JP5875326B2 - Bidirectional DC / DC converter, solar charging system, and moving body - Google Patents
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Description
本発明は、双方向にDC/DC変換を行うことができる双方向DC/DCコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体に関する。 The present invention relates to a bidirectional DC / DC converter capable of bidirectionally performing DC / DC conversion, a solar charging system including the bidirectional DC / DC converter, and a moving body.
双方向にDC/DC変換を行うことができる双方向DC/DCコンバータは従来から種々の構成が提案されている。例えば、特許文献1に開示されている電源装置(双方向DC/DCコンバータ)は、図19に示すように、プッシュプル回路101と、トランス102と、フルブリッジ回路103と、コンデンサ104と主バッテリ105との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。
Various configurations of bidirectional DC / DC converters capable of performing bidirectional DC / DC conversion have been proposed. For example, a power supply device (bidirectional DC / DC converter) disclosed in
特許文献1に開示されている電源装置は、補機バッテリ100から主バッテリ105への充電時に、リレー接点106を遮断し、プッシュプル回路101→トランス102→フルブリッジ回路103(整流回路として使用)→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献1に開示されている電源装置は、主バッテリ105から補機バッテリ100への充電時に、リレー接点106を導通させ、フルブリッジ回路103→トランス102→プッシュプル回路101の経路で降圧動作を行う。
The power supply device disclosed in
なお、特許文献1に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献1に開示されている電源装置では、主バッテリ105から補機バッテリ100への充電が主用途であり、補機バッテリ100から主バッテリ105への充電は主として主バッテリ105の残量不足時に補機バッテリ100からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献1に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。
The power supply device disclosed in
ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。 However, with the recent increase in capacity of automobile-mounted batteries, there is a demand for higher efficiency in power transmission. Especially for electric vehicles, the cruising distance is a major issue, and a system that uses electricity efficiently is indispensable.
しかしながら、特許文献1に開示されている電源装置では、リレー接点106に機械式リレーを用いた場合、リレー自体の消費電力が大きな損失の要因という問題があった。そこで、リレー接点106において大きな損失が発生しないようにリレー接点106に電磁リレーを用いることが考えられるが、この場合には接点磨耗によって信頼性が低下するという新たな問題が起こる。また、リレー接点106の代わりにトランジスタ等のスイッチング素子を用いることも考えられるが、この場合にはスイッチング素子を駆動するための高電圧電源を別途設ける必要が生じるため、複雑な回路構成となりコストがかかるという新たな問題と主バッテリ105から補機バッテリ100への充電時に常時スイッチング素子をONにするには通常のドライバによる駆動が不可能であるため工夫が必要であるという新たな問題とが起こる。
However, in the power supply device disclosed in
本発明は、上記の状況に鑑み、高効率化を図ることができる双方向DC/DCコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide a bidirectional | two-way DC / DC converter which can achieve high efficiency in view of said situation, a solar charging system provided with the same, and a moving body.
上記目的を達成するために本発明に係る双方向DC/DCコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第1スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第2スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第1スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第2スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第2スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第1スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成(第1の構成)とする。 To achieve the above object, a bidirectional DC / DC converter according to the present invention includes a transformer, a first switching circuit connected to the low-voltage side winding of the transformer, and a high-voltage side winding of the transformer. An alternating voltage generated by the switching operation of the first switching circuit is boosted by the transformer, rectified by the second switching circuit, and rectified by the second switching circuit. The AC voltage generated by the switching operation of the two switching circuits is stepped down by the transformer and rectified by the first switching circuit, and the maximum step-up ratio during the step-up operation is greater than the inverse of the maximum step-down ratio during the step-down operation. The configuration (first configuration) is assumed.
また、上記第1の構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記降圧動作時に、前記第1スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成(第2の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter having the first configuration, the switching element in the first switching circuit may operate as a synchronous rectifier during the step-down operation (second configuration).
また、上記第1の構成又は上記第2の構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第2スイッチング回路内のスイッチング素子が同期整流素子として動作する構成(第3の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter of the first configuration or the second configuration, a configuration in which the switching element in the second switching circuit operates as a synchronous rectifier during the boosting operation (third configuration). It is good.
また、上記第1〜第3のいずれかの構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記昇圧動作時に、前記第2スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作する構成(第4の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter having any one of the first to third configurations, the second switching circuit may operate as a voltage doubler rectifier circuit (fourth configuration) during the boosting operation. .
また、上記第4の構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記第2スイッチング回路が、第1スイッチング素子と、第2スイッチング素子と、第3スイッチング素子と、第4スイッチング素子と、第5スイッチング素子と、第1コンデンサと、第2コンデンサとを備え、前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第1スイッチング素子の一端及び前記第2スイッチング素子の一端が接続され、前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第3スイッチング素子の一端、前記第4スイッチング素子の一端、及び前記第5スイッチング素子の一端が接続され、前記第1スイッチング素子の他端、前記第3スイッチング素子の他端、及び前記第1コンデンサの一端が共通接続され、前記第2スイッチング素子の他端、前記第4スイッチング素子の他端、及び前記第2コンデンサの一端が共通接続され、前記第1コンデンサの他端、前記第2コンデンサの他端、及び前記第5スイッチング素子の他端が共通接続される構成(第5の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter having the fourth configuration, the second switching circuit includes a first switching element, a second switching element, a third switching element, a fourth switching element, and a fifth switching element. An element, a first capacitor, and a second capacitor, one end of the first switching element and one end of the second switching element are connected to one end of the high-voltage side winding of the transformer, and the high-voltage of the transformer One end of the third switching element, one end of the fourth switching element, and one end of the fifth switching element are connected to the other end of the side winding, and the other end of the first switching element and the third switching element The other end and one end of the first capacitor are connected in common, the other end of the second switching element, and the fourth switching. The other end of the child and one end of the second capacitor are connected in common, and the other end of the first capacitor, the other end of the second capacitor, and the other end of the fifth switching element are connected in common (first 5 configuration).
また、上記第5の構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記第5スイッチング素子が互いの寄生ダイオードが逆方向接続される2つのMOSFETによって構成される構成(第6の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter of the fifth configuration, the fifth switching element may be configured by two MOSFETs in which the parasitic diodes are connected in the reverse direction (sixth configuration).
また、上記第5の構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記第2コンデンサが充電時に前記第2コンデンサの一端の電位よりも前記第2コンデンサの他端の電位の方が高くなり、前記第2スイッチング回路が、前記第2コンデンサに並列に接続される放電回路を備える構成(第7の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter of the fifth configuration, the potential of the other end of the second capacitor is higher than the potential of one end of the second capacitor when the second capacitor is charged. The two switching circuit may be configured to include a discharge circuit connected in parallel to the second capacitor (seventh configuration).
また、上記第5〜第7のいずれかの構成の双方向DC/DCコンバータにおいて、前記第1スイッチング素子及び前記3スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第2スイッチング素子及び前記4スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第1スイッチング素子及び前記3スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第2スイッチング素子及び前記4スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成(第8の構成)としてもよい。 In the bidirectional DC / DC converter having any one of the fifth to seventh configurations, each of the first switching element and the three switching elements is a normally-on transistor, and the second switching element and the four switching elements Each element is a normally-off transistor, or each of the first switching element and the three switching elements is a normally-off transistor, and each of the second switching element and the four switching elements is a normally-on transistor. (Eighth configuration) may be adopted.
また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第1蓄電装置と、前記第1蓄電装置よりも電圧が大きい第2蓄電装置と、前記第1蓄電装置と前記第2蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向DC/DCコンバータとを備え、前記双方向DC/DCコンバータが上記第1〜第8のいずれかの構成の双方向DC/DCコンバータである構成とする。 The solar charging system according to the present invention includes a solar battery, a first power storage device that stores electric power output from the solar battery, a second power storage device that has a voltage higher than that of the first power storage device, and the first power storage device. A bidirectional DC / DC converter that performs electric power transmission between the power storage device and the second power storage device, wherein the bidirectional DC / DC converter has any one of the first to eighth configurations. The configuration is a DC converter.
また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。 Moreover, let the mobile body which concerns on this invention be a structure provided with the solar charge system of the said structure.
また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第2蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第2蓄電装置の電圧を前記第1蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。なお、本「課題を解決するための手段」の項で述べた第1〜5スイッチング素子はそれぞれ「特許請求の範囲」に記載の第2〜4,1スイッチング素子に対応している。また、本「課題を解決するための手段」の項で述べた第1コンデンサ、第2コンデンサ、第5スイッチング素子、トランスの高圧側巻線の各一端は、「特許請求の範囲」に記載の第1コンデンサ、第2コンデンサ、第1スイッチング素子、トランスの高圧側巻線の各他端に対応している。また、本「課題を解決するための手段」の項で述べた第1コンデンサ、第2コンデンサ、第5スイッチング素子、トランスの高圧側巻線の各他端は、「特許請求の範囲」に記載の第1コンデンサ、第2コンデンサ、第1スイッチング素子、トランスの高圧側巻線の各一端に対応している。 Moreover, in the mobile body having the above-described configuration, it is desirable that the power output from the second power storage device included in the solar charging system is used as power for driving the mobile body. Furthermore, it is desirable that the voltage of the second power storage device is higher than the voltage of the first power storage device. The first to fifth switching elements described in the section “Means for Solving the Problems” respectively correspond to the second to fourth and first switching elements described in “Claims”. In addition, each end of the first capacitor, the second capacitor, the fifth switching element, and the high-voltage side winding of the transformer described in the section “Means for Solving the Problems” is described in “Claims”. The first capacitor, the second capacitor, the first switching element, and the other end of the high-voltage side winding of the transformer correspond to each other. The other ends of the first capacitor, the second capacitor, the fifth switching element, and the high-voltage side winding of the transformer described in the section “Means for Solving the Problems” are described in “Claims”. The first capacitor, the second capacitor, the first switching element, and the one end of the high-voltage side winding of the transformer.
本発明に係る双方向DC/DCコンバータは、トランスと、前記トランスの低電圧側巻線に接続される第1スイッチング回路と、前記トランスの高電圧側巻線に接続される第2スイッチング回路とを備え、昇圧動作時に、前記第1スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第2スイッチング回路により整流され、降圧動作時に、前記第2スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第1スイッチング回路により整流され、前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きい構成である。このような構成によると、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率を最小限にして昇降圧両方の仕様を満たす双方向DC/DCコンバータを実現することができる。したがって、前記トランスの前記低圧側巻線に対する前記高圧側巻線の巻数倍率が大きいほど大きくなる前記トランスの抵抗成分を低減することができ、高効率化を図ることができる。 The bidirectional DC / DC converter according to the present invention includes a transformer, a first switching circuit connected to the low voltage side winding of the transformer, and a second switching circuit connected to the high voltage side winding of the transformer. The AC voltage generated by the switching operation of the first switching circuit is boosted by the transformer and rectified by the second switching circuit during the step-up operation, and is switched by the switching operation of the second switching circuit during the step-down operation. The generated AC voltage is stepped down by the transformer and rectified by the first switching circuit, and the maximum step-up ratio during the step-up operation is larger than the inverse of the maximum step-down ratio during the step-down operation. According to such a configuration, it is possible to realize a bidirectional DC / DC converter that satisfies both the buck-boost specifications by minimizing the number of turns of the high-voltage side winding with respect to the low-voltage side winding of the transformer. Therefore, it is possible to reduce the resistance component of the transformer, which increases as the number of turns of the high-voltage side winding with respect to the low-voltage side winding of the transformer increases, and it is possible to achieve high efficiency.
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1Aは本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータの構成を示す図である。図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータは、NチャネルMOSFETであるトランジスタTL1及びTL2によって構成されトランスTR1の低圧側巻線に接続されるプッシュプル回路と、巻線比(低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比)が1:NであるトランスTR1と、NチャネルMOSFETであるトランジスタTH1〜TH4によって構成されトランスTR1の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリB1との間に設けられるNチャネルMOSFETであるトランジスタTH5並びにコンデンサCH1及びCH2とを備えている。 FIG. 1A is a diagram showing a configuration of a bidirectional DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention. The bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A includes a push-pull circuit configured by transistors T L1 and T L2 that are N-channel MOSFETs and connected to a low-voltage side winding of a transformer TR1. , A transformer TR1 having a winding ratio (turn ratio of a low-voltage side winding and a high-voltage side winding) of 1: N and transistors T H1 to T H4 which are N-channel MOSFETs, and a high-voltage side winding of the transformer TR1. , A transistor T H5 which is an N-channel MOSFET provided between the full bridge circuit and the main battery B1, and capacitors C H1 and C H2 .
トランジスタTL1のドレインはトランスTR1の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタTL2のドレインはトランスTR1の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタTL1及びTL2の各ソースはサブバッテリB1の負極に接続される。サブバッテリB1の正極はトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップに接続される。なお、サブバッテリB1の正極と負極との間にコンデンサを設け、降圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能させてもよい。 The drain of the transistor T L1 is connected to one end of the low-voltage side winding of the transformer TR1, the drain of the transistor T L2 is connected to the other end of the low-voltage side winding of the transformer TR1, and the sources of the transistors T L1 and T L2 are sub Connected to the negative electrode of battery B1. The positive electrode of the sub-battery B1 is connected to the center tap of the low-voltage side winding of the transformer TR1. Note that a capacitor may be provided between the positive electrode and the negative electrode of the sub-battery B1 so as to function as a smoothing capacitor during the step-down operation.
トランスTR1の高圧側巻線の一端にはトランジスタTH1のソース及びトランジスタTH2のドレインが接続され、トランスTR1の高圧側巻線の他端にはトランジスタTH3のソース、トランジスタTH4のドレイン、及びトランジスタTH5のドレインが接続されている。トランジスタTH1のドレイン及びトランジスタTH3のドレイン、及びコンデンサCH1の一端がメインバッテリB2の正極に接続され、トランジスタTH2のソース及びトランジスタTH4のソース、及びコンデンサCH2の一端がメインバッテリB2の負極に接続される。そして、コンデンサCH1の他端及びコンデンサCH2の他端がトランジスタTH3のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード(以下、並列ダイオードと呼ぶ)が接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード(内蔵ダイオード)または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。また、メインバッテリB2はサブバッテリB1よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタPL1、PL2、SL1はトランスTR1の寄生インダクタである。但し、インダクタSL1は、(トランスTR1の寄生インダクタ以外の)外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタSL1のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、PL1、PL2に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタTL1、TL2がOFFするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するSLIを流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、SL1に対して行うのが好ましい。また、インダクタSL1の代わりに図1Bに示すようにインダクタSL2を設けてもよい。また、図示はしないがSL1及びSL2を共に備える構成としてもよい。 One end of the high-voltage side winding of the transformer TR1 source and the drain of the transistor T H2 of the transistor T H1 is connected, the source of the transistor T H3 to the other end of the high-voltage side winding of the transformer TR1, the drain of the transistor T H4, And the drain of the transistor T H5 is connected. The drain of the transistor TH1, the drain of the transistor TH3 , and one end of the capacitor CH1 are connected to the positive electrode of the main battery B2, and the source of the transistor TH2 , the source of the transistor TH4 , and one end of the capacitor CH2 are connected to the main battery B2. Connected to the negative electrode. The other end of the capacitor C H1 and the other end of the capacitor C H2 are connected to the source of the transistor T H3 . A diode (hereinafter referred to as a parallel diode) is connected in parallel between the source and drain of each transistor, and this parallel diode is connected to a parasitic diode (built-in diode) of each transistor or externally connected in parallel. It may be a diode or the like. The main battery B2 is a battery having a higher voltage than the sub battery B1. Inductors PL1, PL2, and SL1 are parasitic inductors of the transformer TR1. However, the inductor SL1 may include an external inductor (other than the parasitic inductor of the transformer TR1). In this case, the control range of the output voltage can be changed by adjusting the inductance of the inductor SL1. Similarly, the control range of the output voltage can be changed by connecting an external inductor to PL1 and PL2, but this is not preferable because the energy of surge generated when the transistors TL1 and TL2 are turned off is further increased. . On the other hand, since the current flowing through the SLI located on the high voltage side is relatively small, it is not easily affected by the surge. That is, when an inductor is added in order to change the control range of the output voltage, it is preferably performed on SL1. Further, instead of the inductor SL1, an inductor SL2 may be provided as shown in FIG. 1B. In addition, although not shown, a configuration including both SL1 and SL2 may be adopted.
また、図1Cに示すように、コンデンサCH1及びCH2とメインバッテリB2との間に、NチャネルMOSFETであるトランジスタTC1及びTC2と、インダクタLC1と、コンデンサCC1とによって構成される昇降圧チョッパ回路を設けてもよい。上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタTC2のスイッチング動作により昇圧を行う。この昇圧動作時に、トランジスタTC1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTC1をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。また、上記昇降圧チョッパ回路は、トランジスタTC1のスイッチング動作により降圧を行う。この降圧動作時に、トランジスタTC2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTC2をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。昇圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図1Dに、降圧動作時における各トランジスタのタイミングチャートを図1Eにそれぞれ示す。昇圧動作時、降圧動作時のいずれにおいても、トランジスタTC1をONにする期間とトランジスタTC2をONにする期間を交互に繰り返すが、トランジスタTC1及びTC2の同時ONを防止するためにデッドタイムを設けている。なお、本実施例では、同期整流によりダイオード素子通過分の損失を低減しているが、同期整流は必ずしも必要ではなく、上記昇降圧チョッパ回路に流れる電流が十分に小さい場合、同期整流を行わず、昇圧動作時は、トランジスタTC1を常にOFFにし、トランジスタTC2のみをスイッチング動作させ、降圧動作時は、トランジスタTC2を常にOFFにし、トランジスタTC1のみをスイッチング動作させてもよい。 Further, as shown in FIG. 1C, the transistors T C1 and T C2 that are N-channel MOSFETs, the inductor L C1, and the capacitor C C1 are formed between the capacitors C H1 and C H2 and the main battery B2. A step-up / down chopper circuit may be provided. The step-up / step-down chopper circuit boosts the voltage by the switching operation of the transistor TC2 . During this step-up operation, to reduce the loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T C1 is turned ON in accordance with the timing at which the current flows through the parallel diode of the transistor T C1. The step-up / step-down chopper circuit steps down the voltage by the switching operation of the transistor T C1 . During this step-down operation, to reduce the loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T C2 to ON in accordance with the timing at which the current flows through the parallel diode of the transistor T C2. FIG. 1D shows a timing chart of each transistor during the step-up operation, and FIG. 1E shows a timing chart of each transistor during the step-down operation. In both the step-up operation and the step-down operation, the period in which the transistor T C1 is turned on and the period in which the transistor T C2 is turned on are alternately repeated. However, in order to prevent the transistors T C1 and T C2 from being turned on at the same time, Time is provided. In this embodiment, the loss due to passing through the diode element is reduced by synchronous rectification, but synchronous rectification is not always necessary, and synchronous rectification is not performed when the current flowing through the step-up / step-down chopper circuit is sufficiently small. During the step-up operation, the transistor T C1 may be always turned off and only the transistor T C2 may be switched, and during the step-down operation, the transistor T C2 may be always turned off and only the transistor T C1 may be switched.
図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータは、昇圧動作時にトランジスタTH5を常時ONにして、サブバッテリB1から出力される直流電圧を上記プッシュプル回路で交流電圧に変換し、トランスTR1によって昇圧し、トランジスタTH1及びTH2とトランジスタTH5とコンデンサCH1及びCH2とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、DC/DC変換を行い、当該DC/DC変換後の電圧をメインバッテリB2に供給する。トランスTR1の巻線比が1:Nであるため、本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでの(インダクタPL1,PL2,SL1による電圧変化を除く)固定昇圧倍率は2N倍である。尚、トランジスタTL1およびTL2の駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流iの変化率(di/dt)(>0)を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。 In the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A, the transistor TH5 is always turned on during the boosting operation, and the DC voltage output from the sub-battery B1 is converted into the AC voltage by the push-pull circuit. The voltage is boosted by the transformer TR1, rectified by a voltage doubler rectifier circuit composed of the transistors T H1 and T H2 , the transistor T H5, and the capacitors C H1 and C H2 , thereby performing DC / DC conversion, The voltage after DC / DC conversion is supplied to the main battery B2. Since the winding ratio of the transformer TR1 is 1: N, the fixed boosting ratio (excluding voltage changes by the inductors PL1, PL2, SL1) in the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention is 2N times. It is. Note that by changing the duty of the driving voltage of the transistors T L1 and T L2 , the rate of change (di / dt) (> 0) of the current i flowing through the parasitic inductor is changed to control the output voltage and output current. Can do.
また、図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータは、降圧動作時にトランジスタTH5を常時OFFにして、メインバッテリB2から出力される直流電圧を上記フルブリッジ回路で交流電圧に変換し、トランスTR1によって降圧し、トランジスタTL1及びTL2によって整流することで、DC/DC変換を行い、当該DC/DC変換後の電圧をサブバッテリB1に供給する。巻線比が1:Nであるため、本発明の第1実施形態に係るDC/DCコンバータでの(寄生インダクタの効果を除く)固定降圧倍率は1/N倍である。尚、トランジスタTH1、TH2、TH3、TH4のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流iの変化率(di/dt)(>0)を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。 In the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A, the transistor TH5 is always turned off during the step-down operation, and the DC voltage output from the main battery B2 is applied to the full bridge circuit. The voltage is converted into an AC voltage, stepped down by the transformer TR1, and rectified by the transistors T L1 and T L2 to perform DC / DC conversion, and the voltage after the DC / DC conversion is supplied to the sub battery B1. Since the turns ratio is 1: N, the fixed step-down magnification (excluding the effect of the parasitic inductor) in the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention is 1 / N. Note that by changing the duty of the gate drive voltages of the transistors T H1 , T H2 , T H3 , and T H4 , the rate of change (di / dt) (> 0) of the current i flowing through the parasitic inductor is changed, and the output voltage And the output current can be controlled.
図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、サブバッテリB1とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をプッシュプル回路にしているが、サブバッテリB1とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路はプッシュプル回路に限定されることはなく、例えば、図2に示す本発明の第2実施形態に係る双方向DC/DCコンバータのようにサブバッテリB1とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をNチャネルMOSFETであるトランジスタTL1〜TL4によって構成されるフルブリッジ回路にしてもよい。なお、図2において図1Aと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。 In the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A, the circuit provided between the sub battery B1 and the low-voltage side winding of the transformer is a push-pull circuit. The circuit provided between the low-voltage side winding of the transformer is not limited to the push-pull circuit. For example, a sub-battery like a bidirectional DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention shown in FIG. A circuit provided between B1 and the low-voltage side winding of the transformer may be a full bridge circuit constituted by transistors T L1 to T L4 which are N-channel MOSFETs. 2 that are the same as those in FIG. 1A are assigned the same reference numerals and detailed descriptions thereof are omitted.
図2に示す本発明の第2実施形態に係る双方向DC/DCコンバータも図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータと同様に、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続される。また、図2に示す本発明の第2実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータで用いられたトランスTR1(低圧側巻線にセンタータップが設けられているトランス)の代わりに、トランスTR2(低圧側巻線にセンタータップが設けられていないトランス)を用いている。トランスTR2においてもトランスTR1と同様に低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比を1:Nとする。 Similarly to the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A, the bidirectional DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention shown in FIG. A parallel diode is connected to. In the bidirectional DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention shown in FIG. 2, the transformer TR1 (low voltage) used in the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. Instead of a transformer having a center tap on the side winding), a transformer TR2 (a transformer having no center tap on the low-voltage side winding) is used. Also in the transformer TR2, the turn ratio of the low-voltage side winding and the high-voltage side winding is set to 1: N as in the transformer TR1.
ここで、本発明に係る双方向DC/DCコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。 Here, the reason why the fixed step-up magnification of the bidirectional DC / DC converter according to the present invention is larger than the reciprocal of the fixed step-down magnification will be described.
例えば、サブバッテリB1の電圧をVsub、その電圧範囲をVsub_min(最小) 〜 Vsub_max(最大)、メインバッテリB2の電圧をVmain、電圧範囲をVmain_min(最小)〜 Vmain_max(最大)、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を1/β、トランスの全寄生インダクタンスに等価なインダクタンス(トランス高電圧側に設置)をL、トランス高電圧側巻線に流れる電流をIとする。
この場合、昇圧動作において、
Vmain = αVsub − L(dI/dt)
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタTL1、TL2のスイッチングをゼロ電流スイッチング(若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング)とすると、トランジスタTL1、TL2のいずれか一方がオン状態のときの(dI/dt)は正となるため、
Vmain = αVsub − L(dI/dt) < αVsub
が成り立つ。サブバッテリB1およびメインバッテリB2の電圧範囲を考慮すると、
Vmain_max < αVsub_min ・・・(数式1)
となるように固定昇圧倍率(例えば、トランスの巻線比)を選ぶ必要がある。
For example, the voltage of the sub-battery B1 is Vsub, the voltage range is Vsub_min (minimum) to Vsub_max (maximum), the voltage of the main battery B2 is Vmain, the voltage range is Vmain_min (minimum) to Vmain_max (maximum), and the low voltage side winding of the transformer The fixed boost ratio that does not depend on the duty determined by the wire and the high-voltage side winding is α, the fixed step-down ratio that does not depend on the duty determined by the winding ratio of the transformer, etc. is 1 / β, and the inductance equivalent to the total parasitic inductance of the transformer (transformer L on the high voltage side) and I the current flowing in the transformer high voltage side winding.
In this case, in the boost operation,
Vmain = αVsub−L (dI / dt)
Holds.
In order to reduce the switching loss, if the switching of the transistors T L1 and T L2 is zero current switching (or switching with a sufficiently small current value), when either one of the transistors T L1 and T L2 is in the ON state ( dI / dt) is positive, so
Vmain = αVsub−L (dI / dt) <αVsub
Holds. Considering the voltage range of the sub battery B1 and the main battery B2,
Vmain_max <αVsub_min (Formula 1)
Therefore, it is necessary to select a fixed boost ratio (for example, a winding ratio of the transformer).
次に、降圧動作において、
Vsub = (1/β){Vmain − L(dI/dt)}
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタTH1、TH2、TH3、TH4のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング(若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング)とすると、トランジスタTH1とTH4がオン状態(オフ状態)且つトランジスタTH2とTH3がオフ状態(オン状態)のときの(dI/dt)は正となるため、
Vsub = (1/β){Vmain − L(dI/dt)} < (1/β)Vmain
が成り立つ。サブバッテリB1およびメインバッテリB2の電圧範囲を考慮すると、
Vsub_max < (1/β)Vmain_min・・・(数式2)
となるように固定降圧倍率(例えば、トランスの巻線比)を選ぶ必要がある。
Next, in step-down operation,
Vsub = (1 / β) {Vmain−L (dI / dt)}
Holds.
In order to reduce switching loss, among the switching of the transistors T H1 , T H2 , T H3 , and T H4 , switching that reverses the direction of the voltage generated between the transformer terminals is zero current switching (or switching with a sufficiently small current value). ), (DI / dt) is positive when the transistors T H1 and T H4 are in the on state (off state) and the transistors T H2 and T H3 are in the off state (on state).
Vsub = (1 / β) {Vmain−L (dI / dt)} <(1 / β) Vmain
Holds. Considering the voltage range of the sub battery B1 and the main battery B2,
Vsub_max <(1 / β) Vmain_min (Expression 2)
It is necessary to select a fixed step-down magnification (for example, a winding ratio of the transformer) so that
双方向DC−DCコンバータにおいては、数式1と数式2は同時に満たされる必要があるから、数式1、数式2より、
Vsub_max < (1/β)Vmain_min < (α/β)Vsub_min
∴ (α/β) > (Vsub_max/Vsub_min)>1・・・(数式3)
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率(1/β)をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を1:α、降圧時のトランスの巻線比を1:β(<α)とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図1Aの回路は、トランスTR1の巻線比が1:Nなので、α=2N、β=Nの場合に相当し、数式3を満たす。即ち、図1Aの回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向DC−DCコンバータを構成することができる。
In the bidirectional DC-DC converter, since
Vsub_max <(1 / β) Vmain_min <(α / β) Vsub_min
∴ (α / β)> (Vsub_max / Vsub_min)> 1 (Equation 3)
Holds. Therefore, if the fixed step-up magnification α and the fixed step-down magnification (1 / β) are determined only by the transformer winding ratio, the transformer winding ratio at the time of step-up is 1: α, and the transformer winding ratio at the step-down is 1. : It is necessary to adopt different turns ratios at the time of step-up and step-down, such as β (<α), and the circuit configuration becomes very complicated. On the other hand, since the winding ratio of the transformer TR1 is 1: N, the circuit of FIG. 1A corresponds to the case where α = 2N and β = N, and satisfies Equation 3. That is, the circuit of FIG. 1A does not need to change the winding ratio of the transformer at the time of step-up and step-down, so that a bidirectional DC-DC converter can be configured with a simple circuit configuration.
次に、昇圧動作時における本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータの各トランジスタのON、OFF切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図3に示す。 Next, FIG. 3 shows a timing chart showing the ON / OFF switching timing of each transistor of the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention during the step-up operation.
トランジスタTL1をONにしてトランスTR1の低圧側巻線に電流を流すと、トランスTR1の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタTH5及びTH1を通る電流が流れる(図4参照)。このとき、トランジスタTH1の寄生ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTH1をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタTL2をONにしてトランスTR1の低圧側巻線に電流を流すと、トランスTR1の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタTH2及びTH5を通る電流が流れる。このとき、トランジスタTH2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTH2をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。 When the transistor T L1 is turned on and a current flows through the low-voltage side winding of the transformer TR1, an electromotive force is generated in the high-voltage side winding of the transformer TR1, and a current flows through the transistors T H5 and T H1 (see FIG. 4). . In this case, to reduce loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T H1 to ON in accordance with the parasitic diode timing a current flows in the transistor T H1. Similarly, when the transistor T L2 is turned on and a current flows through the low-voltage side winding of the transformer TR1, an electromotive force is generated in the high-voltage side winding of the transformer TR1, and a current flows through the transistors T H2 and T H5 . In this case, to reduce loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T H2 to ON in accordance with the timing at which the current flows through the parallel diode of the transistor T H2. Thereby, efficiency can be further improved.
トランジスタTL1をONにする期間とトランジスタTL2をONにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタTH1及びTH2が同時にONになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタTH1及びTH2の同時ONを防止するために、トランジスタTH1及びTH2が共にOFFになる期間(デッドタイム)を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。 Although a period of the ON period and transistor T L2 to the transistor T L1 to ON are alternately repeated, the transistor T H1 and T H2 resulting in a large short-circuit current flows when turned ON at the same time, the transistors T H1 and T In order to prevent H2 from being turned on simultaneously, a period (dead time) in which both the transistors T H1 and T H2 are turned off is provided. Thereby, efficiency can be further improved.
次に、降圧動作時における本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータの各トランジスタのON、OFF切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図5に示す。 Next, FIG. 5 shows a timing chart showing the ON / OFF switching timing of each transistor of the bidirectional DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention during the step-down operation.
トランジスタTH1及びTH4をONにしてトランスTR1の高圧側巻線に電流を流すと、トランスTR1の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタTL1を通る電流が流れる(図6参照)。このとき、トランジスタTL1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTL1をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタTH3及びTH2をONにしてトランスTR1の高圧側巻線に電流を流すと、トランスTR1の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタTL2を通る電流が流れる。このとき、トランジスタTL2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタTL2をONにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。 When the transistors T H1 and T H4 are turned on and a current is passed through the high-voltage side winding of the transformer TR1, an electromotive force is generated in the low-voltage side winding of the transformer TR1, and a current flows through the transistor T L1 (see FIG. 6). . In this case, to reduce loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T L1 is turned ON in accordance with the timing at which the current flows through the parallel diode of the transistor T L1. Similarly, when the transistors T H3 and T H2 are turned on and a current is passed through the high-voltage side winding of the transformer TR1, an electromotive force is generated in the low-voltage side winding of the transformer TR1, and a current passing through the transistor T L2 flows. In this case, to reduce loss of the diode component by performing synchronous rectification by the transistor T L2 is turned ON in accordance with the timing at which the current flows through the parallel diode of the transistor T L2. Thereby, efficiency can be further improved.
トランジスタTH1及びTH4をONにする期間とトランジスタTH2及びTH3をONにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタTH1及びTH2が同時にONになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタTH3及びTH4が同時にONになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタTH1及びTH2の同時ON並びにトランジスタTH3及びTH4の同時ONを防止するために、トランジスタTH1〜TH4が共にOFFになる期間(デッドタイム)を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。 The period in which the transistors T H1 and T H4 are turned on and the period in which the transistors T H2 and T H3 are turned on are alternately repeated. However, when the transistors T H1 and T H2 are turned on at the same time, a large short-circuit current flows. since the transistor T H3 and T H4 resulting in a large short-circuit current flows when turned oN at the same time, in order to prevent the simultaneous oN of the transistors T H1 and T H2 simultaneously oN and the transistors T H3 and T H4 of the transistors T H1 through T A period (dead time) in which both H4 are OFF is provided. Thereby, efficiency can be further improved.
図1Aに示す本発明の第1実施形態に係る双方向DC/DCコンバータや図2に示す本発明の第2実施形態に係る双方向DC/DCコンバータのように、トランジスタTH5を1つのMOSトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサCH2が充電されたままの状態にてトランジスタTH4がONしたときに、トランジスタTH5の内蔵ダイオード及びトランジスタTH4を介してコンデンサCH2が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサCH2、トランジスタTH4、及びトランジスタTH5がダメージを受けてしまう。 As the bidirectional DC / DC converter according to a second embodiment of the present invention shown in the bidirectional DC / DC converter and 2 according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1A, 1 single MOS transistor T H5 For example, when the transistor T H4 is turned on while the capacitor C H2 is charged, for example, at the time of starting a step-down operation, the transistor T H4 is turned on via the built-in diode of the transistor T H5 and the transistor T H4. The capacitor C H2 is short-circuited and a large short-circuit current flows, and the capacitor C H2 , the transistor T H4 , and the transistor T H5 are damaged.
そこで、例えば、図7に示す本発明の第3実施形態に係る双方向DC/DCコンバータや図8に示す本発明の第4実施形態に係る双方向DC/DCコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図7及び図8において図1Aと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。 Therefore, for example, the configuration of the bidirectional DC / DC converter according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. 7 or the configuration of the bidirectional DC / DC converter according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. desirable. 7 and 8, the same parts as those in FIG. 1A are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
図7に示す本発明の第3実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、トランジスタTH5をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される2つのNチャネルMOSFETによって構成する。これにより、トランジスタTH4がONしたときであっても、トランジスタTH5の内蔵ダイオード及びトランジスタTH4を介してコンデンサCH2が短絡されなくなる。 In the bidirectional DC / DC converter according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. 7, the transistor TH5 is constituted by two N-channel MOSFETs whose sources are connected to each other and a common gate control signal is supplied to the gate. Thus, even when the transistor T H4 is turned on, the capacitor C H2 is not short-circuited via the built-in diode of the transistor T H5 and the transistor T H4 .
また、図8に示す本発明の第4実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、コンデンサCH2に並列に抵抗RH1及びトランジスタTH6によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタTH4をONにする前に、トランジスタTH6をONにしてコンデンサCH2の両端電圧が略0[V]になるまで抵抗RH1による放電を実施した後にトランジスタTH6をOFFにし、その後トランジスタTH4をONにする。これにより、トランジスタTH4がONになって、トランジスタTH5の内蔵ダイオード及びトランジスタTH4を介してコンデンサCH2が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。 Further, in the bidirectional DC / DC converter according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 8, a discharge circuit including a resistor R H1 and a transistor T H6 is provided in parallel with the capacitor C H2 . In the initial stage of the step-down operation, before turning on the transistor T H4 , the transistor T H6 is turned on, and after discharging by the resistor R H1 until the voltage across the capacitor C H2 becomes approximately 0 [V], the transistor T H the H6 to OFF, then the transistor T H4 to oN. As a result, even if the transistor T H4 is turned on and the capacitor C H2 is short-circuited via the built-in diode of the transistor T H5 and the transistor T H4 , no large short-circuit current flows.
次に、図9に示す本発明の第5実施形態に係る双方向DC/DCコンバータについて説明する。図9に示す本発明の第5実施形態に係る双方向DC/DCコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。 Next, a bidirectional DC / DC converter according to a fifth embodiment of the invention shown in FIG. 9 will be described. The bidirectional DC / DC converter according to the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 9 is characterized by using a normally-on device.
GaN系トランジスタ、SiC系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Si系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のP型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンN型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがON状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。 Since compound power devices such as GaN-based transistors and SiC-based transistors have the characteristics of low gate capacitance and low on-resistance, they are expected as next-generation power devices that replace Si-based power devices. Since it is difficult to form a low-resistance P-type active layer in the compound power device, a normally-on N-type device is generally used at present. When a normally-on device is used, the driver that drives the normally-on device has failed because the driver that normally drives the normally-on device is likely to be in the ON state. It is necessary to take care not to cause a short circuit.
そこで、図9に示す本発明の第5実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、トランジスタTH1及びTH3にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタTH1における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタTH3における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタTH1及びTH3のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリB2の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図9に示す本発明の第5実施形態に係る双方向DC/DCコンバータでは、トランジスタTH1及びTH3をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタTH2及びTH4をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタTH1及びTH3をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタTH2及びTH4をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばGaN系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばSiC系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図9に示すようにノーマリーオンデバイス(トランジスタTH1及びTH3)に並列にダイオードを接続することが望ましい。 Therefore, in the bidirectional DC / DC converter according to the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 9, normally- on devices are used for the transistors T H1 and T H3 . As a result, a reduction in switching loss due to a small gate capacitance in the transistor T H1 and a reduction in resistance loss due to a low on-resistance, and a reduction in switching loss due to a small gate capacitance in the transistor T H3 and a reduction in resistance loss due to a low on-resistance are achieved. It is possible to achieve both. In addition, even if one of the transistors T H1 and T H3 is short-circuited due to a failure, the short-circuit between the positive electrode and the negative electrode of the main battery B2 does not occur, so safety is ensured. In the bidirectional DC / DC converter according to the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 9, the transistors T H1 and T H3 are normally on devices, and the transistors T H2 and T H4 are normally off devices. However, contrary to this configuration, the transistors T H1 and T H3 may be normally off devices, and the transistors T H2 and T H4 may be normally on devices. When a compound transistor is used for a normally-on device, for example, a built-in diode is not formed between the source and drain in the case of a GaN-based transistor, and a built-in diode formed between the source and drain in the case of a SiC-based transistor, for example. Since the performance of the diode is not good, it is desirable to connect the diode in parallel to the normally- on device (transistors T H1 and T H3 ) as shown in FIG.
本発明に係る双方向DC/DCコンバータは、例えば図10に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。 The bidirectional DC / DC converter according to the present invention can be applied to a solar charging system for an electric vehicle shown in FIG. 10, for example.
図10に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル1と、ソーラーパネル1の出力電力が最大になるようにソーラーパネル1の出力電圧を制御するMPPT(Maximum Power Point Tracking)制御部2と、サブバッテリ4を管理して制御する制御回路3と、ソーラーパネル1の出力電力を蓄えるサブバッテリ4と、サブバッテリ4から出力される直流電圧をDC/DC変換してメインバッテリ7に供給するDC/DCコンバータ5と、メインバッテリ7を管理して制御する制御回路6と、サブバッテリ4よりも容量が大きいメインバッテリ7とを備えている。また、図10においては図示していないが、DC/DCコンバータ5内の各スイッチング素子のON、OFFを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。
The solar charging system for an electric vehicle shown in FIG. 10 includes a
本発明に係る双方向DC/DCコンバータを図10に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、DC/DCコンバータ5を本発明に係る双方向DC/DCコンバータにすればよい。これにより、メインバッテリ7から出力される直流電圧をDC/DC変換してサブバッテリ4に供給することも可能になる。
When the bidirectional DC / DC converter according to the present invention is applied to the solar charging system for an electric vehicle shown in FIG. 10, the DC /
電気自動車に設けられているインバータ8は、メインバッテリ7から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ9は、インバータ8から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ9の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ9で発生する回生エネルギーは制御回路6によって回収され、メインバッテリ7に蓄えられる。また、サブバッテリ4から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。
An inverter 8 provided in the electric vehicle converts a DC voltage output from the main battery 7 into a motor driving AC voltage. The motor 9 provided in the electric vehicle is rotationally driven by the motor driving AC voltage output from the inverter 8. The drive wheels of the electric vehicle are rotated by the rotation of the motor 9. Regenerative energy generated by the motor 9 during braking of the electric vehicle is recovered by the
図10においては、本発明に係る双方向DC/DCコンバータを備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体(例えばバイク等)用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。 In FIG. 10, the solar charging system including the bidirectional DC / DC converter according to the present invention is the solar charging system for electric vehicles, but may be a solar charging system for other mobile objects (for example, motorcycles). Of course it is possible.
ここで、本発明に係る双方向DC/DCコンバータにおいて、前記トランスの低電圧側巻線に接続されるスイッチング回路にプッシュプル回路を採用した場合、前記トランスの低電圧側巻線の寄生インダクタに起因するサージ電圧を抑制する手段をプッシュプル回路に設けることが高効率化の観点から望ましい。 Here, in the bidirectional DC / DC converter according to the present invention, when a push-pull circuit is adopted as a switching circuit connected to the low voltage side winding of the transformer, a parasitic inductor of the low voltage side winding of the transformer is used. It is desirable to provide the push-pull circuit with means for suppressing the surge voltage caused from the viewpoint of high efficiency.
以下、上記のサージ電圧を抑制する手段について説明する。 Hereinafter, means for suppressing the surge voltage will be described.
図11は第1好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路は、NチャネルMOSFETであるトランジスタTL1及びTL2と、ダイオードDAC1及びDAC2と、NチャネルMOSFETであるトランジスタTAC1及びTAC2とを備えている。 FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the push-pull circuit according to the first preferred example. The push-pull circuit according to the first preferred embodiment shown in FIG. 11 includes transistors T L1 and T L2 that are N-channel MOSFETs, diodes D AC1 and D AC2, and transistors T AC1 and T AC2 that are N-channel MOSFETs. ing.
トランジスタTL1のドレインはトランスTR1の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタTL2のドレインはトランスTR1の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタTL1及びTL2の各ソースはサブバッテリB1の負極に接続される。なお、図11では、トランスTR1の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスPL1及びPL2として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード(内蔵ダイオード)または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。 The drain of the transistor T L1 is connected to one end of the low-voltage side winding of the transformer TR1, the drain of the transistor T L2 is connected to the other end of the low-voltage side winding of the transformer TR1, and the sources of the transistors T L1 and T L2 are sub Connected to the negative electrode of battery B1. In FIG. 11, the parasitic inductance of the low-voltage side winding of the transformer TR1 is shown as parasitic inductances PL1 and PL2. A parallel diode is connected between the source and drain of each transistor. The parallel diode may be a parasitic diode (built-in diode) of each transistor or an externally connected diode.
ダイオードDAC1のアノードはトランジスタTL1のドレインに接続され、ダイオードDAC1のカソードはトランジスタTAC1のドレインに接続され、トランジスタTAC1のソースはサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードDAC2のアノードはトランジスタTL2のドレインに接続され、ダイオードDAC2のカソードはトランジスタTAC2のドレインに接続され、トランジスタTAC2のソースはサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップに接続される。 The anode of the diode D AC1 is connected to the drain of the transistor T L1, the cathode of the diode D AC1 is connected to the drain of the transistor T AC1, the source of the transistor T AC1 is positive electrode and the low-voltage side winding of the transformer TR1 of the sub-battery B1 Connected to the center tap. Similarly, the anode of the diode D AC2 is connected to the drain of the transistor T L2, the cathode of the diode D AC2 is connected to the drain of the transistor T AC2, the positive electrode and the low voltage side of the transformer TR1 sources sub-battery B1 of the transistor T AC2 Connected to the center tap of the winding.
図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタTL1のドレインとトランスTR1の低圧側巻線の一端との接続点AからダイオードDAC1を経由してサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタTAC1が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスTR1の寄生インダクタPL1に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードDAC1を経由してサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタTL2のドレインとトランスTR1の低圧側巻線の他端との接続点BからダイオードDAC2を経由してサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタTAC2が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスTR1の寄生インダクタPL2に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードDAC2を経由してサブバッテリB1の正極及びトランスTR1の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。 In the push-pull circuit according to the first preferred embodiment shown in FIG. 11, the positive electrode of the sub-battery B1 and the transformer are connected from the connection point A between the drain of the transistor T L1 and one end of the low-voltage side winding of the transformer TR1 via the diode DAC1. The transistor T AC1 switches between conduction and interruption of the path leading to the connection point with the center tap of the low-voltage side winding of TR1, and a surge component caused by the parasitic inductor PL1 of the transformer TR1 is generated when the path is conducting. In this case, the surge component is returned to the connection point between the positive electrode of the sub-battery B1 and the center tap of the low-voltage side winding of the transformer TR1 via the diode DAC1 . Similarly, in the push-pull circuit according to the first preferred embodiment shown in FIG. 11, the sub-battery B1 is connected via the diode DAC2 from the connection point B between the drain of the transistor T L2 and the other end of the low-voltage side winding of the transformer TR1. The transistor T AC2 switches between conduction and interruption of the path leading to the connection point between the positive electrode of the transformer TR1 and the center tap of the low-voltage side winding of the transformer TR1, and is caused by the parasitic inductor PL2 of the transformer TR1 when the path is conducting. If a surge component is generated, the surge component is returned to the connection point between the positive electrode of the sub-battery B1 and the center tap of the low-voltage side winding of the transformer TR1 via the diode DAC2 .
したがって、トランジスタTL1がONからOFFに切り替わる時点でトランジスタTAC1がON状態であり、トランジスタTL2がOFFからONに切り替わる時点でトランジスタTAC1がOFF状態であり、トランジスタTL2がONからOFFに切り替わる時点でトランジスタTAC2がON状態であり、トランジスタTL1がOFFからONに切り替わる時点でトランジスタTAC2がOFF状態である必要がある。このため、トランジスタTL1、TL2、TAC1、及びTAC2のON、OFF切り替えは例えば図12に示すようなタイミングで行うとよい。図12に示すようなタイミングでトランジスタTL1、TL2、TAC1、及びTAC2のON、OFF切り替えを行う場合、トランジスタTAC1の制御端子に供給する制御信号はトランジスタTL1の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタTAC2の制御端子に供給する制御信号はトランジスタTL2の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタTAC1の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタTAC2の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。 Therefore, it transistors T AC1 is in an ON state when the transistor T L1 is switched to OFF from ON, the transistor T AC1 when transistor T L2 is switched from OFF to ON is OFF state, the OFF transistor T L2 from ON At the time of switching, the transistor T AC2 is in the ON state, and at the time when the transistor T L1 is switched from OFF to ON, the transistor T AC2 needs to be in the OFF state. Therefore, ON / OFF switching of the transistors T L1 , T L2 , T AC1 , and T AC2 may be performed at the timing shown in FIG. 12, for example. When the transistors T L1 , T L2 , T AC1 , and T AC2 are switched on and off at the timing shown in FIG. 12, the control signal supplied to the control terminal of the transistor T AC1 is supplied to the control terminal of the transistor T L1. Since the control signal supplied to the control terminal of the transistor T AC2 can be generated only by delaying the control signal supplied to the transistor T L2 , the control signal supplied to the control terminal of the transistor T L2 can be generated. It is easy to generate a control signal supplied to the control terminal of T AC1 and a control signal supplied to the control terminal of the transistor T AC2 .
ここで、図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路の接続点Aの電圧と接続点Bの電圧をシミュレーションで求めた結果を図13に示す。また、比較のため、図20に示す従来のサージ電圧抑制手段(ツェナーダイオードZD1及びZD2)を有するプッシュプル回路の接続点Aの電圧と接続点Bの電圧をシミュレーションで求めた結果を図14に示す。図13及び図14それぞれにおいて、太線は接続点Aの電圧を示しており、細線は接続点Bの電圧を示している。また、図13及び図14それぞれにおいて、サブバッテリB1の電圧は12Vとした。 Here, FIG. 13 shows the result of the simulation of the voltage at the connection point A and the voltage at the connection point B of the push-pull circuit according to the first preferred example shown in FIG. For comparison, FIG. 14 shows the results of the simulation of the voltage at the connection point A and the voltage at the connection point B of the push-pull circuit having the conventional surge voltage suppression means (the zener diodes ZD1 and ZD2) shown in FIG. Show. In each of FIG. 13 and FIG. 14, the bold line indicates the voltage at the connection point A, and the thin line indicates the voltage at the connection point B. Further, in each of FIGS. 13 and 14, the voltage of the sub-battery B1 is 12V.
図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスTR1の寄生インダクタPL1に起因する接続点Aの電圧上昇及びトランスTR1の寄生インダクタPL2に起因する接続点Bの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点A、接続点Bの電圧がトランジスタTAC1、TAC2の耐圧を越えて上昇し、トランジスタTAC1、TAC2を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスTR1の寄生インダクタPL1及びPL2に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点A→ダイオードDAC1→トランジスタTAC1→トランスTR1のセンタータップ→寄生インダクタPL1→接続点A、または、接続点B→ダイオードDAC2→トランジスタTAC2→トランスTR1のセンタータップ→寄生インダクタPL2→接続点Bの電流経路で還流させているため、寄生インダクタPL1、PL2に溜まったエネルギーを(ツェナーダイオード等で消費することなく)高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。 According to the push-pull circuit according to the first preferred example shown in FIG. 11, the voltage rise at the connection point A caused by the parasitic inductor PL1 of the transformer TR1 and the voltage rise at the connection point B caused by the parasitic inductor PL2 of the transformer TR1 are greatly increased. Can be reduced. Therefore, the connection point A, the voltage at the connection point B rises beyond the breakdown voltage of the transistor T AC1, T AC2, transistor T AC1, T AC2 can be prevented from destroying. Further, according to the push-pull circuit according to the first preferred example shown in FIG. 11, the connection point A → the diode D AC1 → the transistor T without throwing out the surge component caused by the parasitic inductors PL1 and PL2 of the transformer TR1 to the outside of the circuit. AC1- > center tap of transformer TR1-> parasitic inductor PL1-> connection point A or connection point B-> diode D AC2- > transistor T AC2- > center tap of transformer TR1-> parasitic inductor PL2-> return through the current path of connection point B Therefore, the energy accumulated in the parasitic inductors PL1 and PL2 can be transferred to the high voltage side (without being consumed by a Zener diode or the like), and thus the loss can be greatly reduced.
次に、トランジスタTAC1及びTAC2駆動用ドライバの電源構成例について説明する。 Next, a power source configuration example of the driver for driving the transistors T AC1 and T AC2 will be described.
トランジスタTAC1及びTAC2駆動用ドライバの電源構成の第1実施例を図15に示す。図15において図11と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図15に記載している電圧値は一例である。 FIG. 15 shows a first embodiment of the power supply configuration of the driver for driving the transistors T AC1 and T AC2 . 15, the same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. Note that the voltage values shown in FIG. 15 are examples.
図15に示す第1実施例では、トランジスタTAC1及びTAC2をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリB1の電圧が12Vの場合、トランジスタTAC1駆動用のゲートドライバDV1は、トランジスタTAC1のソース電圧(例えば12V)にトランジスタTAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源(例えば24V電源)を必要とし、トランジスタTAC2駆動用のゲートドライバDV2は、トランジスタTAC2のソース電圧(例えば12V)にトランジスタTAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源(例えば24V電源)を必要とする。そこで、図15に示す第1実施例では、トランジスタTL1のドレイン電圧を抵抗R1及び逆流防止用ダイオードD1を経由して更にコンデンサC1により平滑して直流電圧を得る電源(例えば24V電源)をゲートドライバDV1に接続し、トランジスタTL2のドレイン電圧を抵抗R2及び逆流防止用ダイオードD2を経由して更にコンデンサC2により平滑して直流電圧を得る電源(例えば24V電源)をゲートドライバDV2に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバDV1にはトランジスタTAC1をOFFするための電圧の電源(例えばトランジスタTAC1のソース端子)も接続し、ゲートドライバDV2にはトランジスタTAC2をOFFするための電圧の電源(例えばトランジスタTAC1のソース端子)も接続する。なお、図15に示す第1実施例とは異なり、トランジスタTL1のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源(例えば24V電源)をゲートドライバDV2に接続し、トランジスタTL2のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源(例えば24V電源)をゲートドライバDV1に接続することも可能である。このようなトランジスタTAC1、TAC2を駆動するための電源電圧が得られるのは、図13に示すように、トランジスタTAC1オフ時のトランジスタTAC1のドレイン電圧、および、トランジスタTAC2オフ時のトランジスタTAC2のドレイン電圧が、サブバッテリB1の電圧(例えば、12V)の約2倍(例えば、約24V)となるからである。 In the first embodiment shown in FIG. 15, the transistors T AC1 and T AC2 are normally off transistors, respectively. For example, if the voltage of battery B1 is 12V, the gate driver DV1 of the transistor T AC1 for driving, the voltage applied to the source voltage of the transistor T AC1 (eg 12V) of voltage exceeding the threshold voltage of the transistor T AC1 power (e.g. The gate driver DV2 for driving the transistor T AC2 requires a power source (for example, 24V power source) of a voltage obtained by adding a voltage exceeding the threshold voltage of the transistor T AC2 to the source voltage (for example, 12V) of the transistor T AC2. I need. Therefore, in the first embodiment shown in FIG. 15, the drain voltage of the transistor T L1 is further smoothed by the capacitor C1 via the resistor R1 and the backflow prevention diode D1, and a power source (for example, 24V power source) that obtains a DC voltage is gated. Connected to the driver DV1, and connected to the gate driver DV2 is a power source (for example, 24V power source) that obtains a DC voltage by smoothing the drain voltage of the transistor T L2 via the resistor R2 and the backflow prevention diode D2 by the capacitor C2. Yes. Further, although not shown, since the gate driver DV1 power supply voltage for turning OFF the transistor T AC1 (for example, a source terminal of the transistor T AC1) is also connected to OFF the transistor T AC2 to the gate driver DV2 Is also connected to a power source (for example, the source terminal of the transistor T AC1 ). Unlike the first embodiment shown in FIG. 15, a power source (for example, 24V power source) that obtains a DC voltage using the drain voltage of the transistor T L1 is connected to the gate driver DV2, and the drain voltage of the transistor T L2 is used. It is also possible to connect a power source (for example, 24V power source) for obtaining a DC voltage to the gate driver DV1. Such the power supply voltage for driving the transistor T AC1, T AC2 is obtained, as shown in FIG. 13, the drain voltage of the transistor T AC1 at transistor T AC1 off, and, when the transistor T AC2 off This is because the drain voltage of the transistor T AC2 is about twice (for example, about 24 V) of the voltage (for example, 12 V) of the sub-battery B1.
このような電源構成によると、トランジスタTAC1のソース電圧(例えば12V)にトランジスタTAC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路(例えば、サブバッテリB1の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路)及びトランジスタTAC2のソース電圧(例えば12V)にトランジスタTAC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路(例えば、サブバッテリB1の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路)を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。 According to such a power supply configuration, a special circuit for generating a voltage obtained by adding a voltage exceeding the threshold voltage of the transistor T AC1 to the source voltage (for example, 12 V) of the transistor T AC1 (for example, the output voltage of the sub-battery B1) And a special circuit (for example, the output voltage of the sub-battery B1) for generating a voltage obtained by adding a voltage exceeding the threshold voltage of the transistor T AC2 to the source voltage (for example, 12 V) of the transistor T AC2 Therefore, a simple circuit configuration is obtained.
トランジスタTAC1及びTAC2駆動用ドライバの電源構成の第2実施例を図16に示す。図16において図11と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図16に記載している電圧値は一例である。 FIG. 16 shows a second embodiment of the power supply configuration of the drivers for driving the transistors T AC1 and T AC2 . In FIG. 16, the same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. Note that the voltage values shown in FIG. 16 are examples.
図16に示す第2実施例では、トランジスタTAC1及びTAC2をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタTAC1駆動用のゲートドライバDV3は、トランジスタTAC1のソース電圧(例えば12V)より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタTAC2駆動用のゲートドライバDV4は、トランジスタTAC2のソース電圧(例えば12V)より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図16に示す第2実施例では、他の制御回路用電源(例えば5V電源)をゲートドライバDV3及びDV4に接続している。すなわち、他の制御回路用電源(例えば5V電源)を他の制御回路(例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等)とゲートドライバDV3及びDV4とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバDV3にはトランジスタTAC1をONするための電圧の電源(例えば12V電源)も接続し、ゲートドライバDV4にはトランジスタTAC2をONするための電圧の電源(例えば12V電源)も接続する。 In the second embodiment shown in FIG. 16, the transistors T AC1 and T AC2 are normally on transistors, respectively. In this case, the gate driver DV3 transistor T AC1 drive does not require a power supply of the source voltage (e.g., 12V) larger than the voltage of the transistor T AC1, the gate driver DV4 of the transistor T AC2 for driving the source of the transistor T AC2 It does not require a power supply with a voltage higher than the voltage (for example, 12V). Therefore, in the second embodiment shown in FIG. 16, another control circuit power supply (for example, 5V power supply) is connected to the gate drivers DV3 and DV4. That is, another control circuit power supply (for example, 5V power supply) is shared by another control circuit (for example, a driver or a sensor for driving another transistor) and the gate drivers DV3 and DV4. Although not shown, the gate driver DV3 is also connected to a voltage power source (eg, 12V power source) for turning on the transistor T AC1 , and the gate driver DV4 is connected to a voltage power source for turning on the transistor T AC2. (For example, 12V power supply) is also connected.
このような電源構成によると、ゲートドライバDV3及びDV4専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図16に示す第2実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタTAC1及びTAC2として、GaN系トランジスタやSiC系トランジスタ等のオン抵抗がSi系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタTAC1及びTAC2に化合物トランジスタを用いた場合、例えばGaN系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図16においてはトランジスタTAC1及びTAC2の並列ダイオードを図示していないが、図15と同様にトランジスタTAC1及びTAC2と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。 According to such a power supply configuration, since it is not necessary to provide a power supply exclusively for the gate drivers DV3 and DV4, the number of parts constituting the power supply circuit can be reduced. Further, in the second embodiment shown in FIG. 16, as the transistors T AC1 and T AC2 which are normally on transistors, a compound transistor having a smaller on-resistance than a Si transistor, such as a GaN transistor or a SiC transistor, is used. Further, loss can be reduced. When compound transistors are used as the transistors T AC1 and T AC2 , for example, a built-in diode is not formed between the source and the drain in the case of a GaN-based transistor. Therefore, in FIG. 16, a parallel diode of the transistors T AC1 and T AC2 is illustrated. Although not shown, a diode may be connected in parallel with the transistors T AC1 and T AC2 as in FIG.
次に、第2好適例に係るプッシュプル回路について説明する。図17は第2好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図17において図11と同一の部分には、図11中のトランジスタTAC1及びTAC2を図17ではトランジスタTAC1A及びTAC2Aに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。 Next, a push-pull circuit according to a second preferred example will be described. FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a push-pull circuit according to a second preferred example. In FIG. 17, the same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals except that the transistors T AC1 and T AC2 in FIG. 11 are changed to the transistors T AC1A and T AC2A in FIG.
図17に示す第2好適例に係るプッシュプル回路は、図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路からダイオードDAC1及びDAC2を取り除き、その代わりに同期整流用トランジスタTAC1B及びTAC2Bを設けた構成である。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。 Push-pull circuit according to the second preferred embodiment shown in FIG. 17, a first preferred embodiment to remove from the push-pull circuit diode D AC1 and D AC2 according, synchronous rectification transistor T AC1B and T AC2B instead shown in FIG. 11 Is provided. Since the loss for the diode can be reduced by performing the synchronous rectification, the efficiency can be further improved.
図17に示す第2好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタTL1がONからOFFに切り替わった後でトランジスタTAC1BがOFFからONに切り替わり、トランジスタTAC1AがONからOFFに切り替わる前にトランジスタTAC1BがONからOFFに切り替わり、トランジスタTL2がONからOFFに切り替わった後でトランジスタTAC2BがOFFからONに切り替わり、トランジスタTAC2AがONからOFFに切り替わる前にトランジスタTAC2BがONからOFFに切り替わる必要がある。このため、トランジスタTL1、TL2、TAC1A、TAC2A、TAC1B、及びTAC2BのON、OFF切り替えは例えば図18に示すようなタイミングで行うとよい。 In the push-pull circuit according to the second preferred embodiment shown in FIG. 17, the transistor T AC1B after transistor T L1 is switched from ON to OFF switches ON from OFF, the transistor before transistor T AC1A is switched from ON to OFF T AC1B switches from oN to OFF, the transistor T AC2B after transistor T L2 is switched from oN to OFF switches oN from OFF, switches to OFF transistor T AC2B from oN before transistor T AC2A is switched from oN to OFF There is a need. Therefore, ON / OFF switching of the transistors T L1 , T L2 , T AC1A , T AC2A , T AC1B , and T AC2B may be performed at the timing shown in FIG. 18, for example.
図17に示す第2好適例に係るプッシュプル回路におけるトランジスタTAC1及びTAC2駆動用ドライバの電源構成例は、図11に示す第1好適例に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。 The power supply configuration example of the driver for driving the transistors T AC1 and T AC2 in the push-pull circuit according to the second preferred example shown in FIG. 17 is the same as the push-pull circuit according to the first preferred example shown in FIG. The description is omitted here.
なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。 It should be noted that the contents of the above-described embodiments and the above-described modifications can be implemented in any combination as long as there is no contradiction.
1 ソーラーパネル
2 MPPT制御部
3 制御部
4 サブバッテリ
5 DC/DCコンバータ
6 制御回路
7 メインバッテリ
8 インバータ
9 モータ
B1 サブバッテリ
B2 メインバッテリ
CH1、CH2、C1、C2 コンデンサ
D1、D2、DAC1、DAC2 ダイオード
DV1〜DV4 ゲートドライバ
R1、R2 抵抗
TL1〜TL4 トランジスタ
TH1〜TH5 トランジスタ
TAC1、TAC2 トランジスタ
TR1、TR2 トランス
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記トランスの低電圧側巻線に接続される第1スイッチング回路と、
前記トランスの高電圧側巻線に接続される第2スイッチング回路とを備え、
昇圧動作時に、前記第1スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより昇圧され、前記第2スイッチング回路により整流され、
降圧動作時に、前記第2スイッチング回路のスイッチング動作により生成される交流電圧が前記トランスにより降圧され、前記第1スイッチング回路により整流され、
前記昇圧動作時における最大昇圧倍率が前記降圧動作時における最大降圧倍率の逆数よりも大きく、
前記昇圧動作時に、前記第2スイッチング回路が倍電圧整流回路として動作し、
前記第2スイッチング回路が昇圧チョッパ回路を含まないことを特徴とする双方向DC/DCコンバータ。 With a transformer,
A first switching circuit connected to the low-voltage side winding of the transformer;
A second switching circuit connected to the high-voltage side winding of the transformer,
During the step-up operation, the AC voltage generated by the switching operation of the first switching circuit is boosted by the transformer and rectified by the second switching circuit,
During the step-down operation, the AC voltage generated by the switching operation of the second switching circuit is stepped down by the transformer and rectified by the first switching circuit,
Much larger than the reciprocal of the maximum step-down ratio maximum voltage magnification at the time of the boosting operation at the time of the step-down operation,
During the boost operation, the second switching circuit operates as a voltage doubler rectifier circuit,
The bidirectional DC / DC converter, wherein the second switching circuit does not include a step-up chopper circuit .
前記第1コンデンサの一端、前記第2コンデンサの一端、及び前記第1スイッチング素子の一端が共通接続されることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の双方向DC/DCコンバータ。4. The bidirectional DC / DC according to claim 1, wherein one end of the first capacitor, one end of the second capacitor, and one end of the first switching element are commonly connected. 5. converter.
前記トランスの前記高圧側巻線の一端から他端に向かう方向の電流が前記トランスの前記高圧側巻線に流れたときに前記第1コンデンサが充電され、The first capacitor is charged when a current in a direction from one end to the other end of the high-voltage side winding of the transformer flows through the high-voltage side winding of the transformer;
前記トランスの前記高圧側巻線の他端から一端に向かう方向の電流が前記トランスの前記高圧側巻線に流れたときに前記第2コンデンサが充電されることを特徴とする請求項4に記載の双方向DC/DCコンバータ。The said 2nd capacitor | condenser is charged when the electric current which goes to the one end from the other end of the said high voltage | pressure side winding of the said transformer flows into the said high voltage | pressure side winding of the said transformer. Bidirectional DC / DC converter.
前記第2スイッチング回路が、前記第2コンデンサに並列に接続される放電回路を備えることを特徴とする請求項4又は請求項5に記載の双方向DC/DCコンバータ。 The direction of the potential one end of the second capacitor is higher than the second capacitor and the potential of the other end of said second capacitor during charging,
The bidirectional DC / DC converter according to claim 4 or 5, wherein the second switching circuit includes a discharge circuit connected in parallel to the second capacitor.
前記トランスの前記高圧側巻線の一端に前記第4スイッチング素子の一端、前記第5スイッチング素子の一端、及び前記第1スイッチング素子の他端が接続され、
前記トランスの前記高圧側巻線の他端に前記第2スイッチング素子の一端及び前記第3スイッチング素子の一端が接続され、
前記第2スイッチング素子の他端、前記第4スイッチング素子の他端、及び前記第1コンデンサの他端が共通接続され、
前記第3スイッチング素子の他端、前記第5スイッチング素子の他端、及び前記第2コンデンサの他端が共通接続される双方向DC/DCコンバータであって、
前記第2スイッチング素子及び前記4スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであり、前記第3スイッチング素子及び前記5スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタである、又は、前記第2スイッチング素子及び前記4スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第3スイッチング素子及び前記5スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項4〜7のいずれか1項に記載の双方向DC/DCコンバータ。 The second switching circuit includes a second switching element, a third switching element, a fourth switching element, and a fifth switching element;
One end of the fourth switching element, one end of the fifth switching element, and the other end of the first switching element are connected to one end of the high-voltage side winding of the transformer,
One end of the second switching element and one end of the third switching element are connected to the other end of the high-voltage side winding of the transformer,
The other end of the second switching element, the other end of the fourth switching element, and the other end of the first capacitor are connected in common,
A bidirectional DC / DC converter in which the other end of the third switching element, the other end of the fifth switching element, and the other end of the second capacitor are connected in common;
Each of the second switching element and the four switching elements is a normally on transistor, and each of the third switching element and the five switching elements is a normally off transistor, or each of the second switching element and the four switching elements. The bidirectional DC / DC according to any one of claims 4 to 7, wherein each is a normally-off transistor, and each of the third switching element and the five switching elements is a normally-on transistor. converter.
前記太陽電池から出力される電力を蓄える第1蓄電装置と、
前記第1蓄電装置よりも電圧が大きい第2蓄電装置と、
前記第1蓄電装置と前記第2蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向DC/DCコンバータとを備え、
前記双方向DC/DCコンバータが請求項1〜8のいずれか1項に記載の双方向DC/DCコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。 Solar cells,
A first power storage device that stores electric power output from the solar cell;
A second power storage device having a voltage higher than that of the first power storage device;
A bidirectional DC / DC converter that performs power transmission between the first power storage device and the second power storage device;
The said bidirectional DC / DC converter is a bidirectional DC / DC converter of any one of Claims 1-8, The solar charging system characterized by the above-mentioned.
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