JP5576722B2 - Overvoltage suppressing device and motor driving device - Google Patents
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Description
本発明は、産業用設備、或いは電動アシスト自転車や電動バイク、電気自動車などの電力車両に用いられ、バッテリに電力回生を行いつつモータの駆動制御を行うに際し、回生電力による過電圧を抑制する過電圧抑制装置及びモータ駆動装置に関する。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is used in industrial equipment or electric vehicles such as electric assist bicycles, electric motorcycles, and electric vehicles, and suppresses overvoltage caused by regenerative power when performing motor drive control while performing power regeneration on a battery. The present invention relates to a device and a motor drive device.
従来、モータが回生中に回生電力を吸収できる負荷が少ない場合には、電源ラインの電圧は上昇する。例えば、電動アシスト自転車、電動バイク、電気自動車等の電動車では、モータを減速する際の回生電力をバッテリに戻して、航続距離を伸ばすようにしていたが(例えば、特許文献1参照)、バッテリ満充電状態で回生電力を戻すと、回生電流は流れる経路を失い、電源電圧は上昇する。その結果、駆動装置(インバータ)のスイッチング素子に印加される電圧も上昇し、スイッチング素子に対して過電圧状態となる可能性がある。 Conventionally, when the load that can absorb regenerative power during motor regeneration is small, the voltage of the power supply line rises. For example, in an electric vehicle such as an electric assist bicycle, an electric motorcycle, and an electric vehicle, regenerative electric power when the motor is decelerated is returned to the battery to extend the cruising distance (see, for example, Patent Document 1). When the regenerative power is returned in the fully charged state, the regenerative current loses a path for flowing, and the power supply voltage rises. As a result, the voltage applied to the switching element of the drive device (inverter) also increases, and there is a possibility that an overvoltage state may occur with respect to the switching element.
図18は、従来のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
インバータ回路は、図18(a)に示すように、6個のスイッチングトランジスタをブリッジ接続したブリッジ回路6Aと平滑コンデンサ6Bとを具備するパルス幅変調(PWM)によるPWMインバータである。
FIG. 18 is a schematic explanatory diagram of a motor drive device including a conventional inverter circuit.
As shown in FIG. 18A, the inverter circuit is a PWM inverter based on pulse width modulation (PWM) including a
より詳細には、インバータ回路6のブリッジ回路6Aは、各相毎に対をなす高電位側U相トランジスタ6UH、低電位側U相トランジスタ6UL、高電位側V相トランジスタ6VH、低電位側V相トランジスタ6VL、高電位側W相トランジスタ6WH、低電位側W相トランジスタ6WLをブリッジ接続している。そして、各トランジスタ6UH、6UL、6VH、6VL、6WH、6WLは、駆動回路4からのPWM駆動信号によりオン/オフされる。
図18(b)に示すように、時刻t1までは、モータ10の回転数RMは、一定である。このとき、モータ10を駆動するためにバッテリEの電流IBおよびバッテリEの電圧VBもほぼ一定となっている(正側:電源として動作)。
そして、時刻t1においてアクセルオフにしたとすると、徐々にモータの回転数RMは減少し、これにともない、モータ10は、回生動作となり、回生電流の増加に伴って、バッテリEの電流IBも徐々に増加することとなっている(負側:充電動作)。
More specifically, the
As shown in FIG. 18B, the rotational speed RM of the
Then, if the accelerator is turned off at time t1, the rotational speed RM of the motor gradually decreases. As a result, the
この回生動作に基づく充電動作により、バッテリEの電圧VBは、徐々に増加することとなるが、モータが停止して回生動作も停止する時点(時刻t2または時刻t12)では、図18(b)に示すように、バッテリ満充電時には、図18(c)に示すようにバッテリ容量低下時に比較して、バッテリVBの電圧が当然に高くなる。
これに対応するために、スイッチング素子などの部品の耐圧を上げることが考えられるが、コストアップや内部抵抗の増加につながる。
また、バッテリが定格電圧以上で充電されて発熱するおそれがあった。
By the charging operation based on the regenerative operation, the voltage VB of the battery E gradually increases. However, at the time when the motor stops and the regenerative operation also stops (time t2 or time t12), FIG. As shown in FIG. 18, when the battery is fully charged, the voltage of the battery VB is naturally higher than that when the battery capacity is reduced as shown in FIG.
In order to cope with this, it is conceivable to increase the breakdown voltage of components such as switching elements, but this leads to an increase in cost and an increase in internal resistance.
In addition, the battery may be charged at a rated voltage or higher to generate heat.
図19は、従来の他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
上記点を回避し、駆動装置に影響を与えない解決手法として、図19(a)に示すように、モータと駆動装置とを接続するライン(U相ライン、V相ライン、W相ライン)にスイッチSW1〜SW3を設けて、強制的にこれらのライン遮断する手法が提案されている。
この手法によれば、時刻t21において、回生電力のラインも遮断されることとなり、図19(b)に示すように、バッテリEの電流IBも0となり、バッテリの電圧VBの上昇は発生しないが、時刻t21から時刻t22に至るまでモータは慣性で回り続けることとなり、無制御状態となり、いわゆるトルク抜け状態となり、制動距離の増加や、遮断器のコストアップにつながるという問題点が生じる。
図20は、従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
FIG. 19 is a schematic explanatory diagram of a motor drive device including another conventional inverter circuit.
As a solution technique that avoids the above points and does not affect the driving device, as shown in FIG. 19A, on the lines (U-phase line, V-phase line, W-phase line) connecting the motor and the driving device. A method has been proposed in which switches SW1 to SW3 are provided to forcibly cut off these lines.
According to this method, at time t21, the regenerative power line is also cut off, and as shown in FIG. 19B, the current IB of the battery E becomes 0, and the battery voltage VB does not increase. From the time t21 to the time t22, the motor continues to rotate with inertia, becomes a non-control state, becomes a so-called torque loss state, and causes a problem of increasing the braking distance and increasing the cost of the circuit breaker.
FIG. 20 is a schematic explanatory diagram of a motor driving device provided with still another conventional inverter circuit.
また、別の手法として、図20(a)に示すように、バッテリと制御装置間の電力線に遮断器や、半導体スイッチなどのスイッチSW4を取り付け、満充電状態のときは、バッテリを回生電流が流れる経路から切り離してしまうことも可能であるが、図20(b)に示すように、時刻t31には、バッテリ電流IBは0となるため、バッテリEは過電圧から保護され、バッテリ電圧VBは一定となるものの、スイッチング素子などの耐圧を上げる必要があり、コストアップや内部抵抗の増加につながる。また、ブリッジ回路6A側を含む制御回路側の電圧VPは、時刻t32に至り、モータ10の回転が停止するまでは、上昇し続けることとなるので、ブリッジ回路6A側を含む制御回路側のスイッチング素子などの耐圧を上げる必要があり、コストアップや内部抵抗の増加につながる。
As another method, as shown in FIG. 20A, a circuit breaker or a switch SW4 such as a semiconductor switch is attached to the power line between the battery and the control device, and when the battery is fully charged, the regenerative current is supplied to the battery. Although it is possible to cut off from the flowing path, as shown in FIG. 20B, since the battery current IB becomes 0 at time t31, the battery E is protected from overvoltage, and the battery voltage VB is constant. However, it is necessary to increase the breakdown voltage of the switching element, etc., leading to an increase in cost and an increase in internal resistance. Further, the voltage VP on the control circuit side including the
図21は、従来のさらに他のインバータ回路を備えたモータ駆動装置の概要説明図である。
これを解決するために、図21(a)に示すように電源間に抵抗RとスイッチとしてのトランジスタTrを取り付け、電源ラインの電圧が上昇した際にスイッチとしてのトランジスタTrをオンさせ、抵抗Rに回生電力を流し込んで消費させて、電圧上昇を抑制する手法がある。
しかし、回生電力を消費できるだけの値を有する抵抗Rを装置内に組み込むことによるサイズの増加や、発熱による影響が生じることが考えられる。
FIG. 21 is a schematic explanatory diagram of a motor drive device provided with still another conventional inverter circuit.
In order to solve this, as shown in FIG. 21A, a resistor R and a transistor Tr as a switch are attached between the power supplies, and when the voltage of the power supply line rises, the transistor Tr as a switch is turned on, and the resistance R There is a method of suppressing the voltage rise by pouring and using regenerative power.
However, it is conceivable that an increase in size due to the incorporation of a resistor R having a value sufficient to consume regenerative power in the apparatus or an effect due to heat generation.
例えば、特許文献1では、電気車の発明において、抵抗で回生電力を消費させる手法を用いながら、架線の電圧に応じてスイッチングの頻度(例えば、オンデューティ)を変更する手法を用いているが、回生電力を消費できるだけの容量を持つ抵抗を装置内に組み込むことによるサイズアップや発熱による影響が生じるという問題点が生じる。
そこで、本発明の目的は、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制することが可能な過電圧抑制装置および過電圧抑制装置を有するモータ駆動装置を提供することにある。
For example, in
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide an overvoltage suppressing device and a motor driving device having the overvoltage suppressing device capable of suppressing the voltage increase of the battery or the control device due to the regenerative power of the motor without adding components. There is.
上記目的を達成するために、本発明の第1態様は、モータにより生成された電力をバッテリに回生するモータ駆動装置における過電圧を抑制する過電圧抑制装置において、回生電圧を検出する検出器と、検出した前記回生電圧と、前記バッテリ、及びモータ駆動装置内の電圧上昇を抑制して過電圧を抑制する動作を開始する電圧である前記バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、回生電流の増加に伴って増加した前記バッテリの電流を減少させ、かつ前記バッテリの電圧を一定値に保つように前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、検出器は、回生電圧を検出する。これにより、駆動制御回路は、検出した回生電圧と、バッテリの電圧しきい値と、を比較し、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合に、モータを力行方向に対して逆方向に駆動する。
したがって、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。
In order to achieve the above object, according to a first aspect of the present invention, there is provided a detector for detecting a regenerative voltage in an overvoltage suppressing device for suppressing an overvoltage in a motor driving device that regenerates electric power generated by a motor to a battery, and a detection The regenerative voltage is compared with the battery and a voltage threshold value of the battery, which is a voltage for starting an operation of suppressing an overvoltage by suppressing a voltage increase in the motor and the motor drive device. When the voltage threshold is exceeded, the motor current is increased in a direction opposite to the power running direction so as to decrease the battery current increased with an increase in regenerative current and to keep the battery voltage at a constant value. And a drive control circuit for driving.
According to the above configuration, the detector detects the regenerative voltage. As a result, the drive control circuit compares the detected regenerative voltage with the voltage threshold of the battery, and when the regenerative voltage exceeds the voltage threshold, it drives the motor in the opposite direction to the power running direction. To do.
Therefore, when the regenerative voltage exceeds the voltage threshold value, the regenerative voltage is used to drive in the direction opposite to the power running direction, and the increase in the voltage of the battery or the control device due to the regenerative power of the motor can be suppressed. .
本発明の第2態様は、第1態様において、前記モータ及び前記バッテリは、車両に搭載された動力用のモータ及びバッテリであり、前記モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させることを特徴とする。
上記構成によれば、モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させ、電力を有効に活用できるとともに、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制でき、バッテリあるいは制御装置の負担を低減し、信頼性を向上させることができる。
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the motor and the battery are a power motor and a battery mounted on a vehicle, and the electric power regenerative brake is generated by regenerating the electric power of the motor to the battery. It is made to function.
According to the above configuration, the electric power of the motor is regenerated to the battery to function as an electric power regenerative brake, and the electric power can be effectively used, and the battery or control device voltage increase due to the regenerative electric power of the motor can be suppressed. The burden on the control device can be reduced and the reliability can be improved.
本発明の第3態様は、第1態様または第2態様において、前記バッテリの電圧しきい値は、当該バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値として設定されている、ことを特徴とする。
上記構成によれば、回生電圧が、バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値を越えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。
According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect, the voltage threshold value of the battery is set as an overcharge prevention determination value for preventing overcharge of the battery. .
According to the above configuration, when the regenerative voltage exceeds the overcharge prevention determination value that prevents the battery from being overcharged, the regenerative voltage is used to drive in the direction opposite to the power running direction, An increase in voltage of the battery or the control device due to regenerative power can be suppressed.
本発明の第4態様は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置において、モータに電力を供給するバッテリと、回生電圧を検出する検出器と、検出した前記回生電圧と、前記バッテリ、及びモータ駆動装置内の電圧上昇を抑制して過電圧を抑制する動作を開始する電圧である前記バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、回生電流の増加に伴って増加した前記バッテリの電流を減少させ、かつ前記バッテリの電圧を一定値に保つように前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、モータにバッテリにより電力を供給して駆動するに際し、検出器は、回生電圧を検出する。
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a motor drive device that performs drive control of a motor, a battery that supplies power to the motor, a detector that detects a regenerative voltage, the detected regenerative voltage, the battery, and a motor drive. When the regenerative voltage exceeds the voltage threshold value, the regenerative current is compared with the voltage threshold value of the battery, which is a voltage for starting the operation of suppressing the overvoltage by suppressing the voltage rise in the device. And a drive control circuit for driving the motor in a direction opposite to the power running direction so as to reduce the battery current increased with the increase in voltage and to keep the voltage of the battery at a constant value. Features.
According to the above configuration, the detector detects the regenerative voltage when the motor is driven by supplying power from the battery.
これにより、駆動制御回路は、検出した回生電圧と、バッテリの電圧しきい値と、を比較し、前記回生電圧が前記電圧しきい値未満である場合に、モータにより生成された電力をバッテリに回生し、前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、モータを力行方向に対して逆方向に駆動する。
したがって、回生電圧が電圧しきい値未満である場合には、バッテリが回生電力により充電されるとともに、回生電圧が電圧しきい値を超えた場合には、回生電圧は、力行方向に対して逆方向に駆動するために用いられ、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。
As a result, the drive control circuit compares the detected regenerative voltage with the voltage threshold value of the battery, and when the regenerative voltage is less than the voltage threshold value, the power generated by the motor is supplied to the battery. When the regenerative voltage exceeds the voltage threshold, the motor is driven in the direction opposite to the power running direction.
Therefore, when the regenerative voltage is less than the voltage threshold, the battery is charged with regenerative power, and when the regenerative voltage exceeds the voltage threshold, the regenerative voltage is reversed with respect to the power running direction. It is used for driving in the direction, and the voltage rise of the battery or the control device due to the regenerative power of the motor can be suppressed.
本発明によれば、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できるという効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that it is possible to suppress an increase in the voltage of the battery or the control device due to the regenerative power of the motor without causing the addition of parts.
以下、図面を参照して本発明の実施形態について、電気車両に用いられる電動機がDCブラシレスモータの場合を例に説明する。なお、以下の説明では、DCブラシレスモータを単にモータと称する。
図1は、本実施形態に係るモータ駆動システムの動作原理説明図である。
図1に示すように、モータ駆動システム1は、車載バッテリ等の直流電源Eと、この直流電源Eの電力で駆動される、車両駆動の動力源としてのモータ10と、モータ10の駆動を制御する制御装置2とを備えている。
制御装置2は、モータ10の回転速度の指令値である指令速度に基づいてモータ駆動電流の波形を制御する駆動回路4と、この駆動回路4の制御の下、直流電源Eの直流電流を交流のモータ駆動電流に変換しモータ10に出力するインバータ回路6とを備えている。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings, taking as an example a case where an electric motor used in an electric vehicle is a DC brushless motor. In the following description, the DC brushless motor is simply referred to as a motor.
FIG. 1 is an explanatory diagram of the operation principle of the motor drive system according to the present embodiment.
As shown in FIG. 1, the
The
駆動回路4は、バッテリEを流れる電流を検出するバッテリ電流検出回路4Aと、バッテリEの端子電圧を検出するバッテリ電圧検出回路4Bと、インバータ回路6の電圧を検出するインバータ電圧検出回路4Cと、を備えている。
インバータ回路6は、6個のスイッチングトランジスタをブリッジ接続したブリッジ回路6Aと平滑コンデンサ6Bとを具備するパルス幅変調(PWM)によるPWMインバータである。
The
The
より詳細には、インバータ回路6のブリッジ回路6Aは、各相毎に対をなす高電位側U相トランジスタ6UH、低電位側U相トランジスタ6UL、高電位側V相トランジスタ6VH、低電位側V相トランジスタ6VL、高電位側W相トランジスタ6WH、低電位側W相トランジスタ6WLをブリッジ接続している。そして、各トランジスタ6UH、6UL、6VH、6VL、6WH、6WLは、駆動回路4からのPWM駆動信号UP、SUL、SVH、SVL、SWH、SWLによりオン/オフされる。各トランジスタ6UH、6UL、6VH、6VL、6WH、6WLとしては、IGBT、MOSFETなどのスイッチングトランジスタ(スイッチング素子)を用いることが可能である。
More specifically, the
ここで、高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHは、高電位側に接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側U相トランジスタ6UL、低電位側V相トランジスタ6VL及び低電位側W相トランジスタ6WLは、低電位側に接続されローサイドアームを構成している。 Here, the high potential side U-phase transistor 6UH, the high potential side V phase transistor 6VH, and the high potential side W phase transistor 6WH are connected to the high potential side to form a high side arm, and the low potential side U phase transistor 6UL, The low potential side V-phase transistor 6VL and the low potential side W phase transistor 6WL are connected to the low potential side to form a low side arm.
さらに、高電位側U相トランジスタ6UH、低電位側U相トランジスタ6UL、高電位側V相トランジスタ6VH、低電位側V相トランジスタ6VL、高電位側W相トランジスタ6WH、低電位側W相トランジスタ6WLのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれフリーホイールダイオード7UH,7UL,7VH,7VL,7WH,7WLが接続されている。
上記構成において、モータ10の駆動時には、バッテリ電圧検出回路4Bの検出電圧は、規定電圧範囲内であり、インバータ電圧検出回路4Cの検出電圧もモータ10を駆動するための規定電圧範囲内であるため、モータ10は、通常通り回転駆動される。
Further, the high potential side U phase transistor 6UH, the low potential side U phase transistor 6UL, the high potential side V phase transistor 6VH, the low potential side V phase transistor 6VL, the high potential side W phase transistor 6WH, and the low potential side W phase transistor 6WL Free wheel diodes 7UH, 7UL, 7VH, 7VL, 7WH, and 7WL are connected between the collector and the emitter so as to be in the forward direction from the emitter to the collector.
In the above configuration, when the
一方、モータ10を減速する際には、モータ10には、回生電力が発生し、この回生電力は、例えば、フリーホイールダイオード7WLを通り、モータ10内を流れ、フリーホイールダイオード7UHを通って、バッテリEに流れ込むこととなる。
このとき、バッテリ電圧検出回路4Bの検出電圧が規定電圧範囲内、かつ、当該時点におけるバッテリEの電圧以上であれば、バッテリEは、充電がなされることとなる。
そして、バッテリ電圧検出回路4Bの検出電圧が、規定電圧を超えた場合には、モータ10は、通常とは逆方向に回転駆動され、回生電力はモータ10により消費され、バッテリEの電圧あるいは制御装置2の電圧が上昇することはない。
したがって、部品の追加を招くことなく、モータの回生電力によるバッテリあるいは制御装置の電圧上昇を抑制できる。
On the other hand, when the
At this time, if the detection voltage of the battery
When the detection voltage of the battery
Therefore, it is possible to suppress an increase in the voltage of the battery or the control device due to the regenerative power of the motor without incurring additional parts.
図2は、実施形態に係るモータ駆動システムの構成を模式的に示す図である。
図2において、図1と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
図2に示すように、モータ駆動システム1は、車載バッテリ等の直流電源Eと、この直流電源Eの電力で駆動される、車両駆動の動力源としてのモータ10と、モータ10の駆動を制御する制御装置2とを備えている。制御装置2は、モータ10の回転速度の指令値である指令速度に基づいてモータ駆動電流の波形を制御する駆動回路4と、この駆動回路4の制御の下、直流電源Eの直流電流を交流のモータ駆動電流に変換しモータ10に出力するインバータ回路6とを備えている。インバータ回路6は、高電位側U相トランジスタ6UH、低電位側U相トランジスタ6UL、高電位側V相トランジスタ6VH、低電位側V相トランジスタ6VL、高電位側W相トランジスタ6WH、低電位側W相トランジスタ6WLを組み合わせた回路であり、高電位側U相トランジスタ6UH、低電位側U相トランジスタ6UL、高電位側V相トランジスタ6VH、低電位側V相トランジスタ6VL、高電位側W相トランジスタ6WH、低電位側W相トランジスタ6WLは、駆動回路4からのPWM駆動信号によりオン/オフされる。また指令速度は、車両側のコンピュータによって生成され制御装置2の駆動回路4に入力される。
FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a configuration of the motor drive system according to the embodiment.
In FIG. 2, the same parts as those in FIG.
As shown in FIG. 2, the
図3は、本実施形態に係るモータを示す構成図である。
モータ10は、図3に示すように、ロータ12と、ステータ14とを有するインナーロータ型のモータ10である。
ロータ12は、円筒状の筐体16と、該筐体16の中心に軸方向に延びるロータ軸18とを有する。図3に示すように、筐体16の内部には、該筐体16の内壁に沿って永久磁石20が配置され、例えば8極(4極対)のモータ10として構成されている。
図4は、ロータの構成を示す平面図である。
ロータ12のうち、ステータ14に対向する部分に検出磁石22が設置されている。永久磁石20はロータ12を回転させるために設置され、検出磁石22はロータ12の速度検出のために設置されている。
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating the motor according to the present embodiment.
As shown in FIG. 3, the
The
FIG. 4 is a plan view showing the configuration of the rotor.
A
また、検出磁石22は、モータ10の磁極位置に対応するようにN極及びS極を交互に配列して着磁されている。したがって、検出磁石22は、N極とS極との境界について、8つの境界(第1境界24a〜第8境界24h)を有する。
The
図5は、ステータの構成を示す平面図である。
一方、ステータ14は、図5に示すように、12個のスロット(第1スロット26a〜第12スロット26l)が円周に沿って等間隔に、かつ、例えば時計回りに第1スロット26a、第2スロット26b、第3スロット26c・・・という順番で配列されている。このうち、第1スロット26a、第4スロット26d、第7スロット26g及び第10スロット26jには第1相巻線が巻回され、第2スロット26b、第5スロット26e、第8スロット26h及び第11スロット26kには第2相巻線が巻回され、第3スロット26c、第6スロット26f、第9スロット26i及び第12スロット26lには第3相巻線が巻回されている。図4中においては、第1相巻線を[1]で示し、第2相巻線を[2]で示し、第3相巻線を[3]で示している。
FIG. 5 is a plan view showing the configuration of the stator.
On the other hand, as shown in FIG. 5, the
また、ステータ14は、その中央に、ロータ軸18の端部が挿入される穴部28が設けられ、該穴部28の周囲に該穴部28を囲むように例えば平面コ字状の取付板30が設置されている。また、穴部28の周囲には、第1相巻線のための第1結線端子部32a、第2相巻線のための第2結線端子部32b及び第3相巻線のための第3結線端子部32cが設けられている。
Further, the
取付板30のうち、ロータ12の検出磁石22に対向する面(例えば上面)には、6つの磁気センサ(第1磁気センサ34a〜第6磁気センサ34f)が配置されている。
具体的には、穴部28の中心位置を通り、かつ、第5スロット26eと第11スロット26kの各中心を通る基準線mを考えたとき、取付板30の上面のうち、基準線m上であって、かつ、第5スロット26e側の位置に第1磁気センサ34aが設置され、この第1磁気センサ34aから穴部28の円周に沿って例えば時計方向に30°離間した位置に第2磁気センサ34bが設置され、この第2磁気センサ34bから穴部28の円周に沿って30°離間した位置に第3磁気センサ34cが設置されている。
同様に、取付板30の上面のうち、基準線m上であって、かつ、第11スロット26k側の位置に第4磁気センサ34dが設置され、この第4磁気センサ34dから穴部28の円周に沿って例えば反時計方向に30°離間した位置に第5磁気センサ34eが設置され、この第5磁気センサ34eから穴部28の円周に沿って30°離間した位置に第6磁気センサ34fが設置されている。
なお、上述した磁気センサの数および位置については、スロット数によって適宜変更されるものである。例えば、スロット数をSLとした場合には、磁気センサは、
360°/S[°]
毎に取り付ける必要がある。さらに、U相、V相、W相に磁極位置を検出する磁気センサを配置する場合には、磁極数をNMとすると、次式が成り立つように構成するのが好ましい。
(360°/SL)×2>360°/NM>360°/SL
これは、位置検出信号の切り替わりを明確に判別させるためである。
Six magnetic sensors (first
Specifically, when the reference line m passing through the center position of the
Similarly, the fourth
Note that the number and position of the magnetic sensors described above may be changed as appropriate according to the number of slots. For example, when the number of slots is SL, the magnetic sensor is
360 ° / S [°]
It is necessary to install every time. Furthermore, when magnetic sensors for detecting the magnetic pole positions are arranged in the U phase, the V phase, and the W phase, it is preferable that the following equation is satisfied when the number of magnetic poles is NM.
(360 ° / SL) × 2> 360 ° / NM> 360 ° / SL
This is because the switching of the position detection signal is clearly determined.
第1磁気センサ34a〜第6磁気センサ34fのうち、第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34cは、ロータ12の正転速度を検出するためのものであり、第1磁気センサ34aが第1相に対応し、第2磁気センサ34bが第2相に対応し、第3磁気センサ34cが第3相に対応する。したがって、上述の配列を言い換えれば、第1磁気センサ34a63〜第3磁気センサ34cは、ロータ12の正転方向に沿って第1磁気センサ34a、第2磁気センサ34b、第3磁気センサ34cの順番で配列され、かつ、ロータ12の正転方向に沿ってそれぞれ30°離間して配置された形となっている。
Among the first
同様に、第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34fは、ロータ12の逆転速度を検出するためのものであり、第4磁気センサ34dが第1相に対応し、第5磁気センサ34eが第3相に対応し、第6磁気センサ34fが第2相に対応する。したがって、上述の配列を言い換えれば、第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34fは、ロータ12の逆転方向に沿って第4磁気センサ34d、第5磁気センサ34e、第6磁気センサ34fの順番で配列され、かつ、ロータ12の逆転方向に沿ってそれぞれ30°離間して配置された形となっている。
Similarly, the fourth
また、第1磁気センサ34a〜第6磁気センサ34fは、それぞれホールICにて構成されている。ホールICは、ホール素子と論理回路とをIC化した磁気センサで、ロータ12の検出磁石22の磁極(N極又はS極)と、その磁極の強さを、ホール素子の電磁現象により検出する。したがって、ロータ12が回転すると、ホール素子から磁束密度に比例したアナログ電圧信号が出力される。論理回路は、ホール素子からのアナログ電圧信号を整形して磁界の極性に対応したデジタル波形、例えばN極のとき高レベル、S極のとき低レベルのデジタル波形として出力する。本実施の形態では、例えば出力トランジスタを有するオープンコレクタ出力方式のホールICを使用している。
The first
これら第1磁気センサ34a〜第6磁気センサ34fを備えて、図1に示すように、モータ10の磁極位置を検出する磁気検出回路52が構成されている。この磁気検出回路52は、図1及び図6(後述)に示すように、前進方向におけるロータ位置を検出する第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34cを含み3相の第1デジタル波形を出力する第1磁気センサ部64aと、後進方向におけるロータ位置を検出する第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34fを含み3相の第2デジタル波形を出力する第2磁気センサ部64bとを有する。これら第1及び第2デジタル波形が磁極位置検出信号として駆動回路4に入力される。ここで、第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34c及び第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34fは、ホールICにより構成されている。
駆動回路4は、図1に示すように、磁極位置検出信号処理回路54と、パルス生成回路56と、CPU58とを有する。CPU58は、ソフトウェアにより少なくともロータ位置検出手段60及びロータ速度検出手段62として動作するようになっている。
以上の説明では、ロータ位置を検出するためにホールICを用いていたが、回転位置を検出することが可能であれば、ロータリーエンコーダ等のエンコーダを用いたり、ロータのシャフトにコイルを設けたレゾルバを用いたり、ロータのシャフトに形成した歯車の歯の位置を読み取る方法など様々な手法が可能である。
The first
As shown in FIG. 1, the
In the above description, the Hall IC is used to detect the rotor position. However, if the rotational position can be detected, an encoder such as a rotary encoder or a resolver provided with a coil on the rotor shaft is used. Various methods such as a method of reading the positions of gear teeth formed on the shaft of the rotor are possible.
図6は、駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。
なお、図6において、インバータ回路6に入力する信号生成のための構成については図示を省略している。
磁極位置検出信号処理回路54は、図6に示すように、磁気検出回路52からのデジタル波形、すなわち、前進方向におけるロータ位置を検出する第1磁気センサ部64aからの3相の第1デジタル波形及び後進方向におけるロータ位置を検出する第2磁気センサ部64bからの3相の第2デジタル波形を安定化させるプルアップ抵抗66と、高周波成分(ノイズ)を抑圧するノイズフィルタ68(ローパスフィルタ)と、シュミットトリガ機能を有し、かつ、ノイズフィルタ68でなまった波形をパルス波形に整形する波形整形回路70と、CPU58からのロータ12の正転又は逆転を示す制御信号Scに基づいて、3相の第1デジタル波形又は3相の第2デジタル波形を切り替え選択し、3相のロータ位置検出パルス信号Sa(第1相〜第3相のロータ位置検出パルス信号Sa1〜Sa3)として出力する選択回路72と、を備えている。
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the drive circuit together with the magnetic detection circuit.
In FIG. 6, the configuration for generating a signal input to the
As shown in FIG. 6, the magnetic pole position detection
パルス生成回路56は、選択回路72からの3相のロータ位置検出パルス信号Sa1〜Sa3の各立ち上がり及び各立ち下がりがそれぞれ反映された一連のパルス信号であるロータ速度検出パルス信号Sbを生成する回路である。すなわち、パルス生成回路56は、選択回路72からの3相のロータ位置検出パルス信号Saのうち、第1相のロータ位置検出パルス信号Sa1と第2相のロータ位置検出パルス信号Sa2との排他的論理和を出力する第1論理回路74と、第3相のロータ位置検出パルス信号Sa3と第1論理回路74の出力との排他的論理和をロータ速度検出パルス信号Sbとして出力する第2論理回路76と、を備えている。
The
CPU58において動作するロータ位置検出手段60は、選択回路72からの3相のロータ位置検出パルス信号Sa1〜Sa3に基づいてロータ12の回転位置を検出し、CPU58で動作するロータ速度検出手段62は、パルス生成回路56からのロータ速度検出パルス信号Sbに基づいてロータ12の回転速度(正転速度又は逆転速度)を検出する。 この場合において、CPU58は、生成された速度指令値あるいは外部からの速度指令値が示す回転速度となるように、検出した回転速度に基づいてモータ10の回転駆動を制御する。この駆動制御のための構成については後述する。
ここで、例えばロータ12の正転時のロータ位置及び正転速度のみを検出する場合は、ロータ12の逆転に関する第2磁気センサ部64b(第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34f)を省略し、また、これに応じて、プルアップ抵抗66の構成要素、ノイズフィルタ68の構成要素、波形整形回路70の構成要素をそれぞれ一部省略し、さらに、選択回路72を省略することができる。
The rotor position detecting means 60 operating in the
Here, for example, in the case of detecting only the rotor position and the normal rotation speed during the normal rotation of the
図7は、他の駆動回路の構成を磁気検出回路と共に示す図である。
具体的には、図7に示すように、磁気検出回路52は、前進方向におけるロータ位置を検出する第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34cを含み3相のデジタル波形を出力する磁気センサ部64cを備えている。ここで、第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34cは、ホールICにより構成されている。
また、磁極位置検出信号処理回路54は、磁気検出回路52からのデジタル波形、すなわち、磁気センサ部64cからの3相のデジタル波形を安定化させるプルアップ抵抗66Aと、高周波成分(ノイズ)を抑圧するノイズフィルタ68A(ローパスフィルタ)と、シュミットトリガ機能を有し、かつ、ノイズフィルタ68でなまった波形をパルス波形を有する3相のロータ位置検出パルス信号Sa1〜Sa3に整形する波形整形回路70Aと、を備えている。
パルス生成回路56は、波形整形回路70Aからの3相のロータ位置検出パルス信号Sa1〜Sa3の各立ち上がり及び各立ち下がりがそれぞれ反映された一連のパルス信号であるロータ速度検出パルス信号Sbを生成する。
FIG. 7 is a diagram showing the configuration of another drive circuit together with the magnetic detection circuit.
Specifically, as shown in FIG. 7, the
The magnetic pole position detection
The
次いで、モータ10の制御系について説明する。
図8は、モータ駆動システムのモータ制御系を示すブロック図である。
このモータ制御系100は、車両に搭載されたコンピュータから指令速度ωrm *が制御装置2に入力され、当該指令速度ωrm *でモータ10を駆動するようにフィードバック制御する。
すなわち、図8に示すように、モータ制御系100は、大別すると、速度制御部として機能する速度制御器90、デューティマップ91、進角マップ92及び通電角延長マップ95とを備え、駆動信号生成部として機能する波形生成器93及び電圧型PWMインバータ96と、を備え、位置・速度検出部としてとして上述したロータ位置検出手段60と、ロータ速度検出手段62と、を備えている。
上述した速度制御部、駆動信号生成部及び位置・速度検出部としての機能は、駆動回路4が備えるCPU58によって実現されている。
Next, the control system of the
FIG. 8 is a block diagram showing a motor control system of the motor drive system.
This
That is, as shown in FIG. 8, the
The functions as the speed control unit, the drive signal generation unit, and the position / speed detection unit described above are realized by the
速度制御部として機能するCPU58は、車両が備えるコンピュータから入力された指令速度ωrm *と、位置・速度検出部で検出した回転速度ωrmとから電圧指令値を算出し、駆動信号生成部86に出力する。さらに詳述すると、速度制御部84は、指令速度ωrm *と、回転速度ωrmとからトルク指令値を算出する速度制御器90と、トルク指令値及び指令速度ωrm *で検索可能なデューティ(Duty)マップ91、進角マップ92及び通電角延長マップ95とを備えている。
The
速度制御器90は、比例(P)制御器、及び積分(I)制御器を有し、指令速度ωrm *と回転速度ωrmとの偏差に基づいて、PI制御(比例・積分制御)により誤差を補償してトルク指令値を算出する。
デューティマップ91は、指令速度ωrm *、後述するPWM駆動信号のデューティ、及びトルクの関係を予め規定したマップである。トルク指令値及び指令速度ωrm *でデューティマップ91を検索することで、当該トルク指令値のトルクが得られるデューティが決定される。
The
The
進角マップ92は、指令速度ωrm *、進角、及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ωrm *で進角マップ92を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ωrm *に対して最適な進角が得られる。
通電角延長マップ95は、指令速度ωrm *及びモータ10における基準となる通電角、通電角延長量及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ωrm *で通電角延長マップ95を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ωrm *に対して最適な通電角が得られる。
そして、これらデューティ、進角及び通電角の指示値を含んだ電圧指令値が駆動信号生成部の波形生成器93に入力される。
The
The energization
Then, a voltage command value including the indicated values of duty, advance angle, and energization angle is input to the
これにより、波形生成器93は、後述する位置・速度検出部からロータ12の磁極位置θreが入力されるとともに、速度制御部から上記電圧指令値が入力され、磁極位置θre及び電圧指令値に基づいて、正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*を生成して電圧型PWMインバータ96に出力する。
Thus, the
電圧型PWMインバータ96は、正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*に基づいてPWM駆動信号を生成する。具体的には、電圧型PWMインバータ96は、三角波比較非同期式によりPWM駆動信号Vua、Vva、Vwaを生成し、インバータ回路6に出力する。
位置・速度検出部として機能するCPU58は、上述したロータ位置検出手段60、及びロータ速度検出手段62を含んで構成され、ロータ12の位置(すなわち磁極位置)θre、及びロータ12の回転速度ωrmを検出し、回転速度ωrmを速度制御部84に出力するとともに、磁極位置θreを波形生成器93に出力する。
The voltage
The
次に実施形態の動作について説明する。
図9は、実施形態の力行時(モータ駆動時)の電圧波形である。
モータ10を力行方向(駆動方向、車両を進行させるための方向)に回転させる場合には、例えば、120度通電方式の場合には、図9に示すように、PWM駆動信号Vua、Vva、Vwaにより高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHを120度ずつ位相をずらして、ホールICである第1磁気センサ34a〜第3磁気センサ34cの出力がオンである期間にオン期間が位置するように、駆動回路4からのPWM駆動信号Vua、Vva、VwaによりPWM駆動を行ってオン/オフするとともに、低電位側V相トランジスタ6VL、低電位側W相トランジスタ6WL、低電位側W相トランジスタ6WLを120度ずつ位相をずらして駆動回路4からのPWM駆動信号Vua、Vva、VwaによりPWM駆動を行い、所定期間オンして、対応する高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHからの電流を流して、モータ10を駆動した後、オフすることとなる。
これらの動作を繰り返す結果、モータ10は、力行方向(進行方向)に駆動されることとなる。
Next, the operation of the embodiment will be described.
FIG. 9 is a voltage waveform during power running (during motor driving) in the embodiment.
When rotating the
As a result of repeating these operations, the
図10は、実施形態の回生時の電圧波形である。
車両のアクセルをオフにした場合には、モータ10は、フリー状態になり、回生電力が生成される。
すなわち、モータ10の誘起電圧がバッテリEの電圧と、フリーホイールダイオード7UH、7UL、7VH、7VL、7WH、7WLの順方向電圧と、を加算した電圧よりも高くなった場合には、モータ10に発生した誘起電圧は、対応するいずれかのフリーホイールダイオード7UH、7UL、7VH、7VL、7WH、7WLを介してバッテリEに回生される。
FIG. 10 is a voltage waveform during regeneration according to the embodiment.
When the vehicle accelerator is turned off, the
That is, when the induced voltage of the
この場合において、モータ10の回転数が減少することで誘起電圧が下がり、回生電力が減少するため、図10に示すように、PWM駆動信号Vua、Vva、Vwaにより高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHをオフ状態とし、低電位側V相トランジスタ6VL、低電位側W相トランジスタ6WL、低電位側W相トランジスタ6WLを、駆動回路4からのPWM駆動信号Vua、Vva、VwaによりPWM駆動を行い、オン/オフして、各相の回生電流をバッテリEに流すこととなる。
In this case, since the induced voltage decreases and the regenerative power decreases due to a decrease in the rotation speed of the
ところで、回生トルクは、モータ10が停止に近づくにつれて増大するため、回生電圧によりバッテリE及び駆動回路4内の電圧が上昇することとなる。
そこで、本実施形態においては、回生電圧(インバータ電圧)がバッテリEの過電圧判定用しきい値の電圧を超えた場合に、モータ10の力行側に対して、逆方向(後進方向、逆転方向)にモータ10を駆動するPWM駆動信号を出力することにより逆トルクを発生させることにより、回生電力をモータ10により消費させて、バッテリE及び駆動回路4内の電圧上昇を抑制している。
By the way, since the regenerative torque increases as the
Therefore, in this embodiment, when the regenerative voltage (inverter voltage) exceeds the voltage of the overvoltage determination threshold of the battery E, the reverse direction (reverse direction, reverse direction) with respect to the power running side of the
図11は、実施形態の過電圧抑制時(逆転時)の電圧波形である。
具体的には、PWM駆動信号Vua、Vva、Vwaにより高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHを120度ずつ位相をずらして、ホールICである第4磁気センサ34d〜第6磁気センサ34fの出力がオフである期間にオン期間が位置するように、駆動回路4からのPWM駆動信号Vua、Vva、VwaによりPWM駆動を行ってオン/オフするとともに、低電位側V相トランジスタ6VL、低電位側W相トランジスタ6WL、低電位側W相トランジスタ6WLを120度ずつ位相をずらして、駆動回路4からのPWM駆動信号Vua、Vva、VwaによりPWM駆動を行い、所定期間オンして、対応する高電位側U相トランジスタ6UH、高電位側V相トランジスタ6VH及び高電位側W相トランジスタ6WHからの電流を流して、モータ10を駆動した後、オフすることとなる。
これらの動作を繰り返す結果、モータ10は、逆転方向(後進方向)に駆動されることとなる。
FIG. 11 is a voltage waveform at the time of overvoltage suppression (reverse rotation) of the embodiment.
Specifically, the high potential side U-phase transistor 6UH, the high potential side V phase transistor 6VH, and the high potential side W phase transistor 6WH are shifted in phase by 120 degrees by the PWM drive signals Vua, Vva, and Vwa to form a Hall IC. PWM drive is performed by PWM drive signals Vua, Vva, Vwa from the
As a result of repeating these operations, the
図12は、実施形態の過電圧抑制時(逆転時)の電流波形である。
これにより、逆転時の電流波形は、図12に示すようなものとなり、モータ10は、図10に示した回生動作から、逆転動作モードに移行し、指示した逆トルクを出力可能となる状態に相当する電流が流れることとなる。
FIG. 12 is a current waveform during overvoltage suppression (reverse rotation) of the embodiment.
As a result, the current waveform at the time of reverse rotation becomes as shown in FIG. 12, and the
図13は、バッテリ電流及びバッテリ電圧の変化状態説明図である。
この結果、図13(a)の中央部右寄り部分あるいは図13(b)にその拡大図を示すように、モータ10の逆転時には、モータ10により電力が消費されるため、回生時に増加したバッテリ電流BCは減少し、バッテリ電圧BVは、ほぼ一定値を保つようになり、過電圧が抑制されているのが分かる。
FIG. 13 is an explanatory diagram of a change state of the battery current and the battery voltage.
As a result, as shown in the right side of the central part of FIG. 13A or an enlarged view of FIG. 13B, the electric power is consumed by the
図14は、動作概略説明図である。
図14に示すように、力行時に相当する時刻t01までは、モータ10の回転数RMは、一定である。このとき、モータ10を駆動するためにバッテリEの電流IBおよびバッテリEの電圧VBもほぼ一定となっている(正側:電源として動作)。
そして、時刻t01においてアクセルオフにしたとすると、徐々にモータの回転数RMは減少し、これにともない、モータ10は、回生動作となり、回生電流の増加に伴って、バッテリEの電流IBも徐々に増加することとなっている(負側:充電動作)。
FIG. 14 is a schematic explanatory diagram of the operation.
As shown in FIG. 14, the rotational speed RM of the
If the accelerator is turned off at time t01, the rotational speed RM of the motor gradually decreases. As a result, the
この充電動作により、バッテリEの電圧VBは、徐々に増加することとなり、時刻t02に至って、バッテリEの電圧VBがバッテリEの過電圧判定用しきい値VREFに至ると、モータ10は、逆転動作モードに移行し、指示した逆トルクを出力可能となる状態に相当する電流IBを流すこととなる。これにより、モータ10の回転数RMはさらに低下して時刻t03において、回転を停止することとなる。
これにより、逆転動作モードを終了し、停止状態となる。
By this charging operation, the voltage VB of the battery E gradually increases. When the voltage VB of the battery E reaches the overvoltage determination threshold value VREF of the battery E at time t02, the
As a result, the reverse rotation operation mode is terminated and a stop state is entered.
以上は、前進状態でモータ10を停止させる場合のものであったが、同様に後進状態でモータ10を停止させることも可能である。
すなわち、後進状態でアクセルをオフにした場合には、逆転動作モードに移行して、モータ10を、逆転方向(前進方向)に駆動されて、同様の動作を行うこととなる。
The above is the case where the
That is, when the accelerator is turned off in the reverse state, the operation mode is changed to the reverse operation mode, and the
図15は、動作制御マップの説明図である。
図15に示すように、前進方向及び後進方向の双方において、逆転動作モードに移行させる領域(図15中、逆転領域として示す)が存在するので、指令速度ωrm *及びトルクに基づいて、CPU58が、力行動作モード(力行領域)、回生動作モード(回生領域)あるいは逆転動作モード(逆転領域)のいずれかの動作モードで制御を行うことで、回生電力を吸収する負荷が少ない場合であっても(例えば、ワイパー、ヘッドライトなどの車両装置、エアコン、オーディオ装置などの車載機器の消費電力が小さい状態や、バッテリEが満充電に近い状態など)、回生電力をバッテリEに戻すことが無いため、バッテリの発熱を抑制することが可能となる。また、遮断による制御に比較して、モータ10のトルク抜けが発生せず、遮断器を設けることによるコストアップという問題が生じることもないう。
すなわち、本実施形態によれば、部品の追加をしないでも、バッテリEの電圧情報を抑制でき、駆動回路4等の装置内の電圧情報を抑制することが可能となり、信頼性の高い装置を提供することが可能となる。
FIG. 15 is an explanatory diagram of an operation control map.
As shown in FIG. 15, since there is a region (shown as a reverse rotation region in FIG. 15) to shift to the reverse operation mode in both the forward direction and the reverse direction, the
That is, according to the present embodiment, voltage information of the battery E can be suppressed without adding components, voltage information in the device such as the
次に実施形態の変形例について説明する。
図16は、変形例のモータ制御系を示すブロック図である。図16において、図8と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
この変形例のモータ制御系100Aは、車両に搭載されたコンピュータから指令速度ωrm *が制御装置2に入力され、当該指令速度ωrm *でモータ10を駆動するようにフィードバック制御する。すなわち、図10に示すように、モータ制御系100Aは、大別すると、位置・速度検出部82と、速度制御部84と、駆動信号生成部86と、角度補間部88とを備え、これらは、上記駆動回路4が備えるCPU58によって実現されている。
位置・速度検出部82は、ロータ12の位置(すなわち磁極位置)θre、及びロータ12の回転速度ωrmを検出し、回転速度ωrmを速度制御部84に出力するとともに、磁極位置θreを角度補間部88に出力するものであり、上述したロータ位置検出手段60、及びロータ速度検出手段62を含んで構成される。
Next, a modification of the embodiment will be described.
FIG. 16 is a block diagram showing a modified motor control system. In FIG. 16, the same parts as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.
The
The position /
速度制御部84は、車両が備えるコンピュータから入力された指令速度ωrm *と、位置・速度検出部82で検出した回転速度ωrmとから電圧指令値を算出し、駆動信号生成部86に出力する。さらに詳述すると、速度制御部84は、指令速度ωrm *と、回転速度ωrmとからトルク指令値を算出する速度制御器90と、トルク指令値及び指令速度ωrm *で検索可能なデューティ(Duty)マップ91及び進角マップ92とを備えている。
速度制御器90は、比例(P)制御器、及び積分(I)制御器を有し、指令速度ωrm *と回転速度ωrmとの偏差に基づいて、PI制御により誤差を補償してトルク指令値を算出する。デューティマップ91は、指令速度ωrm *、後述するPWM駆動信号のデューティ、及びトルクの関係を予め規定したマップである。トルク指令値及び指令速度ωrm *でデューティマップ91を検索することで、当該トルク指令値のトルクが得られるデューティが決定される。進角マップ92は、指令速度ωrm *、進角、及びトルクの関係を予め規定したマップである。すなわち、トルク指令値及び指令速度ωrm *で進角マップ92を検索することで、当該トルク指令値及び指令速度ωrm *に対して最適な進角が得られる。
そして、これら進角及びデューティの指示値を含んだ電圧指令値が駆動信号生成部86に入力される。
The
The
Then, a voltage command value including these lead angle and duty indication values is input to the
駆動信号生成部86は、波形生成器93と、PWM駆動信号生成部94とを備えている。波形生成器93は、後述する角度補間部88からロータ12の磁極位置θreに基づくU相、V相、及びW相の各相の正弦波信号sinθreが入力されるとともに、速度制御部84から上記電圧指令値が入力され、各相の正弦波信号sinθreの信号振幅を電圧指令値によって調整し、それぞれを正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*としてPWM駆動信号生成部94に出力する。PWM駆動信号生成部94は、各正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*に基づいてPWM駆動信号を生成する。具体的には、PWM駆動信号生成部94は、三角波比較非同期式によりPWM駆動信号を生成しており、各正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*と、搬送波である三角波との電圧値を比較してPWM駆動信号を生成し、インバータ回路6に出力する。
The drive
角度補間部88は、位置・速度検出部82が出力するロータ12の磁極位置θreに基づいて正弦波信号sinθreを生成し、駆動信号生成部86に出力するものであり、磁極位置補間器97と、三角関数演算器98とを備えている。正弦波信号sinθreは、前掲図7(C)に示すように、ロータ位置検出パルス信号Saに同期した正弦波の信号である。本実施形態では、ロータ速度検出パルス信号Sbのパルス周期がロータ位置検出パルス信号Saのパルス周期Taの1/3であるため、電気角60度ごとにロータ速度検出パルス信号Sbが出力されて磁極位置補間器97に入力される。磁極位置補間器97は、ロータ速度検出パルス信号Sbが入力されるごとに、そのときの磁極位置θre(=電気角θre)を三角関数演算器98に出力する。三角関数演算器98は、磁極位置θre(=電気角θre)が入力されるごとに、磁極位置θreの正弦値(sinθre)を算出し、正弦波信号sinθreとして波形生成器93に出力する。
The
ここで、三角関数演算器98は、磁極位置θreが入力されるごとに正弦波信号sinθreの値を更新することから、いわゆる階段状に値が変化する信号波形を出力する。したがって、電気角60度ごとに正弦波信号sinθreを出力する構成においては、正弦波信号sinθreは、正弦波からのズレが大きな荒い信号Sjとなる。特に、モータ10の回転速度ωrmが遅いときには、ロータ速度検出パルス信号Sbの出力周期Tcが長くなることから、正弦波信号sinθreは、実際には、階段状の荒い信号Sjを時間軸上で引き延ばした波形となり、正弦波からのズレが顕著なものとなる。
Here, since the trigonometric function calculator 98 updates the value of the sine wave signal sin θ re every time the magnetic pole position θ re is input, the trigonometric function calculator 98 outputs a signal waveform whose value changes in a so-called step shape. Therefore, in the configuration in which the sine wave signal sin θ re is output every 60 degrees of electrical angle, the sine wave signal sin θ re becomes a rough signal Sj with a large deviation from the sine wave. In particular, when the rotational speed ω rm of the
そこで本変形例では、磁極位置補間器97がロータ速度検出パルス信号Sbの入力時に加え、次のロータ速度検出パルス信号Sbが入力されるまでの間、一定時間間隔ごとに磁極位置θreを補間して三角関数演算器98に出力し、これにより正弦波信号sinθreの解像度を高めることとしている。
正弦波信号sinθreの解像度について詳述すると、PWM制御信号の生成の搬送波に用いる三角波の基本周期をfc、速度制御部84から入力される電圧指令値の周波数である指令電圧周波数をflとすると、三角波比較非同期式のPWM制御によりモータ10を駆動する揚合、PWM駆動信号として生成する正弦波変調信号Vua*、Vva*、Vwa*に対し十分な速度で指令しないと波形が崩れるため、fc/fl≧N(=9)とすることで波形品質を維持するようにしている(ここでN=9というのは、基本周期fcに実用的な周波数が得られる値として値実験や経験値などから求められたものである。)。
Therefore, in this modification, the magnetic pole position interpolator 97 interpolates the magnetic pole position θ re at regular time intervals until the next rotor speed detection pulse signal Sb is input in addition to the input of the rotor speed detection pulse signal Sb. Is output to the trigonometric function calculator 98, thereby increasing the resolution of the sine wave signal sin θre .
The resolution of the sine wave signal sin θ re will be described in detail. If the basic period of the triangular wave used for the carrier wave for generating the PWM control signal is fc, and the command voltage frequency that is the frequency of the voltage command value input from the
したがって、モータ10の設定最高回転数がX[rpm]である場合、指令電圧周波数fl=X/60×(極数/2)[Hz]と求められることから、搬送波の基本周期(キャリア周波数)fc=Y[kHz]は、fc/fl≧N(=9)の関係を満たすように設定される。
本変形例では、図16に示すように、設定最高回転数Xが3500[rpm]の場合、元の角度分解能が60角度分解能を512/360[/deg]とすることで、歪のない正弦波信号sinθreを出力することとしている。
したがって、本変形例によれば、実施形態の効果に加えて、よりなめらかにモータ10を駆動することができ、スムーズな加速、減速が行え、回生ブレーキもなめらかに駆動されることとなる。
Therefore, when the set maximum rotational speed of the
In this modified example, as shown in FIG. 16, when the set maximum rotational speed X is 3500 [rpm], the original angular resolution is 60, and the angular resolution is 512/360 [/ deg]. The wave signal sin θ re is output.
Therefore, according to the present modification, in addition to the effects of the embodiment, the
図17は、他の変形例のモータ制御系を示すブロック図である。図17においても、図8と同様の部分には、同一の符号を付し、その詳細な説明を援用するものとする。
上述した実施形態では、モータ制御系100として、指令速度ωrm *によるモータ駆動制御を例示したが、これに限らない。すなわち、図17に示すように、指令トルクT*に基づいてモータ10を駆動するモータ制御系100Bとしても良い。
FIG. 17 is a block diagram showing a motor control system of another modification. Also in FIG. 17, the same parts as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals, and the detailed description thereof is cited.
In the above-described embodiment, the
図17において、指令トルクT*は、モータ10の回転速度ωrm、及びスロットル開度と、目標とするトルク指令値との関係を規定したトルクマップにしたがって決定される。すなわち、車両が備えるコンピュータ等には、位置・速度検出部82からモータ10の回転速度ωrmが入力されるとともに、スロットル開度が入力され、当該コンピュータ等が上記トルクマップに基づいてトルク指令値を決定し、指令トルクT*としてモータ駆動システム100Bのトルク制御器190に入力する。
トルク制御器190は、現在の出力トルクTが指令トルクT*になるように、出力トルクTを調整して上記Dutyマップ91、及び進角マップ92に出力する。これらDutyマップ91、及び進角マップ92には、それぞれ回転速度ωrmも入力されており、これにより指令トルクT*及び回転速度ωrmに最適なデューティ、及び進角が駆動信号生成部86に出力されることで、指令トルクT*に基づくモータ10の駆動制御が行われることとなる。
In FIG. 17, the command torque T * is determined according to a torque map that defines the relationship between the rotational speed ω rm of the
The torque controller 190 adjusts the output torque T so that the current output torque T becomes the command torque T * and outputs it to the
以上の説明においては、PI制御により制御を行っていたが、PID制御(比例・積分・微分制御)を行うように構成することも可能である。
また、以上の説明では、インバータを用いた実施形態について説明したが、バッテリEと、インバータ回路6との間にバッテリEの電圧を昇降圧するDC/DCコンバータ回路等の電圧変換回路を組み込んだ回路に適用することも可能である。
In the above description, control is performed by PI control. However, PID control (proportional / integral / derivative control) may be performed.
In the above description, an embodiment using an inverter has been described. However, a circuit in which a voltage conversion circuit such as a DC / DC converter circuit for stepping up or down the voltage of the battery E is incorporated between the battery E and the
1 モータ駆動システム
2 制御装置
4 駆動回路(過電圧抑制装置)
4C インバータ電圧検出回路(検出器)
6 インバータ回路
10 モータ
54 磁極位置検出信号処理回路
56 パルス生成回路
58 CPU(過電圧抑制装置)
82 位置・速度検出部
84 速度制御部
86 駆動信号生成部
96 電圧型PWMインバータ
100、100A、100B モータ制御系
E バッテリ
Sa ロータ位置検出パルス信号
Sb ロータ速度検出パルス信号
DESCRIPTION OF
4C Inverter voltage detection circuit (detector)
6
82 Position /
Claims (4)
回生電圧を検出する検出器と、
検出した前記回生電圧と、前記バッテリ、及びモータ駆動装置内の電圧上昇を抑制して過電圧を抑制する動作を開始する電圧である前記バッテリの電圧しきい値と、を比較し、
前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、回生電流の増加に伴って増加した前記バッテリの電流を減少させ、かつ前記バッテリの電圧を一定値に保つように前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、
を備えたことを特徴とする過電圧抑制装置。 In an overvoltage suppression device that suppresses overvoltage in a motor drive device that regenerates power generated by a motor to a battery,
A detector for detecting the regenerative voltage;
The detected regenerative voltage is compared with the battery and a voltage threshold value of the battery, which is a voltage for starting an operation of suppressing an overvoltage by suppressing a voltage increase in the motor and the motor drive device ,
When the regenerative voltage exceeds the voltage threshold, the motor is moved in the power running direction so as to decrease the battery current increased with the increase of the regenerative current and keep the battery voltage at a constant value. A drive control circuit for driving in the opposite direction,
An overvoltage suppressing device comprising:
前記モータ及び前記バッテリは、車両に搭載された動力用のモータ及びバッテリであり、
前記モータの電力を前記バッテリに回生することにより電力回生ブレーキとして機能させることを特徴とする過電圧抑制装置。 The overvoltage suppressing device according to claim 1,
The motor and the battery are a power motor and a battery mounted on a vehicle,
An overvoltage suppressing device that functions as a power regenerative brake by regenerating power of the motor to the battery.
前記バッテリの電圧しきい値は、当該バッテリの過充電を防止する過充電防止判別値として設定されている、
ことを特徴とする過電圧抑制装置。 The overvoltage suppressing device according to claim 1 or 2,
The battery voltage threshold is set as an overcharge prevention determination value for preventing overcharge of the battery,
An overvoltage suppressing device characterized by that.
モータに電力を供給するバッテリと、
回生電圧を検出する検出器と、
検出した前記回生電圧と、前記バッテリ、及びモータ駆動装置内の電圧上昇を抑制して過電圧を抑制する動作を開始する電圧である前記バッテリの電圧しきい値と、を比較し、
前記回生電圧が前記電圧しきい値を超えた場合に、回生電流の増加に伴って増加した前記バッテリの電流を減少させ、かつ前記バッテリの電圧を一定値に保つように前記モータを力行方向に対して逆方向に駆動する駆動制御回路と、
を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。 In a motor drive device that performs drive control of a motor,
A battery for supplying power to the motor;
A detector for detecting the regenerative voltage;
The detected regenerative voltage is compared with the battery and a voltage threshold value of the battery, which is a voltage for starting an operation of suppressing an overvoltage by suppressing a voltage increase in the motor and the motor drive device ,
When the regenerative voltage exceeds the voltage threshold, the motor is moved in the power running direction so as to decrease the battery current increased with the increase of the regenerative current and keep the battery voltage at a constant value. A drive control circuit for driving in the opposite direction,
A motor driving device comprising:
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