JP5470098B2

JP5470098B2 - Inverter control device and air conditioner using the same

Info

Publication number: JP5470098B2
Application number: JP2010048563A
Authority: JP
Inventors: 健太郎三浦; 達夫安藤; 孝大石; 励笠原; 健木下; 将志大田
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2010-03-05
Filing date: 2010-03-05
Publication date: 2014-04-16
Anticipated expiration: 2030-03-05
Also published as: JP2011188568A

Description

本発明は、例えば空気調和機や冷凍機などの冷凍装置に関し、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータの回転数を可変制御するインバータ制御装置に関する。 The present invention relates to a refrigeration apparatus such as an air conditioner or a refrigerator, and more particularly to an inverter control apparatus that variably controls the rotation speed of a permanent magnet synchronous motor that drives a compressor of a refrigeration cycle.

電流センサの電流検出精度はシャント抵抗による電流再現制御より良いため、インバータ電流が大きい製品において使用されている。一方、モータ電流センサを用いずにモータ電流情報を検出するような技術も知られている。例えば特許文献１には、ＰＷＭ信号に同期したＡＤ変換器によって、一定の時間間隔で第１のＡＤ変換と第２のＡＤ変換とを行い、該ＡＤ変換した第１の直流電流情報と、第２の直流電流情報とを基にインバータ回路の出力電流を再現して同期モータを制御し、これによって、高価なモータ電流センサを用いることなくモータ電流情報を得て、安価に高品質なモータ制御装置を実現できる技術が開示されている。これには、インバータ回路近傍に備えたシャント抵抗にインバータ回路からの直流電流を流し、直流電流によりインバータのモータ電流を再現する制御が用いられている。 Since the current detection accuracy of the current sensor is better than the current reproduction control by the shunt resistor, it is used in products with a large inverter current. On the other hand, a technique for detecting motor current information without using a motor current sensor is also known. For example, in Patent Document 1, first AD conversion and second AD conversion are performed at regular time intervals by an AD converter synchronized with a PWM signal. The synchronous motor is controlled by reproducing the output current of the inverter circuit based on the DC current information of 2 and thereby obtaining motor current information without using an expensive motor current sensor, and high-quality motor control at low cost. A technique capable of realizing the apparatus is disclosed. For this purpose, control is used in which a direct current from the inverter circuit is passed through a shunt resistor provided near the inverter circuit, and the motor current of the inverter is reproduced by the direct current.

特開２００４−６４９０３号公報JP 2004-64903 A

モータを駆動する時に、電流検知は冷凍サイクルの制御性能、例えば、駆動効率，応答速度，安定性に影響を与えるので、インバータ電流の検出精度は、モータの駆動効率に影響を与え、冷凍サイクルの能力にも影響を与え得る。７５Ａまでインバータ電流を増大させた基板を使用する場合、従来の電流検出手段では電流センサを使用するが、電流センサは高価である。電流センサを用いないシャント抵抗による電流検出手段とすればコストが抑えられる。 When driving a motor, current detection affects the control performance of the refrigeration cycle, for example, drive efficiency, response speed, and stability, so the inverter current detection accuracy affects the motor drive efficiency, and the refrigeration cycle It can also affect your ability. When using a substrate with an inverter current increased to 75 A, a current sensor is used in the conventional current detection means, but the current sensor is expensive. Cost can be reduced by using a current detecting means using a shunt resistor without using a current sensor.

しかし、現在の回路定数とシャント抵抗による電流検出では、電流がシャント抵抗に流れた際のシャント抵抗における電力損失が大きくなり、現実的な電力容量のシャント抵抗を選定することが難しい。また、従来の電流検出幅のままでは６０Ａ／Ｖであり、インバータ電流が大きい場合に２相分のインバータ電流情報が現れる直流電流Ｉ_DCにリンギング等のノイズが重畳してマイコンの電流再現部に入った際に例えば１Ｖのノイズが入った場合、現在の電流検出幅では６０Ａのノイズとなり影響が大きい。 However, current detection using current circuit constants and shunt resistors increases power loss in the shunt resistor when current flows through the shunt resistor, and it is difficult to select a shunt resistor having a realistic power capacity. Moreover, it remains of a conventional current sensing wide and 60A / V, the direct current I _DC to the inverter current information of two phases when the inverter current is large appears superimposed noise such as ringing in the current reproduction unit of the microcomputer For example, when noise of 1 V enters when entering, the current detection width becomes 60 A noise, which has a great influence.

本発明は、大容量インバータにおいてシャント抵抗による電流再現制御の電流検出精度を向上することを目的とする。 An object of the present invention is to improve current detection accuracy of current reproduction control using a shunt resistor in a large-capacity inverter.

上記目的を達成するため本発明は、
交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
複数のスイッチング素子が三相ブリッジ結線され、前記コンバータ回路で生成された直流電圧から交流電圧を生成してモータに供給するインバータ回路と、
前記コンバータ回路と前記インバータ回路間に設けられたシャント抵抗と、
該シャント抵抗に流れる前記コンバータ回路から前記インバータ回路への入力直流電流を増幅回路を用いて検出する電流検出回路と、
前記複数のスイッチング素子を制御するとともに、前記電流検出回路で検出した直流電流の値に基づいて前記モータに流れるモータ電流を再現し、前記モータを可変制御するためのマイコンと、
を備えたインバータ制御装置において、
前記増幅回路の定数である電圧増幅率Ｇv、電流増幅率Ｇi、を
２２≦Ｇv≦３３
０.０１７＜Ｇi≦０.０４２
とするとともに、
前記マイコンでの電流検出幅を±６０Ａとした。 In order to achieve the above object, the present invention
A converter circuit that converts an AC voltage from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of switching elements connected in a three-phase bridge, an inverter circuit that generates an AC voltage from the DC voltage generated by the converter circuit and supplies the AC voltage to the motor;
A shunt resistor provided between the converter circuit and the inverter circuit;
A current detection circuit for detecting by using an amplifier circuit an input DC current from the converter circuit flowing through the shunt resistor to the inverter circuit,
It controls the plurality of switching elements, and a microcomputer for reproducing a motor current flowing through the motor based on the value of the DC current detected by said current detecting circuit, for variably controlling the motor,
In an inverter control device comprising:
The voltage amplification factor Gv and the current amplification factor Gi, which are constants of the amplifier circuit, are 22 ≦ Gv ≦ 33.
0.017 <Gi ≦ 0.042
With the,
The current detection width in the microcomputer was set to ± 60A .

本発明によれば、電流検出精度を向上することができる。 According to the present invention, it is possible to improve current detection accuracy.

本発明の一実施形態である空気調和装置の構成を表す概略図である。It is the schematic showing the structure of the air conditioning apparatus which is one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態におけるインバータ装置の構成を表す概略図である。It is the schematic showing the structure of the inverter apparatus in one Embodiment of this invention. 本発明の電流検出回路の機能を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the function of the current detection circuit of this invention. 図３で示された増幅回路部並びにフィルタ回路の構成を表すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of an amplifier circuit unit and a filter circuit illustrated in FIG. 3. インバータ装置のマイコンの機能的構成を表すブロック図である。It is a block diagram showing the functional structure of the microcomputer of an inverter apparatus. 図５で示された速度・位相推定部の機能的構成を表すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a functional configuration of a speed / phase estimation unit illustrated in FIG. 5. 図５で示されたモータ定数同定部の及びベクトル制御演算部の機能的構成を表すブロック図である。It is a block diagram showing the functional structure of the motor constant identification part shown by FIG. 5, and a vector control calculating part. ＰＷＭ電圧，直流電流，モータ電流を表す図である。It is a figure showing a PWM voltage, a direct current, and a motor current. 瞬時電流検出部における、電流の誤差と変換電流を表す概略図である。It is the schematic showing the error of a current and conversion current in an instantaneous current detection part.

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しつつ説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施形態である空気調和機の構成を表す概略図である。 FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration of an air conditioner according to an embodiment of the present invention.

この図１において、空気調和機１１０は、圧縮機１０１の吐出側，室内熱交換器１０２，室内膨張弁１０４，室外熱交換器１０５，アキュームレータ１０７、そして元に戻って圧縮機１０１の吸込側を順次連結した冷凍サイクルを有している。そして、例えば室内を冷房する場合に、圧縮機１０１で圧縮された冷媒は、室外熱交換器１０５で凝縮されて液化し、その後、室内膨張弁１０４で減圧され室内熱交換器１０２で蒸発し、圧縮機１０１に戻るようになっている。なお、室内熱交換器１０２及び室内膨張弁１０４は室内機１０９に備えられており、室内機１０９には熱交換を促進するための室内送風機１０３が設けられている。また、圧縮機１０１，室外熱交換器１０５、及びアキュームレータ１０７等は室外機１０８に備えられており、室外機１０８には熱交換を促進するための室外送風機１０６が設けられている。 In FIG. 1, an air conditioner 110 includes a discharge side of the compressor 101, an indoor heat exchanger 102, an indoor expansion valve 104, an outdoor heat exchanger 105, an accumulator 107, and the suction side of the compressor 101. It has a refrigeration cycle connected in sequence. For example, when the room is cooled, the refrigerant compressed by the compressor 101 is condensed and liquefied by the outdoor heat exchanger 105, and then reduced by the indoor expansion valve 104 and evaporated by the indoor heat exchanger 102. It returns to the compressor 101. The indoor heat exchanger 102 and the indoor expansion valve 104 are provided in the indoor unit 109, and the indoor unit 109 is provided with an indoor blower 103 for promoting heat exchange. The compressor 101, the outdoor heat exchanger 105, the accumulator 107, and the like are provided in the outdoor unit 108, and the outdoor unit 108 is provided with an outdoor blower 106 for promoting heat exchange.

圧縮機１０１は永久磁石同期モータ１１１によって駆動され、このモータ１１１の回転数（運転周波数）がインバータ装置２１０によって可変制御されている。これにより、冷凍サイクルに必要な能力に対応するようになっている。また、室内膨張弁１０４又は室外膨張弁（図示せず）の開度、室内送風機１０３及び室外送風機１０６の回転数、冷房／暖房の運転モードを切り替える四方弁（図示せず）などが制御されている。 The compressor 101 is driven by a permanent magnet synchronous motor 111, and the rotation speed (operation frequency) of the motor 111 is variably controlled by an inverter device 210. Thereby, it respond | corresponds to the capability required for a refrigerating cycle. Further, the opening degree of the indoor expansion valve 104 or the outdoor expansion valve (not shown), the rotation speed of the indoor blower 103 and the outdoor blower 106, a four-way valve (not shown) for switching between the cooling / heating operation modes, and the like are controlled. Yes.

図２は、上記インバータ装置２１０の構成を表す概略図である。 FIG. 2 is a schematic diagram showing the configuration of the inverter device 210.

この図２において、インバータ装置２１０は、交流電源２５１からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２２５と、このコンバータ回路２２５で生成された直流電力から交流電力を生成してモータ１１１に供給するインバータ回路２２１と、ドライバ回路２３２を介してインバータ回路２２１を制御するマイコン２３１と、コンバータ回路２２５で生成された高電圧を例えば５Ｖ又は１５Ｖ程度の制御電源に調整してマイコン２３１及びドライバ回路２３２等に供給する電源回路２３５と、コンバータ回路２２５の出力直流電圧を検出する電圧検出回路２３４と、シャント抵抗２２４を用いてインバータ回路２２１の入力直流電流を検出する電流検出回路２３３と、外気温度サーミスタ２６１を用いて外気温度を検出する外気温度検出回路２６２と、吐出温度サーミスタ２６３を用いて圧縮機１０１の吐出温度を検出する吐出温度検出回路２６４と、吐出圧力センサ２６５を用いて圧縮機１０１の吐出圧力を検出する吐出圧力検出回路２６６とを備えている。 In FIG. 2, the inverter device 210 converts the AC power from the AC power source 251 into DC power, and generates AC power from the DC power generated by the converter circuit 225 and supplies the AC power to the motor 111. The inverter 221, the microcomputer 231 that controls the inverter circuit 221 via the driver circuit 232, the high voltage generated by the converter circuit 225 is adjusted to a control power supply of about 5 V or 15 V, for example, the microcomputer 231, the driver circuit 232, etc. , A voltage detection circuit 234 that detects the output DC voltage of the converter circuit 225, a current detection circuit 233 that detects the input DC current of the inverter circuit 221 using the shunt resistor 224, and an outside temperature thermistor 261. Detecting the outside air temperature using the outside air temperature A discharge circuit 262, a discharge temperature detection circuit 264 that detects the discharge temperature of the compressor 101 using the discharge temperature thermistor 263, and a discharge pressure detection circuit 266 that detects the discharge pressure of the compressor 101 using the discharge pressure sensor 265. It has.

コンバータ回路２２５は、複数の整流素子２２６がブリッジ結線された回路であり、交流電源２５１からの交流電力を直流電力に変換するようになっている。インバータ回路２２１は、複数のスイッチング素子２２２が三相ブリッジ結線された回路である。また、スイッチング素子２２２がスイッチング時に発生する逆起電力を回生するため、スイッチング素子２２２と併設してフライホイール素子２２３が設けられている。ドライバ回路２３２は、マイコン２３１からの微弱な信号（後述するＰＷＭ信号）を増幅して、スイッチング素子２２２のスイッチング動作を制御するようになっている。これにより、インバータ回路２２１で交流電力が生成されるとともにその周波数が制御されるようになっている。 The converter circuit 225 is a circuit in which a plurality of rectifying elements 226 are bridge-connected, and converts AC power from the AC power supply 251 into DC power. The inverter circuit 221 is a circuit in which a plurality of switching elements 222 are connected in a three-phase bridge. In addition, a flywheel element 223 is provided along with the switching element 222 so that the switching element 222 regenerates a counter electromotive force generated at the time of switching. The driver circuit 232 controls a switching operation of the switching element 222 by amplifying a weak signal (a PWM signal described later) from the microcomputer 231. Thereby, AC power is generated by the inverter circuit 221 and its frequency is controlled.

保護回路Ａ２７４はシャント抵抗２２４に発生する電圧を取り込みスイッチング素子２２２を保護する。保護回路Ｂ２７５を通過してスイッチング素子２２２にＯＮ信号を送ることによりインバータ回路２２１が駆動してモータ１１１を動作させる。スイッチング素子２２２の定格電流を超えた場合は、スイッチング素子２２２かＦｏ信号がマイコン２３１に出力される。シャント抵抗２２４に発生する電圧を電流検出回路２３３によって増幅し、マイコン２３１に直流電圧を入力し、モータ１１１を停止させる。保護回路Ａ２７４を備えることによりインバータ回路２２１の定格電流を超えて運転しないようにソフト保護を行う。また、Ｆｏ信号を出力するスイッチング素子２２２を使用する場合には保護回路Ｂ２７５を実装しない。保護回路Ａ２７４はスイッチング素子２２２の定格電流の１倍の過電流からスイッチング素子２２２を保護している。保護回路Ａは電流検出回路２３３の検出幅を狭くしたことにより、備えている。 The protection circuit A274 takes in the voltage generated in the shunt resistor 224 and protects the switching element 222. By passing an ON signal to the switching element 222 through the protection circuit B275, the inverter circuit 221 is driven to operate the motor 111. When the rated current of the switching element 222 is exceeded, the switching element 222 or the Fo signal is output to the microcomputer 231. A voltage generated in the shunt resistor 224 is amplified by the current detection circuit 233, a DC voltage is input to the microcomputer 231, and the motor 111 is stopped. By providing the protection circuit A274, soft protection is performed so that the inverter circuit 221 is not operated exceeding the rated current. Further, when the switching element 222 that outputs the Fo signal is used, the protection circuit B275 is not mounted. The protection circuit A 274 protects the switching element 222 from an overcurrent that is one time the rated current of the switching element 222. The protection circuit A is provided by narrowing the detection width of the current detection circuit 233.

Ｆｏ信号を出力しないスイッチング素子２２２を使用する場合には保護回路Ａ２７４に代えて保護回路Ｂ２７５を実装することによりスイッチング素子２２２を保護する。保護回路Ｂ２７５はスイッチング素子２２２の定格電流の１.３倍の過電流からスイッチング素子２２２を保護している。 When the switching element 222 that does not output the Fo signal is used, the switching element 222 is protected by mounting the protection circuit B275 instead of the protection circuit A274. The protection circuit B275 protects the switching element 222 from an overcurrent that is 1.3 times the rated current of the switching element 222.

コンバータ回路２２５とインバータ回路２２１との間には、モータ１１１を運転又は停止させるための電磁接触器２５３と、力率改善用リアクトル２５２と、平滑コンデンサ２７０とが接続されている。さらに、雷サージ電圧吸収用のバリスタ２７１と、スナバコンデンサ２７２が接続されている。また、電源投入時等に閉路する電磁接触器２５３が平滑コンデンサ２７０に流れる過大な突入電流で溶着しないように、電磁接触器２５３と並列して突入電流制限抵抗器２５４が設けられている。 Between the converter circuit 225 and the inverter circuit 221, an electromagnetic contactor 253 for operating or stopping the motor 111, a power factor improving reactor 252, and a smoothing capacitor 270 are connected. Furthermore, a varistor 271 for absorbing lightning surge voltage and a snubber capacitor 272 are connected. Further, an inrush current limiting resistor 254 is provided in parallel with the electromagnetic contactor 253 so that the electromagnetic contactor 253 that is closed when the power is turned on does not weld due to an excessive inrush current flowing through the smoothing capacitor 270.

マイコン２３１は、センサレスタイプのベクトル制御機能を有している。すなわち、電流検出回路２３３で検出されたインバータ回路２２１の入力直流電流等に基づいてモータ１１１の駆動電流、つまり、インバータ回路２２１の出力交流電流、を再現するようになっており、交流電流を検出する電流センサを不要としている。また、モータ１１１の回転速度や位相（磁極位置）を推定するようになっており、速度センサや磁極位置センサを不要としている。このようなモータ制御の詳細を以下説明する。 The microcomputer 231 has a sensorless type vector control function. That is, the driving current of the motor 111, that is, the output AC current of the inverter circuit 221 is reproduced based on the input DC current of the inverter circuit 221 detected by the current detection circuit 233, and the AC current is detected. A current sensor is not required. Further, the rotational speed and phase (magnetic pole position) of the motor 111 are estimated, and a speed sensor and a magnetic pole position sensor are not required. Details of such motor control will be described below.

図３は電流検出回路である。シャント抵抗２２４に発生する電圧が、電流検出回路２３３内の増幅回路２７７において２.５Ｖ足されて増幅され、フィルタ回路２７８により電圧リップルを除去する。 FIG. 3 shows a current detection circuit. The voltage generated in the shunt resistor 224 is amplified by adding 2.5 V in the amplifier circuit 277 in the current detection circuit 233, and the voltage ripple is removed by the filter circuit 278.

図４は増幅回路２７７とフィルタ回路２７８の部品構成を示す。Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４とし、Ｒ３とＲ４により５Ｖを分圧しオペアンプ２８２の−端子に２.５Ｖを入力している。電圧増幅度Ｇvによって決まる増幅度にて増幅された電圧がフィルタ回路２７８に入力される。フィルタ回路２７８のＲ７とＣ３によってリンギング電圧除去される。 FIG. 4 shows a component configuration of the amplifier circuit 277 and the filter circuit 278. R1 = R2 = R3 = R4, 5V is divided by R3 and R4, and 2.5V is input to the negative terminal of the operational amplifier 282. A voltage amplified with an amplification degree determined by the voltage amplification degree Gv is input to the filter circuit 278. The ringing voltage is removed by R7 and C3 of the filter circuit 278.

図５は、マイコン２３１の機能的構成を表すブロック図である。図６は、図５で示された速度・位相推定部１８の機能的構成を表すブロック図であり、図７は、図５で示されたモータ定数同定部１４及びベクトル制御演算部１５の機能的構成を表すブロック図である。 FIG. 5 is a block diagram illustrating a functional configuration of the microcomputer 231. 6 is a block diagram showing the functional configuration of the speed / phase estimation unit 18 shown in FIG. 5, and FIG. 7 shows the functions of the motor constant identification unit 14 and the vector control calculation unit 15 shown in FIG. It is a block diagram showing a typical structure.

マイコン２３１は、図５に示す内容を処理している。モータ１１１の回転速度検出値ω及び位相検出値θdcを推定する速度・位相推定部１８と、電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DC等からモータ１１１の駆動電流（３相交流の電流検出値）Ｉu，Ｉv，Ｉwを推定する電流再現部１９と、位相検出値θdcに基づいて３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄｃ軸電流検出値Ｉdc及びｑｃ軸電流検出値Ｉqcに変換する３相／２軸変換部２０と、回転速度指令値ω^*を生成する速度指令生成部１０と、減算部で演算された回転速度指令値ω^*と回転速度検出値ωとの偏差が零となるように、第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*を生成するｑ軸電流指令生成部１２と、第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*を生成するｄ軸電流指令生成部１３と、モータ定数設定値（詳細には、抵抗設定値ｒ^*，誘起電圧設定値Ｋe^*、及び仮想インダクタンス設定値Ｌ^*）を出力するモータ定数同定部１４と、第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*，第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*，モータ定数設定値、及び回転速度指令値ω^*等に基づいてｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*を演算するベクトル制御演算部１５と、位相検出値θdcに基づいてｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*ｄｃ軸電圧指令値を３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*に変換する２軸／３相変換部１６と、３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*にそれぞれ比例したＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成してドライバ回路２３２に出力するＰＷＭ出力部１７とを有している。 The microcomputer 231 processes the contents shown in FIG. The speed and phase estimating unit 18 for estimating the rotational speed detection value ω and phase detection value θdc of the motor 111, the driving current (three-phase alternating current detection of the motor 111 from the DC current I _DC and the like detected by the current detection circuit 233 Value) Current reproduction unit 19 for estimating Iu, Iv, Iw, and three-phase AC current detection values Iu, Iv, Iw based on phase detection value θdc as dc-axis current detection value Idc and qc-axis current detection value Iqc The deviation between the rotational speed command value ω ^* calculated by the subtracting unit, the three-phase / two-axis conversion unit 20 for converting, the speed command generating unit 10 for generating the rotational speed command value ω ^*, and the rotational speed detected value ω is A q-axis current command generation unit 12 that generates a first qc-axis current command value Iqc ^* so as to be zero, a d-axis current command generation unit 13 that generates a first dc-axis current command value Idc ^* , motor constant set value (specifically, the resistance set value r ^*, the induced voltage setting value Ke ^*,及A motor constant identifying unit 14 for outputting the virtual inductance setting value L ^*), a first dc-axis current command value Idc ^*, first qc-axis current command value Iqc ^*, the motor constant set value, and the rotation speed command value ω ^* such as vector control calculating unit 15 for calculating the dc axis voltage command value Vdc ^* and the qc-axis voltage command value Vqc ^* on the basis of, on the basis of the phase detection value? dc dc axis voltage command value Vdc ^* and the qc-axis voltage command value A 2-axis / 3-phase converter 16 that converts a Vqc ^* dc-axis voltage command value into a 3-phase AC voltage command value Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* , and a 3-phase AC voltage command value Vu ^* , Vv ^* , Vw ^And a PWM output unit 17 that generates a PWM signal (pulse width modulation signal) proportional to each ^* and outputs the PWM signal to the driver circuit 232.

電流再現部１９は、電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DCと２軸／３相変換部１６で演算された３相交流の電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^*，Ｖw^*に基づき、モータ１１１の３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwを推定する。３相／２軸変換部２０は、速度・位相推定部で推定された位相検出値θdcに基づき、３相交流の電流検出値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄｃ軸電流検出値Ｉdc及びｑｃ軸電流検出値Ｉqcに変換する。 Current reproduction unit 19, the voltage command value of the computed three-phase alternating current in the direct current I _DC and the two-axis / 3-phase conversion unit 16 detected by the current detection circuit 233 Vu ^*, Vv ^*, based on Vw ^*, the motor 111, three-phase AC current detection values Iu, Iv, and Iw are estimated. The three-phase / two-axis conversion unit 20 converts the three-phase AC current detection values Iu, Iv, and Iw into the dc-axis current detection value Idc and the qc-axis current detection based on the phase detection value θdc estimated by the speed / phase estimation unit. Convert to value Iqc.

速度演算部２３は、軸誤差演算部２１で演算された軸誤差Δθcが零となるように、回転速度検出値ωを推定している。速度演算部２３は、例えば軸誤差Δθcが正の場合、制御系のｄｃ−ｑｃ軸がモータ最大トルクのｄｏ−ｑｏ軸より進んでいるため、回転速度検出値ωを増加させるように推定する。一方、例えば軸誤差Δθcが負の場合、制御系のｄｃ−ｑｃ軸がモータ最大トルクのｄｏ−ｑｏ軸より遅れているため、回転速度検出値ωが減少させるように推定されることになる。そして、ｄ軸電流指令生成部１３は、速度演算部２３で推定された回転速度検出値ωと速度指令生成部１０で生成された回転速度指令値ω^*との偏差が零となるように、第１のｑｃ軸電流指令値を生成する。 The speed calculation unit 23 estimates the rotation speed detection value ω so that the axis error Δθc calculated by the axis error calculation unit 21 becomes zero. For example, when the axis error Δθc is positive, the speed calculation unit 23 estimates that the rotation speed detection value ω is increased because the dc-qc axis of the control system is advanced from the do-qo axis of the motor maximum torque. On the other hand, when the shaft error Δθc is negative, for example, the dc-qc axis of the control system is delayed from the do-qo axis of the motor maximum torque, so that the rotational speed detection value ω is estimated to be reduced. Then, the d-axis current command generation unit 13 causes the deviation between the rotation speed detection value ω estimated by the speed calculation unit 23 and the rotation speed command value ω ^* generated by the speed command generation unit 10 to be zero. A first qc-axis current command value is generated.

ベクトル制御演算部１５は、ｑ軸電流指令演算部３１と、ｄ軸電流指令演算部３３と、電圧指令演算部３４とを有している。ｑ軸電流指令演算部３１は、減算部３０で演算された第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*とｑｃ軸電流検出値Ｉqcとの差に基づいて第１のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^*を補正して第２のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^**を生成する。同様に、ｄ軸電流指令演算部３３は、減算部３２で演算された第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*とｄｃ軸電流検出値Ｉdcとの差に基づいて第１のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^*を補正して第２のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^**を生成する。 The vector control calculation unit 15 includes a q-axis current command calculation unit 31, a d-axis current command calculation unit 33, and a voltage command calculation unit 34. The q-axis current command calculation unit 31 calculates the first qc-axis current command value Iqc ^* based on the difference between the first qc-axis current command value Iqc ^* calculated by the subtraction unit 30 and the qc-axis current detection value Iqc. The second qc-axis current command value Iqc ^** is generated by correction. Similarly, the d-axis current command calculation unit 33 calculates the first dc-axis current command value based on the difference between the first dc-axis current command value Idc ^* calculated by the subtraction unit 32 and the dc-axis current detection value Idc. Idc ^* is corrected to generate a second dc-axis current command value Idc ^** .

電圧指令演算部３４は、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉqc^**，第２のｄｃ軸電流指令値Ｉdc^**，モータ定数設定値ｒ^*，Ｋe^*，Ｌ^*、及び回転速度指令値ω^*に基づいて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖdc^*及びｑｃ軸電圧指令値Ｖqc^*を演算する。 The voltage command calculation unit 34 includes a second qc-axis current command value Iqc ^** , a second dc-axis current command value Idc ^** , motor constant setting values r ^* , Ke ^* , L ^* , and a rotational speed command value ω. Based on ^* , the dc-axis voltage command value Vdc ^* and the qc-axis voltage command value Vqc ^* are calculated.

電流検出回路２３３で検出された直流電流Ｉ_DCと２軸／３相変換部１６で演算された３相交流の電圧指令に基づき、モータ１１１の３相交流の電流検出値を推定する。電流検出回路２３３は５Ｖ電圧供給回路２７６と増幅回路２７７とフィルタ回路２７８を備える。電源電圧を直流に変換した後、直流電流がインバータ回路２２１に流入し、インバータ回路２２１にて発生した交流電流がモータに流入する。インバータ回路２２１を通過した直流電流がシャント抵抗２２４に流れることで電圧を発生させる。発生した電圧を増幅回路２７７にて増幅し、フィルタ回路２７８にてリンギング電圧を除去しマイコン２３１に入力する。 Based on the voltage command of the detected DC current I _DC and the calculated three-phase alternating current in a twin / 3-phase conversion unit 16 by the current detection circuit 233 estimates the current detection value of the three-phase AC motor 111. The current detection circuit 233 includes a 5V voltage supply circuit 276, an amplifier circuit 277, and a filter circuit 278. After the power supply voltage is converted into direct current, direct current flows into the inverter circuit 221 and alternating current generated in the inverter circuit 221 flows into the motor. The direct current that has passed through the inverter circuit 221 flows through the shunt resistor 224 to generate a voltage. The generated voltage is amplified by the amplifier circuit 277, the ringing voltage is removed by the filter circuit 278 and input to the microcomputer 231.

マイコン２３１にて入力電圧の検出を行う際に、設定した動作内で電圧から電流に変換して検出するように設定されている。電流増幅率Ｇi［Ｖ／Ａ］と５Ｖ電圧を分圧したバイアス電圧により検出幅Ｉ_-が決まる。中心値の２.５Ｖと５Ｖ電圧の差とＧiにより検出幅Ｉ₊が決まる（数１参照）。 When the input voltage is detected by the microcomputer 231, the voltage is set to be detected by converting the voltage into a current within the set operation. The detection width I ₋ is determined by the current amplification factor Gi [V / A] and the bias voltage obtained by dividing the 5 V voltage. The detection width I ₊ is determined by the difference between the central values of 2.5 V and 5 V and Gi (see Equation 1).

条件にあてはまる電流について、電流増幅率Ｇ_iを決定する。

For current true condition, to determine the current amplification factor G _i.

電流検出範囲をインバータ回路２２１の運転範囲±６０Ａ（４２.４＊√２）とすることにより、従来の検出幅が２倍以上ある場合よりノイズによる誤動作の影響が小さくできる。具体的には、電流検出幅が±６０Ａの場合に、マイコン２３１が認識する電圧と電流の比は２４Ａ／Ｖであり、電流検出幅が±１５０Ａの場合では、６０Ａ／Ｖである。０.５Ｖのノイズがマイコンに入力された場合に３０Ａから１２Ａとノイズ影響を改善できる。この時に、Ｇ_i＝０.０４１６（＝２.５／６０）［Ｖ／Ａ］とする必要があり、電圧増幅率Ｇ_v［１］は次式により求められる（数２参照）。 By setting the current detection range to the operation range ± 60 A (42.4 * √2) of the inverter circuit 221, the influence of malfunction due to noise can be reduced as compared with the case where the conventional detection width is twice or more. Specifically, when the current detection width is ± 60 A, the ratio of the voltage and current recognized by the microcomputer 231 is 24 A / V, and when the current detection width is ± 150 A, it is 60 A / V. When 0.5V noise is input to the microcomputer, the noise effect can be improved from 30A to 12A. At this time, it is necessary to set G _i = 0.0416 (= 2.5 / 60) [V / A], and the voltage amplification factor G _v [1] is obtained by the following equation (see Expression 2).

Ｇ_v［１］が所定値を満足するようにＲ１〜Ｒ５を組み合わせる必要があり（数３参照）、満たさないと検出ができないために条件を満たすような定数決定を行う。

It is necessary to combine R1 to R5 so that G _v [1] satisfies a predetermined value (see Expression 3), and since it cannot be detected unless it satisfies, constant determination is performed so as to satisfy the condition.

定数決定においては計算の簡略化のためＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４として計算を行っても良い。

In the constant determination, the calculation may be performed with R1 = R2 = R3 = R4 in order to simplify the calculation.

図８は電流検出のタイミングと直流電流Ｉ_DCの関係を示す。 Figure 8 shows the relationship between the direct current I _DC and the timing of current detection.

図８において、三相モータ電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに対して、ＰＷＭ信号を入力しＰＷＭ出力のパターンにより４通りの状態があり、直流電流Ｉ_DCは電圧最小相出力ＯＦＦであって、電圧最大相出力ＯＮまたは電圧中間相出力ＯＮ、の場合に流れている。×印で示している電流検出点において電流を読み取る。電流検出点で電流を検出することにより電圧最大相と電圧最小相のモータ電流を検出できる。 In FIG. 8, the PWM signal is input to the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw, and there are four states depending on the PWM output pattern. The DC current _IDC is the voltage minimum phase output OFF and the voltage maximum It flows when the phase output is ON or the voltage intermediate phase output is ON. The current is read at the current detection point indicated by a cross. By detecting the current at the current detection point, the motor current of the maximum voltage phase and the minimum voltage phase can be detected.

次に、本実施形態の動作を図９により説明する。 Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG.

インバータ装置２１０は、シャント抵抗２２４に発生した電圧を検出し、電流を再現することによる制御を行っている。例えば、電流検出幅が±１５０Ａである従来のものから本実施例のように電流検出幅を±６０Ａとした場合において、検出電圧が実際の電圧より０.５Ｖずれたときを考える。このときには、従来であれば３０Ａ電流がずれていたことになるが、本実施例では電流が１２Ａずれるだけで済む。つまり、従来のように電流検出幅が±１５０Ａで３００Ａの範囲では誤差を読み取るのに過分な範囲を設定していたことになる。実際は、本実施例のように電流検出幅が±６０Ａで１２０Ａの範囲で十分である。マイコンにて認識するノイズが小さければ、ソフトのフィードバック制御による検出電流の補正が少なくて良い。安定した制御ができる。 The inverter device 210 performs control by detecting the voltage generated in the shunt resistor 224 and reproducing the current. For example, in the case where the current detection width is ± 60 A as in the present embodiment from the conventional one having a current detection width of ± 150 A, the case where the detection voltage is shifted by 0.5 V from the actual voltage is considered. At this time, the current of 30 A is deviated in the prior art, but in this embodiment, only the current is deviated by 12 A. In other words, the current detection width is ± 150 A and the range that is excessive for reading the error is set in the range of 300 A as in the prior art. Actually, a current detection width of ± 60 A and a range of 120 A are sufficient as in this embodiment. If the noise recognized by the microcomputer is small, correction of the detected current by soft feedback control may be small. Stable control is possible.

このように電流検出幅を±６０Ａ（４２.４＊√２）として、最適な電流検出回路とするためにシャント抵抗値を１ｍΩ〜２ｍΩ、抵抗Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝５００Ω、コンデンサＣ１＝２００ｐＦ，Ｒ６＝１００Ω，Ｃ３＝５０００ｐＦ，Ｒ５＝４.２５ｋΩの回路定数とする。また、前述したとおり、シャント抵抗２２４の前後に発生する電圧からインバータ回路２２１を保護するため、保護回路Ａ２７４とＢ２７５を備える。保護回路Ａは５０ｍｓのフィルタ処理をしたパワー素子定格電流の１倍の過電流が流れた場合の保護用である。保護回路Ｂ２７５はパワー素子定格の１.３倍を超える電流が流れた場合の保護用である。パワー素子定格の１.３倍を超える電流が流れるとドライバ回路に信号を送り、ドライバ回路からＦｏ信号がマイコンに送られる。ドライバ回路に過電流保護回路内蔵型のパワー素子を使用する場合は、保護回路Ｂ２７５を備えなくてよい。 In this way, the current detection width is set to ± 60 A (42.4 * √2), and in order to obtain an optimum current detection circuit, the shunt resistance value is 1 mΩ to 2 mΩ, the resistance R1 = R2 = R3 = R4 = 500Ω, the capacitor C1 = The circuit constants are 200 pF, R6 = 100Ω, C3 = 5000 pF, R5 = 4.25 kΩ. Further, as described above, the protection circuits A274 and B275 are provided to protect the inverter circuit 221 from the voltage generated before and after the shunt resistor 224. The protection circuit A is for protection when an overcurrent that is one time the power element rated current subjected to the filter process of 50 ms flows. The protection circuit B275 is for protection when a current exceeding 1.3 times the power element rating flows. When a current exceeding 1.3 times the power element rating flows, a signal is sent to the driver circuit, and the Fo signal is sent from the driver circuit to the microcomputer. When using a power element with a built-in overcurrent protection circuit in the driver circuit, the protection circuit B275 may not be provided.

このように、トランジスタモジュールからの直流電流をシャント抵抗に流し、発生する電圧を増幅回路にて増幅し、電圧をフィルタ回路に通し、リンギング電圧を除去してマイコンに入力し、入力した電圧の立ち上がりから６μｓ後の値を読むことによりインバータ出力電流を再現し、再現インバータ電流が実インバータ電流に近くなるようにフィードバックによる制御を行い、マイコンでの電流検出幅を±６０Ａとして検出幅を狭くする。 In this way, direct current from the transistor module is passed through the shunt resistor, the generated voltage is amplified by the amplifier circuit, the voltage is passed through the filter circuit, the ringing voltage is removed and input to the microcomputer, and the input voltage rises. The inverter output current is reproduced by reading the value 6 μs later, and control by feedback is performed so that the reproduced inverter current becomes close to the actual inverter current, and the detection width is narrowed by setting the current detection width in the microcomputer to ± 60A.

これにより、±１５０Ａの場合よりマイコンにおいて検出されるノイズの影響を改善でき、検出幅変更後に電流を検出するためにインバータ回路の増幅回路の定数を、電圧増幅率Ｇ_vが条件を満たすように決定する電流検出回路と、過電圧保護用に使用しているシャント抵抗の電圧を検出する電流検出回路を設けることにより、電流検出をより正確にすることで、製品の信頼性を上げる冷凍装置。 This can ameliorate the effects of noise detected in the microcomputer than with ± 150A, the constants of the amplifier circuit of the inverter circuit to detect a current after detection width changing, so that the voltage gain G _v satisfies the condition A refrigeration apparatus that increases the reliability of a product by providing a current detection circuit for determining and a current detection circuit for detecting a voltage of a shunt resistor used for overvoltage protection, thereby making current detection more accurate.

なお、このときの電圧増幅率Ｇ_v，電流増幅率Ｇ_iはそれぞれ以下の通りである。 The voltage amplification factor G _v and current amplification factor G _{i at} this time are as follows.

２２≦Ｇ_v≦３３
０.０１７＜Ｇ_i≦０.０４２
電圧増幅率Ｇ_vは、従来５.５程度であったので、４〜６倍にしている。また、電流増幅率Ｇ_iは、従来０.０１７＝２.５／１５０であったので、これより大きく、０.０４２＝２.５／６０としている。 22 ≦ G _v ≦ 33
0.017 <G _i ≦ 0.042
Voltage gain G _v is, since a conventional 5.5 mm, are 4-6 fold. The current amplification factor G _i is 0.017 = 2.5 / 150 in the prior art, and is larger than this, and is set to 0.042 = 2.5 / 60.

以上に説明してきたとおりであるが、まとめて分かりやすく説明すると次のとおりである。従来の電流検出幅のままでは６０Ａ／Ｖであるが、電流検出幅を小さくして例えば２４Ａ／Ｖなどとする。インバータ電流が大きい場合に２相分のインバータ電流情報が現れる直流電流Ｉ_DCにリンギング等のノイズが重畳してマイコンの電流再現部に入った際に例えば１Ｖのノイズが入った場合、従来方式では６０Ａのノイズとなり影響が大きい。一方、電流検出幅を小さくして２４Ａ／Ｖとすれば２４Ａのノイズとなり影響が小さくなる。よって、電流検出と再現時にノイズの影響が小さくなる為に電流センサを使用した場合と同等の安定した制御性を実現できる。 Although it has been described above, it is as follows when it is explained in an easy-to-understand manner. While the current detection width is 60 A / V, the current detection width is reduced to, for example, 24 A / V. If noise such as ringing containing noise, for example 1V when entering superimposed on the current reproduction unit of the microcomputer into a direct current I _DC to the inverter current appears when two phases of the inverter current information to a large, in the conventional manner The noise is 60A and the influence is large. On the other hand, if the current detection width is reduced to 24 A / V, the noise becomes 24 A and the influence is reduced. Therefore, since the influence of noise is reduced during current detection and reproduction, stable controllability equivalent to that when a current sensor is used can be realized.

インバータ電流が大きい場合でも、ノイズの影響を小さくでき、分解能が上がるために制御性を電流センサと同等にすることができる。また、電流センサを使用しないことによりコストダウンが可能である。スイッチング素子の保護を行い素子の破損を防ぎ、運転中の誤検出による圧縮機動作の不具合を防ぐ。よってモータのドライブ精度が向上することからモータ効率の改善によりＡＰＦが改善する。 Even when the inverter current is large, the influence of noise can be reduced and the resolution can be increased, so that the controllability can be equivalent to that of the current sensor. Further, the cost can be reduced by not using the current sensor. It protects switching elements and prevents damage to the elements, and prevents malfunctions in the compressor due to erroneous detection during operation. Therefore, since the drive accuracy of the motor is improved, the APF is improved by improving the motor efficiency.

このようなインバータを冷凍サイクル装置に適用すれば冷凍サイクル装置のＡＰＦを改善することができる。その冷凍サイクル装置は、冷凍サイクルの圧縮機と、前記圧縮機を駆動する永久磁石同期モータと、ベクトル制御によって前記モータの回転数を可変制御するインバータ装置とを備えている。 If such an inverter is applied to a refrigeration cycle apparatus, the APF of the refrigeration cycle apparatus can be improved. The refrigeration cycle apparatus includes a refrigeration cycle compressor, a permanent magnet synchronous motor that drives the compressor, and an inverter device that variably controls the rotation speed of the motor by vector control.

１０速度指令生成部
１２ｑ軸電流指令生成部
１３ｄ軸電流指令生成部
１４モータ定数同定部
１５ベクトル制御演算部
１６２軸／３相変換部（インバータ制御手段）
１７ＰＷＭ出力部（インバータ制御手段）
１８速度・位相推定部（回転数取得手段）
１９電流再現部（電流検出演算手段）
２０３相／２軸変換部（電流検出演算手段）
２３速度演算部
３０ＩqcとＩqc^*の合流点
３１ｑ軸電流指令演算部（ｑ軸電流指令演算手段）
３２ＩdcとＩdc^*の合流点
３３ｄ軸電流指令演算部（ｄ軸電流指令演算手段）
３４電圧指令演算部（電圧指令演算手段）
３５同定モード制御部（同定モード制御手段）
３６入力切替部（インダクタンス同定手段）
３７積算部（インダクタンス同定手段）
３８保存部（インダクタンス同定手段）
３９加算部（インダクタンス同定手段）
４０減算部（インダクタンス同定手段）
１０１圧縮機
１０２室内熱交換器
１０３室内送風機
１０４室内膨張弁
１０５室外熱交換器
１０６室外送風機
１０７アキュームレータ
１０８室外機
１０９室内機
１１０空気調和機
１１１永久磁石同期モータ
２１０インバータ装置
２２１インバータ回路
２２２スイッチング素子
２２３フライホイール素子
２２４シャント抵抗（電流検出手段）
２２５コンバータ回路
２２６整流素子
２３１マイコン
２３２ドライバ回路
２３３電流検出回路（電流検出手段）
２３４電圧検出回路
２３５電源回路
２５１交流電源
２５２力率改善用リアクトル
２５３電磁接触器
２５４突入電流制限抵抗器
２６１外気温度サーミスタ（外気温度検出手段）
２６２外気温度検出回路（外気温度検出手段）
２６３吐出温度サーミスタ（吐出温度検出手段）
２６４吐出温度検出回路（吐出温度検出手段）
２６５吐出圧力センサ（吐出圧力検出手段）
２６６吐出圧力検出回路（吐出圧力検出手段）
２７０平滑コンデンサ
２７１バリスタ
２７２スナバコンデンサ
２７３三相電源
２７４保護回路Ａ
２７５保護回路Ｂ
２７６５Ｖ電圧供給回路
２７７増幅回路
２７８フィルタ回路
２７９増幅回路の抵抗
２８０増幅率を決める抵抗
２８１ノイズ除去用コンデンサ
２８２オペアンプ
２８３オペアンプ駆動用コンデンサ
２８４オペアンプ安定駆動抵抗
２８５５Ｖ電圧保護ダイオード
２８６フィルタ回路抵抗
２８７フィルタ回路コンデンサ
Ｉdc ｄｃ軸電流検出値
Ｉdc^* 第１のｄｃ軸電流指令値
Ｉdc^** 第２のｄｃ軸電流指令値
Ｉqc ｑｃ軸電流検出値
Ｉqc^* 第１のｑｃ軸電流指令値
Ｉqc^** 第２のｑｃ軸電流指令値
Ｋe^* 誘起電圧設定値
Ｌ^* インダクタンス設定値
ｒ^* 抵抗設定値
Ｖdc^* ｄｃ軸電圧指令値
Ｖqc^* ｑｃ軸電圧指令値
ω^* 回転速度指令値
θdc 位相検出値
Δθc 軸誤差
ω 回転速度検出値 10 speed command generator 12 q-axis current command generator 13 d-axis current command generator 14 motor constant identification unit 15 vector control calculation unit 16 2-axis / 3-phase conversion unit (inverter control means)
17 PWM output section (inverter control means)
18 Speed / phase estimation unit (rotation speed acquisition means)
19 Current reproduction unit (current detection calculation means)
20 3-phase / 2-axis converter (current detection calculation means)
23 Speed calculation unit 30 Junction point 31 of Iqc and Iqc ^* q-axis current command calculation unit (q-axis current command calculation means)
32 Junction point of Idc and Idc ^* 33 d-axis current command calculation unit (d-axis current command calculation means)
34 Voltage command calculation unit (voltage command calculation means)
35 Identification mode control unit (identification mode control means)
36 Input switching unit (inductance identification means)
37 Integration part (Inductance identification means)
38 Storage unit (inductance identification means)
39 Adder (Inductance identification means)
40 Subtraction unit (inductance identification means)
101 Compressor 102 Indoor Heat Exchanger 103 Indoor Blower 104 Indoor Expansion Valve 105 Outdoor Heat Exchanger 106 Outdoor Blower 107 Accumulator 108 Outdoor Unit 109 Indoor Unit 110 Air Conditioner 111 Permanent Magnet Synchronous Motor 210 Inverter Device 221 Inverter Circuit 222 Switching Element 223 Flywheel element 224 Shunt resistance (current detection means)
225 Converter circuit 226 Rectifier element 231 Microcomputer 232 Driver circuit 233 Current detection circuit (current detection means)
234 Voltage detection circuit 235 Power supply circuit 251 AC power supply 252 Power factor improving reactor 253 Magnetic contactor 254 Inrush current limiting resistor 261 Outside temperature thermistor (outside temperature detecting means)
262 Outside air temperature detection circuit (outside air temperature detection means)
263 Discharge temperature thermistor (discharge temperature detection means)
264 Discharge temperature detection circuit (Discharge temperature detection means)
265 Discharge pressure sensor (Discharge pressure detection means)
266 Discharge pressure detection circuit (discharge pressure detection means)
270 Smoothing capacitor 271 Varistor 272 Snubber capacitor 273 Three-phase power supply 274 Protection circuit A
275 Protection circuit B
276 5V voltage supply circuit 277 Amplifying circuit 278 Filter circuit 279 Amplifying circuit resistor 280 Amplifying circuit resistor 281 Noise removing capacitor 282 Op-amp 283 Op-amp driving capacitor 284 Op-amp stable driving resistor 285 5V voltage protection diode 286 Filter circuit resistor 287 Filter Circuit capacitor Idc dc-axis current detection value Idc ^* first dc-axis current command value Idc ^** second dc-axis current command value Iqc qc-axis current detection value Iqc ^* first qc-axis current command value Iqc ^** second Qc-axis current command value Ke ^* induced voltage setting value L ^* inductance setting value r ^* resistance setting value Vdc ^* dc-axis voltage command value Vqc ^* qc-axis voltage command value ω ^* rotational speed command value θdc phase detection value Δθc axis error ω Rotation speed detection value

Claims

A converter circuit that converts an AC voltage from an AC power source into a DC voltage;
A plurality of switching elements connected in a three-phase bridge, an inverter circuit that generates an AC voltage from the DC voltage generated by the converter circuit and supplies the AC voltage to the motor;
A shunt resistor provided between the converter circuit and the inverter circuit;
A current detection circuit for detecting by using an amplifier circuit an input DC current from the converter circuit flowing through the shunt resistor to the inverter circuit,
It controls the plurality of switching elements, and a microcomputer for reproducing a motor current flowing through the motor based on the value of the DC current detected by said current detecting circuit, for variably controlling the motor,
In an inverter control device comprising:
The voltage amplification factor Gv and the current amplification factor Gi, which are constants of the amplifier circuit, are 22 ≦ Gv ≦ 33.
0.017 <Gi ≦ 0.042
With the,
An inverter control device characterized in that a current detection width in the microcomputer is set to ± 60A .

In claim 1,
The value of the shunt resistor is 1 mΩ to 2 mΩ, and the inverter control device is characterized in that

  An indoor unit having an indoor heat exchanger, an indoor expansion valve, and an indoor blower;
  An outdoor heat exchanger, an accumulator, a compressor, and an outdoor unit having an outdoor fan;
  And having
  Constructing a refrigeration cycle by sequentially connecting the discharge side of the compressor, the indoor heat exchanger, the indoor expansion valve, the outdoor heat exchanger, the accumulator, and the suction side of the compressor,
  The air conditioner characterized in that the number of rotations of the motor that drives the compressor is variably controlled by the inverter control device according to claim 1 or 2.