JP5916830B2 - DC power supply device and motor drive device - Google Patents
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Description
本発明は、交流を直流に変換する直流電源装置に関し、特に、直流出力電圧を交流電源電圧よりも上昇させる直流電源装置、およびこれを利用した電動機駆動装置に関する。 The present invention relates to a DC power supply device that converts AC to DC, and more particularly to a DC power supply device that raises a DC output voltage higher than the AC power supply voltage, and an electric motor drive device that uses the DC power supply device.
直流出力電圧を交流電源電圧よりも上昇させる従来の直流電源装置として、交流入力電圧の3倍の電圧を発生する受動型の整流回路構成のものがある(例えば、特許文献1参照)。 As a conventional DC power supply device that raises a DC output voltage higher than an AC power supply voltage, there is a passive rectifier circuit configuration that generates a voltage three times the AC input voltage (see, for example, Patent Document 1).
また、倍電圧整流と全波整流をスイッチ手段の損失を低減するよう切り替えて直流電圧を可変するものがある(例えば、特許文献2参照)。倍電圧整流と全波整流を切り替えるものは他にもある(例えば、特許文献3参照)。 In addition, there is one that changes DC voltage by switching voltage doubler rectification and full-wave rectification so as to reduce the loss of the switch means (see, for example, Patent Document 2). There are others that switch between voltage doubler rectification and full wave rectification (see, for example, Patent Document 3).
さらに、交流電圧のピーク値から略4倍まで電圧を可変するものもある(例えば、特許文献4参照)。 In addition, there is one that varies the voltage from the peak value of the AC voltage to about four times (for example, see Patent Document 4).
しかしながら、特許文献1に記載された技術では、交流電源電圧の3倍の電圧を発生させるため、負荷と並列接続されている出力コンデンサに接続されているダイオードには大きな突入電流が流れることになり、ダイオードの電流容量が大きくなるという問題があった。ダイオードの電流容量が大きくなると損失が大きくなる。 However, since the technique described in Patent Document 1 generates a voltage three times the AC power supply voltage, a large inrush current flows through the diode connected to the output capacitor connected in parallel with the load. There is a problem that the current capacity of the diode increases. The loss increases as the current capacity of the diode increases.
また、特許文献2に記載された技術では、全波整流と倍電圧整流を切り替え、この基準電圧(全波整流または倍電圧整流を行う回路への供給電圧)を可変することでその間の電圧および倍電圧整流以上の電圧を出力するものであるが、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合、スイッチング制御による昇圧のため、スイッチングによる損失が発生するという問題があった。特許文献3に記載された技術は特許文献2に記載のものと同様に全波整流と倍電圧整流を切り替えるものであるため、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合にはスイッチング損失が大きくなるという問題があった。 In the technique described in Patent Document 2, full-wave rectification and voltage doubler rectification are switched, and this reference voltage (supply voltage to a circuit that performs full-wave rectification or voltage doubler rectification) is varied to change the voltage between them. Although a voltage higher than double voltage rectification is output, there is a problem in that a loss due to switching occurs due to boosting by switching control when outputting a voltage higher than double voltage rectification. Since the technique described in Patent Document 3 switches between full-wave rectification and voltage doubler rectification in the same manner as that described in Patent Document 2, switching voltage increases when a voltage higher than voltage doubler rectification is output. There was a problem.
特許文献4に記載された技術は、交流電源電圧のピーク電圧から略4倍まで可変した電圧を出力するものであるが、交流電源電圧のピーク電圧の略2倍から略4倍までの電圧を出力する場合、略2倍と略4倍の比率を制御することで電圧を発生させる為、これも負荷と並列接続されているダイオードに流れる電流のピークが大きくなる。そのため、電流容量の大きなダイオードが必要となり、ダイオードにおける損失が大きくなるという問題があった。 The technique described in Patent Document 4 outputs a voltage that is variable from the peak voltage of the AC power supply voltage to about four times, but the voltage from about twice to about four times the peak voltage of the AC power supply voltage is output. When outputting, a voltage is generated by controlling a ratio of about 2 times and about 4 times, so that the peak of the current flowing through the diode connected in parallel with the load also increases. For this reason, a diode having a large current capacity is required, and there is a problem that loss in the diode increases.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷と並列接続されるダイオードに流れる電流のピークを抑制し、倍電圧整流以上の電圧を低損失で出力可能な直流電源装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and obtains a direct current power supply device capable of suppressing a peak of a current flowing in a diode connected in parallel with a load and outputting a voltage higher than double voltage rectification with low loss. With the goal.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から規定時間が経過した後の予め決められた第1の期間において、前記スイッチング部をオン状態として前記整流部に対する交流電圧供給を停止させ、前記第1の期間が経過してから次のゼロクロス点までの第2の期間においては前記スイッチング部をオフ状態として前記整流部に対する交流電圧供給を実施させる制御部と、を備え、前記制御部は、前記第1の期間が経過後に前記逆流阻止ダイオードがオン状態となるよう前記スイッチング部をオフ状態にする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention provides a reactor having one end connected to one output end of an AC power supply, and the other end of the reactor and the other output end of the AC power supply are short-circuited. A switching unit for generating a voltage, a rectifying unit that rectifies an AC voltage supplied from the AC power source to generate a voltage that is equal to or higher than a double voltage, and a rectifying unit that is connected to the rectifying unit via a backflow prevention diode. A smoothing capacitor for smoothing the direct-current voltage, and in a first predetermined period after a predetermined time has elapsed from a zero-cross point of the alternating-current voltage output from the alternating-current power source, the switching unit is turned on The AC voltage supply to the rectifying unit is stopped, and the switching unit is turned off in the second period from the elapse of the first period to the next zero cross point. And a control unit for carrying out the alternating voltage supply to the serial rectification unit, the control unit turns off state the switching unit so that the first period is the blocking diode is turned on after the elapse.
本発明によれば、安価でかつ電流容量が小さく低損失なダイオードを逆流阻止ダイオードとして利用でき、結果として、印加される交流電圧のピーク値の2〜3倍の高い直流電圧を高効率で安価に出力する直流電源装置を得ることができる、という効果を奏する。 According to the present invention, a low-cost diode having a low current capacity and a low loss can be used as a reverse current blocking diode. As a result, a high DC voltage that is two to three times the peak value of the applied AC voltage is highly efficient and inexpensive. It is possible to obtain a DC power supply device that outputs to
以下に、本発明にかかる直流電源装置および電動機駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Embodiments of a DC power supply device and an electric motor drive device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
図1は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態1の構成例を示す図である。本実施の形態の直流電源装置は、交流電源1から供給される交流電圧に基づいて直流電圧を生成し、直流負荷7に対して供給するものであり、リアクタ2、平滑コンデンサ5、スイッチング部8、整流処理部9および制御部10を備えて構成されている。整流処理部9は、リアクタ2を介して交流電源1に接続されており、交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この整流処理部9は、交流を直流に整流する整流ダイオード3a〜3dと、電源半波毎(半周期)に充放電する倍電圧コンデンサ4a〜4dと、平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a〜6dとにより構成されている。平滑コンデンサ5は、整流処理部9から出力される直流電圧を平滑化する。制御部10によって制御されるスイッチング部8は、交流電源1を短絡して力率を改善する。直流負荷7は、平滑コンデンサ5の出力に並列接続されている。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a first embodiment of a DC power supply device according to the present invention. The DC power supply device according to the present embodiment generates a DC voltage based on the AC voltage supplied from the AC power supply 1 and supplies the DC voltage to the
なお、Eは交流電源1から出力される電圧を示し、Iinは交流電源1から流れる電流を示す。また、整流ダイオード3a〜3dおよび倍電圧コンデンサ4a〜4dは整流部を構成する。
Note that E indicates a voltage output from the AC power supply 1, and I in indicates a current flowing from the AC power supply 1. The
次に、本実施の形態の直流電源装置の動作について説明する。まず、スイッチング部8が動作していない場合(交流電源1を短絡していない場合)の動作について説明する。
Next, the operation of the DC power supply device of the present embodiment will be described. First, the operation when the
図1において、交流電源1が図中の電源電圧Eの方向(矢印で示した方向)を正極性とする。また、倍電圧コンデンサ4b,4cには、電荷が蓄積されており、両端の電圧が、交流電源1から出力される交流電圧のピーク値に等しい状態にあるものとする。この場合、電源電圧Eが時間とともに上昇すると、交流電源1からリアクタ2→倍電圧コンデンサ4c→逆流阻止ダイオード6c→平滑コンデンサ5→逆流阻止ダイオード6b→倍電圧コンデンサ4b→交流電源1の経路で電流が流れる。この結果、平滑コンデンサ5の電圧Voは、電源電圧E、倍電圧コンデンサ4cの電圧Vcおよび倍電圧コンデンサ4bの電圧Vbの加算電圧となる(Vo=E+Vc+Vb)。
In FIG. 1, the AC power supply 1 has a positive polarity in the direction of the power supply voltage E (the direction indicated by the arrow) in the figure. Further, it is assumed that electric charges are accumulated in the
電源電圧Eが更に上昇すると、前述の電流経路のほか、通常の倍電圧整流と同じ電流経路が生成される。所謂、交流電源1→リアクタ2→整流ダイオード3a→倍電圧コンデンサ4a→交流電源1、および交流電源1→リアクタ2→倍電圧コンデンサ4d→整流ダイオード3d→交流電源1の2つの電流経路である。図2はスイッチング部8がOFFの状態における電流経路を示す図である。通常の倍電圧整流と同じ電流経路を第1の電流経路、平滑コンデンサ5を充電する電流経路を第2の電流経路とすると、図2(a)が第1の電流経路、図2(b)が第2の電流経路となる。
When the power supply voltage E further rises, the same current path as that of normal voltage doubler rectification is generated in addition to the above-described current path. So-called AC power source 1 → reactor 2 →
なお、交流電源1が負極性の場合、図示しないが第1の電流経路のコンデンサと第2の電流経路のコンデンサとが入れ替わる。すなわち、交流電源1が正極性の時、倍電圧コンデンサ4aおよび4dは充電され、残りの倍電圧コンデンサ4bおよび4cは平滑コンデンサ5に対し放電する。負極性の場合は逆となり、倍電圧コンデンサ4bおよび4cは充電され、倍電圧コンデンサ4aおよび4dは平滑コンデンサ5に対し放電する。従って、半波毎に充電された倍電圧コンデンサが極性の異なるタイミングで平滑コンデンサ5へ充電(倍電圧コンデンサからは放電)を行い、直流負荷7に印加する直流電圧を生成する。
When the AC power source 1 has a negative polarity, a capacitor in the first current path and a capacitor in the second current path are interchanged although not shown. That is, when AC power supply 1 is positive,
この時、平滑コンデンサ5は、前述のとおり、倍電圧コンデンサの両端電圧および交流電源1の電源電圧の加算電圧で充電されるため、交流電源1の電圧ピーク値の2〜3倍の直流電圧が生成できる。
At this time, the smoothing
この2〜3倍の直流電圧が生成可能な回路構成は突入電流が発生する点に課題がある。図3にスイッチング部8が動作していない場合(スイッチング部8を動作させない場合)の電流波形を示す。図3(a)が、交流電源1から流れる電流Iinを示しており、図1に示した矢印と一致する。図3(b)が図2に示した第1の電流経路に、図3(c)が図2に示した第2の電流経路に対応し、図3(b)の電流波形I1が通常の倍電圧整流でのコンデンサ2つ分の充電波形(交流電源1から2個の倍電圧コンデンサに流れ込む電流の波形)、図3(c)の電流波形I2が平滑コンデンサ5への充電波形を示している。
The circuit configuration capable of generating a DC voltage twice to three times has a problem in that an inrush current is generated. FIG. 3 shows a current waveform when the
また、図3(d)は交流電源1のゼロクロスを示している。図示したように、交流電源のゼロクロス直後の電圧の低い状態では第1の電流経路よりも先に第2の電流経路に電流が流れ始める。すなわち、I1=0となり、I2のみ電流が流れ始める。ここで、電流波形I2は平滑コンデンサ5への充電波形であり、交流電源1だけでなく、倍電圧コンデンサ4a〜4dの何れか2個からの放電電流も平滑コンデンサ5へ流れることとなる。そのために突入電流が大きくなる。また、平滑コンデンサ5への充電が終了した後は直流負荷7が消費する電荷分だけ平滑コンデンサ5へ電流が流れ続けることとなる。
FIG. 3D shows the zero cross of the AC power source 1. As shown in the drawing, when the voltage immediately after the zero crossing of the AC power supply is low, current starts to flow in the second current path before the first current path. That is, I 1 = 0, and current begins to flow only in I 2 . Here, the current waveform I 2 is a charging waveform for the smoothing
この第2の電流経路には平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a〜6dが挿入されているが、逆流抑止ダイオードは高速に電流を遮断するため、Vf(順電圧)が大きい。また、突入電流のようにピークの大きな電流が流れる場合、電流容量が必要となり、さらにVfが大きくなる傾向がある。Vfが大きいダイオードは導通損が大きく低効率であると同時に、電流容量が大きいため高コストな部品となる。
In the second current path, reverse
そこで、本実施の形態の直流電源装置では、スイッチング部8のオン動作により通流角を拡大させる。スイッチング部8をオン動作させた場合(スイッチング部8を動作させる場合)の電流波形を図4に示す。直流電源装置は、図4の点線にて記載している時間(期間)において、スイッチング部8をオンさせる。これより、図4の(b)および(c)に示されているように、スイッチング部8がオンの期間では、整流処理部9への出力端が短絡され、整流処理部9には電流が流れない。すなわち、上述した第1の電流経路と第2の電流経路のいずれにも電流が流れない。
Therefore, in the DC power supply device of the present embodiment, the conduction angle is expanded by turning on the
スイッチング部8がオンからオフに変化すると、リアクタ2に貯えられたエネルギーによって、交流電源1より電流が流れ続けようと動作する。この時、第1の電流経路よりも第2の電流経路の方が電位は低いために第2の電流経路へ電流が流れるように作用する。その結果、第2の電流経路の突入電流が抑制される。第2の電流経路のピーク電流が抑制されることで平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a〜6dの電流容量を低くすることが可能となり、直流電源装置の回路を安価で低損失に構成できる。
When the
ここで、スイッチング部8を制御する制御部10について説明する。図5は、制御部10の動作を説明するための図である。図1では記載を省略していたが、直流電源装置は、図5に示したように、交流電源1から出力される交流電圧の位相を検出する位相検出器11と、出力電圧を検出する電圧検出器12とを備えており、制御部10は、位相検出器11および電圧検出器12による検出結果(位相検出値および電圧検出値)に基づいてスイッチング部8を制御する。なお、図5において図1と同じ構成要素には同一符号を付している。図5のような構成とすることにより、平滑コンデンサ5の出力となる出力電圧を所望の値に制御できる。この制御は一般的な電圧制御の構成からスイッチング部8のオン時間を演算するように構成すれば実現できる。また、交流電源1のゼロクロスからスイッチング部8がオンを開始するまでの時間を制御部10にて制御することで、自在に前述の突入電流のピーク値を変化させることが出来る。従って、直流負荷7の負荷量に応じて突入電流のピーク値を所望値以下に抑制することも出来る。
Here, the
このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う2つの回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。これにより、平滑コンデンサへの突入電流を抑制でき、平滑コンデンサから整流処理部への逆流を阻止するための逆流阻止ダイオードとして電流容量が小さく低損失なダイオードを利用できるようになる。その結果、逆流阻止ダイオードのコスト削減が可能となり、入力される交流電圧のピーク値よりも2〜3倍高い直流電圧を高効率に出力可能な直流電源装置を安価に実現できる。 As described above, the DC power supply device according to the present embodiment includes two circuits that perform rectification processing, and generates a DC voltage that is higher than the peak value of the input AC voltage, in parallel with the rectification processing unit. And a switching unit for short-circuiting the path between the AC power supply and the rectification processing unit, and the AC voltage is applied to the rectification processing unit in a predetermined period after a predetermined time has elapsed immediately after the zero crossing of the AC power supply. The switching portion is controlled to short-circuit the path so that is not applied. In addition, a reactor is provided between one output end of the AC power supply and the switching processing unit. As a result, an inrush current to the smoothing capacitor can be suppressed, and a diode having a small current capacity and a low loss can be used as a backflow prevention diode for preventing a backflow from the smoothing capacitor to the rectification processing unit. As a result, the cost of the backflow blocking diode can be reduced, and a DC power supply device that can output a DC voltage that is two to three times higher than the peak value of the input AC voltage with high efficiency can be realized at low cost.
実施の形態2.
図6は、実施の形態2の直流電源装置の構成例を示す図である。なお、図6において、図1と同一の符号が付されたものは、実施の形態1の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the DC power supply device according to the second embodiment. In FIG. 6, components having the same reference numerals as those in FIG. 1 are the same components as those provided in the DC power supply device of the first embodiment. A description thereof will be omitted.
図6に示したように、本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態1の直流電源装置に対して、整流ダイオード3eおよび3fと、整流方式を切り替える第1の開閉部21および第2の開閉部22を追加したものである。なお、整流ダイオード3a,3b,3e,3fおよび倍電圧コンデンサ4a,4bが第1の倍電圧整流部として動作し、整流ダイオード3c,3dおよび倍電圧コンデンサ4c,4dが第2の倍電圧整流部として動作する。
As shown in FIG. 6, the DC power supply device according to the present embodiment is different from the DC power supply device according to the first embodiment in that the
本実施の形態の直流電源装置は、第1の開閉部21および第2の開閉部22を共に閉とした場合、図1に示した実施の形態1の直流電源装置と同様に交流電源1のピーク値の2〜3倍の電圧を出力する。また、第1の開閉部21を閉としかつ第2の開閉部22を開とすると、第2の倍電圧整流部、すなわち整流ダイオード3cおよび3dと倍電圧コンデンサ4cおよび4dとが動作しなくなり、倍電圧整流状態となる。これは逆流阻止ダイオード6cおよび6dが平滑コンデンサ5と接続されなくなるためであり、整流ダイオード3cおよび3dと、倍電圧コンデンサ4cおよび4dとが完全に切り離され、電位が浮いた状態と同義になる。従って、交流電源1の電圧ピーク値の2倍以下の直流電圧が出力される。
In the DC power supply device according to the present embodiment, when both the first opening / closing
また、第2の開閉部22だけでなく、第1の開閉部21も開とする(第1の開閉部21および第2の開閉部22を共に開とする)ことで、全波整流状態となる。このとき、直列結合された倍電圧コンデンサ4aおよび4bに対し、整流ダイオード3eおよび3fを介して電流が充電され、さらにこの充電電荷が平滑コンデンサ5を充電する。従って、交流電源1の電圧ピーク値以下の直流電圧が出力される。
Further, not only the second opening / closing
図7は、第1の開閉部21および第2の開閉部22の状態と出力される直流電圧の関係を示す図である。
FIG. 7 is a diagram illustrating the relationship between the state of the first opening / closing
このように、第1の開閉部21と第2の開閉部22の開閉を組み合わせることにより、交流電源1の電圧ピーク値と同電圧の直流電圧から3倍以下の直流電圧まで段階的に制御できる。さらにスイッチング部8の動作を組み合わせることにより、1〜2倍、2〜3倍の中間的な電圧も制御することができる。第1の開閉部21および第2の開閉部22は、例えば制御部10が制御する。
In this way, by combining the opening and closing of the first opening and
第2の開閉部22は図6に示す位置ではなく、整流ダイオード3cと3dの接続点と交流電源1との間に挿入しても同等に動作することは言うまでも無いが、逆流阻止ダイオード6cもしくは6dと直列に挿入したのでは、交流電源1のピーク電圧の2倍の電圧よりも高い電圧が出力され、さらに交流電源1から流れる入力電流Iinの正極性と負極性とが非対称となり、高調波電流が増加する。これは片側の逆流阻止ダイオードが動作するためであり、極性によって、第2の電流経路が存在する場合と存在しない場合とが発生するためである。これを抑制するには、逆流阻止ダイオード6cおよび6dと直列に2つの開閉部を挿入する必要があり、図6の構成よりもコストアップとなってしまう。
The second opening / closing
第1の開閉部21は図6に示す回路構成の位置に限定される。なお、図示したように、本実施の形態では、追加した整流ダイオード3eおよび3fが交流電源1側に存在する開閉部を第1の開閉部21と定義している。
The first opening / closing
以上より、第1の開閉部21および第2の開閉部22により、段階的に直流電圧を可変でき、スイッチング部8は段階的な直流電圧を基準としての制御で済むため、幅広い直流電圧を低損失で可変できる。
As described above, the
また、図8に示すように整流ダイオード3aと3e、3bと3fを並列接続する構成とし、第1の開閉部21および第2の開閉部22の双方を開状態としても全波整流状態を構成できる。これにより整流ダイオード3a、3b、3eおよび3fとして単相ダイオードブリッジを用いることができるため、安価に構成できる。さらにはダイオードを並列に接続することで電流が分流され、損失低減することができる。損失が発生する整流ダイオードは増加するが、電流が少ない方が通流損失は少なく、ダイオード数が増加しても全体の損失は低減できる。また、図8に示すように、整流ダイオード3c、3d、3gおよび3hも単相ダイオードブリッジを用いることが出来ることは言うまでも無い。
Further, as shown in FIG. 8, the
このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う2つの整流処理回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。さらに、2つの整流処理回路のうちの一方の整流処理回路の動作を停止させるための開閉部と、もう一方の整流処理回路の動作を全波整流動作と倍電圧整流動作の間で切り替えるための開閉部とを備えることとした。これにより、入力される交流電圧のピーク値を基準として、その1倍〜3倍の間の任意の直流電圧を効率的に生成できる。また、直流電源装置を低コスト化できる。 As described above, the DC power supply device of the present embodiment includes two rectification processing circuits that perform rectification processing, a rectification processing unit that generates a DC voltage higher than the peak value of the input AC voltage, and the rectification processing unit And a smoothing capacitor connected in parallel with the switching unit for short-circuiting the path between the AC power supply and the rectification processing unit, the rectification processing unit in the predetermined period after a predetermined time has passed immediately after the zero crossing of the AC power supply The switching unit is controlled to short-circuit the path so that no AC voltage is applied. In addition, a reactor is provided between one output end of the AC power supply and the switching processing unit. Further, an opening / closing unit for stopping the operation of one of the two rectification processing circuits, and an operation for switching the operation of the other rectification processing circuit between the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation. And an opening / closing part. This makes it possible to efficiently generate an arbitrary DC voltage between 1 to 3 times the peak value of the input AC voltage. In addition, the cost of the DC power supply device can be reduced.
実施の形態3.
図9は、本発明にかかる直流電源装置を用いて構成された電動機駆動装置の構成例を示す図であり、具体的には、実施の形態2で説明した直流電源装置(図6に示した直流電源装置)を用いた場合の構成例を示している。図9において、これまでの説明で使用した図1〜図8と同一の符号が付されたものは、実施の形態1または2の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of an electric motor driving device configured using the DC power supply device according to the present invention, specifically, the DC power supply device described in the second embodiment (shown in FIG. 6). The example of a structure at the time of using a DC power supply device) is shown. In FIG. 9, components having the same reference numerals as those in FIGS. 1 to 8 used in the above description are the same components as those provided in the DC power supply device of the first or second embodiment. A description thereof will be omitted.
図示したように電動機駆動装置は、図6に示したものと同一構成の直流電源装置と、この直流電源装置の平滑コンデンサ5の両端に接続され、直流電圧を入力されるインバータ30(駆動部)と、インバータ30に駆動される電動機31と、電動機31に流れる電流を検出する電流検出器32(32aおよび32b)と、電流検出器32aおよび32bによりそれぞれ検出された電流値と電圧検出器12により検出された電圧値とに基づいて電動機31を駆動制御する駆動制御部33と、を備えている。すなわち、図6に示されていた直流負荷7としてインバータ30および電動機31を備えた構成となっている。
As shown in the figure, the electric motor drive device includes a DC power supply device having the same configuration as that shown in FIG. 6 and an inverter 30 (drive unit) that is connected to both ends of the smoothing
電動機31はインバータ30によって駆動動作するため、インバータ30に入力される直流電圧によって、その駆動動作範囲が変化する。特に電動機31が回転子に永久磁石を用いている永久磁石電動機の場合、直流電源装置の特性は、回転子に使用される永久磁石の磁石特性にも影響を及ぼす。
Since the
永久磁石の材料として、磁力の強い希土類磁石を用いた電動機が存在する。希土類磁石は磁力が強く、少ない電流でトルクが発生するため、省エネルギーが求められる機器には希土類磁石を用いた電動機31が適用されている。しかし、希土類磁石はレアアースと呼ばれる稀少金属を使用しているため、入手が困難である。希土類磁石より磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した電動機も存在するが、希土類磁石を使用した場合よりも磁石によるトルクが低くなるため、出力トルクを補う必要がある。出力トルクは電流×巻線の巻数に比例するため、その方法は、磁石磁力の低下分だけ電流を増加させてトルクを補うか、巻数を増加して電流を増加させずに出力トルクを補うかのいずれかとなる。
There is an electric motor using a rare earth magnet having a strong magnetic force as a material of a permanent magnet. Since the rare earth magnet has a strong magnetic force and generates torque with a small current, the
電流を増加させると電動機31の銅損やインバータ30での導通損失が増加し、電動機駆動装置を直流負荷7とした場合の損失が増加することとなる。一方、巻数を増加させた場合、電動機31の回転数に応じた誘起電圧が増加する。インバータ30は誘起電圧よりも高い直流電圧が必要となるので、巻数増加の場合、直流電圧の上昇が必要となる。
When the current is increased, the copper loss of the
そのため、電動機31を駆動するインバータ30に電力を供給する直流電源装置として、出力電圧が可変の本発明にかかる直流電源装置、すなわち、実施の形態2で説明した直流電源装置を使用する。この直流電源装置は、直流電圧が一般的な全波整流や倍電圧整流よりも高い電圧を供給することが出来るため、電動機31が希土類磁石を用いていない永久磁石電動機の場合であっても、希土類磁石を用いた電動機と同等の性能が得られるよう巻数を増加させた電動機31を駆動することが出来る。
Therefore, the DC power supply device according to the present invention with variable output voltage, that is, the DC power supply device described in the second embodiment is used as the DC power supply device that supplies power to the
また、本発明にかかる直流電源装置は、倍電圧整流を行う回路が2重化され、出力する直流電圧を、入力される交流電圧のピーク値の3倍にする構成であるため、単相ダイオードブリッジで構成された一般的な全波整流や倍電圧整流の回路構成のものより損失が少ない。これは前述のとおり、ダイオードの数が増加してもダイオードに流れる電流が低減した方がダイオードの通流損失が低減するためである。従って、3倍化した方が直流電源装置単独では効率が高く、しかも高い直流電圧を直流負荷7(インバータなど)へ供給できる。さらに、電動機31の動作状態に応じて、直流電圧を交流電源1の電圧ピークの1倍から3倍まで自在に可変でき、出力する電圧のベースとなる直流電圧を3段階に可変することが出来ることから、直流電圧をスイッチング制御して出力電圧を生成する際のスイッチング制御による損失が少なく、さらに電動機31にも適切な電圧が印加されるため、効率の良い駆動動作が実現できる。
Further, the DC power supply device according to the present invention has a configuration in which the circuit for performing voltage doubler rectification is doubled and the output DC voltage is set to be three times the peak value of the input AC voltage. Loss is less than that of a general full-wave rectification or voltage doubler rectification circuit configuration composed of bridges. This is because, as described above, even if the number of diodes increases, the current flowing through the diodes decreases, so that the diode conduction loss decreases. Therefore, when the DC power supply device is tripled, the efficiency of the DC power supply device alone is higher, and a higher DC voltage can be supplied to the DC load 7 (such as an inverter). Furthermore, the DC voltage can be freely varied from 1 to 3 times the voltage peak of the AC power source 1 according to the operating state of the
さらに、図示していないが、電動機31の特性によっては、実施の形態1で示した図1の構成の直流電源装置を適用し、直流負荷7をインバータ30および電動機31とした場合の方が直流電源装置を含めた電動機駆動装置としての損失が少なくなる。電動機31が、直流電圧が高い状態でも損失が変化しない永久磁石電動機(特に、高い電圧を必要としない軽トルク運転状態と高い電圧を必要とする高回転運転状態で印加電圧に関わらず損失が変化しない永久磁石電動機)の場合、図9などに示した第1の開閉部21および第2の開閉部22を設けることなく、交流電源1の電圧ピーク値の3倍の直流電圧で常時駆動する構成とした方が、電動機駆動装置全体としての損失は少なくなる。
Further, although not shown, depending on the characteristics of the
特に、フェライトなど、磁力が希土類元素と比較して小さい磁石を用いた永久磁石電動機がこの傾向が強い。従って、本発明は、希土類元素以外のフェライトなどを用いて構成されている永久磁石電動機を駆動するインバータ向けの直流電源装置として好適であると言える。 In particular, a permanent magnet motor using a magnet having a smaller magnetic force than rare earth elements such as ferrite has a strong tendency. Therefore, it can be said that the present invention is suitable as a DC power supply device for an inverter that drives a permanent magnet motor that is configured using a ferrite other than rare earth elements.
さらに、スーパージャンクション構造のMOSFETを本発明に用いることで、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置を提供できる。尚、スーパージャンクション構造とは、通常のMOSFETよりも深いP層を持つ構造であり、深いP層がn層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有することが知られている。 Furthermore, by using a MOSFET having a super junction structure in the present invention, further reduction in loss can be realized, and a highly efficient DC power supply device can be provided. The super junction structure is a structure having a P layer deeper than that of a normal MOSFET, and it is known that the deep P layer is in wide contact with the n layer and has a high voltage resistance while having a low on-resistance. .
また、GaN(窒化ガリウム)やSiC(シリコンカーバイド)、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成すると更なる低損失な直流電源装置を提供できることは言うまでも無い。ワイドバンドギャップ半導体は耐電圧性および許容電流密度が高いため、MOSFETの小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。ワイドバンドギャップ半導体は従来のシリコン(Si)半導体より耐圧が高く、高電圧化に優位に作用するため、低損失で電圧の高い直流電源装置を構成することでワイドバンドギャップ半導体の特性を更に引き出すことが出来る。 Further, it goes without saying that a further low-loss DC power supply can be provided if it is composed of a wide bandgap semiconductor such as GaN (gallium nitride), SiC (silicon carbide), or diamond. Since the wide band gap semiconductor has a high withstand voltage and a high allowable current density, the MOSFET can be miniaturized, and the semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized. Since heat resistance is also high, it is possible to reduce the size of the heat sink fins of the heat sink. Wide bandgap semiconductors have a higher breakdown voltage than conventional silicon (Si) semiconductors and have an advantage in increasing the voltage. Therefore, by configuring a DC power supply device with low loss and high voltage, the characteristics of wide bandgap semiconductors can be further extracted. I can do it.
電動機31は、例えば、空気調和機を構成する電動機とすることができる。図10は、図9に示した電動機駆動装置を利用する空気調和機の構成例を示す図である。この空気調和機は、本発明にかかる直流電源装置と、圧縮機41、四方弁42、室外熱交換器43、膨張弁44および室内熱交換器45が冷媒配管46を介して取り付けられた冷凍サイクルとを備えて構成されている。図9に示した電動機31は、圧縮機41内に配置され、冷媒を圧縮する圧縮機構47を動作させるための電動機として使用される。なお、冷凍サイクル以外の構成は上述した電動機駆動装置と同様であるため、図9と同じ符号を付して説明を省略する。
The
図10に示した空気調和機はセパレート型空気調和機であり、圧縮機41から熱交換器43と45の間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う。
The air conditioner shown in FIG. 10 is a separate air conditioner, and performs cooling and heating, freezing, and the like by circulating a refrigerant between the
冷凍サイクルにより冷房や暖房を行う空調機は、使用者により設定された温度(設定温度)まで室内温度が近づくと安定状態となり、圧縮機41に搭載された電動機31を低速で回転させるようインバータ30が動作する。従って、空気調和器においては低速回転が最も長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに最も寄与する。よって、電流が少なくなるよう希土類磁石もしくは巻数を増加させたフェライト磁石を用いた電動機31が省エネルギーに寄与する。
The air conditioner that performs cooling and heating by the refrigeration cycle becomes stable when the room temperature approaches the temperature (set temperature) set by the user, and the
従って、本発明にかかる直流電源装置を用いることにより、稀少金属である希土類磁石を用いなくても省エネルギーを実現可能な空気調和機を提供できる。特に、冷蔵庫のような常時運転する機器については低速回転(低電流状態)での運転が長いため、巻数を増加させたフェライト磁石を適用した電動機31と上述した直流電源装置とを備えた構成を採用することにより、低コスト化および省エネルギーを実現できる。
Therefore, by using the DC power supply device according to the present invention, it is possible to provide an air conditioner capable of realizing energy saving without using rare earth magnets which are rare metals. In particular, a device such as a refrigerator that is always operated has a long operation at a low speed (low current state), and therefore has a configuration including an
以上のように、本発明は、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流を交流に変換するインバータに直流電圧を供給する電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用する電源装置とすることにより、希少金属である希土類磁石を使用することなく省エネルギー化を実現できるとともに、安価な電動機駆動装置を実現できる。この電動機駆動装置は、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。 As described above, the present invention can be used for a power supply device for a load that consumes power by direct current. In particular, it can be used as a power supply device that supplies a direct current voltage to an inverter that converts direct current to alternating current, and by using a power supply device that is applied to an inverter that drives a permanent magnet motor, it saves energy without using rare earth magnets that are rare metals. And an inexpensive electric motor drive device can be realized. This electric motor drive device can be applied not only to air conditioners, refrigerators, and washing / drying machines, but also to home appliances such as refrigerators, dehumidifiers, heat pump water heaters, showcases, and vacuum cleaners. Application to dryers, induction heating electromagnetic cookers, etc. is also possible.
1 交流電源
2 リアクタ
3a,3b,3c,3d,3e,3f,3g,3h 整流ダイオード
4a,4b,4c,4d 倍電圧コンデンサ
5 平滑コンデンサ
6a,6b,6c,6d 逆流阻止ダイオード
7 直流負荷
8 スイッチング部
9,9a,9b 整流処理部
10 制御部
11 位相検出器
12 電圧検出器
21 第1の開閉部
22 第2の開閉部
30 インバータ
31 電動機
32a,32b 電流検出器
33 駆動制御部
41 圧縮機
42 四方弁
43 室外熱交換器
44 膨張弁
45 室内熱交換器
46 冷媒配管
47 圧縮機構
1 AC power supply 2
Claims (6)
前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、
前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、
逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から規定時間が経過した後の予め決められた第1の期間において、前記スイッチング部をオン状態として前記整流部に対する交流電圧供給を停止させ、前記第1の期間が経過してから次のゼロクロス点までの第2の期間においては前記スイッチング部をオフ状態として前記整流部に対する交流電圧供給を実施させる制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング部がオン状態からオフ状態に変化した後に前記逆流阻止ダイオードに流れる電流の通流角が拡大するよう、前記規定時間を制御する直流電源装置。 A reactor having one end connected to one output end of an AC power supply;
A switching unit for short-circuiting the other end of the reactor and the other output end of the AC power supply;
A rectifier that rectifies an AC voltage supplied from the AC power source to generate a voltage that is equal to or higher than a double voltage;
A smoothing capacitor connected to the rectifying unit via a reverse current blocking diode and smoothing a DC voltage output from the rectifying unit;
In a first predetermined period after a specified time has elapsed from the zero crossing point of the AC voltage output from the AC power supply, the switching unit is turned on to stop the AC voltage supply to the rectifying unit, and A control unit that implements an alternating voltage supply to the rectifying unit with the switching unit turned off in a second period from the elapse of one period to the next zero cross point;
With
The control unit is a DC power supply device that controls the specified time so that a conduction angle of a current flowing through the reverse current blocking diode is expanded after the switching unit is changed from an on state to an off state.
前記倍電圧以上の電圧を生成するための倍電圧コンデンサ、
を備え、
前記第2の期間が開始すると前記倍電圧コンデンサを放電して前記平滑コンデンサを充電し、前記平滑コンデンサの充電が完了すると前記倍電圧コンデンサの充電を開始する、
請求項1に記載の直流電源装置。 The rectifying unit is
A voltage doubler capacitor for generating a voltage higher than the voltage doubler,
With
Discharging the voltage doubler capacitor to charge the smoothing capacitor when the second period starts, and charging the voltage doubler capacitor to start charging the smoothing capacitor;
The DC power supply device according to claim 1.
前記交流電源から供給された交流電圧が正極性の場合に倍電圧以上の電圧を生成するための第1の倍電圧コンデンサと、
前記交流電源から供給された交流電圧が負極性の場合に倍電圧以上の電圧を生成するための第2の倍電圧コンデンサと、
を備え、
前記交流電源から正極性の交流電圧が供給されている状態で前記第2の期間が開始すると前記第1の倍電圧コンデンサを放電して前記平滑コンデンサを充電し、前記平滑コンデンサの充電が完了すると前記第2の倍電圧コンデンサの充電を開始し、
前記交流電源から負極性の交流電圧が供給されている状態で前記第2の期間が開始すると前記第2の倍電圧コンデンサを放電して前記平滑コンデンサを充電し、前記平滑コンデンサの充電が完了すると前記第1の倍電圧コンデンサの充電を開始する、
請求項1に記載の直流電源装置。 The rectifying unit is
A first voltage doubler capacitor for generating a voltage equal to or higher than a double voltage when the AC voltage supplied from the AC power supply is positive;
A second voltage doubler capacitor for generating a voltage equal to or higher than a double voltage when the AC voltage supplied from the AC power source is negative;
With
When the second period starts in a state where a positive AC voltage is supplied from the AC power supply, the first voltage doubler capacitor is discharged to charge the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor is completely charged. Start charging the second voltage doubler capacitor;
When the second period starts in a state where a negative AC voltage is supplied from the AC power supply, the second voltage doubler capacitor is discharged to charge the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor is completely charged. Starting charging the first voltage doubler capacitor;
The DC power supply device according to claim 1.
前記直流電源装置で生成された直流電圧を交流電圧に変換して電動機を駆動する駆動部と、
を備える電動機駆動装置。 DC power supply device according to claim 1, 2, or 3,
A drive unit that converts the DC voltage generated by the DC power supply device into an AC voltage to drive the motor;
An electric motor drive device comprising:
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