JP5554384B2 - FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar - Google Patents
FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar Download PDFInfo
- Publication number
- JP5554384B2 JP5554384B2 JP2012207855A JP2012207855A JP5554384B2 JP 5554384 B2 JP5554384 B2 JP 5554384B2 JP 2012207855 A JP2012207855 A JP 2012207855A JP 2012207855 A JP2012207855 A JP 2012207855A JP 5554384 B2 JP5554384 B2 JP 5554384B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- target
- chirp period
- distance
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
この発明は、対象となる物体（以下、「ターゲット」と称する）までの距離やターゲットに対する相対速度を測定するＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダ装置およびＦＭＣＷレーダ用信号処理方法に関する。 The present invention relates to an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) radar apparatus and an FMCW radar signal processing method for measuring a distance to a target object (hereinafter referred to as a “target”) and a relative speed with respect to the target.
近年、パルスレーダ等に比べ安価かつ単純な構成で、距離が数百ｍ以下のターゲットに対応できるＦＭＣＷレーダ装置（以下、単に「ＦＭＣＷレーダ」とも称する）が用いられている。ＦＭＣＷレーダは、特定の変調を施した送信信号を電磁波として放射（送波）し、ターゲットで反射した電磁波を受波し、受波した電磁波を受信信号として、送信信号と受信信号とから、ビート信号を生成する。 In recent years, FMCW radar devices (hereinafter also simply referred to as “FMCW radars”) that are compatible with targets with a distance of several hundred meters or less have been used with a cheaper and simpler configuration than pulse radars and the like. The FMCW radar radiates (transmits) a specific modulated transmission signal as an electromagnetic wave, receives the electromagnetic wave reflected by the target, receives the received electromagnetic wave as a reception signal, and uses the transmission signal and the reception signal as a beat. Generate a signal.
ここで、ビート信号は、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によりデジタルデータに変換された後、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等に入力され、ＣＰＵでの信号処理により、ターゲットまでの距離やターゲットに対する相対速度、ターゲットの角度が測定される。 Here, the beat signal is converted into digital data by an AD converter (ADC: Analog-to-Digital Converter), and then input to a CPU (Central Processing Unit) or the like, and the distance to the target by signal processing at the CPU. And the relative speed to the target and the target angle are measured.
なお、ＦＭＣＷレーダにおけるビート信号のビート周波数は、ターゲットまでの距離とターゲットに対する相対速度との組み合わせにより、正（＞０）および負（＜０）のどちらの値もとりうる。 Note that the beat frequency of the beat signal in the FMCW radar can take either a positive (> 0) or negative (<0) value depending on the combination of the distance to the target and the relative speed with respect to the target.
このようなＦＭＣＷレーダとして、第１送信手段で２種類のビート周波数（Ｕ、Ｄ）を検出し、第２送信手段で２種類のビート周波数（ｕ、ｄ）を検出し、４種類のビート周波数（Ｕ、Ｄ、ｕ、ｄ）すべての出現状態により、ビート周波数の正負符号等を判定し、ターゲットの検出処理を行う車載レーダ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。 As such FMCW radar, the first transmission means detects two types of beat frequencies (U, D), the second transmission means detects two types of beat frequencies (u, d), and the four types of beat frequencies. (U, D, u, d) An on-vehicle radar device that performs target detection processing by determining the sign of a beat frequency or the like based on all appearance states is known (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
すなわち、例えば自動車に搭載され、車速／車間制御（ＡＣＣ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）や衝突被害の軽減または衝突防止に用いられるＦＭＣＷレーダ装置は、搭載性の観点から、装置サイズの小型化が要求される。
However, the prior art has the following problems.
That is, for example, an FMCW radar apparatus mounted on a vehicle and used for vehicle speed / interval control (ACC: Adaptive Cruise Control), collision damage reduction, or collision prevention is required to be reduced in size from the viewpoint of mountability. .
ここで、ＦＭＣＷレーダの受信回路に関して、同相成分および直交成分の両方、すなわち複素信号における実部および虚部を観測する理想的な回路を想定した場合には、複雑な２系統の回路が必要になる。これに対して、同相成分のみ、すなわち複素信号における実部のみを観測する場合には、簡素な１系統の回路で足り、装置の小型化が可能になる。 Here, regarding the reception circuit of the FMCW radar, when an ideal circuit for observing both the in-phase component and the quadrature component, that is, the real part and the imaginary part in the complex signal, a complicated two-system circuit is required. Become. On the other hand, when only the in-phase component, that is, only the real part in the complex signal is observed, a simple single circuit is sufficient, and the apparatus can be downsized.
しかしながら、同相成分のみを観測するＦＭＣＷレーダにおいて、ビート信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）等により、周波数パワースペクトラムに変換すると、ビート周波数について、正（＞０）の範囲と負（＜０）の範囲とでパワーのピーク（極大値）が対称に現れる。 However, in an FMCW radar that observes only the in-phase component, if the beat signal is converted into a frequency power spectrum by Fast Fourier Transform (FFT) or the like, the beat frequency has a positive (> 0) range and a negative (> 0) range. The power peak (maximum value) appears symmetrically in the range <0).
そのため、例えば、ターゲットに対応するビート周波数を、パワーのピークとして検出した場合、常に正負両方の周波数で検出されるので、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定するためには、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数を得る必要がある。 Therefore, for example, when the beat frequency corresponding to the target is detected as a power peak, it is always detected at both positive and negative frequencies. Therefore, in order to correctly measure the distance to the target and the relative velocity with respect to the target, It is necessary to obtain the corresponding correct beat frequency.
ここで、特許文献１に示された車載レーダ装置では、ビート周波数が常に正負両方の周波数で検出される状態を想定していない。そのため、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数が得られない場合には、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定することができないという問題がある。
Here, the in-vehicle radar device disclosed in
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、観測されるビート信号が同相成分のみであっても、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数を得ることにより、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定することができるＦＭＣＷレーダ装置およびＦＭＣＷレーダ用信号処理方法を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. Even if the beat signal to be observed is only an in-phase component, by obtaining the beat frequency of the correct code corresponding to the target, An object of the present invention is to obtain an FMCW radar apparatus and a signal processing method for an FMCW radar capable of correctly measuring the distance and the relative velocity with respect to the target.
この発明に係るＦＭＣＷレーダ装置は、送信信号を電磁波として送波し、ターゲットで反射した電磁波を受信信号として受波し、送信信号と受信信号とをミキシングしてビート信号を生成して、ビート信号に基づいて、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定するＦＭＣＷレーダ装置であって、ＦＦＴ後のアップチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出する周波数ビン抽出部と、アップチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンと、ダウンチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンとから、ＦＭＣＷレーダの原理に基づきターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定するターゲット測定部とを備え、所定の範囲は、アップチャープ期間では負（＜０）の周波数であり、ダウンチャープ期間では正（＞０）の周波数であり、アップチャープ期間とダウンチャープ期間とで変調時間幅がともにＴ［ｓ］であり、送信信号の変調中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］であり、電磁波の速度がＣ［ｍ／ｓ］であり、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合に、所定の範囲として、アップチャープ期間では、負（＜０）の周波数の上限を、−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数とし、ダウンチャープ期間では、正（＞０）の周波数の下限を、ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕とするものである。 The FMCW radar device according to the present invention transmits a transmission signal as an electromagnetic wave, receives an electromagnetic wave reflected by a target as a reception signal, mixes the transmission signal and the reception signal, generates a beat signal, and generates a beat signal. FMCW radar apparatus for measuring the distance to the target and the relative velocity with respect to the target based on the frequency complex spectrum of the beat signal in the up-chirp period after FFT and the frequency complex spectrum of the beat signal in the down-chirp period, Distance to target based on FMCW radar principle from frequency bin extractor that extracts only complex spectrum of frequency bin in a predetermined range, target frequency bin in up-chirp period, and target frequency bin in down-chirp period and A target measurement unit that measures a relative speed with respect to the target , and the predetermined range is a negative (<0) frequency in the up-chirp period, and a positive (> 0) frequency in the down-chirp period, and the up-chirp period And the down-chirp period, the modulation time width is both T [s], the modulation center frequency of the transmission signal is Fc [Hz], the electromagnetic wave velocity is C [m / s], and the relative velocity to be observed is When the range is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s], the upper limit of the negative (<0) frequency is set to −RoundUp [{ (2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] where RoundUp [] is a function that rounds up the decimal point, and during the down-chirp period, the lower limit of the positive (> 0) frequency is set to RoundU p [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] .
この発明に係るＦＭＣＷレーダ用信号処理方法は、送信信号を電磁波として送波し、ターゲットで反射した電磁波を受信信号として受波し、送信信号と受信信号とをミキシングしてビート信号を生成して、ビート信号に基づいて、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定するＦＭＣＷレーダ装置で実行されるＦＭＣＷレーダ用信号処理方法であって、ＦＦＴ後のアップチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出する周波数ビン抽出ステップと、アップチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンと、ダウンチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンとから、ＦＭＣＷレーダの原理に基づきターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定するターゲット測定ステップとを備え、所定の範囲は、アップチャープ期間では負（＜０）の周波数であり、ダウンチャープ期間では正（＞０）の周波数であり、アップチャープ期間とダウンチャープ期間とで変調時間幅がともにＴ［ｓ］であり、送信信号の変調中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］であり、電磁波の速度がＣ［ｍ／ｓ］であり、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合に、所定の範囲として、アップチャープ期間では、負（＜０）の周波数の上限を、−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数とし、ダウンチャープ期間では、正（＞０）の周波数の下限を、ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕とするものである。 The FMCW radar signal processing method according to the present invention transmits a transmission signal as an electromagnetic wave, receives an electromagnetic wave reflected from a target as a reception signal, mixes the transmission signal and the reception signal, and generates a beat signal. A signal processing method for FMCW radar executed by an FMCW radar device that measures a distance to a target and a relative velocity with respect to the target based on the beat signal, and a frequency complex spectrum of the beat signal in an up-chirp period after FFT, And a frequency bin extraction step for extracting only the complex spectrum of the frequency bin in a predetermined range from the frequency complex spectrum of the beat signal in the down chirp period, the target frequency bin in the up chirp period, and the target frequency bin in the down chirp period And from And a target measurement step of measuring a relative speed with respect to distance and the target to the target based on the principle of FMCW radar, the predetermined range in the up-chirp period is the frequency of negative (<0), positive in down-chirp period ( > 0), the modulation time width is T [s] in the up-chirp period and the down-chirp period, the modulation center frequency of the transmission signal is Fc [Hz], and the speed of the electromagnetic wave is C [m / S] and the range of the relative velocity to be observed is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s], the predetermined range is negative (<0) in the up-chirp period. ) -RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] where RoundUp [] is a function that rounds up the decimal point. In the unchirp period, the lower limit of the positive (> 0) frequency is RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] .
この発明に係るＦＭＣＷレーダ装置およびＦＭＣＷレーダ用信号処理方法によれば、周波数ビン抽出部（ステップ）は、ＦＦＴ後のアップチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出し、ターゲット測定部（ステップ）は、アップチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンと、ダウンチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンとから、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定する。
そのため、観測されるビート信号が同相成分のみであっても、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数を得ることにより、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定することができる。
According to the FMCW radar apparatus and the FMCW radar signal processing method according to the present invention, the frequency bin extraction unit (step) includes the frequency complex spectrum of the beat signal in the up chirp period after the FFT and the frequency of the beat signal in the down chirp period. Only the complex spectrum of the frequency bin in a predetermined range is extracted from the complex spectrum, and the target measurement unit (step) detects the target frequency bin in the up-chirp period and the target frequency bin in the down-chirp period to the target. Measure distance and speed relative to target.
Therefore, even if the observed beat signal is only the in-phase component, the distance to the target and the relative speed with respect to the target can be correctly measured by obtaining the beat frequency with the correct code corresponding to the target.
以下、この発明に係るＦＭＣＷレーダ装置およびＦＭＣＷレーダ用信号処理方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of an FMCW radar apparatus and an FMCW radar signal processing method according to the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals. To do.
なお、以下の各実施の形態では、この発明に係るＦＭＣＷレーダ装置が自動車に搭載されてターゲットの検出処理を行う場合を例に挙げて説明する。しかしながら、これに限定されず、この発明に係るＦＭＣＷレーダ装置を自動車以外の、例えば船舶や航空機等、他の移動体に適用した場合であっても、同様の効果を奏することはいうまでもない。 In the following embodiments, a case where the FMCW radar apparatus according to the present invention is mounted on an automobile and performs target detection processing will be described as an example. However, the present invention is not limited to this, and it goes without saying that the same effect can be obtained even when the FMCW radar apparatus according to the present invention is applied to other moving bodies other than automobiles such as ships and airplanes. .
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るＦＭＣＷレーダ装置１を示すブロック構成図である。
FIG. 1 is a block diagram showing an
図１において、ＦＭＣＷレーダ装置１は、制御部１１、変調電圧発生部１２、電圧制御発振器（以下、「ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ」と称する）１３、分配回路１４、高周波アンプ回路１５、送波アンテナ１６、受波アンテナ１７ａ、１７ｂ、ミキサ１８ａ、１８ｂ、フィルタ回路１９ａ、１９ｂ、アンプ回路２０ａ、２０ｂ、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂ、メモリ２２、ＦＦＴ処理部２３、周波数ビン抽出部２４、検出・測角処理部２５、ペアリング処理部２６およびターゲット測定部２７を備えている。
In FIG. 1, an
続いて、ＦＭＣＷレーダ装置１の各部の動作について説明する。
制御部１１は、例えば専用のロジック回路や、汎用のＣＰＵ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）内のプログラム、またはこれらの組み合わせで構成され、ＦＭＣＷレーダ装置１の各構成要素の動作タイミング等を制御する。
Next, the operation of each part of the
The control unit 11 is configured by, for example, a dedicated logic circuit, a general-purpose CPU, a program in a DSP (Digital Signal Processor), or a combination thereof, and controls the operation timing of each component of the
変調電圧発生部１２は、制御部１１の制御により、図２で表されるような、ＦＭＣＷ用の変調電圧を発生する。図２は、この発明の実施の形態１に係るＦＭＣＷレーダ装置１の観測期間内における時間と変調電圧との関係を示す説明図である。
The modulation voltage generator 12 generates a FMCW modulation voltage as shown in FIG. 2 under the control of the controller 11. FIG. 2 is an explanatory diagram showing the relationship between time and modulation voltage within the observation period of the
図２において、変調電圧は、あらかじめ設定された一定の観測期間内で、時間経過につれて印加電圧が高くなるアップチャープ期間と、時間経過につれて印加電圧が低くなるダウンチャープ期間とを有し、変調電圧発生部１２は、それぞれの期間毎に、あらかじめ設定されたＦＭＣＷ用変調電圧を発生する。 In FIG. 2, the modulation voltage has an up-chirp period in which the applied voltage increases with time and a down-chirp period in which the applied voltage decreases with time, within a preset fixed observation period. The generator 12 generates a preset modulation voltage for FMCW for each period.
ＶＣＯ１３は、変調電圧発生部１２から印加される電圧に応じて、図３で表されるような、時間経過につれて周波数が変化する送信信号を生成する。図３は、この発明の実施の形態１に係るＦＭＣＷレーダ装置１の観測期間内における時間と送信信号周波数との関係を示す説明図である。
The
図３において、送信信号は、変調電圧と同じく、あらかじめ設定された一定の観測期間内で、時間経過につれて送信信号の周波数が高くなるアップチャープ期間と、時間経過につれて送信信号の周波数が低くなるダウンチャープ期間とを有し、ＶＣＯ１３は、それぞれの期間毎に、時間経過につれて周波数が変化する送信信号を生成する。
In FIG. 3, the transmission signal, like the modulation voltage, is an up-chirp period in which the frequency of the transmission signal increases over time and a down frequency in which the frequency of the transmission signal decreases over time within a predetermined observation period. The
以下、ＶＣＯ１３の生成する送信信号を、アップチャープ期間およびダウンチャープ期間に分けた上で、それぞれの期間について、ＶＣＯ１３から検出・測角処理部２５までの動作を説明する。
Hereinafter, after the transmission signal generated by the
まず、アップチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、図３で表されるような、変調周波数幅がＢ［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ［ｓ］のアップチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
First, the operation in the up chirp period will be described.
The
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲット（図示せず）に照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａは、ターゲットで反射した電磁波を受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａに出力する。ミキサ１８ａは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａからの受信信号とをミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａに出力する。
The receiving antenna 17a receives the electromagnetic wave reflected by the target, and outputs the received electromagnetic wave as a received signal to the
フィルタ回路１９ａは、ミキサ１８ａからのビート信号に対して、不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａに出力する。アンプ回路２０ａは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさに増幅して、ＡＤＣ２１ａに出力する。ＡＤＣ２１ａは、ビート信号の電圧値をデジタルデータに変換し、アップチャープ期間ビート信号＃１としてメモリ２２に保存する。
The
一方、受波アンテナ１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波を受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ｂに出力する。ミキサ１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ｂからの受信信号とをミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ｂに出力する。
On the other hand, the receiving
フィルタ回路１９ｂは、ミキサ１８ｂからのビート信号に対して、不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ｂに出力する。アンプ回路２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさに増幅して、ＡＤＣ２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータに変換し、アップチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ここで、ＦＦＴ処理部２３、周波数ビン抽出部２４、検出・測角処理部２５、ペアリング処理部２６およびターゲット測定部２７は、例えば専用のロジック回路や、汎用のＣＰＵ、ＤＳＰ内のプログラム、またはこれらの組み合わせで構成され、制御部１１の制御により、以下の動作を行う。
Here, the FFT processing unit 23, the frequency
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。なお、以下の説明では、ＦＦＴ後の周波数最小離散単位を、周波数ビンとする。すなわち、ＦＦＴ処理部２３への入力データの時間幅が、変調時間幅Ｔ［ｓ］に等しい場合、周波数最小離散幅である周波数ビンの幅は１／Ｔ［Ｈｚ］となる。
The FFT processing unit 23 reads the up chirp period beat
周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The frequency
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the up-chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、例えば同じ周波数ビンについて両方のパワー値を加算して、新たなパワー値とする。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。なお、このとき、真の周波数ビンに対して、正負符号が逆の周波数ビンでは、角度誤差が発生する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、アップチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
続いて、ダウンチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、図３で表されるような、変調周波数幅がＢ［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ［ｓ］のダウンチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
Next, the operation in the down chirp period will be described.
The
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲットに照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。ミキサ１８ａ、１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａ、１７ｂからの受信信号とをそれぞれミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａ、１９ｂに出力する。
The receiving
フィルタ回路１９ａ、１９ｂは、ミキサ１８ａ、１８ｂからのビート信号に対して、それぞれ不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａ、２０ｂに出力する。
The
アンプ回路２０ａ、２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさにそれぞれ増幅して、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ａ、２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータにそれぞれ変換し、ダウンチャープ期間ビート信号＃１およびダウンチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、アップチャープ期間と同じ方法で新たなパワー値を算出する。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。なお、このとき、真の周波数ビンに対して、正負符号が逆の周波数ビンでは、角度誤差が発生する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、ダウンチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
ペアリング処理部２６は、メモリ２２から、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットを読み出し、公知の技術であるペアリング処理により、例えば、パワー値の差が小さい、または角度の差が小さい等の判定指標に基づいて、アップチャープ期間の検出周波数ビンと、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンとのペアを生成して、ターゲット測定部２７に出力する。このとき、ペアは複数に成り得る。
The
ターゲット測定部２７は、アップチャープ期間の検出周波数ビンがＵビン、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンがＤビンである場合に、送信信号の変調中心周波数をＦｃ［Ｈｚ］とし、電磁波の速度をＣ［ｍ／ｓ］として、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき、ターゲットまでの距離Ｒ［ｍ］と、ターゲットに対する相対速度Ｖ［ｍ／ｓ］（接近の場合にマイナス値と定義する）とを、次式（１）、（２）により求める。 When the detection frequency bin in the up-chirp period is U bin and the detection frequency bin in the down chirp period is D bin, the target measurement unit 27 sets the modulation center frequency of the transmission signal to Fc [Hz] and sets the velocity of electromagnetic waves to C. As [m / s], based on the principle of FMCW radar, the distance R [m] to the target and the relative velocity V [m / s] to the target (defined as a negative value when approaching) Obtained by (1) and (2).
Ｒ＝｛Ｃ／（４×Ｂ）｝×（Ｄ−Ｕ） （１） R = {C / (4 × B)} × (DU) (1)
Ｖ＝−｛Ｃ／（４×Ｆｃ×Ｔ）｝×（Ｕ＋Ｄ） （２） V = − {C / (4 × Fc × T)} × (U + D) (2)
また、ターゲット測定部２７は、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットからそれぞれターゲットの角度を取り出し、例えばその平均値を最終的なターゲットの角度とし、このターゲットの角度、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度をセットにして、メモリ２２に保存、または外部に出力する。
Further, the target measuring unit 27 extracts the target angles from the up-chirp period detection data set and the down-chirp period detection data set, for example, the average value thereof is set as the final target angle, and the target angle, The distance and the relative speed with respect to the target are set and stored in the
ここで、図４、５を参照しながら、上記式（１）、（２）により、同相成分のみで、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得るために、周波数ビン抽出部２４で抽出する周波数ビンの範囲を設定する方法について説明する。
Here, with reference to FIGS. 4 and 5, the frequency
図４（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係るＦＭＣＷレーダ装置１のアップチャープ期間におけるターゲットのビート周波数を、距離−相対速度平面上で示した説明図であり、図５（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係るＦＭＣＷレーダ装置１のダウンチャープ期間におけるターゲットのビート周波数を、距離−相対速度平面上で示した説明図である。
FIGS. 4A and 4B are explanatory diagrams showing the beat frequency of the target in the up-chirp period of the
まず、アップチャープ期間とダウンチャープ期間とで変調時間幅がともにＴ［ｓ］であり、変調周波数幅がＢ［Ｈｚ］であり、送信信号の変調中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］であり、電磁波の速度がＣ［ｍ／ｓ］であり、ターゲットまでの距離をＲ［ｍ］とし、ターゲットに対する相対速度をＶ［ｍ／ｓ］とする。 First, in the up-chirp period and the down-chirp period, the modulation time width is T [s], the modulation frequency width is B [Hz], the modulation center frequency of the transmission signal is Fc [Hz], The speed is C [m / s], the distance to the target is R [m], and the relative speed with respect to the target is V [m / s].
このとき、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき、アップチャープ期間で観測されるターゲットのビート周波数Ｆｕは、次式（３）で表され、ダウンチャープ期間で観測されるターゲットのビート周波数Ｆｄは、次式（４）で表される。 At this time, based on the principle of FMCW radar, the beat frequency Fu of the target observed in the up-chirp period is expressed by the following equation (3), and the beat frequency Fd of the target observed in the down-chirp period is expressed by the following equation ( 4).
Ｆｕ＝−｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （３） Fu = − {(2 × B) / (C × T)} × R − {(2 × Fc) / C} × V (3)
Ｆｄ＝｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （４） Fd = {(2 × B) / (C × T)} × R − {(2 × Fc) / C} × V (4)
ここで、図４（ａ）に示される距離−相対速度平面において、ターゲットのビート周波数が同じ値になるターゲットまでの距離と、ターゲットに対する相対速度との組み合わせは、直線として表される。また、アップチャープ期間におけるターゲットのビート周波数Ｆｕが０［Ｈｚ］になる点の集合は、次式（５）で表される原点を通る直線となる。 Here, in the distance-relative velocity plane shown in FIG. 4A, the combination of the distance to the target where the beat frequency of the target has the same value and the relative velocity with respect to the target is represented as a straight line. A set of points at which the target beat frequency Fu is 0 [Hz] in the up-chirp period is a straight line passing through the origin represented by the following equation (5).
｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×Ｒ＝−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （５） {(2 × B) / (C × T)} × R = − {(2 × Fc) / C} × V (5)
図４（ａ）において、式（５）で表される直線を境界として、アップチャープ期間におけるターゲットのビート周波数が、正（＞０）である領域と負（＜０）である領域とに分かれる。なお、図４（ａ）より、現実の距離範囲（＞０）を考慮すると、アップチャープ期間におけるターゲットのビート周波数は、負（＜０）である領域の方が広い。 In FIG. 4A, the beat frequency of the target in the up-chirp period is divided into a positive (> 0) region and a negative (<0) region, with the straight line represented by Equation (5) as a boundary. . 4A, considering the actual distance range (> 0), the target beat frequency in the up-chirp period is wider in the negative (<0) region.
また、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合、図４（ｂ）に示されるターゲットまでの距離Ｒ＝０［ｍ］で、ターゲットに対する相対速度Ｖ＝（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］を通る直線は、アップチャープ期間で観測されるターゲットのビート周波数のうち、正（＞０）である領域で、大きさ（絶対値）が最大の、次式（６）で表されるビート周波数（＋Ｆｕｍａｘ）に相当する。 In addition, when the range of the relative velocity to be observed is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s], the distance R = 0 [m] to the target shown in FIG. The straight line passing through the target relative velocity V = (− Vmax) [m / s] is a positive (> 0) region of the target beat frequency observed in the up-chirp period, and has a magnitude (absolute value). ) Corresponds to the maximum beat frequency (+ Fumax) expressed by the following equation (6).
（＋Ｆｕｍａｘ）
＝−｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×（０）−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（−Ｖｍａｘ）
＝−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（−Ｖｍａｘ） （６）
(+ Fumax)
=-{(2 * B) / (C * T)} * (0)-{(2 * Fc) / C} * (-Vmax)
= − {(2 × Fc) / C} × (−Vmax) (6)
このとき、（＋Ｆｕｍａｘ）が観測されるということは、（−Ｆｕｍａｘ）〜（＋Ｆｕｍａｘ）の範囲で検出される周波数に対して、正負符号判定が必要になる。これに対して、次式（６）で表される（−Ｆｕｍａｘ）よりも小さい負（＜０）のビート周波数であれば、正負符号判定は不要となる。 At this time, the fact that (+ Fumax) is observed means that a positive / negative sign determination is required for the frequency detected in the range of (−Fumax) to (+ Fumax). On the other hand, if the beat frequency is negative (<0) smaller than (−Fumax) expressed by the following equation (6), the positive / negative sign determination is unnecessary.
（−Ｆｕｍａｘ）＝｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（−Ｖｍａｘ） （７） (−Fumax) = {(2 × Fc) / C} × (−Vmax) (7)
なお、観測期間がＴ［ｓ］の場合は、ＦＦＴ後の周波数ビンの幅が１／Ｔ［Ｈｚ］であることから、（−Ｆｕｍａｘ）よりも小さい整数値としての周波数ビン（−Ｕｍａｘ）は、次式（８）で表される。 When the observation period is T [s], the frequency bin width after FFT is 1 / T [Hz], so the frequency bin (−Umax) as an integer value smaller than (−Fumax) is Is represented by the following equation (8).
（−Ｕｍａｘ）
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔（−Ｆｕｍａｘ）／（１／Ｔ）〕
＝−ＲｏｕｎｄＵｐ〔（＋Ｆｕｍａｘ）×Ｔ〕
＝−ＲｏｕｎｄＵｐ〔−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（−Ｖｍａｘ）×Ｔ〕
＝−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （８）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(-Umax)
= RoundUp [(-Fumax) / (1 / T)]
= −RoundUp [(+ Fumax) × T]
= −RoundUp [− {(2 × Fc) / C} × (−Vmax) × T]
= −RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] (8)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
したがって、周波数ビン抽出部２４では、（−Ｕｍａｘ）以下の負（＜０）の周波数ビンを、アップチャープ期間用として抽出すればよい。
Therefore, the frequency
同様に、図５（ａ）に示される距離−相対速度平面において、ダウンチャープ期間におけるターゲットのビート周波数Ｆｄが０［Ｈｚ］になる点の集合は、次式（９）で表される原点を通る直線となる。 Similarly, in the distance-relative velocity plane shown in FIG. 5A, the set of points at which the beat frequency Fd of the target in the down chirp period becomes 0 [Hz] is the origin represented by the following equation (9). It becomes a straight line that passes.
｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×Ｒ＝｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （９） {(2 × B) / (C × T)} × R = {(2 × Fc) / C} × V (9)
図５（ａ）において、式（９）で表される直線を境界として、ダウンチャープ期間におけるターゲットのビート周波数が、正（＞０）である領域と負（＜０）である領域とに分かれる。なお、図５（ａ）より、現実の距離範囲（＞０）を考慮すると、ダウンチャープ期間におけるターゲットのビート周波数は、正（＞０）である領域の方が広い。 In FIG. 5 (a), the beat frequency of the target in the down chirp period is divided into a positive (> 0) region and a negative (<0) region, with the straight line represented by Expression (9) as a boundary. . From FIG. 5A, in consideration of the actual distance range (> 0), the target beat frequency in the down chirp period is wider in the positive (> 0) region.
また、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合、図５（ｂ）に示されるターゲットまでの距離Ｒ＝０［ｍ］で、ターゲットに対する相対速度Ｖ＝（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］を通る直線は、ダウンチャープ期間で観測されるターゲットのビート周波数のうち、負（＜０）である領域で、大きさ（絶対値）が最大の、次式（１０）で表されるビート周波数（−Ｆｄｍａｘ）に相当する。 Further, when the range of the relative velocity to be observed is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s], the distance R = 0 [m] to the target shown in FIG. The straight line passing through the target relative velocity V = (+ Vmax) [m / s] is a negative (<0) region of the target beat frequency observed in the down-chirp period, and has a magnitude (absolute value). Corresponds to the beat frequency (−Fdmax) represented by the following equation (10).
（−Ｆｄｍａｘ）
＝｛（２×Ｂ）／（Ｃ×Ｔ）｝×（０）−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（＋Ｖｍａｘ）
＝−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（＋Ｖｍａｘ） （１０）
(-Fdmax)
= {(2 * B) / (C * T)} * (0)-{(2 * Fc) / C} * (+ Vmax)
= − {(2 × Fc) / C} × (+ Vmax) (10)
このとき、（−Ｆｄｍａｘ）が観測されるということは、（−Ｆｄｍａｘ）〜（＋Ｆｄｍａｘ）の範囲で検出される周波数に対して、正負符号判定が必要になる。これに対して、次式（１１）で表される（＋Ｆｄｍａｘ）よりも大きい正（＞０）のビート周波数であれば、正負符号判定は不要となる。 At this time, the fact that (−Fdmax) is observed means that a positive / negative sign determination is required for the frequency detected in the range of (−Fdmax) to (+ Fdmax). In contrast, if the beat frequency is positive (> 0) greater than (+ Fdmax) expressed by the following equation (11), the positive / negative sign determination is not necessary.
（＋Ｆｄｍａｘ）＝｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（＋Ｖｍａｘ） （１１） (+ Fdmax) = {(2 × Fc) / C} × (+ Vmax) (11)
なお、観測期間がＴ［ｓ］の場合は、ＦＦＴ後の周波数ビンの幅が１／Ｔ［Ｈｚ］であることから、（＋Ｆｄｍａｘ）よりも大きい整数値としての周波数ビン（＋Ｄｍａｘ）は、次式（１２）で表される。 When the observation period is T [s], the frequency bin width after FFT is 1 / T [Hz], and therefore the frequency bin (+ Dmax) as an integer value larger than (+ Fdmax) is It is represented by Formula (12).
（＋Ｄｍａｘ）
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔（＋Ｆｄｍａｘ）／（１／Ｔ）〕
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔（＋Ｆｄｍａｘ）×Ｔ〕
ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×（＋Ｖｍａｘ）×Ｔ〕
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （１２）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(+ Dmax)
= RoundUp [(+ Fdmax) / (1 / T)]
= RoundUp [(+ Fdmax) × T]
RoundUp [{(2 × Fc) / C} × (+ Vmax) × T]
= RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)] (12)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
したがって、周波数ビン抽出部２４では、（＋Ｄｍａｘ）以上の正（＞０）の周波数ビンを、ダウンチャープ期間用として抽出すればよい。
Therefore, the frequency
このように、アップチャープ期間およびダウンチャープ期間に応じて、周波数ビン抽出部２４で抽出する周波数ビンの範囲を上記のように設定することにより、観測されるビート信号が同相成分のみであっても、式（１）、（２）から、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得ることができる。
As described above, by setting the frequency bin range extracted by the frequency
以上のように、実施の形態１によれば、周波数ビン抽出部（ステップ）は、ＦＦＴ後のアップチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出し、ターゲット測定部（ステップ）は、アップチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンと、ダウンチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンとから、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定する。
そのため、観測されるビート信号が同相成分のみであっても、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数を得ることにより、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定することができる。
したがって、受信回路を簡素にして装置サイズを小型化することができる。
As described above, according to the first embodiment, the frequency bin extraction unit (step) determines a predetermined frequency from the frequency complex spectrum of the beat signal in the up-chirp period after FFT and the frequency complex spectrum of the beat signal in the down-chirp period. The target measurement unit (step) extracts only the complex spectrum of the frequency bin in the range of, and the target frequency bin in the up chirp period and the target frequency bin in the down chirp period, and the distance to the target and relative to the target Measure speed.
Therefore, even if the observed beat signal is only the in-phase component, the distance to the target and the relative speed with respect to the target can be correctly measured by obtaining the beat frequency with the correct code corresponding to the target.
Therefore, the receiving circuit can be simplified and the device size can be reduced.
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２に係るＦＭＣＷレーダ装置１Ａを示すブロック構成図である。
FIG. 6 is a block diagram showing an FMCW radar apparatus 1A according to
図６において、ＦＭＣＷレーダ装置１Ａは、図１に示した変調電圧発生部１２およびターゲット測定部２７に代えて、距離範囲毎変調電圧発生部３１および距離範囲毎ターゲット測定部３２を備えている。なお、その他の構成は、上述した実施の形態１と同様なので、説明を省略する。
In FIG. 6, the
続いて、ＦＭＣＷレーダ装置１Ａにおいて、上述した実施の形態１とは異なる部分の動作について説明する。
制御部１１は、例えば専用のロジック回路や、汎用のＣＰＵ、ＤＳＰ内のプログラム、またはこれらの組み合わせで構成され、ＦＭＣＷレーダ装置１Ａの各構成要素の動作タイミング等を制御する。
Next, the operation of the FMCW radar apparatus 1A that is different from that of the first embodiment will be described.
The control unit 11 is configured by, for example, a dedicated logic circuit, a general-purpose CPU, a program in the DSP, or a combination thereof, and controls the operation timing of each component of the FMCW radar apparatus 1A.
距離範囲毎変調電圧発生部３１は、制御部１１の制御により、図７で表されるような、距離範囲＃１〜距離範囲＃Ｍの距離範囲毎にＦＭＣＷ用の変調電圧を発生する。図７は、この発明の実施の形態２に係るＦＭＣＷレーダ装置１Ａの観測期間内における時間と変調電圧との関係を示す説明図である。
The modulation voltage generator 31 for each distance range generates a modulation voltage for FMCW for each of the distance ranges # 1 to #M as shown in FIG. FIG. 7 is an explanatory diagram showing the relationship between time and modulation voltage in the observation period of the FMCW radar apparatus 1A according to
図７において、変調電圧は、あらかじめ設定された一定の全観測期間で、距離範囲＃１〜距離範囲＃Ｍを観測するための期間を有し、それぞれの距離範囲の期間毎に、時間経過につれて印加電圧が高くなるアップチャープ期間と、時間経過につれて印加電圧が低くなるダウンチャープ期間とを有し、距離範囲毎変調電圧発生部３１は、それぞれの期間毎に、あらかじめ設定されたＦＭＣＷ用変調電圧を発生する。
In FIG. 7, the modulation voltage has a period for observing the
ＶＣＯ１３は、距離範囲毎変調電圧発生部３１から印加される電圧に応じて、図８で表されるような、距離範囲毎に時間経過につれて周波数が変化する送信信号を生成する。図８は、この発明の実施の形態２に係るＦＭＣＷレーダ装置１Ａの観測期間内における時間と送信信号周波数との関係を示す説明図である。
The
図８において、送信信号は、変調電圧と同じく、あらかじめ設定された一定の全観測期間内で、距離範囲＃１〜距離範囲＃Ｍを観測するための期間を有し、それぞれの距離範囲の期間毎に、時間経過につれて送信信号の周波数が高くなるアップチャープ期間と、時間経過につれて送信信号の周波数が低くなるダウンチャープ期間とを有し、ＶＣＯ１３は、それぞれの期間毎に、時間経過につれて周波数が変化する送信信号を生成する。
In FIG. 8, the transmission signal has a period for observing the
以下、図９に示されるように、距離範囲が２つ（Ｍ＝２）である場合を例に挙げて、ＶＣＯ１３の生成する送信信号を、アップチャープ期間およびダウンチャープ期間に分けた上で、それぞれの期間について、ＶＣＯ１３から検出・測角処理部２５までの動作を説明する。
Hereinafter, as shown in FIG. 9, taking the case where the distance range is two (M = 2) as an example, the transmission signal generated by the
まず、距離範囲＃１のアップチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、距離範囲＃１用として、図９で表されるような、変調周波数幅がＢ＿１［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ＿１［ｓ］のアップチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
First, the operation in the up-chirp period of
For the
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲットに照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。ミキサ１８ａ、１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａ、１７ｂからの受信信号とをそれぞれミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａ、１９ｂに出力する。
The receiving
フィルタ回路１９ａ、１９ｂは、ミキサ１８ａ、１８ｂからのビート信号に対して、それぞれ不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａ、２０ｂに出力する。
The
アンプ回路２０ａ、２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさにそれぞれ増幅して、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ａ、２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータにそれぞれ変換し、アップチャープ期間ビート信号＃１およびアップチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The FFT processing unit 23 reads the up chirp period beat
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the up-chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、アップチャープ期間と同じ方法で新たなパワー値を算出する。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、アップチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
続いて、距離範囲＃１のダウンチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、距離範囲＃１用として、図９で表されるような、変調周波数幅がＢ＿１［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ＿１［ｓ］のダウンチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
Subsequently, an operation in the down chirp period of the
For the
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲットに照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。ミキサ１８ａ、１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａ、１７ｂからの受信信号とをそれぞれミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａ、１９ｂに出力する。
The receiving
フィルタ回路１９ａ、１９ｂは、ミキサ１８ａ、１８ｂからのビート信号に対して、それぞれ不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａ、２０ｂに出力する。
The
アンプ回路２０ａ、２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさにそれぞれ増幅して、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ａ、２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータにそれぞれ変換し、ダウンチャープ期間ビート信号＃１およびダウンチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、ダウンチャープ期間と同じ方法で新たなパワー値を算出する。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、ダウンチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
ペアリング処理部２６は、メモリ２２から、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットを読み出し、公知の技術であるペアリング処理により、例えば、パワー値の差が小さい、または角度の差が小さい等の判定指標に基づいて、アップチャープ期間の検出周波数ビンと、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンとのペアを生成して、距離範囲毎ターゲット測定部３２に出力する。
The
距離範囲毎ターゲット測定部３２は、制御部１１から処理対象が距離範囲＃１であることを受け、アップチャープ期間の検出周波数ビンがＵ＿１ビン、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンがＤ＿１ビンである場合に、送信信号の変調中心周波数をＦｃ［Ｈｚ］とし、電磁波の速度をＣ［ｍ／ｓ］として、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき、ターゲットまでの距離Ｒ［ｍ］と、ターゲットに対する相対速度Ｖ［ｍ／ｓ］とを、次式（１３）、（１４）により求める。
When the
Ｒ＝｛Ｃ／（４×Ｂ＿１）｝×（Ｄ＿１−Ｕ＿１） （１３）
Ｖ＝−｛Ｃ／（４×Ｆｃ×Ｔ＿１）｝×（Ｕ＿１＋Ｄ＿１） （１４）
R = {C / (4 × B_1)} × (D_1−U_1) (13)
V = − {C / (4 × Fc × T_1)} × (U_1 + D_1) (14)
また、距離範囲毎ターゲット測定部３２は、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットからそれぞれターゲットの角度を取り出し、例えばその平均値を最終的なターゲットの角度とし、このターゲットの角度、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度をセットにして、距離範囲＃１における結果としてメモリ２２に保存、または外部に出力する。
Further, the
次に、距離範囲＃２のアップチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、距離範囲＃２用として、図９で表されるような、変調周波数幅がＢ＿２［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ＿２［ｓ］のアップチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
Next, the operation in the up chirp period of the
For the
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲットに照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。ミキサ１８ａ、１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａ、１７ｂからの受信信号とをそれぞれミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａ、１９ｂに出力する。
The receiving
フィルタ回路１９ａ、１９ｂは、ミキサ１８ａ、１８ｂからのビート信号に対して、それぞれ不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａ、２０ｂに出力する。
The
アンプ回路２０ａ、２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさにそれぞれ増幅して、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ａ、２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータにそれぞれ変換し、アップチャープ期間ビート信号＃１およびアップチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The FFT processing unit 23 reads the up chirp period beat
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からアップチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、アップチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、アップチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the up-chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、アップチャープ期間と同じ方法で新たなパワー値を算出する。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのアップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、アップチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、アップチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
続いて、距離範囲＃２のダウンチャープ期間における動作について説明する。
ＶＣＯ１３は、距離範囲＃２用として、図９で表されるような、変調周波数幅がＢ＿２［Ｈｚ］で、変調時間幅がＴ＿２［ｓ］のダウンチャープ期間送信信号を生成する。分配回路１４は、ＶＣＯ１３で生成された送信信号の一部を高周波アンプ回路１５に出力し、送信信号の残りをミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。
Next, the operation during the down chirp period in the
For the
高周波アンプ回路１５は、分配回路１４からの送信信号の電力をあらかじめ設定された大きさに増幅して、送波アンテナ１６に出力する。送波アンテナ１６は、高周波アンプ回路１５で増幅された送信信号を電磁波として空間に放射（送波）する。送波された電磁波は、ターゲットに照射され、受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波する。
The high
受波アンテナ１７ａ、１７ｂは、ターゲットで反射した電磁波をそれぞれ受波し、受波した電磁波を受信信号として、ミキサ１８ａ、１８ｂに出力する。ミキサ１８ａ、１８ｂは、分配回路１４からの送信信号と受波アンテナ１７ａ、１７ｂからの受信信号とをそれぞれミキシングし、ビート信号を生成して、フィルタ回路１９ａ、１９ｂに出力する。
The receiving
フィルタ回路１９ａ、１９ｂは、ミキサ１８ａ、１８ｂからのビート信号に対して、それぞれ不要な周波数成分を抑圧した（所望の帯域の信号を取り出した）ビート信号を、アンプ回路２０ａ、２０ｂに出力する。
The
アンプ回路２０ａ、２０ｂは、ビート信号の電圧をあらかじめ設定された大きさにそれぞれ増幅して、ＡＤＣ２１ａ、２１ｂに出力する。ＡＤＣ２１ａ、２１ｂは、ビート信号の電圧値をデジタルデータにそれぞれ変換し、ダウンチャープ期間ビート信号＃１およびダウンチャープ期間ビート信号＃２としてメモリ２２に保存する。
The
ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃１を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃１に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１としてメモリ２２に保存する。
The FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
続いて、ＦＦＴ処理部２３は、メモリ２２からダウンチャープ期間ビート信号＃２を読み出し、ＦＦＴ処理により、ダウンチャープ期間周波数複素スペクトル＃２に変換して、周波数ビン抽出部２４に出力する。周波数ビン抽出部２４は、ダウンチャープ期間用にあらかじめ設定された範囲の周波数ビンの複素スペクトルを抽出し、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２としてメモリ２２に保存する。
Subsequently, the FFT processing unit 23 reads the down chirp period beat
検出・測角処理部２５は、メモリ２２から、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１およびダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２を読み出し、それぞれの複素スペクトルからパワースペクトルを求め、ダウンチャープ期間と同じ方法で新たなパワー値を算出する。
The detection / angle
また、検出・測角処理部２５は、これらの各周波数ビンにおけるパワー値について、例えば、あらかじめ設定されたしきい値以上のパワー値で、パワー値が極大、すなわち隣接する周波数ビンのパワー値よりも大きなパワー値を持つ周波数ビンを検出する。
Further, the detection / angle
さらに、検出・測角処理部２５は、検出された周波数ビンのダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃１と、ダウンチャープ期間抽出周波数複素スペクトル＃２とから、位相差を算出し、必要に応じて位相補正を行った後、公知の技術である位相モノパルス測角の原理により、ターゲットの角度に換算する。
Further, the detection / angle
検出・測角処理部２５は、このようにして得られた検出周波数ビン、その周波数ビンにおけるパワー値およびターゲットの角度をセットにして、検出された数だけ、ダウンチャープ期間検出データセットとして、メモリ２２に保存する。
The detection / angle
ペアリング処理部２６は、メモリ２２から、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットを読み出し、公知の技術であるペアリング処理により、例えば、パワー値の差が小さい、または角度の差が小さい等の判定指標に基づいて、アップチャープ期間の検出周波数ビンと、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンとのペアを生成して、距離範囲毎ターゲット測定部３２に出力する。
The
距離範囲毎ターゲット測定部３２は、制御部１１から処理対象が距離範囲＃２であることを受け、アップチャープ期間の検出周波数ビンがＵ＿２ビン、ダウンチャープ期間の検出周波数ビンがＤ＿２ビンである場合に、送信信号の変調中心周波数をＦｃ［Ｈｚ］とし、電磁波の速度をＣ［ｍ／ｓ］として、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき、ターゲットまでの距離Ｒ［ｍ］と、ターゲットに対する相対速度Ｖ［ｍ／ｓ］とを、次式（１５）、（１６）により求める。
When the
Ｒ＝｛Ｃ／（４×Ｂ＿２）｝×（Ｄ＿２−Ｕ＿２） （１５）
Ｖ＝−｛Ｃ／（４×Ｆｃ×Ｔ＿２）｝×（Ｕ＿２＋Ｄ＿２） （１６）
R = {C / (4 × B_2)} × (D_2−U_2) (15)
V = − {C / (4 × Fc × T_2)} × (U_2 + D_2) (16)
また、距離範囲毎ターゲット測定部３２は、アップチャープ期間検出データセットおよびダウンチャープ期間検出データセットからそれぞれターゲットの角度を取り出し、例えばその平均値を最終的なターゲットの角度とし、このターゲットの角度、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度をセットにして、距離範囲＃２における結果としてメモリ２２に保存、または外部に出力する。
Further, the
ここで、図１０〜１２を参照しながら、距離範囲＃１用としての変調周波数幅Ｂ＿１および変調時間幅Ｔ＿１、並びに距離範囲＃２用としての変調周波数幅Ｂ＿２および変調時間幅Ｔ＿２の設定方法について説明する。
Here, referring to FIGS. 10 to 12, a method for setting the modulation frequency width B_1 and the modulation time width T_1 for the
図１０（ａ）〜（ｃ）、図１１（ａ）、（ｂ）および図１２（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態２に係るＦＭＣＷレーダ装置１Ａにおける距離−相対速度平面上の測定可能領域を示す説明図である。 10 (a) to 10 (c), 11 (a), 11 (b), 12 (a), and 12 (b) are distance-relative velocity planes in the FMCW radar apparatus 1A according to the second embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the upper measurable area | region.
まず、距離範囲＃１のアップチャープ期間では、上述した実施の形態１と同様に、次式（１７）で表される周波数ビン（−Ｕ＿１ｍａｘ）が、周波数ビン抽出部２４で抽出される周波数ビンの範囲の上限となる。
First, in the up-chirp period of the
（−Ｕ＿１ｍａｘ）
＝−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ＿１）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （１７）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(-U_1max)
= −RoundUp [{(2 × Fc × T_1) / C} × (Vmax)] (17)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
また、周波数ビンの範囲の上限は、図１０（ａ）の距離−相対速度平面上では、次式（１８）で表される直線となる。 Further, the upper limit of the frequency bin range is a straight line represented by the following equation (18) on the distance-relative velocity plane of FIG.
（−Ｕ＿１ｍａｘ）×（１／Ｔ＿１）
＝−｛（２×Ｂ＿１）／（Ｃ×Ｔ＿１）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （１８）
(−U_1max) × (1 / T_1)
=-{(2 * B_1) / (C * T_1)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (18)
また、距離範囲＃１のアップチャープ期間において、２×（Ｎ＿１）個（ただし、Ｎ＿１は２のべき乗の整数）のデータがＡＤＣ２１ａ、２１ｂでサンプリングされ、その全データに対してＦＦＴが実施されている場合には、周波数ビンの範囲の下限は、（１−Ｎ＿１）であり、図１０（ａ）の距離−相対速度平面上では、次式（１９）で表される直線となる。
In the up-chirp period of
（１−Ｎ＿１）×（１／Ｔ＿１）
＝−｛（２×Ｂ＿１）／（Ｃ×Ｔ＿１）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （１９）
(1-N_1) × (1 / T_1)
=-{(2 * B_1) / (C * T_1)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (19)
すなわち、距離範囲＃１のアップチャープ期間において、周波数ビン抽出部２４で抽出される周波数ビンについては、図１０（ａ）の点線を境界とする領域内でのみ、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得ることができる。
That is, in the up-chirp period of the
一方、距離範囲＃１のダウンチャープ期間では、上述した実施の形態１と同様に、次式（２０）で表される周波数ビン（＋Ｄ＿１ｍａｘ）が、周波数ビン抽出部２４で抽出される周波数ビンの範囲の下限となる。
On the other hand, in the down chirp period of
（＋Ｄ＿１ｍａｘ）
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ＿１）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （２０）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(+ D_1max)
= RoundUp [{(2 * Fc * T_1) / C} * (Vmax)] (20)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
また、周波数ビンの範囲の下限は、図１０（ｂ）の距離−相対速度平面上では、次式（２１）で表される直線となる。 Further, the lower limit of the frequency bin range is a straight line represented by the following equation (21) on the distance-relative velocity plane of FIG.
（＋Ｄ＿１ｍａｘ）×（１／Ｔ＿１）
＝｛（２×Ｂ＿１）／（Ｃ×Ｔ＿１）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２１）
(+ D_1max) × (1 / T_1)
= {(2 * B_1) / (C * T_1)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (21)
また、距離範囲＃１のダウンチャープ期間において、アップチャープ期間と同じ２×（Ｎ＿１）個のデータがＡＤＣ２１ａ、２１ｂでサンプリングされ、その全データに対してＦＦＴが実施されている場合には、周波数ビンの範囲の上限は、（Ｎ＿１−１）であり、図１０（ｂ）の距離−相対速度平面上では、次式（２２）で表される直線となる。
Further, in the down-chirp period of
（Ｎ＿１−１）×（１／Ｔ＿１）
＝｛（２×Ｂ＿１）／（Ｃ×Ｔ＿１）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２２）
(N_1- 1) × (1 / T_1)
= {(2 * B_1) / (C * T_1)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (22)
すなわち、距離範囲＃１のダウンチャープ期間において、周波数ビン抽出部２４で抽出される周波数ビンについては、図１０（ｂ）の一点鎖線を境界とする領域内でのみ、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得ることができる。
That is, in the down chirp period of the
ここで、距離範囲毎ターゲット測定部３２は、これら点線の領域と一点鎖線の領域との共通部分にのみ対応できるので、距離範囲＃１では、図１０（ｃ）のハッチング領域内でのみ、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得ることができる。
Here, since the
また、距離範囲＃２についても、距離範囲＃１の場合と同様に、アップチャープ期間における周波数ビンの範囲の上限は、距離−相対速度平面上において、次式（２３）で表される直線となる。
In the
（−Ｕ＿２ｍａｘ）×（１／Ｔ＿２）
＝−｛（２×Ｂ＿２）／（Ｃ×Ｔ＿２）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２３）
(−U_2max) × (1 / T_2)
=-{(2 * B_2) / (C * T_2)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (23)
なお、式（２３）について、次式（２４）が成立する。 Note that the following equation (24) is established for the equation (23).
（−Ｕ＿２ｍａｘ）
＝−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ＿２）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （２４）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(-U_2max)
= −RoundUp [{(2 × Fc × T_2) / C} × (Vmax)] (24)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
また、アップチャープ期間における周波数ビンの範囲の下限は、距離−相対速度平面上において、次式（２５）で表される直線となる。 In addition, the lower limit of the frequency bin range in the up-chirp period is a straight line represented by the following equation (25) on the distance-relative velocity plane.
（１−Ｎ＿２）×（１／Ｔ＿２）
＝−｛（２×Ｂ＿２）／（Ｃ×Ｔ＿２）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２５）
(1-N_2) × (1 / T_2)
=-{(2 * B_2) / (C * T_2)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (25)
また、ダウンチャープ期間における周波数ビンの範囲の下限は、距離−相対速度平面上において、次式（２６）で表される直線となる。 In addition, the lower limit of the frequency bin range in the down chirp period is a straight line represented by the following equation (26) on the distance-relative velocity plane.
（＋Ｄ＿２ｍａｘ）×（１／Ｔ＿２）
＝｛（２×Ｂ＿２）／（Ｃ×Ｔ＿２）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２６）
(+ D_2max) × (1 / T_2)
= {(2 * B_2) / (C * T_2)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (26)
なお、式（２６）について、次式（２７）が成立する。 Note that the following equation (27) holds for the equation (26).
（＋Ｄ＿２ｍａｘ）
＝ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ＿２）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕 （２７）
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
(+ D_2max)
= RoundUp [{(2 × Fc × T_2) / C} × (Vmax)] (27)
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
また、ダウンチャープ期間における周波数ビンの範囲の上限は、距離−相対速度平面上において、次式（２８）で表される直線となる。 In addition, the upper limit of the frequency bin range in the down chirp period is a straight line represented by the following expression (28) on the distance-relative velocity plane.
（Ｎ＿２−１）×（１／Ｔ＿２）
＝｛（２×Ｂ＿２）／（Ｃ×Ｔ＿２）｝×Ｒ−｛（２×Ｆｃ）／Ｃ｝×Ｖ （２８）
(N — 2-1) × (1 / T — 2)
= {(2 * B_2) / (C * T_2)} * R-{(2 * Fc) / C} * V (28)
このとき、変調周波数幅Ｂ＿１とＢ＿２との違い、および変調時間幅Ｔ＿１とＴ＿２との違いにより、外縁位置は異なるが、距離範囲毎ターゲット測定部３２は、距離範囲＃２において、図１０（ｃ）のハッチング領域と相似な領域内でのみ、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を得ることができる。 At this time, the outer edge position is different due to the difference between the modulation frequency widths B_1 and B_2 and the difference between the modulation time widths T_1 and T_2. The distance to the target and the relative speed with respect to the target can be obtained only in the area similar to the hatching area of ().
ここで、距離範囲＃１において、変調周波数幅Ｂ＿１の値を固定して、変調時間幅Ｔ＿１の値を変化させた場合、図１１（ａ）、（ｂ）より、変調時間幅Ｔ＿１の値によって、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定可能な領域（図１１のハッチング領域）が変化することが分かる。
Here, in the
具体的には、距離範囲毎ターゲット測定部３２は、Ｔ＿１の値が小さい場合には、Ｔ＿１の値が大きい場合よりも、近くの距離まで測定可能であり、Ｔ＿１の値が大きい場合には、Ｔ＿１の値が小さい場合よりも、遠くの距離まで測定可能である。
Specifically, the
このことから、距離範囲＃２に比べて近い距離を測定可能な距離範囲＃１と、距離範囲＃１に比べて遠い距離を測定可能な距離範囲＃２とを実現するためには、Ｔ＿１＜Ｔ＿２となるような変調時間幅を設定すればよい。
Therefore, in order to realize the
また、Ｔ＿１＜Ｔ＿２である変調時間幅Ｔ＿１、Ｔ＿２、および変調周波数幅Ｂ＿２の値を固定して、変調周波数幅Ｂ＿１の値を変化させた場合、図１２（ａ）、（ｂ）より、変調周波数幅Ｂ＿１の値が大きい方が、より近くの距離まで測定可能であることが分かる。また、変調周波数幅Ｂ＿１の値が大きい方が、距離範囲＃１の遠方側境界距離が近いことが分かる。
When the values of the modulation time widths T_1 and T_2 and the modulation frequency width B_2 satisfying T_1 <T_2 are fixed and the value of the modulation frequency width B_1 is changed, the modulation is performed according to FIGS. 12A and 12B. It can be seen that the larger the frequency width B_1, the closer the distance can be measured. It can also be seen that the far side boundary distance of the
このことは、変調時間幅Ｔ＿１の値が固定で、同じＦＦＴ点数であることを踏まえると、１つの周波数ビンに相当する距離が短くなっていることと等価であり、より細かい刻み値で、ターゲットまでの距離を測定することができることを意味している。 This is equivalent to the fact that the distance corresponding to one frequency bin is shortened considering that the value of the modulation time width T_1 is fixed and has the same number of FFT points. It means that the distance to can be measured.
また、このことは、近い距離のターゲットまでの距離を測定するのに適しているので、距離範囲＃２に比べて近い距離を測定可能な距離範囲＃１の実現において、Ｂ＿１≧Ｂ＿２と設定する方がよい。
In addition, since this is suitable for measuring the distance to a target at a short distance, B_1 ≧ B_2 is set in the realization of the
すなわち、距離範囲＃２に比べて近い距離を測定可能な距離範囲＃１と、距離範囲＃１に比べて遠い距離を測定可能な距離範囲＃２とを実現するためには、Ｔ＿１＜Ｔ＿２となるような変調時間幅、およびＢ＿１≧Ｂ＿２となるような変調周波数幅を設定すればよい。
That is, in order to realize the
なお、変調時間幅Ｔ＿１、Ｔ＿２、および変調周波数幅Ｂ＿１、Ｂ＿２の具体的な値を設定する場合には、図１２に示されたように、距離範囲毎に測定可能な領域を描き、所望する距離および相対速度の測定範囲が、双方の領域によって全て覆われ、抜けている領域がないようにする。 When specific values of the modulation time widths T_1 and T_2 and the modulation frequency widths B_1 and B_2 are set, a measurable region is drawn for each distance range as shown in FIG. The distance and relative velocity measurement ranges are all covered by both areas so that no areas are missing.
以上のように、実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、周波数ビン抽出部（ステップ）は、ＦＦＴ後のアップチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間におけるビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出し、ターゲット測定部（ステップ）は、アップチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンと、ダウンチャープ期間におけるターゲットの周波数ビンとから、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を測定する。
そのため、観測されるビート信号が同相成分のみであっても、ターゲットに対応する正しい符号のビート周波数を得ることにより、ターゲットまでの距離およびターゲットに対する相対速度を正しく測定することができる。
したがって、受信回路を簡素にして装置サイズを小型化することができる。
As described above, according to the second embodiment, as in the first embodiment, the frequency bin extracting unit (step) performs the frequency complex spectrum of the beat signal in the up-chirp period after FFT and the beat in the down-chirp period. From the frequency complex spectrum of the signal, only the complex spectrum of the frequency bin in a predetermined range is extracted, and the target measurement unit (step), from the target frequency bin in the up chirp period and the target frequency bin in the down chirp period, Measure the distance to the target and the relative speed to the target.
Therefore, even if the observed beat signal is only the in-phase component, the distance to the target and the relative speed with respect to the target can be correctly measured by obtaining the beat frequency with the correct code corresponding to the target.
Therefore, the receiving circuit can be simplified and the device size can be reduced.
なお、上記実施の形態２では、距離範囲が２つ（Ｍ＝２）である場合を例に挙げて説明したが、距離範囲が３つ以上（Ｍ≧３）の場合であっても、同様の方法により、上記実施の形態２と同様の効果を得ることができる。 In the second embodiment, the case where there are two distance ranges (M = 2) has been described as an example. However, even if the distance range is three or more (M ≧ 3), the same applies. By this method, the same effect as in the second embodiment can be obtained.
例えば、距離範囲が３つ（Ｍ＝３）である場合、距離範囲＃２に比べて近い距離を測定可能な距離範囲＃１と、距離範囲＃１に比べて遠い距離を測定可能で、かつ距離範囲＃３に比べて近い距離を測定可能な距離範囲＃２と、距離範囲＃２に比べて遠い距離を測定可能な距離範囲＃３とを実現するためには、Ｔ＿１＜Ｔ＿２＜Ｔ＿３となるような変調時間幅、およびＢ＿１≧Ｂ＿２≧Ｂ＿３となるような変調周波数幅を設定すればよい。
For example, when there are three distance ranges (M = 3), a
１、１Ａ ＦＭＣＷレーダ装置、１１ 制御部、１２ 変調電圧発生部、１３ ＶＣＯ、１４ 分配回路、１５ 高周波アンプ回路、１６ 送波アンテナ、１７ａ、１７ｂ 受波アンテナ、１８ａ、１８ｂ ミキサ、１９ａ、１９ｂ フィルタ回路、２０ａ、２０ｂ アンプ回路、２１ ＡＤＣ、２２ メモリ、２３ ＦＦＴ処理部、２４ 周波数ビン抽出部、２５ 検出・測角処理部、２６ ペアリング処理部、２７ ターゲット測定部、３１ 距離範囲毎変調電圧発生部、３２ 距離範囲毎ターゲット測定部。 1, 1A FMCW radar device, 11 control unit, 12 modulation voltage generation unit, 13 VCO, 14 distribution circuit, 15 high-frequency amplifier circuit, 16 transmission antenna, 17a, 17b reception antenna, 18a, 18b mixer, 19a, 19b filter Circuit, 20a, 20b Amplifier circuit, 21 ADC, 22 Memory, 23 FFT processing unit, 24 Frequency bin extraction unit, 25 Detection / angle measurement processing unit, 26 Pairing processing unit, 27 Target measurement unit, 31 Modulation voltage per distance range Generating unit, 32 Target measuring unit for each distance range.
Claims (4)
ＦＦＴ後のアップチャープ期間における前記ビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間における前記ビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出する周波数ビン抽出部と、
前記アップチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンと、前記ダウンチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンとから、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき前記ターゲットまでの距離および前記ターゲットに対する相対速度を測定するターゲット測定部と、
を備え、
前記所定の範囲は、前記アップチャープ期間では負（＜０）の周波数であり、前記ダウンチャープ期間では正（＞０）の周波数であり、
前記アップチャープ期間と前記ダウンチャープ期間とで変調時間幅がともにＴ［ｓ］であり、前記送信信号の変調中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］であり、前記電磁波の速度がＣ［ｍ／ｓ］であり、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合に、
前記所定の範囲として、
前記アップチャープ期間では、負（＜０）の周波数の上限を、
−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
とし、
前記ダウンチャープ期間では、正（＞０）の周波数の下限を、
ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕
とする
ことを特徴とするＦＭＣＷレーダ装置。 Transmitting the transmission signal as an electromagnetic wave, receiving the electromagnetic wave reflected by the target as a reception signal, generating the beat signal by mixing the transmission signal and the reception signal, based on the beat signal, An FMCW radar device for measuring a distance to a target and a relative velocity with respect to the target,
A frequency bin extraction unit that extracts only a complex spectrum of frequency bins in a predetermined range from a frequency complex spectrum of the beat signal in an up-chirp period after FFT and a frequency complex spectrum of the beat signal in a down-chirp period;
A target measurement unit that measures a distance to the target and a relative velocity with respect to the target based on the principle of FMCW radar from the frequency bin of the target in the up-chirp period and the frequency bin of the target in the down-chirp period;
Equipped with a,
The predetermined range is a negative (<0) frequency in the up-chirp period and a positive (> 0) frequency in the down-chirp period,
In the up-chirp period and the down-chirp period, the modulation time width is both T [s], the modulation center frequency of the transmission signal is Fc [Hz], and the speed of the electromagnetic wave is C [m / s]. Yes, when the relative velocity range to be observed is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s],
As the predetermined range,
In the up-chirp period, the upper limit of the negative (<0) frequency is
-RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)]
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
age,
In the down chirp period, the lower limit of the positive (> 0) frequency is
RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)]
FMCW radar apparatus characterized by a.
前記ターゲット測定部に代えて、
前記複数の観測期間毎に、前記アップチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンと、前記ダウンチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンとから、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき前記ターゲットまでの距離および前記ターゲットに対する相対速度を測定する距離範囲毎ターゲット測定部を備えた
ことを特徴とする請求項１に記載のＦＭＣＷレーダ装置。 A modulation voltage generator for each distance range that generates transmission modulation having a different modulation time width for each of the plurality of observation periods so that the distance range that can be measured for each of the plurality of observation periods changes,
Instead of the target measurement unit,
For each of the plurality of observation periods, from the frequency bin of the target in the up-chirp period and the frequency bin of the target in the down-chirp period, the distance to the target and the relative velocity with respect to the target based on the principle of FMCW radar The FMCW radar device according to claim 1, further comprising: a target measurement unit for each distance range that measures the distance.
ことを特徴とする請求項２に記載のＦＭＣＷレーダ装置。 The target measurement unit for each distance range measures the distance to the target by increasing the modulation frequency width of the transmission signal as the measurable distance range is closer in the plurality of observation periods. The FMCW radar apparatus according to claim 2 .
ＦＦＴ後のアップチャープ期間における前記ビート信号の周波数複素スペクトル、およびダウンチャープ期間における前記ビート信号の周波数複素スペクトルから、所定の範囲における周波数ビンの複素スペクトルのみを抽出する周波数ビン抽出ステップと、
前記アップチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンと、前記ダウンチャープ期間における前記ターゲットの周波数ビンとから、ＦＭＣＷレーダの原理に基づき前記ターゲットまでの距離および前記ターゲットに対する相対速度を測定するターゲット測定ステップと、
を備え、
前記所定の範囲は、前記アップチャープ期間では負（＜０）の周波数であり、前記ダウンチャープ期間では正（＞０）の周波数であり、
前記アップチャープ期間と前記ダウンチャープ期間とで変調時間幅がともにＴ［ｓ］であり、前記送信信号の変調中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］であり、前記電磁波の速度がＣ［ｍ／ｓ］であり、観測する相対速度の範囲が（−Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］〜（＋Ｖｍａｘ）［ｍ／ｓ］である場合に、
前記所定の範囲として、
前記アップチャープ期間では、負（＜０）の周波数の上限を、
−ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕
ただし、ＲｏｕｎｄＵｐ〔 〕は小数点以下を切り上げる関数
とし、
前記ダウンチャープ期間では、正（＞０）の周波数の下限を、
ＲｏｕｎｄＵｐ〔｛（２×Ｆｃ×Ｔ）／Ｃ｝×（Ｖｍａｘ）〕
とする
ことを特徴とするＦＭＣＷレーダ用信号処理方法。 Transmitting the transmission signal as an electromagnetic wave, receiving the electromagnetic wave reflected by the target as a reception signal, generating the beat signal by mixing the transmission signal and the reception signal, based on the beat signal, An FMCW radar signal processing method executed by an FMCW radar apparatus for measuring a distance to a target and a relative velocity with respect to the target,
A frequency bin extraction step of extracting only the complex spectrum of the frequency bin in a predetermined range from the frequency complex spectrum of the beat signal in the up-chirp period after FFT and the frequency complex spectrum of the beat signal in the down-chirp period;
A target measurement step of measuring a distance to the target and a relative velocity with respect to the target based on the principle of FMCW radar from the frequency bin of the target in the up-chirp period and the frequency bin of the target in the down-chirp period;
Equipped with a,
The predetermined range is a negative (<0) frequency in the up-chirp period and a positive (> 0) frequency in the down-chirp period,
In the up-chirp period and the down-chirp period, the modulation time width is both T [s], the modulation center frequency of the transmission signal is Fc [Hz], and the speed of the electromagnetic wave is C [m / s]. Yes, when the relative velocity range to be observed is (−Vmax) [m / s] to (+ Vmax) [m / s],
As the predetermined range,
In the up-chirp period, the upper limit of the negative (<0) frequency is
-RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)]
However, RoundUp [] is a function that rounds up after the decimal point.
age,
In the down chirp period, the lower limit of the positive (> 0) frequency is
RoundUp [{(2 × Fc × T) / C} × (Vmax)]
A signal processing method for FMCW radar, characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012207855A JP5554384B2 (en) | 2012-09-21 | 2012-09-21 | FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012207855A JP5554384B2 (en) | 2012-09-21 | 2012-09-21 | FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014062804A JP2014062804A (en) | 2014-04-10 |
| JP5554384B2 true JP5554384B2 (en) | 2014-07-23 |
Family
ID=50618176
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012207855A Active JP5554384B2 (en) | 2012-09-21 | 2012-09-21 | FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5554384B2 (en) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3182155A1 (en) | 2015-12-17 | 2017-06-21 | Autoliv Development AB | A vehicle radar system arranged for determining an unoccupied domain |
| US10627483B2 (en) | 2016-07-09 | 2020-04-21 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for velocity detection in MIMO radar including velocity ambiguity resolution |
| DE102017209628A1 (en) * | 2017-06-08 | 2018-12-13 | Robert Bosch Gmbh | FMCW radar sensor for motor vehicles |
| JP7057165B2 (en) * | 2018-03-06 | 2022-04-19 | 日本無線株式会社 | Weather radar false image determination device, program and method |
| JPWO2020049648A1 (en) * | 2018-09-05 | 2021-08-12 | 株式会社ソシオネクスト | Sensing method and sensing device |
| CN109856599A (en) * | 2018-12-24 | 2019-06-07 | 南京理工大学 | A kind of array radar signal processing system and method based on DSP and server |
| WO2023026384A1 (en) * | 2021-08-25 | 2023-03-02 | 株式会社日立国際電気 | Radar system, radar device, and monitoring method |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3075371B2 (en) * | 1991-09-02 | 2000-08-14 | 富士通テン株式会社 | Target object detection method using FM-CW radar device |
| JP2778864B2 (en) * | 1991-11-22 | 1998-07-23 | 富士通テン株式会社 | Millimeter wave radar distance / velocity measurement system |
| JP3104558B2 (en) * | 1995-02-01 | 2000-10-30 | トヨタ自動車株式会社 | Automotive radar equipment |
| JP3198949B2 (en) * | 1996-10-25 | 2001-08-13 | 三菱電機株式会社 | Radar signal processing method and radar apparatus using the method |
| JPH10142320A (en) * | 1996-11-12 | 1998-05-29 | Toyota Motor Corp | Radar apparatus |
| JP3307249B2 (en) * | 1996-12-11 | 2002-07-24 | トヨタ自動車株式会社 | In-vehicle radar device |
| FR2760536B1 (en) * | 1997-03-04 | 1999-05-28 | Thomson Csf | METHOD AND DEVICE FOR RADAR DETECTION WITH CONTINUOUS WAVE FREQUENCY MODULATION HAVING AMBIGUOUS RISE BETWEEN DISTANCE AND SPEED |
| JP3623128B2 (en) * | 1999-05-28 | 2005-02-23 | 三菱電機株式会社 | Radar equipment |
| JP3577240B2 (en) * | 1999-05-28 | 2004-10-13 | 三菱電機株式会社 | Radar equipment |
| JP3780904B2 (en) * | 2001-10-25 | 2006-05-31 | トヨタ自動車株式会社 | Radar equipment |
| JP4032881B2 (en) * | 2002-08-28 | 2008-01-16 | 株式会社豊田中央研究所 | FM-CW radar equipment |
| JP3907622B2 (en) * | 2003-12-17 | 2007-04-18 | 三菱電機株式会社 | Radar apparatus and radar signal analysis method |
| JP4278507B2 (en) * | 2003-12-26 | 2009-06-17 | 富士通テン株式会社 | FM-CW radar equipment |
| DE102004047086A1 (en) * | 2004-09-29 | 2006-03-30 | Robert Bosch Gmbh | Radar sensor for motor vehicles |
| WO2006061913A1 (en) * | 2004-12-10 | 2006-06-15 | Transtron, Inc. | Method and device for measuring distance and speed |
| DE102005012945A1 (en) * | 2005-03-21 | 2006-09-28 | Robert Bosch Gmbh | Method and apparatus for distance and relative velocity measurement of multiple objects |
| JP2010038705A (en) * | 2008-08-05 | 2010-02-18 | Fujitsu Ten Ltd | Signal processing apparatus, radar device, vehicle control device, and signal processing method |
| JP4843003B2 (en) * | 2008-08-05 | 2011-12-21 | 富士通テン株式会社 | Signal processing apparatus, radar apparatus, and signal processing method |
| DE102009002243A1 (en) * | 2009-04-07 | 2010-10-14 | Robert Bosch Gmbh | FMCW radar sensor and frequency matching method |
-
2012
- 2012-09-21 JP JP2012207855A patent/JP5554384B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2014062804A (en) | 2014-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5554384B2 (en) | FMCW radar apparatus and signal processing method for FMCW radar | |
| JP7327880B2 (en) | Noise reduction in radar systems | |
| JP4462060B2 (en) | FMCW radar equipment | |
| US10557933B2 (en) | Radar device and position-determination method | |
| US9581682B2 (en) | Frequency modulated continuous wave radar device, and object detection method using continuous wave thereof | |
| US7460058B2 (en) | Radar | |
| US10203406B2 (en) | FMCW radar device and FMCW radar signal processing method | |
| US7791532B2 (en) | Radar | |
| CN108885254B (en) | Object detection device | |
| JP5382087B2 (en) | Radar equipment | |
| JP2016151425A (en) | Radar system | |
| US8125375B2 (en) | Radar | |
| KR101092567B1 (en) | Frequency modulated continuous wave rader and detecting method for distance and velocity of moving object using it | |
| JP2013213761A (en) | Radar device, on-vehicle radar system, and program | |
| JP2004233277A (en) | Vehicle-mounted radar apparatus | |
| JP2014182010A (en) | Radar apparatus | |
| JPWO2013161517A1 (en) | Pulse signal setting device, radar device, pulse signal setting method, and pulse signal setting program | |
| JP2013088273A (en) | Fmcw radar device | |
| JP2006242818A (en) | Fm-cm radar device and noise suppressing method for the same | |
| JP3973036B2 (en) | Pulse radar equipment | |
| JP3663623B2 (en) | Radar equipment | |
| US11156697B2 (en) | Radar signal processing device and radar system | |
| Gawande et al. | Design and Implementation of 10 GHz FMCW Radar for Proximity Fuze Application | |
| KR101634455B1 (en) | Radar using linear frequency modulation signal and noise signal, and method for controlling the same | |
| JP2012194011A (en) | Fm-cw radar system and moving target signal detection method used therefor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140204 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20140404 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20140430 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20140528 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5554384 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |