JP5609806B2

JP5609806B2 - Solenoid drive

Info

Publication number: JP5609806B2
Application number: JP2011162066A
Authority: JP
Inventors: 直樹亀谷; 直久大野; 保森島; 寿成江口
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-07-25
Filing date: 2011-07-25
Publication date: 2014-10-22
Anticipated expiration: 2031-07-25
Also published as: JP2013025684A

Description

本発明は、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動してソレノイドに流れる電流をフィードバック制御するソレノイド駆動装置に関する。 The present invention relates to a solenoid drive device that performs PWM control of a switching element interposed in series in a power supply path from a power supply to a solenoid and feedback-controls a current flowing through the solenoid.

例えば、自動車などの車両に搭載される燃料ポンプ装置においては、燃料の流量を制御するために電磁弁が用いられている。このような構成では、電磁弁のコイル、すなわちソレノイドに対して流量の目標値に応じた電流を流すことにより、所望の流量が得られるように電磁弁の開度が調整される。誘導性負荷であるソレノイドに対する通電制御の方法としては、ソレノイドに流れる電流（負荷電流）をシャント抵抗の端子電圧として検出し、その検出値をフィードバックするとともに、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）する方法が広く知られている（例えば特許文献１参照）。 For example, in a fuel pump device mounted on a vehicle such as an automobile, an electromagnetic valve is used to control the flow rate of fuel. In such a configuration, the opening degree of the solenoid valve is adjusted so that a desired flow rate can be obtained by supplying a current corresponding to the target value of the flow rate to the coil of the solenoid valve, that is, the solenoid. As a method of energization control for a solenoid that is an inductive load, a method of detecting a current (load current) flowing through the solenoid as a terminal voltage of a shunt resistor, feeding back the detected value, and performing pulse width modulation control (PWM control) Is widely known (see, for example, Patent Document 1).

特開２０００−１０５６１２号公報JP 2000-105612 A

上記従来技術において、ソレノイドに流れる電流は、ＰＷＭ駆動される関係上、完全に一定ではなく脈動している。すなわち、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含んでいる。そのような脈動する電流により駆動されるソレノイド、ひいては電磁弁は、上記リップルに応じて摺動する。従って、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が小さいほど、摺動が少なくなり、電磁弁の可動部分の磨耗が抑制され、電磁弁を長期間使用することが可能となる。また、リップルの振幅が小さいほど、電流−デューティ（Ｉ−ＤＵＴＹ）特性の直線性が高まり、制御の安定性が向上する。 In the above prior art, the current flowing through the solenoid is not completely constant but pulsates because of PWM drive. That is, the current flowing through the solenoid includes a ripple component. A solenoid driven by such a pulsating current, and thus a solenoid valve, slides according to the ripple. Therefore, the smaller the amplitude of the ripple of the current flowing through the solenoid, the less the sliding, the wear of the movable part of the solenoid valve is suppressed, and the solenoid valve can be used for a long time. Further, as the amplitude of the ripple is smaller, the linearity of the current-duty (I-DUTY) characteristic is increased, and the control stability is improved.

一方、流量の目標値（電磁弁の開度の目標値）、つまりソレノイドに流す目標電流値が変化する際には、リップル成分が大きいほど電磁弁の過渡応答性が向上する。これは、リップルの振幅が大きいほど、上記摺動が大きくなり、その大きな摺動の勢いを利用して電磁弁の開度が素早く変化するためである。このようなことから、ソレノイドに流れる電流は、適度な振幅のリップル成分を含んでいることが望ましい。 On the other hand, when the target value of the flow rate (target value of the opening degree of the solenoid valve), that is, the target current value flowing through the solenoid changes, the transient response of the solenoid valve improves as the ripple component increases. This is because the larger the ripple amplitude is, the larger the sliding is, and the opening degree of the solenoid valve is quickly changed using the large sliding momentum. For this reason, it is desirable that the current flowing through the solenoid includes a ripple component having an appropriate amplitude.

リップルの振幅は、使用するソレノイドの各種特性、電源電圧、ＰＷＭ駆動信号の周波数などにより定まる。そのため、使用するソレノイドの特性および電源電圧の定格値に応じて、制御安定性および過渡応答性が両立するような一定の駆動周波数でもってＰＷＭ制御が行われるようになっている。しかし、そのような制御において、電源電圧が大きく変化した場合、リップルの振幅も同様に大きく変化する。リップルの振幅が当初想定していたものから変化すると、制御安定性または過渡応答性が低下するおそれがある。 The amplitude of the ripple is determined by various characteristics of the solenoid used, the power supply voltage, the frequency of the PWM drive signal, and the like. Therefore, PWM control is performed at a constant drive frequency that achieves both control stability and transient response in accordance with the characteristics of the solenoid used and the rated value of the power supply voltage. However, in such control, when the power supply voltage changes greatly, the amplitude of the ripple also changes greatly. If the amplitude of the ripple changes from what was initially assumed, control stability or transient response may be reduced.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧の変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができるソレノイド駆動装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a solenoid drive device that can achieve both control stability and transient response without being affected by fluctuations in power supply voltage. is there.

請求項１に記載の手段によれば、電源からソレノイドに対する給電経路に直列に介在するスイッチング素子をＰＷＭ駆動するものであり、電流検出部、パルス信号出力部、パルス幅増減部および周波数切替部を備えている。パルス信号出力部は、ソレノイドに流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号を出力する。そして、パルス幅増減部は、電流検出部により検出されるソレノイドに流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号のパルス幅を増減し、その増減した後の信号を駆動信号としてスイッチング素子に出力する。これにより、ソレノイドに流れる電流が目標値に一致するようにスイッチング素子の駆動がフィードバック制御される（電流フィードバック制御）。 According to the first aspect of the present invention, the switching element interposed in series in the power feeding path from the power source to the solenoid is PWM-driven, and the current detection unit, the pulse signal output unit, the pulse width increase / decrease unit, and the frequency switching unit are provided. I have. The pulse signal output unit outputs a pulse signal having a duty ratio corresponding to the target value of the current flowing through the solenoid. The pulse width increase / decrease unit increases / decreases the pulse width of the pulse signal so that the value of the current flowing through the solenoid detected by the current detection unit matches the target value, and uses the signal after the increase / decrease as a drive signal to the switching element. Output. As a result, the drive of the switching element is feedback controlled so that the current flowing through the solenoid matches the target value (current feedback control).

このような構成においては、パルス信号に従ってスイッチング素子が駆動されるため（ＰＷＭ駆動）、ソレノイドに流れる電流はリップル成分を含む。従来技術にて述べたように、そのリップルの振幅は、制御安定性と、ソレノイドにより駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさであることが望ましい。そのため、使用するソレノイドの特性に応じて、上記制御安定性および過渡応答性が両立するようなリップルとなるようにパルス信号の周波数が設定されることになる。 In such a configuration, since the switching element is driven according to the pulse signal (PWM drive), the current flowing through the solenoid includes a ripple component. As described in the prior art, the amplitude of the ripple is within a range where desired performance can be obtained with respect to control stability and transient response of a movable part (for example, a valve body of a solenoid valve) driven by a solenoid. It is desirable that the size of For this reason, the frequency of the pulse signal is set in accordance with the characteristics of the solenoid to be used so that the ripples are compatible with the control stability and the transient response.

電源の電圧（電源電圧）が一定であれば、基本的にはソレノイドに流れる電流のリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、電源電圧が変化すると、リップルの振幅も同様に変化する。そのため、電源電圧が大きく変動した場合、リップルの振幅が大きく変動し、制御安定性または過渡応答性について所望の性能が得られなくなる問題が生じる可能性がある。電源電圧およびリップルは、電源電圧が高くなるほどリップルの振幅が大きくなり、電源電圧が低くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。一方、パルス信号の周波数およびリップルは、パルス信号の周波数が低くなるほどリップルの振幅が大きくなり、パルス信号の周波数が高くなるほどリップルの振幅が小さくなる、という関係にある。本手段では、それらの関係に着目し、次のようにして上記問題の発生を抑制している。 If the voltage of the power supply (power supply voltage) is constant, basically, the amplitude of the ripple of the current flowing through the solenoid does not change greatly. However, when the power supply voltage changes, the amplitude of the ripple also changes. Therefore, when the power supply voltage largely fluctuates, the amplitude of the ripple fluctuates greatly, which may cause a problem that desired performance cannot be obtained with respect to control stability or transient response. The power supply voltage and the ripple have a relation that the amplitude of the ripple increases as the power supply voltage increases, and the amplitude of the ripple decreases as the power supply voltage decreases. On the other hand, the frequency and ripple of the pulse signal have a relationship that the amplitude of the ripple increases as the frequency of the pulse signal decreases, and the amplitude of the ripple decreases as the frequency of the pulse signal increases. In this means, paying attention to these relationships, the occurrence of the above problem is suppressed as follows.

すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。
しかも、電源電圧の値とパルス信号の周波数の値とが予め対応付けられたデータテーブルが記憶される記憶部を備えている。そして、周波数切替部は、電源電圧およびデータテーブルに基づいてパルス信号の周波数を切り替える。このようにすれば、使用するソレノイドの各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するための装置を、同一の回路構成で実現することができる。 That is, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal according to the power supply voltage. Specifically, the frequency switching unit switches so that the frequency of the pulse signal increases as the power supply voltage increases, and switches the frequency of the pulse signal to decrease as the power supply voltage decreases. Therefore, even if the amplitude of the ripple increases or decreases due to a change in the power supply voltage, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal as described above, thereby canceling the increase or decrease in the amplitude. That is, according to this means, even when the power supply voltage is changed, the amplitude of the ripple of the current flowing through the solenoid is large enough to obtain a desired performance with respect to control stability and transient response (that is, The size is maintained within the originally assumed range). Therefore, according to this means, it is possible to achieve both control stability and transient response without being affected by fluctuations in the power supply voltage. Note that the cancellation mentioned here includes not only the case where the increase / decrease of the ripple accompanying the fluctuation of the power supply voltage is completely canceled but also the case where the degree of the increase / decrease becomes small (mitigated).
In addition, a storage unit is provided that stores a data table in which power supply voltage values and pulse signal frequency values are associated in advance. The frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal based on the power supply voltage and the data table. In this way, by preparing a data table corresponding to various characteristics of the solenoid to be used, devices for driving various types of solenoids can be realized with the same circuit configuration.

請求項２に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を段階的に切り替える。このようにすれば、電源電圧に対応する複数のしきい値を設け、それらしきい値を境にパルス信号の周波数を切り替えればよい。一方、電源電圧に応じてパルス信号の周波数をリニアに切り替える場合、電源電圧および周波数の関係式を用意する必要がある。本手段によれば、そのような関係式を用意することなく、容易に電源電圧の変動に応じたパルス信号の周波数切替を行うことができる。また、本手段によれば、周波数切替部がソフトウェアにより実現される場合、リニアに切り替える手法に比べて処理負荷を軽減することができるという効果も得られる。 According to the means described in claim 2, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal stepwise according to the power supply voltage. In this way, a plurality of threshold values corresponding to the power supply voltage are provided, and the frequency of the pulse signal may be switched with these threshold values as a boundary. On the other hand, when switching the frequency of the pulse signal linearly according to the power supply voltage, it is necessary to prepare a relational expression between the power supply voltage and the frequency. According to this means, it is possible to easily switch the frequency of the pulse signal according to the fluctuation of the power supply voltage without preparing such a relational expression. Further, according to the present means, when the frequency switching unit is realized by software, there is an effect that the processing load can be reduced as compared with the linear switching method.

請求項３に記載の手段によれば、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を２段階に切り替える。このようにすれば、請求項２に記載した手段と同様の作用および効果が得られる。また、例えば、車両に搭載される用途（車載用途）を想定すると、電源電圧（車載バッテリの電圧）が１２Ｖ系のシステムと２４Ｖ系のシステムとの２種類のシステムが考えられる。本手段によれば、それら２種類のシステムのいずれに用いられる場合であっても、同一の回路構成のまま、２種類の電源電圧のそれぞれについてリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数切替を行うことが可能であるため、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。 According to the means described in claim 3, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal in two steps according to the power supply voltage. In this way, the same operation and effect as the means described in claim 2 can be obtained. Further, for example, assuming a use (in-vehicle use) mounted on a vehicle, two types of systems are conceivable: a power supply voltage (in-vehicle battery voltage) of a 12V system and a 24V system. According to this means, the frequency of the pulse signal is such that the amplitude of the ripple is optimized for each of the two types of power supply voltages with the same circuit configuration regardless of which of the two types of systems is used. Since switching can be performed, both control stability and transient response can be achieved.

本発明の第１の実施形態を示すソレノイド駆動装置の概略的な構成図1 is a schematic configuration diagram of a solenoid drive device showing a first embodiment of the present invention. ソレノイド駆動装置の各部の信号波形を示す図The figure which shows the signal waveform of each part of a solenoid drive device 電源電圧が高いときの駆動信号およびソレノイド電流を示す図Diagram showing drive signal and solenoid current when power supply voltage is high 電源電圧が低いときの図３相当図3 equivalent diagram when the power supply voltage is low 駆動周波数の異なる２種類のソレノイド電流の波形を示す図Diagram showing waveforms of two types of solenoid currents with different driving frequencies 電源電圧と駆動周波数の設定値との関係を示す図Diagram showing the relationship between power supply voltage and drive frequency setting 本発明の第２の実施形態を示す図６相当図FIG. 6 equivalent view showing the second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing a third embodiment of the present invention

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図６を参照しながら説明する。
図１は、車両に搭載される燃料ポンプ装置に用いられる電磁弁のソレノイドを駆動するソレノイド駆動装置の概略的な構成を示している。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１、ダイオードＤ１、シャント抵抗Ｒ１、制御回路２、電圧検出回路３、パルス幅増減回路４、差動増幅回路５などを備えている。ソレノイド駆動装置１は、主トランジスタＴ１をＰＷＭ駆動してソレノイド６に流れる電流をフィードバック制御する。このように、ソレノイド６に対する通電が制御されることにより、電磁弁の開度、ひいては燃料の流量が所望の目標値に制御されるようになっている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows a schematic configuration of a solenoid driving device that drives a solenoid of a solenoid valve used in a fuel pump device mounted on a vehicle. The solenoid drive device 1 includes a main transistor T1, a diode D1, a shunt resistor R1, a control circuit 2, a voltage detection circuit 3, a pulse width increase / decrease circuit 4, a differential amplifier circuit 5, and the like. The solenoid driving device 1 feedback-controls the current flowing through the solenoid 6 by PWM driving the main transistor T1. Thus, by controlling the energization to the solenoid 6, the opening of the solenoid valve and thus the flow rate of the fuel is controlled to a desired target value.

また、ソレノイド駆動装置１は、図示しない車載バッテリ（電源に相当）から一対の電源線７、８を介して供給される電源電圧ＶＢによりソレノイド６に対する通電を行うようになっている。詳細は後述するが、ソレノイド駆動装置１は、車載バッテリとして１０〜１６Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する１２Ｖ系システム、および、車載バッテリとして１６〜３２Ｖの範囲の電源電圧ＶＢを使用する２４Ｖ系システムのいずれにも同一の回路構成により適用可能となっている。 In addition, the solenoid drive device 1 is configured to energize the solenoid 6 with a power supply voltage VB supplied via a pair of power supply lines 7 and 8 from a vehicle battery (not shown) (corresponding to a power supply). Although details will be described later, the solenoid drive device 1 is a 12V system that uses a power supply voltage VB in the range of 10 to 16V as a vehicle-mounted battery, and a 24V system that uses a power supply voltage VB in the range of 16 to 32V as a vehicle-mounted battery. It can be applied to any of the systems with the same circuit configuration.

主トランジスタＴ１（スイッチング素子に相当）は、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。主トランジスタＴ１は、図示しない車載バッテリから電源電圧ＶＢを供給するための一対の電源線７、８間に、ソレノイド６およびシャント抵抗Ｒ１とともに直列に接続される。ダイオードＤ１は、還流ダイオードであり、ソレノイド６が断電された際に生じる逆起電力によるサージを抑制する。ダイオードＤ１は、主トランジスタＴ１およびソレノイド６の相互接続点（主トランジスタＴ１のドレイン）と電源線８との間に、電源線８側をアノードとして接続されている。 The main transistor T1 (corresponding to a switching element) is a P-channel type MOSFET. The main transistor T1 is connected in series with a solenoid 6 and a shunt resistor R1 between a pair of power supply lines 7 and 8 for supplying a power supply voltage VB from a vehicle battery (not shown). The diode D1 is a freewheeling diode, and suppresses a surge caused by a counter electromotive force generated when the solenoid 6 is disconnected. The diode D1 is connected between the interconnection point of the main transistor T1 and the solenoid 6 (the drain of the main transistor T1) and the power line 8 with the power line 8 side as an anode.

制御回路２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、例えばマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路２には、燃料ポンプ装置における燃料の流量を制御する外部の制御装置（図示せず）から出力される目標流量値が入力される。制御回路２は、その目標流量値に基づいてソレノイド６に流す電流の目標値を演算する。制御回路２は、演算した電流の目標値に応じたデューティ比を持つパルス信号ＶＥを、パルス幅増減回路４に対して出力する。詳細は後述するが、パルス信号ＶＥの周波数は、電圧検出回路３から与えられる検出電圧Ｖｄに応じて決定される。 The control circuit 2 (corresponding to a pulse signal output unit and a frequency switching unit) is configured mainly with a microcomputer, for example. The control circuit 2 receives a target flow rate value output from an external control device (not shown) that controls the flow rate of fuel in the fuel pump device. The control circuit 2 calculates the target value of the current flowing through the solenoid 6 based on the target flow rate value. The control circuit 2 outputs a pulse signal VE having a duty ratio corresponding to the calculated current target value to the pulse width increase / decrease circuit 4. Although details will be described later, the frequency of the pulse signal VE is determined according to the detection voltage Vd supplied from the voltage detection circuit 3.

電圧検出回路３（電圧検出部に相当）は、電源電圧ＶＢの電圧値を検出するものである。電圧検出回路３は、図示しないが、例えば電源線７、８間に設けられた分圧回路などにより構成される。電圧検出回路３は、電源電圧ＶＢに応じた検出電圧Ｖｄを制御回路２に出力する。なお、このような構成の場合、検出電圧Ｖｄが制御回路２に入力可能な範囲となるように分圧回路の分圧比を設定すればよい。 The voltage detection circuit 3 (corresponding to a voltage detection unit) detects the voltage value of the power supply voltage VB. Although not shown, the voltage detection circuit 3 is configured by, for example, a voltage dividing circuit provided between the power supply lines 7 and 8. The voltage detection circuit 3 outputs a detection voltage Vd corresponding to the power supply voltage VB to the control circuit 2. In such a configuration, the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit may be set so that the detection voltage Vd is in a range that can be input to the control circuit 2.

パルス幅増減回路４（パルス幅増減部に相当）は、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥのパルス幅を差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰに応じて増減し、その増減後の信号を駆動信号ＶＧとして出力するものである。パルス幅増減回路４は、トランジスタＴ２、コンパレータ９、抵抗Ｒ２〜Ｒ５、コンデンサＣ１およびインバータ１０により構成されている。トランジスタＴ２は、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタである。トランジスタＴ２のベースには、制御回路２から出力されるパルス信号ＶＥが与えられる。トランジスタ２のエミッタは、制御用の電源電圧ＶＣ（例えば＋５Ｖ）を供給するための電源線１１に接続されている。トランジスタＴ２のコレクタは、抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して電源線８に接続されている。 The pulse width increase / decrease circuit 4 (corresponding to the pulse width increase / decrease unit) increases or decreases the pulse width of the pulse signal VE output from the control circuit 2 according to the voltage VOP output from the differential amplifier circuit 5, and The signal is output as a drive signal VG. The pulse width increasing / decreasing circuit 4 includes a transistor T2, a comparator 9, resistors R2 to R5, a capacitor C1, and an inverter 10. The transistor T2 is a PNP bipolar transistor. A pulse signal VE output from the control circuit 2 is supplied to the base of the transistor T2. The emitter of the transistor 2 is connected to a power supply line 11 for supplying a control power supply voltage VC (for example, +5 V). The collector of the transistor T2 is connected to the power supply line 8 via resistors R2 and R3.

抵抗Ｒ２、Ｒ３の相互接続点であるノードＮ１は、抵抗Ｒ４を介してコンパレータ９の非反転入力端子に接続されている。コンデンサＣ１は、コンパレータ９の各入力端子間に接続されている。コンパレータ９の反転入力端子には、抵抗Ｒ５を介して、差動増幅回路５から出力される電圧ＶＯＰが与えられる。コンパレータ９およびインバータ１０は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。コンパレータ９の出力端子は、インバータ１０の入力端子に接続されている。インバータ１０は、コンパレータ９の出力信号を反転し、その反転した信号を駆動信号ＶＧとして主トランジスタＴ１のゲートに出力する。 A node N1, which is an interconnection point between the resistors R2 and R3, is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 9 via the resistor R4. The capacitor C1 is connected between the input terminals of the comparator 9. The voltage VOP output from the differential amplifier circuit 5 is applied to the inverting input terminal of the comparator 9 via the resistor R5. The comparator 9 and the inverter 10 operate by receiving the supply of the power supply voltage VB via the power supply lines 7 and 8. The output terminal of the comparator 9 is connected to the input terminal of the inverter 10. The inverter 10 inverts the output signal of the comparator 9 and outputs the inverted signal as the drive signal VG to the gate of the main transistor T1.

なお、本実施形態では、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ１により偏差積分回路１２が構成されている。偏差積分回路１２は、差動増幅回路５から与えられる電圧ＶＯＰおよび制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに基づいて充放電する。また、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ１の静電容量値は、偏差積分回路１２における時定数が、パルス信号ＶＥの周期よりも長くなるように設定されている。 In the present embodiment, the deviation integrating circuit 12 is configured by the resistor R4 and the capacitor C1. Deviation integrating circuit 12 charges and discharges based on voltage VOP supplied from differential amplifier circuit 5 and pulse signal VE supplied from control circuit 2. The resistance value of the resistor R4 and the capacitance value of the capacitor C1 are set such that the time constant in the deviation integrating circuit 12 is longer than the cycle of the pulse signal VE.

差動増幅回路５は、シャント抵抗Ｒ１の各端子電圧を入力し、それら各端子電圧の差を増幅して出力するものである。差動増幅回路５は、抵抗Ｒ６〜Ｒ９およびオペアンプ１３により構成されている。シャント抵抗Ｒ１の各端子は、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して、オペアンプ１３の各入力端子に接続されている。抵抗Ｒ８は、オペアンプ１３の非反転入力端子と電源線８との間に接続されている。抵抗Ｒ９は、オペアンプ１３の出力端子と反転入力端子との間に接続されている。オペアンプ１３は、電源線７、８を介して電源電圧ＶＢの供給を受けて動作する。オペアンプ１３の出力電圧ＶＯＰは、パルス幅増減回路４に与えられる。本実施形態では、シャント抵抗Ｒ１および差動増幅回路５により、ソレノイド６に流れる電流ｉＬを検出する電流検出部１４が構成されている。 The differential amplifier circuit 5 inputs each terminal voltage of the shunt resistor R1, amplifies the difference between these terminal voltages, and outputs the amplified voltage. The differential amplifier circuit 5 includes resistors R6 to R9 and an operational amplifier 13. Each terminal of the shunt resistor R1 is connected to each input terminal of the operational amplifier 13 via resistors R6 and R7, respectively. The resistor R8 is connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 13 and the power supply line 8. The resistor R9 is connected between the output terminal of the operational amplifier 13 and the inverting input terminal. The operational amplifier 13 operates by receiving the supply of the power supply voltage VB via the power supply lines 7 and 8. The output voltage VOP of the operational amplifier 13 is given to the pulse width increase / decrease circuit 4. In the present embodiment, the shunt resistor R1 and the differential amplifier circuit 5 constitute a current detector 14 that detects a current iL flowing through the solenoid 6.

上記構成のソレノイド駆動装置１の概略的な動作は次のとおりである。すなわち、制御回路２は、ソレノイド６に流す電流の目標値に応じたデューティ比を持つとともに、検出電圧Ｖｄに応じた周波数を持つパルス信号ＶＥをパルス幅増減回路４に出力する。パルス幅増減回路４は、差動増幅回路５から与えられるソレノイド６に流れる電流ｉＬに応じた電圧ＶＯＰに基づいて、ソレノイド６に流れる電流値が目標値に一致するようにパルス信号ＶＥのパルス幅を増減する。そして、パルス幅増減回路４は、その増減した後の信号を駆動信号ＶＧとして出力する。主トランジスタＴ１は、その駆動信号ＶＧにより駆動される。このようにして、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが目標値に一致するように主トランジスタＴ１がＰＷＭ駆動される。 A schematic operation of the solenoid drive device 1 having the above-described configuration is as follows. That is, the control circuit 2 outputs a pulse signal VE having a duty ratio corresponding to the target value of the current flowing through the solenoid 6 and having a frequency corresponding to the detection voltage Vd to the pulse width increasing / decreasing circuit 4. The pulse width increasing / decreasing circuit 4 is based on the voltage VOP corresponding to the current iL flowing through the solenoid 6 supplied from the differential amplifier circuit 5, and the pulse width of the pulse signal VE so that the current value flowing through the solenoid 6 matches the target value. Increase or decrease. The pulse width increase / decrease circuit 4 outputs the increased / decreased signal as the drive signal VG. The main transistor T1 is driven by the drive signal VG. In this way, the main transistor T1 is PWM driven so that the current iL flowing through the solenoid 6 matches the target value.

続いて、上記構成の詳細な動作について図２を参照しながら説明する。
図２は、ソレノイド駆動装置１の各部の信号波形を示している。図２中、（ａ）はパルス信号ＶＥ、（ｂ）はコンパレータ９の各入力電圧、（ｃ）は駆動信号ＶＧ、（ｄ）はソレノイド６に流れる電流ｉＬを示している。 Next, the detailed operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
FIG. 2 shows signal waveforms of each part of the solenoid drive device 1. 2, (a) shows a pulse signal VE, (b) shows each input voltage of the comparator 9, (c) shows a drive signal VG, and (d) shows a current iL flowing through the solenoid 6. In FIG.

主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオンする。主トランジスタＴ１がオンすると、電源線７、８を通じてソレノイド６に電流ｉＬが流れる。また、主トランジスタＴ１は、駆動信号ＶＧがＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）の期間（図２の（ｃ）参照）にオフする。主トランジスタＴ１がオフすると、電源線７、８を通じたソレノイド６への通電が遮断され、ソレノイド６に蓄積された電磁エネルギーによりダイオードＤ１を通じて還流電流が流れる。このように、パルス状の信号である駆動信号ＶＧにより主トランジスタＴ１が駆動される（ＰＷＭ駆動される）ため、ソレノイド６に流れる電流ｉＬは一定ではなく、リップル成分を含む脈動波形となる（図２の（ｄ）参照）。電流ｉＬのリップル成分の周期は、駆動信号ＶＧ、ひいてはパルス信号ＶＥの周期と同じである。 The main transistor T1 is turned on during a period (see (c) of FIG. 2) in which the drive signal VG is at the L level (the voltage level of the power supply line 8 = 0 V, for example). When the main transistor T1 is turned on, a current iL flows to the solenoid 6 through the power supply lines 7 and 8. The main transistor T1 is turned off during a period (see (c) of FIG. 2) in which the drive signal VG is at the H level (voltage level of the power supply line 7 = 16 V, for example). When the main transistor T1 is turned off, the energization to the solenoid 6 through the power supply lines 7 and 8 is cut off, and the return current flows through the diode D1 by the electromagnetic energy accumulated in the solenoid 6. Thus, since the main transistor T1 is driven (PWM driven) by the drive signal VG which is a pulse-like signal, the current iL flowing through the solenoid 6 is not constant, and has a pulsating waveform including a ripple component (FIG. 2 (d)). The period of the ripple component of the current iL is the same as the period of the drive signal VG and eventually the pulse signal VE.

ソレノイド６に流れる電流ｉＬは、シャント抵抗Ｒ１により電圧に変換され、差動増幅回路５により増幅された電圧ＶＯＰとしてパルス幅増減回路４に与えられる（図２の（ｂ）参照）。一方、パルス幅増減回路４において、トランジスタＴ２は、制御回路２から与えられるパルス信号ＶＥに応じて駆動される。すなわち、トランジスタＴ２は、パルス信号ＶＥがＬレベル（電源線８の電圧レベル＝例えば０Ｖ）の期間にオンし、Ｈレベル（電源線１１の電圧レベル＝例えば５Ｖ）の期間にオフする（図２の（ａ）参照）。トランジスタＴ２がオンしている期間、ノードＮ１の電圧Ｖｎは、電源電圧ＶＣを抵抗Ｒ２、Ｒ３により分圧した値となる。一方、トランジスタＴ２がオフしている期間、電圧Ｖｎは、電源線８の電圧（＝０Ｖ）となる。つまり、電圧Ｖｎは、パルス信号ＶＥを反転させたパルス状の波形となる。このような電圧Ｖｎが偏差積分回路１２を構成する抵抗Ｒ４の一端に印加される。 The current iL flowing through the solenoid 6 is converted into a voltage by the shunt resistor R1, and is given to the pulse width increasing / decreasing circuit 4 as the voltage VOP amplified by the differential amplifier circuit 5 (see FIG. 2B). On the other hand, in the pulse width increasing / decreasing circuit 4, the transistor T <b> 2 is driven according to the pulse signal VE supplied from the control circuit 2. That is, the transistor T2 is turned on when the pulse signal VE is at the L level (voltage level of the power supply line 8 = eg 0 V) and turned off when the pulse signal VE is at the H level (voltage level of the power supply line 11 = eg 5 V) (FIG. 2). (See (a)). While the transistor T2 is on, the voltage Vn of the node N1 is a value obtained by dividing the power supply voltage VC by the resistors R2 and R3. On the other hand, during the period when the transistor T2 is off, the voltage Vn is the voltage of the power supply line 8 (= 0V). That is, the voltage Vn has a pulsed waveform obtained by inverting the pulse signal VE. Such a voltage Vn is applied to one end of the resistor R4 constituting the deviation integrating circuit 12.

偏差積分回路１２は、電圧Ｖｎ（パルス信号ＶＥ）および電圧ＶＯＰに基づいて充放電動作する。そして、偏差積分回路１２のコンデンサＣ１の充放電の極性は、パルス信号ＶＥと同じ周期で反転するとともに、そのデューティ比は、電流ｉＬの目標値および検出値の差に対応した値となる。このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じてコンパレータ９の出力信号は次のように変化する。 The deviation integrating circuit 12 performs a charge / discharge operation based on the voltage Vn (pulse signal VE) and the voltage VOP. Then, the polarity of charging / discharging of the capacitor C1 of the deviation integrating circuit 12 is inverted in the same cycle as the pulse signal VE, and the duty ratio becomes a value corresponding to the difference between the target value and the detected value of the current iL. The output signal of the comparator 9 changes as follows according to the polarity of the charging voltage of the capacitor C1.

すなわち、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧（＝コンパレータ９の非反転入力端子の電圧ＶＣＰ）が、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ５側の端子電圧（＝コンパレータ９の反転入力端子の電圧）よりも高い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＨレベル（電源線７の電圧レベル＝例えば１６Ｖ）となる。一方、コンデンサＣ１の抵抗Ｒ４側の端子電圧が、抵抗Ｒ５側の端子電圧よりも低い期間（図２の（ｂ）参照）には、コンパレータ９の出力はＬレベル（電源線８の電圧レベル＝０Ｖ）となる。このように変化するコンパレータ９の出力信号が反転された駆動信号ＶＧにより、主トランジスタＴ１がオン／オフ制御（スイッチング制御）されることにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬがパルス信号ＶＥのデューティ比に応じた目標値に制御される。なお、この場合、電流ｉＬはリップル成分を含むため、電流ｉＬの平均値（実効電流）が目標値（例えば１．１Ａ）となるように制御される。 That is, a period in which the terminal voltage on the resistor R4 side of the capacitor C1 (= the voltage VCP on the non-inverting input terminal of the comparator 9) is higher than the terminal voltage on the resistor R5 side of the capacitor C1 (= the voltage on the inverting input terminal of the comparator 9). (See (b) of FIG. 2), the output of the comparator 9 is at the H level (voltage level of the power supply line 7 = 16 V, for example). On the other hand, during a period in which the terminal voltage on the resistor R4 side of the capacitor C1 is lower than the terminal voltage on the resistor R5 side (see FIG. 2B), the output of the comparator 9 is L level (the voltage level of the power supply line 8 = 0V). The main transistor T1 is subjected to on / off control (switching control) by the drive signal VG obtained by inverting the output signal of the comparator 9 changing in this manner, whereby the current iL flowing through the solenoid 6 becomes the duty ratio of the pulse signal VE. The target value is controlled accordingly. In this case, since the current iL includes a ripple component, the average value (effective current) of the current iL is controlled to be a target value (eg, 1.1 A).

具体的に説明すると、電流ｉＬの検出値を示す電圧ＶＯＰが、電流ｉＬの目標値を示す電圧Ｖｎより小さくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも高くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＨレベルとなり、駆動信号ＶＧがＬレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオンし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが増加して電圧ＶＯＰも増加する。 More specifically, when the voltage VOP indicating the detected value of the current iL is smaller than the voltage Vn indicating the target value of the current iL, after the delay time corresponding to the inductance component of the solenoid 6 and the time constant of the deviation integrating circuit 12 has elapsed. The terminal voltage of the capacitor C1 is higher on the non-inverting input terminal side of the comparator 9 than on the inverting input terminal side. As a result, the output of the comparator 9 becomes H level, and the drive signal VG becomes L level. Then, the main transistor T1 is turned on, the current iL flowing through the solenoid 6 is increased, and the voltage VOP is also increased.

電圧ＶＯＰが電圧Ｖｎより大きくなると、ソレノイド６のインダクタンス成分および偏差積分回路１２の時定数に応じた遅延時間経過後に、コンデンサＣ１の端子電圧は、コンパレータ９の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも低くなる。これにより、コンパレータ９の出力がＬレベルとなり、駆動信号ＶＧがＨレベルとなる。すると、主トランジスタＴ１がオフし、ソレノイド６に流れる電流ｉＬが減少して電圧ＶＯＰも減少する。 When the voltage VOP becomes larger than the voltage Vn, the terminal voltage of the capacitor C1 from the non-inverting input terminal side of the comparator 9 is greater than the inverting input terminal side after the delay time corresponding to the inductance component of the solenoid 6 and the time constant of the deviation integrating circuit 12 elapses. Also lower. As a result, the output of the comparator 9 becomes L level and the drive signal VG becomes H level. Then, the main transistor T1 is turned off, the current iL flowing through the solenoid 6 is reduced, and the voltage VOP is also reduced.

上記した各動作が繰り返されることにより、ソレノイド６に対する通電電流がパルス信号ＶＥのデューティ比に対応した目標値にフィードバック制御される。さらに、偏差積分回路１２の充放電時定数がパルス信号ＶＥの周期よりも長く設定されているため、偏差積分回路１２の充電電圧が飽和することがない。そのため、電源電圧ＶＢが変動しても、パルス信号ＶＥのデューティ比に応じた高精度の電流フィードバック制御が行われる。 By repeating each operation described above, the energization current to the solenoid 6 is feedback controlled to a target value corresponding to the duty ratio of the pulse signal VE. Furthermore, since the charging / discharging time constant of the deviation integrating circuit 12 is set longer than the cycle of the pulse signal VE, the charging voltage of the deviation integrating circuit 12 does not saturate. Therefore, even if the power supply voltage VB varies, highly accurate current feedback control is performed according to the duty ratio of the pulse signal VE.

図３は、電源電圧ＶＢが１６Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。また、図４は、電源電圧ＶＢが１０Ｖであるときの駆動信号ＶＧおよび電流ｉＬの波形を示している。図３および図４に示すように、本実施形態の構成においては、電源電圧ＶＢの電圧値に応じて、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップル成分の振幅が変化する。具体的には、電源電圧ＶＢが高くなるほど、電流ｉＬの振幅（最大値および最小値の差）は大きくなる。図３に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．８Ａ程度となる。一方、電源電圧ＶＢが低くなるほど、電流ｉＬの振幅は小さくなる。図４に示すように、電源電圧ＶＢが１０Ｖの場合、電流ｉＬ振幅は０．６Ａ程度となる。 FIG. 3 shows waveforms of the drive signal VG and the current iL when the power supply voltage VB is 16V. FIG. 4 shows waveforms of the drive signal VG and current iL when the power supply voltage VB is 10V. As shown in FIGS. 3 and 4, in the configuration of the present embodiment, the amplitude of the ripple component of the current iL flowing through the solenoid 6 changes according to the voltage value of the power supply voltage VB. Specifically, the amplitude (the difference between the maximum value and the minimum value) of the current iL increases as the power supply voltage VB increases. As shown in FIG. 3, when the power supply voltage VB is 16V, the current iL amplitude is about 0.8A. On the other hand, the lower the power supply voltage VB, the smaller the amplitude of the current iL. As shown in FIG. 4, when the power supply voltage VB is 10V, the current iL amplitude is about 0.6A.

ただし、電源電圧ＶＢが高くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間（＝駆動信号ＶＧがＬレベルの期間）が短くなり、電源電圧ＶＢが低くなるほど主トランジスタＴ１がオンする期間が長くなる。そのため、電源電圧ＶＢが変動したとしても、ソレノイド６に流れる電流ｉＬの平均値（実効電流）は変化しない。図３および図４に示すように、電源電圧ＶＢが１６Ｖおよび１０Ｖのいずれの場合にも、電流ｉＬの平均値（実行電流）が目標値である１．１Ａ程度となっていることが分かる。 However, the period during which the main transistor T1 is turned on (= the period during which the drive signal VG is at the L level) becomes shorter as the power supply voltage VB becomes higher, and the period during which the main transistor T1 is turned on becomes longer as the power supply voltage VB becomes lower. Therefore, even if the power supply voltage VB varies, the average value (effective current) of the current iL flowing through the solenoid 6 does not change. As shown in FIGS. 3 and 4, it can be seen that the average value (execution current) of the current iL is about 1.1 A, which is the target value, regardless of whether the power supply voltage VB is 16 V or 10 V.

図５は、パルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）が異なる２種類の電流ｉＬの波形を例示している。図５中、実線は駆動周波数が２５０Ｈｚの場合であり、一点鎖線は駆動周波数が５００Ｈｚの場合である。図５に示すように、駆動周波数が２５０Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅は、駆動周波数が５００Ｈｚの場合における電流ｉＬの振幅に比べ、概ね２倍程度と大きくなっている。すなわち、駆動周波数および電流ｉＬのリップル成分の振幅は、駆動周波数が低くなるほど振幅が大きくなり、駆動周波数が高くなるほど振幅が小さくなるという関係を有することが分かる。 FIG. 5 exemplifies waveforms of two types of currents iL having different frequencies (drive frequencies) of the pulse signal VE. In FIG. 5, a solid line is a case where a drive frequency is 250 Hz, and a dashed-dotted line is a case where a drive frequency is 500 Hz. As shown in FIG. 5, the amplitude of the current iL when the drive frequency is 250 Hz is approximately twice as large as the amplitude of the current iL when the drive frequency is 500 Hz. That is, it can be seen that the amplitude of the ripple component of the drive frequency and current iL has a relationship that the amplitude increases as the drive frequency decreases, and the amplitude decreases as the drive frequency increases.

本実施形態では、上記した電源電圧ＶＢおよびリップルの振幅の関係と、駆動周波数およびリップルの振幅の関係とを考慮した上で、パルス信号ＶＥの周波数の設定を行っている。すなわち、制御回路２は、電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに応じて、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くするように切り替え、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように切り替える。具体的には、図６に示すように、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下の場合、パルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数（２５０Ｈｚ）に設定する。一方、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈを超える場合、パルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数（３００Ｈｚ）に設定する。 In the present embodiment, the frequency of the pulse signal VE is set in consideration of the relationship between the power supply voltage VB and the amplitude of the ripple and the relationship between the drive frequency and the amplitude of the ripple. That is, the control circuit 2 switches the frequency of the pulse signal VE to be higher as the power supply voltage VB is higher in accordance with the detection voltage Vd indicating the detection value of the power supply voltage VB, and the pulse signal VE is lower as the power supply voltage VB is lower. Switch to lower frequency. Specifically, as shown in FIG. 6, the control circuit 2 sets the frequency of the pulse signal VE to the first frequency (250 Hz) when the power supply voltage VB is equal to or lower than the threshold value Vth. On the other hand, when the power supply voltage VB exceeds the threshold value Vth, the frequency of the pulse signal VE is set to the second frequency (300 Hz).

なお、本実施形態において、上記しきい値Ｖｔｈは１６Ｖに設定されている。このしきい値Ｖｔｈの値（１６Ｖ）は、ソレノイド駆動装置１が１２Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最大値であり、２４Ｖ系システムに適用される場合における電源電圧ＶＢの最小値である。従って、制御回路２は、１２Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第１の周波数に設定し、２４Ｖ系システムに適用される場合にはパルス信号ＶＥの周波数を第２の周波数に設定するように周波数の切替動作を行う。なお、上記した最大値および最小値は、何らかの異常に伴って電源電圧ＶＢが急激に上昇または低下するケースを考慮しない値である。 In the present embodiment, the threshold value Vth is set to 16V. The threshold value Vth (16V) is the maximum value of the power supply voltage VB when the solenoid drive device 1 is applied to a 12V system, and the minimum value of the power supply voltage VB when applied to a 24V system. It is. Therefore, the control circuit 2 sets the frequency of the pulse signal VE to the first frequency when applied to the 12V system, and sets the frequency of the pulse signal VE to the second frequency when applied to the 24V system. The frequency switching operation is performed so as to set the frequency. Note that the maximum value and the minimum value described above are values that do not consider the case where the power supply voltage VB suddenly increases or decreases due to some abnormality.

なお、上記第１の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１０〜１６Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と、ソレノイド６により駆動される可動部分（例えば、電磁弁の弁体）の過渡応答性とについて、所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば２５０Ｈｚ）に設定されている。また、上記第２の周波数の値は、電源電圧ＶＢが１６〜３２Ｖの範囲において、電流ｉＬのリップル成分の振幅が、制御安定性と過渡応答性とについて所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値（例えば３００Ｈｚ）に設定されている。また、上記各周波数の値については、使用されるソレノイド６の各種特性をも考慮して決定されている。 Note that the value of the first frequency is such that the amplitude of the ripple component of the current iL is within the range of the power supply voltage VB of 10 to 16 V, the control stability and the movable part driven by the solenoid 6 (for example, the solenoid valve The transient response of the valve body is set to a value (for example, 250 Hz) that is a size within a range where desired performance can be obtained. The value of the second frequency is such that the amplitude of the ripple component of the current iL is within a range where desired performance can be obtained with respect to control stability and transient response in the range of the power supply voltage VB of 16 to 32V. (For example, 300 Hz). Further, the value of each frequency is determined in consideration of various characteristics of the solenoid 6 to be used.

すなわち、周波数切替部は、電源電圧に応じてパルス信号の周波数を切り替える。具体的には、周波数切替部は、電源電圧が高くなるほどパルス信号の周波数を高くするように切り替え、電源電圧が低くなるほどパルス信号の周波数を低くするように切り替える。従って、電源電圧が変化することによりリップルの振幅が増減しても、周波数切替部が上記したようにパルス信号の周波数を切り替えることにより、その振幅の増減が相殺される。つまり、本手段によれば、電源電圧が変化した場合であっても、ソレノイドに流れる電流のリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさ（つまり、元々想定された範囲内の大きさ）に維持される。従って、本手段によれば、電源電圧の変動に影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧の変動に伴うリップルの増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれるものとする。 That is, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal according to the power supply voltage. Specifically, the frequency switching unit switches so that the frequency of the pulse signal increases as the power supply voltage increases, and switches the frequency of the pulse signal to decrease as the power supply voltage decreases. Therefore, even if the amplitude of the ripple increases or decreases due to a change in the power supply voltage, the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal as described above, thereby canceling the increase or decrease in the amplitude. That is, according to this means, even when the power supply voltage is changed, the amplitude of the ripple of the current flowing through the solenoid is large enough to obtain a desired performance with respect to control stability and transient response (that is, The size is maintained within the originally assumed range). Therefore, according to this means, it is possible to achieve both control stability and transient response without being affected by fluctuations in the power supply voltage. Note that the cancellation mentioned here includes not only the case where the increase / decrease of the ripple accompanying the fluctuation of the power supply voltage is completely canceled but also the case where the degree of the increase / decrease becomes small (mitigated).

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
ソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢに応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える制御回路２を備えている。制御回路２は、電源電圧ＶＢが高くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を高くし、電源電圧ＶＢが低くなるほどパルス信号ＶＥの周波数を低くするように周波数の切替動作を行う。従って、電源電圧ＶＢが変化することにより、ソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が増減しても、制御回路２により上記周波数切替動作が行われることにより、その振幅の増減が相殺される。 According to this embodiment described above, the following effects can be obtained.
The solenoid drive device 1 includes a control circuit 2 that switches the frequency of the pulse signal VE according to the power supply voltage VB. The control circuit 2 performs a frequency switching operation so that the frequency of the pulse signal VE increases as the power supply voltage VB increases, and the frequency of the pulse signal VE decreases as the power supply voltage VB decreases. Therefore, even if the amplitude of the ripple of the current iL flowing through the solenoid 6 increases or decreases due to the change of the power supply voltage VB, the increase or decrease of the amplitude is canceled by performing the frequency switching operation by the control circuit 2.

すなわち、本実施形態によれば、同一のソレノイド６を同一のソレノイド駆動装置１により駆動する際、電源電圧ＶＢが変化した場合でも、電流ｉＬのリップルの振幅は、制御安定性および過渡応答性について所望の性能が得られるような大きさに維持される。このように、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、電源電圧ＶＢの変動の影響を受けることなく、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。なお、ここで言う相殺とは、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減が完全にキャンセルされる場合だけでなく、その増減の程度が小さくなる（緩和される）場合も含まれる。 That is, according to the present embodiment, when the same solenoid 6 is driven by the same solenoid driving device 1, even if the power supply voltage VB changes, the amplitude of the ripple of the current iL is about control stability and transient response. The size is maintained so that the desired performance is obtained. Thus, the solenoid drive device 1 of the present embodiment can achieve both control stability and transient response without being affected by the fluctuation of the power supply voltage VB. The cancellation mentioned here includes not only the case where the increase / decrease in the amplitude of the ripple accompanying the fluctuation of the power supply voltage VB is completely cancelled, but also the case where the degree of the increase / decrease is small (relaxed).

具体的には、制御回路２は、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ（１６Ｖ）以下である場合には駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合には駆動周波数を第２の周波数に切り替える。そして、第１の周波数の値および第２の周波数の値は、それぞれ１２Ｖ系システムおよび２４Ｖ系システムにおいてリップルの振幅が、制御安定性および過渡応答性について所望する性能が得られる範囲の大きさとなる値に設定されている。つまり、本実施形態のソレノイド駆動装置１は、１２Ｖ系のシステムおよび２４Ｖ系のシステムのうち、いずれのシステムに適用される場合であっても、互いに特性の異なる２つの回路を実装することなく、同一の回路構成（ハードウェア）を用いて、同一のソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が最適となるようにパルス信号の周波数が切り替えられ、制御安定性および過渡応答性を両立することができる。 Specifically, the control circuit 2 switches the drive frequency to the first frequency when the power supply voltage VB is equal to or lower than the threshold value Vth (16V), and sets the drive frequency to the first frequency when the threshold value Vth is exceeded. Switch to 2 frequency. The value of the first frequency and the value of the second frequency are such that the ripple amplitude in the 12V system and the 24V system is within a range where desired performance can be obtained for control stability and transient response, respectively. Is set to a value. In other words, the solenoid drive device 1 of the present embodiment can be applied to any of the 12V system and the 24V system without mounting two circuits having different characteristics from each other. Using the same circuit configuration (hardware), the frequency of the pulse signal can be switched so that the amplitude of the ripple of the current iL flowing through the same solenoid 6 is optimized, and both control stability and transient response can be achieved. it can.

制御回路２は、電圧検出回路３から出力される電源電圧ＶＢの検出値を示す検出電圧Ｖｄに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。つまり、制御回路２は、実際に検出される電圧値に応じてパルス信号ＶＥの周波数を切り替える。このようにすれば、電源電圧ＶＢの変動に伴うリップルの振幅の増減を、周波数切替によるリップルの振幅の増減により、精度よく相殺することが可能となる。すなわち、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が高まるという効果が得られる。 The control circuit 2 switches the frequency of the pulse signal VE based on the detection voltage Vd indicating the detection value of the power supply voltage VB output from the voltage detection circuit 3. That is, the control circuit 2 switches the frequency of the pulse signal VE according to the actually detected voltage value. In this way, the increase / decrease in the amplitude of the ripple accompanying the fluctuation of the power supply voltage VB can be accurately offset by the increase / decrease in the amplitude of the ripple due to the frequency switching. In other words, the effect of increasing the accuracy with which the optimum ripple amplitude is maintained without being affected by fluctuations in the power supply voltage VB can be obtained.

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図７を参照しながら上記実施形態と異なる点を主端に説明する。
第１の実施形態では、適用する電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）に応じて、パルス信号ＶＥの周波数が２段階に切り替えられるようになっていた。この場合、電源電圧ＶＢが一定であれば、基本的にはソレノイド６に流れる電流ｉＬのリップルの振幅が大きく変化することはない。しかし、同じ電源システムであっても電源電圧ＶＢは一定であるとは限らない。例えば、車両が走行を開始した直後（始動直後）における電源電圧ＶＢの電圧値と、車両が長時間走行した後（通常時）における電源電圧ＶＢの電圧値とでは大きく異なる。このような電源電圧ＶＢの大きな変化に伴い、リップルの振幅も大きく変化する。本実施形態では、以下に示すように、このようなケースにおけるリップルの振幅の変化に対応することが可能となっている。 (Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment of the present invention will be described mainly with respect to differences from the above embodiment with reference to FIG.
In the first embodiment, the frequency of the pulse signal VE is switched between two levels according to the power supply system (12V / 24V) to be applied. In this case, if the power supply voltage VB is constant, basically the amplitude of the ripple of the current iL flowing through the solenoid 6 does not change greatly. However, the power supply voltage VB is not always constant even in the same power supply system. For example, the voltage value of the power supply voltage VB immediately after the vehicle starts traveling (immediately after starting) and the voltage value of the power supply voltage VB after the vehicle travels for a long time (normal time) are greatly different. With such a large change in the power supply voltage VB, the amplitude of the ripple also changes greatly. In this embodiment, as described below, it is possible to cope with a change in the amplitude of the ripple in such a case.

図７は、第１の実施形態における図６相当図であり、電源電圧ＶＢとパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の設定値との関係を示している。本実施形態では、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニア（連続的）に切り替える手法（図６に実線で示す）と、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法（図６に一点鎖線で示す）とについて説明する。 FIG. 7 is a diagram corresponding to FIG. 6 in the first embodiment, and shows the relationship between the power supply voltage VB and the set value of the frequency (drive frequency) of the pulse signal VE. In this embodiment, a method of switching the drive frequency linearly (continuously) according to the power supply voltage VB (shown by a solid line in FIG. 6) and a method of switching the drive frequency stepwise according to the power supply voltage VB (FIG. 6). Will be described.

まず、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替える手法について説明する。この場合、例えば、下記（１）式に示すような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がある。ただし、Ｆは駆動周波数を示し、αは図６における直線の傾きを決定する定数を示し、βは駆動周波数の最小値を決定する定数を示している。
Ｆ＝α・ＶＢ＋β …（１） First, a method for switching the drive frequency linearly according to the power supply voltage VB will be described. In this case, for example, it is necessary to prepare a relational expression between the power supply voltage VB and the driving frequency as shown in the following expression (1). However, F shows a drive frequency, (alpha) shows the constant which determines the inclination of the straight line in FIG. 6, (beta) has shown the constant which determines the minimum value of a drive frequency.
F = α · VB + β (1)

このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数をリニアに切り替えれば、電源電圧ＶＢが変動した場合、その変動によるリップルの振幅の増減を精度よく相殺するように、駆動周波数を変化させることが可能となる。つまり、電源電圧ＶＢの変動に影響を受けることなく、最適なリップルの振幅が維持される精度が一層高まるという効果が得られる。 In this way, if the drive frequency is switched linearly according to the power supply voltage VB, when the power supply voltage VB fluctuates, it is possible to change the drive frequency so as to accurately cancel the increase / decrease in the ripple amplitude caused by the fluctuation. It becomes. That is, the effect that the accuracy of maintaining the optimum ripple amplitude is further increased without being affected by fluctuations in the power supply voltage VB.

続いて、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法について説明する。この場合、電源電圧ＶＢに対応する３つのしきい値Ｖｔｈ１（例えば７Ｖ）、しきい値Ｖｔｈ２（例えば２１Ｖ）およびしきい値Ｖｔｈ３（例えば３５Ｖ）を設ける。そして、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１以下である場合、駆動周波数を第１の周波数（例えば２００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ１を超え且つしきい値Ｖｔｈ２以下である場合、駆動周波数を第２の周波数（例えば２５０Ｈｚ）に設定する。しきい値Ｖｔｈ２を超え且つしきい値Ｖｔｈ３以下である場合、駆動周波数を第３の周波数（例えば３００Ｈｚ）に設定する。電源電圧ＶＢがしきい値電圧Ｖｔｈ３を超える場合、駆動周波数を第４の周波数（例えば３５０Ｈｚ）に設定する。 Next, a method for switching the drive frequency in stages according to the power supply voltage VB will be described. In this case, three threshold values Vth1 (for example, 7V), threshold value Vth2 (for example, 21V), and threshold value Vth3 (for example, 35V) corresponding to the power supply voltage VB are provided. When the power supply voltage VB is equal to or lower than the threshold value Vth1, the drive frequency is set to the first frequency (for example, 200 Hz). When the power supply voltage VB exceeds the threshold value Vth1 and is equal to or lower than the threshold value Vth2, the drive frequency is set to the second frequency (for example, 250 Hz). When the threshold value Vth2 is exceeded and the threshold value Vth3 is equal to or less than the threshold value Vth3, the driving frequency is set to a third frequency (for example, 300 Hz). When the power supply voltage VB exceeds the threshold voltage Vth3, the drive frequency is set to a fourth frequency (for example, 350 Hz).

このように、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替えれば、リニアに切り替える手法に比べ、上記した精度は若干低下するものの、上記（１）式に示したような電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式を準備する必要がないため、容易に電源電圧ＶＢに応じた周波数切替動作を行うことができる。そのため、リニアに切り替える手法に比べ、制御回路２における処理負荷が軽減されるという効果が得られる。また、電源電圧ＶＢに応じて駆動周波数を段階的に切り替える手法によれば、電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係が一定の式により表せないような場合であっても対応することが可能となる。 As described above, if the drive frequency is switched stepwise in accordance with the power supply voltage VB, the accuracy described above is slightly reduced as compared with the linear switching method, but the power supply voltage VB and the drive as shown in the above equation (1) are reduced. Since there is no need to prepare a frequency relational expression, a frequency switching operation corresponding to the power supply voltage VB can be easily performed. Therefore, an effect that the processing load on the control circuit 2 is reduced as compared with the method of switching to linear is obtained. Further, according to the method of switching the drive frequency stepwise according to the power supply voltage VB, it is possible to cope with even a case where the relationship between the power supply voltage VB and the drive frequency cannot be expressed by a certain formula.

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図８を参照しながら上記各実施形態と異なる点を主体に説明する。
図８は、第１の実施形態における図１相当図であり、本実施形態のソレノイド駆動装置の構成を示している。図８に示す本実施形態のソレノイド駆動装置２１は、図１に示したソレノイド駆動装置１に対し、電圧検出回路３が省かれている点と、制御回路２に代えて制御回路２２を備えている点とが異なっている。 (Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment of the present invention will be described mainly with respect to differences from the above embodiments with reference to FIG.
FIG. 8 is a view corresponding to FIG. 1 in the first embodiment, and shows the configuration of the solenoid drive device of the present embodiment. The solenoid drive device 21 of the present embodiment shown in FIG. 8 is different from the solenoid drive device 1 shown in FIG. 1 in that the voltage detection circuit 3 is omitted and that a control circuit 22 is provided instead of the control circuit 2. The point is different.

制御回路２２（パルス信号出力部および周波数切替部に相当）は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、基本的な構成は図１に示した制御回路２と同様である。ただし、制御回路２２は、データテーブルが記憶される記憶部２３を備えている。記憶部２３は、例えばＥＥＰＲＯＭなどのメモリにより構成される。データテーブルは、電源電圧ＶＢの電圧値とパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）の値とが対応付けられたものである。そのデータテーブルは、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて予め作成されている。 The control circuit 22 (corresponding to a pulse signal output unit and a frequency switching unit) is configured mainly with a microcomputer, and the basic configuration is the same as that of the control circuit 2 shown in FIG. However, the control circuit 22 includes a storage unit 23 in which a data table is stored. The storage unit 23 is configured by a memory such as an EEPROM, for example. In the data table, the voltage value of the power supply voltage VB and the frequency (drive frequency) value of the pulse signal VE are associated with each other. The data table is created in advance according to specifications such as various characteristics of the solenoid 6 to be used, power supply voltage VB, control stability, transient response, and the like.

制御回路２２には、ソレノイド駆動装置２１が適用される電源システム（１２Ｖ系／２４Ｖ系）を示す信号Ｓａが与えられている。制御回路２２は、その信号Ｓａにより適用される電源システム（つまり、電源電圧ＶＢの使用範囲）を判断する。制御回路２２は、電源電圧ＶＢの使用範囲と、記憶部２３に記憶されたデータテーブルとに基づいてパルス信号ＶＥの周波数を設定する。このようにすれば、使用するソレノイド６の各種特性に応じたデータテーブルを準備しておくことにより、様々な種類のソレノイドを駆動するためのソレノイド駆動装置を、複数の特性の異なる回路を実装することなく、同一の回路構成によって実現することが可能となる。さらに、制御回路２２を構成するマイクロコンピュータのプログラムを共通化することが可能となり、製造工場におけるソフトウェア管理費用を低減することができる。 The control circuit 22 is supplied with a signal Sa indicating a power supply system (12V / 24V system) to which the solenoid drive device 21 is applied. The control circuit 22 determines a power supply system (that is, a use range of the power supply voltage VB) applied by the signal Sa. The control circuit 22 sets the frequency of the pulse signal VE based on the use range of the power supply voltage VB and the data table stored in the storage unit 23. In this way, by preparing a data table corresponding to various characteristics of the solenoid 6 to be used, a plurality of circuits having different characteristics are mounted on a solenoid driving device for driving various types of solenoids. It is possible to realize this by the same circuit configuration. Furthermore, it becomes possible to share the microcomputer program that constitutes the control circuit 22, and the software management cost in the manufacturing factory can be reduced.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
電流検出部としては、図１および図８に示した電流検出部１４のような構成に限らずともよい。また、パルス幅増減部としては、図１および図８に示したパルス幅増減回路４のような構成に限らずともよい。すなわち、本発明のソレノイド駆動装置は、パルス信号ＶＥを電圧信号に変換するＤ／Ｖ変換回路と、Ｄ／Ｖ変換回路から出力される電圧信号と電流検出部から出力される電流ｉＬの検出値に相当する電圧信号との差分信号を出力する指令電圧生成回路と、上記差分信号と三角波発生回路により出力されるＰＷＭ制御の搬送波である三角波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成するＶ／Ｄ変換回路とを備えた構成などであってもよい。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
The current detection unit is not limited to the configuration of the current detection unit 14 illustrated in FIGS. 1 and 8. Further, the pulse width increasing / decreasing unit is not limited to the configuration of the pulse width increasing / decreasing circuit 4 shown in FIGS. 1 and 8. That is, the solenoid drive device of the present invention includes a D / V conversion circuit that converts the pulse signal VE into a voltage signal, a voltage signal output from the D / V conversion circuit, and a detection value of the current iL output from the current detection unit. V / D that generates a PWM signal by comparing the difference signal with a triangular wave signal that is a carrier wave of PWM control output by the triangular wave generating circuit, and a command voltage generating circuit that outputs a differential signal with a voltage signal corresponding to The structure provided with the conversion circuit etc. may be sufficient.

第１の実施形態において、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ以下である場合にパルス信号ＶＥの周波数（駆動周波数）を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈを超える場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えていたが、これに代えて、電源電圧ＶＢがしきい値Ｖｔｈ未満である場合に駆動周波数を第１の周波数に切り替え、しきい値Ｖｔｈ以上である場合に駆動周波数を第２の周波数に切り替えてもよい。また、第２の実施形態における駆動周波数を段階的に切り替える手法においても、上記同様に「以下」および「超える」の部分を、それぞれ「未満」および「以上」に置き換えることが可能である。また、第２の実施形態におけるしきい値は３つに限らずともよく、４つ以上設けてもよい。 In the first embodiment, the frequency (drive frequency) of the pulse signal VE is switched to the first frequency when the power supply voltage VB is equal to or lower than the threshold value Vth, and the drive frequency is set to the second frequency when exceeding the threshold value Vth. However, instead of this, when the power supply voltage VB is less than the threshold value Vth, the drive frequency is switched to the first frequency, and when it is equal to or higher than the threshold value Vth, the drive frequency is changed to the second frequency. The frequency may be switched to. Also in the method of switching the drive frequency in stages in the second embodiment, it is possible to replace the portions “below” and “exceed” with “less than” and “more than” as described above. Further, the threshold value in the second embodiment is not limited to three, and may be four or more.

第２の実施形態における駆動周波数をリニアに切り替える手法で用いる電源電圧ＶＢおよび駆動周波数の関係式は、上記した（１）式のような１次式に限らず、例えば２次式など適宜変更可能である。要するに、上記関係式は、使用するソレノイド６の各種特性、電源電圧ＶＢ、制御安定性、過渡応答性などの仕様に合わせて適宜作成すればよい。 The relational expression between the power supply voltage VB and the drive frequency used in the method of switching the drive frequency linearly in the second embodiment is not limited to the primary expression such as the above-described expression (1), and can be appropriately changed, for example, a secondary expression. It is. In short, the above relational expression may be appropriately created according to specifications such as various characteristics of the solenoid 6 to be used, power supply voltage VB, control stability, and transient response.

図面中、１、２１はソレノイド駆動装置、２、２２は制御回路（パルス信号出力部、周波数切替部）、３は電圧検出回路（電圧検出部）、４はパルス幅増減回路（パルス幅増減部）、６はソレノイド、１４は電流検出部、２３は記憶部、Ｔ１は主トランジスタ（スイッチング素子）を示す。 In the drawings, 1 and 21 are solenoid drive devices, 2 and 22 are control circuits (pulse signal output units, frequency switching units), 3 is a voltage detection circuit (voltage detection unit), and 4 is a pulse width increase / decrease circuit (pulse width increase / decrease unit). ), 6 is a solenoid, 14 is a current detection unit, 23 is a storage unit, and T1 is a main transistor (switching element).

Claims

A solenoid driving apparatus that performs PWM control of a switching element interposed in series in a power supply path from a power supply to the solenoid and feedback-controls a current flowing through the solenoid,
A current detection unit for detecting a current flowing through the solenoid;
A pulse signal output unit that outputs a pulse signal having a duty ratio corresponding to a target value of a current flowing through the solenoid;
A pulse width increasing / decreasing unit that increases / decreases the pulse width of the pulse signal so that the current value detected by the current detection unit matches the target value, and outputs the signal after the increase / decrease to the main transistor as a drive signal; ,
A frequency switching unit that switches to increase the frequency of the pulse signal as the power supply voltage of the power source increases, and switches to decrease the frequency of the pulse signal as the power supply voltage decreases .
A storage unit for storing a data table in which the value of the power supply voltage and the value of the frequency of the pulse signal are associated in advance;
The frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal based on the power supply voltage and the data table .

The solenoid drive device according to claim 1, wherein the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal stepwise in accordance with the power supply voltage.

3. The solenoid drive device according to claim 1, wherein the frequency switching unit switches the frequency of the pulse signal in two stages according to the power supply voltage.