JP5518636B2 - Multipath interference equalization filter and receiving apparatus - Google Patents
Multipath interference equalization filter and receiving apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP5518636B2 JP5518636B2 JP2010188065A JP2010188065A JP5518636B2 JP 5518636 B2 JP5518636 B2 JP 5518636B2 JP 2010188065 A JP2010188065 A JP 2010188065A JP 2010188065 A JP2010188065 A JP 2010188065A JP 5518636 B2 JP5518636 B2 JP 5518636B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- unit
- fir filter
- received
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
本発明は、マルチパス干渉等化フィルタ、及び受信装置に関する。 The present invention relates to a multipath interference equalization filter and a receiving apparatus.
複数のアンテナを用いて受信するOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重方式)方式においては、複数のアンテナ素子それぞれにより受信した受信信号から、OFDM信号におけるODFMシンボルのシンボル同期のタイミングを、OFDM信号のパケットに付加されているプリアンブルなどを利用して検出している。このシンボル同期のタイミングにおいて、ODFMシンボルに対してFFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)を行うタイミングを高精度に同期させて受信信号の復調及び復号を行っている(例えば、特許文献1)。 In an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system that receives using a plurality of antennas, the timing of symbol synchronization of the ODFM symbol in the OFDM signal is determined from the received signal received by each of the plurality of antenna elements. Detection is performed using a preamble added to the signal packet. At the symbol synchronization timing, the timing of performing FFT (Fast Fourier Transform) on the ODFM symbol is synchronized with high accuracy to demodulate and decode the received signal (for example, Patent Document 1).
所望のOFDM信号に干渉する大電力の干渉波が存在する場合には、受信信号に対して重み係数を乗算し、重み係数を乗じた受信信号同士を合成することにより大電力の干渉波を抑圧してタイミングの検出を行うとともに、所望のOFDM信号の復調を行っている。ここで、大電力の干渉波は、例えば、他の通信システムより送信される電波であって、所望のOFDM信号の受信波に比べ電力の高い、D/U(Desirable signal / Undesirable signal)=−20dB程度の電波であり、以下、大電力干渉波という。 When there is a high-power interference wave that interferes with the desired OFDM signal, the received signal is multiplied by a weighting factor, and the received signals multiplied by the weighting factor are combined to suppress the high-power interference wave. Thus, the timing is detected and the desired OFDM signal is demodulated. Here, the high-power interference wave is, for example, a radio wave transmitted from another communication system, and has a higher power than the received wave of the desired OFDM signal, D / U (Desirable signal / Undesirable signal) = − The radio wave is about 20 dB, and hereinafter referred to as a high power interference wave.
上述のような、大電力干渉波の存在する環境において、所望のOFDM信号を受信・復調する受信装置の一例を示す。
図9は、大電力干渉波を抑圧して、所望のOFDM信号を受信・復調する受信装置9の構成を示す概略ブロック図である。ここでは、アンテナ素子の数が2である場合について説明する。同図に示すように、受信装置9は、アンテナ素子11−1、11−2、干渉除去部13、同期検出部14、FFT部15−1、15−2、干渉除去部16、復調部17、及びP/S(Parallel / Serial:並列−直列)変換部18を備えている。
An example of a receiving apparatus that receives and demodulates a desired OFDM signal in an environment where a high-power interference wave exists as described above will be described.
FIG. 9 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a reception device 9 that suppresses a high-power interference wave and receives and demodulates a desired OFDM signal. Here, a case where the number of antenna elements is two will be described. As shown in the figure, the receiving device 9 includes antenna elements 11-1 and 11-2, an
干渉除去部13は、アンテナ素子11−1、11−2により受信された受信信号X1、X2それぞれに重み係数を乗じて合成することにより、大電力干渉波を抑圧した合成信号を生成する。同期検出部14は、干渉除去部13が生成した合成信号に含まれるプリアンブルなどを利用してFFTを行うタイミングを検出する。FFT部15−1、15−2は、同期検出部14が検出したタイミングに基づいて、それぞれが受信信号X1、X2に対してFFTを行い、M個のサブキャリアごとの周波数領域における信号に変換する。
The
干渉除去部16は、FFT部15−1、15−2それぞれが出力する同じサブキャリアの信号同士を合成することにより、大電力干渉波の成分を抑圧した信号を復調部17に出力する。復調部17は、サブキャリアごとに、干渉除去部16が出力する信号に対して復調を行う。P/S変換部18は、復調部17が復調した各サブキャリアの信号に対してパラレル/シリアル変換を行い1つの信号列として出力する。
The
干渉除去部13は、乗算器131、132、加算器133、及びMMSE(Minimum Mean Square Error:最小平均二乗誤差)部134を有している。乗算器131、132は、受信信号X1、X2に対してMMSE部134により算出される重み係数を乗じる。加算器133は、乗算器131、132が算出した重み係数を乗じた信号同士を加算する。MMSE部134は、加算器133が算出する信号に含まれる干渉波の電力を最小にするように、乗算器131、132に出力する重み係数それぞれを算出する。
The
例えば、MMSE部134は、加算器133から出力される信号の電力が最小になるように、乗算器131に入力する重み係数を1に固定して、乗算器132に入力する重み係数を算出する。この場合、MMSE部134は、乗算器132から出力される信号に含まれる干渉波を、乗算器131から出力される信号に含まれる干渉波と同振幅かつ逆位相の信号になるように重み係数を算出する。
ここで、MMSE部134は、LMS(Least Mean Square:最急降下法)、RLS(Recursive Least Square:再帰的最小二乗法)、サンプル値を用いた直接解法であるSMI(Sample Matrix Inversion)などのアルゴリズムを用いて、乗算器131、132それぞれに対する重み係数を算出する。
For example, the
Here, the
干渉除去部16は、乗算器161、162、加算器163、及びMMSE部164を有している。また、干渉除去部16は、FTT15−1、15−2から出力される同じサブキャリアの信号同士を周波数空間において合成する。干渉除去部16は、MMSE部164が各サブキャリアの信号それぞれのSINR(Signal-to-Interference and Noise power Ratio:信号対干渉雑音電力比)を最大にするように重み係数を算出し、乗算器161、162が算出した重み係数を入力される信号に対して乗算し、加算器163が乗算した信号を合成することにより、干渉波を抑圧する。これにより、干渉波の信号レベルが高い場合、干渉波の抑圧効果を得ることができ、干渉波の信号レベルが低い場合、2つのアンテナ素子11−1、11−2による空間ダイバーシチ効果を得ることができる。
The
受信装置9は、2つの異なるアンテナ素子11−1、11−2による空間ダイバーシチに基づいて、1タップのフィルタを有する干渉除去部13により受信信号X1、X2から大電力干渉波を抑圧した信号を用いてFFTを行うタイミングの検出を行い、検出したタイミングに基づいて受信信号X1、X2を周波数領域の信号に変換してM個のサブキャリアごとの信号を得る。そして、受信装置9は、1タップのフィルタを有する干渉除去部16により、各サブキャリアの信号に含まれる大電力干渉波の成分を抑圧して復調を行う。
これにより、受信装置9は、大電力干渉波の存在する環境においても、受信した信号から大電力干渉波を除去して、所望のOFDM信号を復調・復号している。
The receiving device 9 suppresses high-power interference waves from the received signals X 1 and X 2 by the
Thereby, the receiving device 9 demodulates and decodes a desired OFDM signal by removing the high power interference wave from the received signal even in an environment where the high power interference wave exists.
しかしながら、上述の大電力干渉波が、マルチパス環境において存在する場合、大電力干渉波の遅延波は、復調・復号の対象となるOFDM信号に対して異なる干渉波のように影響する。すなわち、マルチパス環境では、干渉波が1つである場合でも、複数の干渉波が存在しているのと同じ状況になる。
例えば、マルチパス環境において、干渉波が受信装置9に複数のパスを介して到達する場合、受信装置9は、複数の干渉波による干渉を受けることになり、2つの異なるアンテナ素子11−1、11−2による空間ダイバーシチを利用した干渉波の抑圧を十分に行うことが困難になり、シンボル同期のタイミング検出ができない場合がある。そのため、通信品質が低下するという問題がある。
However, when the above-described high-power interference wave exists in a multipath environment, the delayed wave of the high-power interference wave affects the OFDM signal to be demodulated / decoded like a different interference wave. That is, in a multipath environment, even when there is only one interference wave, the situation is the same as when there are a plurality of interference waves.
For example, in a multipath environment, when an interference wave reaches the reception device 9 via a plurality of paths, the reception device 9 receives interference from the plurality of interference waves, and two different antenna elements 11-1, It may be difficult to sufficiently suppress the interference wave using the spatial diversity according to 11-2, and the symbol synchronization timing may not be detected. Therefore, there is a problem that communication quality is deteriorated.
上述のような問題に対して、アンテナ素子の数を増やして、空間ダイバーシチを利用して干渉波を抑圧する手法がある。しかし、受信装置9が設置される場所、通信を行う環境によって遅延波の数が異なるため適切なアンテナ素子の数を決定することは困難であるという問題がある。特に、受信装置9が移動する場合は、アンテナ素子の数を決定することがさらに困難になり、干渉波を適切に抑圧することが困難になるという問題がある。
すなわち、干渉波の遅延波が複数生じるマルチパス環境において、干渉波を適切に抑圧することが困難であるという問題がある。
In order to solve the above-described problems, there is a method of suppressing interference waves by increasing the number of antenna elements and using space diversity. However, there is a problem that it is difficult to determine the appropriate number of antenna elements because the number of delayed waves differs depending on the place where the receiving device 9 is installed and the communication environment. In particular, when the receiving device 9 moves, it is more difficult to determine the number of antenna elements, and there is a problem that it is difficult to appropriately suppress interference waves.
That is, there is a problem that it is difficult to appropriately suppress the interference wave in a multipath environment where a plurality of delay waves of the interference wave are generated.
本発明は、上記の状況を鑑みてなされたもので、その目的は、マルチパス環境における干渉波を適切に抑圧することができるマルチパス干渉等化フィルタ、及びそのフィルタを備える受信装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above situation, and an object of the present invention is to provide a multipath interference equalization filter capable of appropriately suppressing interference waves in a multipath environment, and a receiving apparatus including the filter. There is.
上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナそれぞれにより受信した複数の受信信号のうちいずれか1つの受信信号である基準信号が入力される第1のFIRフィルタ部であって、該基準信号以外の受信信号それぞれに対応して設けられている第1のFIRフィルタ部と、前記複数の受信信号のうち前記基準信号以外の受信信号それぞれに対応して設けられている第1の減算器であって、受信信号に対応する前記第1のFIRフィルタ部の出力を該受信信号から減算する第1の減算器と、前記複数の受信信号に干渉波のみが含まれる場合に前記第1の減算器それぞれが出力する信号の電力を最小にするタップ係数を前記第1のFIRフィルタ部ごとに算出し、前記第1のFIRフィルタ部において、遅延を与えられていない前記基準信号に対して演算するタップのタップ係数を0にし、他のタップのタップ係数を前記算出したタップ係数にして前記第1のFIRフィルタ部それぞれのタップ係数を定めるタップ係数設定部とを備えることを特徴とするマルチパス干渉等化フィルタである。 In order to solve the above problem, the present invention is a first FIR filter unit to which a reference signal that is one of a plurality of reception signals received by each of a plurality of antennas is input, A first FIR filter provided corresponding to each received signal other than the reference signal; and a first subtraction provided corresponding to each received signal other than the reference signal among the plurality of received signals. A first subtracter that subtracts the output of the first FIR filter unit corresponding to the received signal from the received signal, and the first subtractor when the plurality of received signals include only interference waves. A tap coefficient that minimizes the power of the signal output from each of the subtracters is calculated for each of the first FIR filter units, and the first FIR filter unit receives the base that is not given a delay. A tap coefficient setting unit that sets a tap coefficient of a tap calculated with respect to a signal to 0 and sets a tap coefficient of another tap to the calculated tap coefficient to determine a tap coefficient of each of the first FIR filter units. This is a characteristic multipath interference equalization filter.
また、本発明は、上記発明に記載のマルチパス干渉等化フィルタにおいて、前記第1のフィルタ部に備えられているタップの個数と同じ個数のタップを有する第2のFIRフィルタ部と、入力される受信信号から前記第2のFIRフィルタ部の出力を減算する第2の減算器と、前記第2の減算器から出力される信号に対する該第2の減算器に入力されている受信信号の比である入出力電力比を算出する入出力電力比算出部と、前記入出力電力比算出が算出する入出力電力比を最大にする前記第2のFIRフィルタ部が有するタップのタップ係数を算出するタップ係数算出部と前記複数の受信信号のうちいずれか一つを順に第1受信信号とし、該第1受信信号以外の受信信号を順に第2受信信号とした2つの受信信号の組み合わせに対して、該第1受信信号を前記第2のFIRフィルタ部に入力し、該第2受信信号を第2の減算器に入力し、前記タップ係数算出部が前記第2のFIRフィルタ部のタップ係数を算出する処理において、第1受信信号ごとに算出された入出力電力比、第2の減算器の出力、あるいは、算出されたタップ係数のいずれかに基づいて、前記複数の受信信号のうちいずれか一つを前記基準信号に選択する基準信号選択部と、前記基準信号選択部により前記基準信号に選択された受信信号を前記第1受信信号にし、他の受信信号を順に前記第2受信信号にした際に算出されたタップ係数のうち、遅延を与えられていない前記第1受信信号に対して演算するタップのタップ係数を0にして、前記基準信号以外の受信信号に対応する前記第1のFIRフィルタ部のタップ係数を定めるタップ係数選択部とを備えることを特徴とする。 Further, the present invention provides the multipath interference equalization filter according to the above invention, wherein the second FIR filter unit having the same number of taps as the number of taps provided in the first filter unit is input. A second subtracter for subtracting the output of the second FIR filter unit from the received signal, and a ratio of the received signal input to the second subtractor to the signal output from the second subtractor An input / output power ratio calculation unit that calculates the input / output power ratio, and a tap coefficient of a tap included in the second FIR filter unit that maximizes the input / output power ratio calculated by the input / output power ratio calculation. For a combination of two reception signals in which any one of the tap coefficient calculation unit and the plurality of reception signals is sequentially set as a first reception signal, and reception signals other than the first reception signal are sequentially set as second reception signals. The A process in which one received signal is input to the second FIR filter unit, the second received signal is input to a second subtractor, and the tap coefficient calculation unit calculates a tap coefficient of the second FIR filter unit In any one of the plurality of received signals based on the input / output power ratio calculated for each first received signal, the output of the second subtractor, or the calculated tap coefficient. A reference signal selection unit that selects the reference signal, and a reception signal selected by the reference signal selection unit as the reference signal is used as the first reception signal, and other reception signals are sequentially used as the second reception signal. Among the calculated tap coefficients, the tap coefficient of the tap calculated for the first received signal not given a delay is set to 0, and the first FIR filter unit corresponding to the received signal other than the reference signal No Characterized in that it comprises a tap coefficient selecting section for determining the up factor.
また、本発明は、上記発明に記載のマルチパス干渉等化フィルタにおいて、前記基準信号選択部は、前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号とし、前記複数の受信信号のうち前記第1受信信号以外の受信信号を順に前記第2受信信号とした際の入出力電力比の総和を算出し、算出した総和のうち最大の総和に対応する受信信号を前記基準信号に選択することを特徴とする。 In the multipath interference equalization filter according to the present invention, the reference signal selection unit may use the received signal as the first received signal for each of the plurality of received signals, and The sum of input / output power ratios when receiving signals other than the first received signal are sequentially used as the second received signal is calculated, and the received signal corresponding to the maximum sum among the calculated sums is selected as the reference signal. It is characterized by doing.
また、本発明は、上記発明に記載のマルチパス干渉等化フィルタにおいて、前記基準信号選択部は、前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号とし、前記複数の受信信号のうち前記第1受信信号以外の受信信号を順に前記第2受信信号とした際における前記第2の減算器が出力する信号の標準偏差を算出し、算出した標準偏差のうち、最小の標準偏差に対応する受信信号を前記基準信号に選択することを特徴とする。 In the multipath interference equalization filter according to the present invention, the reference signal selection unit may use the received signal as the first received signal for each of the plurality of received signals, and The standard deviation of the signal output from the second subtracter when the received signal other than the first received signal is sequentially used as the second received signal is calculated, and the minimum standard deviation among the calculated standard deviations is calculated. A corresponding received signal is selected as the reference signal.
また、本発明は、上記発明に記載のマルチパス干渉等化フィルタにおいて、前記基準信号選択部は、前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号にした際における前記タップ係数算出部により算出されたタップ係数の絶対値の総和を算出し、算出した絶対値の和のうち、最小の絶対値の和に対応する受信信号を前記基準信号に選択することを特徴とする。 In the multipath interference equalization filter according to the present invention, the reference signal selection unit calculates the tap coefficient when the received signal is the first received signal for each of the plurality of received signals. The sum of the absolute values of the tap coefficients calculated by the unit is calculated, and the received signal corresponding to the minimum sum of the absolute values among the calculated absolute values is selected as the reference signal.
また、本発明は、上記発明に記載のマルチパス干渉等化フィルタと、前記マルチパス干渉等化フィルタの出力する信号に基づいてシンボル同期のタイミングを検出する同期検出部と、前記同期検出部が検出したシンボル同期のタイミングに基づいて、前記マルチパス干渉等化フィルタが出力する信号に対してFFTをするFFT部と、前記FFT部によりFFTされた信号を復調する復調部とを具備することを特徴とする受信装置である。 Further, the present invention provides the multipath interference equalization filter according to the above invention, a synchronization detection unit that detects timing of symbol synchronization based on a signal output from the multipath interference equalization filter, and the synchronization detection unit. An FFT unit that performs FFT on a signal output from the multipath interference equalization filter based on the detected timing of symbol synchronization, and a demodulation unit that demodulates the signal FFTed by the FFT unit. This is a featured receiving apparatus.
この発明によれば、タップ係数設定部がマルチパス環境における干渉波のチャネル応答特性を表すFIRフィルタのタップ係数を算出し、遅延を与えられていない基準信号に対して演算するタップのタップ係数を0とし、他のタップのタップ係数を算出したタップ係数とすることにより、減算器が算出する信号と、基準信号とを複素を定数としたスカラ倍の関係にすることができる。
これにより、本発明のマルチパス干渉等化フィルタから出力される信号に対して位相と振幅とを調整して逆相合成することにより、干渉波の遅延波が複数生じるマルチパス環境においても、干渉波を適切に抑圧することができ、通信品質の低下を防ぐことができる。
According to the present invention, the tap coefficient setting unit calculates the tap coefficient of the FIR filter representing the channel response characteristic of the interference wave in the multipath environment, and calculates the tap coefficient of the tap to be calculated with respect to the reference signal to which no delay is given. By setting the tap coefficient to 0 and setting the tap coefficient of another tap to be a calculated tap coefficient, the signal calculated by the subtracter and the reference signal can be in a scalar multiplication relationship with complex as a constant.
As a result, the signal output from the multi-path interference equalization filter of the present invention is adjusted for phase and amplitude to be anti-phase synthesized, thereby causing interference even in a multi-path environment in which multiple interference waves are generated. Waves can be appropriately suppressed, and deterioration in communication quality can be prevented.
以下、図面を参照して、本発明の実施形態によるマルチパス干渉等化フィルタ、及びそれを用いた受信装置を説明する。以下の各実施形態では、受信装置が、OFDM信号を受信して復調する場合について説明する。 Hereinafter, a multipath interference equalization filter and a receiving apparatus using the same according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, a case will be described in which the receiving apparatus receives and demodulates an OFDM signal.
(第1実施形態)
図1は、第1実施形態における受信装置1の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信装置1は、アンテナ素子11−1、11−2、マルチパス干渉等化フィルタ12、干渉除去部13、同期検出部14、FFT部15−1、15−2、干渉除去部16、復調部17、及びP/S(Parallel / Serial:並直列)変換部18を具備している。
本実施形態における受信装置1は、マルチパス干渉等化フィルタ12を具備している点が、図9に示した受信装置9と異なる。なお、マルチパス干渉等化フィルタ12を除く各部は、図9において説明した各部と同じ構成を有しているので、該当する部に同じ符号を付してその説明を省略する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the receiving
The receiving
図2は、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ12の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、マルチパス干渉等化フィルタ12は、FIRフィルタ部121、122と、減算器123、124とを備えている。
FIRフィルタ部121は、アンテナ素子11−1により受信された受信信号X1が入力され、干渉波の送信元からアンテナ素子11−1までのチャネル応答特性と、干渉波の送信元からアンテナ素子11−2までのチャネル応答特性とに基づいたフィルタ処理を入力された受信信号X1に対して行う。
FIG. 2 is a schematic block diagram showing the configuration of the multipath
FIRフィルタ部122は、アンテナ素子11−2により受信された受信信号X2が入力され、FIRフィルタ部122と同様に、干渉波の送信元からアンテナ素子11−1までのチャネル応答特性と、干渉波の送信元からアンテナ素子11−2までのチャネル応答特性とに基づいたフィルタ処理を入力された受信信号X2に対して行う。
減算器123は、アンテナ素子11−2により受信された信号から、FIRフィルタ部121が出力する信号を減算して出力信号Y2を出力する。減算器124は、アンテナ素子11−1により受信された信号から、FIRフィルタ部122が出力信号を減算して出力信号Y1を出力する。
The
FIRフィルタ部121と、FIRフィルタ部122とは、同じ構成を有しているので、以下、FIRフィルタ部122の具体的な構成を説明し、FIRフィルタ部121の説明を省略する。
図3は、本実施形態におけるFIRフィルタ部122の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、FIRフィルタ部122は、MMSE部(タップ係数算出部)1221と、フィルタ部1222とを有している。フィルタ部1222は、受信信号X2が入力され直列に接続された3つの遅延素子1223b〜1223dと、4つの複素乗算器である重み乗算器1224a〜1224dと、加算器1225とを有している。
Since the
FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the
FIRフィルタ部122には、受信信号X2が入力され、MMSE部1221が算出した重み係数に基づいて、フィルタ部1222が受信信号X2に対してフィルタ処理を行う。
具体的には、重み乗算器1224aは、入力された受信信号X2に対してMMSE部1221が算出したタップ係数w0を乗じる。重み乗算器1224bは、遅延素子1223bが遅延させた受信信号X2に対してMMSE部1221が算出したタップ係数w1を乗じる。重み乗算器1224cは、遅延素子1223b、1223cが遅延させた受信信号X2に対してMMSE部1221が算出したタップ係数w2を乗じる。重み乗算器1224dは、遅延素子1223b〜1223dが遅延させた受信信号X2に対してMMSE部1221が算出したタップ係数w3を乗じる。加算器1225は、重み乗算器1224a〜1224dそれぞれが算出した結果を加算し、加算結果をFIRフィルタ部122外部の減算器124に出力する。なお、遅延素子1223b〜1223dが入力される信号に対して加える遅延は、予め定められた時間を遅延単位とした1遅延単位分の遅延である。
The reception signal X 2 is input to the
Specifically, the
MMSE部1221は、受信信号X2に対してフィルタ処理をして得られた信号を受信信号X1から減算することにより、干渉波の成分を打ち消す(抑圧する)ようにタップ係数w0〜w3を算出する。例えば、受信装置1が復調するOFDM信号が送信されていない期間において干渉波のみを受信しているとき、MMSE部1221は、減算器124が出力する出力信号Y1の電力が最小となるタップ係数w0〜w3を算出して設定する。ここで、タップ係数w0〜w3は、複素数により表される数値である。また、MMSE部1221は、LMS(Least Mean Square:最急降下法)、RLS(Recursive Least Square:再帰的最小二乗法)、サンプル値を用いた直接解法であるSMI(Sample Matrix Inversion)などのアルゴリズムを用いて、タップ係数w0〜w3を算出する。
図2に戻って、本実施形態のマルチパス干渉等化フィルタ12の受信信号X1、X2に対する処理を説明する。
受信装置1の通信相手である送信装置から送信される所望のOFDM信号をSとし、干渉波の信号をIとし、送信装置からアンテナ素子11−1、11−2までのチャネル応答特性をHs1(z)、Hs2(z)とし、干渉波の送信元からアンテナ素子11−1、11−2までのチャネル応答特性をHu1(z)、Hu2(z)とする場合、アンテナ素子11−1、11−2により受信される受信信号X1、X2は、次式(1)により表される。
Returning to FIG. 2, the processing for the received signals X 1 and X 2 of the multipath
The desired OFDM signal transmitted from the transmitting apparatus that is the communication partner of the receiving
FIRフィルタ部122は、内部のMMSE部1221が設定するタップ係数により、減算器124から出力される信号に含まれる干渉波の成分を打ち消すように設定される。すなわち、FIRフィルタ部122は、(Hu1(z)/Hu2(z))を展開してFIRで表した応答特性を有するフィルタとして動作する。
ここで、マルチパス環境におけるチャネル応答特性Hu1(z)、Hu2(z)は、次式(2)により表される。
The
Here, channel response characteristics H u1 (z) and H u2 (z) in the multipath environment are expressed by the following equation (2).
式(2)を用いると、(Hu1(z)/Hu2(z))は、次式(3)に示すように展開することができ、更に、近似することによりFIRフィルタとして表すことができる。 Using equation (2), (H u1 (z) / H u2 (z)) can be expanded as shown in the following equation (3), and can be expressed as an FIR filter by approximation. it can.
そして、所望のOFDM信号Sが受信される場合において、減算器124が出力する出力信号Y1は、次式(4)により表される。
Then, when the desired OFDM signal S is received, the output signal Y 1 from the
また、FIRフィルタ部121は、FIRフィルタ部122と同様に、減算器123から出力される信号に含まれる干渉波の成分を打ち消すように設定され、(Hu2(z)/Hu1(z))の応答特性を有するフィルタとして動作する。そして、所望のOFDM信号が受信される場合において、減算器123が出力する出力信号Y2は、次式(5)により表される。
Similarly to the
上記の構成により、FIRフィルタ部122が、受信信号X2に含まれる干渉波に基づいて、FIRフィルタ部122が有するフィルタ部1222から出力されるマルチパス環境における干渉波及びその遅延波を打ち消す信号を生成する。減算器124が、受信信号X1からFIRフィルタ部122が生成した信号を減算することにより、干渉波及びその遅延波を打ち消す。また、FIRフィルタ部121と、減算器123とが、同様に、受信信号X2に含まれる干渉波及びその遅延波を打ち消す。
これにより、マルチパス干渉等化フィルタ12は、受信信号X1、X2から、マルチパス環境における干渉波を打ち消すことができる。その結果、本実施形態の受信装置1は、干渉波の遅延波の数に応じてアンテナ素子の数を増やさずとも、マルチパス環境において複数のパスを介して到達する干渉波を抑圧することができ、通信品質の低下を防ぐことができる。
With the above configuration, the
Thereby, the multipath
なお、本実施形態において、FIRフィルタ部121、122のタップ数が4個の構成を示したが、これに限ることなく、受信装置1に許容される遅延時間を満たす範囲でタップ数を定めるようにしてもよい。
また、本実施形態では、受信信号X1、X2それぞれに含まれる干渉波を打ち消すように、2つのFIRフィルタ部121、122を備える構成を説明したが、いずれか一方のみを備える構成にしてもよい。この場合、干渉除去部13、16において、MMSE部134、164が干渉波を打ち消された信号のみを出力する重み係数を算出するようにしてもよい。例えば、干渉波が含まれる信号に対する重み係数を0にするようにしてもよい。
また、本実施形態において、FIRフィルタ部121、122を用いて、受信信号X1、X2に含まれる干渉波を打ち消す構成を説明したが、いずれか一方を用いて、受信信号X1、X2のいずれか一方に含まれる干渉波を打ち消す構成にしてもよい。
In the present embodiment, the configuration in which the number of taps of the
Further, in the present embodiment, the configuration including the two
Further, in the present embodiment, the configuration in which the interference wave included in the reception signals X 1 and X 2 is canceled using the
(第2実施形態)
本実施形態における受信装置は、マルチパス干渉等化フィルタの構成が、第1実施形態のマルチパス干渉等化フィルタ12の構成と異なる。なお、他の構成は、第1の実施形態と同じなので、以下、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタについて説明する。
(Second Embodiment)
In the receiving apparatus according to the present embodiment, the configuration of the multipath interference equalization filter is different from the configuration of the multipath
図4は、第2実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ22の構成を示す図である。同図に示すように、マルチパス干渉等化フィルタ22は、スイッチ部221a、221b、第1のFIRフィルタ部223、減算器224、及びタップ係数設定部25を備えている。
以下、第1のFIRフィルタ部223のタップの個数が4(k=4)個である場合について説明する。
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the multipath
Hereinafter, a case where the number of taps of the first
スイッチ部221aは、タップ係数設定部25の制御に応じて、アンテナ素子11−1、11−2により受信された受信信号X1、X2のいずれか一方を選択し、選択した受信信号を減算器224における被減算信号として減算器224に出力する。スイッチ部221bは、タップ係数設定部25の制御に応じて、受信信号X1、X2の他方を選択し、選択した受信信号を第1のFIRフィルタ部223に出力するとともに、選択した受信信号を出力信号Y2としてFFT部15−2に出力する。
The
第1のFIRフィルタ部223は、スイッチ部221bから入力された受信信号が入力される。また、第1のFIRフィルタ部223は、タップ係数設定部25が設定したタップ係数に基づいたフィルタ処理を入力された受信信号に対して行い、減算器224に出力する。減算器224は、スイッチ部221aから入力される受信信号から、第1のFIRフィルタ部223が出力する信号を減算し、減算結果をFFT部15−1に出力信号Y1として出力する。
The first
図5は、本実施形態における第1のFIRフィルタ部223の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、第1のFIRフィルタ部223は、スイッチ部221bから受信信号が入力され直列に接続された3つの遅延素子2232b〜2232dと、4つの複素乗算器である重み乗算器2233a〜2233dと、加算器2234とを有している。
重み乗算器2233a〜2233dは、タップ係数設定部25により算出されるタップ係数w0〜w3が設定される。重み乗算器2233aは、タップ係数設定部25により設定されるタップ係数w0を受信信号に乗じて出力する。重み乗算器2233bは、遅延素子2232bが遅延させた受信信号に対してタップ係数w1を乗じて出力する。
FIG. 5 is a schematic block diagram showing the configuration of the first
In the
重み乗算器2233cは、遅延素子2232b、2232cが遅延させた受信信号に対してタップ係数w2を乗じて出力する。重み乗算器2233dは、遅延素子2232b〜2232dが遅延させた受信信号に対してタップ係数w3を乗じて出力する。加算器2234は、重み乗算器2233b〜2233dそれぞれが算出した乗算結果を加算し、加算結果を減算器224に出力する。
ここで、タップ係数w0〜w3は、複素数により表される数値である。また、遅延素子2232b〜2232dが入力された信号に対して加える遅延は、1遅延単位分の遅延である。
The
Here, the tap coefficients w0 to w3 are numerical values represented by complex numbers. Further, the delay added to the input signal by the
図4に戻って、タップ係数設定部25は、受信信号X1、X2に基づいて、受信信号X1、X2のいずれか一方を基準信号に選択し、選択した基準信号が第1のFIRフィルタ部223に入力されるようにスイッチ部221bを制御する。また、タップ係数設定部25は、受信信号X1、X2に干渉波のみが含まれる期間において、減算器224が出力する信号の電力を最小にする第1のFIRフィルタ部223のタップ係数を算出する。そして、タップ係数設定部25は、算出したタップ係数に基づいて、第1のFIRフィルタ部223の各タップ係数w0〜w3を決定する。
Returning to FIG. 4, tap coefficient setting unit 25 based on the received signal X 1, X 2, selects the reception signal X 1, reference signal one of X 2, reference signal selected is the first The
また、タップ係数設定部25は、第2のFIRフィルタ部252a、252b、減算器253a、253b、入出力電力比算出部254a、254b、基準信号選択部255、タップ係数選択部256を有している。
第2のFIRフィルタ部252aは、受信信号X1が入力され、入力された受信信号X1に対してフィルタ処理を行い出力する。第2のFIRフィルタ部252bは、受信信号X2が入力され、入力された受信信号X2に対してフィルタ処理を行い出力する。また、第2のFIRフィルタ部252a、252bは、同じ構成を有している。また、第2のFIRフィルタ部252a、252bは、第1実施形態のFIRフィルタ部121、122(図3)と同様に、減算器253a、253bから入力される信号を用いて、自身のタップ係数を設定する。
The tap coefficient setting unit 25 includes second
The second
減算器253aは、第2のFIRフィルタ部252aに入力されている受信信号X1と、第2のFIRフィルタ部252aに入力されている受信信号X1以外の受信信号X2との組み合わせに対応して設けられている。また、減算器253bは、第2のFIRフィルタ部252bに入力されている受信信号X2と、第2のFIRフィルタ部252bに入力されている受信信号X2以外の受信信号X1との組み合わせに対応して設けられている。
減算器253aは、受信信号X2から、第2のFIRフィルタ部252aが出力する信号を減算する。減算器253bは、受信信号X1から、第2のFIRフィルタ部252bが出力する信号を減算する。
入出力電力比算出部254aは、減算器253aに対応して設けられ、減算器253aの減算結果に対する入力されている受信信号X2の比を算出する。入出力電力比算出部254bは、減算器253bに対応して設けられ、減算器253bの減算結果に対する入力されている受信信号X1の比を算出する。
基準信号選択部255は、入出力電力比算出部254a、254bが算出する比に基づいて、受信信号X1、X2のいずれか一方を基準信号に選択する。そして、基準信号選択部255は、基準信号に選択された受信信号が第1のFIRフィルタ部223に入力されるようにスイッチ部221bを切り替えるとともに、基準信号以外の受信信号が減算器224に入力されるようにスイッチ部221aを切り替える。
Output power
The reference
タップ係数選択部256は、基準信号選択部255により選択された基準信号が入力されている第2のFIRフィルタ部252a、252bのいずれかにより算出されたタップ係数を選択し、選択したタップ係数に基づいて第1のFIRフィルタ部223に設定するタップ係数を選択する。
第2のFIRフィルタ部252a、252bは、第1実施形態のFIRフィルタ部122(図3)と同じ構成を有しているので、第2のFIRフィルタ部252a、252bについての説明を省略する。以下、第2のFIRフィルタ部252a、252bが算出するタップ係数をw’0〜w’3とする。
The tap
Since the second
図6は、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ22のタップ係数設定処理を示すフローチャートである。
FIG. 6 is a flowchart showing tap coefficient setting processing of the multipath
マルチパス干渉等化フィルタ22において、所望のOFDM信号が送信されていない期間、すなわち、干渉波のみを受信している期間において、第2のFIRフィルタ部252a、252bそれぞれが有しているMMSE部1221は、それぞれのフィルタ部1222のタップ係数w’0〜w’3が収束するまで、所定のアルゴリズムによる演算を繰り返して行い、タップ係数w’0〜w’3を算出する(ステップS102)。
入出力電力比算出部254a、254bは、それぞれが対応する減算器253a、253bが出力する信号に対する当該減算器に入力されている受信信号の比である入出力電力比を算出する(ステップS104)。
In the multipath
The input / output power
基準信号選択部255は、受信信号X1、X2ごとに、受信信号が入力される第2のFIRフィルタ部252a、252bの出力に対応する入出力電力比算出部254a、254bにより算出される入出力電力比のうち大きい入出力電力比に対応する受信信号を基準信号に選択する(ステップS106)。
そして、タップ係数選択部256は、第2のFIRフィルタ部252a、252bが算出したタップ係数のうち、基準信号に選択された受信信号が入力されている第2のFIRフィルタ部が算出したタップ係数w’0〜w’3を選択する。そして、タップ係数選択部256は、選択したタップ係数w’0〜w’3のうち、遅延を与えられていない受信信号(基準信号)に対して演算を行うタップのタップ係数(w’0)を0にしたタップ係数(0,w’1,w’2,w’3)を第1のFIRフィルタ部223のタップ係数(w0,w1,w2,w3)に定める(ステップS108)。
The reference
Then, the tap
以下、タップ係数選択部256によるタップ係数の設定における処理について、更に説明する。一般に、干渉波、及び干渉波の遅延波が合成されたマルチパス干渉波のチャネル応答特性は、FIRフィルタにより表すことができ、例えば、次式(6)により表すことができる。ここで、マルチパス干渉波とは、マルチパス環境において、遅延波を伴う干渉波のことをいう。
Hereinafter, the process in the tap coefficient setting by the tap
ここで、Hu1(z)、Hu2(z)は、干渉波の発生源(送信元)からアンテナ素子11−1、11−2までのチャネル応答特性である。
このとき、受信信号X1、X2にマルチパス干渉波のみが含まれる場合、干渉波の信号をIとしたとき、受信信号X1、X2は、次式(7)により表される。
Here, H u1 (z) and H u2 (z) are channel response characteristics from the generation source (transmission source) of the interference wave to the antenna elements 11-1 and 11-2.
At this time, if it contains only multipath interference wave in the received signal X 1, X 2, when a signal of the interference wave and I, received signal X 1, X 2 are represented by the following formula (7).
ここで、式(7)の受信信号X1に含まれるマルチパス干渉波は、第2のFIRフィルタ部252bの部分に(Hu1(z)/Hu2(z))により表されるIIRフィルタを設けることにより打ち消すことができる。しかし、IIRフィルタの適切なタップ係数を設定することは、困難であるので、マルチパス干渉波を打ち消すIIRフィルタを、例えば、次式(8)に表すように、有限のFIRフィルタにより近似して、第2のFIRフィルタ部252bのタップ係数を算出する。
Here, IIR filter multipath interference waves contained in the reception signal X 1 of the formula (7) is represented by the second
ここで、タップ係数設定部25に備えられている減算器253bは、受信信号X1から第2のFIRフィルタ部252bによりフィルタ処理された受信信号X2を減算する。減算器253bから出力される信号Y’1は、次式(9)により表される。
Here, a
第2のFIRフィルタ部252bが、式(9)により表される信号Y’1の受信電力を最小にするタップ係数γ0〜γ3を算出する。すなわち、第2のFIRフィルタ部252bは、受信信号X1のマルチパス干渉波の電力を最小にするタップ係数γ0〜γ3を算出する。
式(9)から分かるように、第2のFIRフィルタ部252bでは、アンテナ素子11−2においてアンテナ素子11−1と同時に受信された干渉波(γ0X2(z))と、アンテナ素子11−2においてアンテナ素子11−1より後に受信された干渉波((γ1z−1+γ2z−2+γ3z−3)X2(z))とに基づいて、受信信号X1に含まれる干渉波を打ち消すことを示している。
The second
As can be seen from Expression (9), in the second
続いて、第1のFIRフィルタ部223による受信信号X1、X2に対する処理を説明する。ここでは、一例として、基準信号選択部255が受信信号X2を基準信号に選択し、タップ係数選択部256が第2のFIRフィルタ部252bにより算出されたタップ係数γ0〜γ3を選択した場合について説明する。
式(7)により表されるマルチパス干渉波は、第1のFIRフィルタ部223の部分に(Hu1(z)/Hu2(z))により表されるIIRフィルタを設けることにより打ち消すことができる。本実施形態では、タップ係数設定部25が、第2のFIRフィルタ部252bにより算出されたタップ係数γ0〜γ3を選択することにより、次式(10)に示すように、有限のFIRフィルタとして近似する。
Next, processing for the received signals X 1 and X 2 by the first
The multipath interference wave represented by Expression (7) can be canceled by providing an IIR filter represented by (H u1 (z) / H u2 (z)) in the first
但し、(w0,w1,w2,w3)=(γ0,γ1,γ2,γ3)とする。
ここで、式(10)から、チャネル応答特性Hu1は、チャネル応答特性Hu2と、タップ係数γ0〜γ3を用いて、次式(11)のように表すことができる。
However, (w0, w1, w2, w3) = (γ 0 , γ 1 , γ 2 , γ 3 ).
Here, from the equation (10), the channel response characteristic H u1 can be expressed as the following equation (11) using the channel response characteristic H u2 and the tap coefficients γ 0 to γ 3 .
ところで、式(6)により干渉波のチャネル応答特性を表したのと同様に、復調・復号を行う対象の所望波のチャネル応答特性もFIRフィルタにより表すことができる。所望波Sの発信源(送信元)からアンテナ素子11−1、11−2までのチャネル応答特性Hs1(z)、Hs2(z)は、例えば、次式(12)により表すことができる。 By the way, the channel response characteristic of the desired wave to be demodulated / decoded can also be expressed by the FIR filter in the same manner as the channel response characteristic of the interference wave expressed by the equation (6). The channel response characteristics H s1 (z) and H s2 (z) from the transmission source (transmission source) of the desired wave S to the antenna elements 11-1 and 11-2 can be expressed by, for example, the following equation (12). .
そして、干渉波Iと、所望波Sとが含まれる受信信号X1、X2は、次式(13)により表される。 The received signals X 1 and X 2 including the interference wave I and the desired wave S are represented by the following equation (13).
ここで、タップ係数選択部256は、図6のステップS108の処理により、第1のFIRフィルタ部223のタップ係数を(w0,w1,w2,w3)=(0,γ1,γ2,γ3)として設定する。そして、第1のFIRフィルタ部223の応答特性FIRは、次式(14)により表される。
Here, the tap
このとき、出力信号Y1は、次式(15)により表される。 At this time, the output signal Y 1 is expressed by the following equation (15).
ここで、式(11)を用いて、式(15)を変形すると、受信信号Y1は、次式(16)のように表される。 Here, using equation (11), by transforming Equation (15), the received signal Y 1 is expressed by the following equation (16).
一方、出力信号Y2は、次式(17)により表される。 On the other hand, the output signal Y 2 is expressed by the following equation (17).
式(16)及び式(17)を比べると、出力信号Y1と出力信号Y2とのそれぞれに含まれる所望波Sの先行波(遅延z−nを含まない項)は、相関がないことが分かる。すなわち、遅延を与えられていない基準信号に対して演算するタップのタップ係数を0にすることにより、受信装置が同じタイミングで受信した、受信信号X1に含まれる所望波Sと、受信信号X2に含まれる所望波Sとを結合することを防ぎ、出力信号Y1に含まれる所望波Sと、出力信号Y2に含まれる所望波Sとの無相関を保つことができる。これにより、アンテナ素子11−1、11−2を用いることにより得られる空間ダイバーシチ効果を保つことができる。
これに対して、受信信号Y1に含まれる干渉波Iと、受信信号Y2に含まれる干渉波Iとは、タップ係数(γ0:複素数)を定数とするスカラ倍の関係にすることができる。そして、干渉波Iについて出力信号Y1と出力信号Y2とは、複素数を定数とするスカラ倍の関係にあるので、出力信号Y1と出力信号Y2との位相と振幅とを調整して逆相合成することにより、マルチパス干渉波を抑圧できる。
Comparing Expression (16) and Expression (17), the preceding wave of the desired wave S included in each of the output signal Y 1 and the output signal Y 2 (term not including the delay z −n ) has no correlation. I understand. That is, by the tap coefficients of taps for calculating the reference signal is not given a delay to 0, the reception apparatus receives at the same time, the desired wave S included in the received signal X 1, received signal X 2 can be prevented from being combined with each other, and the desired wave S included in the output signal Y 1 can be kept uncorrelated with the desired wave S included in the output signal Y 2 . Thereby, the space diversity effect obtained by using the antenna elements 11-1 and 11-2 can be maintained.
On the other hand, the interference wave I included in the reception signal Y 1 and the interference wave I included in the reception signal Y 2 have a scalar multiplication relationship with a tap coefficient (γ 0 : complex number) as a constant. it can. Since the output signal Y 1 and the output signal Y 2 for the interference wave I have a scalar multiplication relationship with a complex number as a constant, the phase and amplitude of the output signal Y 1 and the output signal Y 2 are adjusted. Multipath interference waves can be suppressed by performing reverse phase synthesis.
この関係を利用して、本実施形態における受信装置は、1タップ構成の干渉除去部13、16(図1)を用いて、出力信号Y1、Y2に含まれるマルチパス干渉波を抑圧することができる。そして、本実施形態における受信装置は、受信信号X1、X2が所望波Sと、マルチパス干渉波とを含む場合においても、受信信号X1、X2に含まれるマルチパス干渉波を抑圧して、出力信号Y1、Y2に含まれる所望波Sを復調・復号することができる。
ここでは、基準信号選択部255が受信信号X2を基準信号に選択した場合について説明したが、受信信号X1を基準信号に選択した場合においても同様に、所望波Sに対する空間ダイバーシチ効果を保ちつつ、マルチパス干渉波を抑圧することができる。
Using this relationship, the receiving apparatus according to the present embodiment suppresses multipath interference waves included in the output signals Y 1 and Y 2 using the
Here, a case has been described in which the
上述のように、本実施形態における受信装置は、タップ係数選択部256が、第2のFIRフィルタ部252a、252bがタップ係数を算出した後に受信信号X1、X2のいずれかを基準信号に選択し、選択した基準信号が入力されている第2のFIRフィルタ部が算出したタップ係数を選択する。そして、タップ係数選択部256は、第1のFIRフィルタ部223において、遅延を与えられていない基準信号に対して演算するタップのタップ係数を0にし、他のタップのタップ係数を選択したタップ係数にするようにした。
これにより、式(16)及び式(17)に示したように、出力信号Y1と出力信号Y2とのそれぞれに含まれる所望のOFDM信号(所望波S)の先行波に対応する項で相関を生じさせずに、複素数を定数とするスカラ倍の関係に干渉波Iをすることができる。そして、マルチパス干渉等化フィルタ22の後段に設けられている干渉除去部16において、位相と振幅とを調整して逆相合成することにより、マルチパス干渉波を抑圧することができ、通信品質の低下を防ぐことができる。
As described above, in the receiving apparatus according to the present embodiment, after the tap
Thus, as shown in equation (16) and (17), in the section corresponding to the preceding wave of the desired OFDM signal contained in the output signals Y 1 and the output signal Y 2 (desired wave S) The interference wave I can be made to have a scalar multiplication relationship with a complex number as a constant without causing a correlation. Then, in the
なお、本実施形態において、基準信号選択部255は、入出力電力比算出部254a、254bが算出した入出力電力比のうち大きい入出力電力比に対応する受信信号を基準信号に選択する構成を説明した。しかし、これに限らず、基準信号選択部255は、受信信号X1、X2が入力される第2のFIRフィルタ部252a、252bそれぞれにおけるタップ係数の絶対値の総和を算出し、算出したタップ係数の絶対値の総和が小さい受信信号X1、X2のいずれか一方を基準信号に選択するようにしてもよい。
これは、タップ係数の絶対値の総和が小さい方が、干渉波をより抑圧できる傾向にあるためである。そこで、基準信号選択部255が、第2のFIRフィルタ部252a、252bそれぞれにおけるタップ係数の総和の小さい方に入力される受信信号を基準信号にすることにより、干渉波の抑圧の精度を高めることができる。
In the present embodiment, the reference
This is because the smaller the sum of absolute values of tap coefficients, the more likely to suppress interference waves. Therefore, the reference
(第3実施形態)
第3実施形態では、受信装置が3つのアンテナ素子を備えている場合における、マルチパス干渉等化フィルタについて説明する。
図7は、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ32の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、マルチパス干渉等化フィルタ32は、受信信号X1〜X3が入力され、出力信号Y1〜Y3を出力する。また、マルチパス干渉等化フィルタ32は、スイッチ部321a〜321cと、第1のFIRフィルタ部323a、323bと、減算器324a、324bと、タップ係数設定部35とを備えている。ここでは、第1のFIRフィルタ部323a、323bのタップの個数kが4個である場合について説明する。
(Third embodiment)
In the third embodiment, a multipath interference equalization filter in the case where the reception apparatus includes three antenna elements will be described.
FIG. 7 is a schematic block diagram showing the configuration of the multipath
スイッチ部321a〜321cには、アンテナ素子11−1〜11−3により受信された受信信号X1〜X3が入力され、タップ係数設定部35の制御に応じて、それぞれが異なる受信信号を選択して出力する。タップ係数設定部35により基準信号に選択された受信信号がスイッチ部321cから出力される。
第1のFIRフィルタ部323a、323bは、基準信号以外の受信信号を出力するスイッチ部321a、321bに対応し、それぞれに基準信号が入力されている。また、第1のFIRフィルタ部323a、323bは、第1実施形態のFIRフィルタ部122(図3)と同じ構成であるので、その説明を省略する。
Received signals X 1 to X 3 received by antenna elements 11-1 to 11-3 are input to switch
The first
減算器324a、324bは、基準信号以外の受信信号を出力するスイッチ部321a、321bに対応し、対応するスイッチ部321a、321bから出力される受信信号から当該受信信号に対応する第1のFIRフィルタ部323a、323bが出力する信号を減算して減算結果を出力する。
減算器324a、324b、及びスイッチ部321cそれぞれの出力する信号は、マルチパス干渉等化フィルタ32の出力信号Y1、Y2、Y3になる。
The subtracters 324a and 324b correspond to the
The signals output from the subtracters 324a and 324b and the
タップ係数設定部35は、受信信号X1〜X3に基づいて、受信信号X1〜X3のいずれか1つを基準信号に選択し、基準信号に選択した受信信号が第1のFIRフィルタ部323a、323bに入力されるようにスイッチ部321cを制御する。具体的には、タップ係数設定部35は、第2実施形態のタップ係数設定部25と同様に、受信信号X1〜X3に干渉波のみが含まれる期間において、減算器324a、324bが出力する信号の電力を最小にする第1のFIRフィルタ部323a、323bのタップ係数を算出し、算出したタップ係数に基づいて、第1のFIRフィルタ部323a、323bのタップ係数を決定する。
Tap coefficient setting unit 35 based on the received
タップ係数設定部35は、受信信号X1〜X3それぞれに対応して2((アンテナ素子数)−1)個ずつ設けられている第2のFIRフィルタ部352a〜352fと、第2のFIRフィルタ部352a〜352fそれぞれに対応して設けられている減算器353a〜353fと、減算器353a〜353fそれぞれに対応して設けられている入出力電力比算出部354a〜354fと、基準信号選択部355と、タップ係数選択部356とを有している。
Tap coefficient setting unit 35, in response to each received
第2のFIRフィルタ部352a〜352fは、第1のFIRフィルタ部323a、323bと同様に、k個のタップを有し、対応する受信信号が入力されている。また、第2のFIRフィルタ部352a〜352fは、第1実施形態のFIRフィルタ部122(図3)と同じ構成を有しており、各第2のFIRフィルタ部352a〜352fに設けられているMMSE部1221がタップ係数を算出する。
Similarly to the first
減算器353a〜353fは、受信信号X1〜X3から、第2のFIRフィルタ部352a〜352fが出力する信号を減算する。また、減算器353a〜353fは、第2のFIRフィルタ部352a〜352fに入力されている受信信号と、第2のFIRフィルタ部352a〜352fに入力されている受信信号以外の受信信号それぞれとの組み合わせすべてに対応して設けられている。
例えば、減算器353aと減算器353bは、第2のFIRフィルタ部352a、352bに入力されている受信信号X1と、受信信号X1以外の受信信号X2、X3それぞれとの組み合わせ(受信信号X1、受信信号X2)及び(受信信号X1、受信信号X3)に対応して設けられている。減算器353aは、第2のFIRフィルタ部352bより出力される信号を受信信号X2から減算し、減算結果を入出力電力比算出部354aに出力する。
For example,
入出力電力比算出部354a〜354fは、対応する減算器353a〜353fが出力する信号に対する当該減算器に入力されている受信信号の比を算出する。
基準信号選択部355は、第2実施形態の基準信号選択部255と同様に、入出力電力比算出部354a〜354fが算出する入出力電力比に基づいて、受信信号X1〜X3からいずれか1つを基準信号に選択する。また、基準信号選択部355は、選択した基準信号が第1のFIRフィルタ部323a、323bに入力されるようにスイッチ部321cを切り替えるとともに、減算器324a、324bそれぞれに基準信号以外の異なる受信信号が入力されるようにスイッチ部321a、321bを切り替える。
The input / output power
Similarly to the reference
タップ係数選択部356は、第2のFIRフィルタ部352a〜352fのうち、基準信号に選択された受信信号が入力されている第2のFIRフィルタ部により算出されたタップ係数に基づいて、第1のFIRフィルタ部323a、323bが有する各タップのタップ係数を決定する。具体的には、タップ係数選択部356は、第2実施形態のタップ係数選択部256と同様に、基準信号が入力されている第2のFIRフィルタ部により算出されたタップ係数w’0〜w’3のうち遅延を与えられていない基準信号に対して演算を行うタップ係数(w’0)を0にしたタップ係数(0,w’1,w’2,w’3)を、第2のFIRフィルタ部に対応する第1のFIRフィルタ部323a、323bのタップ係数(w0,w1,w2,w3)にする。
The tap
ここで、第2のFIRフィルタ部に対応する第1のFIRフィルタ部とは、干渉波を抑圧する対象となる受信信号が一致する第1のFIRフィルタ部である。例えば、受信信号X1が基準信号であり、スイッチ部321aが受信信号X2を出力し、スイッチ部321bが受信信号X3を出力する場合、第2のFIRフィルタ部352aには、受信信号X2の干渉波を抑圧する第1のFIRフィルタ部323aが対応する。
そして、マルチパス干渉等化フィルタ32は、第2実施形態のマルチパス干渉等化フィルタ22のタップ係数設定処理(図6)と同様のタップ係数設定処理を行い、第1のFIRフィルタ部323a、323bのタップ係数を設定する。
Here, the 1st FIR filter part corresponding to a 2nd FIR filter part is a 1st FIR filter part with which the received signal used as the object which suppresses an interference wave corresponds. For example, the received signal X 1 is the reference signal, the
Then, the multipath
以下、マルチパス干渉等化フィルタ32による受信信号X1〜X3に対する処理を説明する。ここでは、マルチパス干渉等化フィルタ32が出力する出力信号Y1〜Y3は、所望波Sが受信されず、かつ干渉波Iが受信されている場合について説明する。また、このとき、受信信号X2が基準信号に選択されているものとする。
図8は、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ32による干渉波Iを抑圧する処理の一例を示す模式図である。同図に示す例では、タップ係数選択部356が、第2のFIRフィルタ部352cにより算出されたタップ係数を選択するとともに、第2のFIRフィルタ部352dにより算出されたタップ係数を選択した場合を示している。
ここで、干渉波Iの送信元からアンテナ素子11−1〜11−3までのチャネル応答特性をHu1(z)、Hu2(z)、Hu3(z)とすると、各受信信号X1〜X3は、次式(18)のように表される。
Hereinafter, processing on the received signals X 1 to X 3 by the multipath
FIG. 8 is a schematic diagram illustrating an example of a process of suppressing the interference wave I by the multipath
Here, if the channel response characteristics from the transmission source of the interference wave I to the antenna elements 11-1 to 11-3 are H u1 (z), H u2 (z), and H u3 (z), each received signal X 1 to X 3 is expressed by the following equation (18).
第2のFIRフィルタ部352cは、受信信号X1に含まれるマルチパス干渉波を受信信号X2に含まれるマルチパス干渉波により打ち消すためのタップ係数を算出する。タップ係数選択部356は、第2のFIRフィルタ部352cが算出したタップ係数を選択する。第2のFIRフィルタ部352cにより算出されたタップ係数は、次式(19)に表される。
The second
第2のFIRフィルタ部352dは、受信信号X3に含まれるマルチパス干渉波を受信信号X2に含まれるマルチパス干渉波により打ち消すためのタップ係数を算出する。タップ係数選択部356は、第2のFIRフィルタ部352dが算出したタップ係数を選択する。第2のFIRフィルタ部352dにより算出されたタップ係数は、次式(20)により表される。
The second
このとき、タップ係数選択部356は、式(19)におけるα0を0にしたタップ係数(0,α1,α2,α3)を第1のFIRフィルタ部323aのタップ係数(w0,w1,w2,w3)として決定して代入することにより設定する。また、タップ係数選択部356は、式(20)におけるβ0を0にしたタップ係数(0,β1,β2,β3)を第1のFIRフィルタ部323bのタップ係数(w0,w1,w2,w3)として決定して代入することにより設定する。
ここで、本実施形態におけるマルチパス干渉等化フィルタ32が出力する出力信号Y1〜Y3は、次式(21)により表される。
At this time, the tap
Here, the output signals Y 1 to Y 3 output from the multipath
式(21)に示されているように、出力信号Y1と出力信号Y2とは、干渉波Iに関して、タップ係数α0を定数とするスカラ倍の関係にある。また、出力信号Y3と出力信号Y2とは、同様に、干渉波Iに関して、タップ係数β0を定数とするスカラ倍の関係にある。
これにより、マルチパス干渉等化フィルタ32の後段に設けられる干渉除去部16において、出力信号Y1と出力信号Y2との振幅と位相を調整して逆相合成することにより、出力信号Y1に含まれている干渉波Iを抑圧することができる。また、出力信号Y3と出力信号Y2との振幅と位相を調整して逆相合成することにより、出力信号Y3に含まれている干渉波Iを抑圧することができる。すなわち、マルチパス干渉等化フィルタ32を用いることにより、アンテナ素子の数を増やさずとも、マルチパス環境においてアンテナの自由度を超える複数のパスを介して到達する干渉波Iを抑圧することができ、通信品質の低下を防ぐことができる。
また、第2実施形態において式(16)及び式(17)により示したように、第3実施形態においてもアンテナ素子11−1〜11−3を用いることにより得られる空間ダイバーシチ効果を保つことができるので、通信品質の低下を防ぐことができる。
As shown in Expression (21), the output signal Y 1 and the output signal Y 2 have a scalar multiplication relationship with respect to the interference wave I, with the tap coefficient α 0 as a constant. Also, and the output signal Y 2 output signals Y 3, similarly, with respect to the interference wave I, is a scalar multiple of the tap coefficients β0 a constant.
As a result, the
Further, as shown by the equations (16) and (17) in the second embodiment, the spatial diversity effect obtained by using the antenna elements 11-1 to 11-3 can be maintained also in the third embodiment. Therefore, it is possible to prevent the communication quality from being lowered.
なお、第2実施形態及び第3実施形態において、マルチパス干渉等化フィルタ12(22、32)に入力される信号が、異なる2つ又は3つのアンテナ素子により受信された受信信号である構成について説明したが、この構成に限ることなく、4つ以上のアンテナ素子により受信された受信信号が入力されるようにしてもよい。
また、第3実施形態において、基準信号選択部355が入出力電力比に基づいて基準信号を選択する構成を説明したが、受信信号X1〜X3ごとに、当該受信信号が入力される第2のFIRフィルタ部352a〜352fに備えられているタップのタップ係数の絶対値の総和を算出し、受信信号X1〜X3のうち算出したタップ係数の絶対値の総和が最小の受信信号を基準信号に選択するようにしてもよい。
In the second embodiment and the third embodiment, the signal input to the multipath interference equalization filter 12 (22, 32) is a received signal received by two or three different antenna elements. Although described, the present invention is not limited to this configuration, and reception signals received by four or more antenna elements may be input.
In the third embodiment, the configuration in which the reference
また、第2実施形態及び第3実施形態において、基準信号選択部255(355)は、受信信号ごとに、当該受信信号が入力される第2のFIRフィルタ部252a、252b(352a〜352f)から出力される信号を用いる減算器253a、253b(353a〜353f)が出力する信号の標準偏差を算出するようにしてもよい。そして、基準信号選択部255(355)は、受信信号のうち、算出した標準偏差が最小の受信信号を基準信号に選択するようにしてもよい。
In the second embodiment and the third embodiment, the reference signal selection unit 255 (355) is configured to receive, for each received signal, the second
また、各実施形態において、マルチパス干渉等化フィルタ12(22、32)が干渉波を抑圧した信号を生成し、生成した信号を同期検出部14に出力するようにしてもよい。
これにより、干渉波を抑圧する干渉除去部13を設けずとも、同期検出部14は、マルチパス干渉等化フィルタ12(22、32)から入力される信号を用いて、シンボル同期のタイミングを検出することができる。
また、各実施形態において、OFDM信号を復調する受信装置の構成を説明したが、マルチパス干渉等化フィルタ12(22、32)は、時間領域において干渉波を抑圧するので、通信方式に関わらず適用することができる。
また、各実施形態において、マルチパス干渉等化フィルタ12(22、32)に入力する信号を、量子化したデジタル信号にしてもよい。この場合、各FIRフィルタに備えられている各遅延素子における遅延時間は、量子化する際のサンプリング時間を単位時間とするようにしてもよい。
In each embodiment, the multipath interference equalization filter 12 (22, 32) may generate a signal in which the interference wave is suppressed, and output the generated signal to the
As a result, the
In each of the embodiments, the configuration of the receiving apparatus that demodulates the OFDM signal has been described. However, the multipath interference equalization filter 12 (22, 32) suppresses the interference wave in the time domain. Can be applied.
In each embodiment, the signal input to the multipath interference equalization filter 12 (22, 32) may be a quantized digital signal. In this case, the delay time in each delay element provided in each FIR filter may be set so that the sampling time at the time of quantization is a unit time.
また、第2及び第3の実施形態において、タップ係数設定部25(35)が複数の受信信号における2つの受信信号の組み合わせに対応して第2のFIRフィルタ部252a、252b(352a〜352f)を設ける構成について説明した。しかし、この構成に限ることなく、タップ係数設定部25(35)において、第2のFIRフィルタ部252a(352a)と、減算器253a(353a)とを1つずつ設け、それぞれに入力する受信信号を切り替えてすべての受信信号の組み合わせにおけるk個のタップ係数、及び入出力電力比を算出するようにしてもよい。このようにタップ係数設定部25(35)を構成することにより、タップ係数設定部25(35)の回路規模を小さくすることができる。
In the second and third embodiments, the tap coefficient setting unit 25 (35) corresponds to the combination of two received signals in a plurality of received signals, and the second
また、第2及び第2の実施形態における第1のFIRフィルタ部223(323a、323b)では、遅延を与えられていない基準信号に対して演算を行うタップ(重み乗算器1224a)のタップ係数を0にするので、重み乗算器1224aを設けない構成にしてもよい。
Further, in the first FIR filter unit 223 (323a, 323b) in the second and second embodiments, the tap coefficient of the tap (
上述のマルチパス干渉等化フィルタは内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、マルチパス干渉等化フィルタに備えられているスイッチ部、遅延素子、第1のFIRフィルタ部、減算器、及びタップ係数設定部の各機能をコンピュータに実行させるプログラムが、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、コンピュータに各機能を実現させるようにしてもよい。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、CD−ROM、DVD−ROM、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。 The above multipath interference equalization filter may have a computer system inside. In that case, a computer-readable program for causing a computer to execute the functions of the switch unit, delay element, first FIR filter unit, subtractor, and tap coefficient setting unit provided in the multipath interference equalization filter Each function may be realized by the computer by being stored in a recording medium and being read and executed by the computer. Here, the computer-readable recording medium means a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, or the like. Alternatively, the computer program may be distributed to the computer via a communication line, and the computer that has received the distribution may execute the program.
1,9…受信装置
11−1,11−2…アンテナ素子
12,22,32…マルチパス干渉等化フィルタ
13,16…干渉除去部
14…同期検出部
15−1,15−2…FFT部
17…復調部
18…P/S変換部
25,35…タップ係数設定部
121,122…FIRフィルタ部
123,124,224,253a,253b,324a,324b,353a,353b,353c,353d,353e,353f…減算器
131,132,161,162…乗算器
134,164,1221…MMSE部
221a,221b,321a,321b,321c…スイッチ部
223,323a,323b…第1のFIRフィルタ部
252a,252b,352a,352b,352c,352d,352e,352f…第2のFIRフィルタ部
254a,254b,354a,354b,354c,354d,354e,354f…入出力電力比算出部
255,355…基準信号選択部
256,356…タップ係数選択部
1222…フィルタ部
133,163,1225,2234…加算器
1223b,1223c,1223d,2232b,2232c,2232d…遅延素子
1224a,1224b,1224c,1224d,2233a,2233b,2233c,2233d…重み乗算器
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記複数の受信信号のうち前記基準信号以外の受信信号それぞれに対応して設けられている第1の減算器であって、受信信号に対応する前記第1のFIRフィルタ部の出力を該受信信号から減算する第1の減算器と、
前記複数の受信信号に干渉波のみが含まれる場合に前記第1の減算器それぞれが出力する信号の電力を最小にするタップ係数を前記第1のFIRフィルタ部ごとに算出し、前記第1のFIRフィルタ部において、遅延を与えられていない前記基準信号に対して演算するタップのタップ係数を0にし、他のタップのタップ係数を前記算出したタップ係数にして前記第1のFIRフィルタ部それぞれのタップ係数を定めるタップ係数設定部と
を備えることを特徴とするマルチパス干渉等化フィルタ。 A first FIR filter unit to which a reference signal that is any one of a plurality of reception signals received by each of a plurality of antennas is input, provided corresponding to each of the reception signals other than the reference signal A first FIR filter unit being configured;
A first subtracter provided corresponding to each of the received signals other than the reference signal among the plurality of received signals, wherein the output of the first FIR filter unit corresponding to the received signal is the received signal A first subtractor for subtracting from
When each of the plurality of received signals includes only an interference wave, a tap coefficient that minimizes the power of the signal output from each of the first subtracters is calculated for each of the first FIR filter units. In the FIR filter unit, tap coefficients of taps calculated with respect to the reference signal not given a delay are set to 0, and tap coefficients of other taps are set to the calculated tap coefficients. A multipath interference equalization filter comprising: a tap coefficient setting unit that determines a tap coefficient.
入力される受信信号から前記第2のFIRフィルタ部の出力を減算する第2の減算器と、
前記第2の減算器から出力される信号に対する該第2の減算器に入力されている受信信号の比である入出力電力比を算出する入出力電力比算出部と、
前記入出力電力比算出が算出する入出力電力比を最大にする前記第2のFIRフィルタ部が有するタップのタップ係数を算出するタップ係数算出部と
前記複数の受信信号のうちいずれか一つを順に第1受信信号とし、該第1受信信号以外の受信信号を順に第2受信信号とした2つの受信信号の組み合わせに対して、該第1受信信号を前記第2のFIRフィルタ部に入力し、該第2受信信号を第2の減算器に入力し、前記タップ係数算出部が前記第2のFIRフィルタ部のタップ係数を算出する処理において、第1受信信号ごとに算出された入出力電力比、第2の減算器の出力、あるいは、算出されたタップ係数のいずれかに基づいて、前記複数の受信信号のうちいずれか一つを前記基準信号に選択する基準信号選択部と、
前記基準信号選択部により前記基準信号に選択された受信信号を前記第1受信信号にし、他の受信信号を順に前記第2受信信号にした際に算出されたタップ係数のうち、遅延を与えられていない前記第1受信信号に対して演算するタップのタップ係数を0にして、前記基準信号以外の受信信号に対応する前記第1のFIRフィルタ部のタップ係数を定めるタップ係数選択部と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のマルチパス干渉等化フィルタ。 A second FIR filter unit having the same number of taps as the number of taps provided in the first filter unit;
A second subtracter for subtracting the output of the second FIR filter section from the input received signal;
An input / output power ratio calculator that calculates an input / output power ratio that is a ratio of a received signal input to the second subtractor to a signal output from the second subtractor;
A tap coefficient calculation unit that calculates a tap coefficient of a tap included in the second FIR filter unit that maximizes the input / output power ratio calculated by the input / output power ratio calculation; and one of the plurality of received signals. The first received signal is input to the second FIR filter unit for a combination of two received signals that are sequentially set as the first received signal and the received signals other than the first received signal are sequentially set as the second received signal. The input / output power calculated for each first received signal in the process of inputting the second received signal to the second subtracter and the tap coefficient calculating unit calculating the tap coefficient of the second FIR filter unit. A reference signal selection unit that selects any one of the plurality of reception signals as the reference signal based on any one of the ratio, the output of the second subtractor, or the calculated tap coefficient;
Of the tap coefficients calculated when the received signal selected as the reference signal by the reference signal selection unit is the first received signal and the other received signals are sequentially set to the second received signal, a delay is given. A tap coefficient selection unit that sets a tap coefficient of a tap calculated for the first received signal that is not set to 0 and determines a tap coefficient of the first FIR filter unit corresponding to a received signal other than the reference signal. The multipath interference equalization filter according to claim 1.
前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号とし、前記複数の受信信号のうち前記第1受信信号以外の受信信号を順に前記第2受信信号とした際の入出力電力比の総和を算出し、
算出した総和のうち最大の総和に対応する受信信号を前記基準信号に選択する
ことを特徴とする請求項2に記載のマルチパス干渉等化フィルタ。 The reference signal selector is
For each of the plurality of reception signals, the input / output power ratio when the reception signal is the first reception signal and the reception signals other than the first reception signal among the plurality of reception signals are sequentially used as the second reception signal. Calculate the sum,
The multipath interference equalization filter according to claim 2, wherein a reception signal corresponding to a maximum sum among the calculated sums is selected as the reference signal.
前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号とし、前記複数の受信信号のうち前記第1受信信号以外の受信信号を順に前記第2受信信号とした際における前記第2の減算器が出力する信号の標準偏差を算出し、
算出した標準偏差のうち、最小の標準偏差に対応する受信信号を前記基準信号に選択する
ことを特徴とする請求項2に記載のマルチパス干渉等化フィルタ。 The reference signal selector is
For each of the plurality of reception signals, the second subtraction when the reception signal is the first reception signal and the reception signals other than the first reception signal among the plurality of reception signals are sequentially used as the second reception signal. Calculate the standard deviation of the signal output from the instrument,
The multipath interference equalization filter according to claim 2, wherein a reception signal corresponding to a minimum standard deviation among the calculated standard deviations is selected as the reference signal.
前記複数の受信信号ごとに、受信信号を前記第1受信信号にした際における前記タップ係数算出部により算出されたタップ係数の絶対値の総和を算出し、
算出した絶対値の和のうち、最小の絶対値の和に対応する受信信号を前記基準信号に選択する
ことを特徴とする請求項2に記載のマルチパス干渉等化フィルタ。 The reference signal selector is
For each of the plurality of reception signals, calculate a sum of absolute values of tap coefficients calculated by the tap coefficient calculation unit when the reception signal is the first reception signal;
The multipath interference equalization filter according to claim 2, wherein a reception signal corresponding to a minimum sum of absolute values among selected sums of absolute values is selected as the reference signal.
前記マルチパス干渉等化フィルタの出力する信号に基づいてシンボル同期のタイミングを検出する同期検出部と、
前記同期検出部が検出したシンボル同期のタイミングに基づいて、前記マルチパス干渉等化フィルタが出力する信号に対してFFTをするFFT部と、
前記FFT部によりFFTされた信号を復調する復調部と
を具備することを特徴とする受信装置。 The multipath interference equalization filter according to any one of claims 1 to 5,
A synchronization detector that detects a symbol synchronization timing based on a signal output from the multipath interference equalization filter;
An FFT unit that performs FFT on a signal output from the multipath interference equalization filter based on the timing of symbol synchronization detected by the synchronization detection unit;
And a demodulator that demodulates the signal FFTed by the FFT unit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010188065A JP5518636B2 (en) | 2010-08-25 | 2010-08-25 | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010188065A JP5518636B2 (en) | 2010-08-25 | 2010-08-25 | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012049673A JP2012049673A (en) | 2012-03-08 |
JP5518636B2 true JP5518636B2 (en) | 2014-06-11 |
Family
ID=45904080
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010188065A Active JP5518636B2 (en) | 2010-08-25 | 2010-08-25 | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5518636B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105262503B (en) * | 2015-07-16 | 2018-04-24 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | A kind of multidiameter delay generation device and method based on group delay calibration |
-
2010
- 2010-08-25 JP JP2010188065A patent/JP5518636B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2012049673A (en) | 2012-03-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Du et al. | Accurate error-rate performance analysis of OFDM on frequency-selective Nakagami-m fading channels | |
US6751264B2 (en) | Receiver and method therefor | |
US9020023B2 (en) | Reception device and reception method | |
US7577194B2 (en) | Equalizer and equalization method | |
JP2011234223A (en) | Equalizer and broadcast receiver | |
JP4789678B2 (en) | OFDM receiving method and OFDM receiving apparatus | |
JP4202162B2 (en) | Adaptive array radio apparatus, antenna selection method, and antenna selection program | |
JPH08204625A (en) | Data receiver | |
US9001877B2 (en) | Signal processing for diversity combining radio receiver | |
US6760386B2 (en) | Receiver and method therefor | |
JP5518636B2 (en) | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus | |
JP5518635B2 (en) | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus | |
JP2005160033A (en) | Ofdm demodulator, integrated circuit for ofdm demodulation, and ofdm demodulation method | |
JP2003060517A (en) | Interference removal apparatus and method | |
US8897354B2 (en) | Receiver apparatus, method for processing received signal and computer program product | |
JP4486008B2 (en) | Receiver | |
JP4886736B2 (en) | OFDM signal combining receiver and repeater | |
JP5878798B2 (en) | Diversity receiver | |
JP5715480B2 (en) | Multipath interference equalization filter and receiving apparatus | |
US20030035498A1 (en) | Receiver and method therefor | |
JP5881453B2 (en) | Equalizer, receiver, and equalization method | |
JPWO2005104400A1 (en) | Diversity receiver and diversity receiving method | |
JP5599677B2 (en) | Diversity receiving apparatus and diversity receiving method | |
JP5337746B2 (en) | OFDM signal combining receiver and repeater | |
JP3723384B2 (en) | Adaptive antenna device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130823 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140228 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20140304 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20140402 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5518636 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |