JP5597838B2

JP5597838B2 - Gaming machine launch control device

Info

Publication number: JP5597838B2
Application number: JP2010223525A
Authority: JP
Inventors: 光次蓮沼; 義雄鎌田; 允工藤; 富士夫小林; 佐藤　　進
Original assignee: Asama Factory Co
Current assignee: Asama Factory Co
Priority date: 2010-10-01
Filing date: 2010-10-01
Publication date: 2014-10-01
Anticipated expiration: 2030-10-01
Also published as: JP2012075675A

Description

本発明は、パチンコ球を発射する遊技機の発射制御装置に関する。 The present invention relates to a launch control device for a gaming machine that launches a pachinko ball.

従来から、ハンドル操作に応じたパチンコ球の発射強度を安定させるために、次のように構成した発射制御装置が知られている。第１の従来装置は、入力した交流電力を整流して直流電力を得て、この直流電力を用いて定電流制御によりパチンコ球発射用のソレノイドに定電流を流すようにしている（下記引用文献１の図４参照）。また、第２の従来装置は、入力した交流電力を整流して直流電力を得て、この直流電力を用いて降圧定電圧制御によりパチンコ球発射用のソレノイドに電流を流すようにしている（下記引用文献１の図３及び下記引用文献２，３参照）。また、第３の従来装置は、入力した交流電力を整流して直流電力を得て、この直流電力を用いて昇圧定電圧制御によりパチンコ球発射用のソレノイドに電流を流すようにしている（下記引用文献４参照）。 Conventionally, in order to stabilize the launch intensity of a pachinko ball according to a handle operation, a launch control device configured as follows is known. The first conventional apparatus rectifies input AC power to obtain DC power, and uses this DC power to flow a constant current to a solenoid for launching a pachinko ball by constant current control (the following cited document). 1 (see FIG. 4). Further, the second conventional apparatus rectifies input AC power to obtain DC power, and uses this DC power to flow current to a solenoid for launching a pachinko ball by step-down constant voltage control (described below). (See FIG. 3 of cited document 1 and cited documents 2 and 3 below). Further, the third conventional apparatus rectifies the input AC power to obtain DC power, and uses this DC power to pass a current to the solenoid for launching the pachinko ball by boosting constant voltage control (described below). (See cited reference 4).

特開平７−６０２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 7-602 特開平９−３２０８４２号公報Japanese Patent Laid-Open No. 9-320842 特開２００４−１１３５５３号公報JP 2004-113553 A 特開２００３−５２９８１号公報JP 2003-52981 A

上記第１の従来装置においては、入力電圧を昇圧できないために、入力電圧が低い場合には、発射ソレノイドに流す定電流に必要な駆動電圧を得ることができないことがあり、発射ソレノイドの種類によっては対応できない場合があるという問題がある。上記第２の従来装置においても、入力電圧を昇圧できないために、発射ソレノイドの駆動電圧が入力した交流電力の電圧よりも高いときには対応できないという問題がある。また、上記第３の従来装置においては、入力電圧が高い場合には、極めて高い電圧を制御する必要が生じ、制御対象が全体的に高電圧になり、発熱の問題が生じるとともに、コストアップにもつながるという問題がある。 In the first conventional apparatus, since the input voltage cannot be boosted, when the input voltage is low, it may not be possible to obtain a driving voltage necessary for a constant current flowing through the firing solenoid. There is a problem that may not be able to respond. Even in the second conventional apparatus, since the input voltage cannot be boosted, there is a problem that it is impossible to cope with when the driving voltage of the firing solenoid is higher than the input AC power voltage. Further, in the third conventional apparatus, when the input voltage is high, it is necessary to control an extremely high voltage, and the controlled object becomes a high voltage as a whole, causing a problem of heat generation and increasing the cost. There is also a problem of being connected.

上記問題に対処するために、昇降圧可変定電圧制御を採用することにより、比較的安価かつ簡単に、入力電圧に対して発射ソレノイドの駆動電圧を広い範囲にわたって制御できるようにして、種々の入力電圧及び発射ソレノイドに対応できるようにした遊技機の発射制御装置を提供することにある。なお、下記本発明の各構成要件の記載においては、本発明の理解を容易にするために、実施形態の対応箇所の符号を括弧内に記載しているが、本発明の各構成要件は、実施形態の符号によって示された対応箇所の構成に限定解釈されるべきものではない。 In order to cope with the above problems, by adopting step-up / step-down variable constant voltage control, it is possible to control the driving voltage of the firing solenoid over a wide range with respect to the input voltage relatively inexpensively and easily. An object of the present invention is to provide a launch control device for a gaming machine that can cope with a voltage and a launch solenoid. In addition, in the description of each constituent element of the present invention below, in order to facilitate understanding of the present invention, reference numerals of corresponding portions of the embodiment are described in parentheses, but each constituent element of the present invention is The present invention should not be construed as being limited to the configurations of the corresponding portions indicated by the reference numerals of the embodiments.

上記目的を達成するために、本発明の特徴は、交流電力を入力して整流する整流回路（２２）と、整流回路によって整流された電力を昇圧及び降圧可能な昇降圧回路（２６）と、昇降圧回路によって昇圧又は降圧された電力を蓄積する発射電力充電用コンデンサ（２７）と、パチンコ球を所定のタイミングで発射させるための発射制御パルスを発生する発射タイミング信号発生回路（４０）と、通電によりパチンコ球を弾き出すための発射ソレノイド（２９）と、発射タイミング信号発生回路からの発射制御パルスに応答して、発射電力充電用コンデンサに蓄積された電力を用いて発射ソレノイドを通電する発射ソレノイド駆動回路（２８）と、発射電力充電用コンデンサの端子電圧を入力し、前記端子電圧を用いて昇降圧回路の昇降圧動作を制御する昇降圧制御回路（３０）とを備え、昇降圧制御回路内に、操作ハンドルの回転位置に応じて発射ソレノイドの通電直前の発射電力充電用コンデンサの端子電圧を可変設定する第１電圧調整器（ＶＲ３，ＶＲ２２，ＶＲ３１，ＶＲ４３）と、発射ソレノイドの通電直前の発射電力充電用コンデンサの第１電圧調整器による端子電圧の変化範囲を可変設定する第２電圧調整器（ＶＲ１，ＶＲ２、ＶＲ２１，ＶＲ２３，ＶＲ３２，ＶＲ３３，ＶＲ４１，ＶＲ４２）とを設けたことにある。 In order to achieve the above object, the present invention is characterized in that a rectifier circuit (22) that receives and rectifies AC power, a step-up / step-down circuit (26) that can boost and step down the power rectified by the rectifier circuit, A firing power charging capacitor (27) for accumulating power boosted or stepped down by the step-up / down circuit, a firing timing signal generating circuit (40) for generating a firing control pulse for firing the pachinko ball at a predetermined timing, A launching solenoid (29) for ejecting a pachinko ball by energization, and a launching solenoid for energizing the launching solenoid in response to the launch control pulse from the launch timing signal generation circuit using the power stored in the firing power charging capacitor The drive circuit (28) and the terminal voltage of the discharge power charging capacitor are inputted, and the step-up / step-down operation of the step-up / step-down circuit is performed using the terminal voltage. A step-up / step-down control circuit (30) for controlling, and in the step-up / step-down control circuit, a first voltage adjustment for variably setting the terminal voltage of the firing power charging capacitor immediately before energization of the firing solenoid according to the rotational position of the operation handle Second voltage regulators (VR1, VR2, VR21) that variably set the terminal voltage change range by the first voltage regulator of the firing power charging capacitor immediately before energization of the firing solenoid (VR3, VR22, VR31, VR43). , VR23, VR32, VR33, VR41, VR42).

この場合、前記昇降圧制御回路（３０）は、昇降圧回路による昇圧動作を制御するためのパルス列信号を発生するパルス列信号発生回路（３２）と、基準電圧を発生する基準電圧発生回路（３５）と、パルス列信号発生回路からのパルス列信号の昇降圧回路への供給の有無を制御するゲート回路（３３）と、基準電圧発生回路から出力された基準電圧側の電圧を比較電圧として入力するとともに、発射電力充電用コンデンサの端子電圧側の電圧をフィードバック電圧として入力して、比較電圧がフィードバック電圧よりも高いときゲート回路によるパルス列信号の昇降圧回路への供給を許容し、比較電圧がフィードバック電圧よりも低いときゲート回路によるパルス列信号の昇降圧回路への供給を禁止する比較器（３４）とを備え、前記第１電圧調整器（ＶＲ３，ＶＲ２２，ＶＲ３１，ＶＲ４３）により基準電圧発生回路から出力された基準電圧側の電圧又は発射電力充電用コンデンサの端子電圧側の電圧を変更するとともに、前記第２電圧調整器（ＶＲ１，ＶＲ２、ＶＲ２１，ＶＲ２３，ＶＲ３２，ＶＲ３３，ＶＲ４１，ＶＲ４２）により基準電圧発生回路から出力された基準電圧側の電圧又は発射電力充電用コンデンサの端子電圧側の電圧を変更するようにするとよい。 In this case, the step-up / step-down control circuit (30) includes a pulse train signal generation circuit (32) for generating a pulse train signal for controlling the boosting operation by the step-up / down circuit, and a reference voltage generation circuit (35) for generating a reference voltage. And a gate circuit (33) for controlling the presence or absence of supply of the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit to the step-up / down circuit, and a reference voltage side voltage output from the reference voltage generation circuit as a comparison voltage, Input the voltage on the terminal voltage side of the firing power charging capacitor as the feedback voltage, and when the comparison voltage is higher than the feedback voltage, allow the gate circuit to supply the pulse train signal to the step-up / down circuit, and the comparison voltage is higher than the feedback voltage. And a comparator (34) for prohibiting the supply of the pulse train signal to the step-up / down circuit by the gate circuit when The voltage regulator (VR3, VR22, VR31, VR43) changes the voltage on the reference voltage side output from the reference voltage generation circuit or the voltage on the terminal voltage side of the discharge power charging capacitor, and the second voltage regulator ( VR1, VR2, VR21, VR23, VR32, VR33, VR41, VR42) may be used to change the reference voltage side voltage output from the reference voltage generation circuit or the terminal voltage side voltage of the discharge power charging capacitor.

上記のように構成した本発明においては、昇降圧制御回路が昇降圧回路を制御して、発射電力充電用コンデンサに充電されて、発射ソレノイドに印加される電圧を昇降圧制御できるので、種々の入力電圧及び発射ソレノイドに対応できるようになる。この場合、第２電圧調整器により、発射ソレノイドの通電直前の発射電力充電用コンデンサの第１電圧調整器による端子電圧の変化範囲を可変設定することができるので、簡単に、種々の入力電圧及び発射ソレノイドに対応できるようになる。 In the present invention configured as described above, the step-up / step-down control circuit controls the step-up / step-down circuit, and the charging power charging capacitor is charged, so that the voltage applied to the firing solenoid can be step-up / step-down controlled. It will be able to handle input voltage and firing solenoid. In this case, the second voltage regulator can variably set the terminal voltage change range by the first voltage regulator of the firing power charging capacitor immediately before the launch solenoid is energized, so various input voltages and It becomes possible to correspond to the launch solenoid.

また、本発明の他の特徴は、前記昇降圧制御回路（３０）は、さらに、発射電力充電用コンデンサ（２７）の端子電圧側の電圧を入力して、発射電力充電用コンデンサの端子電圧が第１電圧調整器（ＶＲ３，ＶＲ２２，ＶＲ３１，ＶＲ４３）及び第２電圧調整器（ＶＲ１，ＶＲ２、ＶＲ２１，ＶＲ２３，ＶＲ３２，ＶＲ３３，ＶＲ４１，ＶＲ４２）によって変更される最高電圧よりも高い所定の電圧より高くなったとき、ゲート回路（３３）によるパルス列信号の昇降圧回路（２６）への供給を禁止する過剰昇圧防止回路（３７，３８）を備えたことにある。 According to another feature of the present invention, the step-up / down control circuit (30) further inputs the voltage on the terminal voltage side of the firing power charging capacitor (27), and the terminal voltage of the firing power charging capacitor is From a predetermined voltage higher than the highest voltage changed by the first voltage regulator (VR3, VR22, VR31, VR43) and the second voltage regulator (VR1, VR2, VR21, VR23, VR32, VR33, VR41, VR42). An excessive boost prevention circuit (37, 38) for prohibiting the supply of the pulse train signal to the step-up / step-down circuit (26) by the gate circuit (33) when it becomes high is provided.

この本発明の他の特徴によれば、発射電力充電用コンデンサの端子電圧が異常に高くなることが防止されるので、本発明の発射制御装置が的確に保護される。そして、この場合、過剰昇圧防止回路は、単に、ゲート回路によるパルス列信号の昇降圧回路への供給を禁止するだけでよいので、簡単な構成により発射制御装置の保護を図ることができる。 According to the other feature of the present invention, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor is prevented from becoming abnormally high, so that the launch control device of the present invention is accurately protected. In this case, the excessive boost prevention circuit simply prohibits the supply of the pulse train signal to the step-up / step-down circuit by the gate circuit, so that the launch control device can be protected with a simple configuration.

本発明の一実施形態に係る遊技機の発射制御装置の電気回路図である。It is an electric circuit diagram of a launch control device of a gaming machine according to an embodiment of the present invention. 図１の各部における信号波形図である。It is a signal waveform diagram in each part of FIG. 図１の変形例に係る遊技機の発射制御装置の一部の電気回路図である。It is a one part electric circuit diagram of the launch control apparatus of the game machine which concerns on the modification of FIG. 図１の他の変形例に係る遊技機の発射制御装置の一部の電気回路図である。It is a one part electrical circuit diagram of the launch control apparatus of the game machine which concerns on the other modification of FIG. 図１のさらに他の変形例に係る遊技機の発射制御装置の一部の電気回路図である。It is a one part electric circuit diagram of the launch control apparatus of the game machine which concerns on the further another modification of FIG.

以下、本発明の一実施形態に係る遊技機の発射制御装置について図１の電気回路図を用いて説明する。この発射制御装置は、交流電源１０に電源スイッチ２１を介して接続された全波整流回路２２及びコンデンサ２３からなる電源回路を備えている。交流電源１０は、例えばＡＣ１６Ｖ〜ＡＣ２８．８Ｖ程度の２相交流電源である。電源スイッチ２１は、交流電源１０から電力供給線にそれぞれ介装されており、オンオフ切り替えされる。全波整流回路２２は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４からなり、交流電源１０からの交流電力を全波整流して正側電源ライン２４及び接地側電源ライン２５に供給する。コンデンサ２３は、正側電源ライン２４及び接地側電源ライン２５間に接続されて、全波整流回路２２によって全波整流された電力を蓄積する。 A gaming machine launch control apparatus according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the electrical circuit diagram of FIG. This launch control device includes a power supply circuit including a full-wave rectification circuit 22 and a capacitor 23 connected to an AC power supply 10 via a power switch 21. The AC power supply 10 is a two-phase AC power supply of about AC16V to AC28.8V, for example. The power switch 21 is interposed from the AC power supply 10 to the power supply line, and is switched on and off. The full-wave rectifier circuit 22 includes diodes D1, D2, D3, and D4. The full-wave rectified AC power from the AC power supply 10 is supplied to the positive power supply line 24 and the ground power supply line 25. The capacitor 23 is connected between the positive-side power supply line 24 and the ground-side power supply line 25 and accumulates the power that has been full-wave rectified by the full-wave rectification circuit 22.

正側電源ライン２４には、ダイオードＤ５を介して、制御用電源回路１１が接続されている。制御用電源回路１１は、トランジスタ、ダイオード、抵抗及びコンデンサからなって電源電圧Ｖｃｃ（例えば、ＤＣ５Ｖ）を生成して、他の制御回路に供給する。この制御用電源回路１１は、周知の回路であるとともに、本発明に直接関係しないので詳しい説明を省略する。 The control power supply circuit 11 is connected to the positive power supply line 24 via a diode D5. The control power supply circuit 11 includes a transistor, a diode, a resistor, and a capacitor, generates a power supply voltage Vcc (for example, DC 5 V), and supplies it to another control circuit. The control power supply circuit 11 is a well-known circuit and is not directly related to the present invention, and therefore a detailed description thereof is omitted.

正側電源ライン２４及び接地側電源ライン２５には、昇降圧回路２６、発射電力充電用コンデンサ２７及び発射ソレノイド駆動回路２８がこの順に接続されている。昇降圧回路２６は、正側電源ライン２４にコイルＬ１、コンデンサＣ１及びショットキーバリアダイオードＤ６をこの順に介装させている。コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点である正側電源ライン２４と、接地側電源ライン２５との間には、パワーＭＯＳＦＥＴ２６ａが接続されている。コンデンサＣ１とショットキーバリアダイオードＤ６のアノード側との接続点である正側電源ライン２４と、接地側電源ライン２５との間には、コイルＬ２が接続されている。発射電力充電用コンデンサ２７は、ショットキーバリアダイオードＤ６のカソード側の正側電源ライン２４と、接地側電源ライン２５との間に接続されている。この発射電力充電用コンデンサ２７の充電による端子電圧が、後述する発射ソレノイド２９を定電圧駆動するための駆動電圧である。 A step-up / step-down circuit 26, a firing power charging capacitor 27, and a firing solenoid drive circuit 28 are connected to the positive power line 24 and the ground power line 25 in this order. In the step-up / step-down circuit 26, a coil L1, a capacitor C1, and a Schottky barrier diode D6 are interposed in this order on the positive power supply line 24. A power MOSFET 26a is connected between the positive power line 24, which is a connection point between the coil L1 and the capacitor C1, and the ground power line 25. A coil L2 is connected between the positive power supply line 24, which is a connection point between the capacitor C1 and the anode side of the Schottky barrier diode D6, and the ground power supply line 25. The firing power charging capacitor 27 is connected between the cathode-side positive power line 24 and the ground-side power line 25 of the Schottky barrier diode D6. The terminal voltage generated by charging the firing power charging capacitor 27 is a drive voltage for driving the firing solenoid 29 described later at a constant voltage.

このように構成した昇降圧回路２６においては、発射ソレノイド駆動回路２８の作動によって降圧された発射電力充電用コンデンサ２７の電圧を、パワーＭＯＳＦＥＴ２６ａにパルス列信号を供給してパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａのオンオフ動作を繰り返し制御することにより昇圧させる。すなわち、昇降圧回路２６は長時間の昇圧動作により入力電圧を昇圧して発射電力充電用コンデンサ２７を充電し、同コンデンサ２７の端子電圧を上昇させる。この動作が、本発明の昇圧動作に対応する。一方、パワーＭＯＳＦＥＴ２６ａの繰り返しオンオフ制御時間を短くして、パワーＭＯＳＦＥＴ２６ａをオフ状態に長く保つと、昇降圧回路２６の昇圧動作の低下により、同コンデンサ２７の端子電圧は減少する。この動作が、本発明の降圧動作に対応する。 In the step-up / step-down circuit 26 configured as described above, the voltage of the firing power charging capacitor 27 stepped down by the operation of the firing solenoid drive circuit 28 is supplied to the power MOSFET 26a, and a pulse train signal is supplied to repeatedly control the on / off operation of the power MOSFET 26a. To increase the pressure. That is, the step-up / step-down circuit 26 boosts the input voltage by a long-time boosting operation to charge the firing power charging capacitor 27 and raises the terminal voltage of the capacitor 27. This operation corresponds to the boosting operation of the present invention. On the other hand, if the on / off control time of the power MOSFET 26a is shortened and the power MOSFET 26a is kept in the off state for a long time, the terminal voltage of the capacitor 27 decreases due to the decrease in the boosting operation of the step-up / down circuit 26. This operation corresponds to the step-down operation of the present invention.

発射ソレノイド駆動回路２８は、ショットキーバリアダイオードＤ７、パワーＭＯＳＦＥＴ２８ａ及び抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる。ショットキーバリアダイオードＤ７及びパワーＭＯＳＦＥＴ２８ａは、正側電源ライン２４（すなわち発射電力充電用コンデンサ２７の正側端子）と接地側電源ライン２５との間に直列に接続されている。ショットキーバリアダイオードＤ７のカソードが正側電源ライン２４に接続され、ショットキーバリアダイオードＤ７のアノードがパワーＭＯＳＦＥＴ２８ａのドレインに接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ２８ａのソースが接地側電源ライン２５に接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ２８ａのゲートには、詳しくは後述する発射制御パルスが抵抗Ｒ１を介して供給されるようになっているとともに、パワーＭＯＳＦＥＴ２８ａのゲートは抵抗Ｒ２を介して接地側電源ライン２５に接続されている。 The firing solenoid drive circuit 28 includes a Schottky barrier diode D7, a power MOSFET 28a, and resistors R1 and R2. The Schottky barrier diode D7 and the power MOSFET 28a are connected in series between the positive power line 24 (that is, the positive terminal of the discharge power charging capacitor 27) and the ground power line 25. The cathode of the Schottky barrier diode D7 is connected to the positive power supply line 24, the anode of the Schottky barrier diode D7 is connected to the drain of the power MOSFET 28a, and the source of the power MOSFET 28a is connected to the ground power supply line 25. A firing control pulse, which will be described in detail later, is supplied to the gate of the power MOSFET 28a via a resistor R1, and the gate of the power MOSFET 28a is connected to the ground side power supply line 25 via a resistor R2. .

ショットキーバリアダイオードＤ７の両端には、発射ソレノイド２９の両端が接続されている。発射ソレノイド２９は、通電により、通電電流値にほぼ比例した力でパチンコ球を弾くように、パチンコ球発射装置内に組み込まれている。このような構成により、発射ソレノイド駆動回路２８に発射制御パルスが供給されると、パワーＭＯＳＦＥＴ２８ａがオンして、発射ソレノイド２９に電流が流れてパチンコ球がその電流値に応じた大きさの力で弾かれる。発射制御パルスの供給停止後には、発射ソレノイド２９内に蓄積されたエネルギーによる電流がショットキーバリアダイオードＤ７を介して還流し、発射ソレノイド２９に逆起電力が発生されることを防止する。 Both ends of the firing solenoid 29 are connected to both ends of the Schottky barrier diode D7. The launching solenoid 29 is incorporated in the pachinko ball launching device so that, when energized, it plays the pachinko ball with a force substantially proportional to the energization current value. With such a configuration, when a firing control pulse is supplied to the firing solenoid drive circuit 28, the power MOSFET 28a is turned on, a current flows through the firing solenoid 29, and the pachinko ball has a force corresponding to the current value. Be played. After the supply of the firing control pulse is stopped, the current due to the energy accumulated in the firing solenoid 29 circulates through the Schottky barrier diode D7 to prevent the back electromotive force from being generated in the firing solenoid 29.

次に、発射制御パルスについて説明する。発射制御パルスは、発射タイミング信号発生回路４０から発生される。発射タイミング信号発生回路４０は、発振器で構成され、外部から指示によりパチンコ球の発射が許容されている状態で、遊戯者がハンドルを回動操作したときに動作して、図２（ａ）に示すように、約６００ｍｓの周期で約１０．５ｍｓ幅のパルス列信号を発射ソレノイド駆動回路２８に出力する。なお、発射タイミング信号発生回路４０に接続したスイッチ４１は、外部からの指示によりパチンコ球の発射が許容され、かつ遊戯者がハンドルを回動操作してパチンコ球が発射される状態にあることを規定するスイッチを機能的に代表して示している。 Next, the firing control pulse will be described. The firing control pulse is generated from the firing timing signal generation circuit 40. The firing timing signal generation circuit 40 is composed of an oscillator and operates when the player rotates the handle in a state where the launch of the pachinko ball is permitted by an instruction from the outside, as shown in FIG. As shown, a pulse train signal having a width of about 10.5 ms is output to the firing solenoid drive circuit 28 with a period of about 600 ms. It should be noted that the switch 41 connected to the firing timing signal generation circuit 40 is in a state in which the pachinko ball is allowed to be fired by an instruction from the outside and the player rotates the handle to fire the pachinko ball. The switch to be defined is shown as a functional representative.

発射タイミング信号発生回路４０は、発射制御パルスと同一周期で位相の異なる、パチンコ球発射装置内にパチンコ球を送り出すことを制御するための球送り制御パルスを、球送りソレノイド駆動回路４２に出力する。球送りソレノイド駆動回路４２は、ショットキーバリアダイオードＤ８、ＮＰＮトランジスタＴｒ１及び抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる。ショットキーバリアダイオードＤ８及びＮＰＮトランジスタＴｒ１は、正側電源ライン２４（すなわちコンデンサ２３とコイルＬ１の接続点と接地間に直列に接続されている。ショットキーバリアダイオードＤ８のカソードが正側電源ライン２４に接続され、ショットキーバリアダイオードＤ８のアノードがＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタに接続され、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタが接地されている。ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースには、球送り制御パルスが抵抗Ｒ３を介して供給されるようになっているとともに、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースは抵抗Ｒ４を介して接地されている。 The firing timing signal generation circuit 40 outputs to the ball feed solenoid drive circuit 42 a ball feed control pulse for controlling the delivery of the pachinko ball into the pachinko ball launching device, the phase of which is different from that of the launch control pulse. . The ball feed solenoid drive circuit 42 includes a Schottky barrier diode D8, an NPN transistor Tr1, and resistors R3 and R4. The Schottky barrier diode D8 and the NPN transistor Tr1 are connected in series between the positive power supply line 24 (that is, the connection point between the capacitor 23 and the coil L1 and the ground. The cathode of the Schottky barrier diode D8 is the positive power supply line 24). The anode of the Schottky barrier diode D8 is connected to the collector of the NPN transistor Tr1, and the emitter of the NPN transistor Tr1 is grounded.The ball feed control pulse is connected to the base of the NPN transistor Tr1 through the resistor R3. The base of the NPN transistor Tr1 is grounded via a resistor R4.

ショットキーバリアダイオードＤ８の両端には、球送りソレノイド４３の両端が接続されている。球送りソレノイド４３は、通電により、パチンコ球のパチンコ球発射装置内への球送りを制御する。このような構成により、球送りソレノイド駆動回路４２に球送り制御パルスが供給されると、ＮＰＮトランジスタＴｒ１がオンして、球送りソレノイド４３に電流が流れてパチンコ球がパチンコ球発射装置内に送られる。そして、この送られたパチンコ球は、前述のように、発射ソレノイド２９の通電によって弾き出される。球送り制御パルスの供給停止後には、球送りソレノイド４３内に蓄積されたエネルギーによる電流がショットキーバリアダイオードＤ８を介して還流し、球送りソレノイド４３に逆起電力が発生されることを防止する。 Both ends of the ball feed solenoid 43 are connected to both ends of the Schottky barrier diode D8. The ball feed solenoid 43 controls the ball feed into the pachinko ball launcher by energization. With such a configuration, when a ball feed control pulse is supplied to the ball feed solenoid drive circuit 42, the NPN transistor Tr1 is turned on, a current flows through the ball feed solenoid 43, and the pachinko ball is sent into the pachinko ball launcher. It is done. Then, the sent pachinko ball is ejected by energization of the firing solenoid 29 as described above. After the supply of the ball feed control pulse is stopped, the current due to the energy accumulated in the ball feed solenoid 43 is recirculated through the Schottky barrier diode D8 to prevent the back electromotive force from being generated in the ball feed solenoid 43. .

次に、昇降圧回路２６を制御する昇降圧制御回路３０について説明する。昇降圧制御回路３０は、パルス列信号発生回路３２、アンドゲート回路３３、比較器３４、基準電圧発生回路３５、電圧調整装置３６、比較器３７及び保護電圧発生器３８を備えている。パルス列信号発生回路３２は、予め決められた周波数で発振する発振器で構成され、パルス列信号をアンドゲート回路３３の一方の入力に供給する。アンドゲート回路３３は、その他方の入力に比較器３４の出力が接続されており、比較器３４からハイレベルの信号が供給されたとき（図２（ｂ）参照）、パルス列信号発生回路３２からのパルス列信号（図２（ｃ）参照）を昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａのゲートに供給する。比較器３４の出力端は抵抗Ｒ５を介して制御用電源電圧Ｖｃｃに接続されている。 Next, the step-up / step-down control circuit 30 that controls the step-up / step-down circuit 26 will be described. The step-up / step-down control circuit 30 includes a pulse train signal generation circuit 32, an AND gate circuit 33, a comparator 34, a reference voltage generation circuit 35, a voltage adjustment device 36, a comparator 37, and a protection voltage generator 38. The pulse train signal generation circuit 32 includes an oscillator that oscillates at a predetermined frequency, and supplies the pulse train signal to one input of the AND gate circuit 33. In the AND gate circuit 33, the output of the comparator 34 is connected to the other input, and when a high level signal is supplied from the comparator 34 (see FIG. 2B), the pulse train signal generation circuit 32 The pulse train signal (see FIG. 2C) is supplied to the gate of the power MOSFET 26a of the buck-boost circuit 26. The output terminal of the comparator 34 is connected to the control power supply voltage Vcc via the resistor R5.

比較器３４の正側入力（＋）には、基準電圧発生回路３５が接続されている。基準電圧発生回路３５は、例えばシャントレギュレータで構成され、正側電源ライン２４からダイオードＤ５及び抵抗を介して電源電圧を入力して、予め決められた比較電圧Vcp（例えば、１．２３５Ｖ）を生成して比較器３４の正側入力（＋）に供給する。なお、基準電圧発生回路３５から比較器３４への基準電圧の供給ラインはコンデンサＣ２を介して接地されている。 A reference voltage generation circuit 35 is connected to the positive input (+) of the comparator 34. The reference voltage generation circuit 35 is composed of, for example, a shunt regulator, and inputs a power supply voltage from the positive power supply line 24 via a diode D5 and a resistor to generate a predetermined comparison voltage Vcp (eg, 1.235V). And supplied to the positive input (+) of the comparator 34. The reference voltage supply line from the reference voltage generation circuit 35 to the comparator 34 is grounded via a capacitor C2.

一方、比較器３４の負側入力（―）には、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２、ポテンショメータＶＲ３及び固定抵抗Ｒ６からなる電圧調整装置３６からのフィードバック電圧Vfdが供給されている。可変抵抗ＶＲ１、固定抵抗Ｒ及び可変抵抗ＶＲ２は、駆動電圧ライン３１と接地間に直列に接続されている。ポテンショメータＶＲ３は、固定抵抗Ｒ６に並列に接続されていて、可動子から取出される電圧をフィードバック電圧Vfdとして比較器３４の負側入力（−）に供給する。このフィードバック電圧Vfdの比較器３４への供給路もコンデンサＣ３を介して接地されている。 On the other hand, the negative input (-) of the comparator 34 is supplied with a feedback voltage Vfd from a voltage adjusting device 36 including variable resistors VR1 and VR2, potentiometer VR3, and fixed resistor R6. The variable resistor VR1, the fixed resistor R, and the variable resistor VR2 are connected in series between the drive voltage line 31 and the ground. The potentiometer VR3 is connected in parallel to the fixed resistor R6, and supplies the voltage extracted from the mover to the negative input (−) of the comparator 34 as the feedback voltage Vfd. The supply path of the feedback voltage Vfd to the comparator 34 is also grounded via the capacitor C3.

この場合、ポテンショメータＶＲ３は、操作ハンドルの回転に連動して可動子を移動させることにより、出力電圧であるフィードバック電圧Vfdを変動させるもので、本発明の第１電圧調整器に対応する。そして、比較電圧Vcpがフィードバック電圧Vfdよりも高い状態にあると、比較器３４はハイレベルの信号をアンドゲート回路３３に供給して（図２（ｂ）参照）、アンドゲート回路３３はパルス列信号発生回路３２からのパルス列信号を昇降圧回路２６に供給し、昇降圧回路２６は、そのパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａのオンオフ動作の繰り返しにより昇圧動作をし、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧を上昇させる（図２（ｃ）（ｄ）参照）。そして、駆動電圧ライン３１の電圧も上昇し、電圧調整装置３６のポテンショメータＶＲ３から出力されるフィードバック電圧Vfdが比較電圧Vcpを超えると、比較器３４の出力はローレベルになる。これにより、アンドゲート回路３３はオフして、パルス列信号発生回路３２からのパルス列信号の昇降圧回路２６への供給を停止するので、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は上昇しなくなる。その結果、ポテンショメータＶＲ３の可動子の位置に応じて、駆動電圧ライン３１すなわち発射電力充電用コンデンサ２７の電圧は変更される。 In this case, the potentiometer VR3 varies the feedback voltage Vfd, which is an output voltage, by moving the mover in conjunction with the rotation of the operation handle, and corresponds to the first voltage regulator of the present invention. When the comparison voltage Vcp is higher than the feedback voltage Vfd, the comparator 34 supplies a high level signal to the AND gate circuit 33 (see FIG. 2B), and the AND gate circuit 33 outputs the pulse train signal. The pulse train signal from the generation circuit 32 is supplied to the step-up / step-down circuit 26, and the step-up / step-down circuit 26 performs a step-up operation by repeating the on / off operation of the power MOSFET 26a to increase the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 (FIG. 2 (c) (d)). Then, the voltage of the drive voltage line 31 also increases, and when the feedback voltage Vfd output from the potentiometer VR3 of the voltage regulator 36 exceeds the comparison voltage Vcp, the output of the comparator 34 becomes low level. As a result, the AND gate circuit 33 is turned off and the supply of the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit 32 to the step-up / step-down circuit 26 is stopped, so that the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 does not rise. As a result, the voltage of the drive voltage line 31, that is, the discharge power charging capacitor 27 is changed according to the position of the mover of the potentiometer VR3.

具体的には、ポテンショメータＶＲ３の可動子が図示下位置にある方が、上位置にある場合に比べて、比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧が低くなる、すなわち比較器３４がハイレベルに保たれる時間が長くなり、発射電力充電用コンデンサ２７に充電される電圧は高くなる。したがって、操作ハンドルの回転角が最低であるときにポテンショメータＶＲ３の可動子は図示最上位置にあり、操作ハンドルの回転角が大きくなるに従ってポテンショメータＶＲ３の可動子は図示最下位置に向かって移動する。このポテンショメータＶＲ３の可動子の位置に応じて、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は例えば２０Ｖ〜２４Ｖの間で変化する。 Specifically, the voltage supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 is lower when the mover of the potentiometer VR3 is in the lower position in the drawing than in the upper position, that is, the comparator. The time during which 34 is maintained at the high level is lengthened, and the voltage charged in the firing power charging capacitor 27 is increased. Therefore, when the rotation angle of the operation handle is the lowest, the mover of the potentiometer VR3 is at the uppermost position in the figure, and as the rotation angle of the operation handle increases, the mover of the potentiometer VR3 moves toward the lowest position in the figure. Depending on the position of the mover of the potentiometer VR3, the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 varies between 20V and 24V, for example.

また、電圧調整装置３６の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２は業者により調整されるものであり、これらの可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２を調整することにより、前述したポテンショメータＶＲ３の可動子から比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧の範囲を変更することができる。これにより、操作ハンドルの回動により変更される駆動電圧ライン３１の電圧（発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧）の範囲を変更することができる。これは、発射ソレノイド２９の種類によって駆動電圧を可変にできるようにするためである。これらの可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２が本発明の第２電圧調整器に対応する。 Further, the variable resistors VR1 and VR2 of the voltage adjusting device 36 are adjusted by a contractor. By adjusting these variable resistors VR1 and VR2, the negative input of the comparator 34 from the mover of the potentiometer VR3 described above is adjusted. The range of the voltage supplied to (−) can be changed. Thereby, the range of the voltage of the drive voltage line 31 (terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27) that is changed by turning the operation handle can be changed. This is because the drive voltage can be varied depending on the type of firing solenoid 29. These variable resistors VR1 and VR2 correspond to the second voltage regulator of the present invention.

また、アンドゲート回路３３の他方の入力端子には、比較器３７の出力端子も接続されている。比較器３７の正側入力（＋）には、比較器３４の正側入力（＋）と同じ基準電圧発生回路３５からの比較電圧Vcpが供給されている。比較器３７の負側入力（−）には、保護電圧発生器３８からの保護電圧Vsfが供給されている。保護電圧発生器３８は、駆動電圧ライン３１と接地間に接続された抵抗Ｒ７，Ｒ８の直列回路からなり、抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続点の電圧が保護電圧Vsfとして比較器３７の負側入力（−）に供給されている。また、この場合も、保護電圧Vsfの比較器３７への供給路と接地間にはコンデンサＣ４が接続さている。なお、これらの抵抗Ｒ７，Ｒ８は固定抵抗であってもよいし、出力電圧を変更できるように可変抵抗であってもよい。 Further, the output terminal of the comparator 37 is also connected to the other input terminal of the AND gate circuit 33. The comparison voltage Vcp from the same reference voltage generation circuit 35 as the positive input (+) of the comparator 34 is supplied to the positive input (+) of the comparator 37. The negative input (−) of the comparator 37 is supplied with the protective voltage Vsf from the protective voltage generator 38. The protection voltage generator 38 is composed of a series circuit of resistors R7 and R8 connected between the drive voltage line 31 and the ground, and the voltage at the connection point of the resistors R7 and R8 is the negative input of the comparator 37 as the protection voltage Vsf ( -). Also in this case, a capacitor C4 is connected between the supply path of the protection voltage Vsf to the comparator 37 and the ground. These resistors R7 and R8 may be fixed resistors or variable resistors so that the output voltage can be changed.

そして、この場合も、比較電圧Vcpが保護電圧Vsfよりも大きいときに、比較器３７はハイレベルの信号を出力してアンドゲート回路３３をオンする。一方、比較電圧Vcpが保護電圧Vsfよりも小さいときには、比較器３７はローレベルの信号を出力してアンドゲート回路３３をオフする。また、比較器３４及び比較器３７のうちの一方の出力信号がローレベルになれば、他方の出力信号がハイレベルであっても、アンドゲート回路３３にはローレベルの信号が入力されることになる。すなわち、比較器３４及び比較器３７の出力にあっては、ローレベルの出力信号が優先されることになる。この場合、保護電圧Vsfは、フィードバック電圧Vfdが取り得る最小値、すなわち操作ハンドルを最大に回転した場合のフィードバック電圧Vfdよりも小さな値であるが、それらの差は僅かである。具体的には、フィードバック電圧Ｖfdで設定される駆動電圧の最大値よりも数ボルト高く、かつ回路構成部品の耐圧よりも若干低い電圧（例えば、４０Ｖ）になるように、保護電圧Ｖsfがフィードバックされている。したがって、電圧調整装置３６が正常であれば、比較器３７の出力信号がローレベルになるときには、比較器３４の出力信号は必ずローレベルであり、この保護電圧発生器３８及び比較器３７は実質的には機能しない。 Also in this case, when the comparison voltage Vcp is larger than the protection voltage Vsf, the comparator 37 outputs a high level signal and turns on the AND gate circuit 33. On the other hand, when the comparison voltage Vcp is smaller than the protection voltage Vsf, the comparator 37 outputs a low level signal and turns off the AND gate circuit 33. Further, if one output signal of the comparator 34 and the comparator 37 becomes a low level, a low level signal is inputted to the AND gate circuit 33 even if the other output signal is a high level. become. That is, in the outputs of the comparator 34 and the comparator 37, the low level output signal has priority. In this case, the protection voltage Vsf is a minimum value that the feedback voltage Vfd can take, that is, a value smaller than the feedback voltage Vfd when the operation handle is rotated to the maximum, but the difference between them is slight. Specifically, the protection voltage Vsf is fed back so that the voltage is several volts higher than the maximum value of the drive voltage set by the feedback voltage Vfd and slightly lower than the withstand voltage of the circuit components (for example, 40V). ing. Therefore, if the voltage adjusting device 36 is normal, when the output signal of the comparator 37 becomes low level, the output signal of the comparator 34 is always low level, and the protection voltage generator 38 and the comparator 37 are substantially Does not work.

しかしながら、電圧調整装置３６、比較器３４などの異常によって比較器３４の負側入力（−）の入力電圧が極めて低くなった場合（例えば、比較器３４の負側入力（−）が接地された場合）には、比較器３４は極めて長時間又は常にハイレベルの信号を出力することになる。この場合、アンドゲート回路３３は、極めて長時間又は常に、パルス列信号発生回路３２からのパルス列信号を昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａに供給し、昇降圧回路２６は昇圧動作を極めて長時間又は常に行うので、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧が極めて高くなる。しかしながら、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧すなわち駆動電圧ライン３１の電圧がある程度高くなると、比較器３７は、ローレベルの信号をアンドゲート回路３３に供給してアンドゲート回路３３をオフする。なお、このアンドゲート回路３３をオフする駆動電圧ライン３１の電圧（発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧）は、ポテンショメータＶＲ３及び可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２によって昇圧される発射電力充電用コンデンサ２７に端子電圧の最大値よりも高い所定の電圧値である。 However, when the input voltage of the negative input (−) of the comparator 34 becomes extremely low due to an abnormality in the voltage adjusting device 36, the comparator 34, etc. (for example, the negative input (−) of the comparator 34 is grounded). In this case, the comparator 34 outputs a high level signal for a very long time or always. In this case, the AND gate circuit 33 supplies the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit 32 to the power MOSFET 26a of the step-up / step-down circuit 26 for an extremely long time or always, and the step-up / step-down circuit 26 performs the boosting operation for an extremely long time or always. Therefore, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 becomes extremely high. However, when the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27, that is, the voltage of the drive voltage line 31 increases to some extent, the comparator 37 supplies a low level signal to the AND gate circuit 33 to turn off the AND gate circuit 33. The voltage of the drive voltage line 31 for turning off the AND gate circuit 33 (the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27) is applied to the discharge power charging capacitor 27 boosted by the potentiometer VR3 and the variable resistors VR1 and VR2. Is a predetermined voltage value higher than the maximum value.

したがって、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は極めて高くなることはなく、例えば４０Ｖ程度以下に抑えられる。そして、これらの保護電圧発生装置３８及び比較器３７が、本発明の過剰昇圧防止回路を構成する。なお、電圧調整装置３６内の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２、ポテンショメータＶＲ３及び固定抵抗Ｒ６、並び保護電圧発生器３８内の抵抗値Ｒ７、Ｒ８は比較的大きな値に設定されており、発射電力充電用コンデンサ２７に蓄積された電荷が、これらの抵抗ＶＲ１〜ＶＲ３，Ｒ６〜Ｒ８を介して急速に放電されることはない。 Therefore, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 does not become extremely high, and can be suppressed to, for example, about 40V or less. The protection voltage generator 38 and the comparator 37 constitute an excessive boost prevention circuit of the present invention. The variable resistors VR1 and VR2, the potentiometer VR3 and the fixed resistor R6 in the voltage adjustment device 36, and the resistance values R7 and R8 in the protection voltage generator 38 are set to relatively large values, and the discharge power charging capacitor The electric charge stored in 27 is not rapidly discharged through these resistors VR1 to VR3 and R6 to R8.

さらに、比較器３４，３７の出力端子は、ＮＰＮトランジスタＴｒ２及び抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなるスイッチング回路４４を介して接地されている。ＮＰＮトランジスタＴｒ２のコレクタは比較器３４，３７の出力に接続され、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のエミッタは接地されている。ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースには、抵抗Ｒ９を介して発射タイミング信号発生回路４０からの発射制御パルスが供給されるようになっている。また、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースは、抵抗Ｒ１０を介して接地されている。したがって、発射タイミング信号発生回路４０から発射制御パルスにより発射ソレノイド２９が通電制御されるのと同時に、ＮＰＮトランジスタＴｒ２はオンする。この場合も、前記比較器３４，３７の場合と同様に接地（ローレベル）が優先されるので、アンドゲート回路３３の他方の入力も同時にローレベルになり、このタイミングでは昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａにパルス列信号発生回路３２からのパルス列信号が供給されずに、昇降圧回路２６は昇圧動作をしない。これは、発射ソレノイド２９が通電制御される状態では、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧を昇圧制御によって不安定にすることなく、安定させるためである。 Further, the output terminals of the comparators 34 and 37 are grounded via a switching circuit 44 including an NPN transistor Tr2 and resistors R9 and R10. The collector of the NPN transistor Tr2 is connected to the outputs of the comparators 34 and 37, and the emitter of the NPN transistor Tr2 is grounded. A firing control pulse from the firing timing signal generating circuit 40 is supplied to the base of the NPN transistor Tr2 via a resistor R9. The base of the NPN transistor Tr2 is grounded via the resistor R10. Therefore, at the same time as the firing solenoid 29 is energized and controlled by the firing control pulse from the firing timing signal generation circuit 40, the NPN transistor Tr2 is turned on. Also in this case, since the ground (low level) is given priority as in the case of the comparators 34 and 37, the other input of the AND gate circuit 33 is also simultaneously set to the low level. Since the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit 32 is not supplied to the MOSFET 26a, the step-up / step-down circuit 26 does not perform the boosting operation. This is to stabilize the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 without making it unstable by the boost control when the firing solenoid 29 is energized.

次に、上記のように構成した実施形態の作動を説明する。交流電源１０に発射制御装置を接続した後、電源スイッチ２１をオンすると、全波整流回路２２によって全波整流されて直流電力がコンデンサ２３に蓄積される。そして、制御用電源回路１１にも正側電源ライン２４を介して直流電力が供給され、制御用電源回路１１は制御用の電源電圧Ｖｃｃを各種回路に供給し始める。 Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described. When the power switch 21 is turned on after connecting the launch control device to the AC power supply 10, the full-wave rectification circuit 22 performs full-wave rectification, and DC power is stored in the capacitor 23. Then, DC power is also supplied to the control power supply circuit 11 via the positive power supply line 24, and the control power supply circuit 11 starts supplying the control power supply voltage Vcc to various circuits.

この状態では、基準電圧発生回路３５から比較電圧Ｖcpが比較器３４の正側入力（＋）に供給され、比較器３４の負側入力（−）には電圧調整装置３６からフィードバック電圧Ｖfdが供給されている。このフィードバック電圧Ｖfdは、発射電力充電用コンデンサ２７から駆動電圧ライン３１を介して供給された発射ソレノイド２９の駆動電圧を電圧調整装置３６で分圧したものである。いま、遊戯者により操作ハンドルが操作されていなければ、電圧調整装置３６のポテンショメータＶＲ３の可動子は図示高い側の位置にあり、フィードバック電圧Ｖfdが比較的高い電圧に設定されている。この状態では、比較電圧Ｖcpがフィードバック電圧Ｖfdよりも高い状態では、比較器３４はハイレベル信号を出力し、パルス列信号発生回路３２から出力されたパルス列信号がアンドゲート回路３３を介して昇降圧回路２６に供給され、昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２８ａを繰り返しオンオフ制御する。このパワーＭＯＳＦＥＴ２８ａの繰り返しオンオフ制御により、昇降圧回路２６は入力電圧を昇圧して発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧を上昇させる。この上昇された端子電圧は、駆動電圧ライン３１を介して電圧調整装置３６に供給され、比較器３４の負側入力（−）に供給されるフィードバック電圧Ｖfdは上昇する。そして、フィードバック電圧Ｖfdが比較電圧Ｖcpよりも大きくなると、比較器３４はローレベル信号を出力する。これにより、アンドゲート回路３３はオフ制御されるので、昇降圧回路２６は昇圧動作を停止する。 In this state, the reference voltage Vcp is supplied from the reference voltage generation circuit 35 to the positive input (+) of the comparator 34, and the feedback voltage Vfd is supplied from the voltage regulator 36 to the negative input (−) of the comparator 34. Has been. This feedback voltage Vfd is obtained by dividing the drive voltage of the firing solenoid 29 supplied from the firing power charging capacitor 27 via the drive voltage line 31 by the voltage adjusting device 36. If the operation handle is not operated by the player now, the movable element of the potentiometer VR3 of the voltage adjusting device 36 is at a higher position in the figure, and the feedback voltage Vfd is set to a relatively high voltage. In this state, in a state where the comparison voltage Vcp is higher than the feedback voltage Vfd, the comparator 34 outputs a high level signal, and the pulse train signal output from the pulse train signal generation circuit 32 is passed through the AND gate circuit 33. The power MOSFET 28a of the step-up / step-down circuit 26 is repeatedly turned on / off. By repeatedly turning on and off the power MOSFET 28a, the step-up / step-down circuit 26 boosts the input voltage and raises the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27. The increased terminal voltage is supplied to the voltage adjusting device 36 via the drive voltage line 31, and the feedback voltage Vfd supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 increases. When the feedback voltage Vfd becomes larger than the comparison voltage Vcp, the comparator 34 outputs a low level signal. As a result, the AND gate circuit 33 is controlled to be turned off, so that the step-up / step-down circuit 26 stops the boosting operation.

この状態で、電圧調整装置３６の抵抗ＶＲ１〜ＶＲ３，Ｒ６及び保護電圧発生器３８の抵抗Ｒ７，Ｒ８などを介した僅かな放電により、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧が低下して、電圧調整装置３６を介して比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧が比較電圧Ｖcpよりも低下すると、比較器３４はふたたびハイレベル信号をアンドゲート回路３３に供給する。これにより、昇降圧回路２６が昇圧動作をふたたび実行し始めるので、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は、フィードバック電圧Ｖfdと比較電圧Ｖcpが一致する所定の電圧（例えば、ＤＣ２０Ｖ）に保たれる。なお、この場合のフィードバック電圧Ｖfdは保護電圧発生器３８からの保護電圧Ｖsfよりも大きく、比較器３４，３７の出力はローレベル優先であるので、保護電圧発生器３８及び比較器３７は機能しない。また、この状態では、発射タイミング信号発生回路４０も、発射制御パルスを出力しないので、スイッチング回路４４はオフ状態に保たれている。 In this state, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 decreases due to a slight discharge through the resistors VR1 to VR3 and R6 of the voltage regulator 36 and the resistors R7 and R8 of the protection voltage generator 38, and the voltage When the voltage supplied to the negative input (−) of the comparator 34 via the adjustment device 36 falls below the comparison voltage Vcp, the comparator 34 again supplies a high level signal to the AND gate circuit 33. As a result, the step-up / step-down circuit 26 starts executing the boosting operation again, so that the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 is kept at a predetermined voltage (for example, DC 20 V) at which the feedback voltage Vfd and the comparison voltage Vcp match. . In this case, the feedback voltage Vfd is larger than the protection voltage Vsf from the protection voltage generator 38, and the outputs of the comparators 34 and 37 are given priority to the low level, so that the protection voltage generator 38 and the comparator 37 do not function. . In this state, the firing timing signal generation circuit 40 also does not output the firing control pulse, so that the switching circuit 44 is kept in the off state.

この状態で、遊戯者が操作ハンドルを回動させると、スイッチ４１はオンして、発射タイミング信号発生回路４０は、図２（ａ）に示すように、所定タイミングの発射制御パルスを出力し始める。また、この場合、発射タイミング信号発生回路４０は、前記発射制御パルスとは異なる位相の球送り制御パルスを球送りソレノイド駆動回路４２に供給する。そして、球送りソレノイド駆動回路４２は、球送りソレノイド４３を前記球送り制御パルスに従って通電するので、パチンコ球発射装置内に順次パチンコ球がセットされる。したがって、発射タイミング信号発生回路４０が発射制御パルスを発射ソレノイド駆動回路２８に出力するごとに、発射ソレノイド駆動回路２８は発射ソレノイド２９を通電制御してパチンコ球を弾き出す。また、発射タイミング信号発生回路４０は、前記発射制御パルスをスイッチング回路４４のＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースにも供給する。これにより、発射制御パルスが出力されている間、ＮＰＮトランジスタＴｒ２はオンしてアンドゲート回路３３をオフ状態に保つ。その結果、この状態では、昇降圧回路２６が昇圧動作を行うことなく、発射ソレノイド２９への通電量が安定するので、パチンコ球は安定した力で弾き出される。 In this state, when the player rotates the operation handle, the switch 41 is turned on, and the firing timing signal generation circuit 40 starts to output a firing control pulse at a predetermined timing as shown in FIG. . In this case, the firing timing signal generation circuit 40 supplies the ball feed control circuit 42 with a ball feed control pulse having a phase different from that of the launch control pulse. The ball feed solenoid drive circuit 42 energizes the ball feed solenoid 43 in accordance with the ball feed control pulse, so that the pachinko balls are sequentially set in the pachinko ball launcher. Therefore, each time the firing timing signal generation circuit 40 outputs a firing control pulse to the firing solenoid drive circuit 28, the firing solenoid drive circuit 28 controls the energization of the firing solenoid 29 to eject a pachinko ball. The firing timing signal generation circuit 40 also supplies the firing control pulse to the base of the NPN transistor Tr2 of the switching circuit 44. Thereby, while the firing control pulse is output, the NPN transistor Tr2 is turned on to keep the AND gate circuit 33 in the off state. As a result, in this state, the step-up / step-down circuit 26 does not perform a boost operation, and the energization amount to the firing solenoid 29 is stabilized, so that the pachinko ball is ejected with a stable force.

前述した発射ソレノイド２９への通電により、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は、図２（ｄ）に示すように急激に降下する。この発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧の降下は駆動電圧ライン３１を介して電圧調整装置３６に伝達され、電圧調整装置３６に印加される電圧も降下する。これにより、電圧調整装置３６のポテンショメータＶＲ３から出力されるフィードバック電圧Ｖfdが基準電圧発生回路３５から出力される比較電圧Ｖcpよりも低くなり、比較器３４は、図２（ｂ）に示すように、ハイレベル信号を出力し始める。したがって、アンドゲート回路３３がオンして、パルス列信号発生回路３２からのパルス列信号が昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａに供給されて、パワーＭＯＳＦＥＴ２６ａを繰り返しオンオフ制御する（図２（ｃ）参照）。その結果、昇降圧回路２６は昇圧動作を開始し、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は、図２（ｄ）に示すように上昇し始める。 Due to the energization of the firing solenoid 29 described above, the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 rapidly drops as shown in FIG. The drop in the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 is transmitted to the voltage regulator 36 via the drive voltage line 31, and the voltage applied to the voltage regulator 36 also drops. As a result, the feedback voltage Vfd output from the potentiometer VR3 of the voltage adjustment device 36 becomes lower than the comparison voltage Vcp output from the reference voltage generation circuit 35. As shown in FIG. Start outputting high level signals. Accordingly, the AND gate circuit 33 is turned on, and the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit 32 is supplied to the power MOSFET 26a of the step-up / step-down circuit 26, and the power MOSFET 26a is repeatedly turned on / off (see FIG. 2C). As a result, the step-up / step-down circuit 26 starts a boosting operation, and the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 starts to rise as shown in FIG.

この上昇された端子電圧は、駆動電圧ライン３１を介して電圧調整装置３６に供給され、比較器３４の負側入力（−）に供給されるフィードバック電圧Ｖfdは上昇する。そして、フィードバック電圧Ｖfdが比較電圧Ｖcpよりも大きくなると、比較器３４はローレベル信号を出力する。これにより、アンドゲート回路３３はオフ制御されるので、昇降圧回路２６は昇圧動作を停止する（図２（ｂ）〜（ｄ）参照）。この場合、電圧調整装置３６内のポテンショメータＶＲ３の可動子の位置は、遊戯者の操作ハンドルの回転位置が大きくなるに従って図示下側に位置する。すなわち、遊戯者の操作ハンドルの回転位置が大きくなるに従って、駆動電圧ライン３１を介して供給される発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧が同じであっても、ポテンショメータＶＲ３の可動子から出力されるフィードバック電圧Ｖfdは小さくなる。一方、比較器３４は、比較電圧Ｖcpがフィードバック電圧Ｖfdよりも大きい間、アンドゲート回路３３をオンして昇降圧回路２６による昇圧動作を許容し、比較電圧Ｖcpがフィードバック電圧Ｖfdよりも小さくなるとアンドゲート回路３３をオフして昇降圧回路２６による昇圧動作を停止させるので、ポテンショメータＶＲ３の可動子の位置が図示下側にあるほど、すなわち操作ハンドルの回転角が大きいほど、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は高圧に制御され、パチンコ球は発射ソレノイド２９によって大きな力で弾き出される。 The increased terminal voltage is supplied to the voltage adjusting device 36 via the drive voltage line 31, and the feedback voltage Vfd supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 increases. When the feedback voltage Vfd becomes larger than the comparison voltage Vcp, the comparator 34 outputs a low level signal. As a result, the AND gate circuit 33 is controlled to be turned off, so that the step-up / step-down circuit 26 stops the boosting operation (see FIGS. 2B to 2D). In this case, the position of the mover of the potentiometer VR3 in the voltage adjusting device 36 is positioned on the lower side in the drawing as the rotational position of the operation handle of the player increases. That is, as the rotation position of the player's operation handle increases, even if the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 supplied through the drive voltage line 31 is the same, the output is output from the mover of the potentiometer VR3. The feedback voltage Vfd becomes small. On the other hand, while the comparison voltage Vcp is larger than the feedback voltage Vfd, the comparator 34 turns on the AND gate circuit 33 to allow the boosting operation by the step-up / step-down circuit 26, and when the comparison voltage Vcp becomes smaller than the feedback voltage Vfd, Since the gate circuit 33 is turned off and the boosting operation by the step-up / step-down circuit 26 is stopped, the firing power charging capacitor 27 increases as the position of the mover of the potentiometer VR3 is lower in the figure, that is, as the rotation angle of the operation handle is larger. Is controlled to a high voltage, and the pachinko ball is ejected by the launch solenoid 29 with a large force.

このように、遊戯者による操作ハンドルの回転位置に応じてポテンショメータＶＲ３の可動子の位置を変更すると、フィードバック電圧Ｖfdの大きさが所定の範囲で可変制御される。これにより、発射電力充電用コンデンサ２７の充電端子電圧が所定範囲で可変制御され、遊戯者は操作ハンドルの回転操作によりパチンコ球の弾き出し力を調整することができる。 As described above, when the position of the mover of the potentiometer VR3 is changed according to the rotation position of the operation handle by the player, the magnitude of the feedback voltage Vfd is variably controlled within a predetermined range. Thereby, the charging terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 is variably controlled within a predetermined range, and the player can adjust the ejecting force of the pachinko ball by rotating the operation handle.

一方、電圧調整装置３６内の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を可変制御することにより、駆動電圧ライン３１から供給される駆動電圧（発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧）に対して、電圧調整装置３６のポテンショメータＶＲ３から出力されるフィードバック電圧Ｖfdを変更することも可能である。具体的には、駆動電圧ライン３１から供給される駆動電圧が一定であっても、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を大きくする（又は可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を小さくする）に従ってフィードバック電圧Ｖfdは小さくなる、すなわちフィードバック電圧ＶfdはポテンショメータＶＲ３の変更に応じて低い電圧の範囲内で変化するようになる。一方、比較器３４は、比較電圧Ｖcpがフィードバック電圧Ｖfdよりも大きい状態で、アンドゲート回路３３をオン制御して昇降圧回路２６を昇圧動作させる。したがって、この場合には、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は高い側に設定制御されることになる。 On the other hand, by variably controlling the variable resistors VR1 and VR2 in the voltage adjustment device 36, the voltage adjustment device 36 can control the drive voltage supplied from the drive voltage line 31 (the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27). It is also possible to change the feedback voltage Vfd output from the potentiometer VR3. Specifically, even if the drive voltage supplied from the drive voltage line 31 is constant, the feedback voltage Vfd decreases as the resistance value of the variable resistor VR1 is increased (or the resistance value of the variable resistor VR2 is decreased). In other words, the feedback voltage Vfd changes within a low voltage range in accordance with the change of the potentiometer VR3. On the other hand, the comparator 34 turns on the AND gate circuit 33 to boost the step-up / step-down circuit 26 in a state where the comparison voltage Vcp is higher than the feedback voltage Vfd. Therefore, in this case, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 is set and controlled to the higher side.

逆に、駆動電圧ライン３１から供給される駆動電圧が一定であっても、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を小さくする（又は可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を大きくする）に従ってフィードバック電圧Ｖfdは大きくなる、すなわちフィードバック電圧ＶfdはポテンショメータＶＲ３の変更に応じて高い電圧の範囲内で変化するようになる。そして、この場合も、比較器３４は、比較電圧Ｖcpがフィードバック電圧Ｖfdよりも大きい状態で、アンドゲート回路３３をオン制御して昇降圧回路２６を昇圧動作させる。したがって、この場合には、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は低い側に設定制御されることになる。この可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２による発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧の昇降圧制御は、種類の異なる発射ソレノイド２９に対して、同一のパチンコ球の弾き出し力を実現する。その結果、パチンコ機の設定者が、発射ソレノイド２９の種類に応じて電圧調整装置３６内の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を操作して発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧、すなわち昇降圧回路２６の昇降圧の程度を調整しておけば、種々の発射ソレノイド２９に対して本実施形態に係る発射制御装置を適用することができる。 Conversely, even if the drive voltage supplied from the drive voltage line 31 is constant, the feedback voltage Vfd increases as the resistance value of the variable resistor VR1 is reduced (or the resistance value of the variable resistor VR2 is increased), that is, The feedback voltage Vfd changes within a high voltage range according to the change of the potentiometer VR3. Also in this case, the comparator 34 controls the boosting operation of the step-up / step-down circuit 26 by turning on the AND gate circuit 33 in a state where the comparison voltage Vcp is larger than the feedback voltage Vfd. Therefore, in this case, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 is set and controlled to the low side. The step-up / step-down control of the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 by the variable resistors VR1 and VR2 realizes the same pachinko ball ejection force for different types of launching solenoids 29. As a result, the setter of the pachinko machine operates the variable resistors VR1 and VR2 in the voltage adjusting device 36 according to the type of the launch solenoid 29 to increase or decrease the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27, that is, the step-up / step-down circuit 26. If the degree of pressure is adjusted, the firing control device according to the present embodiment can be applied to various firing solenoids 29.

また、上記のように構成した発射制御装置においては、比較器３７及び保護電圧発生器３８が設けられている。そして、保護電圧発生器３８は、この発射制御装置を保護するために、フィードバック電圧Vfdが取り得る最小値よりも小さな保護電圧Vsfを比較器３７の負側入力（−）に供給している。すなわち、電圧調整装置３６、比較器３４などの異常によって比較器３４の負側入力（−）の入力電圧が極めて低くなった場合（例えば、比較器３４の負側入力（−）が接地された場合）には、比較器３４は極めて長時間又は常にハイレベルの信号を出力することになる。この場合、アンドゲート回路３３は、極めて長時間又は常に、パルス列信号発生回路３２からのパルス列信号を昇降圧回路２６のパワーＭＯＳＦＥＴ２６ａに供給し、昇降圧回路２６は昇圧動作を極めて長時間又は常に行うので、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧が極めて高くなる。 In the launch control device configured as described above, a comparator 37 and a protection voltage generator 38 are provided. The protection voltage generator 38 supplies a protection voltage Vsf, which is smaller than the minimum value that the feedback voltage Vfd can take, to the negative input (−) of the comparator 37 in order to protect the launch control device. That is, when the input voltage of the negative input (−) of the comparator 34 becomes extremely low due to an abnormality in the voltage adjusting device 36, the comparator 34, etc. (for example, the negative input (−) of the comparator 34 is grounded). In this case, the comparator 34 outputs a high level signal for a very long time or always. In this case, the AND gate circuit 33 supplies the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit 32 to the power MOSFET 26a of the step-up / step-down circuit 26 for an extremely long time or always, and the step-up / step-down circuit 26 performs the boosting operation for an extremely long time or always. Therefore, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 becomes extremely high.

しかしながら、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧すなわち駆動電圧ライン３１の電圧がある程度高くなると、比較器３７は、ローレベルの信号をアンドゲート回路３３に供給してアンドゲート回路３３をオフする。したがって、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧が極めて高くなることを防止できる。なお、この保護電圧発生器３８は、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧すなわち駆動電圧ライン３１の電圧が極めて高くなることを防止するのみで、比較器３４のローレベル出力によるアンドゲート回路３３をオフ制御及びスイッチング回路４４のオンによるアンドゲート回路３３をオフ制御を禁止するものではない。したがって、この保護電圧発生器３８による保護が、この発射制御装置の通常の作動に影響を及ぼすことはない。 However, when the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27, that is, the voltage of the drive voltage line 31 increases to some extent, the comparator 37 supplies a low level signal to the AND gate circuit 33 to turn off the AND gate circuit 33. Therefore, it is possible to prevent the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 from becoming extremely high. The protection voltage generator 38 only prevents the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27, that is, the voltage of the drive voltage line 31 from becoming extremely high, and the AND gate circuit 33 based on the low level output of the comparator 34. The off control and the off control of the AND gate circuit 33 by turning on the switching circuit 44 are not prohibited. Therefore, the protection by the protection voltage generator 38 does not affect the normal operation of the launch control device.

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明の実施にあたっては、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変形も可能である。 Although one embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the object of the present invention.

上記実施形態においては、電圧調整装置３６から出力されてポテンショメータＶＲ３によるフィードバック電圧Ｖfdの範囲を変えて発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧の範囲を変えるために、２つの可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を用いるようにした。しかし、これに代えて、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の一方を固定抵抗にしてもよいし、比較電圧Ｖcpの大きさにもよるが、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２の一方を省略してもよい。また、固定抵抗Ｒ６を省略してもよい。 In the above embodiment, the two variable resistors VR1 and VR2 are used to change the range of the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 by changing the range of the feedback voltage Vfd output from the voltage regulator 36 and the potentiometer VR3. I did it. However, instead of this, one of the variable resistors VR1 and VR2 may be a fixed resistor, or one of the variable resistors VR1 and VR2 may be omitted depending on the magnitude of the comparison voltage Vcp. Further, the fixed resistor R6 may be omitted.

上記実施形態においては、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧を駆動電圧ライン３１を介して電圧調整装置３６に導いて、電圧調整装置３６内にて、ポテンショメータＶＲ３による操作ハンドルの回転位置に応じた電圧調整と、可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２による電圧範囲の調整を行うようにした。しかし、これらの電圧調整及び電圧範囲の調整を、比較器３４にてフィードバック電圧Ｖfdと比較される比較電圧Ｖcp側で行ったり、電圧調整装置３６から出力されるフィードバック電圧Ｖfd側と比較電圧Ｖcp側との組み合わせで行ったりしてもよい。 In the above embodiment, the terminal voltage of the discharge power charging capacitor 27 is guided to the voltage adjustment device 36 via the drive voltage line 31, and the voltage adjustment device 36 corresponds to the rotational position of the operation handle by the potentiometer VR3. Voltage adjustment and voltage range adjustment using the variable resistors VR1 and VR2 are performed. However, these voltage adjustments and voltage range adjustments are performed on the comparison voltage Vcp side compared with the feedback voltage Vfd by the comparator 34, or on the feedback voltage Vfd side and the comparison voltage Vcp side output from the voltage adjustment device 36. Or in combination.

例えば、図３に示すように、基準電圧発生回路３５の出力をそれぞれ直列に接続した可変抵抗ＶＲ２１、ポテンショメータＶＲ２２及び可変抵抗ＶＲ２３を介して接地する。そして、ポテンショメータＶＲ２２の可動子から出力される電圧を比較器３４の正側入力（＋）に導く。一方、駆動電圧ライン３１を介して供給される電圧を、固定抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧して比較器３４の負側入力（−）に導く。この場合、ポテンショメータＶＲ２２が、操作ハンドルの回転角に応じて変化する上記実施形態のポテンショメータＶＲ３に対応する。そして、可変抵抗ＶＲ２１，ＶＲ２３が上記実施形態の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２に対応する。比較器３４は、上記実施形態と同様に、正側入力（＋）の電圧が負側入力（−）の電圧よりも高いときに昇降圧回路２６に昇圧動作を実行させて、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧（駆動電圧ライン３１上の電圧）を高くする側に制御する。 For example, as shown in FIG. 3, the output of the reference voltage generation circuit 35 is grounded via a variable resistor VR21, a potentiometer VR22, and a variable resistor VR23 connected in series. The voltage output from the mover of the potentiometer VR22 is guided to the positive input (+) of the comparator 34. On the other hand, the voltage supplied via the drive voltage line 31 is divided by the fixed resistors R21 and R22 and led to the negative side input (−) of the comparator 34. In this case, the potentiometer VR22 corresponds to the potentiometer VR3 of the above embodiment that changes according to the rotation angle of the operation handle. The variable resistors VR21 and VR23 correspond to the variable resistors VR1 and VR2 of the above embodiment. Similarly to the above-described embodiment, the comparator 34 causes the step-up / step-down circuit 26 to perform a boosting operation when the voltage of the positive input (+) is higher than the voltage of the negative input (−) to charge the emitted power. The terminal voltage of the capacitor 27 (voltage on the drive voltage line 31) is controlled to be increased.

したがって、この場合には、ポテンショメータＶＲ２２の可動子が図示上方に移動するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧が高くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧も高くなる。そのために、操作ハンドルの回転角が大きくなるに従って、ポテンショメータＶＲ２２の可動子は図示下方から上方へ移動するようにする。また、可変抵抗ＶＲ２１の抵抗値を小さく（又は可変抵抗ＶＲ２３の抵抗値を大きく）するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧は高くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧も高い電圧範囲で変化するように設定される。逆に、可変抵抗ＶＲ２１の抵抗値を大きく（又は可変抵抗ＶＲ２３の抵抗値を小さく）するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧は低くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧も低い電圧範囲で変化するように設定される。なお、この場合も、可変抵抗ＶＲ２１，ＶＲ２３の一方を固定抵抗に変更してもよい。 Therefore, in this case, as the mover of the potentiometer VR22 moves upward in the figure, the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 increases, and the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 also increases. Become. Therefore, as the rotation angle of the operation handle increases, the mover of the potentiometer VR22 is moved from the lower side to the upper side in the drawing. Further, as the resistance value of the variable resistor VR21 is decreased (or the resistance value of the variable resistor VR23 is increased), the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 is increased, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is also set to change in a high voltage range. Conversely, as the resistance value of the variable resistor VR21 is increased (or the resistance value of the variable resistor VR23 is decreased), the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 becomes lower, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is also set to change in a low voltage range. In this case also, one of the variable resistors VR21 and VR23 may be changed to a fixed resistor.

また、図４に示すように、基準電圧発生回路３５の出力をそれぞれ直列に接続した固定抵抗Ｒ３１、ポテンショメータＶＲ３１及び固定抵抗Ｒ３２を介して接地する。そして、ポテンショメータＶＲ３１の可動子から出力される電圧を比較器３４の正側入力（＋）に導く。一方、駆動電圧ライン３１を介して供給される電圧を、可変抵抗Ｖ３２，ＶＲ３３で分圧して比較器３４の負側入力（−）に導く。この場合、ポテンショメータＶＲ３１が、操作ハンドルの回転角に応じて変化する上記実施形態のポテンショメータＶＲ３に対応する。そして、可変抵抗ＶＲ３２，ＶＲ３３が上記実施形態の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２に対応する。比較器３４は、この場合も、正側入力（＋）の電圧が負側入力（−）の電圧よりも高いときに昇降圧回路２６に昇圧動作を実行させて、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧（駆動電圧ライン３１上の電圧）を高くする側に制御する。 As shown in FIG. 4, the output of the reference voltage generation circuit 35 is grounded via a fixed resistor R31, a potentiometer VR31, and a fixed resistor R32 connected in series. The voltage output from the mover of the potentiometer VR31 is guided to the positive input (+) of the comparator 34. On the other hand, the voltage supplied via the drive voltage line 31 is divided by the variable resistors V32 and VR33 and led to the negative side input (−) of the comparator. In this case, the potentiometer VR31 corresponds to the potentiometer VR3 of the above embodiment that changes according to the rotation angle of the operation handle. The variable resistors VR32 and VR33 correspond to the variable resistors VR1 and VR2 of the above embodiment. In this case as well, the comparator 34 causes the step-up / step-down circuit 26 to perform a boost operation when the voltage of the positive input (+) is higher than the voltage of the negative input (−), and The terminal voltage (voltage on the drive voltage line 31) is controlled to be increased.

したがって、この場合には、ポテンショメータＶＲ３１の可動子が図示上方に移動するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧が高くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧も高くなる。そのために、操作ハンドルの回転角が大きくなるに従って、ポテンショメータＶＲ３１の可動子は図示下方から上方へ移動するようにする。また、可変抵抗ＶＲ３２の抵抗値を小さく（又は可変抵抗ＶＲ３３の抵抗値を大きく）するに従って、比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧は高くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は低い電圧範囲で変化するように設定される。逆に、可変抵抗ＶＲ３２の抵抗値を大きく（又は可変抵抗ＶＲ３３の抵抗値を小さく）するに従って、比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧は低くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は高い電圧範囲で変化するように設定される。なお、この場合も、可変抵抗ＶＲ３２，ＶＲ３３の一方を固定抵抗に変更してもよい。 Therefore, in this case, as the mover of the potentiometer VR31 moves upward in the figure, the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 increases, and the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 also increases. Become. Therefore, as the rotation angle of the operation handle increases, the mover of the potentiometer VR31 is moved from the lower side to the upper side in the drawing. Further, as the resistance value of the variable resistor VR32 is decreased (or the resistance value of the variable resistor VR33 is increased), the voltage supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 increases, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is set to change in a low voltage range. Conversely, as the resistance value of the variable resistor VR32 is increased (or the resistance value of the variable resistor VR33 is decreased), the voltage supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 becomes lower, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is set so as to change in a high voltage range. In this case, one of the variable resistors VR32 and VR33 may be changed to a fixed resistor.

また、図５に示すように、基準電圧発生回路３５の出力を直列に接続した可変抵抗ＶＲ４１、ＶＲ４２で分圧して比較器３４の正側入力（＋）に導く。一方、駆動電圧ライン３１を、固定抵抗Ｒ４１、ポテンショメータＶＲ４３及び固定抵抗Ｒ４２を介して接地する。そして、ポテンショメータＶＲ４３の可動子から出力される電圧を比較器３４の負側入力（−）に導く。この場合、ポテンショメータＶＲ４３が、操作ハンドルの回転角に応じて変化する上記実施形態のポテンショメータＶＲ３に対応する。そして、可変抵抗ＶＲ４１，ＶＲ４２が上記実施形態の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２に対応する。比較器３４は、この場合も、正側入力（＋）の電圧が負側入力（−）の電圧よりも高いときに昇降圧回路２６に昇圧動作を実行させて、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧（駆動電圧ライン３１上の電圧）を高くする側に制御する。 Further, as shown in FIG. 5, the output of the reference voltage generating circuit 35 is divided by variable resistors VR41 and VR42 connected in series and led to the positive side input (+) of the comparator 34. On the other hand, the drive voltage line 31 is grounded through a fixed resistor R41, a potentiometer VR43, and a fixed resistor R42. Then, the voltage output from the mover of the potentiometer VR43 is guided to the negative side input (−) of the comparator 34. In this case, the potentiometer VR43 corresponds to the potentiometer VR3 of the above embodiment that changes according to the rotation angle of the operation handle. The variable resistors VR41 and VR42 correspond to the variable resistors VR1 and VR2 of the above embodiment. In this case as well, the comparator 34 causes the step-up / step-down circuit 26 to perform a boost operation when the voltage of the positive input (+) is higher than the voltage of the negative input (−), and The terminal voltage (voltage on the drive voltage line 31) is controlled to be increased.

したがって、この場合には、ポテンショメータＶＲ４３の可動子が図示下方に移動するに従って、比較器３４の負側入力（−）に供給される電圧が低くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は高くなる。そのために、操作ハンドルの回転角が大きくなるに従って、ポテンショメータＶＲ４３の可動子は図示上方から下方へ移動するようにする。また、可変抵抗ＶＲ４１の抵抗値を小さく（又は可変抵抗ＶＲ４２の抵抗値を大きく）するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧は高くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は高い電圧範囲で変化するように設定される。逆に、可変抵抗ＶＲ４１の抵抗値を大きく（又は可変抵抗ＶＲ４２の抵抗値を小さく）するに従って、比較器３４の正側入力（＋）に供給される電圧は低くなり、発射電力充電用コンデンサ２７の端子電圧は低い電圧範囲で変化するように設定される。なお、この場合も、可変抵抗ＶＲ４１，ＶＲ４２の一方を固定抵抗に変更してもよい。 Therefore, in this case, as the mover of the potentiometer VR43 moves downward in the figure, the voltage supplied to the negative side input (−) of the comparator 34 decreases, and the terminal voltage of the firing power charging capacitor 27 increases. Become. Therefore, as the rotation angle of the operation handle increases, the mover of the potentiometer VR43 is moved downward from the upper side in the figure. Further, as the resistance value of the variable resistor VR41 is decreased (or the resistance value of the variable resistor VR42 is increased), the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 increases, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is set to change in a high voltage range. Conversely, as the resistance value of the variable resistor VR41 is increased (or the resistance value of the variable resistor VR42 is decreased), the voltage supplied to the positive side input (+) of the comparator 34 becomes lower, and the firing power charging capacitor 27 The terminal voltage is set so as to change in a low voltage range. In this case also, one of the variable resistors VR41 and VR42 may be changed to a fixed resistor.

上記実施形態及び変形例では、操作ハンドルの回転位置に応じて電圧を調整する電圧調整器をポテンショメータＶＲ３，ＶＲ２２，ＶＲ３１，ＶＲ４３でそれぞれ構成した。しかし、これらのポテンショメータＶＲ３，ＶＲ２２，ＶＲ３１，ＶＲ４３に代えて、操作ハンドルの回転位置に応じて単に抵抗値が変化する可変抵抗器で構成してもよい。この場合、可変抵抗器のいずれ一方の端子から出力電圧を取出したり、可変抵抗に固定抵抗をそれぞれ直列に接続して接続点から出力電圧を取出したりするとよい。 In the embodiment and the modification, the voltage regulators that adjust the voltage according to the rotational position of the operation handle are configured by the potentiometers VR3, VR22, VR31, and VR43, respectively. However, instead of these potentiometers VR3, VR22, VR31, VR43, a variable resistor whose resistance value simply changes in accordance with the rotational position of the operation handle may be used. In this case, the output voltage may be taken out from one of the terminals of the variable resistor, or a fixed resistor may be connected in series to the variable resistor to take out the output voltage from the connection point.

１０…交流電源、１１…制御用電源回路、２２…全波整流回路、２４…正側電源ライン、２５…接地側電源ライン、２６…昇降圧回路、２７…発射電力充電用コンデンサ、２８…発射ソレノイド駆動回路、２９…発射ソレノイド、３０…昇降圧制御回路、３１…駆動電圧ライン、３２…パルス列信号発生回路、３３…アンドゲート回路、３４，３７…比較器、３５…基準電圧発生回路、３６…電圧調整装置、３８…保護電圧発生器、４０…発射タイミング信号発生回路、４２…球送りソレノイド駆動回路、４３…球送りソレノイド、４４…スイッチング回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... AC power supply, 11 ... Control power supply circuit, 22 ... Full wave rectification circuit, 24 ... Positive side power supply line, 25 ... Ground side power supply line, 26 ... Buck-boost circuit, 27 ... Capacitor for discharge power charge, 28 ... Launch Solenoid drive circuit, 29 ... firing solenoid, 30 ... step-up / down control circuit, 31 ... drive voltage line, 32 ... pulse train signal generation circuit, 33 ... AND gate circuit, 34, 37 ... comparator, 35 ... reference voltage generation circuit, 36 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Voltage regulator, 38 ... Protection voltage generator, 40 ... Firing timing signal generation circuit, 42 ... Ball feed solenoid drive circuit, 43 ... Ball feed solenoid, 44 ... Switching circuit

Claims

A rectifier circuit that receives and rectifies AC power;
A step-up / step-down circuit capable of stepping up and stepping down the power rectified by the rectifier circuit;
A firing power charging capacitor for storing power boosted or stepped down by the step-up / down circuit;
A firing timing signal generating circuit for generating a firing control pulse for firing a pachinko ball at a predetermined timing;
A launching solenoid to play a pachinko ball when energized,
A firing solenoid drive circuit for energizing the firing solenoid using the power stored in the firing power charging capacitor in response to the firing control pulse from the firing timing signal generating circuit;
A step-up / step-down control circuit that inputs a terminal voltage of the capacitor for charging the emitted power and controls the step-up / step-down operation of the step-up / step-down circuit using the terminal voltage;
In the step-up / step-down control circuit, a first voltage regulator that variably sets the terminal voltage of the capacitor for charging the firing power immediately before energization of the firing solenoid according to the rotational position of the operation handle; A launch control device for a gaming machine, comprising: a second voltage regulator for variably setting a terminal voltage change range by the first voltage regulator of the capacitor for charging the launch power.

In the gaming machine launch control device according to claim 1,
The step-up / down control circuit includes:
A pulse train signal generating circuit for generating a pulse train signal for controlling the boosting operation by the step-up / down circuit; and
A reference voltage generating circuit for generating a reference voltage;
A gate circuit for controlling the presence or absence of supply of the pulse train signal from the pulse train signal generation circuit to the step-up / down circuit;
The reference voltage side voltage output from the reference voltage generation circuit is input as a comparison voltage, and the terminal voltage side voltage of the firing power charging capacitor is input as a feedback voltage. The comparison voltage is greater than the feedback voltage. When the comparison voltage is lower than the feedback voltage, the gate circuit prohibits the pulse train signal from being supplied to the step-up / step-down circuit. And a comparator
The reference voltage side voltage output from the reference voltage generation circuit by the first voltage regulator or the terminal voltage side voltage of the discharge power charging capacitor is changed, and the reference voltage is generated by the second voltage regulator. A launch control device for a gaming machine, wherein a voltage on a reference voltage output from a circuit or a voltage on a terminal voltage side of the firing power charging capacitor is changed.

3. The gaming machine launch control device according to claim 2, wherein the step-up / step-down control circuit further includes:
A voltage on the terminal voltage side of the firing power charging capacitor is input, and a terminal voltage of the firing power charging capacitor is higher than a maximum voltage that can be changed by the first voltage regulator and the second voltage regulator. A gaming machine launch control apparatus comprising an excessive boost prevention circuit that prohibits the gate circuit from supplying the pulse train signal to the step-up / step-down circuit when the voltage becomes higher than the voltage of the above.