JP5671136B2 - 車両のためのレーダセンサ - Google Patents

Description

本発明は、送信信号を受信信号と混合するための混合器を有する送信および受信部と、直流電圧結合素子によって混合器の出力口と接続された評価回路と、混合器の出力信号における直流電圧オフセットを補正するための補正素子とを備える車両のためのレーダセンサに関する。

レーダセンサは、間隔制御システムまたは衝突警報システムの枠組みにおいて、例えば他の車両の位置を特定するために車両内で使用される。送信および受信部によって、アンテナを介して、その周波数がランプ形状に変調されたレーダ信号が送信される。アンテナにより受信されたレーダエコーは、混合器内で上記送信信号の部分と混合され、したがって、その周波数が送信信号と受信信号との間の周波数差に相当する基底帯域信号が獲得される。この周波数差は、信号の往復時間と、ドップラー効果に起因する周波数のずれと、に依存するため、測定物体の間隔および相対速度についての情報を与える。評価回路内では、基底帯域信号が増幅され、デジタル化され、その後、さらなる別の評価段、例えば変換段に供給され、この変換段においては、時間に依存する基底帯域信号が、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によってその周波数スペクトルに分解され、この周波数スペクトルにおいては、測定物体が、個々のピークの形態により表される。

送信および受信部は、典型的に、ＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ：モノリシックマイクロ波集積回路）により形成され、評価回路は、典型的に、ユーザ固有の集積回路（ＡＳＩＣ）、いわゆるレーダＡＳＩＣ（ＲＡＤＡＲ−ＡＳＩＣ）が関わっている。混合器の出力口とレーダＡＳＩＣとの間の直流電圧結合によって、基底帯域信号の完全な情報量を評価することが可能となる。なぜならば、直流電圧成分のフィルタリングによって周波数成分が失われないからである。ただし、この種の結合によって、基底帯域信号の増幅の際に、その中に含まれる直流電圧成分も、アナログ／デジタル変換を行えるようになる前に、一緒に増幅されることになる。このようにして増幅された直流電圧オフセットによって、基底帯域信号がもはやアナログ／デジタル変換器の電位窓に合わなくなり、したがって、過励振、および、後続のフーリエ変換の際の歪みエラーが起こることになる。

このような理由から公知のレーダセンサでは、電源、および、信号経路内に配置された抵抗器を用いて、基底帯域信号の直流電圧を、当該直流電圧が増幅器に供給される前に補正する補正素子が設けられる。補正素子のための電源および抵抗器は、レーダＡＳＩＣ内に存在する。

この補正素子の公知の実現の欠点は、補正のために必要な抵抗器が、信号経路内での雑音成分の増加に寄与し、したがって、信号の品質およびレーダ測定の品質が損なわれることにある。雑音は原則的に、より小さい抵抗値と、対応してより強い電流強度とを利用することで抑制されるが、電流強度の増大は、ある限界値内でのみ可能であり、さらに電力損失の増大に甚だしく寄与する。したがって、従来、互いに相反する目標の間で、すなわち、低雑音と僅かな電力損失との間で妥協点が見出だされるように、抵抗器を設計する必要がある。

本発明の課題は、所与の雑音成分において損失がより少なく、および、所与の電力損失において雑音がより少ないレーダセンサを創出することである。

本課題は、本発明に基づいて、補正素子が、送信および受信部内の粗補正素子と、評価回路内の精密補正素子とに分散されることにより解決される。

基底帯域信号における直流電圧オフセットは、様々なソースに由来する複数の成分、特に、送信チャネルと受信チャネルとの間の内部のクロストーク、バンパーのような車両コンポーネント、レーダセンサのレドーム等での、組込みに基づくレーダ信号の反射、レーダアンテナまたはレドームの汚れまたは氷結によるレーダ信号の反射、ならびに、レーダセンサの電子部品の温度ドリフトおよび老朽化に由来する上記複数の成分から構成される。これら要因の幾つかは時間的な変化を免れないが、他の要因は時間的に一定しており、または、少なくとも比較的大きな時間的に一定の成分を有する。このことは、例えば、送信チャネルと受信チャネルとの間の内部のクロストーク、および、組込みに基づく反射に由来する直流電圧成分について該当する。

本発明に基づいて、直流電圧オフセットの、時間的に基本的に一定の成分が、送信および受信部内の粗補正素子によって既に補正されるため、評価回路内の精密補正素子は、より高い時間的可変性を有する残りの直流電圧成分のみ補正すればよい。この可変的な直流電圧成分はより小さい振幅を有するため、補正は、小さい抵抗値を用いて、および、対応して低雑音の精密補正素子によって行われる。粗補正素子の側では、本発明は、いずれにせよ省略できない負荷抵抗器であって、レーダセンサの全雑音に対して、ある程度の避けられない寄与をする負荷抵抗器が、送信および受信部の混合器内に存在する必要があるという状況を利用する。したがって、いずれにせよ存在する負荷抵抗器の利用によって、粗補正素子は、直流電圧オフセットの基本的に一定の成分を補正することが可能であり、そのために雑音成分のさらなる増加が必然となることはない。

本発明の好適な実施形態は、従属請求項に示される。

以下では、実施例が図面を用いてより詳細に解説される。
本発明にかかるレーダセンサのブロック図を示す。 図１のレーダセンサの基底帯域信号のタイムチャートを示す。

図１に簡略化されたブロック図として示されるレーダセンサは、ＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）の形態による送信および受信部１０と、レーダＡＳＩＣの形態による評価回路１２とを有する。送信および受信部１０にはアンテナ１４が接続され、このアンテナ１４は、局部発振器１６から周波数変調されたレーダ信号を獲得し、このレーダ信号は、このアンテナ１４によって外界へと放出される。物体で反射したレーダエコーは、再びアンテナ１４によって受信され、結合器１８内で、局部発振器１６により伝達された信号から分離され、混合器２０の１の入力口へと転送される。混合器２０の他の入力口には、局部発振器１６により生成された信号（送信信号）が直接的に供給される。混合器２０内では、この送信信号が、アンテナ１４を介して受信された信号と混合され、したがって、混合器の出力口では、その周波数が送信信号と受信信号との間の周波数差に相当する基底帯域信号Ｂ１が獲得される。この基底帯域信号Ｂ１は、直流電圧結合素子２２（例えば、直流電圧成分を抑制するであろう容量性成分または誘導性成分が無い直流導線（ｇａｌｖａｎｉｓｃｈｅ Ｌｅｉｔｕｎｇ））を介して、評価回路１２内の精密補正素子２４へと転送される。基底帯域信号は、精密補正素子２４内で変調され、基底帯域信号Ｂ２として出力される。この基底帯域信号は、増幅器２６内で増幅されて最後にアナログ／デジタル変換器２８に供給される。

様々な要因、特に、送信されたレーダ信号の、近くの物体上での反射、送信および受信部１０内の送信チャネルと受信チャネルとの間の内部のクロストーク、ならびに、様々な電子部品の老朽化および温度ドリフトによって、混合器２０内で発生した基底帯域信号が、様々な直流電圧成分を含むことになる。この直流電圧成分の幾つかは、時間的に基本的に一定であり、既に送信および受信部１０内で粗補正素子３０によって補正されている。この目的のために、粗補正素子３０は、混合器２０の負荷抵抗器に補正電流を供給する。この混合器においては、例えば、公知の構造を有するギルバートセル混合器が関わっている。粗補正素子３０により生成された電流によって、負荷抵抗器での電圧降下が引き起こされ、この電圧降下によって、基底帯域信号内の一定の直流電圧成分に既にフィルタリングが施されるため、最終的に混合器出力口に存在する基底帯域信号Ｂ１は、既に、明らかに低減された直流電圧オフセットを有する。基底帯域信号Ｂ１における時間的に可変的な直流電圧成分は、その後、精密補正素子２４によって補正されるため、増幅器２６に供給される基底帯域信号Ｂ２は、実際にはもはや直流電圧オフセットを有さない。

精密補正素子２４によって、従来のレーダセンサの原理において公知であるように、示されない電源および抵抗器を用いて、直流電圧オフセットの精密補正が行われる。しかしながら、基底帯域信号は既に粗補正を経験しているため、精密補正素子２４がさらに抑制しなければならない直流電圧成分は比較的小さい。すなわち、精密補正素子２４は、低い抵抗値を選択することにより、非常に低雑音に設計することが可能である。

直流電圧オフセットの大部分は、既に送信および受信部１０内の粗補正素子３０を用いて抑制される。しかしながら、このために粗補正素子３０は、いずれにせよ混合器内に存在する負荷抵抗器を利用するため、この粗補正は全雑音の増加に繋がらない。したがって、全体として、低い電流強度で、対応して小さな電力損失によって、直流電圧成分の効果的な抑制が達成され、これにより基底帯域信号Ｂ２における雑音成分が増加することはない。

粗補正素子を形成する電源はＭＭＩＣの構成要素であり、したがって、ＭＭＩＣ全体のように、使用開始前にプログラミングされうる。レーダセンサの駆動中には、この電源は、大幅に各駆動（Ａｎｓｔｅｕｅｒｕｎｇ）から分離される。電源は、以下で図２に示す例を用いて解説するように、長期的に見て、当該電源が直流電圧オフセットの一定の成分を消去するように、プログラミングされる。

図２において、曲線３２は、粗補正素子３０が有効でない場合に混合器２０の出力口で獲得されるであろう基底帯域信号の推移を示す。曲線３２は（図２の他の全ての電圧曲線も）、増幅器２６内での増幅後に、すなわちアナログ／デジタル変換器２８の入力口で獲得されるであろう電圧Ｕ_ＡＤを示すように、基準化されている。曲線３２から、本来混合器２０内で発生した基底帯域信号（粗補正無し）が、かなりの量の、時間的に一定の直流電圧オフセットＵ_{ｃ−ｏｆｆ}を含むことが分かる。このオフセット（示される例では正の値の側）によって、曲線３２により示される信号が、時折、アナログ／デジタル変換器２８の電位窓の上限値を表す限界値Ｕ_ｍａｘを上回ることになる。したがって、図２で符号３４により示される、Ｕ_ｍａｘを超えたピークの頂上は、アナログ／デジタル変換器２８内でのさらなる処理の際に「切り取られ」、したがって、望まれぬ信号歪み、および、誤った周波数スペクトルが生じるであろう。

図２の曲線３６は、比較的大きな時定数を用いたフィルタリングの後に獲得されるであろう基底帯域信号の推移を示しており、したがって、基底帯域信号の時間的に可変的な直流電圧オフセットを表している。

粗補正素子３０は、一定の直流電圧オフセットＵ_{Ｃ−ｏｆｆ}を補正するように、プログラミングされている。結果として、混合器２０の出力口では、図２の実線の曲線３８により示される、既に粗く補正された基底帯域信号Ｂ１が獲得される。この基底帯域信号Ｂ１は振幅が大きくてもアナログ／デジタル変換器２８の電位窓内にあるため、デジタル化の際にも歪まない。曲線３８により示される信号は、曲線４０により示される時間的に可変的な直流電圧オフセットのみ有する（曲線３６がＵ_{Ｃ−ｏｆｆ}の分だけずれている）。一定の直流電圧オフセットは既に消去されたため、曲線４０は零の線の辺りを上下している。最終的に精密補正素子２４によって、曲線４０により表される、直流電圧オフセットの可変的な成分も補正される。これにより増幅器２６の入力口で獲得される基底帯域信号Ｂ２は、図２に点線で引かれた曲線４２により表され、可変的な振幅により零の線の辺りを上下し、すなわち、実際にはもはや直流電圧オフセットを有さない。

Claims (5)

1. 送信信号を受信信号と混合するための混合器（２０）を有する送信および受信部（１０）と、直流電圧結合素子（２２）によって前記混合器（２０）の出力口と接続された評価回路（１２）と、前記混合器（２０）の出力信号における直流電圧オフセットを補正するための補正素子（２４、３０）と、を備える車両のためのレーダセンサにおいて、
   前記補正素子は、粗補正素子（３０）と、前記評価回路（１２）内の精密補正素子（２４）と、に分散され、
   前記粗補正素子（３０）は、前記送信および受信部（１０）内に配置され、前記送信および受信部（１０）において前記直流電圧オフセットの時間的に一定の成分を既に補正し、
   前記精密補正素子（２４）は、前記直流電圧オフセットの時間的に可変的な成分を補正することを特徴とする、レーダセンサ。
2. 前記送信および受信部（１０）は、ＭＭＩＣである、請求項１に記載のレーダセンサ。
3. 前記粗補正素子（３０）は、前記混合器（２０）の負荷抵抗器へと補正電流を供給する少なくとも１つの電源を有する、請求項１または２に記載のレーダセンサ。
4. 前記混合器（２０）はギルバートセル混合器である、請求項３に記載のレーダセンサ。
5. 前記粗補正素子（３０）の前記電源は、一定電流の放出のためにプログラム可能である、請求項３または４に記載のレーダセンサ。
   

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