JP5635474B2 - Transimpedance amplifier - Google Patents

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本発明は、光伝送方式の光／電気変換を行う光受信回路において、信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに関するものである。特に本発明は、高速動作可能な広帯域な利得周波数特性をもつトランスインピーダンスアンプに関するものである。
具体的には、光基幹伝送システム、光アクセスシステム、光インターコネクション等の各種光伝送システムに用いられる光受信用ＩＣ、ならびにこれを用いた高速光受信モジュール、光送受信トランシーバなどに光受信回路として適用されるものである。本発明は、光通信技術の進展とともに、高速化が求めらる上記光受信回路において、広帯域な利得周波数特性を実現することにより、高速動作可能なトランスインピーダンスアンプを提供するものである。 The present invention relates to a transimpedance amplifier that performs signal equalization in an optical receiver circuit that performs optical / electrical conversion in an optical transmission system. In particular, the present invention relates to a transimpedance amplifier having a wide-band gain frequency characteristic capable of high-speed operation.
Specifically, optical receiver ICs used in various optical transmission systems such as optical backbone transmission systems, optical access systems, and optical interconnections, as well as high-speed optical receiver modules and optical transceivers used as optical receiver circuits. Applicable. The present invention provides a transimpedance amplifier capable of high-speed operation by realizing a wide-band gain frequency characteristic in the above-described optical receiver circuit that requires high speed as the optical communication technology advances.

光通信技術の進展とともに、伝送されるデータ量が飛躍的に増大しており、伝送装置の大容量化が求められている。この伝送装置の大容量化を実現するために、光受信器の高速化が求められている。光通信において一般的な光／電気変換を行う光受信器の構成を、図１１に示す。図中、１０１はトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）、１０２は増幅回路、１０３は光受光素子（フォトディテクタ）、１０４は入力寄生容量、ＲFは帰還抵抗である。 With the progress of optical communication technology, the amount of data to be transmitted has increased dramatically, and there is a demand for an increase in capacity of the transmission apparatus. In order to realize a large capacity of the transmission apparatus, it is required to increase the speed of the optical receiver. FIG. 11 shows a configuration of an optical receiver that performs general optical / electrical conversion in optical communication. In the figure, 101 is a transimpedance amplifier (TIA), 102 is an amplifier circuit, 103 is a light receiving element (photo detector), 104 is an input parasitic capacitance, and R F is a feedback resistor.

フォトディテクタ１０３は、光信号を受信して電流信号Ｉinに変換する。トランスインピーダンスアンプ１０１は、この電流信号Ｉinを受信して増幅し、後段の回路が受信可能な振幅の電圧信号Ｖoutに変換するものである。トランスインピーダンスアンプ１０１において受信可能なデータの高速化を実現するためには、利得周波数特性の広帯域化が必須である。トランスインピーダンスアンプ１０１の帯域を制限する主な要因は、フォトディテクタ１０３や搭載基板等の入力の寄生容量と、トランスインピーダンスアンプ１０１の入力インピーダンスに起因する入力時定数である。上記入力回路の時定数による帯域制限について以下に詳述する。 Photodetector 103 converts the current signal I in receiving the optical signal. The transimpedance amplifier 101 receives and amplifies the current signal I in, in which a subsequent circuit is converted into a voltage signal V out of the possible received amplitude. In order to increase the speed of data that can be received by the transimpedance amplifier 101, it is essential to widen the gain frequency characteristic. The main factors that limit the band of the transimpedance amplifier 101 are input parasitic constants such as the photodetector 103 and the mounting substrate and the input time constant caused by the input impedance of the transimpedance amplifier 101. The band limitation due to the time constant of the input circuit will be described in detail below.

トランスインピーダンスアンプ１０１のインピーダンス変換利得Ｚtは、以下のように与えられる。 The impedance conversion gain Z t of the transimpedance amplifier 101 is given as follows.

Figure 0005635474
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ここで、ＲFは帰還抵抗、Ｃinはフォトディテクタ１０３等によって生じる入力の寄生容量、Ａoは増幅回路１０２の開ループ利得（オープンループ利得）である。式（１）から、インピーダンス変換利得Ｚtが１／√２になる３ｄＢ帯域ｆ3dBは、以下のように求められる。 Here, R F is a feedback resistor, C in is a parasitic capacitance of an input generated by the photodetector 103 and the like, and A o is an open loop gain (open loop gain) of the amplifier circuit 102. From Equation (1), the 3 dB band f 3dB where the impedance conversion gain Z t becomes 1 / √2 is obtained as follows.

Figure 0005635474
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一方、受信する光信号の強度は、伝送距離や、光送信器の出力強度によって変化する。このため、受信信号強度に対応したトランスインピーダンス利得の可変制御機能が必要になる。利得制御は、式（１）から分かるように、帰還抵抗ＲFを可変とすることで実現できる。 On the other hand, the intensity of the received optical signal varies depending on the transmission distance and the output intensity of the optical transmitter. For this reason, a variable control function of transimpedance gain corresponding to the received signal strength is required. As can be seen from the equation (1), the gain control can be realized by making the feedback resistor R F variable.

図１２に一般的な利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプの回路構成図を示す。図中、１０６はトランスインピーダンスアンプ・コア回路、１０７は出力信号モニタ回路、１０８は利得制御回路である。利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプについては例えば特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプは、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６と、出力信号モニタ回路１０７と、利得制御回路１０８とからなり、モニタ信号に応じて可変帰還抵抗ＲFの値を変化させて利得制御を行う。出力信号モニタ回路１０７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の出力信号振幅を検出・モニタする。利得制御回路１０８は、可変帰還抵抗ＲFの値を制御し、あらかじめ設定された出力振幅が得られるようにトランスインピーダンスアンプの利得を最適値に設定する。 FIG. 12 shows a circuit configuration diagram of a transimpedance amplifier having a general gain control function. In the figure, 106 is a transimpedance amplifier core circuit, 107 is an output signal monitor circuit, and 108 is a gain control circuit. A transimpedance amplifier having a gain control function is disclosed in Patent Document 1, for example. Transimpedance amplifier performs a transimpedance amplifier core circuit 106, an output signal monitor circuit 107, made from the gain control circuit 108. The gain control by changing the value of the variable feedback resistor R F in response to the monitor signal. The output signal monitor circuit 107 detects and monitors the output signal amplitude of the transimpedance amplifier / core circuit 106. The gain control circuit 108 controls the value of the variable feedback resistor R F and sets the gain of the transimpedance amplifier to an optimum value so that a preset output amplitude can be obtained.

トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の具体的な構成を図１３に示す。トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６は、トランジスタＱ1，Ｑ2と、コレクタ抵抗ＲLと、可変帰還抵抗ＲFと、電流源ＩＳと、周波数ピーキング回路１０９とから構成される。このような周波数ピーキング回路を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路については、例えば非特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプの利得を決定する可変帰還抵抗ＲFは、利得制御電圧ＶCONT(AGC)により制御される。さらに、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性を改善するためにエミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEとからなる周波数ピーキング回路１０９が用いられる。周波数ピーキング回路１０９において、例えばピーキング容量ＣEをバラクターなどの可変容量とすることで、周波数ピーキング量を調整することができ、トランスインピーダンスアンプの帯域を改善することができる。該可変容量は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)により制御される。 A specific configuration of the transimpedance amplifier core circuit 106 is shown in FIG. The transimpedance amplifier / core circuit 106 includes transistors Q 1 and Q 2 , a collector resistor R L , a variable feedback resistor R F , a current source IS, and a frequency peaking circuit 109. A transimpedance amplifier / core circuit including such a frequency peaking circuit is disclosed in Non-Patent Document 1, for example. The variable feedback resistor R F that determines the gain of the transimpedance amplifier is controlled by a gain control voltage V CONT (AGC) . Further, in order to improve the gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier, a frequency peaking circuit 109 including an emitter series feedback resistor R E and a peaking capacitor C E is used. In the frequency peaking circuit 109, for example, the peaking capacitance CE is a variable capacitance such as a varactor, whereby the frequency peaking amount can be adjusted and the band of the transimpedance amplifier can be improved. The variable capacitor is controlled by a frequency peaking control voltage V CONT (Peak) .

周波数ピーキング制御と利得制御を行う場合のトランスインピーダンスアンプの従来の構成を図１４に示す。周波数ピーキング制御と利得制御を行う制御回路１０８ａは、出力信号モニタ回路１０７の単一の検出信号に応じて、利得制御電圧ＶCONT(AGC)と周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する。制御電圧ＶCONT(AGC)，ＶCONT(Peak)は、出力信号モニタ回路１０７から出力される検出信号に対して係数や関数を乗じて与えられるものである。 FIG. 14 shows a conventional configuration of a transimpedance amplifier when performing frequency peaking control and gain control. A control circuit 108 a that performs frequency peaking control and gain control outputs a gain control voltage V CONT (AGC) and a frequency peaking control voltage V CONT (Peak) in accordance with a single detection signal of the output signal monitor circuit 107. The control voltages V CONT (AGC) and V CONT (Peak) are given by multiplying the detection signal output from the output signal monitor circuit 107 by a coefficient or a function.

トランスインピーダンスアンプの利得をモニタする従来の出力信号モニタ回路１０７の例を図１５（Ａ）、図１６（Ａ）に示す。図１５（Ａ）は、平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図、図１６（Ａ）は、ピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図である。平均値検出型およびピーク検出型の出力信号モニタ回路については、例えば非特許文献２に開示されている。   An example of a conventional output signal monitor circuit 107 that monitors the gain of the transimpedance amplifier is shown in FIGS. 15 (A) and 16 (A). FIG. 15A is a diagram illustrating an example of an average value detection type output signal monitor circuit 107, and FIG. 16A is a diagram illustrating an example of a peak detection type output signal monitor circuit 107. The average value detection type and peak detection type output signal monitor circuits are disclosed in Non-Patent Document 2, for example.

図１５（Ａ）に示す平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅の平均値Ｖaveを検出するものである。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１５（Ａ）に示すように抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とから構成される。図１５（Ｂ）は平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とからなるＲＣローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを平滑化し、出力信号Ｖoutの振幅に応じた平均値信号Ｖaveを検出する。 The average value detection type output signal monitor circuit 107 shown in FIG. 15A detects the average value V ave of the amplitude of the output signal V out of the transimpedance amplifier with respect to the reference voltage V ref . The output signal monitor circuit 107 includes a resistor R 1 and a hold capacitor C 1 as shown in FIG. 15A, for example. FIG. 15B is a diagram illustrating an outline of the operation of the average value detection type output signal monitor circuit 107, and is a diagram illustrating a waveform of the output signal Vout of the transimpedance amplifier. An RC low-pass filter (LPF) composed of a resistor R 1 and a hold capacitor C 1 smoothes the output signal V out of the transimpedance amplifier and detects an average value signal V ave corresponding to the amplitude of the output signal V out .

一方、図１６（Ａ）に示すピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅のピーク値Ｖpeakを検出する。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１６（Ａ）に示すようにダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とから構成される。図１６（Ｂ）はピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。ダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とからなるダイオード検波回路は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを検波して、出力信号Ｖoutの振幅ピークに対応したピーク値信号Ｖpeakを検出する。
従来のトランスインピーダンスアンプでは、式（３）に示すように、その利得周波数特性は、入力容量Ｃin、帰還抵抗ＲFの影響を大きく受ける。 On the other hand, the peak detection type output signal monitor circuit 107 shown in FIG. 16A detects the peak value V peak of the amplitude of the output signal V out of the transimpedance amplifier with respect to the reference voltage V ref . The output signal monitor circuit 107 includes a diode element D 1 and a hold capacitor C 2 as shown in FIG. 16A, for example. FIG. 16B is a diagram showing an outline of the operation of the peak detection type output signal monitor circuit 107, and shows the waveform of the output signal Vout of the transimpedance amplifier. A diode detection circuit including the diode element D 1 and the hold capacitor C 2 detects the output signal V out of the transimpedance amplifier, and detects a peak value signal V peak corresponding to the amplitude peak of the output signal V out .
In the conventional transimpedance amplifier, as shown in the equation (3), the gain frequency characteristic is greatly influenced by the input capacitance C in and the feedback resistor R F.

Figure 0005635474
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式（３）において、Ｚtはトランスインピーダンス利得（電流−電圧変換利得）、Ａoはトランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の開ループ利得である。
図１７に、フォトディテクタ１０３等の入力容量Ｃinが変化した場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１７において、１５０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１５１は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが小さい場合の周波数特性を示し、１５２は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが大きい場合の周波数特性を示している。フォトディテクタ１０３等による入力容量Ｃinは、トランスインピーダンスアンプと接続するフォトディテクタ１０３の個体ばらつきや、モジュール実装条件等によって変化する。このため、図１７に示すように、帯域不足や過剰ピーキングが生じ、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。 In Expression (3), Z t is a transimpedance gain (current-voltage conversion gain), and A o is an open loop gain of the transimpedance amplifier core circuit 106.
FIG. 17 shows an example of a change in the gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier when the input capacitance C in of the photodetector 103 or the like changes. In FIG. 17, 150 indicates an appropriate frequency characteristic of the transimpedance amplifier, 151 indicates a frequency characteristic when C in is smaller than the input capacitance C in in the case of the appropriate frequency characteristic, and 152 indicates an appropriate frequency characteristic. It shows the frequency characteristic of the case C in is greater than the input capacitance C in the case. The input capacitance C in by the photodetector 103 or the like varies depending on individual variations of the photodetector 103 connected to the transimpedance amplifier, module mounting conditions, and the like. For this reason, as shown in FIG. 17, insufficient bandwidth or excessive peaking occurs, which causes deterioration of the characteristics of the transimpedance amplifier.

また、入力信号強度によって利得Ｚtを変化させ最適な出力振幅を得るような可変利得とする場合、トランスインピーダンスアンプにおいては、帰還抵抗ＲFを可変とすることが一般に用いられる。しかしながら、帰還抵抗ＲFを変化させた場合も入力容量Ｃinが変化した場合と同様に、トランスインピーダンスアンプの周波数特性は大きく影響を受ける。図１８に、帰還抵抗ＲFを可変とし利得Ｚtを変化させた場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１８において、１６０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１６１は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが大きい場合の周波数特性を示し、１６２は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが小さい場合の周波数特性を示している。図１８に示すように、利得Ｚtの変化に伴い帯域不足や過剰ピーキングが生じるので、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。 In the case of the variable gain so as to obtain an optimum output amplitude by changing the gain Z t with the input signal intensity, the transimpedance amplifier, it is generally used for the feedback resistor R F is variable. However, when the feedback resistor R F is changed, the frequency characteristics of the transimpedance amplifier are greatly affected as in the case where the input capacitance C in is changed. FIG. 18 shows an example of a change in the gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier when the feedback resistor R F is variable and the gain Z t is changed. In FIG. 18, 160 indicates an appropriate frequency characteristic of the transimpedance amplifier, 161 indicates a frequency characteristic when Z t is larger than the gain Z t in the case of the appropriate frequency characteristic, and 162 indicates an appropriate frequency characteristic. The frequency characteristic when Z t is smaller than the gain Z t is shown. As shown in FIG. 18, band shortage and excessive peaking occur as the gain Z t changes, which causes deterioration of the characteristics of the transimpedance amplifier.

すなわち、トランスインピーダンスアンプにおいて、ピーク検出型あるいは平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７を用いた従来のモニタ技術では、可変利得ならびに可変周波数ピーキング制御機構を有するトランスインピーダンスアンプ・コア回路の周波数特性の平坦化が難しいという問題があった。   That is, in the conventional impedance monitoring technique using the peak detection type or average value detection type output signal monitor circuit 107 in the transimpedance amplifier, the frequency characteristics of the transimpedance amplifier core circuit having a variable gain and variable frequency peaking control mechanism are obtained. There was a problem that flattening was difficult.

特開２００９−２３２３８０号公報JP 2009-232380 A

Chih-Fan Liao，and Shen-Luan Liu，“A 40Gb/s Transimpedance-AGC Amplifier with 19dB DR in 90nm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.54-55，2007Chih-Fan Liao, and Shen-Luan Liu, “A 40Gb / s Transimpedance-AGC Amplifier with 19dB DR in 90nm CMOS”, IEEE International Solid-State Circuits Conference, Tech.Dig., Pp.54-55, 2007 Ethan Crain，and Michael Perrott，“A 3.125Gb/s Limit Amplifier with 42dB Gain and 1 s Offset Compensation in 0.18μm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.232-233，2005Ethan Crain, and Michael Perrott, “A 3.125 Gb / s Limit Amplifier with 42 dB Gain and 1 s Offset Compensation in 0.18 μm CMOS”, IEEE International Solid-State Circuits Conference, Tech.Dig., Pp.232-233, 2005

上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプでは、利得の変化や入力容量の変化に対して、利得周波数特性の広帯域性と平坦性を両立させることが難しいという問題があった。   As described above, the conventional transimpedance amplifier has a problem in that it is difficult to achieve both widebandness and flatness of the gain frequency characteristic against a change in gain and a change in input capacitance.

本発明の目的は上記の問題を解決し、広帯域かつ平坦性の高い利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供することにある。   An object of the present invention is to solve the above problems and provide a transimpedance amplifier having a wide band and high flatness gain frequency characteristics.

本発明のトランスインピーダンスアンプは、電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、前記コア回路は、前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、前記出力信号モニタ回路は、前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であり、前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。 The transimpedance amplifier of the present invention includes a core circuit that amplifies a current signal by a transimpedance gain proportional to the value of a feedback resistor and simultaneously converts the current signal into a voltage signal, an output signal monitor circuit that detects an output signal amplitude of the core circuit, A control circuit that controls the gain and frequency peaking amount of the core circuit based on the amplitude detection value detected by the output signal monitor circuit, and the core circuit includes a feedback resistor variable circuit that changes the value of the feedback resistor; A frequency peaking circuit that changes the amount of frequency peaking, and the output signal monitor circuit receives a first band pass filter that receives the output signal of the core circuit, and an output signal of the first band pass filter. A first amplitude detection circuit for detecting the amplitude and a second band pass using the output signal of the core circuit as an input And filter, the second is composed of a second amplitude detection circuit for detecting an output signal amplitude of the band-pass filter, a second passband of the band-pass filter of the output signal monitor circuit, said first band The control circuit outputs a gain control voltage corresponding to the amplitude detection value detected by the first amplitude detection circuit to the feedback resistance variable circuit, the frequency band being higher than the pass band of the pass filter . the output signal amplitude of said core circuit in one of the pass band of the band-pass filter changes the value before Symbol feedback resistor to a desired value, the said first amplitude detection value amplitude detection circuit detects frequency peaking control voltage corresponding to the difference between the second amplitude detection value amplitude detection circuit detects and outputs the frequency peaking circuit, put the passband of the second bandpass filter The output signal amplitude of the core circuit is characterized in that to change the pre-Symbol frequency peaking amount to a desired value.

また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするものである。 In the configuration example of the transimpedance amplifier according to the present invention, the first band pass filter of the output signal monitor circuit is a low pass filter that passes a low frequency signal among the output signals of the core circuit, and The second band-pass filter is a high-pass filter that passes a high-frequency signal among the output signals of the core circuit .

また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記コア回路は、信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、前記帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。 Also, in one configuration example of the transimpedance amplifier of the present invention, the core circuit amplifies a current signal input from a signal input terminal, converts the signal into a voltage signal, and outputs the voltage signal. An emitter follower circuit that amplifies the voltage signal and outputs the amplified signal to a signal output terminal; the feedback resistor having one end connected to the signal output terminal and the other end connected to the signal input terminal; and the feedback resistor variable circuit; And the frequency peaking circuit.
Further, in one configuration example of the transimpedance amplifier of the present invention, the grounded emitter circuit includes an amplifying transistor having a base connected to the signal input terminal, a first power supply voltage supplied to one end, and the other end connected to the other end. A collector resistor connected to the collector of the amplifying transistor; and an emitter resistor having one end connected to the emitter of the amplifying transistor and the second power supply voltage supplied to the other end. An output transistor having a base connected to the collector of the amplifying transistor, a first power supply voltage supplied to the collector and an emitter connected to the signal output terminal, and a current for supplying a constant current to the output transistor The frequency peaking circuit changes the impedance value of the emitter resistor. By, it is characterized in changing the frequency peaking amount.

本発明によれば、光信号に対応した電流信号を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域化と平坦化の両立が可能となる。本発明では、利得周波数特性の広帯域化により動作速度に対し必要な帯域が得られるため、符号間干渉による信号伝送特性劣化を抑えることができる。さらに、利得周波数特性の平坦化により過剰ピーキングが抑えられるので、高周波の信号成分が過剰になることによるリンギングや、郡遅延偏差の悪化による波形劣化を改善できるので、信号伝送特性劣化を抑えることができる。本発明では、特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、受光素子や実装等によって生じる入力容量の変化に対し、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。本発明により、トランスインピーダンスアンプの広帯域かつ平坦な利得周波数特性が得られるので、良好な信号伝送特性が得られ、伝送距離の長延化に有効である。さらに、本発明による制御機能により実装等の外部要因に対し、容易に特性改善ができるため、コストを抑えることができ、高速動作化に有効である。   According to the present invention, in a transimpedance amplifier that converts and amplifies a current signal corresponding to an optical signal into a voltage signal, it is possible to achieve both broadening and flattening of the gain frequency characteristic, which is difficult with the prior art. In the present invention, since the band necessary for the operation speed can be obtained by widening the gain frequency characteristic, it is possible to suppress deterioration in signal transmission characteristics due to intersymbol interference. In addition, since flattening of the gain frequency characteristics can suppress excessive peaking, it can improve ringing due to excessive high frequency signal components and waveform deterioration due to worsening of group delay deviation, thereby suppressing deterioration of signal transmission characteristics. it can. In the present invention, in particular, when the gain needs to be changed according to the transmission distance, or when the input capacitance changes due to the light receiving element, mounting, etc., the wideband and flatness of the gain frequency characteristic is stable. Improvement is possible. That is, it is possible to provide optimal gain frequency control of the transimpedance amplifier with respect to external factors such as reception intensity change and input capacity. According to the present invention, a wide and flat gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier can be obtained, so that a good signal transmission characteristic can be obtained and effective for extending the transmission distance. Furthermore, since the control function according to the present invention can easily improve the characteristics against external factors such as mounting, the cost can be suppressed and it is effective for high-speed operation.

本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける可変帰還抵抗の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the variable feedback resistance in the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおけるピーキング容量の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the peaking capacity | capacitance in the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of an output signal monitor circuit in a transimpedance amplifier according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける制御回路の構成を示すブロック図である。2 is a block diagram showing a configuration of a control circuit in the transimpedance amplifier according to the first exemplary embodiment of the present invention. FIG. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。It is a figure which shows the filter characteristic example of the output signal monitor circuit in the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の動作概要を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement outline | summary of the output signal monitor circuit in the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。It is a figure which shows the gain-band control characteristic of the transimpedance amplifier which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the output signal monitor circuit in the transimpedance amplifier which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。It is a figure which shows the filter characteristic example of the output signal monitor circuit in the transimpedance amplifier which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 従来の光受信器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional optical receiver. 利得制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional transimpedance amplifier provided with the gain control function. 利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプ・コア回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional transimpedance amplifier core circuit provided with the gain control function and the frequency peaking control function. 利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional transimpedance amplifier provided with the gain control function and the frequency peaking control function. 従来の平均値検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional average value detection type output signal monitor circuit and a diagram showing an outline of operation. 従来のピーク検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。It is a circuit diagram showing a configuration of a conventional peak detection type output signal monitor circuit and a diagram showing an outline of operation. 従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の入力容量依存性の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the input capacitance dependence of the frequency characteristic of the conventional transimpedance amplifier. 従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の利得依存性の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the gain dependence of the frequency characteristic of the conventional transimpedance amplifier.

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
電流信号Ｉinを受信し電圧信号Ｖoutを出力するトランスインピーダンスアンプは、利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路６と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路７と、出力信号モニタ回路７が検出した振幅検出値に基づいてトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路８とを備えている。 [First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the transimpedance amplifier according to the first embodiment of the present invention.
Transimpedance amplifier for outputting a voltage signal V out to receive the current signal I in is a transimpedance amplifier core circuit 6 having a gain control function and the frequency peaking control functions, the output signal amplitude of the transimpedance amplifier core circuit 6 And a control circuit 8 that controls the gain and frequency peaking amount of the transimpedance amplifier core circuit 6 based on the amplitude detection value detected by the output signal monitor circuit 7.

トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、増幅回路２と、増幅回路２の入出力端子間に設けられた可変帰還抵抗ＲFとから構成される。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の構成は図１３に示した構成と同一である。すなわち、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、ベースがコア回路６の信号入力端子に接続されたトランジスタＱ1と、ベースがトランジスタＱ1のコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがコア回路６の信号出力端子に接続されたトランジスタＱ2と、一端がトランジスタＱ1のコレクタに接続され、他端に電源電圧が供給されるコレクタ抵抗ＲLと、一端が信号入力端子に接続され、他端が信号出力端子に接続された可変帰還抵抗ＲFと、一端が信号出力端子に接続され、他端が接地された電流源ＩＳと、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地された周波数ピーキング回路１０９とから構成される。 Transimpedance amplifier core circuit 6 is composed of an amplifying circuit 2, a variable feedback resistance R F provided between the input and output terminals of the amplifier circuit 2. The configuration of the transimpedance amplifier core circuit 6 is the same as that shown in FIG. That is, the transimpedance amplifier / core circuit 6 includes a transistor Q 1 whose base is connected to the signal input terminal of the core circuit 6, a base connected to the collector of the transistor Q 1 , a power supply voltage supplied to the collector, The transistor Q 2 connected to the signal output terminal of the core circuit 6, one end connected to the collector of the transistor Q 1 , the other end connected to the collector resistor RL supplied with the power supply voltage, and one end connected to the signal input terminal. The other end of the variable feedback resistor R F is connected to the signal output terminal, the other end is connected to the signal output terminal, the other end is grounded, and the other end is connected to the emitter of the transistor Q 1. The frequency peaking circuit 109 is grounded at one end.

トランジスタＱ1とコレクタ抵抗ＲLとエミッタ直列帰還抵抗ＲEとは、エミッタ接地回路を構成し、トランジスタＱ2と電流源ＩＳとは、エミッタフォロア回路を構成している。エミッタ接地回路とエミッタフォロア回路とは、図１に示した増幅回路２を構成している。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、信号入力端子からトランジスタＱ1のベースに入力される電流信号Ｉinを、可変帰還抵抗ＲFの値に応じて増幅して、電圧信号に変換し、しかる後、トランジスタＱ2のエミッタから、電力増幅した出力信号Ｖout（電圧信号）として低インピーダンスで出力する。 The transistor Q 1, a collector resistor R L and the emitter series feedback resistors R E, and an emitter grounding circuit, and the transistor Q 2 and a current source IS, constituting an emitter follower circuit. The grounded emitter circuit and the emitter follower circuit constitute the amplifier circuit 2 shown in FIG. Transimpedance amplifier core circuit 6, a current signal I in input from the signal input terminal to the base of the transistor Q 1, is amplified in accordance with the value of the variable feedback resistor R F, is converted into a voltage signal, after which From the emitter of the transistor Q 2 , a power-amplified output signal V out (voltage signal) is output with low impedance.

図２は可変帰還抵抗ＲFの構成を示す回路図である。図２に示すように、可変帰還抵抗ＲFは、ゲートに制御回路８からの利得制御電圧ＶCONT(AGC)が入力され、ソースがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、ドレインがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＱ3と、一端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続された帰還抵抗ＲF1とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ3は、帰還抵抗可変回路を構成しており、利得制御電圧ＶCONT(AGC)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。 FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the variable feedback resistor R F. As shown in FIG. 2, the variable feedback resistor R F has its gate connected to the gain control voltage V CONT (AGC) from the control circuit 8 and its source connected to the signal output terminal of the transimpedance amplifier core circuit 6. A MOS transistor Q 3 whose drain is connected to the signal input terminal of the transimpedance amplifier / core circuit 6, one end connected to the signal output terminal of the transimpedance amplifier / core circuit 6, and the other end to the transimpedance amplifier / core circuit 6 And a feedback resistor R F1 connected to the signal input terminal. The MOS transistor Q 3 constitutes a feedback resistance variable circuit, and becomes a continuously variable resistance whose resistance value between the drain and the source continuously changes in accordance with the gain control voltage V CONT (AGC) .

周波数ピーキング回路１０９は、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地されたエミッタ直列帰還抵抗ＲEと、エミッタ直列帰還抵抗ＲEと並列に設けられたピーキング容量ＣEとからなる。ピーキング容量ＣEは、ＭＩＭ容量、ＭＯＳ容量やバラクタ容量などの可変容量を用いることにより実現できる。 The frequency peaking circuit 109 includes an emitter series feedback resistor R E having one end connected to the emitter of the transistor Q 1 and the other end grounded, and a peaking capacitor C E provided in parallel with the emitter series feedback resistor R E. . The peaking capacitor CE can be realized by using a variable capacitor such as an MIM capacitor, a MOS capacitor, or a varactor capacitor.

図３はＭＯＳトランジスタを可変抵抗として用いる場合のピーキング回路ＣEの構成を示す回路図である。図３に示すように、ピーキング回路ＣEは、ゲートに周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が入力され、ドレインがトランジスタＱ1のエミッタに接続されたＭＯＳトランジスタＱ4と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe1と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続された容量Ｃe1と、一端が容量Ｃe1の他端に接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe2とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ4は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。このＭＯＳトランジスタＱ4およびエミッタ抵抗Ｒe1，Ｒe2は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEに対して並列に接続されていることから明らかなように、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの抵抗値を連続的に変化させる役割を果たす。さらに、エミッタ抵抗Ｒe2と直列に挿入されている容量Ｃe1は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの高周波帯におけるインピーダンスを変化させる役割を果たす。従って、上記回路はＭＯＳトランジスタＱ4のゲート電位を制御することにより、高周波帯におけるインピーダンスを制御でき、ピーキング回路として機能する。 FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the peaking circuit CE when a MOS transistor is used as a variable resistor. As shown in FIG. 3, the peaking circuit C E, the frequency peaking control voltage V CONT (Peak) is input to the gate, the MOS transistor Q 4 having a drain connected to the emitter of the transistor Q 1, one end of MOS transistor Q The emitter resistor R e1 is connected to the source of 4 and the other end is grounded, the capacitor C e1 is connected to the source of the MOS transistor Q 4 , and the other end is connected to the other end of the capacitor C e1. Is composed of an emitter resistor Re2 grounded. The MOS transistor Q 4 becomes a continuously variable resistance whose resistance value between the drain and the source changes continuously according to the frequency peaking control voltage V CONT (Peak) . The MOS transistor Q 4 and the emitter resistor R e1, R e2, as is clear from what is connected in parallel with the emitter series feedback resistors R E, continuously the resistance value of the emitter series feedback resistor R E Play a changing role. Further, the capacitor C e1 inserted in series with the emitter resistor R e2 serves to change the impedance of the emitter series feedback resistor R E in the high frequency band. Therefore, the circuit can control the impedance in the high frequency band by controlling the gate potential of the MOS transistor Q 4 and functions as a peaking circuit.

図４は出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。図４に示すように、出力信号モニタ回路７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち低周波信号のみを通す第一の帯域通過フィルタである低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０と、出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１と、ＬＰＦ１０から出力される出力信号の振幅を検出する第一の振幅検出回路１２と、ＢＰＦ１１から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１３とから構成される。 FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the output signal monitor circuit 7. As shown in FIG. 4, the output signal monitor circuit 7 includes a low-pass filter (LPF) 10 that is a first band-pass filter that passes only a low-frequency signal out of the output signal V out of the transimpedance amplifier core circuit 6. A band-pass filter (BPF) 11 that is a second band-pass filter that passes only a high-frequency signal in the output signal V out , and a first amplitude detection circuit 12 that detects the amplitude of the output signal output from the LPF 10 The second amplitude detection circuit 13 detects the amplitude of the output signal output from the BPF 11.

図５は制御回路８の構成を示すブロック図である。制御回路８には、第一の振幅検出回路１２が検出した振幅検出値ＶLと第二の振幅検出回路１３が検出した振幅検出値ＶHとが入力される。制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLに応じた利得制御電圧ＶCONT(AGC)を出力する出力バッファ１４と、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分（ＶL−ＶH）を算出する減算器１５と、減算器１５が算出した差分（ＶL−ＶH）に応じた周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する出力バッファ１６とから構成される。 FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the control circuit 8. The control circuit 8 receives the amplitude detection value V L detected by the first amplitude detection circuit 12 and the amplitude detection value V H detected by the second amplitude detection circuit 13. The control circuit 8, an output buffer 14 for outputting the low-frequency signal of the gain control voltage V CONT corresponding to the amplitude detection value V L (AGC), a low-frequency signal amplitude detection value V L and the high frequency signal amplitude detection value V A subtractor 15 that calculates a difference (V L −V H ) from H , and an output buffer that outputs a frequency peaking control voltage V CONT (Peak) corresponding to the difference (V L −V H ) calculated by the subtractor 15 16.

本実施の形態では、異なる周波数帯の出力信号振幅を検出する２つの振幅検出回路を出力信号モニタ回路７に設けることにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を可能とした。すなわち、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタであるＢＰＦ１１の通過帯域を、第一の帯域通過フィルタであるＬＰＦ１０の通過帯域よりも高い周波数帯域とすることにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutに含まれる低周波信号の振幅検出値ＶLと出力信号Ｖoutに含まれる高周波信号の振幅検出値ＶHとをモニタできるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得情報を検出できるだけでなく、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分からトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得特性の周波数特性をも検出できるため、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の平坦性制御が可能となる。 In this embodiment, by providing the output signal monitor circuit 7 with two amplitude detection circuits that detect output signal amplitudes in different frequency bands, it is possible to achieve both broadness and flatness of the gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier. did. That is, in the present embodiment, by setting the pass band of the BPF 11 that is the second band pass filter of the output signal monitor circuit 7 to be higher than the pass band of the LPF 10 that is the first band pass filter, Since the detected amplitude value V L of the low frequency signal included in the output signal V out of the transimpedance amplifier core circuit 6 and the detected amplitude value V H of the high frequency signal included in the output signal V out can be monitored, Not only can the gain information of the core circuit 6 be detected, but also the frequency characteristic of the gain characteristic of the transimpedance amplifier core circuit 6 is detected from the difference between the amplitude detection value V L of the low frequency signal and the amplitude detection value V H of the high frequency signal. Therefore, it is possible to control the flatness of the gain frequency characteristics of the transimpedance amplifier.

前述の式（３）に示すように、トランスインピーダンス利得Ｚtは、その周波数帯域の決定要因である入力時定数として帰還抵抗ＲFと開ループ利得Ａoがあるので、周波数ピーキング回路１０９のみでなく開ループ利得も制御することにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域化と平坦性の改善がより可能となる。 As shown in the above equation (3), the transimpedance gain Z t includes the feedback resistor R F and the open loop gain A o as input time constants that determine the frequency band. In addition, by controlling the open loop gain, it is possible to broaden the gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier and improve the flatness.

図４に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図６に示す。図６において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６２はＢＰＦ１１の通過帯域特性を示している。
図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は出力信号モニタ回路７による出力信号振幅検出の動作概要を示す図であり、ＬＰＦ１０が抽出する低周波信号とＢＰＦ１１が抽出する高周波信号の波形例を示す図である。図７（Ａ）は高周波信号の振幅ＶaHと低周波信号の振幅ＶaLが同じ場合の波形例を示し、図７（Ｂ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも小さい場合の波形例を示し、図７（Ｃ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも大きい場合の波形例を示している。 FIG. 6 shows an example of the filter characteristics of the output signal monitor circuit 7 shown in FIG. In FIG. 6, 60 indicates an appropriate gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier, 61 indicates a passband characteristic of the LPF 10, and 62 indicates a passband characteristic of the BPF 11.
7A, 7B, and 7C are diagrams showing an outline of the operation of output signal amplitude detection by the output signal monitor circuit 7, and a low frequency signal extracted by the LPF 10 and a high frequency extracted by the BPF 11. It is a figure which shows the waveform example of a signal. FIG. 7A shows a waveform example when the amplitude V aH of the high-frequency signal and the amplitude V aL of the low-frequency signal are the same, and FIG. 7B shows the amplitude V aH of the high-frequency signal from the amplitude V aL of the low-frequency signal. 7C shows an example of the waveform when the amplitude V aH of the high frequency signal is larger than the amplitude V aL of the low frequency signal.

出力信号モニタ回路７の第一の振幅検出回路１２は、ＬＰＦ１０が抽出した低周波信号の振幅ＶaLに応じた振幅検出値ＶLを出力し、第二の振幅検出回路１３は、ＢＰＦ１１が抽出した高周波信号の振幅ＶaHに応じた振幅検出値ＶHを出力する。 The first amplitude detection circuit 12 of the output signal monitor circuit 7 outputs an amplitude detection value V L corresponding to the amplitude V aL of the low frequency signal extracted by the LPF 10, and the second amplitude detection circuit 13 is extracted by the BPF 11. An amplitude detection value V H corresponding to the amplitude V aH of the high-frequency signal is output.

制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得については低周波信号の振幅検出値ＶLに応じて制御する。低周波信号の振幅検出値ＶLが大きくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が上昇するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値（ＭＯＳトランジスタＱ3と帰還抵抗ＲF1の合成の抵抗値）が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。 The control circuit 8 controls the gain of the transimpedance amplifier / core circuit 6 according to the amplitude detection value V L of the low-frequency signal. When the amplitude detection value V L of the low-frequency signal increases, the gain control voltage V CONT (AGC) increases, so that the resistance value between the drain and source of the MOS transistor Q 3 decreases. As a result, the resistance value of the variable feedback resistor R F (the combined resistance value of the MOS transistor Q 3 and the feedback resistor R F1 ) is reduced, so that the gain of the transimpedance amplifier core circuit 6 is reduced.

反対に、低周波信号の振幅検出値ＶLが小さくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が低下するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。こうして、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように利得制御を行うことができる。 On the contrary, when the amplitude detection value V L of the low-frequency signal is decreased, the gain control voltage V CONT (AGC) is decreased, so that the resistance value between the drain and the source of the MOS transistor Q 3 is increased. As a result, the resistance value of the variable feedback resistor R F is increased, so that the gain of the transimpedance amplifier core circuit 6 is increased. Thus, gain control can be performed so that the output signal amplitude of the low frequency band of the transimpedance amplifier core circuit 6 becomes a desired value.

また、制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の周波数ピーキング量については高周波信号の振幅検出値ＶHに応じて制御する。さらに、制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLを基準値とし、高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分信号に応じて高周波信号振幅を制御する。 The control circuit 8 controls the frequency peaking amount of the transimpedance amplifier / core circuit 6 according to the amplitude detection value V H of the high-frequency signal. Further, the control circuit 8 uses the amplitude detection value V L of the low frequency signal as a reference value, and controls the amplitude of the high frequency signal according to a difference signal from the amplitude detection value V H of the high frequency signal.

すなわち、図７（Ｂ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が不足している場合は、ＶaL＞ＶaHとなり、ＶL＞ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が上昇し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。このとき、低周波帯においてはＭＯＳトランジスタＱ4とエミッタ抵抗Ｒe1とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態と等価であるのに対して、高周波帯においては更に容量Ｃe1とエミッタ抵抗Ｒe2とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態となるので、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成のインピーダンス値は低周波帯に比べて高周波帯でより小さくなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を増やすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が大きくなるように制御する。 That is, when the high-frequency component of the output signal Vout of the transimpedance amplifier core circuit 6 is insufficient as in FIG. 7B, V aL > V aH and V L > V H. The frequency peaking control voltage V CONT (Peak) increases, and the resistance value between the drain and source of the MOS transistor Q 4 decreases. As a result, the combined resistance value of the emitter series feedback resistor R E and the peaking capacitor C E is reduced, and the gain of the transimpedance amplifier core circuit 6 is increased. At this time, the circuit composed of the MOS transistor Q 4 and the emitter resistor R e1 is equivalent to the state where the circuit is connected in parallel to the emitter series feedback resistor R E in the low frequency band, but further in the high frequency band. since the state in which the circuit composed of the capacitor C e1 and emitter resistor R e2 Metropolitan is connected in parallel to the emitter series feedback resistors R E, impedance value of the composite of the emitter series feedback resistors R E and peaking capacitor C E is the low frequency Smaller in the high frequency band than in the band. Thus, by increasing the peaking amount of the frequency peaking circuit 109, the output signal amplitude of the transimpedance amplifier core circuit 6 is controlled so as to increase.

一方、図７（Ｃ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が大きく過剰ピーキングになっている場合は、ＶaL＜ＶaHとなり、ＶL＜ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が低下し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなると、キャパシタＣe1によるインピーダンス低減効果が弱くなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の利得を増大させる高周波ピーキング効果も弱くなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を減らすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が小さくなるように制御する。以上により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように周波数ピーキング制御を行うことができる。 On the other hand, when the high-frequency component of the output signal Vout of the transimpedance amplifier core circuit 6 is large and excessively peaked as in FIG. 7C, V aL <V aH and V L <V H Therefore, the frequency peaking control voltage V CONT (Peak) decreases, and the resistance value between the drain and source of the MOS transistor Q 4 increases. As a result, the combined resistance value of the emitter series feedback resistor R E and the peaking capacitor C E is increased, so that the gain of the transimpedance amplifier core circuit 6 is decreased. When the resistance value between the drain and source of the MOS transistor Q 4 is increased, the impedance reduction effect by the capacitor C e1 is weakened, so that the high frequency peaking effect for increasing the gain in the high frequency band of the transimpedance amplifier / core circuit 6 is also weakened. Thus, by reducing the peaking amount of the frequency peaking circuit 109, the transimpedance amplifier core circuit 6 is controlled so that the output signal amplitude in the high frequency band is reduced. As described above, frequency peaking control can be performed so that the output signal amplitude in the high frequency band of the transimpedance amplifier core circuit 6 becomes a desired value.

図８は本実施の形態のトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。図８において、８０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、８１は帯域不足の場合の利得周波数特性を示し、８２は過剰ピーキングの場合の利得周波数特性を示している。上記の図７（Ｂ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８１の場合に対応し、図７（Ｃ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８２の場合に対応している。   FIG. 8 is a diagram showing gain band control characteristics of the transimpedance amplifier according to the present embodiment. In FIG. 8, 80 indicates an appropriate gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier, 81 indicates a gain frequency characteristic when the band is insufficient, and 82 indicates a gain frequency characteristic when excessive peaking occurs. The relationship between the low frequency signal and the high frequency signal shown in FIG. 7B corresponds to the case of 81 in FIG. 8, and the relationship between the low frequency signal and the high frequency signal shown in FIG. It corresponds to the case of.

ＬＰＦ１０と第一の振幅検出回路１２とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯ｆWLの利得ＺtLに対応する出力信号振幅ＶaLを検出するのに対し、ＢＰＦ１１と第二の振幅検出回路１３とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯ｆWHの利得ＺtHに対応する出力信号振幅ＶaHを検出する。この周波数帯域に応じた振幅検出値により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得制御と周波数ピーキング量制御を行う。 The circuit composed of the LPF 10 and the first amplitude detection circuit 12 detects the output signal amplitude V aL corresponding to the gain Z tL of the low frequency band f WL of the transimpedance amplifier core circuit 6, whereas the BPF 11 and the first amplitude detection circuit 12 The circuit composed of the second amplitude detection circuit 13 detects the output signal amplitude V aH corresponding to the gain Z tH of the high-frequency band f WH of the transimpedance amplifier core circuit 6. Gain control and frequency peaking amount control of the transimpedance amplifier / core circuit 6 are performed based on the amplitude detection value corresponding to the frequency band.

特に、高速受信用トランスインピーダンスアンプなどの広帯域受信増幅回路においては、広帯域特性を得るために増幅回路内の周波数極（ポール）を周波数帯域（ｆ3dB）付近に設定する。このため、広帯域受信増幅回路の利得周波数特性は図８に示すように低周波帯で平坦で、高周波帯で周波数極が集中し帯域不足もしくは過剰ピーキングになりやすいため、本実施の形態による利得制御およびピーキング制御は広帯域受信増幅回路の広帯域化に有効である。 In particular, in a broadband reception amplifier circuit such as a high-speed reception transimpedance amplifier, the frequency pole (pole) in the amplifier circuit is set in the vicinity of the frequency band (f 3 dB ) in order to obtain broadband characteristics. For this reason, the gain frequency characteristic of the wideband receiving amplifier circuit is flat in the low frequency band as shown in FIG. 8, and the frequency poles are concentrated in the high frequency band and the band tends to be insufficient or excessive peaking. In addition, peaking control is effective in widening the broadband receiving amplifier circuit.

したがって、本実施の形態では、上記の手段により、トランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を大きく改善することができる。特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、フォトディテクタや実装等によって生じる入力容量の変化に対して、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。   Therefore, in the present embodiment, the above-described means can greatly improve the compatibility between the broadband and flatness of the gain frequency characteristic, which was difficult in the prior art, in the transimpedance amplifier. In particular, it is possible to stably improve the broadness and flatness of the gain frequency characteristics when the gain needs to be changed according to the transmission distance, etc., or when the input capacitance changes due to a photodetector or mounting. Become. That is, it is possible to provide optimal gain frequency control of the transimpedance amplifier with respect to external factors such as reception intensity change and input capacity.

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１を用いたが、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を用いてもよい。
図９は本実施の形態の出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。本実施の形態においても、トランスインピーダンスアンプ全体の構成は第１の実施の形態と同様であるので、図１〜図３、図５の符号を用いて説明する。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment, the BPF 11 is used as the second band pass filter of the output signal monitor circuit 7, but a high pass filter (HPF) may be used.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the output signal monitor circuit 7 of the present embodiment. Also in the present embodiment, since the overall configuration of the transimpedance amplifier is the same as that of the first embodiment, description will be made using the reference numerals in FIGS. 1 to 3 and FIG.

図９に示すように、本実施の形態の出力信号モニタ回路７は、ＬＰＦ１０と、第一の振幅検出回路１２と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタであるＨＰＦ１７と、ＨＰＦ１７から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１８とから構成される。第二の振幅検出回路１８は、ＨＰＦ１７が抽出した高周波信号の振幅に応じた振幅検出値ＶHを出力する。 As shown in FIG. 9, the output signal monitor circuit 7 of the present embodiment passes only high-frequency signals among the output signals V out of the LPF 10, the first amplitude detection circuit 12, and the transimpedance amplifier core circuit 6. The HPF 17 is a second band-pass filter, and a second amplitude detection circuit 18 that detects the amplitude of the output signal output from the HPF 17. The second amplitude detection circuit 18 outputs an amplitude detection value V H corresponding to the amplitude of the high frequency signal extracted by the HPF 17.

図９に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図１０に示す。図１０において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６３はＨＰＦ１７の通過帯域特性を示している。
その他の構成は、第１の実施の形態と同じである。 An example of filter characteristics of the output signal monitor circuit 7 shown in FIG. 9 is shown in FIG. In FIG. 10, 60 indicates an appropriate gain frequency characteristic of the transimpedance amplifier, 61 indicates a passband characteristic of the LPF 10, and 63 indicates a passband characteristic of the HPF 17.
Other configurations are the same as those of the first embodiment.

以上のように、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１の代わりに、ＨＰＦ１７を用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。   As described above, in the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by using the HPF 17 instead of the BPF 11 as the second bandpass filter of the output signal monitor circuit 7. .

本発明は、光受信回路において信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに適用することができる。   The present invention can be applied to a transimpedance amplifier that performs signal equalization in an optical receiver circuit.

２…増幅回路、６…トランスインピーダンスアンプ・コア回路、７…出力信号モニタ回路、８…制御回路、１０…低域通過フィルタ、１１…帯域通過フィルタ、１２，１３，１８…振幅検出回路、１４，１６…出力バッファ、１５…減算器、１７…高域通過フィルタ、Ｑ1〜Ｑ4…トランジスタ、ＲL，ＲE，Ｒe1，Ｒe2…抵抗、ＲF，ＲF1…帰還抵抗、ＣE，Ｃe1…容量、ＩＳ…電流源。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 2 ... Amplifier circuit, 6 ... Transimpedance amplifier core circuit, 7 ... Output signal monitor circuit, 8 ... Control circuit, 10 ... Low-pass filter, 11 ... Band pass filter, 12, 13, 18 ... Amplitude detection circuit, 14 , 16 ... output buffer, 15 ... subtractor, 17 ... high-pass filter, Q 1 to Q 4 ... transistor, R L , R E , R e1 , R e2 ... resistor, R F , R F1 ... feedback resistor, C E , C e1 ... capacity, IS ... current source.

Claims (4)

電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、
このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、
この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、
前記コア回路は、
前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、
前記出力信号モニタ回路は、
前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、
この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、
前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、
この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、
前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であり、
前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。 A core circuit that amplifies the current signal by a transimpedance gain proportional to the value of the feedback resistor and simultaneously converts it to a voltage signal;
An output signal monitor circuit for detecting the output signal amplitude of the core circuit;
A control circuit that controls the gain and frequency peaking amount of the core circuit based on the amplitude detection value detected by the output signal monitor circuit;
The core circuit is:
A feedback resistor variable circuit for changing the value of the feedback resistor;
A frequency peaking circuit for changing the frequency peaking amount;
The output signal monitor circuit includes:
A first bandpass filter that receives the output signal of the core circuit;
A first amplitude detection circuit for detecting the output signal amplitude of the first bandpass filter;
A second bandpass filter that receives the output signal of the core circuit;
A second amplitude detection circuit for detecting the output signal amplitude of the second bandpass filter,
The pass band of the second band pass filter of the output signal monitor circuit is a higher frequency band than the pass band of the first band pass filter,
The control circuit outputs a gain control voltage in accordance with the amplitude detection value detected by the first amplitude detection circuit to the feedback resistance variable circuit, so that the core circuit in the passband of the first bandpass filter the output signal amplitude to vary the value before Symbol feedback resistor to a desired value, said amplitude detection value the amplitude detection value second amplitude detection circuit detects the first amplitude detection circuit detects the frequency peaking control voltage corresponding to the difference is output to the frequency peaking circuit, the output signal amplitude before Symbol frequency peaking amount to a desired value of the core circuit in the pass band of the second band-pass filter Transimpedance amplifier characterized by changing 請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。 The transimpedance amplifier according to claim 1 ,
The first band-pass filter of the output signal monitor circuit is a low-pass filter that passes a low-frequency signal among the output signals of the core circuit, and the second band-pass filter is an output signal of the core circuit. A transimpedance amplifier characterized by being a high-pass filter that passes high-frequency signals. 請求項１または２に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記コア回路は、
信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、
このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、
一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、
前記帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。 The transimpedance amplifier according to claim 1 or 2 ,
The core circuit is:
A grounded emitter circuit that amplifies the current signal input from the signal input terminal, converts the current signal to a voltage signal, and outputs the voltage signal;
An emitter follower circuit that amplifies the voltage signal from the grounded emitter circuit and outputs the amplified signal to the signal output terminal;
The feedback resistor having one end connected to the signal output terminal and the other end connected to the signal input terminal;
The feedback resistance variable circuit;
A transimpedance amplifier comprising the frequency peaking circuit. 請求項３に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、
前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、
前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。 The transimpedance amplifier according to claim 3 ,
The grounded emitter circuit includes an amplifying transistor whose base is connected to the signal input terminal, a first power supply voltage supplied to one end, a collector resistor whose other end is connected to the collector of the amplifying transistor, and one end Is connected to the emitter of the amplifying transistor, and the other end of the emitter resistor is supplied with the second power supply voltage.
The emitter follower circuit has an output transistor in which a base is connected to the collector of the amplification transistor, a first power supply voltage is supplied to the collector, and an emitter is connected to the signal output terminal. And a current source for supplying a current of
The transimpedance amplifier, wherein the frequency peaking circuit changes a frequency peaking amount by changing an impedance value of the emitter resistor.
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