした場合は、コイル3〜5のコイル間隔をコイル巻き上げ方向に対し適宜可変とすることができるので、コイル3〜5がコンパクト化するだけでなく、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4,5間の結合係数を変化させることで、一次側リーケージインダクタ値の調整が可能となる。
As described above, in the first embodiment, in one turn of the
実施の形態2.
高周波トランスの一次側縦巻コイル3に流れる一次電流と二次側縦巻コイル4,5に流れる二次電流との比は、それらの各コイルの巻き線数に依存し、式(2)の関係となる。
The ratio of the primary current flowing in the primary side longitudinal winding
A1/A2=N2/N1=1/a・・・(2)
A 1 / A 2 = N 2 /
ここで、A1は一次電流、A2は二次電流、N1は一次側縦巻コイル3の巻き線数、N2は二次側縦巻コイル4,5の巻き線数である。また、aは巻き数比を表す。
Here, A 1 is the primary current, A 2 is the secondary current, N 1 is the number of windings of the primary-side vertical winding
例えば、N2/N1=2とすれば、式(2)から、A2=A1/2、a=0.5となり、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4,5の電流密度を同等にて設計した場合、二次側縦巻コイル4,5の導体断面積を、一次側縦巻コイル3に比べ、半減することができる。実施の形態2においては、一次側コイル3と二次側コイル4、5の巻き数比が1:n(nは1以上の実数)の関係を有し、二次コイルでの電流密度が巻き数比に合わせ最大一次コイルの電流密度と同一となるまで、コイル幅ないしコイル厚みの少なくとも一方を、一次コイル>=二次コイルとなるよう構成したものである。すなわち、一次コイルのコイル幅(またはコイル厚み)の値が、二次コイルのコイル幅(またはコイル厚み)の値以上となるように構成している。
For example,
図4は、図3B(d)の構成にて二次コイルの帯状導体(導体幅9mm)の厚みを一次コイルと同じ0.25mmの場合と巻き数比を考慮して0.15mmとした場合について磁界解析にて求めた銅損の比較である。解析は、二次側短絡状態にて一次コイルに振幅15Aの正弦波電流(f=10kHz〜150kHz)を通電している。縦軸の銅損は帯状導体t0.25x9mm、100kHzでの銅損を基準に規格化している。二次側コイルの導体厚みを一次側より0.1mm薄くすることで100kHzでの銅損が40%減している。実施の形態2においては、縦巻きした一次側コイル3と二次側コイル4、5の巻き数比が1:n(nは1以上の実数)の関係を有し、二次コイルでの電流密度が巻き数比に合わせ最大一次コイルの電流密度と同一となるまで、コイル厚みを、一次コイル>=二次コイルとなるよう構成したものであるが、これにより効率の高い高周波トランスの製作が可能となる。
FIG. 4 shows the case where the thickness of the strip-shaped conductor (conductor width 9 mm) of the secondary coil is 0.25 mm, which is the same as that of the primary coil, and the winding ratio is 0.15 mm in the configuration of FIG. 3B (d). Is a comparison of copper loss obtained by magnetic field analysis. In the analysis, a sine wave current (f = 10 kHz to 150 kHz) having an amplitude of 15 A is applied to the primary coil in the secondary side short-circuit state. The copper loss on the vertical axis is standardized based on the copper loss at a strip-shaped conductor t0.25 × 9 mm and 100 kHz. Copper loss at 100 kHz is reduced by 40% by making the conductor thickness of the secondary coil 0.1 mm thinner than the primary side. In the second embodiment, the winding ratio between the vertically wound
実施の形態3.
図5は、本発明の実施の形態3による高周波トランスの構成を示す図である。図5(a)は、本実施の形態3の高周波トランスの側断面図、図5(b)は、本実施の形態3の帯状導体板の上面図である。図5において、21は帯状導体板であり、図1の帯状導体板14に対応するものである。また、図5において、符号1〜6で示す構成は、いずれも、図1の符号1〜6で示す構成と同じものである。また、25A,25Bはそれぞれコイル3〜5の一部分(以下、単に、部分とする)、25B2,25B3,25B4,25A1,25A2は、それぞれ、帯状導体板21における折り曲げ間隔(以下、単に、間隔とする)、25A’,25B’は、それぞれ、筒状のコイル3〜5の部分25A,25Bにおける、鉄心中央脚1aが貫通する、コイルの内部空間の断面の内径(開口間口)である。コイルのこの内部空間を以下では窓と呼ぶ。
FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the high-frequency transformer according to the third embodiment of the present invention. FIG. 5A is a side sectional view of the high-frequency transformer according to the third embodiment, and FIG. 5B is a top view of the strip-shaped conductor plate according to the third embodiment. In FIG. 5,
本実施の形態3は、上述の実施の形態2の変形例である。本実施の形態3と上述の実施の形態2との違いについて説明する。実施の形態2でのコイル構成は、二次コイルの導体厚みが実施の形態1と異なることを除けば、図1に示すように、帯状導体板14の折り曲げ間隔、すなわち、隣り合う折り目16間(図2の折り目13も併せて参照)の長さが常に一定(折り目16間は台形形状であるので、短い辺の長さ同士、長い辺同士の長さが同じという意味である)であったが、本実施の形態3においては、隣り合う折り目16間の長さを可変とした。このことは、例えば、実施の形態1を示す図1(a),(b)と本実施の形態3を示す図5(a),(b)との比較から分かる。本実施の形態3においては、図5(b)の実線で示されている1ターンにおける隣り合う折り目間の長さが、図5(b)の破線で示されている1ターンにおける隣り合う折り目間の長さより、長くなっている。このように、本実施の形態3では、帯状導体板21の折り曲げ間の長さを可変させ、縦型多角形コイル1ターン毎の鉄心中央脚1aが貫通する窓面積(筒状コイルの内部空間の断面積)をコイル巻き上げ方向で適宜変化させている点が異なる。この結果、図5(a)に示されるように、例えば、コイル5の部分25Aでは窓面積が大きく、鉄心中央脚1aとコイル5との間に隙間(空き空間)(厳密にいえば、コイルボビン2とコイル5との間の隙間であるが、ここでは、鉄心中央脚1aとの間の隙間と呼ぶ)がある。一方、コイル5の部分25Bでは窓面積が、コイル3部分と同じで、部分25Aよりも小さい。従って、コイル3と同様に、鉄心中央脚1aとコイル5との間に隙間(空き空間)がない。なお、補足ながら、帯状導体板をすべて同じ幅のまま、折り曲げ間隔を大きくすると、E型コア1bの部分1cにコイルがぶつかってしまう。したがって、少なくとも、折り曲げ間隔を大きくする部分での折り曲げ間隔の増加分を相殺できるような幅の細い帯状導体板を用いることが望ましい。図5の例では、コイル4,5の部分に、コイル3よりも、細い幅の鉄心導体板を用いる例を示しているため、窓面積がコイル3と同じ部分25Bでは、E型コア1bの部分1cとコイル5との間に隙間(空き空間)ができている。また、窓面積がコイル3より大きい部分25Aでは、E型コア1bの部分1cからコイル5がはみ出すことなく、ちょうどE型コア1bの部分1cに接触する程度で、きれいに収まっている。
The third embodiment is a modification of the above-described second embodiment. A difference between the third embodiment and the second embodiment will be described. As shown in FIG. 1, the coil configuration of the second embodiment is different from that of the first embodiment except that the conductor thickness of the secondary coil is different from that of the first embodiment. (See also fold line 13 in FIG. 2). The length is always constant (since the
なお、本実施の形態3においては、図5(a)に示すように、帯状導体板21の折り曲げ間の長さを可変にしているのは、二次側縦巻No.1コイル4と二次側縦巻No.2コイル5であり、一次側縦巻コイル3では可変としていない。
In the third embodiment, as shown in FIG. 5 (a), the length between the bending of the strip-shaped
これは式(2)の関係と巻き数比が1:n(nは1以上の実数)の関係より、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4,5の電流密度を同等にて設計した場合、二次側縦巻コイル4,5の導体断面積を、一次側縦巻コイル3に比べ、(導体厚みを一定とすれば)導体幅を減少することができる。二次側縦巻コイル4,5の導体面積を、一次側縦巻コイル3より縮小すると、二次側縦巻コイル4,5は鉄心1内の巻スペースにおいて、上述のように空き空間が生ずる。この空き空間を利用し、例えば二次側縦巻コイル5において、部分25Bから部分25Aへと巻き上げる際に、帯状導体板21の折り曲げ間隔を可変にし、例えば、図5(b)に示すように、折り曲げ間隔を、順に、間隔25B2、間隔25B3、間隔25B4、間隔25A1、間隔25A2、・・・としたときに、間隔25B2=間隔25B3<間隔25B4<間隔25A1=間隔25A2の関係になるように巻き上げれば、内部を鉄心中央脚1aが貫通する二次側縦巻コイル5の部分25B,25A部分の窓の幅(開口間口)を、開口間口25B’からそれより大きい開口間口25A’へと変化させることができる。
This is because the current density of the primary-side vertical winding
逆に、折り曲げ間隔を、順に、間隔25B2、間隔25B3、間隔25B4、間隔25A1、間隔25A2、・・・としたときに、間隔25B2=間隔25B3>間隔25B4>間隔25A1=間隔25A2の関係になるように巻き上げれば、内部を鉄心中央脚1aが貫通する二次側縦巻コイル5の部分25B,25A部分の窓の幅(開口間口)を、開口間口25B’よりも開口間口25A’の方を小さくでき、開口間口25B’からそれよりも小さい開口間口25A’へと変化させることができる。
On the other hand, when the folding interval is set to the interval 25B2, the interval 25B3, the interval 25B4, the interval 25A1, the interval 25A2,... If it winds up like this, the width of the window (opening front) of the
これにより、一次側リーケージインダクタの微調整が可能となる。図6に、コイル各辺の折り曲げ長さを変え、内部を鉄心中央脚1aが貫通する二次側縦巻コイル4,5の窓面積を変えた場合の、リーケージインダクタンスの変化を解析した結果を示す。図6(a)の例では、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4,5の窓面積は同じである(いずれのコイル3〜5もコイルボビン2に接している。)。従って、二次側縦巻コイル4,5とE型コア1bの部分1c(図示省略)との間には隙間(空き空間)がある。一方、図6(b)の例では、二次側縦巻コイル4,5がそれぞれ二次側縦巻コイル4A,4Bと二次側縦巻コイル5A,5Bとに分かれている。二次側縦巻コイル4Aから4Bへの移行(またはその逆)、および、二次側縦巻コイル5Aから5Bへの移行(またはその逆)は、図5で説明した通りの方法で折り曲げ間隔を変更して行うものとする。このとき、図6(b)に示すように、二次側縦巻コイル4B,5B部分の帯状導体板の折り曲げ間隔は一次側縦巻コイル3と同じで、従って、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4B,5Bの窓面積は同じである(いずれのコイルもコイルボビン2に接している。)。但し、二次側縦巻コイル4B,5Bを構成する帯状導体板の幅が、一次側縦巻コイル3を構成する帯状導体板の幅よりも細いので、二次側縦巻コイル4B,5BとE型コア1bの部分1c(図示省略)との間には隙間(空き空間)がある。それに対し、二次側縦巻コイル4A,5Aの折り曲げ間隔は一次側縦巻コイル3よりも大きいので、二次側縦巻コイル4A,5Aの窓面積が一次側縦巻コイル3よりも大きく、従って、二次側縦巻コイル4A,5Aとコイルボビン2との間には隙間(空き空間)がある。図6(c)の例では、二次側縦巻コイル4,5がそれぞれ二次側縦巻コイル4A,4Bと二次側縦巻コイル5A,5Bとに分かれておらず、図6(b)の二次側縦巻コイル4B,5Bの部分も二次側縦巻コイル4A,5Aとなっている例である。すなわち、二次側縦巻コイル4A,5Aの折り曲げ間隔が一次側縦巻コイル3よりも大きく、それにより、二次側縦巻コイル4A,5Aの窓面積が一次側縦巻コイル3よりも大きくなっており、二次側縦巻コイル4A,5Aとコイルボビン2との間には隙間(空き空間)がある。但し、二次側縦巻コイル4A,5Aを構成する帯状導体板の幅が一次側縦巻コイル3を構成する帯状導体板の幅よりも細いので、二次側縦巻コイル4A,5AがE型コア1bの部分1c(図示省略)にちょうど接触する程度のちょうどよいサイズになっている(E型コア1bの部分1cにぶつかって収まらないというような支障はきたさない)。このとき、図6(a),(b),(c)を比較すると、二次側縦巻コイル4,5の一部の窓面積を大きくした図6(b)では、窓面積が一定の図6(a)に対し、一次側リーケージインダクタンスを0.6%大きくすることができる。また、二次側縦巻コイル4,5部分すべての窓面積を大きくした図6(c)では、窓面積が一定の図6(a)に対し、一次側リーケージインダクタンスを3.6%大きくすることができる。このように、図6の例に示されるように、二次側縦巻コイル4,5の窓面積を変えることで、最大3.6%の範囲でリーケージインダクタを微調整できる。
As a result, the primary side leakage inductor can be finely adjusted. FIG. 6 shows the result of analyzing the change in leakage inductance when the bending length of each side of the coil is changed and the window area of the secondary side vertical winding
以上のように、本実施の形態3においても、上述の実施の形態2と同様の効果が得られるとともに、さらに、本実施の形態3においては、帯状導体板の折り曲げ間の長さを可変とし、内部を鉄心中央脚1aが貫通するコイル1ターン毎の窓面積(筒状のコイルの内部空間の断面積)をコイル巻き上げ方向で適宜変化させるようにしたので、コイルと鉄心中央脚との間の間隔(空き空間)をコイル巻き上げ方向に適宜可変とすることができ、一次側縦巻コイル3と二次側縦巻コイル4,5との間の結合係数を変化させることで、一次側リーケージインダクタンス(インダクタ値)の部調整が可能となる。
As described above, also in the third embodiment, the same effect as in the second embodiment described above can be obtained. Further, in the third embodiment, the length between the bendings of the strip-shaped conductor plate can be made variable. Since the window area for each turn of the coil through which the iron core
なお、一次側縦巻コイル3のリーケージインダクタンスの調整には、実施の形態1から実施の形態3までのそれぞれを単独に用いてもよいが、より良くはこれらを複合的に用いることでより微細な調整が可能となることはいうまでもない。
It should be noted that each of the first to third embodiments may be used independently for adjusting the leakage inductance of the primary-side longitudinally wound
また、上記の実施の形態1〜3においては、本発明の鉄心中央脚1aの断面形状が4辺形のものについて記載したが、三角形でも、多角形でも、円であっても、同様な効果を得ることができる。ただし、コイル1ターン毎の折り曲げ数が多いとコイル間隔が開き鉄心サイズも大きくなるため、最良なケースは鉄心断面が4辺形でかつコイルも4辺コイルにて構成することである。
Moreover, in said Embodiment 1-3, although the cross-sectional shape of the iron
1 鉄心、1a 鉄心中央脚、2 コイルボビン、3 一次側縦巻コイル、4 二次側縦巻No.1コイル、5 二次側縦巻No.2コイル、6 鉄心対称軸、8 電流通電方向、10 巻き線成形治具、11 送り方向、12 帯状導体、12a,12b,12c,12d,12e,12f 部分(帯状導体12のコイル辺)、13a,13b,13c,13d,13e 折り目(帯状導体の折り曲げ部)、14 帯状導体板、16 折り目、21 帯状導体板。 1 Iron core, 1a Iron core center leg, 2 Coil bobbin, 3 Primary side vertical winding coil, 4 Secondary side vertical winding No. 1 coil, 5 secondary side vertical winding No. 2 coils, 6 iron core symmetry axis, 8 current conduction direction, 10 winding forming jig, 11 feed direction, 12 strip conductors, 12a, 12b, 12c, 12d, 12e, 12f portions (coil sides of the strip conductor 12), 13a , 13b, 13c, 13d, 13e Fold (folded portion of the strip-shaped conductor), 14 Strip-shaped conductor plate, 16-fold fold, 21 Strip-shaped conductor plate.
Claims (4)
前記鉄心中央脚を中心にして螺旋状に巻回された筒状の縦巻構造のコイルと
を備えた高周波トランスであって、
前記コイルは、電磁結合した一次側コイルと二次側コイルとを構成しており、
前記一次側コイルと前記二次側コイルは、それぞれ略矩形の断面を有する連続した帯状導体板から形成されていて、
前記帯状導体板は、電流通電方向に対し平行以外かつ垂直以外の角度にて裏側または表側に複数回折り曲げられた螺旋状の筒状の縦巻コイル構造を有しており、同じ折り目で折り曲げられた表面および裏面が、同じ向きに折り返され、前記コイルの1ターンの中で、電流通電方向に対する表側または裏側への前記帯状導体板の折曲げが、少なくとも一回は連続して表側または裏側の同じ側へ折り曲げられることで、前記帯状導体板の板厚を示す側面が同一面に並ぶように順に積層されている、
ことを特徴とする高周波トランス。 An iron core central leg is provided in the central part, and the iron core that becomes the main magnetic flux path,
A high-frequency transformer comprising a cylindrical longitudinally wound coil wound spirally around the iron core central leg,
The coil constitutes an electromagnetically coupled primary coil and secondary coil,
The primary side coil and the secondary side coil are each formed of a continuous strip-shaped conductor plate having a substantially rectangular cross section,
The strip-shaped conductor plate has a spiral cylindrical longitudinally wound coil structure that is bent a plurality of times on the back side or the front side at an angle other than parallel and perpendicular to the direction of current application, and is bent at the same fold. The front surface and the back surface are folded back in the same direction, and in one turn of the coil, the belt-like conductor plate is bent continuously at least once on the front side or the back side with respect to the current conduction direction. By being bent to the same side, the side surfaces indicating the thickness of the strip-shaped conductor plate are laminated in order so that they are aligned on the same surface.
A high-frequency transformer characterized by that.
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