JP5535489B2

JP5535489B2 - Magnetic resonance imaging system

Info

Publication number: JP5535489B2
Application number: JP2009019413A
Authority: JP
Inventors: 史浩吉澤; 研吾中島
Original assignee: GE Medical Systems Global Technology Co LLC
Current assignee: GE Medical Systems Global Technology Co LLC
Priority date: 2009-01-30
Filing date: 2009-01-30
Publication date: 2014-07-02
Anticipated expiration: 2029-01-30
Also published as: JP2010172532A

Description

本発明は、増幅器の非線形性を補償することができる磁気共鳴イメージング装置、および補正用データ算出方法に関する。 The present invention relates to a magnetic resonance imaging apparatus capable of compensating for nonlinearity of an amplifier, and a correction data calculation method.

磁気共鳴イメージング（ＭＲＩ：Magnetic Resonance Imaging）装置（以下、「ＭＲＩ装置」と呼ぶ）は、ＲＦ（Radio Frequency）アンプの非線形性を補償することが重要である。そこで、ＲＦアンプの非線形を補償する方法が知られている（特許文献１参照）。 It is important for a magnetic resonance imaging (MRI) apparatus (hereinafter referred to as “MRI apparatus”) to compensate for nonlinearity of an RF (Radio Frequency) amplifier. Therefore, a method for compensating for the nonlinearity of the RF amplifier is known (see Patent Document 1).

特開2008-153928JP2008-153928

ＲＦアンプの非線形特性は、どのＲＦアンプであっても同じというわけではなく、個体差がある。更に、ＲＦアンプの非線形性は、ＲＦアンプの使用環境などによっても変化する。しかし、特許文献１では、ＲＦアンプの非線形特性の個体差や使用環境によるＲＦアンプの非線形性の変動に対応することができず、ＲＦアンプの非線形性を十分に補償することができないという問題がある。 The nonlinear characteristics of the RF amplifier are not the same for any RF amplifier, and there are individual differences. Furthermore, the nonlinearity of the RF amplifier also varies depending on the environment in which the RF amplifier is used. However, Patent Document 1 cannot cope with fluctuations in the nonlinearity of the RF amplifier due to individual differences in the nonlinear characteristics of the RF amplifier or the use environment, and cannot compensate sufficiently for the nonlinearity of the RF amplifier. is there.

本発明は、上記の事情に鑑み、ＲＦアンプの非線形性を補償するための非線形性補償装置、およびＭＲＩ装置を提供することを目的とする。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a nonlinearity compensation apparatus and an MRI apparatus for compensating for nonlinearity of an RF amplifier.

上記の問題を解決する本発明の第１の磁気共鳴イメージング装置は、
振幅のデータを含む振幅信号を受け取り、複数の振幅補正用データの中から、前記振幅信号を補正するための振幅補正用データを決定する補正用データ決定手段と、
前記振幅信号を、前記補正用データ決定手段が決定した振幅補正用データを用いて補正し、補正後の振幅のデータを含む補正振幅信号を生成する補正信号生成手段と、
前記補正振幅信号に基づいて、前記補正後の振幅のデータを含むデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
前記デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換手段と、
前記アナログ信号をアナログ信号処理するアナログ回路と、
前記アナログ回路によりアナログ信号処理された後のアナログ信号を受け取り、受け取ったアナログ信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器により増幅されたアナログ信号によって駆動するＲＦコイルと、
前記増幅器に入力される入力アナログ信号と、前記増幅器から出力される出力アナログ信号とに基づいて、前記複数の振幅補正用データを算出する補正用データ算出手段と、
を有している。
上記の問題を解決する本発明の第２の磁気共鳴イメージング装置は、
位相のデータを含む位相信号を受け取り、複数の位相補正用データの中から、前記位相信号を補正するための位相補正用データを決定する補正用データ決定手段と、
前記位相信号を、前記補正用データ決定手段が決定した位相補正用データを用いて補正し、補正後の位相のデータを含む補正位相信号を生成する補正信号生成手段と、
前記補正位相信号に基づいて、前記補正後の位相のデータを含むデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
前記デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換手段と、
前記アナログ信号をアナログ信号処理するアナログ回路と、
前記アナログ回路によりアナログ信号処理された後のアナログ信号を受け取り、受け取ったアナログ信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器により増幅されたアナログ信号によって駆動するＲＦコイルと、
前記増幅器に入力される入力アナログ信号と、前記増幅器から出力される出力アナログ信号とに基づいて、前記複数の位相補正用データを算出する補正用データ算出手段と、
を有している。 The first magnetic resonance imaging apparatus of the present invention that solves the above problem
Correction data determining means for receiving an amplitude signal including amplitude data and determining amplitude correction data for correcting the amplitude signal from a plurality of amplitude correction data;
Correction signal generation means for correcting the amplitude signal using the amplitude correction data determined by the correction data determination means, and generating a corrected amplitude signal including corrected amplitude data;
A digital signal generating means for generating a digital signal including the corrected amplitude data based on the corrected amplitude signal;
A digital / analog converting means for converting the digital signal into an analog signal;
An analog circuit for analog signal processing of the analog signal;
An amplifier that receives the analog signal after being processed by the analog circuit and amplifies the received analog signal;
An RF coil driven by an analog signal amplified by the amplifier;
Correction data calculation means for calculating the plurality of amplitude correction data based on an input analog signal input to the amplifier and an output analog signal output from the amplifier;
have.
The second magnetic resonance imaging apparatus of the present invention that solves the above problem is as follows.
Correction data determining means for receiving a phase signal including phase data and determining phase correction data for correcting the phase signal from a plurality of phase correction data;
Correction signal generation means for correcting the phase signal using the phase correction data determined by the correction data determination means, and generating a correction phase signal including phase data after correction;
A digital signal generating means for generating a digital signal including the corrected phase data based on the corrected phase signal;
A digital / analog converting means for converting the digital signal into an analog signal;
An analog circuit for analog signal processing of the analog signal;
An amplifier that receives the analog signal after being processed by the analog circuit and amplifies the received analog signal;
An RF coil driven by an analog signal amplified by the amplifier;
Correction data calculation means for calculating the plurality of phase correction data based on an input analog signal input to the amplifier and an output analog signal output from the amplifier;
have.

本発明では、増幅器に入力されるアナログ信号と、増幅器から出力されるアナログ信号とに基づいて、複数の振幅補正用データ又は複数の位相補正用データを算出している。したがって、ＲＦアンプの非線形特性に個体差があっても、個々のＲＦアンプごとに最適な補償をすることができる。 In the present invention, a plurality of amplitude correction data or a plurality of phase correction data is calculated based on an analog signal input to the amplifier and an analog signal output from the amplifier. Therefore, even if there is an individual difference in the nonlinear characteristics of the RF amplifier, optimal compensation can be made for each individual RF amplifier.

本実施形態のＭＲＩ装置の概略図である。It is the schematic of the MRI apparatus of this embodiment. エキサイタ２２とＲＦアンプ２１とを示すブロック図である。2 is a block diagram showing an exciter 22 and an RF amplifier 21. FIG. デジタル補正回路２３０を有していない従来のエキサイタ２２０を示す図である。1 is a diagram showing a conventional exciter 220 that does not have a digital correction circuit 230. FIG. アナログ回路２５とＲＦアンプ２１の特性を示すグラフである。3 is a graph showing characteristics of an analog circuit 25 and an RF amplifier 21. ＲＦアンプ２１と受信器２７との間に、減衰装置２９が接続されたＭＲＩ装置１を示す斜視図である。1 is a perspective view showing an MRI apparatus 1 in which an attenuation device 29 is connected between an RF amplifier 21 and a receiver 27. FIG. 図４に示すＲＦアンプ２１の特性を複数の領域に分割した図である。FIG. 5 is a diagram in which the characteristics of the RF amplifier 21 shown in FIG. 4 are divided into a plurality of regions. 振幅用ＬＵＴ２３３を概略的に示す図である。It is a figure which shows schematically the LUT233 for amplitudes. 位相用ＬＵＴ２３４を概略的に示す図である。FIG. 6 is a diagram schematically showing a phase LUT 234.

以下、図面を参照しながら、発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。尚、本発明は、発明を実施するための最良の形態に限定されるものではない。 The best mode for carrying out the invention will be described below in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to the best mode for carrying out the invention.

図１は、本実施形態のＭＲＩ装置の概略図である。 FIG. 1 is a schematic diagram of the MRI apparatus of this embodiment.

ＭＲＩ装置１は、コイルアセンブリ１０と、コイルアセンブリ１０を制御する制御装置２０と、制御装置２０に命令を入力するための入力装置３０とを有している。 The MRI apparatus 1 includes a coil assembly 10, a control device 20 that controls the coil assembly 10, and an input device 30 for inputting commands to the control device 20.

コイルアセンブリ１０は、超伝導コイル１１、勾配コイル１２、およびＲＦコイル１３を有している。 The coil assembly 10 includes a superconducting coil 11, a gradient coil 12, and an RF coil 13.

制御装置２０は、ＲＦコイル１３にＲＦ電流を供給するＲＦアンプ２１と、ＲＦアンプ２１に入力される入力アナログ信号ＳＡｉを生成するエキサイタ２２を有している。ＲＦアンプ２１は、入力アナログ信号ＳＡｉを増幅し、増幅された入力アナログ信号ＳＡｉを、出力アナログ信号ＳＡoとして、ＲＦコイル１３に供給する。 The control device 20 includes an RF amplifier 21 that supplies an RF current to the RF coil 13 and an exciter 22 that generates an input analog signal SAi input to the RF amplifier 21. The RF amplifier 21 amplifies the input analog signal SAi and supplies the amplified input analog signal SAi to the RF coil 13 as an output analog signal SAo.

図２は、エキサイタ２２とＲＦアンプ２１とを示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing the exciter 22 and the RF amplifier 21.

エキサイタ２２は、デジタル回路２３と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）２４と、アナログ回路２５とを有している。 The exciter 22 includes a digital circuit 23, a DAC (Digital Analog Converter) 24, and an analog circuit 25.

デジタル回路２３は、デジタル補正回路２３０と、デジタル信号生成回路３３０とを有している。デジタル信号生成回路３３０が出力するデジタル信号ＳＤ（Ａ’、Ｐ’、Ｆ）は、ＤＡＣ２４でアナログ信号ＳＡに変換され、アナログ回路２５に入力される。アナログ回路２５は、アナログ信号ＳＡに対して、フィルタリングやゲイン調整などのアナログ信号処理を実行する。アナログ信号処理されたアナログ信号ＳＡは、ＲＦアンプ２１に入力される入力アナログ信号ＳＡｉとして、ＲＦアンプ２１に供給される。 The digital circuit 23 includes a digital correction circuit 230 and a digital signal generation circuit 330. Digital signals SD (A ′, P ′, F) output from the digital signal generation circuit 330 are converted into analog signals SA by the DAC 24 and input to the analog circuit 25. The analog circuit 25 performs analog signal processing such as filtering and gain adjustment on the analog signal SA. The analog signal SA subjected to the analog signal processing is supplied to the RF amplifier 21 as an input analog signal SAi input to the RF amplifier 21.

本実施形態では、エキサイタ２２がデジタル補正回路２３０を有することによって、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。この理由を説明するために、図２に示すエキサイタ２２の代わりに、デジタル補正回路２３０を有していない従来のエキサイタを用いた場合、どのような現象が生じるかにについて考察する。 In the present embodiment, the exciter 22 includes the digital correction circuit 230, so that the nonlinearity of the RF amplifier 21 can be compensated. In order to explain the reason, the phenomenon that occurs when a conventional exciter not having the digital correction circuit 230 is used instead of the exciter 22 shown in FIG. 2 will be considered.

図３は、デジタル補正回路２３０を有していない従来のエキサイタ２２０を示す図である。 FIG. 3 is a diagram illustrating a conventional exciter 220 that does not include the digital correction circuit 230.

図３のエキサイタ２２０は、デジタル補正回路２３０を有していない点以外は、図２のエキサイタ２２と同じ構成である。エキサイタ２２０は、デジタル信号生成回路３３０と、ＤＡＣ２４と、アナログ回路２５とを有している。 Exciter 220 in FIG. 3 has the same configuration as exciter 22 in FIG. 2 except that digital correction circuit 230 is not included. The exciter 220 includes a digital signal generation circuit 330, a DAC 24, and an analog circuit 25.

デジタル信号生成回路３３０は、周波数発生器（ＤＤＳ）３３１と、乗算器３３２とを有している。周波数発生器３３１は、位相信号Ｐと周波数信号Ｆとを受け取る。位相信号Ｐは位相のデータを含むデジタル信号であり、周波数信号Ｆは周波数のデータを含むデジタル信号である。周波数発生器３３１は、位相信号Ｐおよび周波数信号Ｆを受け取り、位相Ｐのデータと周波数Ｆのデータとを含むデジタル信号ＰＦ(Ｐ，Ｆ)を生成する。このデジタル信号ＰＦ(Ｐ，Ｆ)は、乗算器３３２に入力される。乗算器３３２は、周波数発生器３３１からのデジタル信号ＰＦ(Ｐ，Ｆ)の他に、振幅信号Ａを受け取る。振幅信号Ａは、振幅のデータを含むデジタル信号である。乗算器３３２は、デジタル信号ＰＦ(Ｐ，Ｆ)に、振幅信号Ａを乗算し、振幅Ａ、位相Ｐ、および周波数Ｆのデータを含むデジタル信号ＳＤ(Ａ，Ｐ，Ｆ)を生成する。デジタル信号ＳＤ(Ａ，Ｐ，Ｆ)は、ＤＡＣ２４に供給される。 The digital signal generation circuit 330 includes a frequency generator (DDS) 331 and a multiplier 332. The frequency generator 331 receives the phase signal P and the frequency signal F. The phase signal P is a digital signal including phase data, and the frequency signal F is a digital signal including frequency data. The frequency generator 331 receives the phase signal P and the frequency signal F, and generates a digital signal PF (P, F) including the data of the phase P and the data of the frequency F. The digital signal PF (P, F) is input to the multiplier 332. The multiplier 332 receives the amplitude signal A in addition to the digital signal PF (P, F) from the frequency generator 331. The amplitude signal A is a digital signal including amplitude data. The multiplier 332 multiplies the digital signal PF (P, F) by the amplitude signal A to generate a digital signal SD (A, P, F) including data of the amplitude A, the phase P, and the frequency F. Digital signals SD (A, P, F) are supplied to the DAC 24.

ＤＡＣ２４は、デジタル信号ＳＤ(Ａ，Ｐ，Ｆ)をアナログ信号ＳＡに変換する。アナログ信号ＳＡは、振幅Ａ、位相Ｐ、および周波数Ｆのアナログ信号である。このアナログ信号ＳＡは、アナログ回路２５に供給される。 The DAC 24 converts the digital signal SD (A, P, F) into an analog signal SA. The analog signal SA is an analog signal having an amplitude A, a phase P, and a frequency F. The analog signal SA is supplied to the analog circuit 25.

アナログ回路２５は、ＤＡＣ２４から供給されたアナログ信号ＳＡに対して、フィルタリングやゲイン調整などのアナログ信号処理を実行し、アナログ信号処理されたアナログ信号ＳＡを、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉとして、ＲＦアンプ２１に供給する。尚、アナログ回路２５は、ＤＡＣ２４からアナログ信号ＳＡを受け取る前に、減衰量指定信号Ｇを受け取る。減衰量指定信号Ｇは、アナログ回路２５で行うゲイン調整に関して減衰量を指定する信号である。したがって、アナログ回路２５は、減衰量指定信号Ｇに従って、ゲイン調整を実行する。尚、本実施形態では、減衰量指定信号Ｇは、デシベルで表記される信号であるとして、説明を続けていく。 The analog circuit 25 performs analog signal processing such as filtering and gain adjustment on the analog signal SA supplied from the DAC 24, and uses the analog signal SA subjected to the analog signal processing as an input analog signal SAi of the RF amplifier 21. This is supplied to the RF amplifier 21. The analog circuit 25 receives the attenuation amount designation signal G before receiving the analog signal SA from the DAC 24. The attenuation amount designation signal G is a signal that designates an attenuation amount for gain adjustment performed by the analog circuit 25. Therefore, the analog circuit 25 performs gain adjustment according to the attenuation amount designation signal G. In the present embodiment, the description will be continued assuming that the attenuation amount designation signal G is a signal expressed in decibels.

ＲＦアンプ２１は、入力アナログ信号ＳＡｉを増幅し、増幅したアナログ信号ＳＡｉを、出力アナログ信号ＳＡoとして、ＲＦコイル１３に出力する。 The RF amplifier 21 amplifies the input analog signal SAi and outputs the amplified analog signal SAi to the RF coil 13 as an output analog signal SAo.

図４は、アナログ回路２５とＲＦアンプ２１の特性を示すグラフである。 FIG. 4 is a graph showing characteristics of the analog circuit 25 and the RF amplifier 21.

図４（ａ）は、アナログ回路２５の振幅特性の一例を概略的に示したグラフである。図４（ａ）のグラフの横軸は、アナログ回路２５から出力されるアナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂを表しており、縦軸は、アナログ回路２５に入力されるアナログ信号ＳＡの振幅Ａを表している。尚、以下では、アナログ回路２５は、線形特性を有しているとして説明を続ける。 FIG. 4A is a graph schematically showing an example of the amplitude characteristic of the analog circuit 25. The horizontal axis of the graph in FIG. 4A represents the amplitude B of the analog signal SAi output from the analog circuit 25, and the vertical axis represents the amplitude A of the analog signal SA input to the analog circuit 25. Yes. In the following description, it is assumed that the analog circuit 25 has a linear characteristic.

図４（ｂ）は、ＲＦアンプ２１の振幅特性の一例を概略的に示したグラフである。図４（ｂ）のグラフの横軸は、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂを表しており、縦軸は、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡoの振幅Ｃを表している。図４（ｂ）のグラフには、２つの振幅特性ＣＡ0およびＣＡpが示されている。振幅特性ＣＡ0（実線）は、ＲＦアンプ２１の振幅特性であり、一方、振幅特性ＣＡp（一点鎖線）は、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプの振幅特性を示している。振幅ＢがＢ＝Ｂ0の場合、振幅ＣはＣ＝Ｃ0となる。ＲＦアンプ２１は、０≦Ｂ≦Ｂ0の範囲では、振幅の線形性が成り立つが、Ｂ0＜Ｂの範囲では線形性は成り立たず、非線形性になっていることが分かる。 FIG. 4B is a graph schematically showing an example of the amplitude characteristic of the RF amplifier 21. The horizontal axis of the graph in FIG. 4B represents the amplitude B of the input analog signal SAi of the RF amplifier 21, and the vertical axis represents the amplitude C of the output analog signal SAo of the RF amplifier 21. In the graph of FIG. 4B, two amplitude characteristics CA0 and CAp are shown. The amplitude characteristic CA0 (solid line) is the amplitude characteristic of the RF amplifier 21, while the amplitude characteristic CAp (one-dot chain line) indicates the amplitude characteristic of an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic. When the amplitude B is B = B0, the amplitude C is C = C0. It can be seen that the RF amplifier 21 is linear in amplitude in the range of 0 ≦ B ≦ B 0, but is not linear in the range of B 0 <B and is nonlinear.

図４（ｃ）は、ＲＦアンプ２１の振幅比特性を表すグラフである。図４（ｃ）のグラフの横軸は、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂを表しており、縦軸は、出力アナログ信号ＳＡoの振幅Ｃと入力アナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂとの振幅比Ｒを表している。図４（ｃ）のグラフには、２つの振幅比特性ＣＲ0およびＣＲpが示されている。振幅比特性ＣＲ0（実線）は、ＲＦアンプ２１についての振幅比特性であり、一方、振幅比特性ＣＲp（一点鎖線）は、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプについての振幅比特性である。線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプは、振幅Ｂの値に関わらず線形性が成り立つので、振幅比特性ＣＲpはＲ＝Ｒ０の直線で示される。一方、ＲＦアンプ２１では、０≦B≦Ｂ0の範囲では、振幅の線形性が成り立つので、Ｒ＝Ｒ0となるが、Ｂ0＜Ｂの範囲では線形性は成り立たないので、振幅比Ｒは、Ｒ＝Ｒ0とは異なる値になる。尚、図４（ｃ）では、振幅比Ｒは、線形性が成り立つ領域に基づいて正規化してある。 FIG. 4C is a graph showing the amplitude ratio characteristic of the RF amplifier 21. The horizontal axis of the graph of FIG. 4C represents the amplitude B of the input analog signal SAi of the RF amplifier 21, and the vertical axis represents the amplitude C of the output analog signal SAo and the amplitude B of the input analog signal SAi. The ratio R is represented. In the graph of FIG. 4C, two amplitude ratio characteristics CR0 and CRp are shown. The amplitude ratio characteristic CR0 (solid line) is an amplitude ratio characteristic for the RF amplifier 21, while the amplitude ratio characteristic CRp (one-dot chain line) is an amplitude ratio characteristic for an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic. Since an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic is linear regardless of the value of the amplitude B, the amplitude ratio characteristic CRp is represented by a straight line of R = R0. On the other hand, in the RF amplifier 21, since linearity of amplitude is established in the range of 0 ≦ B ≦ B0, R = R0. However, linearity is not established in the range of B0 <B. Therefore, the amplitude ratio R is R = A value different from R0. In FIG. 4C, the amplitude ratio R is normalized based on a region where linearity is established.

例えば、振幅信号Ａ（図３参照）に含まれる振幅のデータが振幅Ａｘを表している場合、アナログ回路２５に入力されるアナログ信号ＳＡの振幅Ａも、Ａ＝Ａｘとなる（図４（ａ）参照）。この場合、アナログ回路２５から出力されるアナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂは、Ｂ＝Ｂｘとなる（図４（ａ）参照）。したがって、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉの振幅ＢもＢ＝Ｂｘとなる（図４（ｂ）参照）。しかし、図４（ｂ）に示すように、ＲＦアンプ２１では、０≦Ｂ≦Ｂ0の範囲では、振幅の線形性が成り立つが、Ｂ0＜Ｂの範囲では振幅の線形性は成り立たない。Ｂｘは、Ｂ0＜Ｂの範囲に存在しているので、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡｏの振幅Ｃは、振幅特性ＣＡ0により、Ｃ＝Ｃｘとなる（図４（ｂ）参照）。一方、線形の振幅特性を有する理想のアンプの出力アナログ信号の振幅Ｃは、振幅特性ＣＡpにより、Ｃ＝Ｃｘ’となる。したがって、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡｏの振幅Ｃは、線形の振幅特性を有する理想のアンプの出力アナログ信号の振幅Ｃ＝Ｃｘ’とは異なる値になる。 For example, when the amplitude data included in the amplitude signal A (see FIG. 3) represents the amplitude Ax, the amplitude A of the analog signal SA input to the analog circuit 25 is also A = Ax (FIG. 4A )reference). In this case, the amplitude B of the analog signal SAi output from the analog circuit 25 is B = Bx (see FIG. 4A). Therefore, the amplitude B of the input analog signal SAi of the RF amplifier 21 is also B = Bx (see FIG. 4B). However, as shown in FIG. 4B, in the RF amplifier 21, the linearity of the amplitude is satisfied in the range of 0 ≦ B ≦ B0, but the linearity of the amplitude is not satisfied in the range of B0 <B. Since Bx exists in the range of B0 <B, the amplitude C of the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 is C = Cx due to the amplitude characteristic CA0 (see FIG. 4B). On the other hand, the amplitude C of the output analog signal of an ideal amplifier having a linear amplitude characteristic is C = Cx ′ due to the amplitude characteristic CAp. Therefore, the amplitude C of the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 is different from the amplitude C = Cx ′ of the output analog signal of an ideal amplifier having a linear amplitude characteristic.

図４では、入力アナログ信号ＳＡｉと出力アナログ信号ＳＡｏとの振幅についての非線形性について説明したが、位相の非線形性についても、振幅と同様に説明することができる。 In FIG. 4, the nonlinearity regarding the amplitude of the input analog signal SAi and the output analog signal SAo has been described. However, the nonlinearity of the phase can also be described similarly to the amplitude.

したがって、図３に示すエキサイタ２２０では、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することはできない。そこで、本実施形態のエキサイタ２２（図２参照）は、ＲＦアンプ２１の非線形特性が打ち消されるように、プリディストーション方式を用いて、予め振幅信号Ａおよび位相信号Ｐを補正している。本実施形態のエキサイタ２２は、予め振幅信号Ａおよび位相信号Ｐを補正するためのデジタル補正回路２３０を有している（図２参照）。デジタル補正回路２３０を用いることにより、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。以下に、この理由について説明する。 Therefore, the exciter 220 shown in FIG. 3 cannot compensate for the nonlinearity of the RF amplifier 21. Therefore, the exciter 22 (see FIG. 2) of the present embodiment corrects the amplitude signal A and the phase signal P in advance using a predistortion method so that the nonlinear characteristic of the RF amplifier 21 is canceled. The exciter 22 of this embodiment has a digital correction circuit 230 for correcting the amplitude signal A and the phase signal P in advance (see FIG. 2). By using the digital correction circuit 230, the nonlinearity of the RF amplifier 21 can be compensated. The reason for this will be described below.

従来のエキサイタ２２０（図３参照）では、振幅信号Ａに含まれる振幅のデータが振幅Ａ＝Ａｘを表している場合、アナログ回路２５に入力されるアナログ信号ＳＡの振幅Ａも、Ａ＝Ａｘとなる（図４（ａ）参照）。この場合、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡｏの振幅ＣはＣ＝Ｃｘとなり（図４（ｂ）参照）、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプの出力アナログ信号の振幅Ｃ＝Ｃｘ’とは異なる値になる。しかし、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂを、Ｂ＝Ｂｘ’にすることができれば、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡｏの振幅ＣはＣ＝Ｃｘ’となり、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプの出力アナログ信号の振幅Ｃ＝Ｃｘ’に一致する。ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉの振幅Ｂを、Ｂ＝Ｂｘ’にするためには、アナログ回路２５に、振幅Ａｘではなく振幅Ａｘ’のアナログ信号ＳＡを入力すればよい（図４（ａ）参照）。つまり、アナログ回路２５に、振幅Ａｘではなく振幅Ａｘ’のアナログ信号ＳＡを入力すれば、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプと同じ振幅Ｃ＝Ｃｘ’を得ることができる。しかし、振幅信号Ａに含まれる振幅のデータは、振幅Ａ＝Ａｘを表しているので、従来のエキサイタ２２０では、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡｏは、振幅Ｃ＝Ｃｘとなり、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプの振幅Ｃ＝Ｃｘ’からずれてしまう。上記の説明では、振幅について説明しているが、位相についても、線形の位相特性を有する理想のＲＦアンプからずれてしまう。そこで、本実施形態のエキサイタ２２は、予め振幅信号Ａおよび位相信号Ｐを補正するためのデジタル補正回路２３０を有している（図２参照）。デジタル補正回路２３０は、振幅信号Ａおよび位相信号Ｐを補正するための補正用データが記憶されているルックアップテーブル２３２を有している。デジタル補正回路２３０は、ルックアップテーブル２３２に記憶されている振幅補正用データに基づいて振幅信号Ａを補正し、更に、ルックアップテーブル２３２に記憶されている位相補正用データに基づいて位相信号Ｐを補正する。例えば、振幅信号Ａに含まれる振幅のデータが振幅Ａ＝Ａｘを表している場合、Ａｘは、振幅補正用データにより、Ａｘ’に補正される。したがって、ＲＦアンプ２１の振幅比特性ＣＲ０（図４（ｃ）参照）を、見かけ上、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプの振幅比特性ＣＲｐに一致させることができるので、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。上記の説明では、振幅信号Ａの補正について説明しているが、位相信号Ｐについては、位相補正用データにより補正され、同様にＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。 In the conventional exciter 220 (see FIG. 3), when the amplitude data included in the amplitude signal A represents the amplitude A = Ax, the amplitude A of the analog signal SA input to the analog circuit 25 is also A = Ax. (See FIG. 4A). In this case, the amplitude C of the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 is C = Cx (see FIG. 4B), and the amplitude C = Cx ′ of the output analog signal of the ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic. It becomes a different value. However, if the amplitude B of the input analog signal SAi of the RF amplifier 21 can be set to B = Bx ′, the amplitude C of the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 becomes C = Cx ′, which is an ideal having a linear amplitude characteristic. This corresponds to the amplitude C = Cx ′ of the output analog signal of the RF amplifier. In order to set the amplitude B of the input analog signal SAi of the RF amplifier 21 to B = Bx ′, the analog signal SA having the amplitude Ax ′ is input to the analog circuit 25 instead of the amplitude Ax (FIG. 4A). reference). That is, if the analog signal SA having the amplitude Ax ′ instead of the amplitude Ax is input to the analog circuit 25, the same amplitude C = Cx ′ as that of an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic can be obtained. However, since the amplitude data included in the amplitude signal A represents the amplitude A = Ax, in the conventional exciter 220, the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 has an amplitude C = Cx, and linear amplitude characteristics are obtained. It deviates from the amplitude C = Cx ′ of the ideal RF amplifier. In the above description, the amplitude is described, but the phase is also deviated from an ideal RF amplifier having a linear phase characteristic. Therefore, the exciter 22 of this embodiment has a digital correction circuit 230 for correcting the amplitude signal A and the phase signal P in advance (see FIG. 2). The digital correction circuit 230 has a lookup table 232 in which correction data for correcting the amplitude signal A and the phase signal P is stored. The digital correction circuit 230 corrects the amplitude signal A based on the amplitude correction data stored in the lookup table 232, and further, the phase signal P based on the phase correction data stored in the lookup table 232. Correct. For example, when the amplitude data included in the amplitude signal A represents the amplitude A = Ax, Ax is corrected to Ax ′ by the amplitude correction data. Therefore, the amplitude ratio characteristic CR0 (see FIG. 4C) of the RF amplifier 21 can be made to coincide with the amplitude ratio characteristic CRp of an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic. Non-linearity can be compensated. In the above description, the correction of the amplitude signal A has been described. However, the phase signal P is corrected by the phase correction data, and the nonlinearity of the RF amplifier 21 can be similarly compensated.

ただし、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償するためには、上記のように、振幅補正用データおよび位相補正用データを定める必要がある。そこで、本実施形態では、振幅補正用データおよび位相補正用データを算出する補正用データ算出手段２６（図１参照）を有している。次に、補正用データ算出手段２６がどのようにして補正用データを算出しているかについて、以下に具体的に説明する。 However, in order to compensate for the nonlinearity of the RF amplifier 21, it is necessary to determine the amplitude correction data and the phase correction data as described above. Therefore, in the present embodiment, the correction data calculation means 26 (see FIG. 1) for calculating the amplitude correction data and the phase correction data is provided. Next, how the correction data calculation means 26 calculates the correction data will be specifically described below.

補正前の振幅Ａｘを補正後の振幅Ａｘ’に補正するためには、アナログ回路２５の振幅特性（図４（ａ））と、ＲＦアンプ２１の振幅比特性ＣＲ０（又は振幅特性ＣＡ０）が分からなければならない。ただし、アナログ回路２５の振幅特性（図４（ａ））は線形特性を示すと仮定しているので、ＲＦアンプ２１の振幅比特性ＣＲ０（又は振幅特性ＣＡ０）が分かればよい。そこで、補正用データ算出手段２６は、補正用データを算出する前に、ＲＦアンプ２１がどのような振幅比特性ＣＲ０（又は振幅特性ＣＡ０）を有しているのかを表すデータを収集する。ＲＦアンプ２１の振幅比特性ＣＲ０（又は振幅特性ＣＡ０）は、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡiと出力アナログ信号ＳＡoによって決まる。したがって、補正用データ算出手段２６に、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡiと出力アナログ信号ＳＡoとを供給すれば、補正用データ算出手段２６は、ＲＦアンプ２１の振幅比特性ＣＲ０（又は振幅特性ＣＡ０）のデータを収集することができる。そこで、補正用データ算出手段２６に、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡiと出力アナログ信号ＳＡoとを供給する。ただし、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡoは、ＲＦアンプ２１で増幅されているので、出力アナログ信号ＳＡoを補正用データ算出手段２６の受信器２７に直接供給すると、受信器２７が故障する恐れがある。したがって、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡoは、受信器２７に直接供給するのではなく、いったん減衰させ、減衰した出力アナログ信号ＳＡoを受信器２７に供給することが好ましい。そこで、オペレータ２は、補正用データ算出手段２６に補正用データを算出させる前に、ＲＦアンプ２１と受信器２７との間に、減衰装置２９を接続する（図５参照）。 In order to correct the amplitude Ax before correction to the amplitude Ax ′ after correction, the amplitude characteristic (FIG. 4A) of the analog circuit 25 and the amplitude ratio characteristic CR0 (or amplitude characteristic CA0) of the RF amplifier 21 are known. There must be. However, since it is assumed that the amplitude characteristic (FIG. 4A) of the analog circuit 25 exhibits a linear characteristic, it is only necessary to know the amplitude ratio characteristic CR0 (or amplitude characteristic CA0) of the RF amplifier 21. Therefore, the correction data calculation means 26 collects data indicating what amplitude ratio characteristic CR0 (or amplitude characteristic CA0) the RF amplifier 21 has before calculating correction data. The amplitude ratio characteristic CR0 (or amplitude characteristic CA0) of the RF amplifier 21 is determined by the input analog signal SAi and output analog signal SAo of the RF amplifier 21. Therefore, when the input analog signal SAi and the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 are supplied to the correction data calculation means 26, the correction data calculation means 26 can detect the amplitude ratio characteristic CR0 (or amplitude characteristic CA0) of the RF amplifier 21. ) Data can be collected. Therefore, the input analog signal SAi and the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 are supplied to the correction data calculation means 26. However, since the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 is amplified by the RF amplifier 21, if the output analog signal SAo is directly supplied to the receiver 27 of the correction data calculation means 26, the receiver 27 may break down. is there. Therefore, it is preferable that the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 is not directly supplied to the receiver 27 but is attenuated once and the attenuated output analog signal SAo is supplied to the receiver 27. Therefore, the operator 2 connects the attenuation device 29 between the RF amplifier 21 and the receiver 27 before the correction data calculation means 26 calculates the correction data (see FIG. 5).

図５は、ＲＦアンプ２１と受信器２７との間に、減衰装置２９が接続されたＭＲＩ装置１を示す斜視図である。 FIG. 5 is a perspective view showing the MRI apparatus 1 in which an attenuation device 29 is connected between the RF amplifier 21 and the receiver 27.

減衰装置２９を接続することにより、ＲＦアンプ２１の出力アナログ信号ＳＡoを減衰させて受信器２７に供給することができる。図５に示すように、ＲＦアンプ２１と受信器２７との間に、減衰装置２９を接続した後、オペレータ２は、入力装置３０を操作して、補正用データを算出するための命令をアナログ回路２５に入力する。アナログ回路２５は、この命令を受けて、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉを受信器２７に出力する。したがって、受信器２７は、入力アナログ信号ＳＡｉを受け取る。受信器２７が入力アナログ信号ＳＡｉを受信した後、アナログ回路２５は、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉをＲＦアンプ２１に供給する。ＲＦアンプ２１は、入力アナログ信号ＳＡｉを増幅し、出力アナログ信号ＳＡoを出力する。出力アナログ信号ＳＡoは、減衰装置２９に供給される。減衰装置２９は、出力アナログ信号ＳＡoを減衰させて受信器２７に供給する。したがって、受信器２７は、入力アナログ信号ＳＡiと、減衰した出力アナログ信号ＳＡoとを受け取る。受信器２７は、受け取った信号から、入力アナログ信号ＳＡiの振幅Ｂのデータと、出力アナログ信号ＳＡoの振幅Ｃのデータとを取得する。その後、ホスト２８が、取得したこれらの振幅ＢおよびＣのデータに基づいて、ＲＦアンプ２１の非線形特性を打ち消すための補正用データを算出する。例えば、振幅Ａｘに対しては、振幅Ａｘ’に補正するための補正用データが算出される。したがって、補正後の振幅Ａｘ’を用いることによって、ＲＦアンプ２１から、線形の振幅特性を有する理想のＲＦアンプと同じ振幅Ｃ＝Ｃｘ’の出力アナログ信号ＳＡｏが出力されるので、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。ただし、補正用データ算出手段２６が、振幅Ａ（又は位相）の値ごとに異なる補正用データを算出すると、必要な補正用データの数が膨大になり、補正用データを記憶するために大容量のメモリが必要となり、コストが掛かる。そこで、本実施形態では、より少ない数の補正用データで振幅Ａ（又は位相）を補正することができるように、補正用データ算出手段２６は、以下のようにして補正用データを算出している。 By connecting the attenuating device 29, the output analog signal SAo of the RF amplifier 21 can be attenuated and supplied to the receiver 27. As shown in FIG. 5, after connecting the attenuation device 29 between the RF amplifier 21 and the receiver 27, the operator 2 operates the input device 30 to issue an instruction for calculating correction data in an analog manner. Input to the circuit 25. In response to this command, the analog circuit 25 outputs the input analog signal SAi of the RF amplifier 21 to the receiver 27. Therefore, the receiver 27 receives the input analog signal SAi. After the receiver 27 receives the input analog signal SAi, the analog circuit 25 supplies the input analog signal SAi of the RF amplifier 21 to the RF amplifier 21. The RF amplifier 21 amplifies the input analog signal SAi and outputs an output analog signal SAo. The output analog signal SAo is supplied to the attenuator 29. The attenuator 29 attenuates the output analog signal SAo and supplies it to the receiver 27. Accordingly, the receiver 27 receives the input analog signal SAi and the attenuated output analog signal SAo. The receiver 27 acquires data of the amplitude B of the input analog signal SAi and data of the amplitude C of the output analog signal SAo from the received signal. Thereafter, the host 28 calculates correction data for canceling the nonlinear characteristics of the RF amplifier 21 based on the acquired data of the amplitudes B and C. For example, for the amplitude Ax, correction data for correcting to the amplitude Ax ′ is calculated. Therefore, by using the corrected amplitude Ax ′, the RF amplifier 21 outputs the output analog signal SAo having the same amplitude C = Cx ′ as that of an ideal RF amplifier having a linear amplitude characteristic. Non-linearity can be compensated. However, if the correction data calculation means 26 calculates different correction data for each value of the amplitude A (or phase), the number of necessary correction data becomes enormous and a large capacity is required to store the correction data. Memory is required, which is expensive. Therefore, in the present embodiment, the correction data calculation unit 26 calculates the correction data as follows so that the amplitude A (or phase) can be corrected with a smaller number of correction data. Yes.

図６は、図４に示すＲＦアンプ２１の特性を複数の領域に分割した図である。 FIG. 6 is a diagram in which the characteristics of the RF amplifier 21 shown in FIG. 4 are divided into a plurality of regions.

図６に示すように、補正用データ算出手段２６は、非線形を示す振幅Ｂの範囲（Ｂ0＜Ｂ）を、複数の領域に分割する。図６では、振幅Ｂ＝ｂ0〜ｂnを基準にして、ｎ個の領域[１]〜[ｎ]に分割されている（線形を示す振幅の範囲（０＜ｂ＜ｂ0）は、分割されず、一つの領域[０]で示されている）。各領域[１]〜[ｎ]の幅Ｗ１〜Ｗｎは、同じ値でもよく、異なる値でもよい。幅Ｗ１〜Ｗｎは、ＲＦアンプ２１の特性に応じて決められる値である。 As shown in FIG. 6, the correction data calculation means 26 divides the range of amplitude B (B0 <B) indicating nonlinearity into a plurality of regions. In FIG. 6, the amplitude B is divided into n regions [1] to [n] with reference to the amplitude B = b0 to bn (the linear amplitude range (0 <b <b0) is not divided). , Indicated by one region [0]). The widths W1 to Wn of the regions [1] to [n] may be the same value or different values. The widths W1 to Wn are values determined according to the characteristics of the RF amplifier 21.

本実施形態では、各領域[０]〜[ｎ]ごとに、補正用データＫ０〜Ｋｎを割り当てる。図６（ａ）には、２つの補正前の振幅ＡｘおよびＡｙが示されている。補正前の振幅Ａｘは振幅Ｂｘに対応しており、振幅Ｂｘは領域[n-1]に属している。したがって、振幅信号ＡがＡ＝Ａｘの場合、振幅信号Ａは補正用データＫn-1で補正される。また、補正前の振幅Ａｙは振幅Ｂｙに対応しており、振幅Ｂｙも領域[n-1]に属している。したがって、振幅信号ＡがＡ＝Ａｙの場合も、振幅信号Ａは補正用データＫn-1で補正される。したがって、振幅信号Ａが表す振幅の値ごとに異なる補正用データを準備する必要がなく、必要な補正用データの数を少なくすることができる。領域[０]では、線形性が成り立つので、補正用データＫ０＝１である。 In the present embodiment, correction data K0 to Kn are assigned to each of the areas [0] to [n]. FIG. 6A shows two amplitudes Ax and Ay before correction. The amplitude Ax before correction corresponds to the amplitude Bx, and the amplitude Bx belongs to the region [n−1]. Therefore, when the amplitude signal A is A = Ax, the amplitude signal A is corrected with the correction data Kn-1. The amplitude Ay before correction corresponds to the amplitude By, and the amplitude By also belongs to the region [n−1]. Therefore, even when the amplitude signal A is A = Ay, the amplitude signal A is corrected with the correction data Kn-1. Therefore, it is not necessary to prepare different correction data for each amplitude value represented by the amplitude signal A, and the number of necessary correction data can be reduced. In the region [0], since the linearity is established, the correction data K0 = 1.

尚、ＲＦアンプ２１の振幅Ｂの範囲を分割する領域[０]〜[ｎ]の数が少なければ少ないほど、補正用データの数も少なくすることができるが、補正用データの数が少なすぎると、振幅Ｂの値によっては、ＲＦアンプ２１の非線形性を十分に補償することができない場合がある。一方で、ＲＦアンプ２１の振幅Ｂの範囲を分割する領域[０]〜[ｎ]の数が多すぎると、大容量のメモリが必要となる。したがって、ＲＦアンプ２１の非線形性を十分に補償するという観点と、メモリの容量をできるだけ小さくするという観点とのトレードオフを考慮して、ＲＦアンプ２１の振幅Ｂの範囲を分割する領域[０]〜[ｎ]の数を決定すればよい。 The smaller the number of areas [0] to [n] that divide the range of the amplitude B of the RF amplifier 21, the smaller the number of correction data can be. However, the number of correction data is too small. Depending on the value of the amplitude B, the nonlinearity of the RF amplifier 21 may not be sufficiently compensated. On the other hand, if the number of areas [0] to [n] that divide the range of the amplitude B of the RF amplifier 21 is too large, a large-capacity memory is required. Therefore, in consideration of the trade-off between the viewpoint of sufficiently compensating the nonlinearity of the RF amplifier 21 and the viewpoint of reducing the memory capacity as much as possible, the region [0] for dividing the range of the amplitude B of the RF amplifier 21 The number of ~ [n] may be determined.

上記のようにして、補正用データ算出手段２６が、各領域[０]〜[ｎ]ごとに、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償するための補正用データＫ０〜Ｋｎを決定する。 As described above, the correction data calculation unit 26 determines the correction data K0 to Kn for compensating the nonlinearity of the RF amplifier 21 for each of the regions [0] to [n].

補正用データＫ０〜Ｋｎは、振幅用ＬＵＴ２３３（図２参照）に記憶される。 The correction data K0 to Kn are stored in the amplitude LUT 233 (see FIG. 2).

図７は、振幅用ＬＵＴ２３３を概略的に示す図である。 FIG. 7 is a diagram schematically showing the amplitude LUT 233.

振幅用ＬＵＴ２３３には振幅補正用データＫ0〜Ｋｎが記憶されている。したがって、振幅用ＬＵＴ２３３の振幅補正用データを用いて、振幅信号Ａを補正することにより、ＲＦアンプ２１の非線形性を補償することができる。 The amplitude LUT 233 stores amplitude correction data K0 to Kn. Therefore, the nonlinearity of the RF amplifier 21 can be compensated by correcting the amplitude signal A using the amplitude correction data of the amplitude LUT 233.

尚、上記の説明では、振幅補正用データＫ0〜Ｋｎについて説明されているが、位相補正用データＪ0〜Ｊｎについても、同様に説明できる。位相補正用データＪ0〜Ｊｎは、位相用ＬＵＴ２３４に記憶される。 In the above description, the amplitude correction data K0 to Kn are described. However, the phase correction data J0 to Jn can be similarly described. The phase correction data J0 to Jn are stored in the phase LUT 234.

図８は、位相用ＬＵＴ２３４を概略的に示す図である。 FIG. 8 is a diagram schematically showing the phase LUT 234.

位相用ＬＵＴ２３４には位相補正用データＪ0〜Ｊｎが記憶されている。尚、位相用ＬＵＴ２３４に規定されている領域[０]〜[ｎ]は、振幅用ＬＵＴ２３３に規定されている領域[０]〜[ｎ]をそのまま使用できる場合もあれば、位相用の領域[０]〜[ｎ]を新たに設定しなければならない場合もある。領域[０]〜[ｎ]を、振幅用ＬＵＴ２３３および位相用ＬＵＴ２３４に共通に使用することができるかどうかは、ＲＦアンプ２１の非線形特性などによって決まることである。したがって、振幅補正用データおよび位相補正用データを設定する場合は、ＲＦアンプ２１の非線形性特性などに基づいて領域[０]〜[ｎ]を決めればよい。本実施形態では、領域[０]〜[ｎ]は、振幅用ＬＵＴ２３３および位相用ＬＵＴ２３４に共通に使用されている。 The phase LUT 234 stores phase correction data J0 to Jn. The areas [0] to [n] defined in the phase LUT 234 may be the areas [0] to [n] defined in the amplitude LUT 233 as they are, or the phase area [ It may be necessary to newly set 0] to [n]. Whether the regions [0] to [n] can be used in common for the amplitude LUT 233 and the phase LUT 234 depends on the nonlinear characteristics of the RF amplifier 21 and the like. Therefore, when setting the amplitude correction data and the phase correction data, the regions [0] to [n] may be determined based on the nonlinearity characteristics of the RF amplifier 21 and the like. In this embodiment, the areas [0] to [n] are used in common for the amplitude LUT 233 and the phase LUT 234.

上記のようにして、振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜Ｊｎを算出した後、ホスト２８が、振幅補正用データＫ１〜Ｋｎを振幅用ＬＵＴ２３３に書き込み、位相補正用データＪ１〜Ｊｎを位相用ＬＵＴ２３４に書き込む。振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜Ｊｎの書込みが終了したら、減衰装置２９（図５参照）を取り外す。このようにして、補正用データを算出することができる。 After calculating the amplitude correction data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn as described above, the host 28 writes the amplitude correction data K1 to Kn in the amplitude LUT 233 and the phase correction data J1 to J1. Jn is written into the phase LUT 234. When the writing of the amplitude correction data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn is completed, the attenuation device 29 (see FIG. 5) is removed. In this way, correction data can be calculated.

尚、振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜Ｊｎは、ホスト２８に保存しておき、オペレータ２が被検体３をスキャンするスキャン実行命令を入力したときにホスト２８から振幅用ＬＵＴ２３３および位相用ＬＵＴ２３４にダウンロードされるようにしてもよい。また、ＭＲＩ装置の電源をＯＮした際の立上げ時、再起動時、スキャン命令の実行前（オートプリスキャン時など）に、ダウンロードされるようにしてもよい。 The amplitude correction data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn are stored in the host 28, and the amplitude LUT 233 is input from the host 28 when the operator 2 inputs a scan execution command for scanning the subject 3. And may be downloaded to the phase LUT 234. Alternatively, the data may be downloaded when the MRI apparatus is turned on, started up, restarted, or before execution of a scan command (such as during auto prescan).

また、ＲＦアンプ２１を制御装置２０に組み込む前に、ＲＦアンプ２１の非線形特性のデータを収集することにより振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜Ｊｎを算出しておき、振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜ＪｎをＲＦアンプ２１に記憶させてもよい。この場合、オペレータ２が被検体３をスキャンするスキャン実行命令を入力したときに、振幅補正用データＫ１〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ１〜Ｊｎを、ＲＦアンプ２１からホスト２８に一旦ダウンロードし、次に、ホスト２８から振幅用ＬＵＴ２３３および位相用ＬＵＴ２３４にダウンロードされるようにすることができる。また、ＭＲＩ装置の電源をＯＮした際の立上げ時、再起動時、スキャン命令の実行前（オートプリスキャン時など）に、ダウンロードしてもよい。 Further, before the RF amplifier 21 is incorporated in the control device 20, the amplitude correction data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn are calculated by collecting the data of the nonlinear characteristics of the RF amplifier 21, and the amplitude correction is performed. The data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn may be stored in the RF amplifier 21. In this case, when the operator 2 inputs a scan execution command for scanning the subject 3, the amplitude correction data K1 to Kn and the phase correction data J1 to Jn are temporarily downloaded from the RF amplifier 21 to the host 28, and then In addition, the data can be downloaded from the host 28 to the amplitude LUT 233 and the phase LUT 234. Further, it may be downloaded at the time of startup when the power of the MRI apparatus is turned on, at the time of restart, or before execution of a scan command (such as at the time of auto prescan).

次に、デジタル補正回路２３０の構造および動作について、図２を参照しながら説明する。 Next, the structure and operation of the digital correction circuit 230 will be described with reference to FIG.

デジタル補正回路２３０は、補正用データ決定手段２３１および補正信号生成手段２４０を有している。 The digital correction circuit 230 includes a correction data determination unit 231 and a correction signal generation unit 240.

補正用データ決定手段２３１は、振幅補正用データＫ0〜Ｋｎと位相補正用データＪ0〜Ｊｎとを記憶するルックアップテーブル２３２を有している。ルックアップテーブル２３２は、振幅用ＬＵＴ２３３と、位相用ＬＵＴ２３４とを有している。振幅用ＬＵＴ２３３は、振幅信号Ａに含まれる振幅のデータを補正するための振幅補正用データＫ0〜Ｋｎを記憶する（図７参照）。また、位相用ＬＵＴ２３４は、位相信号Ｐに含まれる位相のデータを補正するための位相補正用データＪ0〜Ｊnを記憶する（図８参照）。補正用データＫ１〜Ｋｎおよび補正用データＪ１〜Ｊnは、図３〜図８を参照しながら説明したやり方で決定されている。 The correction data determination means 231 has a look-up table 232 that stores amplitude correction data K0 to Kn and phase correction data J0 to Jn. The lookup table 232 has an amplitude LUT 233 and a phase LUT 234. The amplitude LUT 233 stores amplitude correction data K0 to Kn for correcting the amplitude data included in the amplitude signal A (see FIG. 7). The phase LUT 234 stores phase correction data J0 to Jn for correcting phase data included in the phase signal P (see FIG. 8). The correction data K1 to Kn and the correction data J1 to Jn are determined in the manner described with reference to FIGS.

補正用データ決定手段２３１は、ルックアップテーブル２３２から、振幅補正用データと、位相補正用データとを選択する。ただし、振幅補正用データおよび位相補正用データを決定するためには、図６を参照しながら説明したように、補正前の振幅Ａ（例えば、Ａ＝Ａｘ、Ａｙ）に対応する振幅Ｂ（例えばＢ＝Ｂｘ、Ｂｙ）が、どの領域[０]〜[ｎ]に属しているかを認識する必要がある。そこで、補正用データ決定手段２３１は、対応する振幅Ｂ（例えばＢ＝Ｂｘ、Ｂｙ）がどの領域[０]〜[ｎ]に属しているかを認識することができるように、しきい値保持部２３５と、振幅信号変換部２３６と、補正用データ選択部２３９とを有している。 The correction data determination unit 231 selects amplitude correction data and phase correction data from the lookup table 232. However, in order to determine the amplitude correction data and the phase correction data, as described with reference to FIG. 6, the amplitude B (for example, A = Ax, Ay) corresponding to the amplitude A before correction (for example, A = Ax, Ay). It is necessary to recognize which region [0] to [n] B = Bx, By) belongs to. Accordingly, the correction data determining unit 231 can recognize which region [0] to [n] the corresponding amplitude B (for example, B = Bx, By) belongs to the threshold value holding unit. 235, an amplitude signal conversion unit 236, and a correction data selection unit 239.

しきい値保持部２３５は、領域[０]〜[ｎ]を区別するためのしきい値（振幅ｂ0〜ｂｎ）を記憶する。 The threshold value holding unit 235 stores threshold values (amplitudes b0 to bn) for distinguishing the regions [0] to [n].

振幅信号変換部２３６は、振幅信号Ａを振幅信号Ｂに変換する。振幅信号Ｂは、補正前の振幅Ａに対応する振幅Ｂ（図４（ａ）参照）のデータを含む信号である。補正前の振幅Ａに対応する振幅Ｂは、アナログ回路２５の振幅特性(図４（ａ）参照)によって決定されるので、アナログ回路２５の振幅特性が分かれば、振幅信号Ｂを算出することができる。アナログ回路２５の振幅特性は、減衰量指定信号Ｇ（図２参照）によって決定されるので、振幅信号Ａに、減衰量指定信号Ｇを乗算することにより、振幅信号Ａを振幅信号Ｂに変換することができる。例えば、振幅信号Ａに含まれる振幅のデータがＡ＝Ａｘであれば、振幅信号Ｂに含まれる振幅のデータはＢ＝Ｂｘとなる。ただし、減衰量指定信号Ｇはデシベルで表されているので、デシベル表記の減衰量を、そのまま振幅信号Ａに乗算しても、正しい振幅の値は得られない。そこで、振幅信号変換部２３６は、減衰量指定信号Ｇをデシベルから絶対値に変換するためのデシベル−絶対値変換部２３７を有している。減衰量指定信号Ｇは、デシベル−絶対値変換部２３７で絶対値に変換され、乗算器２３８で乗算される。このようにして、振幅信号Ａが振幅信号Ｂに変換される。以下では、振幅信号Ｂに含まれる振幅のデータはＢ＝Ｂｘであるとして説明を続ける。 The amplitude signal conversion unit 236 converts the amplitude signal A into the amplitude signal B. The amplitude signal B is a signal including data of the amplitude B (see FIG. 4A) corresponding to the amplitude A before correction. Since the amplitude B corresponding to the amplitude A before correction is determined by the amplitude characteristic of the analog circuit 25 (see FIG. 4A), the amplitude signal B can be calculated if the amplitude characteristic of the analog circuit 25 is known. it can. Since the amplitude characteristic of the analog circuit 25 is determined by the attenuation amount designation signal G (see FIG. 2), the amplitude signal A is converted into the amplitude signal B by multiplying the amplitude signal A by the attenuation amount designation signal G. be able to. For example, if the amplitude data included in the amplitude signal A is A = Ax, the amplitude data included in the amplitude signal B is B = Bx. However, since the attenuation amount designation signal G is expressed in decibels, even if the attenuation amount expressed in decibels is multiplied by the amplitude signal A as it is, a correct amplitude value cannot be obtained. Therefore, the amplitude signal conversion unit 236 includes a decibel-absolute value conversion unit 237 for converting the attenuation amount designation signal G from decibels to absolute values. The attenuation amount designation signal G is converted into an absolute value by the decibel-absolute value conversion unit 237 and multiplied by the multiplier 238. In this way, the amplitude signal A is converted into the amplitude signal B. In the following, the description is continued assuming that the amplitude data included in the amplitude signal B is B = Bx.

補正用データ選択部２３９は、しきい値保持記憶部２３５に記憶されたしきい値（振幅ｂ0〜ｂｎ）と、振幅信号変換部２３６が出力した振幅Ｂの値とを比較し、その比較結果に基づいて、振幅用ＬＵＴ２３３の中から、振幅信号Ａを補正するための振幅補正用データを選択する。振幅Ｂｘは領域[n-1]に属しているので、振幅補正用データＫn-1を選択する（図７参照）。 The correction data selection unit 239 compares the threshold value (amplitude b0 to bn) stored in the threshold value holding storage unit 235 with the value of the amplitude B output from the amplitude signal conversion unit 236, and the comparison result Based on the above, amplitude correction data for correcting the amplitude signal A is selected from the amplitude LUT 233. Since the amplitude Bx belongs to the region [n-1], the amplitude correction data Kn-1 is selected (see FIG. 7).

更に、補正用データ選択部２３９は、位相用ＬＵＴ２３４の中から、位相信号Ｐを補正するための位相補正用データを選択する。以下では、位相補正用データＪn-1（図８参照）が選択されたとして説明を続ける。 Further, the correction data selection unit 239 selects phase correction data for correcting the phase signal P from the phase LUT 234. Hereinafter, the description will be continued assuming that the phase correction data Jn-1 (see FIG. 8) is selected.

また、デジタル補正回路２３０は、補正信号生成手段２４０を有している。補正信号生成手段２４０は、振幅信号Ａを補正するために、遅延手段２４１と乗算器２４２とを有している。遅延手段２４１は、補正用データ選択部２３９が振幅用ＬＵＴ２３３の中から振幅補正用データＫn-1を選択するのに必要な時間τａだけ、振幅信号Ａを遅延させる。時間τａだけ遅延した振幅信号Ａは、乗算器２４２に出力される。乗算器２４２は、時間τａだけ遅延した振幅信号Ａに対して、振幅補正用データＫn-1を乗算し、補正後の振幅Ａｘ’（図４（ａ）参照）のデータを含む補正振幅信号Ａ’を出力する。上記のように、遅延手段２３１は、振幅用ＬＵＴ２３３の中から振幅補正用データを選択するのに必要な時間τａだけ、振幅信号Ａを遅延させているので、振幅補正用データＫn-1は、振幅信号Ａに正しいタイミングで乗算される。 The digital correction circuit 230 includes a correction signal generation unit 240. The correction signal generation unit 240 includes a delay unit 241 and a multiplier 242 in order to correct the amplitude signal A. The delay means 241 delays the amplitude signal A by a time τa necessary for the correction data selection unit 239 to select the amplitude correction data Kn−1 from the amplitude LUT 233. The amplitude signal A delayed by the time τa is output to the multiplier 242. The multiplier 242 multiplies the amplitude signal A delayed by the time τa by the amplitude correction data Kn−1 and corrects the corrected amplitude signal A including data of the corrected amplitude Ax ′ (see FIG. 4A). 'Is output. As described above, the delay means 231 delays the amplitude signal A by the time τa necessary for selecting the amplitude correction data from the amplitude LUT 233, so that the amplitude correction data Kn-1 is The amplitude signal A is multiplied at the correct timing.

補正信号生成手段２４０は、更に、位相信号Ｐを補正するために、遅延手段２４３と加算器２４４とを有している。遅延手段２４１は、補正用データ選択部２３９が位相用ＬＵＴ２３４の中から位相補正用データＪn-1を選択するのに必要な時間τｐだけ、位相信号Ｐを遅延させる。時間τｐだけ遅延した位相信号Ｐは、加算器２４４に出力される。加算器２４４は、時間τｐだけ遅延した位相信号Ｐに対して、位相補正用データＪn-1を加算し、補正後の位相Ｐｘ’のデータを含む補正位相信号Ｐ’を出力する。上記のように、遅延手段２４３は、位相補正用データＪn-1を選択するのに必要な時間τｐだけ、位相信号Ｐを遅延させているので、位相補正用データＪn-1は、位相信号Ｐに正しいタイミングで加算される。 The correction signal generation unit 240 further includes a delay unit 243 and an adder 244 in order to correct the phase signal P. The delay unit 241 delays the phase signal P by a time τp necessary for the correction data selection unit 239 to select the phase correction data Jn−1 from the phase LUT 234. The phase signal P delayed by the time τp is output to the adder 244. The adder 244 adds the phase correction data Jn−1 to the phase signal P delayed by the time τp, and outputs a corrected phase signal P ′ including the corrected phase Px ′ data. As described above, the delay means 243 delays the phase signal P by the time τp necessary for selecting the phase correction data Jn−1. Therefore, the phase correction data Jn−1 Is added at the correct timing.

上記のようにして、デジタル補正回路２３０は、振幅信号Ａおよび位相信号Ｐを補正し、補正後の振幅Ａｘ’（図４（ａ）参照）のデータを含む補正振幅信号Ａ’と、補正後の位相Ｐｘ’（図示せず）のデータを含む位相振幅信号Ｐ’をデジタル信号生成回路３３０に出力する。 As described above, the digital correction circuit 230 corrects the amplitude signal A and the phase signal P, corrects the corrected amplitude signal A ′ including the corrected amplitude Ax ′ (see FIG. 4A), and the corrected amplitude signal A ′. The phase amplitude signal P ′ including the data of the phase Px ′ (not shown) is output to the digital signal generation circuit 330.

デジタル信号生成回路３３０の周波数発生器３３１は、補正位相信号Ｐ’と周波数信号Ｆとを受け取る。補正位相信号Ｐ’は補正後の位相Ｐｘ’のデータを含むデジタル信号であり、周波数信号Ｆは周波数のデータを含むデジタル信号である。周波数発生器３３１は、補正位相信号Ｐ’および周波数信号Ｆから、補正後の位相Ｐｘ’のデータと周波数Ｆのデータとを含むデジタル信号ＰＦ(Ｐ’，Ｆ)を生成する（ただし、Ｐ’＝Ｐｘ’）。このデジタル信号ＰＦ(Ｐ’，Ｆ)は、乗算器３３２に入力される。乗算器３３２は、周波数発生器３３１からのデジタル信号ＰＦ(Ｐ’，Ｆ)の他に、補正振幅信号Ａ’を受け取る。補正振幅信号Ａ’は、補正後の振幅Ａｘ’のデータを含むデジタル信号である。乗算器３３２は、デジタル信号ＰＦ(Ｐ’，Ｆ)に、補正振幅信号Ａ’を乗算し、補正後の振幅Ａ’（＝Ａｘ’）、補正後の位相Ｐ’（＝Ｐｘ’）、および周波数Ｆのデータを含むデジタル信号ＳＤ(Ａ’，Ｐ’，Ｆ)を生成する。デジタル信号ＳＤ(Ａ’，Ｐ’，Ｆ)は、ＤＡＣ２４でアナログ信号ＳＡに変換される。このアナログ信号ＳＡは、補正後の振幅Ａ’（＝Ａｘ’）、補正後の位相Ｐ’（＝Ｐｘ’）、および周波数Ｆのアナログ信号である。このアナログ信号ＳＡは、アナログ回路２５で、フィルタリングやゲイン調整などのアナログ信号処理が実行され、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉとして、ＲＦアンプ２１に供給される。ＲＦアンプ２１は、入力アナログ信号ＳＡｉを増幅し、増幅したアナログ信号ＳＡｉを、出力アナログ信号ＳＡoとして、ＲＦコイル１３に出力する。したがって、ＲＦコイル１３を駆動することができる。 The frequency generator 331 of the digital signal generation circuit 330 receives the correction phase signal P ′ and the frequency signal F. The corrected phase signal P ′ is a digital signal including data of the corrected phase Px ′, and the frequency signal F is a digital signal including frequency data. The frequency generator 331 generates a digital signal PF (P ′, F) including the corrected phase Px ′ data and the frequency F data from the corrected phase signal P ′ and the frequency signal F (where P ′). = Px '). The digital signal PF (P ′, F) is input to the multiplier 332. The multiplier 332 receives the corrected amplitude signal A ′ in addition to the digital signal PF (P ′, F) from the frequency generator 331. The corrected amplitude signal A ′ is a digital signal including corrected amplitude Ax ′ data. The multiplier 332 multiplies the digital signal PF (P ′, F) by the corrected amplitude signal A ′, the corrected amplitude A ′ (= Ax ′), the corrected phase P ′ (= Px ′), and A digital signal SD (A ′, P ′, F) including data of frequency F is generated. The digital signal SD (A ′, P ′, F) is converted into an analog signal SA by the DAC 24. The analog signal SA is an analog signal having a corrected amplitude A ′ (= Ax ′), a corrected phase P ′ (= Px ′), and a frequency F. This analog signal SA is subjected to analog signal processing such as filtering and gain adjustment in the analog circuit 25 and is supplied to the RF amplifier 21 as an input analog signal SAi of the RF amplifier 21. The RF amplifier 21 amplifies the input analog signal SAi and outputs the amplified analog signal SAi to the RF coil 13 as an output analog signal SAo. Therefore, the RF coil 13 can be driven.

上記のように、本実施形態では、ＲＦアンプ２１の入力アナログ信号ＳＡｉと出力アナログ信号ＳＡｏとに基づいて、振幅補正用データＫ0〜Ｋｎおよび位相補正用データＪ0〜Ｊｎを算出している。したがって、ＲＦアンプ２１の非線形特性に個体差があっても、個々のＲＦアンプごとに最適な補償をすることができる。 As described above, in the present embodiment, the amplitude correction data K0 to Kn and the phase correction data J0 to Jn are calculated based on the input analog signal SAi and the output analog signal SAo of the RF amplifier 21. Therefore, even if there is an individual difference in the nonlinear characteristic of the RF amplifier 21, optimum compensation can be performed for each individual RF amplifier.

尚、本実施形態では、アナログ回路２５は線形性が成り立つと仮定して補正用データＫ0〜ＫｎおよびＪ0〜Ｊｎを決定している。しかし、アナログ回路２５が非線形性を示す場合は、アナログ２５の非線形性も考慮して補正用データＫ0〜ＫｎおよびＪ0〜Ｊｎを決定すればよい。 In the present embodiment, the analog circuit 25 determines correction data K0 to Kn and J0 to Jn on the assumption that linearity is established. However, when the analog circuit 25 exhibits nonlinearity, the correction data K0 to Kn and J0 to Jn may be determined in consideration of the nonlinearity of the analog 25.

１ＭＲＩ装置
１０コイルアセンブリ
１１超伝導コイル
１２勾配コイル
１３ＲＦコイル
２０制御装置
２１ＲＦアンプ
２２エキサイタ
２３デジタル回路
２４ＤＡＣ
２５アナログ回路
２６補正用データ算出手段
２７受信器
２８ホスト
３０入力装置
２３０デジタル補正回路
２３１補正用データ決定手段
２３２ルックアップテーブル
２３３振幅用ＬＵＴ
２３４位相用ＬＵＴ
２３５しきい値記憶部
２３６振幅信号変換部
２３７デシベル−絶対値変換部
２３８、２４２、３３２乗算器
２３９補正用データ選択部
２４０補正信号生成手段
２４１、２４３遅延手段
３３０デジタル信号生成手段
３３１周波数発生器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 MRI apparatus 10 Coil assembly 11 Superconducting coil 12 Gradient coil 13 RF coil 20 Control apparatus 21 RF amplifier 22 Exciter 23 Digital circuit 24 DAC
25 Analog circuit 26 Correction data calculation means 27 Receiver 28 Host 30 Input device 230 Digital correction circuit 231 Correction data determination means 232 Look-up table 233 Amplitude LUT
234 LUT for phase
235 Threshold value storage unit 236 Amplitude signal conversion unit 237 Decibel-absolute value conversion unit 238, 242, 332 Multiplier 239 Correction data selection unit 240 Correction signal generation unit 241, 243 Delay unit 330 Digital signal generation unit 331 Frequency generator

Claims

Correction data determining means for receiving an amplitude signal including amplitude data and determining amplitude correction data for correcting the amplitude signal from a plurality of amplitude correction data;
Correction signal generating means for correcting the amplitude signal using the amplitude correction data determined by the correction data determining means, and generating a corrected amplitude signal including the corrected amplitude data;
A digital signal generating means for generating a digital signal including the corrected amplitude data based on the corrected amplitude signal;
A digital / analog converting means for converting the digital signal into an analog signal;
An analog circuit that performs analog signal processing of the analog signal, receives an attenuation amount designation signal that designates an attenuation amount expressed in decibels, and performs gain adjustment based on the attenuation amount designation signal ; and
An amplifier that receives the analog signal after being processed by the analog circuit and amplifies the received analog signal;
An RF coil driven by an analog signal amplified by the amplifier;
Correction data calculation means for calculating the plurality of amplitude correction data based on an input analog signal input to the amplifier and an output analog signal output from the amplifier;
Have
The correction data determination means includes
A threshold storage unit for storing a plurality of thresholds;
An amplitude signal converter that converts the attenuation designation signal from decibels to an absolute value, and converts the amplitude signal into another amplitude signal for determining the amplitude correction data based on the absolute value;
The other amplitude signal is compared with the plurality of threshold values stored in the threshold value storage unit, and based on the comparison result, the amplitude signal is selected from the plurality of amplitude correction data. A correction data selection unit for selecting amplitude correction data for correction;
A magnetic resonance imaging apparatus.

The correction data calculation means includes:
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 1, wherein the plurality of amplitude correction data are calculated using an attenuated output analog signal obtained by attenuating an output analog signal output from the amplifier.

The correction data determination means includes
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 1, further comprising an amplitude correction data storage unit that stores the plurality of amplitude correction data.

The correction signal generating means includes
An amplitude signal delay unit for delaying the amplitude signal;
A multiplier that multiplies the amplitude signal output from the amplitude signal delay unit by the amplitude correction data selected by the correction data selection unit;
The magnetic resonance imaging apparatus according to any one of claims 1 to 3, further comprising:

The correction data determination means includes
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 1, wherein phase correction data for correcting the phase signal is determined from a plurality of phase correction data.

The correction signal generating means includes
A phase signal including phase data is received, the phase signal is corrected using the phase correction data determined by the correction data determination means, and a corrected phase signal including corrected phase data is generated. 5. The magnetic resonance imaging apparatus according to 5.

The digital signal generating means includes
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 6, wherein a digital signal including the corrected phase data is generated based on the corrected phase signal.

The correction data selection unit includes:
The other amplitude signal and the plurality of threshold values stored in the threshold value storage unit are compared, and based on the comparison result, the phase signal is selected from the plurality of phase correction data. The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 6, wherein phase correction data for correction is selected.

The correction signal generating means includes
A phase signal delay unit for delaying the phase signal;
An addition unit for adding the phase correction data selected by the correction data selection unit to the phase signal output from the phase signal delay unit;
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 8 , comprising:

The correction data calculation means includes:
10. The plurality of phase correction data are calculated based on an input analog signal input to the amplifier and an output analog signal output from the amplifier. 10. Magnetic resonance imaging equipment.

The correction data calculation means includes:
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 10 , wherein the plurality of phase correction data are calculated using an attenuated output analog signal obtained by attenuating an output analog signal output from the amplifier.

The correction data determination means includes
The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 5, further comprising a phase correction data storage unit that stores the plurality of phase correction data.