JP5708457B2

JP5708457B2 - Overcurrent detection circuit and load driving device

Info

Publication number: JP5708457B2
Application number: JP2011257483A
Authority: JP
Inventors: 武四秋吉
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-11-25
Filing date: 2011-11-25
Publication date: 2015-04-30
Anticipated expiration: 2031-11-25
Also published as: JP2013115479A

Description

本発明は、負荷に流れる過電流を検出する過電流検出回路およびその過電流検出回路を備えた負荷駆動装置に関する。 The present invention relates to an overcurrent detection circuit that detects an overcurrent flowing through a load, and a load driving device including the overcurrent detection circuit.

駆動用電源から負荷に対する電力供給を制御して負荷を駆動する負荷駆動装置には、負荷に流れる過電流を検出する過電流検出回路が設けられることが一般的である。このような過電流検出回路としては、負荷電流が流れる経路に介在するシャント抵抗の各端子電圧を入力し、その入力した電圧に基づいて負荷に過大な電流が流れているか否かを判断するという構成が広く用いられている（例えば特許文献１参照）。 2. Description of the Related Art Generally, an overcurrent detection circuit that detects an overcurrent flowing through a load is provided in a load driving apparatus that drives a load by controlling power supply to a load from a driving power supply. As such an overcurrent detection circuit, each terminal voltage of the shunt resistor interposed in the path through which the load current flows is input, and it is determined whether or not an excessive current flows through the load based on the input voltage. The configuration is widely used (see, for example, Patent Document 1).

特開２００９−２２５０８７号公報JP 2009-225087 A

しかし、従来の過電流検出回路には次のような問題があった。すなわち、一般に過電流検出回路に供給される回路用電源電圧は、上記駆動用電源から出力される駆動用電源電圧に比べて低い。そのため、従来の過電流検出回路により、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出するためには、過電流検出回路の入力に定常的に高い電圧が加わる構成を採用せざるを得ない。そのため、回路用電源電圧として高い電圧を用いるなどして過電流検出回路を構成するトランジスタに対してその耐圧を超える電圧が加わらないようにするなどの対策が必要であった。 However, the conventional overcurrent detection circuit has the following problems. That is, the circuit power supply voltage generally supplied to the overcurrent detection circuit is lower than the drive power supply voltage output from the drive power supply. Therefore, in order to detect an overcurrent caused by an abnormality (ground fault) in which the voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is close to the ground potential with a conventional overcurrent detection circuit, the input to the overcurrent detection circuit is used. A configuration in which a constantly high voltage is applied must be adopted. Therefore, it has been necessary to take measures such as using a high voltage as the circuit power supply voltage so that a voltage exceeding the withstand voltage is not applied to the transistors constituting the overcurrent detection circuit.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路用電源電圧としてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常が原因で生じる過電流を検出することができる過電流検出回路および負荷駆動装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to cause an abnormality in which the voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is near the ground potential without using an unnecessarily high voltage as the circuit power supply voltage. It is an object to provide an overcurrent detection circuit and a load driving device capable of detecting an overcurrent generated in the above.

請求項１に記載の手段によれば、シャント抵抗、検出電流出力部および過電流判定部を備えた過電流検出回路である。シャント抵抗は、負荷駆動用電源から一対の電源線を通じて駆動用電源電圧の供給を受ける負荷と、それら一対の電源線のうち高電位側の電源線との間の給電経路に介在するように設けられる。従って、シャント抵抗の各端子のうち、高電位側の電源線側に接続される端子が高電位側端子となり、負荷側に接続される端子が低電位側端子となる。検出電流出力部は、シャント抵抗の各端子電圧を入力し、その入力した電圧から負荷に流れる電流に応じた検出電流を出力するものであり、具体的には次のように構成される。 According to the means described in claim 1, the overcurrent detection circuit includes a shunt resistor, a detection current output unit, and an overcurrent determination unit. The shunt resistor is provided so as to be interposed in the power supply path between the load that receives the drive power supply voltage from the load drive power supply through the pair of power supply lines and the power supply line on the high potential side of the pair of power supply lines. It is done. Accordingly, among each terminal of the shunt resistor, a terminal connected to the high potential side power supply line side is a high potential side terminal, and a terminal connected to the load side is a low potential side terminal. The detection current output unit inputs each terminal voltage of the shunt resistor and outputs a detection current corresponding to the current flowing through the load from the input voltage. Specifically, the detection current output unit is configured as follows.

すなわち、検出電流出力部は、ＰＮＰ形の第１トランジスタ、ＮＰＮ形の第２トランジスタ、第１ダイオードおよび第２ダイオードを備えている。第１トランジスタは、駆動用電源電圧に比べて低い回路用電源電圧を供給するための回路用電源供給端子とシャント抵抗の低電位側端子との間にエミッタ・コレクタ間が接続される。第２トランジスタは、回路用電源供給端子とシャント抵抗の低電位側端子との間にコレクタ・エミッタ間が接続される。第１ダイオードは、第１トランジスタのエミッタから回路用電源供給端子の間に逆方向に介在して設けられる。第２ダイオードは、シャント抵抗の低電位側端子から第２トランジスタのエミッタの間に逆方向に介在して設けられる。抵抗は、第２トランジスタのエミッタとシャント抵抗の低電位側端子との間に介在して設けられる。また、第１トランジスタのエミッタから第２トランジスタのベースの間に、第１ダイオードが逆方向に介して接続される。
In other words, the detection current output unit includes a PNP-type first transistor, an NPN-type second transistor, a first diode, and a second diode. The first transistor has an emitter-collector connected between a circuit power supply terminal for supplying a circuit power supply voltage lower than the drive power supply voltage and a low potential side terminal of the shunt resistor. The collector and emitter of the second transistor are connected between the circuit power supply terminal and the low potential side terminal of the shunt resistor. The first diode is provided interposed reverse direction from the emitter of the first transistor between the circuit power supply terminal operators. The second diode is provided interposed reverse direction between the low potential side terminal of the shunt resistor emitter capacitor of the second transistor. The resistor is provided between the emitter of the second transistor and the low potential side terminal of the shunt resistor. Between the emitter of the first transistor of the base of the second transistor is connected to the first diode through the reverse direction.

このような構成によれば、シャント抵抗の高電位側端子の電圧が第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１ダイオードのカソード・アノード間、第２トランジスタのベース・エミッタ間および第２ダイオードのアノード・カソード間を通じて抵抗の一方の端子に印加されるとともに、シャント抵抗の低電位側端子の電圧が抵抗の他方の端子に印加されることになる。あるいは、シャント抵抗の高電位側端子の電圧が第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１ダイオードのカソード・アノード間および第２トランジスタのベース・エミッタ間を通じて抵抗の一方の端子に印加されるとともに、シャント抵抗の低電位側端子の電圧が第２ダイオードのカソード・アノード間を通じて抵抗の他方の端子に印加されることになる。これにより、抵抗の端子間には、シャント抵抗の端子間電圧と同程度の電圧が印加される。そのため、抵抗には負荷に流れる電流に応じた電流が流れることになる。検出電流出力部は、このような抵抗に流れる電流に応じた検出電流を出力する。 According to such a configuration, the voltage at the high potential side terminal of the shunt resistor is between the base and emitter of the first transistor, between the cathode and anode of the first diode, between the base and emitter of the second transistor, and the anode of the second diode. The voltage is applied to one terminal of the resistor through the cathode, and the voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is applied to the other terminal of the resistor. Alternatively, the voltage of the high-potential side terminal of the shunt resistor is applied to one terminal of the resistor through the base and emitter of the first transistor, between the cathode and anode of the first diode, and between the base and emitter of the second transistor, The voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is applied to the other terminal of the resistor through the cathode and anode of the second diode. As a result, a voltage comparable to the voltage across the shunt resistor is applied between the resistors. Therefore, a current corresponding to the current flowing through the load flows through the resistor. The detection current output unit outputs a detection current corresponding to the current flowing through such a resistor.

過電流判定部は、上記した構成の検出電流出力部から出力される検出電流に基づいて負荷に過電流が流れているか否かを判定する。このような構成によれば、負荷のシャント抵抗側の端子（＝シャント抵抗の低電位側端子）の電圧がグランド電位（接地電位＝０Ｖ）付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出することができる。 The overcurrent determination unit determines whether or not an overcurrent is flowing through the load based on the detection current output from the detection current output unit configured as described above. According to such a configuration, an overcurrent caused by an abnormality (ground fault) in which the voltage on the shunt resistor side terminal of the load (= the low potential side terminal of the shunt resistor) is near the ground potential (ground potential = 0 V). Can be detected.

さらに、本手段によれば、次のような作用が得られる。すなわち、過電流が流れることなく通常どおり負荷が駆動されているとき（通常動作時）、第１トランジスタのベースには駆動用電源電圧に近い電圧が与えられており、第１トランジスタのエミッタには回路用電源電圧に近い電圧が与えられている。そのため、第１トランジスタのベース・エミッタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。また、第１トランジスタのコレクタには駆動用電源電圧よりシャント抵抗の端子間電圧だけ低い電圧が与えられている。なお、通常、過電流が流れていないときのシャント抵抗の端子間電圧は極めて低い値となる。そのため、第１トランジスタのコレクタ・エミッタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。一方、通常動作時、第２トランジスタのエミッタには駆動用電源電圧よりシャント抵抗の端子間電圧だけ低い電圧が与えられており、第２トランジスタのコレクタには回路用電源電圧に近い電圧が与えられている。そのため、第２トランジスタのエミッタ・コレクタ間には、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差に応じた電圧が印加される。 Furthermore, according to this means, the following operation can be obtained. That is, when the load is driven as usual without overcurrent flowing (normal operation), a voltage close to the drive power supply voltage is applied to the base of the first transistor, and the emitter of the first transistor is applied to the emitter of the first transistor. A voltage close to the circuit power supply voltage is applied. Therefore, a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage and the circuit power supply voltage is applied between the base and emitter of the first transistor. Further, the collector of the first transistor is given a voltage lower than the driving power supply voltage by the voltage across the terminals of the shunt resistor. Normally, the voltage across the shunt resistor when no overcurrent flows is a very low value. Therefore, a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage and the circuit power supply voltage is applied between the collector and emitter of the first transistor. On the other hand, during normal operation, the emitter of the second transistor is given a voltage lower than the drive power supply voltage by the voltage across the shunt resistor, and the collector of the second transistor is given a voltage close to the circuit power supply voltage. ing. Therefore, a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage and the circuit power supply voltage is applied between the emitter and collector of the second transistor.

従って、駆動用電源電圧および回路用電源電圧の差が大きいほど、通常動作時に第１トランジスタのベース・エミッタ間、第１トランジスタのコレクタ・エミッタ間および第２トランジスタのエミッタ・コレクタ間に高い電圧（過電圧）が印加されることになる。その印加される過電圧が第１、第２トランジスタの耐圧（エミッタ・ベース間またはコレクタ・エミッタ間の耐圧）を超えた場合、第１、第２トランジスタがブレークダウンして電流が流れ、第１、第２トランジスタが故障に至る可能性がある。 Accordingly, the larger the difference between the driving power supply voltage and the circuit power supply voltage, the higher the voltage between the base and emitter of the first transistor, between the collector and emitter of the first transistor, and between the emitter and collector of the second transistor during normal operation ( Overvoltage) is applied. When the applied overvoltage exceeds the breakdown voltage (emitter-base or collector-emitter breakdown voltage) of the first and second transistors, the first and second transistors break down and current flows, There is a possibility that the second transistor will fail.

しかし、本手段の構成では、第１、第２トランジスタがブレークダウンすることにより流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１、第２ダイオードが設けられている。そのため、第１、第２トランジスタがブレークダウンして電流が流れることが抑止され、第１、第２トランジスタが故障する事態は生じない。従って、本手段によれば、回路用電源電圧を高くするなどして駆動用電源電圧と回路用電源電圧との差を小さくする必要がなくなるため、回路用電源電圧を設定する上での設計自由度が増すという効果が得られる。このように、本手段によれば、回路用電源電圧としてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常が原因で生じる過電流を検出することができる。 However, in the configuration of this means, the first and second diodes are provided in the path of the current flowing by the breakdown of the first and second transistors so as to be opposite to the current path. . For this reason, the first and second transistors are prevented from breaking down and current flows, and the first and second transistors do not fail. Therefore, according to the present means, it is not necessary to reduce the difference between the drive power supply voltage and the circuit power supply voltage by increasing the circuit power supply voltage, etc., so that the design freedom in setting the circuit power supply voltage can be reduced. The effect of increasing the degree is obtained. Thus, according to this means, an overcurrent caused by an abnormality in which the voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is near the ground potential can be detected without using an unnecessarily high voltage as the circuit power supply voltage. Can do.

請求項２に記載の手段によれば、過電流判定部は、一方の端子に基準電位が与えられる検出抵抗を備えている。そして、過電流判定部は、その検出抵抗に検出電流を流すことにより検出抵抗の端子間に生じる検出電圧と、基準電位を基準に生成される判定電圧とを比較し、検出電圧が判定電圧を超えると負荷に過電流が流れていると判定する。この場合、検出電圧および判定電圧は、いずれも基準電位を基準として生成される電圧であるため、例えば回路用電源電圧の変動の影響を受けることがない。そのため、本手段によれば、電源電圧の変動などの影響を極力排除した上で過電流の判定が行われるため、その判定精度が高くなるという効果が得られる。 According to the means described in claim 2, the overcurrent determination unit includes a detection resistor in which a reference potential is applied to one terminal. Then, the overcurrent determination unit compares the detection voltage generated between the terminals of the detection resistor by flowing the detection current through the detection resistor and the determination voltage generated based on the reference potential, and the detection voltage determines the determination voltage. If exceeded, it is determined that an overcurrent flows through the load. In this case, since the detection voltage and the determination voltage are both voltages generated with reference to the reference potential, the detection voltage and the determination voltage are not affected by fluctuations in the circuit power supply voltage, for example. Therefore, according to the present means, since the determination of the overcurrent is performed after eliminating the influence of the fluctuation of the power supply voltage or the like as much as possible, there is an effect that the determination accuracy becomes high.

請求項３に記載の手段によれば、第１ダイオードおよび第２ダイオードは、バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用して構成されている。このような構成の第１ダイオードおよび第２ダイオードを採用した場合であっても、上記各手段と同様の作用および効果を得ることができる。 According to the means described in claim 3, the first diode and the second diode are configured by using a PN junction of a bipolar transistor. Even when the first diode and the second diode having such a configuration are employed, the same operations and effects as the above-described means can be obtained.

請求項４に記載の手段によれば、検出電流出力部は、第２トランジスタのコレクタ電流を入力とするカレントミラー回路を備えている。そして、検出電流出力部は、そのカレントミラー回路の出力電流を検出電流として出力する。このように、カレントミラー回路を主体として検出電流出力部を構成することにより、回路規模を比較的小さくすることができる。 According to a fourth aspect of the present invention, the detection current output unit includes a current mirror circuit that receives the collector current of the second transistor as an input. The detection current output unit outputs the output current of the current mirror circuit as a detection current. In this manner, the circuit scale can be made relatively small by configuring the detection current output unit mainly using the current mirror circuit.

請求項５に記載の手段によれば、上記各手段のいずれか一つに記載の過電流検出回路と、駆動制御回路とを備えた負荷駆動装置である。駆動制御回路は、負荷駆動用電源から負荷への給電を制御することにより、負荷の駆動を制御する。また、駆動制御回路は、過電流判定部により負荷に過電流が流れていると判定されると、負荷に対する給電について所定の保護動作を実行する。このような構成によれば、シャント抵抗の低電位側端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で負荷に過電流が流れると、その状態を検出して所定の保護動作が実行されるため、過電流による負荷や回路の故障を未然に防止することができる。 According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a load driving device including the overcurrent detection circuit according to any one of the above-described means and a drive control circuit. The drive control circuit controls driving of the load by controlling power supply from the load driving power source to the load. In addition, when the overcurrent determination unit determines that an overcurrent is flowing through the load, the drive control circuit performs a predetermined protection operation for power supply to the load. According to such a configuration, when an overcurrent flows to the load due to an abnormality (ground fault) in which the voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor is near the ground potential, the state is detected and a predetermined protection operation is performed. Since it is executed, it is possible to prevent a load or circuit failure due to overcurrent.

本発明の第１の実施形態を示すもので、負荷駆動装置の概略的な構成図BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The 1st Embodiment of this invention is shown, The schematic block diagram of a load drive device 第２の実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent diagram showing the second embodiment 第３の実施形態を示すもので、過電流検出回路の概略的な構成図Schematic configuration diagram of an overcurrent detection circuit according to a third embodiment 耐圧保持部の段数を変更した変形例を示す図３相当図FIG. 3 equivalent diagram showing a modified example in which the number of stages of the pressure-resistant holding portion is changed. トランジスタのＰＮ接合を利用して構成されるダイオードを示す図The figure which shows the diode comprised using the PN junction of a transistor

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１を参照しながら説明する。
図１は、負荷駆動装置の概略的な構成を示している。図１に示す負荷駆動装置１は、負荷駆動用電源（図示せず）から負荷２への給電を制御することにより負荷２の駆動を制御する駆動制御回路３と、負荷２に流れる過電流を検出する過電流検出回路４とを備えている。負荷２は、抵抗性負荷であり、その抵抗値は例えば４．９９Ωとなっている。負荷駆動装置１には、上記負荷駆動用電源から一対の電源線５、６を通じて駆動用電源電圧Ｖｄが供給される。駆動用電源電圧Ｖｄの定常値は、例えば＋５０Ｖとなっている。また、負荷駆動装置１には、回路用電源（図示せず）から一対の電源線７、６を通じて回路用電源電圧Ｖｃが供給される。回路用電源電圧Ｖｃの定常値は、駆動用電源電圧Ｖｄに比べて低い値であり、例えば＋５Ｖとなっている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 1 shows a schematic configuration of a load driving device. A load driving device 1 shown in FIG. 1 includes a drive control circuit 3 that controls driving of the load 2 by controlling power feeding from a load driving power source (not shown) to the load 2, and an overcurrent flowing through the load 2. And an overcurrent detection circuit 4 for detection. The load 2 is a resistive load, and its resistance value is, for example, 4.99Ω. The load driving device 1 is supplied with a driving power supply voltage Vd from the load driving power supply through a pair of power supply lines 5 and 6. The steady value of the drive power supply voltage Vd is, for example, + 50V. The load driving device 1 is supplied with a circuit power supply voltage Vc through a pair of power supply lines 7 and 6 from a circuit power supply (not shown). The steady-state value of the circuit power supply voltage Vc is lower than the drive power supply voltage Vd, for example, + 5V.

駆動制御回路３は、Ｐチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴである負荷駆動用のトランジスタＭ１、抵抗Ｒ１、制御部８、駆動部９などを備えている。トランジスタＭ１のソースは、高電位側の電源線５に接続されている。トランジスタＭ１のドレインは、過電流検出回路４のシャント抵抗Ｒｓ、負荷接続端子Ｐ１および負荷２を通じて低電位側の電源線６に接続されている。トランジスタＭ１のゲート・ソース間は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。抵抗Ｒ１は、トランジスタＭ１のゲートが駆動されていないときにトランジスタＭ１を確実にオフするために設けられている。制御部８は、図示しない上位の制御回路から与えられる指令信号に従いトランジスタＭ１のゲートを駆動するゲート信号Ｓｇを生成する。そのゲート信号Ｓｇは、制御部８の出力段に設けられたＡＮＤ回路１０を通じて駆動部９に与えられる。 The drive control circuit 3 includes a load driving transistor M1, which is a P-channel power MOSFET, a resistor R1, a control unit 8, a drive unit 9, and the like. The source of the transistor M1 is connected to the power supply line 5 on the high potential side. The drain of the transistor M1 is connected to the power line 6 on the low potential side through the shunt resistor Rs of the overcurrent detection circuit 4, the load connection terminal P1, and the load 2. The gate and source of the transistor M1 are connected via a resistor R1. The resistor R1 is provided to reliably turn off the transistor M1 when the gate of the transistor M1 is not driven. The control unit 8 generates a gate signal Sg for driving the gate of the transistor M1 in accordance with a command signal given from an upper control circuit (not shown). The gate signal Sg is given to the drive unit 9 through the AND circuit 10 provided at the output stage of the control unit 8.

ＡＮＤ回路１０の非反転入力端子には、ゲート信号Ｓｇが与えられる。ＡＮＤ回路１０の反転入力端子には、過電流検出回路４から出力される過電流判定信号Ｓａが与えられる。このような構成により、過電流判定信号ＳａがＬレベル（例えば電源線６の電位＝０Ｖ）であるとき、ゲート信号Ｓｇがそのまま駆動部９に与えられる。一方、過電流判定信号ＳａがＨレベル（例えば電源線７の電位＝＋５Ｖ）であるとき、ゲート信号Ｓｇは常時Ｌレベルに固定された状態で駆動部９に与えられる。 A gate signal Sg is given to the non-inverting input terminal of the AND circuit 10. The inverting input terminal of the AND circuit 10 is supplied with an overcurrent determination signal Sa output from the overcurrent detection circuit 4. With this configuration, when the overcurrent determination signal Sa is at the L level (for example, the potential of the power supply line 6 = 0V), the gate signal Sg is supplied to the drive unit 9 as it is. On the other hand, when the overcurrent determination signal Sa is at the H level (for example, the potential of the power supply line 7 = + 5 V), the gate signal Sg is given to the drive unit 9 in a state of being always fixed at the L level.

駆動部９は、図示しないチャージポンプ回路などを備えており、制御部８から与えられるゲート信号Ｓｇに従ったゲート駆動信号Ｓｄを出力する。ゲート駆動信号Ｓｄは、ゲート信号Ｓｇを、反転するとともにトランジスタＭ１のゲートを駆動可能な電圧まで昇圧した信号である。駆動部９から出力されるゲート駆動信号Ｓｄは、トランジスタＭ１のゲートに与えられる。 The drive unit 9 includes a charge pump circuit (not shown) and the like, and outputs a gate drive signal Sd according to the gate signal Sg provided from the control unit 8. The gate drive signal Sd is a signal obtained by inverting the gate signal Sg to a voltage that can drive the gate of the transistor M1. The gate drive signal Sd output from the drive unit 9 is given to the gate of the transistor M1.

過電流検出回路４は、シャント抵抗Ｒｓと、検出電流出力部１１と、過電流判定部１２とを備えている。シャント抵抗Ｒｓの一方の端子はトランジスタＭ１のドレインに接続され、他方の端子は負荷２に接続されている。つまり、シャント抵抗Ｒｓは、高電位側の電源線５と負荷２との間の給電経路に介在している。従って、シャント抵抗Ｒｓの各端子のうち、高電位側の電源線５側に接続される端子が高電位側端子となり、負荷２側に接続される端子が低電位側端子となる。シャント抵抗Ｒｓの抵抗値は、例えば１０ｍΩ（＝０．０１Ω）となっている。 The overcurrent detection circuit 4 includes a shunt resistor Rs, a detection current output unit 11, and an overcurrent determination unit 12. One terminal of the shunt resistor Rs is connected to the drain of the transistor M1, and the other terminal is connected to the load 2. That is, the shunt resistor Rs is interposed in the power supply path between the power line 5 on the high potential side and the load 2. Therefore, among the terminals of the shunt resistor Rs, the terminal connected to the high potential side power supply line 5 side becomes the high potential side terminal, and the terminal connected to the load 2 side becomes the low potential side terminal. The resistance value of the shunt resistor Rs is, for example, 10 mΩ (= 0.01Ω).

検出電流出力部１１は、シャント抵抗Ｒｓの各端子電圧を入力し、その入力した電圧から電流ＩＬ（負荷２に流れる電流）に応じた検出電流を生成して出力する。検出電流出力部１１は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタである第１トランジスタＴ１と、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタである第２トランジスタＴ２と、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２と、抵抗Ｒ２と、所定の定電流を出力する電流源１３と、カレントミラー回路１４とを備えている。 The detection current output unit 11 receives each terminal voltage of the shunt resistor Rs, generates a detection current corresponding to the current IL (current flowing through the load 2) from the input voltage, and outputs the detection current. The detection current output unit 11 includes a first transistor T1 that is a PNP bipolar transistor, a second transistor T2 that is an NPN bipolar transistor, a first diode D1, a second diode D2, a resistor R2, and a predetermined constant. A current source 13 for outputting a current and a current mirror circuit 14 are provided.

第１トランジスタＴ１のベースは、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子に接続されている。第１トランジスタＴ１のコレクタは、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子に接続されている。第１トランジスタＴ１のエミッタは、第１ダイオードＤ１のカソードに接続されている。第１ダイオードＤ１のアノードは、電流源１３を通じて電源線７（回路用電源供給端子に相当）に接続されている。つまり、第１ダイオードＤ１は、第１トランジスタＴ１のエミッタと電源線７との間に逆方向に介在している。 The base of the first transistor T1 is connected to the high potential side terminal of the shunt resistor Rs. The collector of the first transistor T1 is connected to the low potential side terminal of the shunt resistor Rs. The emitter of the first transistor T1 is connected to the cathode of the first diode D1. The anode of the first diode D1 is connected to the power line 7 (corresponding to a circuit power supply terminal) through the current source 13. That is, the first diode D1 is interposed in the reverse direction between the emitter of the first transistor T1 and the power supply line 7.

第２トランジスタＴ２のベースは、第１ダイオードＤ１のアノードに接続されている。つまり、第１トランジスタＴ１のエミッタと第２トランジスタＴ２のベースとの間は、第１ダイオードＤ１を逆方向に介して接続されている。第２トランジスタＴ２のコレクタは、カレントミラー回路１４を通じて電源線７に接続されている。第２トランジスタＴ２のエミッタは、第２ダイオードＤ２のアノードに接続されている。第２ダイオードＤ２のカソードは、抵抗Ｒ２を介してシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子に接続されている。つまり、第２ダイオードＤ２は、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子と第２トランジスタＴ２のエミッタとの間に逆方向に介在している。なお、抵抗Ｒ２の抵抗値は、例えば１０ｋΩとなっている。 The base of the second transistor T2 is connected to the anode of the first diode D1. That is, the first diode D1 is connected in the reverse direction between the emitter of the first transistor T1 and the base of the second transistor T2. The collector of the second transistor T2 is connected to the power supply line 7 through the current mirror circuit 14. The emitter of the second transistor T2 is connected to the anode of the second diode D2. The cathode of the second diode D2 is connected to the low potential side terminal of the shunt resistor Rs via the resistor R2. That is, the second diode D2 is interposed in the opposite direction between the low potential side terminal of the shunt resistor Rs and the emitter of the second transistor T2. The resistance value of the resistor R2 is, for example, 10 kΩ.

カレントミラー回路１４は、２つのトランジスタＴ３、Ｔ４により構成されている。トランジスタＴ３、Ｔ４は、いずれもＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、互いのエミッタおよび互いのベースがそれぞれ共通接続されている。トランジスタＴ３、Ｔ４の共通のエミッタは、電源線７に接続されている。入力側のトランジスタＴ３のベースおよびコレクタは共通接続されるとともに、第２トランジスタＴ２のコレクタに接続されている。この場合、出力側のトランジスタＴ４のコレクタ電流が検出電流となる。また、カレントミラー回路１４のミラー比は１：１となっている。このような構成により、カレントミラー回路１４は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流を入力とし、そのコレクタ電流と同等の検出電流を出力する。 The current mirror circuit 14 includes two transistors T3 and T4. The transistors T3 and T4 are both PNP bipolar transistors, and their emitters and bases are commonly connected to each other. A common emitter of the transistors T3 and T4 is connected to the power supply line 7. The base and collector of the transistor T3 on the input side are connected in common and also connected to the collector of the second transistor T2. In this case, the collector current of the transistor T4 on the output side becomes the detection current. The mirror ratio of the current mirror circuit 14 is 1: 1. With such a configuration, the current mirror circuit 14 receives the collector current of the second transistor T2 as an input and outputs a detection current equivalent to the collector current.

過電流判定部１２は、検出抵抗Ｒｄと、電圧源１５と、コンパレータＣＰ１とを備えている。検出抵抗Ｒｄの一方の端子は、電源線６に接続されている。つまり、検出抵抗Ｒｄの一方の端子には、電源線６の電位である０Ｖ（グランド電位）が与えられている。本実施形態では、電源線６の電位が基準電位に相当する。検出抵抗Ｒｄの他方の端子は、検出電流出力部１１のトランジスタＴ４のコレクタに接続されている。検出抵抗Ｒｄの抵抗値は、例えば３０ｋΩとなっている。電圧源１５は、電源線６の電位を基準に判定電圧Ｖrefを生成する。判定電圧Ｖrefの電圧値は、例えば＋０．９Ｖとなっている。 The overcurrent determination unit 12 includes a detection resistor Rd, a voltage source 15, and a comparator CP1. One terminal of the detection resistor Rd is connected to the power supply line 6. That is, 0 V (ground potential) that is the potential of the power supply line 6 is applied to one terminal of the detection resistor Rd. In the present embodiment, the potential of the power supply line 6 corresponds to the reference potential. The other terminal of the detection resistor Rd is connected to the collector of the transistor T4 of the detection current output unit 11. The resistance value of the detection resistor Rd is, for example, 30 kΩ. The voltage source 15 generates a determination voltage Vref based on the potential of the power supply line 6. The voltage value of the determination voltage Vref is, for example, + 0.9V.

コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、検出抵抗Ｒｄの他方の端子の電圧である検出電圧Ｖdetが与えられる。コンパレータの反転入力端子には、判定電圧Ｖrefが与えられる。コンパレータＣＰ１は、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefを比較し、その比較結果を示す過電流判定信号Ｓａを出力する。過電流判定信号Ｓａは、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを上回るとＨレベル（例えば電源線７の電位＝＋５Ｖ）となる。また、過電流判定信号Ｓａは、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを下回るとＬレベル（例えば電源線６の電位＝０Ｖ）となる。 A detection voltage Vdet which is a voltage of the other terminal of the detection resistor Rd is applied to the non-inverting input terminal of the comparator CP1. A determination voltage Vref is applied to the inverting input terminal of the comparator. The comparator CP1 compares the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref, and outputs an overcurrent determination signal Sa indicating the comparison result. When the detection voltage Vdet exceeds the determination voltage Vref, the overcurrent determination signal Sa becomes H level (for example, the potential of the power supply line 7 = + 5 V). Further, the overcurrent determination signal Sa becomes L level (for example, the potential of the power supply line 6 = 0 V) when the detection voltage Vdet is lower than the determination voltage Vref.

次に、上記構成の作用について説明する。
まず、負荷２に過大な電流が流れることなく、負荷駆動装置１による負荷２の駆動が正常に行われているとき（通常時）の動作について説明する。通常時、トランジスタＭ１がオン駆動されていれば、負荷２に流れる電流ＩＬは１０Ａ（＝５０Ｖ／（０．０１Ω＋４．９９Ω））となる。このとき、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧は約５０Ｖであり、低電位側端子の電圧は約４９．９Ｖである。シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧は、第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間、第１ダイオードＤ１のカソード・アノード間、第２トランジスタＴ２のベース・エミッタ間および第２ダイオードＤ２のアノード・カソード間を通じて抵抗Ｒ２の一方の端子に印加される。また、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の電圧は、抵抗Ｒ２の他方の端子に印加される。ここで、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦが互いに等しいとすると、抵抗Ｒ２の端子間には、シャント抵抗Ｒｓの端子間電圧と等しい電圧（０．１Ｖ）が印加される。 Next, the operation of the above configuration will be described.
First, the operation when the drive of the load 2 by the load driving device 1 is normally performed (normal time) without excessive current flowing through the load 2 will be described. When the transistor M1 is normally turned on, the current IL flowing through the load 2 is 10A (= 50V / (0.01Ω + 4.99Ω)). At this time, the voltage of the high potential side terminal of the shunt resistor Rs is about 50V, and the voltage of the low potential side terminal is about 49.9V. The voltage at the high potential side terminal of the shunt resistor Rs is between the base and emitter of the first transistor T1, between the cathode and anode of the first diode D1, between the base and emitter of the second transistor T2, and the anode and cathode of the second diode D2. The voltage is applied to one terminal of the resistor R2 through the gap. The voltage at the low potential side terminal of the shunt resistor Rs is applied to the other terminal of the resistor R2. Here, if the forward voltage VF of the first transistor T1, the second transistor T2, the first diode D1 and the second diode D2 is equal to each other, the voltage across the terminals of the resistor R2 is equal to the voltage across the terminals of the shunt resistor Rs. A voltage (0.1 V) is applied.

上記構成においては、回路用電源電圧Ｖｃが下記（１）式の条件を満たす場合には第２トランジスタＴ２のコレクタ電流が流れる。ただし、Ｖ(R2)は抵抗Ｒ２の端子間電圧を示し、ＶＦ(D2)は第２ダイオードＤ２の順方向電圧を示し、Ｖce(sat)は第２トランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間飽和電圧を示し、ＶＦ(T3)はトランジスタＴ３の順方向電圧を示している。
Ｖｃ≧Ｖ(R2)＋ＶＦ(D2)＋Ｖce(sat)＋ＶＦ(T3) …（１） In the above configuration, when the circuit power supply voltage Vc satisfies the condition of the following expression (1), the collector current of the second transistor T2 flows. However, V (R2) represents the voltage across the resistor R2, VF (D2) represents the forward voltage of the second diode D2, and Vce (sat) represents the collector-emitter saturation voltage of the second transistor T2. , VF (T3) represents the forward voltage of the transistor T3.
Vc ≧ V (R2) + VF (D2) + Vce (sat) + VF (T3) (1)

回路用電源電圧Ｖｃの定常値は＋５Ｖであるため、回路用電源電圧Ｖｃが通常どおり供給されていれば上記条件が満たされる。そのため、第２トランジスタＴ２に１０μＡ（＝０．１Ｖ／１０ｋΩ）のコレクタ電流が流れ、これによりカレントミラー回路１４から１０μＡの検出電流が出力される。その検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより生じる検出電圧Ｖdetは０．３Ｖとなり、判定電圧Ｖref（０．９Ｖ）を下回る。従って、コンパレータＣＰ１から出力される過電流判定信号ＳａはＬレベルとなり、駆動制御回路３において制御部８から出力されるゲート信号Ｓｇに従ってトランジスタＭ１が駆動される。 Since the steady value of the circuit power supply voltage Vc is +5 V, the above condition is satisfied if the circuit power supply voltage Vc is supplied as usual. Therefore, a collector current of 10 μA (= 0.1 V / 10 kΩ) flows through the second transistor T2, and thereby a detection current of 10 μA is output from the current mirror circuit. The detection voltage Vdet generated by the detection current flowing through the detection resistor Rd is 0.3 V, which is lower than the determination voltage Vref (0.9 V). Accordingly, the overcurrent determination signal Sa output from the comparator CP1 becomes L level, and the transistor M1 is driven in the drive control circuit 3 according to the gate signal Sg output from the control unit 8.

続いて、負荷２に過大な電流が流れたとき（過電流時）の動作について説明する。例えば負荷接続端子Ｐ１（シャント抵抗Ｒｓおよび負荷２の相互接続点）と電源線６との間が短絡した場合（地絡状態）、最大で５０００Ａの電流ＩＬが流れることになる。なお、このような地絡状態は、例えば、負荷接続端子Ｐ１、または負荷接続端子Ｐ１と負荷２とを接続するための配線などが接地電位を持つ部分（筐体の金属部分など）に接触するなどした場合に起こり得る。しかし、実際には配線などのインダクタンス（Ｌ成分）およびキャパシタンス（Ｃ成分）が存在するため、直ちに５０００Ａもの大電流が流れることはなく、その電流値は定常時の電流値（１０Ａ）から徐々に上昇する。 Next, the operation when an excessive current flows through the load 2 (at the time of overcurrent) will be described. For example, when the load connection terminal P1 (interconnection point of the shunt resistor Rs and the load 2) and the power supply line 6 are short-circuited (ground fault state), a current IL of up to 5000 A flows. Note that such a ground fault state is such that, for example, the load connection terminal P1 or the wiring for connecting the load connection terminal P1 and the load 2 contacts a portion having a ground potential (such as a metal portion of the housing). This can happen when However, since an inductance (L component) and capacitance (C component) such as wiring actually exist, a large current of 5000 A does not immediately flow, and the current value gradually increases from the current value (10 A) at the steady state. To rise.

上述したように電流ＩＬが徐々に上昇し、３０Ａに至った時点におけるシャント抵抗Ｒｓの各端子電圧は次のとおりとなる。すなわち、シャント抵抗Ｒｓの高電位側端子の電圧（第１トランジスタＴ１のベース電位）は０．３Ｖとなり、低電位側端子の電圧（第１トランジスタＴ１のコレクタ電位）は０Ｖとなる。従って、抵抗Ｒ２の端子間には、０．３Ｖの電圧が印加される。そのため、第２トランジスタＴ２に３０μＡのコレクタ電流が流れ、これによりカレントミラー回路１４から３０μＡの検出電流が出力される。その検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより生じる検出電圧Ｖdetは０．９Ｖとなり、判定電圧Ｖref（０．９Ｖ）と等しくなる。 As described above, each terminal voltage of the shunt resistor Rs when the current IL gradually increases and reaches 30 A is as follows. That is, the voltage at the high potential side terminal of the shunt resistor Rs (base potential of the first transistor T1) is 0.3V, and the voltage at the low potential side terminal (the collector potential of the first transistor T1) is 0V. Accordingly, a voltage of 0.3 V is applied between the terminals of the resistor R2. For this reason, a collector current of 30 μA flows through the second transistor T2, and thereby a detection current of 30 μA is output from the current mirror circuit. The detection voltage Vdet generated by the detection current flowing through the detection resistor Rd is 0.9 V, which is equal to the determination voltage Vref (0.9 V).

従って、電流ＩＬが３０Ａを少しでも上回ると、検出電圧Ｖdetが判定電圧Ｖrefを上回り、コンパレータＣＰ１から出力される過電流判定信号ＳａがＨレベルに転じる。すると、駆動制御回路３において駆動部９から出力されるゲート駆動信号ＳｄがＨレベル（電源線５の電位＝駆動用電源電圧Ｖｄ）に固定され、トランジスタＭ１がオフ駆動される。これにより、駆動用電源から負荷２に対する電力供給が断たれることになる。上記した各動作（過電流保護動作）が行われることにより、３０Ａを超える電流Ｉが流れることが防止される。 Therefore, when the current IL exceeds 30 A even slightly, the detection voltage Vdet exceeds the determination voltage Vref, and the overcurrent determination signal Sa output from the comparator CP1 turns to H level. Then, the gate drive signal Sd output from the drive unit 9 in the drive control circuit 3 is fixed at the H level (the potential of the power supply line 5 = the drive power supply voltage Vd), and the transistor M1 is driven off. As a result, power supply to the load 2 is cut off from the driving power supply. By performing each operation (overcurrent protection operation) described above, it is possible to prevent the current I exceeding 30 A from flowing.

本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
通常時（定常時）、トランジスタＭ１がオン駆動されていれば、第１トランジスタＴ１のベースには、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧（駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧を減じた電圧）が与えられている。また、第１トランジスタＴ１のエミッタには、回路用電源電圧Ｖｃに近い電圧（電流源１３における電圧降下が無視できる程度であるとすれば、回路用電源電圧Ｖｃから第１ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦを減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。 According to this embodiment, the following effects can be obtained.
If the transistor M1 is driven to be on during normal times (steady time), the base of the first transistor T1 has a voltage close to the driving power supply voltage Vd (the source / drain of the transistor M1 that is on from the driving power supply voltage Vd Voltage obtained by subtracting the voltage between the two). Further, the emitter of the first transistor T1 has a voltage close to the circuit power supply voltage Vc (if the voltage drop in the current source 13 is negligible, the forward voltage of the first diode D1 from the circuit power supply voltage Vc). Voltage obtained by subtracting VF). For this reason, it can be said that a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage Vd and the circuit power supply voltage Vc is applied between the base and emitter of the first transistor T1.

また、第１トランジスタＴ１のコレクタにも、そのベースと同様に、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧（駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧およびシャント抵抗Ｒｓの端子間電圧を減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第１トランジスタＴ１のコレクタ・エミッタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。 Similarly to the base of the first transistor T1, the collector also has a voltage close to the driving power supply voltage Vd (the voltage between the source and drain of the transistor M1 in the ON state and the terminal of the shunt resistor Rs from the driving power supply voltage Vd). The voltage obtained by subtracting the voltage is given. For this reason, it can be said that a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage Vd and the circuit power supply voltage Vc is applied between the collector and the emitter of the first transistor T1.

一方、第２トランジスタＴ２のエミッタにも、第１トランジスタＴ１のベースおよびコレクタと同様に、駆動用電源電圧Ｖｄに近い電圧が与えられている。具体的には、第２トランジスタＴ２のエミッタには、駆動用電源電圧Ｖｄからオン状態のトランジスタＭ１のソース・ドレイン間電圧およびシャント抵抗Ｒｓの端子間電圧を減じた電圧に対し、電圧Ｖ(R2)および電圧ＶＦ(D2)を加えた電圧が与えられている。また、第２トランジスタＴ２のコレクタには、回路用電源電圧Ｖｃに近い電圧（回路用電源電圧Ｖｃから電圧ＶＦ(T3)を減じた電圧）が与えられている。このようなことから、第２トランジスタＴ２のエミッタ・コレクタ間には、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差に応じた電圧が印加されていると言える。 On the other hand, a voltage close to the drive power supply voltage Vd is also applied to the emitter of the second transistor T2, similarly to the base and collector of the first transistor T1. Specifically, the emitter of the second transistor T2 has a voltage V (R2) with respect to a voltage obtained by subtracting the source-drain voltage of the transistor M1 in the on state and the voltage across the shunt resistor Rs from the driving power supply voltage Vd. ) And the voltage VF (D2). A voltage close to the circuit power supply voltage Vc (a voltage obtained by subtracting the voltage VF (T3) from the circuit power supply voltage Vc) is applied to the collector of the second transistor T2. For this reason, it can be said that a voltage corresponding to the difference between the drive power supply voltage Vd and the circuit power supply voltage Vc is applied between the emitter and collector of the second transistor T2.

従って、上記構成においては、駆動用電源電圧Ｖｄおよび回路用電源電圧Ｖｃの差が大きいほど、通常時に第１トランジスタＴ１のベース・エミッタ間、第１トランジスタＴ１のコレクタ・エミッタ間および第２トランジスタＴ２のエミッタ・コレクタ間に高い電圧（過電圧）が印加されることになる。その印加される過電圧がトランジスタＴ１、Ｔ２の耐圧（エミッタ・ベース間またはコレクタ・エミッタ間の耐圧）を超えた場合、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンして電流が流れ、トランジスタＴ１、Ｔ２が故障に至る可能性がある。 Therefore, in the above-described configuration, the larger the difference between the driving power supply voltage Vd and the circuit power supply voltage Vc, the normal between the base and emitter of the first transistor T1, between the collector and emitter of the first transistor T1, and the second transistor T2. A high voltage (overvoltage) is applied between the emitter and collector. If the applied overvoltage exceeds the breakdown voltage of the transistors T1 and T2 (emitter-base or collector-emitter breakdown voltage), the transistors T1 and T2 break down and current flows, causing the transistors T1 and T2 to fail. There is a possibility.

しかし、本実施形態の構成では、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンした場合に流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が設けられている。そのため、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンして電流が流れることが抑止され、トランジスタＴ１、Ｔ２が故障する事態は生じない。従って、本実施形態によれば、例えば回路用電源電圧Ｖｃを高くするなどして駆動用電源電圧Ｖｄとの差を小さくする必要がなくなるため、回路用電源電圧Ｖｃを設定する上での設計自由度が増すという効果が得られる。 However, in the configuration of this embodiment, the first diode D1 and the second diode D2 are provided in the path of the current that flows when the transistors T1 and T2 break down, so as to be opposite to the current path. ing. For this reason, the transistors T1 and T2 are prevented from breaking down and current flows, and the transistors T1 and T2 do not fail. Therefore, according to the present embodiment, it is not necessary to reduce the difference from the drive power supply voltage Vd by increasing the circuit power supply voltage Vc, for example, so that the design freedom in setting the circuit power supply voltage Vc can be reduced. The effect of increasing the degree is obtained.

このように、本実施形態の過電流検出回路４は、回路用電源電圧Ｖｃとしてむやみに高い電圧を用いることなく、シャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の電圧がグランド電位（０Ｖ）付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流を検出することができる。そして、過電流検出回路４は、負荷２に過電流が流れていることを検出すると、駆動制御回路３に対してＨレベルの過電流判定信号Ｓａを出力する。駆動制御回路３は、Ｈレベルの過電流判定信号Ｓａが与えられると、ゲート駆動信号ＳｄをＨレベルに固定してトランジスタＭ１をオフ駆動し、駆動用電源から負荷２に対する電力供給を停止する（保護動作）。このように、本実施形態によれば、地絡が原因で負荷２に過電流が流れると、その状態を検出して保護動作が実行されるため、過電流による負荷２や駆動制御回路３などの各回路の故障を未然に防止することができる。 As described above, the overcurrent detection circuit 4 according to this embodiment does not use an unnecessarily high voltage as the circuit power supply voltage Vc, and the voltage at the low-potential-side terminal of the shunt resistor Rs becomes an anomaly that is near the ground potential (0 V). An overcurrent caused by (ground fault) can be detected. When the overcurrent detection circuit 4 detects that an overcurrent flows through the load 2, the overcurrent detection circuit 4 outputs an H-level overcurrent determination signal Sa to the drive control circuit 3. When the H-level overcurrent determination signal Sa is given, the drive control circuit 3 fixes the gate drive signal Sd to the H level, drives the transistor M1 off, and stops the power supply from the drive power supply to the load 2 ( Protection action). As described above, according to the present embodiment, when an overcurrent flows through the load 2 due to a ground fault, the state is detected and the protection operation is performed. Therefore, the load 2 due to the overcurrent, the drive control circuit 3, etc. It is possible to prevent failure of each circuit.

検出電流出力部１１は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流を入力とするカレントミラー回路１４を備えた構成とした。このような構成を採用することにより、後述する第２の実施形態の構成に比べると、回路規模を低減することができる。また、過電流判定部１２は、一方の端子に電源線６の電位（０Ｖ）が与えられる検出抵抗Ｒｄに検出電流出力部１１から出力される検出電流を流すことにより生じる検出電圧Ｖdetと、電源線６の電位を基準に生成される判定電圧Ｖrefとを比較し、その比較結果に基づいて過電流を判定する。この場合、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefは、いずれも電源線６の電位を基準として生成される電圧である。そのため、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefの比較については、回路用電源電圧Ｖｃが変動してもその変動の影響を受けることがない。従って、過電流判定部１２は、電源電圧の変動などの影響を極力排除した上で過電流の判定を行うことができるため、その判定精度が高められるという効果が得られる。 The detection current output unit 11 includes a current mirror circuit 14 that receives the collector current of the second transistor T2. By adopting such a configuration, the circuit scale can be reduced as compared with the configuration of the second embodiment described later. Further, the overcurrent determination unit 12 includes a detection voltage Vdet generated by flowing a detection current output from the detection current output unit 11 through a detection resistor Rd to which the potential (0 V) of the power supply line 6 is applied to one terminal, The determination voltage Vref generated based on the potential of the line 6 is compared, and an overcurrent is determined based on the comparison result. In this case, both the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref are voltages generated with reference to the potential of the power supply line 6. Therefore, the comparison between the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref is not affected by the fluctuation even if the circuit power supply voltage Vc fluctuates. Therefore, the overcurrent determination unit 12 can perform the determination of the overcurrent while eliminating influences such as fluctuations in the power supply voltage as much as possible, so that the determination accuracy can be improved.

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図２を参照しながら上記実施形態と異なる点を主体に説明する。
図２は、第１の実施形態における図１相当図であり、本実施形態の負荷駆動装置の構成を示している。図２に示す負荷駆動装置３１が備える過電流検出回路３２は、図１に示した過電流検出回路４に対し、検出電流出力部１１に代えて検出電流出力部３３を備えている点と、過電流判定部１２に代えて過電流判定部３４を備えている点とが異なる。 (Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment of the present invention will be described mainly with respect to differences from the above-described embodiment with reference to FIG.
FIG. 2 is a view corresponding to FIG. 1 in the first embodiment, and shows the configuration of the load driving device of the present embodiment. The overcurrent detection circuit 32 included in the load driving device 31 illustrated in FIG. 2 includes a detection current output unit 33 instead of the detection current output unit 11 with respect to the overcurrent detection circuit 4 illustrated in FIG. The difference is that an overcurrent determination unit 34 is provided instead of the overcurrent determination unit 12.

検出電流出力部３３は、検出電流出力部１１に対し、カレントミラー回路１４が省かれている。つまり、検出電流出力部３３では、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流がそのまま検出電流となる。過電流判定部３４は、過電流判定部１２に対し、電圧源１５に代えて電流源３５および抵抗Ｒ３１を備えている点と、検出抵抗Ｒｄの接続位置が変更されている点とが異なる。 In the detection current output unit 33, the current mirror circuit 14 is omitted from the detection current output unit 11. That is, in the detection current output unit 33, the collector current of the second transistor T2 becomes the detection current as it is. The overcurrent determination unit 34 is different from the overcurrent determination unit 12 in that a current source 35 and a resistor R31 are provided instead of the voltage source 15, and a connection position of the detection resistor Rd is changed.

検出抵抗Ｒｄは、電源線７と検出電流出力部３３の第２トランジスタＴ２のコレクタとの間に接続されている。このような構成によれば、検出電流が検出抵抗Ｒｄに流れることにより、検出抵抗Ｒｄの端子間に電源線７の電位（＋５Ｖ）を基準とした検出電圧Ｖdetが生じる。コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、検出抵抗Ｒｄおよび第２トランジスタＴ２のコレクタの相互接続点を通じて検出電圧Ｖdetが与えられる。 The detection resistor Rd is connected between the power supply line 7 and the collector of the second transistor T2 of the detection current output unit 33. According to such a configuration, when the detection current flows through the detection resistor Rd, a detection voltage Vdet based on the potential (+5 V) of the power supply line 7 is generated between the terminals of the detection resistor Rd. The detection voltage Vdet is applied to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 through an interconnection point between the detection resistor Rd and the collector of the second transistor T2.

電源線７、６間には、抵抗Ｒ３１および電流源３５の直列回路が接続されている。電流源３５は、所定の定電流を出力する。このような構成によれば、抵抗Ｒ３１の端子間に電源線７の電位（＋５Ｖ）を基準とした判定電圧Ｖrefが生じる。コンパレータＣＰ１の反転入力端子には、抵抗Ｒ３１および電流源３５の相互接続点を通じて判定電圧Ｖrefが与えられる。この場合、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefは、いずれも電源線７の電位（回路用電源電圧Ｖｃ）を基準として生成されている。つまり、本実施形態では、電源線７の電位が基準電位に相当する。そのため、検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefの比較については、回路用電源電圧Ｖｃが変動したとしてもその変動の影響を受けることがない。 A series circuit of a resistor R31 and a current source 35 is connected between the power supply lines 7 and 6. The current source 35 outputs a predetermined constant current. According to such a configuration, the determination voltage Vref based on the potential (+5 V) of the power supply line 7 is generated between the terminals of the resistor R31. The decision voltage Vref is applied to the inverting input terminal of the comparator CP1 through the interconnection point of the resistor R31 and the current source 35. In this case, both the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref are generated based on the potential of the power supply line 7 (circuit power supply voltage Vc). That is, in this embodiment, the potential of the power supply line 7 corresponds to the reference potential. Therefore, the comparison between the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref is not affected by the fluctuation even if the circuit power supply voltage Vc fluctuates.

上記構成においても、コンパレータＣＰ１は、負荷２に流れる電流に応じた検出電圧Ｖdetおよび判定電圧Ｖrefを比較し、その比較結果を示す過電流判定信号Ｓａを出力する。そして、駆動制御回路３は、第１の実施形態と同様に、過電流判定信号Ｓａに基づいて所定の保護動作を実行する。また、本実施形態の構成においても、トランジスタＴ１、Ｔ２がブレークダウンすることにより流れる電流の経路には、その電流経路に対して逆方向となるように第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２が設けられている。従って、本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。 Also in the above configuration, the comparator CP1 compares the detection voltage Vdet and the determination voltage Vref according to the current flowing through the load 2, and outputs an overcurrent determination signal Sa indicating the comparison result. Then, the drive control circuit 3 performs a predetermined protection operation based on the overcurrent determination signal Sa, as in the first embodiment. Also in the configuration of this embodiment, the first diode D1 and the second diode D2 are provided in the path of the current that flows due to the breakdown of the transistors T1 and T2 so as to be opposite to the current path. It has been. Therefore, according to this embodiment, the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained.

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図３および図４を参照しながら上記各実施形態と異なる点を主体に説明する。
上記各実施形態では、負荷２のシャント抵抗Ｒｓ側の端子の電圧がグランド電位付近となる異常（地絡）が原因で生じる過電流について検出することができるものの、高電圧（駆動用電源電圧Ｖｄ）付近となる異常が原因で生じる過電流について検出することはできない。そこで、上記各実施形態の構成に加え、図３に示す構成の過電流検出回路を追加的に設ける。 (Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment of the present invention will be described mainly with respect to differences from the above embodiments with reference to FIGS. 3 and 4.
In each of the above embodiments, although an overcurrent caused by an abnormality (ground fault) in which the voltage at the terminal on the shunt resistor Rs side of the load 2 is near the ground potential can be detected, a high voltage (drive power supply voltage Vd ) Overcurrents caused by nearby abnormalities cannot be detected. Therefore, in addition to the configurations of the above embodiments, an overcurrent detection circuit having the configuration shown in FIG. 3 is additionally provided.

図３に示す過電流検出回路４１において、シャント抵抗Ｒｓ’は、図示しない駆動用電源から負荷に対する給電経路に介在して設けられる。シャント抵抗Ｒｓ’の一方の端子は電源線４２に接続されている。その電源線４２と、グランド電位（０Ｖ）が与えられる電源線４３との間には、トランジスタＴｒ１、２つのトランジスタＴｒａおよび電流源４４が直列接続されている。また、電源線４２、４３間には、抵抗Ｒ４１、トランジスタＴｒ２、２つのトランジスタＴｒｂおよび抵抗Ｒ４２が直列接続されている。なお、トランジスタＴｒ１、Ｔｒａ、Ｔｒｂは、いずれもＮＰＮ形バイポーラトランジスタであり、トランジスタＴｒ２はＰＮＰ形バイポーラトランジスタである。さらに、電源線４２、４３間には、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃが直列接続されている。 In the overcurrent detection circuit 41 shown in FIG. 3, the shunt resistor Rs ′ is provided in a power supply path from a driving power source (not shown) to the load. One terminal of the shunt resistor Rs ′ is connected to the power supply line 42. Between the power supply line 42 and a power supply line 43 to which a ground potential (0 V) is applied, a transistor Tr1, two transistors Tra, and a current source 44 are connected in series. A resistor R41, a transistor Tr2, two transistors Trb, and a resistor R42 are connected in series between the power supply lines 42 and 43. The transistors Tr1, Tra, Trb are all NPN bipolar transistors, and the transistor Tr2 is a PNP bipolar transistor. Further, resistors Ra, Rb, and Rc are connected in series between the power supply lines 42 and 43.

トランジスタＴｒ１のエミッタは、トランジスタＴｒ２のベースに接続されている。トランジスタＴｒａおよびトランジスタＴｒｂは、互いのベースが共通接続されている。トランジスタＴｒａおよびトランジスタＴｒｂの共通のベースは、抵抗Ｒｂの各端子に接続されている。このような構成において、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、抵抗Ｒ４１および電流源４４によりＩ／Ｖ変換部４５が構成される。また、トランジスタＴｒａ、Ｔｒｂおよび抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃにより、耐圧保持部４６が構成される。 The emitter of the transistor Tr1 is connected to the base of the transistor Tr2. The bases of the transistor Tra and the transistor Trb are commonly connected. A common base of the transistor Tra and the transistor Trb is connected to each terminal of the resistor Rb. In such a configuration, the transistors Tr1 and Tr2, the resistor R41, and the current source 44 constitute an I / V conversion unit 45. The transistors Tra and Trb and the resistors Ra, Rb, and Rc constitute a withstand voltage holding unit 46.

Ｉ／Ｖ変換部４５は、シャント抵抗Ｒｓ’に流れる電流Ｉを出力電圧Ｖoutに変換するものである。出力電圧Ｖoutは、トランジスタＴｒｂおよび抵抗Ｒ４２の相互接続点を通じて出力される。耐圧保持部４６は、各素子にかかる電圧を各々の素子耐圧以下になるように分散して回路全体としての耐圧を確保するものである。なお、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃは、各々の素子耐圧以下となるように抵抗値が選定されている。 The I / V conversion unit 45 converts the current I flowing through the shunt resistor Rs ′ into the output voltage Vout. The output voltage Vout is output through an interconnection point between the transistor Trb and the resistor R42. The withstand voltage holding unit 46 distributes the voltage applied to each element so as to be equal to or less than the withstand voltage of each element to ensure the withstand voltage of the entire circuit. The resistance values of the resistors Ra, Rb, and Rc are selected so as to be equal to or lower than the respective element breakdown voltages.

上記構成によれば、電流Ｉがシャント抵抗Ｒｓ’に流れることにより、入力電圧Ｖinが生じる。トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として、順方向電圧ＶＦが互いに等しいものを用いた場合、抵抗Ｒ４１の端子間に印加される電圧は入力電圧Ｖinに等しくなる。そのため、抵抗Ｒ４１に流れる電流Ｉ４１は、下記（２）式に示すようになる。ただし、抵抗Ｒ４１の抵抗値をそのままＲ４１として示している。
Ｉ４１＝Ｖｉｎ／Ｒ４１ …（２） According to the above configuration, the input voltage Vin is generated when the current I flows through the shunt resistor Rs ′. When transistors Tr1 and Tr2 having the same forward voltage VF are used, the voltage applied between the terminals of the resistor R41 is equal to the input voltage Vin. Therefore, the current I41 flowing through the resistor R41 is as shown in the following equation (2). However, the resistance value of the resistor R41 is shown as R41 as it is.
I41 = Vin / R41 (2)

トランジスタＴｒ２の直流電流増幅率ｈFEが十分に高い場合、抵抗Ｒ４２には、電流Ｉ４１に等しい電流が流れることになる。従って、出力電圧Ｖoutは、下記（３）式に示すようになる。ただし、抵抗Ｒ４２の抵抗値をそのままＲ４２として示し、シャント抵抗Ｒｓ’の抵抗値をＲｓとして示している。
Ｖout＝（Ｒ４２／Ｒ４１）・Ｉ・Ｒｓ …（３）
上記（３）式に示すように、出力電圧Ｖoutは、電流Ｉに応じてリニアに変化する。 When the direct current amplification factor hFE of the transistor Tr2 is sufficiently high, a current equal to the current I41 flows through the resistor R42. Accordingly, the output voltage Vout is expressed by the following equation (3). However, the resistance value of the resistor R42 is shown as R42 as it is, and the resistance value of the shunt resistor Rs ′ is shown as Rs.
Vout = (R42 / R41) · I · Rs (3)
As shown in the above equation (3), the output voltage Vout changes linearly according to the current I.

このような出力電圧Ｖoutと、所定の判定電圧とを比較することにより、電流Ｉが過大な値であるか否か、つまり負荷に過電流が流れているか否かを判定することができる。従って、上記各実施形態の構成に対し、本実施形態の過電流検出回路４１を追加的に設けることにより、グランド付近から高電圧付近までの過電流を検出することが可能となる。
なお、耐圧保持部の段数は適宜変更することができる。その段数の変更は、図４に示す過電流検出回路５１のように、耐圧保持部５２のトランジスタＴｒａ、Ｔｒｂおよび抵抗Ｒｂの数を変更することにより実現できる。 By comparing such an output voltage Vout with a predetermined determination voltage, it is possible to determine whether or not the current I is an excessive value, that is, whether or not an overcurrent flows through the load. Therefore, by additionally providing the overcurrent detection circuit 41 of the present embodiment with respect to the configuration of each of the above embodiments, it is possible to detect an overcurrent from near the ground to the vicinity of the high voltage.
It should be noted that the number of stages of the withstand voltage holding unit can be changed as appropriate. The change in the number of stages can be realized by changing the number of transistors Tra and Trb and resistance Rb of the withstand voltage holding unit 52 as in the overcurrent detection circuit 51 shown in FIG.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記各実施形態において例示した抵抗値、電圧値などの各値については、回路の仕様（過電流の検出値など）に応じて適宜変更可能である。
駆動制御回路は、図１に示す構成に限らずともよく、負荷駆動用電源から負荷２への給電を制御する構成であればよい。例えば、負荷駆動用トランジスタＭ１として、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなど、他のトランジスタを用いる構成を採用することができる。検出電流出力部は、図１および図２に示す構成に限らずともよく、シャント抵抗Ｒｓの各端子電圧から電流ＩＬに応じた検出電流を生成して出力する構成であればよい。過電流判定部は、図１および図２に示す構成に限らずともよく、検出電流出力部から出力される検出電流に基づいて負荷２に過電流が流れているか否かを判定する構成であればよい。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
Each value such as the resistance value and the voltage value exemplified in each of the above embodiments can be appropriately changed according to circuit specifications (such as an overcurrent detection value).
The drive control circuit is not limited to the configuration shown in FIG. For example, a configuration using another transistor such as an N-channel power MOSFET, a bipolar transistor, or an IGBT can be employed as the load driving transistor M1. The detection current output unit is not limited to the configuration shown in FIGS. 1 and 2, and may be any configuration as long as it generates and outputs a detection current corresponding to the current IL from each terminal voltage of the shunt resistor Rs. The overcurrent determination unit is not limited to the configuration shown in FIGS. 1 and 2 and may be configured to determine whether or not an overcurrent flows through the load 2 based on the detection current output from the detection current output unit. That's fine.

駆動制御回路３による保護動作としては、トランジスタＭ１をオフ駆動する動作に限らずともよく、過電流が原因で負荷２や各回路が故障する事態を未然に防止することができる動作であれば適宜変更可能である。例えば、過電流が検出されると、トランジスタＭ１のオン状態を制御して負荷２に流れる電流を所定値に制御する（絞る）といった動作などを採用することができる。
第２ダイオードＤ２および抵抗Ｒ２の接続位置を入れ替えてもよい。このように接続位置を入れ替えた場合であっても、接続位置を入れ替えない場合と同様の作用および効果が得られる。 The protection operation by the drive control circuit 3 is not limited to the operation of driving the transistor M1 off, and may be appropriately selected as long as the operation can prevent the load 2 and each circuit from being damaged due to overcurrent. It can be changed. For example, when an overcurrent is detected, an operation of controlling (squeezing) the current flowing through the load 2 to a predetermined value by controlling the ON state of the transistor M1 can be employed.
The connection positions of the second diode D2 and the resistor R2 may be switched. Even when the connection positions are changed in this way, the same operations and effects as those obtained when the connection positions are not changed are obtained.

第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２は、図５に示すように、バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用して構成することも可能である。ＮＰＮ形バイポーラトランジスタを用いる場合、ベースおよびエミッタを共通接続するパターン（ａ）、ベースおよびコレクタを共通接続するパターン（ｂ）、コレクタおよびエミッタを共通接続するパターン（ｃ）が挙げられる。また、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタを用いる場合、ベースおよびコレクタを共通接続するパターン（ｄ）、ベースおよびエミッタを共通接続するパターン（ｅ）、コレクタおよびエミッタを共通接続するパターン（ｆ）が挙げられる。ただし、上記各パターンは、バイポーラトランジスタのデバイス構造により、耐圧および順方向電圧ＶＦの値がそれぞれ異なるため、それらの特性を考慮した上で用いる必要がある。 As shown in FIG. 5, the first diode D1 and the second diode D2 can also be configured using a PN junction of a bipolar transistor. When an NPN bipolar transistor is used, there are a pattern (a) in which the base and the emitter are commonly connected, a pattern (b) in which the base and the collector are commonly connected, and a pattern (c) in which the collector and the emitter are commonly connected. When a PNP bipolar transistor is used, there are a pattern (d) for commonly connecting the base and the collector, a pattern (e) for commonly connecting the base and the emitter, and a pattern (f) for commonly connecting the collector and the emitter. However, each of the above patterns has a different breakdown voltage and forward voltage VF depending on the device structure of the bipolar transistor. Therefore, it is necessary to use these patterns in consideration of their characteristics.

検出電流出力部１１、３３において、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦが互いに等しい場合であれば、生成される検出電流の精度に問題はない。しかし、実際には、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタ、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタおよびダイオードの順方向電圧ＶＦは互いに僅かながら差が存在することが一般的である。このような差により、シャント抵抗Ｒｓの端子間に印加される電圧と抵抗Ｒ２の端子間に印加される電圧とに差が生じ、検出電流の精度が若干低下する可能性がある。この対策として、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２として図５に示したようなバイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成を採用するとよい。具体的には、例えば、第１ダイオードＤ１としてＮＰＮ形バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成（図５（ａ）〜（ｃ））を用いるとともに、第２ダイオードＤ２としてＰＮＰ形バイポーラトランジスタのＰＮ接合を利用した構成（図５（ｄ）〜（ｆ））を用いるとよい。このような構成によれば、シャント抵抗Ｒｓの端子間に印加される電圧と抵抗Ｒ２の端子間に印加される電圧とに差が生じ難くなり、検出電流の精度を向上することができる。 In the detection current output units 11 and 33, if the forward voltages VF of the first transistor T1, the second transistor T2, the first diode D1, and the second diode D2 are equal to each other, there is a problem in the accuracy of the generated detection current. There is no. However, in practice, the forward voltage VF of the NPN bipolar transistor, the PNP bipolar transistor and the diode is generally slightly different from each other. Such a difference may cause a difference between the voltage applied between the terminals of the shunt resistor Rs and the voltage applied between the terminals of the resistor R2, which may slightly reduce the accuracy of the detection current. As a countermeasure against this, it is preferable to adopt a configuration using PN junctions of bipolar transistors as shown in FIG. 5 as the first diode D1 and the second diode D2. Specifically, for example, a configuration using a PN junction of an NPN bipolar transistor (FIGS. 5A to 5C) is used as the first diode D1, and a PN junction of a PNP bipolar transistor is used as the second diode D2. It is preferable to use a configuration using FIG. 5 (FIGS. 5D to 5F). According to such a configuration, a difference is hardly generated between the voltage applied between the terminals of the shunt resistor Rs and the voltage applied between the terminals of the resistor R2, and the accuracy of the detection current can be improved.

図面中、１、３１は負荷駆動装置、２は負荷、３は駆動制御回路、４、３２は過電流検出回路、５、６は電源線、７は電源線（回路用電源供給端子）、１１、３３は検出電流出力部、１２、３４は過電流判定部、１４はカレントミラー回路、Ｄ１は第１ダイオード、Ｄ２は第２ダイオード、Ｔ１は第１トランジスタ、Ｔ２は第２トランジスタ、Ｒ２は抵抗、Ｒｄは検出抵抗、Ｒｓはシャント抵抗を示す。 In the drawing, 1 and 31 are load driving devices, 2 is a load, 3 is a drive control circuit, 4 and 32 are overcurrent detection circuits, 5 and 6 are power supply lines, 7 is a power supply line (circuit power supply terminal), 11 , 33 is a detection current output unit, 12, 34 are overcurrent determination units, 14 is a current mirror circuit, D1 is a first diode, D2 is a second diode, T1 is a first transistor, T2 is a second transistor, and R2 is a resistance. , Rd represents a detection resistor, and Rs represents a shunt resistor.

Claims

A shunt resistor provided so as to be interposed in a power supply path between a load that receives supply of drive power supply voltage from a load drive power supply through a pair of power supply lines and a power supply line on the high potential side of the pair of power supply lines;
A detection current output unit that inputs each terminal voltage of the shunt resistor and outputs a detection current according to a current flowing through the load from the input voltage;
An overcurrent determination unit that determines whether an overcurrent flows through the load based on the detected current;
With
The detection current output unit includes an emitter between a circuit power supply terminal for supplying a circuit power supply voltage lower than the drive power supply voltage and a low potential side terminal connected to the load side of the shunt resistor. A PNP-type first transistor connected between the collectors, an NPN-type second transistor connected between the collector and the emitter between the circuit power supply terminal and the low-potential side terminal of the shunt resistor, A first diode provided in the reverse direction between the emitter of the first transistor and the circuit power supply terminal, and a reverse direction between the low potential side terminal of the shunt resistor and the emitter of the second transistor A second diode provided between the emitter of the second transistor and the low-potential side terminal of the shunt resistor. Equipped with a,
The first diode is connected in the reverse direction between the emitter of the first transistor and the base of the second transistor ;
An overcurrent detection circuit that outputs a detection current corresponding to a current flowing through the resistor.

The overcurrent determination unit
One terminal has a detection resistor to which a reference potential is applied,
A detection voltage generated between the terminals of the detection resistor by flowing the detection current through the detection resistor is compared with a determination voltage generated based on the reference potential, and when the detection voltage exceeds the determination voltage, The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein it is determined that an overcurrent flows through the load.

The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein the first diode and the second diode are configured using a PN junction of a bipolar transistor.

The detection current output unit is
A current mirror circuit having the collector current of the second transistor as an input;
The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein an output current of the current mirror circuit is output as the detection current.

The overcurrent detection circuit according to any one of claims 1 to 4,
A drive control circuit that controls driving of the load by controlling power supply from the load driving power source to the load; and
With
When the overcurrent determination unit determines that an overcurrent is flowing through the load, the drive control circuit performs a predetermined protection operation for power supply to the load.