JP5665614B2 - ディジタル通信装置、ディジタル通信システム及びディジタル通信方式 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル通信技術に関する。

一般に、ディジタル変調を用いた通信においては、耐ノイズ性を向上させると伝送効率が低下し、伝送効率を向上させると耐ノイズ性が低下する傾向がある。耐ノイズ性を向上させる一手段として誤り訂正符号が広く使用されているが、誤り訂正符号を使用すると、ディジタル変調信号に冗長な情報を付加して信号伝送を行う必要があるため、誤り訂正符号を使わない場合と比較すると伝送効率は低下する。また、伝送速度を向上するためには、８ＰＳＫ（８−ａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ（１６−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調が広く使用されているが、これらの信号点の数が多い多値変調は、信号点の数が少ないＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）と比較すると、受信誤りが発生し易く、耐ノイズ性が低い。

このように耐ノイズ性と伝送効率とは互いにトレードオフの関係にあるのが一般的である。耐ノイズ性の向上と伝送効率の向上とを両立させる通信方式の１つが特開２００９−８８９８７号公報（特許文献１）に開示されている。特許文献１に開示されている通信方式では、送信端末は、伝送メディア上のノイズ環境を推定し、推定されたノイズ環境が所定の基準より悪い場合は、耐ノイズ性の高いデータ伝送方式に切り替えて通信を行い、推定されたノイズ環境が所定の基準より良い場合は、冗長度を抑えた伝送効率の高いデータ伝送方式に切り替えて通信を行う。また、ノイズ環境を推定するための指標の１つとして、信号送信回数に対するＡＣＫ信号の正常な受信回数の割合（ＡＣＫ返信確率）を用いることが特許文献１に開示されている。

特開２００９−８８９８７号公報（図１、段落００１１〜００１２及び段落０４４〜００４５など）

しかしながら、特許文献１の通信方式では、受信端末は、送信端末が現在使用しているデータ伝送方式を識別したうえで、送信端末からの受信信号を復調する必要がある。また、ノイズ環境を推定するための指標としてＡＣＫ返信確率が使用されるため、送信端末は、ＡＣＫ返信確率を得るために何らかの信号を送信しなければならず、データ伝送方式を決定するまでに一定の時間を必要とする。したがって、複雑な通信手順を要し、ノイズ環境に適応した通信を開始するまでに時間がかかるという問題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、複雑な通信手順に頼ることなく、耐ノイズ性の向上と伝送効率の向上とを両立させることができるディジタル通信装置、ディジタル通信システム及びディジタル通信方式を提供することである。

本発明の第１の態様によるディジタル通信装置は、一連のシンボルを有するデータ伝送信号を受信する受信部と、変更可能な周波数特性を有し、前記周波数特性に応じて前記データ伝送信号の帯域を制限する特性可変フィルタと、前記特性可変フィルタの出力に対して信号処理を実行して受信データを生成する信号処理部と、前記特性可変フィルタの周波数特性の切り替え制御を実行する同期制御部とを備え、前記同期制御部は、隣接する前記シンボル間の境界の直後の期間において、前記特性可変フィルタの周波数特性を、比較的広い第１の通過帯域幅を持つ第１の周波数特性に設定し、そして、各シンボル期間内における前記境界の直後の期間以外の期間では、前記特性可変フィルタの周波数特性を、比較的狭い第２の通過帯域幅を持つ第２の周波数特性に設定することを特徴とする。

本発明の第２の態様によるディジタル通信システムは、送信装置と受信装置とを含むディジタル通信システムであって、前記送信装置は、送信データに基づいてデータ伝送信号を生成する信号処理部と、前記データ伝送信号を伝送路に送出する送信部とを含み、前記受信装置は、前記伝送路から前記データ伝送信号を受信する上記ディジタル通信装置を有することを特徴とする。

本発明の第３の態様によるディジタル通信方式は、前記ディジタル通信システムによるディジタル通信方式であることを特徴とする。

本発明によれば、シンボル期間内に特性可変フィルタの周波数特性の通過帯域幅が広帯域から狭帯域へ切り替えられるので、複雑な通信手順を必要とせずに、耐ノイズ性の向上と伝送効率の向上とを実現することができる。

本発明に係る実施の形態１のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。 実施の形態１の特性可変フィルタの一例を概略的に示す図である。 （Ａ），（Ｂ）は、図２のアクティブフィルタの２種類の周波数特性（広帯域通過特性及び狭帯域通過特性）を示す図である。 ＱＰＳＫ方式で生成された変調信号波形の一例を概略的に示す図である。 ＱＰＳＫ方式で生成された変調信号波形の他の例を概略的に示す図である。 実施の形態１のディジタル通信装置で受信された受信信号波形を概略的に示す図である。 特性可変フィルタの周波数特性が広帯域通過特性に固定されていたと仮定した場合の比較例のフィルタ信号波形を概略的に示す図である。 特性可変フィルタの周波数特性が狭帯域通過特性に固定されていたと仮定した場合の比較例のフィルタ信号波形を概略的に示す図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る帯域制限されたフィルタ信号波形の例を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る帯域制限されたフィルタ信号波形の他の例を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。 （Ａ）は、シンボル間干渉を受けたフィルタ信号波形を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態２のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態３のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。 （Ａ）は、送信フレームを構成する送信信号波形を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、その送信フレームの受信タイミングに合わせて生成される、実施の形態４に係る帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態５のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。 実施の形態５の特性可変フィルタの構成例を示す図である。 （Ａ），（Ｂ）は、図１６のアクティブフィルタの２種類の周波数特性（広帯域通過特性及び狭帯域通過特性）を示す図である。 （Ａ）は、受信信号波形とこれに対応するフィルタ信号波形とを概略的に示す図であり、（Ｂ）は、帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。 実施の形態５の変形例の特性可変フィルタの構成例を概略的に示す図である。 （Ａ）は、実施の形態５の変形例に係る帯域制限されたフィルタ信号波形の例を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、帯域幅制御信号の波形を概略的に示す図である。

以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。図１に示されるように、このディジタル通信システムは、伝送路１を介して相互に接続される複数のディジタル通信装置Ａ_１，Ａ_２，…，Ａ_ｋ，…，Ａ_Ｎ（Ｎは４以上の整数）からなり、これらディジタル通信装置Ａ_１，Ａ_２，…，Ａ_Ｎはすべて同一構成を有している。これらディジタル通信装置Ａ_１，Ａ_２，…，Ａ_Ｎの一台が送信装置として動作し、他の一台が受信装置として動作することで、実施の形態１によるディジタル通信方式が実現される。

ｋ番目のディジタル通信装置Ａ_ｋは、図１に示されるように、伝送路１と物理的に結合された結合器（送受信部）１５と、この結合器１５で受信された変調信号（データ伝送信号）ＲＳを帯域制限する特性可変フィルタ１１と、特性可変フィルタ１１の出力ＦＳａに復調を施して復調信号を出力する復調部１２と、この復調信号をデコード（復号）して受信データを生成し出力する復号化部１３とを備えている。これら復調部１２と復号化部１３とで本発明の信号処理部を構成することができる。

同期制御部１４は、特性可変フィルタ１１の出力であるフィルタ信号ＦＳａに基づいてシンボルタイミング（受信シンボルの先頭あるいは連続する２つの受信シンボルの境界）を検出し、その検出結果に基づいてシンボルクロックＣＬＫを生成し、このシンボルクロックＣＬＫを復調部１２に供給する。復調部１２は、シンボルクロックＣＬＫに同期して復調処理を実行する。

シンボルクロックＣＬＫの生成方法は、特に限定されるものではなく、公知の方法を採用することができる。たとえば、送信データがフレーム単位に分割されて送信される場合、先頭部分にプリアンブル部を含み、このプリアンブル部の後にデータ部（搬送波が送信データでディジタル変調された変調波部分）が続くように各フレームを構成することができる。同期制御部１４は、受信フレームのプリアンブル部の最後に付加されたユニークワードを検知し、この検知結果に基づいて後続するデータ部の開始タイミングを検出することができる。データ部の開始タイミング以後は、一定時間間隔でシンボルタイミングが到来するので、同期制御部１４は、データ部の開始タイミングを起点とするシンボルクロックＣＬＫを生成することが可能である。

本実施の形態では、同期制御部１４は、シンボルクロックＣＬＫに同期して帯域幅制御信号ＢＷＣを生成し、この帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ１１に与える機能をも有する。特性可変フィルタ１１は、変更可能な周波数特性（周波数応答）を有し、この周波数特性に応じて変調信号ＲＳの帯域を制限するバンドパスフィルタである。特性可変フィルタ１１は、不要な周波数成分が抑制されたフィルタ信号ＦＳａを復調部１２と同期制御部１４とに供給することができる。

同期制御部１４は、帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ１１に供給して、特性可変フィルタ１１の周波数特性を２種類の周波数特性のうちの一方から他方へ切り替えることができる。２種類の周波数特性のうちの一方は、狭帯域の通過帯域幅Ｗｎと比較的長い過渡応答時間ｔｎとを有する特性（以下、「狭帯域通過特性」と呼ぶ。）であり、他方は、広帯域の通過帯域幅Ｗｂ（Ｗｂ＞Ｗｎ）と比較的短い過渡応答時間ｔｂ（ｔｂ＜ｔｎ）とを有する特性（以下、「広帯域通過特性」と呼ぶ。）である。

なお、本明細書において、バンドパスフィルタの通過帯域幅は、たとえば、３ｄＢ通過帯域幅として測定することができる。３ｄＢ通過帯域幅は、バンドパスフィルタの通過帯域のピーク電力から広域側に−３ｄＢだけ減衰した点に対応する周波数と、当該通過帯域のピーク電力から低域側に−３ｄＢだけ減衰した点に対応する周波数との間の幅をいう。また、バンドパスフィルタやローパスフィルタなどのフィルタの過渡応答時間は、フィルタ特性を表すパラメータの１つであり、たとえば、当該フィルタのインパルス応答波形やステップ応答波形が定常状態に収束するまでの時間として測定することができる。フィルタに入力させる搬送波波形が一時的に変化したとき、過渡応答時間が短いほど、その応答波形が定常状態（元の搬送波波形）に収束するまでの時間が短くなり、過渡応答時間が長いほど、その応答波形が定常状態に収束するまでの時間は長くなる。

図２は、特性可変フィルタ１１の一例であるアナログ・アクティブフィルタの構成を概略的に示す図である。このアナログ・アクティブフィルタは、差動増幅器（オペアンプ）１１２、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ７、容量素子Ｃ１，Ｃ２、インバータ素子１１１及びスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を備えて構成される。図２に示されるように、差動増幅器１１２の反転入力端子（−端子）と入力端子１１０との間に抵抗素子Ｒ１，Ｒ２と容量素子Ｃ２とが直列に接続されており、容量素子Ｃ２の一端は、差動増幅器１１２の反転入力端子と接続され、容量素子Ｃ２の他端はノードＮ１を介して抵抗素子Ｒ２の一端と接続されている。他の容量素子Ｃ１の一端はノードＮ１と接続され、この容量素子Ｃ１の他端には接地電圧が印加されている。また、差動増幅器１１２の非反転入力端子（＋端子）は抵抗素子Ｒ５の一端に接続され、この抵抗素子Ｒ５の他端には接地電圧が印加されている。一方、差動増幅器１１２の出力端は、アクティブフィルタの出力端子１１３と接続されている。また、差動増幅器１１２の出力端に抵抗素子Ｒ７の一端が接続されており、この抵抗素子Ｒ７の他端が差動増幅器１１２の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗素子Ｒ６の一端にも接続されている。抵抗素子Ｒ６の他端には接地電圧が印加されている。さらに差動増幅器１１２の出力端は、直列接続された抵抗素子Ｒ４，Ｒ３を介してノードＮ１と接続されている。

インバータ素子１１１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを反転させる機能、すなわち、低レベルを高レベルに変換あるいは高レベルを低レベルに変換する機能を有する。スイッチ素子ＳＷ１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベル（Ｌｏｗ）のときはオフ状態となり、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベル（Ｈｉｇｈ）のときにはオン状態となって抵抗素子Ｒ１の両端を短絡させる。一方、スイッチ素子ＳＷ２は、インバータ素子１１１の出力の信号レベルが低レベルのときにオフ状態となり、インバータ素子１１１の出力の信号レベルが高レベルのときにはオン状態となって抵抗素子Ｒ３の両端を短絡させる。

図２のアクティブフィルタ１１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベルの場合には広帯域通過特性を有し、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベルの場合には狭帯域通過特性を有する。図３（Ａ），（Ｂ）は、図２のアクティブフィルタ１１の２種類の周波数特性（広帯域通過特性及び狭帯域通過特性）を示す図である。図３（Ａ）は、アナログ・アクティブフィルタ１１の周波数−振幅特性の例を示し、図３（Ｂ）は、アナログ・アクティブフィルタ１１の周波数−位相特性の例を示している。ここで、図３（Ａ），（Ｂ）のグラフの横軸は、対数軸であり、搬送波周波数を１として正規化された正規化周波数を表している。帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベルの場合、アクティブフィルタ１１は、特性曲線Ｃｍ１，Ｃｐ１で示される広帯域通過特性を有し、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベルの場合、アクティブフィルタ１１は、特性曲線Ｃｍ２，Ｃｐ２で示される狭帯域通過特性を有する。このような広帯域通過特性と狭帯域通過特性のいずれの場合でも、中心周波数は、搬送波周波数と一致するように設計されている。このため、受信信号ＲＳに含まれる搬送波周波数の成分は、広帯域通過特性と狭帯域通過特性のいずれの場合でも、振幅と位相がほとんど変化することなくアクティブフィルタ１１を通過する。

図１を参照すると、ディジタル通信装置Ａ_ｋは、入力された送信データを符号化する符号化部１６と、この符号化部１６のディジタル出力を用いたディジタル変調を実行して変調信号ＭＳを生成する変調部１７と、送信フロントエンド部１８とを備えている。送信フロントエンド部１８は、変調信号ＭＳに増幅やインピーダンス変換を施して送信信号ＴＳを生成する。そして、結合器１５は、送信信号ＴＳを送信波に変換して伝送路１に送出することができる。

変調部１７は、符号化部１６の出力により搬送波にシンボル単位でディジタル変調を施して一連のシンボルからなる変調信号ＭＳを生成する。ここで、ディジタル変調としては、たとえば、位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、振幅変調（ＡＳＫ：Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、周波数変調（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）あるいは直交位相振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が挙げられる。また、１シンボル中の信号点の数は２（＝２^１）値に限らず、２値よりも多いＭ値（＝２^ｍ値；ｍは２以上の整数）でもよいので、たとえば、Ｍ値ＰＳＫやＭ値ＱＡＭのディジタル多値変調を行うこともできる。

たとえば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＰＳＫ）方式では、正弦波などの搬送波の位相状態が４相（＋４５°、−４５°、＋１３５°及び−１３５°）存在し、これら４相に対してそれぞれ「００」、「０１」、「１０」及び「１１」の４値が割り当てられるので、各シンボルで２ビットの情報を伝送することができる。図４は、ＱＰＳＫ方式で生成された変調信号波形３０の一例を概略的に示す図である。なお、この変調信号波形３０は、帯域制限されていない波形である。図４に示されるＱＰＳＫ変調信号は、一連のシンボルからなり、各シンボルが一定の長さのシンボル期間Ｔ０を有している。また、シンボル境界Ｂｓ，Ｂｓ，Ｂｓ，Ｂｓにおいては、位相状態が瞬時的に変化し、波形の不連続が発生している。

ＰＳＫ、ＡＳＫ、ＦＳＫあるいはＱＡＭなどのディジタル変調方式では、シンボル境界で変調信号波形の不連続や急峻な変化が生じうる。このようなシンボル境界を持つ変調信号を伝送路から受信し受信フィルタに入力させると、この受信フィルタの出力波形においては、ノイズ成分の低減とともに当該シンボル境界付近になまりが生じる。このなまりは、受信フィルタの過渡応答特性（過渡応答時間）により発生し、受信フィルタ適用前の当該シンボル境界における信号波形の不連続や急峻な変化並びに当該シンボル境界以前の信号波形の影響を受けて生じるものである。シンボル境界からの時間の経過とともに、受信フィルタの出力波形のなまりは解消されて本来の波形（定常状態の波形）に近づき、ノイズ成分が無ければ最終的にはその本来の波形に一致する。このような波形のなまりが存在するフィルタ出力（変調信号）に対して復調処理を行うことは、受信誤りを発生させる要因となるので、過渡応答が収束して波形のなまりが十分に解消された後のフィルタ出力に対して復調処理を行う必要がある。

しかしながら、その過渡応答の収束を待つ時間は情報の伝達に寄与しないため、結果として伝送速度を低下させる要因となりうる。逆に、受信フィルタの通過帯域幅を広くすると、過渡応答時間を短くすることができて伝送速度の低下を抑制することができるが、伝送路で重畳されたノイズ成分の低減効果は弱まる。このように、受信フィルタの通過帯域幅に関しては、耐ノイズ性と伝送効率とは互いにトレードオフの関係にある。

ここで、受信フィルタの出力の過渡応答の収束を待つ時間を遷移期間と呼び、この遷移期間に後続し次のシンボル境界までの期間を有効シンボル期間と呼ぶこととする。本実施の形態では、受信誤りの発生を抑制するため、復調部１２は、遷移期間における特性可変フィルタ１１の出力に対しては復調を行わず、有効シンボル期間における特性可変フィルタ１１の出力に対して復調を行うので、遷移期間は、伝送速度向上の観点から短い方が好ましい。一方、遷移期間においては特性可変フィルタ１１の出力は、復調に使用されないので、たとえノイズ成分を多く含むものであっても受信誤りを発生させることはない。したがって、遷移期間においては、特性可変フィルタ１１の周波数特性は、過渡応答時間が短く、通過帯域幅がなるべく広いものが望ましい。一方、有効シンボル期間においては、ノイズ成分の低減の観点からは、特性可変フィルタ１１の周波数特性は、搬送波周波数を中心とする通過帯域幅がなるべく狭いものが好ましい。このように、遷移期間と有効シンボル期間とでは、特性可変フィルタ１１の周波数特性に対する要求が異なる。

本実施の形態は、上記のような遷移期間と有効シンボル期間との間での特性可変フィルタ１１の周波数特性に対する要求の違いに着目し、一のシンボル期間内で、特性可変フィルタ１１の周波数特性を広帯域通過特性から狭帯域通過特性へ切り換えることを特徴としている。具体的には、同期制御部１４は、シンボル境界直後の遷移期間では、特性可変フィルタ１１の周波数特性を広帯域通過特性に設定して過渡応答時間を短縮し、これにより、特性可変フィルタ１１の出力波形を本来の信号波形にすばやく追従させることができる。その後、遷移期間経過後の有効シンボル期間では、同期制御部１４は、特性可変フィルタ１１の周波数特性を狭帯域通過特性に設定し、これにより、受信信号波形に含まれる不要なノイズ成分の低減効果を高めて受信誤りの発生を抑制させる。

以下、実施の形態１のディジタル通信装置Ａ_ｋの動作の一例を説明する。図５は、ディジタル通信装置Ａ_１〜Ａ_Ｎのうちの一のディジタル通信装置Ａ_ｐ（ｐ≠ｋ）から送信されたＱＰＳＫ変調された送信信号波形３９を概略的に示す図である。送信側のディジタル通信装置Ａ_ｐは帯域制限を行っていないため、図５に示されるように、シンボル境界Ｂｓで波形の不連続が生じている。一方、図６は、ディジタル通信装置Ａ_ｐから伝送路１を経てディジタル通信装置Ａ_ｋで受信された受信信号波形４０を概略的に示す図である。この受信信号波形４０は、伝送路１を介してディジタル通信装置Ａ_ｋに到達するまでの送信信号波形３９にノイズが重畳した波形である。図６には、図５のシンボル境界Ｂｓに対応するシンボル境界Ｂｒが示されている。

図７は、仮に、特性可変フィルタ１１の周波数特性が広帯域通過特性に固定されていた場合の比較例のフィルタ信号波形４１を概略的に示す図である。図７に示されるように、比較的広帯域の通過帯域幅が適用された状態では、特性可変フィルタ１１の過渡応答時間が比較的短いため、図７のフィルタ信号波形４１は、送信側のシンボル境界Ｂｓの瞬時的な位相変化に対して、シンボル境界Ｂｒから比較的短時間で本来の波形３９に追従している。しかしながら、ノイズを除去する効果が低く、ノイズによる波形の乱れが残っているため、このようなフィルタ信号波形４１に対して復調部１２が復調処理を実行すれば、受信誤りが発生する可能性が高い。

一方、図８は、仮に、特性可変フィルタ１１の周波数特性が狭帯域通過特性に固定されていた場合の比較例のフィルタ信号波形４２を概略的に示す図である。図８に示されるように、比較的狭帯域の通過帯域幅が適用された状態では、ノイズを除去する効果が高く、ノイズの重畳に起因すると思われる波形の乱れは見られない。しかしながら、過渡応答時間が長いため、図８のフィルタ信号波形４２は、送信側のシンボル境界Ｂｓの瞬時的な位相変化に対して、シンボル境界Ｂｒからの本来の波形への追従が遅く、いわゆるシンボル間干渉と呼ばれる波形歪みが顕著に現れている。このため、シンボル境界Ｂｒの直後の波形部分に対して復調部１２が復調処理を実行すれば、受信誤りを発生させる可能性が高い。

図８の比較例では、シンボル境界Ｂｒの後において、少なくとも搬送波７周期の間に次のシンボル境界は見られず、フィルタ信号波形４２が徐々に送信信号波形３９に近づいて行く様子が見られる。しかしながら、たとえば、１シンボルの長さ（シンボル期間長）が搬送波４周期に相当する短いものの場合を考えると、過渡応答が十分に収束する前に次のシンボル境界が到来して、受信波形全体がシンボル間干渉を受け続けることとなるおそれがある。このような場合、復調部１２は、復調により正常な受信データを生成することができず、通信が成立しなくなることが予想される。したがって、狭帯域通過特性だけを使って確実な通信を行うためには、過渡応答時間に対してシンボル長を十分に長く設定する必要があり、ひいては伝送速度の向上を妨げる結果となる。

次に、図９（Ａ）は、本実施の形態に係る帯域制限されたフィルタ信号ＦＳａの波形４３を概略的に示す図であり、図９（Ｂ）は、帯域幅制御信号ＢＷＣの波形を概略的に示す図である。シンボル境界Ｂｒ以前の有効シンボル期間Ｔ２では、同期制御部１４は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルに設定して、特性可変フィルタ１１の周波数特性を狭帯域通過特性に設定している。また、同期制御部１４は、シンボル境界Ｂｒで帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルから高レベルに切り替えることで特性可変フィルタ１１の周波数特性を狭帯域通過特性から広帯域通過特性に切り替えている。さらに、同期制御部１４は、シンボル境界Ｂｒの後の遷移期間Ｔ１では、特性可変フィルタ１１の周波数特性を広帯域通過特性に維持し、遷移期間Ｔ１から有効シンボル期間Ｔ２への移行時に、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを高レベルから低レベルに切り替えることで特性可変フィルタ１１の周波数特性を広帯域通過特性から狭帯域通過特性に切り替えている。遷移期間Ｔ１の長さと有効シンボル期間Ｔ２の長さとは、予め設定されたものである。図９（Ａ），（Ｂ）の例では、広帯域通過特性の適用期間Ｔｂｗ１は遷移期間Ｔ１と一致し、狭帯域通過特性の適用期間Ｔｂｗ２は有効シンボル期間Ｔ２と一致する。

図９（Ａ）に示されるように、フィルタ信号波形４３は、遷移期間Ｔ１内に短時間で本来の波形３９に十分に追従している。遷移期間Ｔ１中は、ノイズによる波形の乱れが顕著に見られるが、遷移期間Ｔ１中の波形は復調に使われないので、遷移期間Ｔ１中に波形の歪みやノイズの残留が存在したとしてもこれらに起因して受信誤りが発生することはない。

一方、遷移期間Ｔ１の後に続く有効シンボル期間Ｔ２では、狭帯域通過特性が適用された結果、フィルタ信号波形４３は、ノイズが十分に減衰した、ほとんど歪みのない波形となっている。また、シンボル境界Ｂｒにおける位相の瞬時遷移に対する本来の波形３９への追従は、遷移期間Ｔ１中にほぼ完了しているため、有効シンボル期間Ｔ２では、当該有効シンボル期間Ｔ２の開始時点から、フィルタ信号波形４３の位相は本来の波形３９の位相とよく一致していることがわかる。ＱＰＳＫなどの位相変調においては、搬送波の位相に情報が載せられているため、送信側から受信側へ位相が正しく伝送されることが重要である。図９の例では、有効シンボル期間Ｔ２のフィルタ信号波形４３を使用した復調が実行されるので、受信誤りの発生を低減することができ、正確な受信データを得ることができる。

さらに、図９のフィルタ信号波形４３を見れば、シンボル境界Ｂｒにおける位相の瞬時遷移に対する波形の追従は、搬送波の１周期以内に完了しており、また、有効シンボル期間Ｔ２では、当該有効シンボル期間Ｔ２の開始時点からフィルタ信号波形４３の位相が送信信号波形３９の位相とほぼ一致していることがわかる。それ故、たとえば、図１０（Ａ），（Ｂ）に示すように、シンボル期間Ｔ０の長さを搬送波２周期分とし、シンボル期間Ｔ０のうち搬送波１周期分を遷移期間Ｔ１とし、残りの搬送波１周期分を有効シンボル期間Ｔ２としてもよい。この場合にも、有効シンボル期間Ｔ２のフィルタ信号波形４４を使用した復調を実行することにより、受信誤りの発生を低減することができ、正確な受信データを得ることができる。

遷移期間Ｔ１の長さを決めるに当たって、基本的には、特性可変フィルタ１１の広帯域通過特性の過渡応答時間を考慮すればよい。ところで、伝送路１が多重反射を発生させる特性を有している場合は、シンボル境界直後に多重反射によるシンボル間干渉（波形歪み）が生じることがある。図１１（Ａ）は、シンボル間干渉を受けたフィルタ信号ＦＳａの波形４５を概略的に示す図であり、図１１（Ｂ）は、帯域幅制御信号ＢＷＣの波形を概略的に示す図である。図１１（Ａ）に示されるように、フィルタ信号波形４５は、シンボル境界Ｂｒの直後に多重反射によるシンボル間干渉部分５０を有している。このような伝送路１を使用する場合には、特性可変フィルタ１１の広帯域通過特性の過渡応答時間に加えて、多重反射によるシンボル間干渉の最大継続時間を考慮して遷移期間Ｔ１の長さを決めることが好ましい。具体的には、図１１（Ａ），（Ｂ）に示されるように、シンボル間干渉許容時間ｔ_Ａと過渡応答継続時間ｔ_Ｂとからなる遷移時間Ｔ１を決めることにより、伝送路１における多重反射によるシンボル間干渉の影響を回避することができる。

以上に説明したように、実施の形態１のディジタル通信装置Ａ_ｋは、受信信号のシンボルタイミングに同期して特性可変フィルタ１１の周波数特性を切り替えるという簡単な切り替え制御により、耐ノイズ性の向上と過渡応答期間の短縮とを両立させることができる。したがって、所望の耐ノイズ性を確保しながら、有効シンボル期間Ｔ２を短くして伝送速度を向上させることができるという効果が得られる。しかも、この効果は、シンボルタイミング同期が確立している間は定常的に得られ、複雑な通信手順を踏むための時間的なオーバーヘッドは不要である。このように、伝送速度を高め、なおかつ時間的なオーバーヘッドが不要であるため、伝送効率の向上を実現することができる。

したがって、本実施の形態によれば、耐ノイズ性を確保しながら、シンボル期間長を短縮して伝送速度の向上を実現することができる。

また、特性可変フィルタ１１の周波数特性に対する簡単な切り替え制御で上記効果を得ることができるため、ディジタル通信装置Ａ_ｋの小回路規模化、処理時間の低減、低コスト化及び低消費電力化をも併せて実現することができる。

さらに、図２に示した特性可変フィルタ（アナログ・アクティブフィルタ）１１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルに応じて切り替え可能な２種類の周波数特性（広帯域通過特性及び狭帯域通過特性）を有している。いずれの周波数特性で動作しているときでも、図２の特性可変フィルタ１１は、受信信号ＲＳの搬送波周波数の成分に対して振幅および位相の変化をほとんど与えないため、位相変調信号または振幅変調信号に与える位相誤差や振幅誤差が小さいという利点がある。なおかつ、図２の回路そのものは１つの回路で構成されているので、受信信号ＲＳは、常に同じ回路でフィルタ処理される。したがって、特性可変フィルタ１１の周波数特性の切り替えに伴う信号経路の切り替えが無いので、周波数特性の切り替えによりフィルタ信号ＦＳａの波形に不連続な変化を生じさせないという利点もある。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図１２は、実施の形態２のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。このディジタル通信システムは、伝送路１を介して相互に接続される複数のディジタル通信装置Ｂ_１，Ｂ_２，…，Ｂ_ｋ，…，Ｂ_Ｎ（Ｎは４以上の整数）からなり、これらディジタル通信装置Ｂ_１，Ｂ_２，…，Ｂ_Ｎはすべて同一構成を有している。図１２の伝送路１は、図１の伝送路１と同じである。これらディジタル通信装置Ｂ_１〜Ｂ_Ｎの一台が送信装置として動作し、他の一台が受信装置として動作することで、実施の形態２によるディジタル通信方式が実現される。

ｋ番目のディジタル通信装置Ｂ_ｋは、図１２に示されるように、伝送路１と物理的に結合された結合器（送受信部）２７と、この結合器２７で受信された変調信号（データ伝送信号）ＲＳを帯域制限するアナログ・ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１と、ＬＰＦ２１のアナログ出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２２と、ＡＤＣ２２の出力を帯域制限する特性可変フィルタ（ディジタルフィルタ）２３と、特性可変フィルタ２３の出力ＦＳｄに復調を施して復調信号を出力する復調部２４と、この復調信号をデコード（復号）して受信データを生成し出力する復号化部２５とを備えている。本実施の形態では、復調部２４と復号化部２５とで本発明の信号処理部を構成することができる。

同期制御部２６は、特性可変フィルタ２３のディジタル出力であるフィルタ信号ＦＳｄに基づいてシンボルタイミング（受信シンボルの先頭あるいは連続する２つの受信シンボルの境界）を検出し、その検出結果に基づいてシンボルクロックＣＬＫを生成し、このシンボルクロックＣＬＫを復調部２４に供給する。復調部２４は、シンボルクロックＣＬＫに同期した復調処理を実行する。

また、同期制御部２６は、シンボルクロックＣＬＫに同期して帯域幅制御信号ＢＷＣｄを生成し、この帯域幅制御信号ＢＷＣｄを特性可変フィルタ２３に与える機能をも有する。

特性可変フィルタ２３は、変更可能な周波数特性（周波数応答）に応じて変調信号ＲＳの帯域を制限するバンドパスフィルタである。特性可変フィルタ２３は、ディジタル回路である点を除いて、上記実施の形態１の特性可変フィルタ１１の周波数特性とほぼ同じ周波数特性を有するので、その詳細な説明を省略する。特性可変フィルタ２３は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタあるいはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを有し、たとえば、複数の遅延素子（図示せず）と、これら遅延素子から引き出された信号にフィルタ係数を乗算する乗算器（図示せず）とで構成することができる。

同期制御部２６は、帯域幅制御信号ＢＷＣｄを特性可変フィルタ２３に供給して、特性可変フィルタ２３の周波数特性を２種類の周波数特性のうちの一方から他方へ切り替えることができる。これら２種類の周波数特性のうちの一方は、実施の形態１の狭帯域通過特性とほぼ同じであり、他方は、実施の形態１の広帯域通過特性とほぼ同じである。

また、ディジタル通信装置Ｂ_ｋは、入力された送信データを符号化する符号化部２９と、この符号化部１６のディジタル出力を用いたディジタル変調を実行してディジタル変調信号ＭＳｄを生成する変調部３０と、ディジタル変調信号ＭＳｄをアナログ信号ＭＳａに変換するＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）３１と、送信フロントエンド部３２とを備えている。送信フロントエンド部３２は、アナログ信号ＭＳａに増幅やインピーダンス変換を施して送信信号ＴＳを生成する。そして、結合器２７は、送信信号ＴＳを送信波に変換して伝送路１に送出することができる。

本実施の形態では、特性可変フィルタ２３は、ディジタル回路で構成されている点を除いて、アナログ回路である実施の形態１の特性可変フィルタ１１と同じ機能を有する。同期制御部２６は、帯域幅制御信号ＢＷＣｄを供給して特性可変フィルタ２３に設定されるフィルタ係数を変えることで、特性可変フィルタ１１の周波数特性の切り替え制御を行うことができる。したがって、上記実施の形態１のディジタル通信システム及びその通信方式と同様の効果を奏することができる。

実施の形態３．
次に、本発明に係る実施の形態３について説明する。図１３は、実施の形態３のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。このディジタル通信システムは、図１３に示されるように、伝送路１を介して相互に接続される複数のディジタル通信装置Ｃ_１，Ｃ_２，…，Ｃ_ｋ，…，Ｃ_Ｎ（Ｎは４以上の整数）からなり、これらディジタル通信装置Ｃ_１，Ｃ_２，…，Ｃ_Ｎはすべて同一構成を有している。図１３の伝送路１は、図１の伝送路１と同じである。これらディジタル通信装置Ｃ_１〜Ｃ_Ｎの一台が送信装置として動作し、他の一台が受信装置として動作することで、実施の形態３によるディジタル通信方式が実現される。

本実施の形態では、ディジタル通信装置Ｃ_１〜Ｃ_Ｎのいずれかが送受信するデータ伝送信号は、マルチキャリア伝送方式に従って複数のサブキャリア（副搬送波）にそれぞれディジタル変調を施した後にこれらサブキャリアを多重化することで生成された変調信号である。本実施の形態のディジタル通信システムは、マルチキャリア伝送方式に合わせて構成されている。

ｋ番目のディジタル通信装置Ｃ_ｋは、図１３に示されるように、伝送路１と物理的に結合された結合器（送受信部）６５と、この結合器６５で受信されたサブキャリア変調信号ＲＳ_１，ＲＳ_２，…，ＲＳ_Ｍ（Ｍは３以上の整数）をそれぞれ帯域制限するＭ個の特性可変フィルタ６１_１，６１_２，…，６１_Ｍと、これら特性可変フィルタ６１_１，６１_２，…，６１_Ｍの出力ＦＳ_１，ＦＳ_２，…，ＦＳ_Ｍにそれぞれ復調を施して復調信号を出力する復調部６２_１，６２_２，…，６２_Ｍと、これら復調信号をデコード（復号）して受信データを生成し出力する復号化部６３とを備えている。本実施の形態では、復調部６２_１，６２_２，…，６２_Ｍと復号化部６３とで本発明の信号処理部を構成することができる。

同期制御部６４は、特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの出力であるフィルタ信号ＦＳ_１〜ＦＳ_Ｍに基づいてシンボルタイミング（受信シンボルの先頭あるいは連続する２つの受信シンボルの境界）を検出し、その検出結果に基づいてシンボルクロックＣＬＫを生成し、このシンボルクロックＣＬＫを復調部６２_１〜６２_Ｍに供給する。復調部６２_１〜６２_Ｍは、シンボルクロックＣＬＫに同期した復調処理を実行する。

同期制御部６４は、シンボルクロックＣＬＫに同期して帯域幅制御信号ＢＷＣを生成し、この帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍに与える機能をも有する。

特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの各々は、実施の形態１の特性可変フィルタ１１と同様の構成を有し、少なくとも２種類の変更可能な周波数特性（周波数応答）を有するバンドパスフィルタ（アナログフィルタ）である。これら２種類の周波数特性のうちの一方は、狭帯域の通過帯域幅と比較的長い過渡応答時間とを有する狭帯域通過特性であり、他方は、広帯域の通過帯域幅と比較的短い過渡応答時間とを有する広帯域通過特性である。ただし、特性可変フィルタ６１_１，…，６１_Ｍの周波数特性は、それぞれに対応するサブキャリア変調信号ＲＳ_１，…，ＲＳ_Ｍの搬送波周波数ｆ_１，…，ｆ_Ｍとそれぞれほぼ一致する中心周波数ｆ０_１，…，ｆ０_Ｍを有するように設計されている。よって、ｉ番目の特性可変フィルタ６１_ｉの２種類の周波数特性（狭帯域通過特性及び広帯域通過特性）は、ともにサブキャリア変調信号ＲＳ_ｉの搬送波周波数ｆ_ｉとほぼ一致する中心周波数ｆ_ｉを有するように設計されている。

また、ディジタル通信装置Ｃ_ｋは、入力された送信データを符号化する符号化部６６と、この符号化部６６のディジタル出力を用いてマルチキャリア伝送方式による変調信号（多重化された複数のサブキャリア変調信号）ＭＳを生成する変調部６７と、送信フロントエンド部６８とを備えている。送信フロントエンド部６８は、変調信号ＭＳに増幅やインピーダンス変換を施して送信信号ＭＴＳを生成する。そして、結合器６５は、送信信号ＭＴＳを送信波に変換して伝送路１に送出することができる。

同期制御部６４は、帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍに供給して、これら特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの各々の周波数特性を２種類の周波数特性のうちの一方から他方へ切り替えることができる。

すなわち、同期制御部６４は、上記実施の形態１の同期制御部１４と同様に、有効シンボル期間では、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルに設定して、特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの周波数特性を狭帯域通過特性に設定する。また、同期制御部６４は、シンボル境界で帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルから高レベルに切り替えることで特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの周波数特性を狭帯域通過特性から広帯域通過特性に切り替える。さらに、シンボル境界の後の遷移期間では、同期制御部６４は、特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの周波数特性を広帯域通過特性に維持し、遷移期間から有効シンボル期間への移行時に、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを高レベルから低レベルに切り替えることで特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの周波数特性を広帯域通過特性から狭帯域通過特性に切り替える。

以上に説明したように、マルチキャリア伝送方式による実施の形態３のディジタル通信装置Ｃ_ｋは、実施の形態１の場合と同様に、受信信号のシンボルタイミングに同期して特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍの周波数特性を切り替えることにより、耐ノイズ性の向上と過渡応答期間の短縮とを両立させることができる。したがって、マルチキャリア伝送方式による変調信号に対して、耐ノイズ性を確保しながら、シンボル期間長を短縮して伝送速度の向上を実現することができる。

なお、実施の形態３のディジタル通信装置Ｃ_ｋの特性可変フィルタ６１_１〜６１_Ｍを、実施の形態２の特性可変フィルタ２３と同様にディジタル回路に変更することも可能である。

実施の形態４．
次に、本発明に係る実施の形態４について説明する。本実施の形態のディジタル通信システムは、実施の形態１のディジタル通信システム（図１）と同じ構成を有するので、図１の構成要素を参照しつつ以下に説明する。

本実施の形態のディジタル通信方式では、送信データがフレーム単位に分割されて送信される。各送信フレームは、先頭部分にプリアンブル部を含み、このプリアンブル部に後続するデータ部（搬送波が送信データでディジタル変調された変調波部分）を含むものである。

図１４（Ａ）は、送信フレームを構成する送信信号波形３９を概略的に示す図である。図１４（Ａ）に示されるように、送信フレームは、無変調搬送波を含むプリアンブル部３９Ｐと、このプリアンブル部３９Ｐに後続するデータ部（変調波部分）３９Ｍとを含む。このような送信フレームに先行して無信号期間（搬送波が送信されない期間）が存在する。一方、図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）の送信フレームの受信タイミングに合わせて生成される帯域幅制御信号ＢＷＣの波形を概略的に示す図である。

受信側のディジタル通信装置Ａ_ｋでは、上記のとおり、同期制御部１４は、たとえば、受信フレームのプリアンブル部の最後に付加されたユニークワード（図示せず）を検知し、この検知結果に基づいて後続するデータ部３９Ｍの開始タイミングを検出することができる。

シンボルタイミング同期が未確立の状態では、同期制御部１４は、低レベルの帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ１１に供給して特性可変フィルタ１１の周波数特性を、過渡応答時間の長い狭帯域通過特性に設定することで、伝送路１でプリアンブル部３９Ｐに重畳されるノイズを効果的に除去する。プリンアンブル部３９Ｐの時間長は、受信側の特性可変フィルタ１１の狭帯域通過特性の過渡応答継続時間Ｔｒよりも十分に長い時間に設定される。受信側のディジタル通信装置Ａ_ｋは、受信フレーム先頭（すなわち、プリアンブル部の先頭）の受信時から所定の過渡応答継続時間Ｔｒが経過した後にプリンアンブル部３９Ｐの残余部分を、受信信号の到来の検知、自動利得制御の初期捕捉及び初期同期捕捉などの処理時間に割り当てることができる。

シンボルタイミング同期が確立した状態では、上記したように、同期制御部１４は、特性可変フィルタ１１の周波数特性を広帯域通過特性と狭帯域通過特性との間で交互に切り替える帯域幅制御信号ＢＷＣを生成する。

このように実施の形態３のディジタル通信システムでは、プリアンブル部３９Ｐが無変調搬送波を含み、同期制御部１４は、無変調搬送波の受信信号に対して特性可変フィルタ１１の周波数特性を狭帯域通過特性に設定するので、プリアンブル部３９Ｐに混入したノイズや波形歪みを効果的に排除することができる。それ故、信号到来の検知、自動利得制御の初期捕捉及び初期同期捕捉などの処理を正確に実行することができる。

実施の形態５．
次に、本発明に係る実施の形態５について説明する。図１５は、実施の形態５のディジタル通信システムの基本的な構成を概略的に示す図である。図１５に示されるように、このディジタル通信システムは、伝送路１を介して相互に接続される複数のディジタル通信装置Ｄ_１，Ｄ_２，…，Ｄ_ｋ，…，Ｄ_Ｎ（Ｎは４以上の整数）からなり、これらディジタル通信装置Ｄ_１，Ｄ_２，…，Ｄ_Ｎはすべて同一構成を有している。図１５の伝送路１は、図１の伝送路１と同じである。これらディジタル通信装置Ｄ_１，Ｄ_２，…，Ｄ_Ｎの一台が送信装置として動作し、他の一台が受信装置として動作することで、実施の形態５によるディジタル通信方式が実現される。

本実施の形態では、ディジタル通信装置Ｄ_１〜Ｄ_Ｎのいずれかが送受信するデータ伝送信号は、ベースバンド伝送方式に従って生成されたパルス信号であり、上記実施の形態１〜４のディジタル通信システムの場合のように変調された信号ではない。本実施の形態のディジタル通信システムは、ベースバンド伝送方式に合わせて構成されている。

ｋ番目のディジタル通信装置Ｄ_ｋは、図１５に示されるように、伝送路１と物理的に結合された結合器（送受信部）７５と、この結合器７５で受信されたベースバンド信号ＢＲＳを帯域制限する特性可変フィルタ７１と、特性可変フィルタ７１の出力ＦＳｂをデコード（復号）して受信データを生成し出力する復号化部７２とを備えている。本実施の形態では、復号化部２７で本発明の信号処理部を構成することができる。

また、ディジタル通信装置Ｄ_ｋは、入力された送信データを符号化する符号化部７６と、この符号化部７６の出力ＥＳを用いてベースバンド信号ＢＴＳを生成する送信フロントエンド部７７とを備える。結合器７５は、ベースバンド信号ＢＴＳを送信波に変換して伝送路１に送出することができる。

同期制御部７３は、特性可変フィルタ７１の出力であるフィルタ信号ＦＳｂに基づいてシンボルタイミング（受信シンボルの先頭あるいは連続する２つの受信シンボルの境界）を検出し、その検出結果に基づいてシンボルクロックＣＬＫを生成し、このシンボルクロックＣＬＫを復号化部７２に供給する。復号化部７２は、シンボルクロックＣＬＫに同期してデコード処理を実行する。

また、同期制御部７３は、シンボルクロックＣＬＫに同期して帯域幅制御信号ＢＷＣを生成し、この帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ７１に与える。特性可変フィルタ７１は、変更可能な周波数特性（周波数応答）を有し、この周波数特性に応じて変調信号ＢＲＳの帯域を制限するローパスフィルタである。特性可変フィルタ７１は、カットオフ周波数（遮断周波数）よりも高い周波数帯域の成分が減衰されたフィルタ信号ＦＳｂを復号化部７２と同期制御部７３とに供給することができる。

さらに、同期制御部７３は、帯域幅制御信号ＢＷＣを特性可変フィルタ７１に供給して、特性可変フィルタ７１の周波数特性を２種類の周波数特性のうちの一方から他方へ切り替えることができる。２種類の周波数特性のうちの一方は、狭帯域の通過帯域幅と比較的長い過渡応答時間とを有する狭帯域通過特性であり、他方は、広帯域の通過帯域幅と比較的短い過渡応答時間とを有する広帯域通過特性である。

図１６は、特性可変フィルタ７１の一例であるアナログ・アクティブフィルタの構成を概略的に示す図である。このアナログ・アクティブフィルタは、差動増幅器（オペアンプ）７１１、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１４、容量素子Ｃ１１，Ｃ１２及びスイッチ素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を備えて構成される。図１６に示されるように、差動増幅器７１１の非反転入力端子（＋端子）と入力端子７１０との間に抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４が直列に接続されており、抵抗素子Ｒ１４と非反転入力端子との間のノードＮ１１に容量素子Ｃ１１の一端が接続されている。この容量素子Ｃ１１の他端には接地電圧が印加される。また、差動増幅器７１１の反転入力端子（−端子）は、差動増幅器７１１の出力端と接続されている。差動増幅器７１１の出力端は、さらに容量素子Ｃ１２を介して、抵抗素子Ｒ１３と抵抗素子Ｒ１２との間のノードＮ１０に接続されている。そして、差動増幅器７１１の出力端は、アクティブフィルタの出力端子７１２と接続されている。

スイッチ素子ＳＷ１１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベル（Ｌｏｗ）のときはオフ状態となり、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベル（Ｈｉｇｈ）のときにはオン状態となって抵抗素子Ｒ１１の両端を短絡させる。一方、スイッチ素子ＳＷ１２は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベルのときはオフ状態となり、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベルのときにはオン状態となって抵抗素子Ｒ１２の両端を短絡させる。

図１６のアクティブフィルタ７１は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベルの場合には広帯域通過特性（高いカットオフ周波数）を有し、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベルの場合には狭帯域通過特性（低いカットオフ周波数）を有する。図１７（Ａ），（Ｂ）は、このアクティブフィルタ７１の２種類の周波数特性（広帯域通過特性及び狭帯域通過特性）を示す図である。図１７（Ａ）は、アナログ・アクティブフィルタ１１の周波数−振幅特性の例を示し、図１７（Ｂ）は、アナログ・アクティブフィルタ１１の周波数−位相特性の例を示している。ここで、図１７（Ａ），（Ｂ）のグラフの横軸は対数軸であり、正規化周波数を表している。帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが高レベルの場合、アクティブフィルタ７１は、特性曲線Ｃｍ１１，Ｃｐ１１で示される広帯域通過特性を有し、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルが低レベルの場合、アクティブフィルタ１１は、特性曲線Ｃｍ１２，Ｃｐ１２で示される狭帯域通過特性を有する。

図１８（Ａ）は、受信信号波形８１とこれに対応するフィルタ信号ＦＳｂの波形８２とを概略的に示す図であり、図１８（Ｂ）は、フィルタ信号波形８２に対応する帯域幅制御信号ＢＷＣの波形を概略的に示す図である。図１８（Ｂ）に示されるように、シンボル境界Ｂｒ以前の有効シンボル期間Ｔ２では、同期制御部７３は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルに設定して、特性可変フィルタ７１の周波数特性を狭帯域通過特性に設定している。また、同期制御部７１は、シンボル境界Ｂｒで帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを低レベルから高レベルに切り替えることで特性可変フィルタ７１の周波数特性を狭帯域通過特性から広帯域通過特性に切り替えている。さらに、同期制御部７１は、シンボル境界Ｂｒの後の遷移期間Ｔ１では、特性可変フィルタ７１の周波数特性を広帯域通過特性に維持し、遷移期間Ｔ１から有効シンボル期間Ｔ２への移行の際に、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを高レベルから低レベルに切り替えることで特性可変フィルタ７１の周波数特性を広帯域通過特性から狭帯域通過特性に切り替えている。

図１８（Ａ）に示されるように、シンボル境界Ｂｒ直後の遷移期間Ｔ１において、広帯域通過特性が適用されるので、フィルタ信号波形８２は、シンボル境界Ｂｒにおける本来の信号波形の急峻な立ち上がりまたは立ち下がりに速やかに追従し、遷移期間Ｔ１の後の有効シンボル期間Ｔ２では、狭帯域通過特性が適用されるので、ノイズ成分を効果的に低減することができる。復号化部７２は、有効シンボル期間Ｔ２におけるフィルタ信号波形８２に対してデコード処理を実行するので、受信誤りの発生を抑制することができる。

ところで、シンボル境界Ｂｒでの特性可変フィルタ７１の周波数特性の切り替えの際には、この周波数特性を広帯域通過特性から狭帯域通過特性へ瞬時に変化させる代わりに、特性可変フィルタ７１の周波数特性を一定時間に亘って段階的または連続的に変更することが望ましい。その理由は、広帯域通過特性の適用期間中にノイズの瞬時的な電圧の変位が存在する瞬間に狭帯域通過特性への切り替えを行うと、その電圧変位が保持されるので、その後の狭帯域通過特性の過渡応答時間をもって本来の信号の電位に収束して行き、定常状態に収束するまでに長時間を要するからである。これに対して、広帯域通過特性から狭帯域通過特性への切り替えを段階的または連続的に行う場合は、ノイズの瞬時的な電圧の変位も徐々に小さくなり、有効シンボル期間Ｔ２の開始時点でフィルタ信号波形を十分に収束させることができる。

図１９は、このような段階的または連続的な周波数特性の切り替えを実現するための特性可変フィルタ７１Ｍの構成を概略的に示す図である。この特性可変フィルタ７１Ｍの構成は、電圧制御型の可変抵抗素子ＶＲ１１，ＶＲ１３を除いて、図１６のアクティブフィルタの構成と同じである。可変抵抗素子ＶＲ１１，ＶＲ１３は、帯域幅制御信号ＢＷＣの電圧レベルに応じた抵抗値を有することができる。このため、図２０（Ａ），（Ｂ）に示されるように、遷移期間Ｔ１を、広帯域通過特性の適用期間Ｔ１ａと移行期間Ｔ１ｂとに分割することができる。広帯域通過特性の適用期間Ｔ１ａでは、同期制御部７３は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを、特性可変フィルタ７１Ｍの周波数特性を広帯域通過特性に設定させる高レベル（Ｈｉｇｈ）に維持する。移行期間Ｔ１ｂでは、同期制御部７３は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを高レベルから低レベルに段階的にまたは連続的に変化させて、特性可変フィルタ７１Ｍの周波数特性を狭帯域通過特性から広帯域通過特性に段階的にまたは連続的に変化させる。そして、有効シンボル期間Ｔ２では、同期制御部７３は、帯域幅制御信号ＢＷＣの信号レベルを、特性可変フィルタ７１Ｍの周波数特性を狭帯域通過特性に設定させる低レベル（Ｌｏｗ）にする。

このようにノイズによる瞬時的な電圧変位の影響を低減させてから狭帯域通過特性に切り替えることで、有効シンボル期間Ｔ２での信号電位を安定化させて受信誤りの発生を抑制することができる。

実施の形態１乃至５の変形例．
以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１乃至５において、伝送路１は、マイクロ波や電波や光などの電磁波を伝搬する無線伝送路でもよいし、あるいは、同軸ケーブルや光ケーブルなどの有線伝送路でもよい。このため、上記実施の形態１乃至５のディジタル通信システム及びディジタル通信方式は、有線通信に限定されず、無線通信に適用することもできる。

また、工場の自動化設備を構成する複数の制御機器がバス伝送路を介して相互に接続されたフィールドバス制御システムや、空調機やコントローラなどの複数の機器がバス伝送路を介して相互に接続された遠隔制御システムに上記実施の形態１乃至５のディジタル通信システム及びその通信方式を適用することが可能である。

Ａ_１〜Ａ_Ｎ，Ｂ_１〜Ｂ_Ｎ，Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ，Ｄ_１〜Ｄ_Ｎ ディジタル通信装置、 １ 伝送路、 １１ 特性可変フィルタ、 １２ 復調部、 １３ 復号化部、 １４，６４ 同期制御部、 １５，２７，６５ 結合器、 １６，２９ 符号化部、 １７，３０ 変調部、 １８ 送信フロントエンド部、 ２１ アナログ・ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、 ２２ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 ２３ 特性可変フィルタ、 ２４ 復調部、 ２５ 復号化部、 ２６ 同期制御部、 ３１ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、 ３２ 送信フロントエンド部、 ６１_１〜６１_Ｍ 特性可変フィルタ、 ６２_１〜６２_Ｍ 復調部、 ６３ 復号化部、 ６６ 符号化部、 ６７ 変調部、 ６８ 送信フロントエンド部、 ７１ 特性可変フィルタ、 ７２ 復号化部、 ７３ 同期制御部、 ７５ 結合器、 ７６ 符号化部、 ７７ 送信フロントエンド部。

Claims (16)

1. 一連のシンボルを有するデータ伝送信号を受信する受信部と、
   変更可能な周波数特性を有し、前記周波数特性に応じて前記データ伝送信号の帯域を制限する特性可変フィルタと、
   前記特性可変フィルタの出力に対して信号処理を実行して受信データを生成する信号処理部と、
   前記特性可変フィルタの周波数特性の切り替え制御を実行する同期制御部と
   を備え、
   前記同期制御部は、
   隣接する前記シンボル間の境界の直後の期間において、前記特性可変フィルタの周波数特性を、比較的広い第１の通過帯域幅を持つ第１の周波数特性に設定し、
   そして、各シンボル期間内における前記境界の直後の期間以外の期間では、前記特性可変フィルタの周波数特性を、比較的狭い第２の通過帯域幅を持つ第２の周波数特性に設定する、
   ことを特徴とするディジタル通信装置。
2. 請求項１に記載のディジタル通信装置であって、
   前記シンボル期間の各々は、
   前記境界の直後に設けられた遷移期間と、
   前記遷移期間に後続する有効シンボル期間と
   を含み、
   前記特性可変フィルタの周波数特性は、前記一のシンボル期間内の当該遷移期間から当該有効シンボル期間への移行の際に、前記第１の周波数特性から前記第２の周波数特性へ切り替えられる、
   ことを特徴とするディジタル通信装置。
3. 請求項２に記載のディジタル通信装置であって、
   前記同期制御部は、前記一のシンボル期間内の当該有効シンボル期間から次のシンボル期間内の当該遷移期間への移行の際に、前記特性可変フィルタの周波数特性を前記第２の周波数特性から前記第１の周波数特性へ切り替えることを特徴とするディジタル通信装置。
4. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
   前記第１の周波数特性の過渡応答時間は、前記第２の周波数特性の過渡応答時間よりも短いことを特徴とするディジタル通信装置。
5. 請求項１から４のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
   前記信号処理部は、前記特性可変フィルタの周波数特性が前記第２の周波数特性のときに前記信号処理を実行することを特徴とするディジタル通信装置。
6. 請求項１から５のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
   前記データ伝送信号は、搬送波伝送方式に従って搬送波にディジタル変調を施すことで生成された変調信号を含み、
   前記第１の周波数特性及び前記第２の周波数特性の各々は、前記変調信号の搬送波周波数に対応する中心周波数を持つバンドパスフィルタ特性を有し、
   前記信号処理部は、前記特性可変フィルタの出力に対して復調処理を前記信号処理として実行する、
   ことを特徴とするディジタル通信装置。
7. 請求項１から５のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
   前記データ伝送信号は、マルチキャリア伝送方式に従って第１乃至第Ｍのサブキャリア（Ｍは２以上の整数）にそれぞれディジタル変調を施した後に前記サブキャリアを多重化することで生成された変調信号を含み、
   前記受信部は、前記変調信号から、前記第１乃至第Ｍのサブキャリアにそれぞれ対応する第１乃至第Ｍのサブキャリア変調信号を抽出し、
   前記特性可変フィルタは、前記第１乃至第Ｍのサブキャリア変調信号の帯域をそれぞれ制限する第１乃至第Ｍの特性可変フィルタを含み、
   前記第１乃至第Ｍの特性可変フィルタのうちｑ番目（ｑは１〜Ｍのうちの任意整数）の特性可変フィルタは、前記第１乃至第Ｍのサブキャリアのうちｑ番目のサブキャリアの搬送波周波数に対応する中心周波数を持つバンドパスフィルタ特性を有し、
   前記同期制御部は、前記第１乃至第Ｍの特性可変フィルタの周波数特性の切り替え制御を個別に実行し、
   前記信号処理部は、前記特性可変フィルタの出力に対して復調処理を前記信号処理として実行する、
   ことを特徴とするディジタル通信装置。
8. 請求項６または７に記載のディジタル通信装置であって、
   前記ディジタル変調は、位相変調、振幅変調、周波数変調及び位相振幅変調のうちのいずれかであることを特徴とするディジタル通信装置。
9. 請求項６から８のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
   前記データ伝送信号は、前記変調信号に先行して所定のプリアンブル部として送信された無変調搬送波をさらに含み、
   前記同期制御部は、前記無変調搬送波が前記特性可変フィルタに入力される期間内に前記特性可変フィルタの周波数特性を前記第２の周波数特性に設定する、
   ことを特徴とするディジタル通信装置。
10. 請求項９に記載のディジタル通信装置であって、
    前記同期制御部は、前記無変調搬送波に先行する無搬送波信号が前記特性可変フィルタに入力される期間内に前記特性可変フィルタの周波数特性を前記第２の周波数特性に設定することを特徴とするディジタル通信装置。
11. 請求項１から５のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
    前記データ伝送信号は、ベースバンド伝送方式に従って生成された信号であり、
    前記第１の周波数特性は、前記第１の通過帯域幅に対応するカットオフ周波数を有し、
    前記第２の周波数特性は、前記第２の通過帯域幅に対応するカットオフ周波数を有する、
    ことを特徴とするディジタル通信装置。
12. 請求項１１に記載のディジタル通信装置であって、
    前記特性可変フィルタの周波数特性は、段階的または連続的に変更可能であり、
    前記同期制御部は、前記一のシンボル期間内に前記特性可変フィルタの周波数特性が前記第１の周波数特性から前記第２の周波数特性へ切り替えられるときに、前記周波数特性を前記第１の周波数特性から前記第２の周波数特性まで段階的または連続的に変化させる、
    ことを特徴とするディジタル通信装置。
13. 請求項１から１２のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
    前記特性可変フィルタは、アナログフィルタであることを特徴とするディジタル通信装置。
14. 請求項１から１２のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置であって、
    前記データ伝送信号をディジタル信号に変換し、前記ディジタル信号を前記特性可変フィルタに出力するＡ／Ｄ変換器をさらに備え、
    前記特性可変フィルタは、前記ディジタル信号の帯域を制限するディジタルフィルタである、
    ことを特徴とするディジタル通信装置。
15. 送信装置と受信装置とを含むディジタル通信システムであって、
    前記送信装置は、
    送信データに基づいてデータ伝送信号を生成する信号処理部と、
    前記データ伝送信号を伝送路に送出する送信部と
    を含み、
    前記受信装置は、前記伝送路から前記データ伝送信号を受信する請求項１から１４のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置を有する、
    ことを特徴とするディジタル通信システム。
16. 送信装置と受信装置とを含むディジタル通信システムによるディジタル通信方式であって、
    前記送信装置は、
    送信データに基づいてデータ伝送信号を生成する信号処理部と、
    前記データ伝送信号を伝送路に送出する送信部と
    を含み、
    前記受信装置は、前記伝送路から前記データ伝送信号を受信する請求項１から１４のうちのいずれか１項に記載のディジタル通信装置を有する、
    ことを特徴とするディジタル通信方式。

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