JP5446094B2 - Photon detection device, photon detection method, and photon detection program - Google Patents
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Description
本発明は、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出回路に関し、特に該回路におけるゲート位相および識別閾値の設定に関する。 The present invention relates to a single-photon detection circuit in a gate mode using an avalanche photodiode, and more particularly to setting a gate phase and an identification threshold in the circuit.
光ファイバを用いた長距離単一光子伝送を行う為には、1.55μm帯に感度を持つ化合物系のアバランシェフォトダイオード(以後APDという)が光子検出素子として最適な素子である。非特許文献1に記載されるように、化合物APDを用いた単一光子検出装置では、ゲートモードの適用が必須である。
In order to perform long-distance single-photon transmission using an optical fiber, a compound-based avalanche photodiode (hereinafter referred to as APD) having sensitivity in the 1.55 μm band is an optimum element as a photon detection element. As described in Non-Patent
ゲートモードでのAPDから出力される光子検出信号は、非特許文献3のFigure3の右側、波形タイムチャートの2段目Transient pulseが示すように、ゲートパルスの微分波形の中に、光子検出信号が重畳されている。この微分波形はAPDのPNジャンクションの寄生容量に起因することから、チャージパルスと呼ばれる事がある。
The photon detection signal output from the APD in the gate mode is the right side of FIG. 3 of
チャージパルスは、回路帯域の上昇に連れて、大きな振幅として観測され、小振幅の光子検出信号の検出を阻害する。この問題を解決して高感度な光子の検出を実現するための高精度なチャージパルス補償方式として、非特許文献2、3、4にあるような回路が考案されている。
The charge pulse is observed as a large amplitude as the circuit band increases, and inhibits the detection of a small-amplitude photon detection signal.
ここで、非特許文献5のFigure2、特許文献1の図2(a)、非特許文献7のFigure4では、ゲートモードによる光子検出に於いて、APDから出力される信号の振幅に関する解析が報告されている。これらの報告では、光子信号とノイズの振幅分布は、閾値電圧に依存して変化する事と、低振幅領域におけるバックグラウンドのノイズによる計数率の上昇を明らかにしている。
Here, FIG. 2 of Non-Patent Document 5, FIG. 2A of
非特許文献2〜4の手法では、APD出力信号に対してアナログ信号としての信号処理により、チャージパルス補償を行い、信号の識別を行っていた。このため、APDの品種や個体差に合わせて補償信号の生成回路や遅延調節の必要があった。
In the methods of
それに対して、非特許文献6では、非特許文献2〜4のチャージパルス補償回路において、素子の個体差に起因したチャージパルス補償誤差の問題が存在する事を指摘し、特許文献2とともに、その解決方法を示している。より具体的には、APD出力波形を高速のA/Dコンバータ(ADC)を用いてサンプリングしてデジタル信号処理をすることにより、チャージパルス補償と信号識別を行っている(以後ADC方式という)。過去のAPD出力波形を補償波形として用いる事から、APDの個別調整が不要となり、量産性に優れる。
On the other hand,
図8は、非特許文献5〜6に記載された従来の光子検出回路300aの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路300aは、光子検出回路は、APD1、APDに印加するゲートパルスを生成する為のゲート生成回路2、クロック源3とクロック処理回路31、サンプリング回路5、メモリ6、メモリ制御回路61、平均波形生成回路62、および識別回路9からなる。
FIG. 8 is a circuit block diagram showing a configuration of a conventional photon detection circuit 300a described in Non-Patent Documents 5-6. The photon detection circuit 300a includes a
クロック処理回路31は、クロック源3から供給されるクロックS3に同期して、ゲート信号S32をゲート生成回路2へ、サンプリングクロックS35をサンプリング回路5へ供給する。ゲート生成回路2は、ゲート信号S32を基にゲートパルスS21を生成し、APD1へ印加する。
The clock processing circuit 31 supplies the gate signal S32 to the
APD1は、単一光子信号S1の入射に対して、ゲートパルスS21で単一光子検出を行い、検出信号S15を出力する。サンプリング回路5は、検出信号S15をサンプリングクロックS35の周期でサンプリングし、サンプリング波形S5に変換する。サンプリング波形は、多ビットのデジタル信号である。
The
メモリ制御回路61は、ゲート信号S32とサンプリングクロックS35を基にして、メモリ6上にサンプリング波形S5を記録するアドレスを作成する。サンプリング波形S5は、メモリ6のメモリ制御回路61で作成されたアドレスに記録される。平均波形生成回路62は、平均波形生成回路62では、メモリ6に時系列に記録されたサンプリング波形S5をゲート周期を単位として読み出し、平均波形S6を演算により生成する。
The
識別回路9は、ゲート信号S32を基に平均波形S6とサンプリング信号S5との位相を合わせ、2つの波形の差分を演算し、光子検出信号の有無を識別し、光子検出信号S9を生成する。 The identification circuit 9 matches the phases of the average waveform S6 and the sampling signal S5 based on the gate signal S32, calculates the difference between the two waveforms, identifies the presence or absence of the photon detection signal, and generates the photon detection signal S9.
図9は、図8で開示した光子検出回路300aにおける、平均波形生成から識別までの動作を説明する概念図である。時間方向に任意のN回分のゲートパルスS21をAPD1に印加し、APD1から出力される検出信号S15の波形をゲートパルスS21の周期を単位として、サンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納すると同時に、N回分のサンプリングされた波形の平均化処理を行う。
FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating an operation from generation of an average waveform to identification in the photon detection circuit 300a disclosed in FIG. Arbitrary N times of gate pulses S21 are applied to the
図9の中で、(A)はゲートパルスS21の波形、(B)はAPD1から出力されるN回目までの検出信号S15の波形、(C)はN回目までの検出信号S15の波形をサンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納された記憶内容である。
In FIG. 9, (A) shows the waveform of the gate pulse S21, (B) shows the waveform of the detection signal S15 output from the APD1 up to the Nth time, and (C) shows the waveform of the detection signal S15 up to the Nth time. The stored contents are sampled by the circuit 5 and stored in the
図9の(C)で示すN回目までの検出信号S15の波形を、平均波形生成回路62で平均化することにより、図9の(D)で示す平均波形(N回平均化波形)S6が得られる。更に、図9の(E)で示す(N+1)回目の検出信号S15の波形に際して、減算処理によって平均波形S6との差を取ることで、チャージパルスが補償された図9の(F)で示す(N+1)回目差分波形が得られる。 The average waveform generation circuit 62 averages the waveform of the detection signal S15 up to the Nth time shown in FIG. 9C, whereby an average waveform (N-time averaged waveform) S6 shown in FIG. can get. Further, the (N + 1) th detection signal S15 shown in (E) of FIG. 9 is subtracted from the average waveform S6 by subtraction to compensate the charge pulse, as shown in (F) of FIG. The (N + 1) th differential waveform is obtained.
図9では、(N−3)回目〜N回目でAPD1に単一光子信号S1が入射していないのに対し、(N+1)回目で単一光子信号S1が入射している。このため、(N+1)回目差分波形として明確な差異を持った波形が検出されるので、識別回路9において光子を容易に識別することが可能となる。
In FIG. 9, the single photon signal S1 is not incident on the
図10〜11は、図8で開示した識別回路9において、光子を識別する際に最適な位相および閾値の決定手法について説明する概念図である。図10の波形(A)に示すゲートパルスS21に対して、APD1から出力される検出信号S15は、図10の波形(B)の点線に示すように、ゲートパルス周期の後半で振幅が増加する。これは、ゲートが印加されている間のAPDの増倍率が極めて大きいことに起因している。図10の波形(C)に示す(N+1)回目差分波形においても、ゲートパルス周期の後半での振幅の増加が観測されている。
10 to 11 are conceptual diagrams for explaining a method for determining an optimum phase and threshold when identifying a photon in the identification circuit 9 disclosed in FIG. With respect to the gate pulse S21 shown in the waveform (A) of FIG. 10, the detection signal S15 output from the
この性質により、光子検出効率が最大となる条件は、図11の波形(D)に示すように、ゲートパルスS21の前端に光子入射の位相を合わせる事である。その位相を決定するためには、光子の入射するタイミングに対して、波形(E)のようにゲートパルスS21の位相(以後ゲート位相ということがある)をスキャンして、波形(F)に示す(N+1)回目差分波形で、各位相条件による光子検出効率を測定する必要がある。 Due to this property, the condition for the maximum photon detection efficiency is to match the phase of photon incidence to the front end of the gate pulse S21, as shown in the waveform (D) of FIG. In order to determine the phase, the phase of the gate pulse S21 (hereinafter sometimes referred to as the gate phase) is scanned as shown in the waveform (E) as shown in the waveform (E) with respect to the incident timing of the photon. It is necessary to measure the photon detection efficiency for each phase condition with the (N + 1) th differential waveform.
そのため、図8の光子検出回路300aでは、以下のようにしてゲート位相を調整している。ゲート信号S32は、ゲート位相制御回路23によって制御される遅延回路22により、位相を変化させられる。識別回路9からの光子検出信号S9は、カウンタ96aでカウントされ、位相の可変量と対応した値として、メモリ91に記録される。
Therefore, in the photon detection circuit 300a of FIG. 8, the gate phase is adjusted as follows. The phase of the gate signal S32 is changed by the
メモリ制御回路94は、ゲート信号S32を基にして、メモリ91上に光子検出信号S9を記録するアドレスを作成する。ゲート位相制御回路23が予め設定された位相可変幅のスキャンを終えた後に、カウンタ96aのカウント数が最大となる位相を最大値検出回路93で求める。
The
一方、識別回路9は、(N+1)回目差分波形において光子の検出の有無を識別するための閾値として最適な値を設定する必要がある。非特許文献5のFigure2にもあるように、閾値の設定をスキャンして、各々の閾値における光子検出確率を測定する必要がある。 On the other hand, the identification circuit 9 needs to set an optimum value as a threshold value for identifying the presence or absence of photon detection in the (N + 1) th differential waveform. As shown in FIG. 2 of Non-Patent Document 5, it is necessary to scan the threshold setting and measure the photon detection probability at each threshold.
図12は、図8で開示した光子検出回路300aに、さらに閾値のスキャンを行う構成を付加した光子検出回路300bの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路300bは、図8の光子検出回路300aに、閾値制御回路95を付加している。識別回路9の閾値は、閾値制御回路95からの閾値制御信号S91で制御される。なお、ゲート位相は上記のシーケンスで最適化されているものとする。
FIG. 12 is a circuit block diagram showing a configuration of a
識別回路9からの光子検出信号S9は、カウンタ96aでカウントされ、閾値の可変量と対応した値として、メモリ91に記録される。閾値制御回路95が予め設定された閾値可変幅のスキャンを終えた後に、カウンタ96aのカウント数が最大となる位相を最大値検出回路93で求める。閾値のスキャンについては、光子入射状態での計測と、光子入射の無い状態でのダークカウントノイズによるカウント数の計測の2通りを行う場合もある。
The photon detection signal S9 from the identification circuit 9 is counted by the counter 96a and recorded in the
メモリ制御回路94は、ゲート信号S32を基にして、メモリ91上に光子検出信号S9を記録するアドレスを作成する。なお、以上の説明ではメモリ91はゲート位相のスキャンと閾値のスキャンとで共通に使用されるものとして記載したが、それぞれに対応する個別のメモリを持ってもよい。
The
しかしながら、最適なゲート位相を設定するには、大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。その理由は、デジタル信号処理回路に於いてゲート周期中の光子信号の到達する位相を効率良く検出する手法がないので、平均波形の算出と、光子検出を計数し、光子検出数の最大値から最適な光子検出位相を検索する必要があるからである。 However, setting an optimal gate phase requires a large memory and a circuit scale, and further requires a long time measurement. The reason is that there is no method for efficiently detecting the phase at which the photon signal arrives during the gate period in the digital signal processing circuit. Therefore, the average waveform is calculated and the photon detection is counted. This is because it is necessary to search for the optimum photon detection phase.
このとき、実際のシステムでは、ファイバ長に依存した遅延量が異なるために、ゲート周期中で光子検出位相が不明となる。そのため、システムの起動時などには、位相調整シーケンスによる信号波形の検索を行う必要がある。ここで、精度良く検索を行う為には、十分な光子検出の計数を行う必要がある。このとき、長時間の平均化処理と識別処理を行うためには、大きなメモリ領域とそれを処理する大規模な回路が要求される。 At this time, in the actual system, the amount of delay depending on the fiber length is different, so the photon detection phase is unknown during the gate period. Therefore, it is necessary to search for a signal waveform by a phase adjustment sequence when the system is started up. Here, in order to perform a search with high accuracy, it is necessary to perform sufficient photon detection counting. At this time, in order to perform the averaging process and the identification process for a long time, a large memory area and a large-scale circuit for processing the memory area are required.
より具体的に説明すると、図11の波形(D)に示すゲートパルスの時間幅を5nsec、サンプリング周波数を1GHzとし、ゲートパルスの3倍の時間幅の位相調整を行うものとすると、波形(E)に示すように、1回のゲート周期当たりのサンプリングは20点以上を要する。ADCの分解能を10ビットとすると、1回のゲート周期で200ビットのデータが生成される。 More specifically, assuming that the time width of the gate pulse shown in the waveform (D) of FIG. 11 is 5 nsec, the sampling frequency is 1 GHz, and phase adjustment is performed with a time width three times that of the gate pulse, the waveform (E As shown in (1), sampling per gate period requires 20 points or more. When the ADC resolution is 10 bits, 200-bit data is generated in one gate period.
各サンプリングポイントに関して、平均波形の算出と、信号識別処理を精度良く繰り返すためには、ゲート周期100回程度の平均化が必要となる。そのため、図9に示した平均化処理で、メモリ6には20キロビット以上のメモリ容量が必要となる。同時に、それらのデータから平均化処理を行う平均波形生成回路62も大規模なものとなる。
For each sampling point, in order to repeat the calculation of the average waveform and the signal identification process with high accuracy, averaging of about 100 gate cycles is required. Therefore, in the averaging process shown in FIG. 9, the
その上で、光子検出効率が最大となるように、ゲート位相を決定しなければならない。前述の様に、ゲートの先頭部分に光子入射がある場合が、ゲートの時間幅全体でのアバランシェ増倍が期待できるので、光子検出効率が最大となると考えられている。このとき、光子検出の精度を検討すると、長距離ファイバを用いた単一光子伝送を行う場合には、光子検出器は、1万分の1〜10万分の1の確率で光子を検出する。 In addition, the gate phase must be determined so that the photon detection efficiency is maximized. As described above, it is considered that the photon detection efficiency is maximized when a photon is incident on the leading portion of the gate, since avalanche multiplication can be expected over the entire time width of the gate. At this time, considering the accuracy of photon detection, when performing single photon transmission using a long-distance fiber, the photon detector detects photons with a probability of 1 / 10,000 to 1 / 100,000.
このためサンプリング点に対して、光子検出の頻度を統計的に十分な精度で得るには、光子検出の計数を1000〜1万回のオーダーまで計数する必要がある。そのためには、ゲートパルスを109回程度印加して計数する必要がある。これは、ゲート周期が100nsecの場合には、1つのゲート位相に対して100秒を必要とすることになる。そして、1nsec単位で15nsecのゲート掃引を行うと、15のゲート位相に対してこの計数を行うので、1500秒=25分という非常に長い時間を必要とする。 For this reason, in order to obtain the frequency of photon detection with sufficient accuracy with respect to the sampling points, it is necessary to count photon detection up to the order of 1000 to 10,000 times. For this purpose, it is necessary to count by a gate pulse is applied about 10 9 times. This requires 100 seconds for one gate phase when the gate period is 100 nsec. When a gate sweep of 15 nsec is performed in units of 1 nsec, since this count is performed for 15 gate phases, a very long time of 1500 seconds = 25 minutes is required.
同じように、(N+1)回目差分波形に対して、最適な信号識別閾値を求めるためにも、大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。その理由は、装置内のノイズに起因したサンプリング信号のノイズと、APDによる単一光子検出器から発せられるダークカウントノイズの識別が困難であるからである。 Similarly, in order to obtain the optimum signal identification threshold for the (N + 1) th differential waveform, a large memory and circuit scale are required, and a longer measurement is required. The reason is that it is difficult to distinguish between the noise of the sampling signal caused by the noise in the apparatus and the dark count noise emitted from the single photon detector by APD.
図10の波形(C)に示すような微小な光子検出信号の識別を行う為には、識別レベル(閾値)を下げる必要がある。しかしながら、非特許文献5のFigure2、もしくは非特許文献7のFigure4に示されるように、閾値をベースライン近くまで下げるに従い、装置ノイズや、それに起因したサンプリング信号のノイズを誤識別して、エラー確率を増加させることにつながる。 In order to identify a minute photon detection signal as shown in the waveform (C) of FIG. 10, it is necessary to lower the identification level (threshold). However, as shown in FIG. 2 of Non-Patent Document 5 or FIG. 4 of Non-Patent Document 7, as the threshold value is lowered to near the baseline, the device noise and the noise of the sampling signal resulting therefrom are misidentified, and the error probability Leads to an increase.
つまり、閾値を下げると光子検出効率が上昇するのと相反して、システムのノイズに起因した検出誤りが増大する現象に対して最適点がありえる。しかしながら、個々の単一光子検出器に対して、閾値の最適レベルを精度良く決定する為には、閾値をスキャンし、誤り率などの最低値から求めていたために、測定に長時間を要していた。 In other words, there is an optimum point for a phenomenon in which detection errors due to system noise increase, contrary to the fact that lowering the threshold value increases the photon detection efficiency. However, in order to accurately determine the optimum threshold level for each single photon detector, the threshold value is scanned and obtained from the lowest value such as the error rate. It was.
光子検出回路の識別回路へ混入するノイズは、電源ノイズや、サンプリングクロックのジッタに起因する振幅の揺らぎなどがある。これらは、統計的な分布を持ってランダムに発生する。単一光子伝送の光子検出においてゲートパルス当たり10−5〜10−8程度の誤り率が要求される場合、識別回路の閾値をノイズレベルから十分に高い値を用いると、誤り率は削減可能だが、同時に小振幅の光子検出信号が検出不可能となり、光子検出性能の劣化となる。 Noise mixed in the identification circuit of the photon detection circuit includes power supply noise and amplitude fluctuation caused by sampling clock jitter. These occur randomly with a statistical distribution. When an error rate of about 10 −5 to 10 −8 per gate pulse is required for photon detection in single photon transmission, the error rate can be reduced by using a sufficiently high value from the noise level for the threshold of the discrimination circuit. At the same time, a small-amplitude photon detection signal cannot be detected, and the photon detection performance deteriorates.
所望の誤り率が得られる最低の閾値の決定を行うには、確率的な現象に対して10−8の精度での測定が必要となる。例えば、ゲートパルス周期1μsecにおいて、10−5の確率で発生するノイズを1000回程度計数すると仮定する。この測定を行うには、1つの閾値に対して100秒の時間を要する。個々の光子検出器に対して最適な閾値を決定する為には、この閾値を調整しながら、測定を繰り返す必要があり、非常に多くの調整時間を必要とする。 In order to determine the lowest threshold for obtaining a desired error rate, measurement with an accuracy of 10 −8 is required for a stochastic phenomenon. For example, assume that noise generated with a probability of 10 −5 is counted about 1000 times in a gate pulse period of 1 μsec. This measurement takes 100 seconds for one threshold. In order to determine the optimum threshold value for each photon detector, it is necessary to repeat the measurement while adjusting the threshold value, and a very large adjustment time is required.
以上で示したように、ゲート位相および識別閾値の最適値の設定のためには大きなメモリと回路規模を要し、さらに長時間の測定を要する。このことが、量産性の障害と、さらにはシステムの運用中の校正シーケンスでの機能停止時間の増大につながっている。 As described above, setting of the optimum values of the gate phase and the discrimination threshold requires a large memory and a circuit scale, and further requires a long time measurement. This has led to mass production failures and even increased downtime in the calibration sequence during system operation.
本発明の目的は、少ないメモリで高速かつ高精度に光子検出位相および識別閾値の最適化を可能とする光子検出装置、光子検出方法および光子検出プログラムを提供することにある。 An object of the present invention is to provide a photon detection device, a photon detection method, and a photon detection program that can optimize a photon detection phase and a discrimination threshold with high speed and high accuracy with a small amount of memory.
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出装置は、ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成回路と、ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御回路とを備えると共に、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング回路と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第1のメモリ回路と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算回路とを備え、さらに、変化されたゲート位相ごとに統計値を記憶する第2のメモリ回路と、第2のメモリ回路に記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出回路と、第1のメモリ回路に記憶された離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成回路と、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う識別回路とを有し、ゲート位相制御回路が、最大統計値検出回路によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させ、統計値演算回路に、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように、識別回路における光子検出信号の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御回路を併設したことを特徴とする。 To achieve the above object, the photon detector according to the present invention comprises a gate voltage generation circuit for generating a gate voltage based on the gate period, and a gate phase control circuit for changing the phase of the gate voltage, avalanche photodiode A sampling circuit that samples a signal output from the digital signal and converts it into discrete data based on digital information, a first memory circuit that stores discrete data for each gate period, and a statistic that calculates a statistical value of discrete data for each gate period and a value operation circuit further includes a second memory circuit for storing statistics for each change gates phase, the phase of the maximum value and the gate voltage at that time the statistical value stored in the second memory circuit An average of the APD output waveform data using the maximum statistical value detection circuit to detect and the discrete data stored in the first memory circuit Possess an average waveform data generation circuit for generating a waveform, compares the signal output from the average waveform data and the avalanche photodiode for each gate period and a decision circuit which performs identification of the photon detection signal, a gate phase control circuit However, the phase of the gate voltage is changed so that the statistical value detected by the maximum statistical value detection circuit becomes the maximum value, and the statistical value calculation circuit causes the noise component from the standard deviation value at each sampling phase in the statistical value. A threshold control circuit that calculates a detection error rate and calculates a threshold value that serves as a reference for identification of the photon detection signal in the identification circuit is provided so that the detection error rate satisfies a required level .
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出方法は、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置において光子を検出する方法であって、ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成工程と、ゲート電圧をアバランシェフォトダイオードに印加するゲート電圧印加工程と、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング工程と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第1の記憶工程と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算工程と、ゲート電圧の位相ごとに統計値を記憶する第2の記憶工程と、第2の記憶工程で記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出工程と、最大統計値検出工程によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御工程と、第1の記憶工程に記憶された離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成工程と、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように閾値を算出する閾値制御工程と、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して閾値を基準として光子検出信号の識別を行う識別工程とを有することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a photon detection method according to the present invention is a method for detecting a photon in a single-photon detection device using a gate mode using an avalanche photodiode, which generates a gate voltage based on a gate period. A voltage generation step, a gate voltage application step for applying a gate voltage to the avalanche photodiode, a sampling step for sampling a signal output from the avalanche photodiode and converting it into discrete data based on digital information, and discrete data for each gate period A first storage step for storing data, a statistical value calculation step for calculating statistical values of discrete data for each gate period, a second storage step for storing statistical values for each phase of the gate voltage, and a second storage maximum detecting the phase of the maximum value and the gate voltage at that time of the stored statistics in step integration Using the value detection step, a gate phase control step of statistical value detected by the maximum statistical value detection step to change the phase of the gate voltage so that the maximum value, the discrete data stored in the first storage step A level at which a detection error rate is required by calculating an average waveform data generation step for generating an average waveform of APD output waveform data, and calculating a detection error rate due to a noise component from a standard deviation value at each sampling phase in a statistical value. A threshold control step for calculating a threshold so as to satisfy the above, and an identification step for identifying the photon detection signal based on the threshold by comparing the average waveform data and the signal output from the avalanche photodiode for each gate period. It is characterized by having.
上記目的を達成するため、本発明に係る光子検出プログラムは、アバランシェフォトダイオードを用いたゲートモードによる単一光子検出装置が有するコンピュータに、ゲート周期に基づくゲート電圧を印加されたアバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング処理と、離散データをゲート周期ごとに記憶する第1の記憶処理と、ゲート周期ごとに離散データの統計値を演算する統計値演算処理と、ゲート電圧の位相ごとに統計値を記憶する第2の記憶処理と、第2の記憶処理で記憶された統計値の最大値とその時のゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出処理と、最大統計値検出処理によって検出された統計値が最大値となるようにゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御処理と、第1の記憶処理に記憶された離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成処理と、統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、検出誤り率が要求される水準を満足するように、ゲート周期ごとに平均波形データとアバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う際の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御工程とを実行させることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a photon detection program according to the present invention outputs from avalanche photodiodes to which a gate voltage based on a gate period is applied to a computer included in a gate mode single photon detection apparatus using avalanche photodiodes. Sampling processing for sampling the converted signal and converting it into discrete data based on digital information, first storage processing for storing discrete data for each gate period, and statistical value calculation for calculating a statistical value of discrete data for each gate period maximum statistical value detection process for detecting a process, a second storage process of storing statistical value for each phase of the gate voltage, the phase of the maximum value and the gate voltage at the time of the second statistical values stored in the storage process When the phase of the gate voltage so that the statistical value detected by the maximum statistical value detection process is a maximum value variance A gate phase control process of the average waveform data generation process of generating an average waveform of the APD output waveform data by using the discrete data stored in the first storing process, the standard deviation at each sampling phase in statistics The detection error rate due to the noise component is calculated from the value of, and the photon detection is performed by comparing the average waveform data and the signal output from the avalanche photodiode for each gate period so that the detection error rate satisfies the required level. And a threshold value control step of calculating a threshold value that is a reference for identification when the signal is identified .
本発明は、アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換し、該離散データの分散値を統計的手法によって扱うように構成したので、光子検出に換算して10〜数10回程度のサンプル数でも十分である。これによって、少ないメモリで高速かつ高精度に光子検出位相および識別閾値の最適化を可能とするという、従来にない優れた光子検出装置、光子検出方法および光子検出プログラムを提供することができる。 In the present invention, the signal output from the avalanche photodiode is sampled and converted into discrete data based on digital information, and the dispersion value of the discrete data is handled by a statistical method. A sample number of about tens of times is sufficient. As a result, it is possible to provide a photon detection device, a photon detection method, and a photon detection program that are excellent in the past, and that can optimize the photon detection phase and the identification threshold with high speed and high accuracy with a small amount of memory.
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光子検出回路100aの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路100aは、APD1、APD1に印加するゲートパルスを生成する為のゲート生成回路2、クロック源3、クロック処理回路31、サンプリング回路5、メモリ6、メモリ制御回路61、平均波形生成回路62、分散値演算回路63、および識別回路9で構成される。
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of the
クロック処理回路31は、クロック源3から供給されるクロックS3に同期して、ゲート信号S32をゲート生成回路2へ、サンプリングクロックS35をサンプリング回路5へ各々供給する。ゲート生成回路2は、ゲート信号S32を基に、ゲートパルスS21を生成してAPD1へ印加する。ゲート位相制御回路23は、ゲート位相制御信号S23によって遅延回路22を制御してゲート信号S32のゲート位相の遅延量を変化させる。APD1は、単一光子信号S1の入射に対して、ゲートパルスS21で単一光子検出を行い、検出信号S15を出力する。
The clock processing circuit 31 supplies the gate signal S32 to the
サンプリング回路5は、サンプリングクロックS35の周期で検出信号S15をサンプリングしてサンプリング波形S5に変換し、メモリ6に記録する。メモリ6に記録されたサンプリング波形S5から、平均波形生成回路62が平均波形S6を生成する。それと同時に、分散値演算回路63が、サンプリング波形S5から各サンプリング位相に対する分散値を演算する。
The sampling circuit 5 samples the detection signal S15 at the cycle of the sampling clock S35, converts it to a sampling waveform S5, and records it in the
ここで分散値の演算は、ゲート周期を単位とした各サンプリング位相のサンプリング波形S5のデータXiに対して、数1に示す平均値Xavrを用いて、数2に示す標本分散V(=σ 2 )、または数3に示す不偏分散s2を算出する。
Here, the variance value is calculated by using the average value X avr shown in Equation 1 for the data X i of the sampling waveform S5 of each sampling phase with the gate period as a unit, and the sample variance V (= σ 2 ) or the unbiased variance s 2 shown in
ここで繰り返し数nは、光子検出に換算して10〜数10回程度のサンプル数でも十分である。従って、従来の光子検出の計数値を用いた場合の1/10〜1/100の時間短縮が期待できる。 Here, the number n of repetitions may be a sample number of about 10 to several tens of times in terms of photon detection. Therefore, a time reduction of 1/10 to 1/100 when using the conventional photon detection count value can be expected.
得られた標本分散V(=σ 2 )もしくは不偏分散s2(以後これらを総称して分散値という)のデータ(分散値データS63)は、遅延回路22で与えられるゲート位相の遅延量に対応させて、メモリ91に格納される。ゲート位相制御回路23がゲート位相のスキャンを終えた段階で、メモリ91には、サンプリング位相とゲート位相に関しての2次元の分散値が記録される。
The obtained sample variance V (= σ 2 ) or unbiased variance s 2 (hereinafter collectively referred to as variance value) data (variance value data S 63) corresponds to the delay amount of the gate phase given by the
最大分散値検出回路93は、メモリ91に格納された分散値全体に対して、分散が最大を取るゲート位相を検出する。検出された分散が最大を取るゲート位相は、光子検出現象に基づく信号が発現しやすい位相であるので、これを光子検出効率が最適となるゲート位相として決定する事が可能である。
The maximum dispersion
なお、図1の光子検出回路100aは、図示した機能のほかに、系全体の連携動作を制御する制御回路が必要となるが、それは当業者にとって公知であり、本発明を説明する上で特に言及する必要はないので、記載を省略している。また、この制御回路をコンピュータによって構成し、以後で説明する処理を該コンピュータで動作するコンピュータプログラムに基づいて実現するものとしてもよい。
The
図2は、図1で開示した光子検出回路100aにおける、あるゲート位相での演算結果の模式図である。波形(A)に示すゲートパルスS21をAPD1に印加することで、波形(B)に示す信号波形S15がAPDから出力される。この信号波形S15の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
FIG. 2 is a schematic diagram of a calculation result at a certain gate phase in the
この信号波形S15をサンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納し、分散値算出回路63によって波形(G)に示す分散の値を得る。APD出力の信号波形15の振幅が増大するゲートパルス後半部分での分散が大きな値を取っている。更に、波形(G)の両端の無信号領域に於いても、システムノイズに起因する信号のゆらぎが、オフセットとして点線で示すゼロより大きな値を取っている。
The signal waveform S15 is sampled by the sampling circuit 5, stored in the
波形(G)に示す分散が最大となる位相が、光子検出効率が最適となるゲート位相として決定される。波形(G)は、1つのゲート位相での演算結果の模式図であり、ゲート位相制御回路23でゲート位相をスキャンすることで、波形(G)に相当する複数の分散値のグラフを得ることができる。
The phase at which the dispersion shown in the waveform (G) is maximized is determined as the gate phase at which the photon detection efficiency is optimal. The waveform (G) is a schematic diagram of the calculation result in one gate phase, and the gate phase is scanned by the gate
なお、波形(G)に示す分散が最大となる位相を検出するため、たとえば後述する図5の構成図に示すように、1つのゲート位相での分散の最大値を選択する最大値選択回路97を追加してもよい。これによってメモリ91に記憶する分散のデータ量を削減することが可能となる。
In order to detect the phase at which the dispersion shown in the waveform (G) is maximum, for example, as shown in a configuration diagram of FIG. 5 described later, a maximum value selection circuit 97 that selects the maximum value of dispersion in one gate phase. May be added. As a result, the amount of distributed data stored in the
図3は、本発明の第2の実施の形態に係る光子検出回路100bの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路100bの構成は、大部分が第1の実施の形態に係る光子検出回路100aと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。
FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration of the
光子検出回路100bは、第1の実施の形態に係る光子検出回路100aに、閾値制御回路96を付加したものである。図12で説明した従来の光子検出回路300bにおける従来の閾値制御回路95は閾値の設定値をスキャンすることで最適値を検索するが、本実施の形態の閾値制御回路96は、数4に示す分散(V)の平方根として求まる標準偏差(σ)の値から閾値を決定することを特徴としている。
The
図4は、図3で開示した光子検出回路100bにおける、閾値の演算結果の模式図である。波形(A)に示すゲートパルスS21をAPD1に印加することで、波形(B)に示す信号波形S15がAPDから出力される。この信号波形S15の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
FIG. 4 is a schematic diagram of a threshold calculation result in the
この信号波形S15をサンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納し、分散値算出回路63によって波形(G)に示す分散の値を得る。なお、式4から、標準偏差と分散の関係は正の値では模式的には類似であるため、本説明では、波形(G)の縦軸を標準偏差と読み替える。
The signal waveform S15 is sampled by the sampling circuit 5, stored in the
波形(G)の両端の領域では、ゲートが印加されていないため、信号レベルの変化はなく、原理的には標準偏差の値は零となる。しかしながら実際には、システム内部のスイッチングノイズなどを起源とした信号や電源の揺らぎにより、零ではないオフセットが現れる。このオフセットした標準偏差の値σNを基にして、閾値に対するノイズによる誤検出確率(エラー確率)を決定することができる。 In the regions at both ends of the waveform (G), no signal is changed because no gate is applied, and in principle, the standard deviation value is zero. In practice, however, a non-zero offset appears due to fluctuations in the signal and power supply originating from switching noise in the system. Based on the offset standard deviation value σ N , the false detection probability (error probability) due to noise with respect to the threshold value can be determined.
閾値をVthとしたときのエラー確率の算出は、正規分布の確率密度関数から、数5によって求めることができる。なお数5では、測定結果のサンプルの平均値(μ)をゼロと仮定し省略している。 The calculation of the error probability when the threshold value is Vth can be obtained from Equation 5 from the probability density function of the normal distribution. In Equation 5, the average value (μ) of the measurement result samples is assumed to be zero and is omitted.
例として、標準偏差の整数倍での閾値(Vth)と、その場合のエラー発生確率は、以下のようになる。 As an example, the threshold value (V th ) as an integer multiple of the standard deviation and the error occurrence probability in that case are as follows.
閾値(Vth) エラー確率
1σ 1.59E−01
2σ 2.28E−02
3σ 1.35E−03
4σ 3.17E−05
5σ 2.87E−07
Threshold (V th ) Error probability 1σ 1.59E-01
2σ 2.28E-02
3σ 1.35E-03
4σ 3.17E-05
5σ 2.87E-07
つまり、エラー確率を10−6以下に設定するには、σをσNに代入し、閾値Vthを5σに設定すればよいことがわかる。 That is, it can be seen that in order to set the error probability to 10 −6 or less, it is only necessary to substitute σ into σ N and set the threshold value V th to 5σ.
以上で説明したように、システムに起因するノイズを正規分布と仮定すれば、分散から導出される標準偏差を、少ないサンプルのばらつきから分布関数を推測するために用いることができる。これによって、所要のノイズ発生確率を得る閾値を分布関数の逆関数で得ることができるので、最適な識別閾値の決定を高速に行うことが可能となる。 As described above, assuming that the noise caused by the system is a normal distribution, the standard deviation derived from the variance can be used to infer the distribution function from a small sample variation. As a result, the threshold value for obtaining the required noise occurrence probability can be obtained as an inverse function of the distribution function, so that the optimum discrimination threshold value can be determined at high speed.
なお、閾値Vthの決定において、ゲート領域での信号の揺らぎを考慮することもできる。図4の波形(G)において、ゲートの先頭部分の標準偏差(σGP)が、無ゲート領域の標準偏差(σN)よりも大きくなっている。これは、ゲート信号自体が持つ揺らぎが原因と考えられるので、σGPはゲート中の信号のノイズの標準偏差に等しいと考えられる。このため、ゲート先頭領域での標準偏差σGPを選択的に読み、このσGPをσに代入して閾値Vthを求めることにより、ゲート領域での信号の揺らぎを考慮した設定とすることができる。 Note that in the determination of the threshold value Vth , signal fluctuation in the gate region can be taken into consideration. In the waveform (G) of FIG. 4, the standard deviation (σ GP ) of the head portion of the gate is larger than the standard deviation (σ N ) of the non-gate region. Since this is considered to be caused by the fluctuation of the gate signal itself, σ GP is considered to be equal to the standard deviation of the noise of the signal in the gate. Therefore, by selectively reading the standard deviation σ GP in the gate head region and substituting this σ GP into σ to obtain the threshold value Vth, it is possible to set the signal in consideration of signal fluctuations in the gate region. .
図5は、本発明の第3の実施の形態に係る光子検出回路100cの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路100cの構成は、大部分が第1〜2の実施の形態に係る光子検出回路100a〜bと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。また前述のように、1つのゲート位相での分散の最大値を選択する最大値選択回路97を追加して、メモリ91に記憶する分散のデータ量を削減している。
FIG. 5 is a circuit block diagram showing a configuration of a
光子検出回路100cは、第2の実施の形態に係る光子検出回路100bに、APD1への光子入射を制御する光スイッチ11を追加し、さらに閾値制御回路96にメモリ98および光スイッチ制御回路99が付属するものとしている。
In the
光スイッチ11は、閾値制御回路96からの指示に基づき、光スイッチ制御回路99から信号S92によって開閉制御される。光スイッチ11を開くと光子がAPD1に入射することが可能となり、光スイッチ11を閉じるとAPD1への光子の入射は遮断される。
The optical switch 11 is controlled to be opened and closed by the signal S92 from the optical switch control circuit 99 based on an instruction from the threshold control circuit 96. When the optical switch 11 is opened, photons can enter the
図6は、図5で開示した光子検出回路100cにおける、閾値の演算結果の模式図である。波形(A)に示すゲートパルスS21をAPD1に印加することで、波形(B)に示す信号波形S15がAPDから出力される。この信号波形S15の大半は実線に示した波形であるが、稀に発生する光子検出事象により点線で示した波形となる。
FIG. 6 is a schematic diagram of a threshold calculation result in the
光スイッチ11を開いた状態で、この信号波形S15をサンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納し、分散値算出回路63によって波形(G2)の実線に示す分散σPDの値を得る。同じように光スイッチ11を閉じた状態で、この信号波形S15をサンプリング回路5でサンプリングし、メモリ6に格納し、分散値算出回路63によって波形(G2)の点線に示す分散σDKの値を得る。
With the optical switch 11 opened, this signal waveform S15 is sampled by the sampling circuit 5, stored in the
この波形(G2)では、ダークカウントノイズから得られる標準偏差のグラフを点線で示している。このとき、ダークカウントノイズの標準偏差の最大値σDKは、ゲートによる揺らぎの標準偏差σGPより大きく、光子検出から発生する信号の標準偏差の最大値σPDよりは小さい事が期待される。光スイッチ11を切り替えることで、σPDとσDKを測定してそれぞれをメモリ98に記憶して、σDKから、第2の実施の形態に記載した方法に準じて数5のσにσDKを代入して閾値Vthを決定することができる。
In this waveform (G2), a standard deviation graph obtained from dark count noise is indicated by a dotted line. At this time, the maximum value σ DK of the standard deviation of dark count noise is expected to be larger than the standard deviation σ GP of fluctuation by the gate and smaller than the maximum value σ PD of the standard deviation of the signal generated from the photon detection. By switching the optical switch 11, σ PD and σ DK are measured and stored in the
ダークカウントノイズは、ゲート中でのみ発生するが、非特許文献5に示されるように、光子検出での信号波形とは異なる振幅の分布を示す事が明らかになっている。特に、ダークカウントは、光子検出信号と比較して振幅が小さく現れる傾向がある。本実施の形態は、この現象を利用して、ダークカウントノイズを効率的に除去し、光子検出の誤り率を削減するものである。 Although dark count noise is generated only in the gate, as shown in Non-Patent Document 5, it has been clarified that it shows a distribution of amplitude different from the signal waveform in photon detection. In particular, the dark count tends to appear smaller in amplitude than the photon detection signal. This embodiment uses this phenomenon to efficiently remove dark count noise and reduce the error rate of photon detection.
なお、光子検出現象およびダークカウントノイズの発生は、ポアソン分布に従うが、出力される信号の振幅は、非特許文献5、または特許文献1の図2〜3に記載の分布に従うと考えられている。このため、本実施例の目的である閾値の決定には、特許文献1の図7〜8に例示した関係を用いてもよい。
The photon detection phenomenon and the occurrence of dark count noise follow a Poisson distribution, but the amplitude of the output signal is considered to follow the distribution described in FIGS. . For this reason, the relationship illustrated in FIGS. 7 to 8 of
図7は、本発明の第4の実施の形態に係る光子検出回路100dの構成を示す回路ブロック図である。光子検出回路100dの構成は、大部分が第1〜3の実施の形態に係る光子検出回路100a〜cと同一であるので、共通する構成要素には同一の参照番号を付し、説明を省略する。
FIG. 7 is a circuit block diagram showing a configuration of a photon detection circuit 100d according to the fourth embodiment of the present invention. Since the configuration of the photon detection circuit 100d is mostly the same as that of the
光子検出回路100dは、第2の実施の形態に係る光子検出回路100bのメモリ6に、平均波形生成回路62および分散値演算回路63に加えて、さらに最大値検出回路64が付属するものとしている。最大値検出回路64は、平均波形生成回路62と分散値演算回路63と同様に、サンプリング点ごとにメモリに記録された時間波形に対して、ゲート周期の中で同じ位相に対する最大値を検出し、最大値データS64としてメモリ91に出力する。つまり、サンプリングされた信号の分散を用いるのではなく、メモリ6に記憶された中から最大の振幅を検出する位相を検出することによって、最適なゲート位相を検出する。
In the photon detection circuit 100d, a maximum
以上で説明した第1〜第4の実施の形態では、分散値を利用して光子検出位相および識別閾値の最適化を行うものとしたが、分散値の替わりに標準偏差、最大値、振幅などの統計値を利用して同様の処理を行うことも可能である。 In the first to fourth embodiments described above, the dispersion value is used to optimize the photon detection phase and the identification threshold. However, instead of the dispersion value, a standard deviation, a maximum value, an amplitude, etc. It is also possible to perform the same processing using the statistical value.
これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることは言うまでもないことである。 Although the present invention has been described with the specific embodiments shown in the drawings, the present invention is not limited to the embodiments shown in the drawings, and is known so far as long as the effects of the present invention are achieved. It goes without saying that any configuration can be adopted.
単一光子検出回路を用いた機器、たとえば量子鍵配信装置、量子暗号装置、光子数検出器、OTDR、暗視野カメラなどに適用可能である。 The present invention can be applied to devices using a single photon detection circuit, such as a quantum key distribution device, a quantum cryptography device, a photon number detector, an OTDR, a dark field camera, and the like.
1 APD
11 光スイッチ
2 ゲート生成回路
22 遅延回路
23 ゲート位相制御回路
3 クロック源
31 クロック処理回路
5 サンプリング回路
6 メモリ
61 メモリ制御回路
62 平均波形生成回路
63 分散値演算回路
64 最大値検出回路
9 識別回路
91 メモリ
93 最大値検出回路
94 メモリ制御回路
96、95 閾値制御回路
96a カウンタ
97 最大値選択回路
98 メモリ
99 光スイッチ制御回路
100a、100b、100c、100d、300a、300b 光子検出回路
S1 光子信号
S15 検出信号
S21 ゲートパルス
S23 ゲート位相制御信号
S3 クロック
S32 ゲート信号
S35 サンプリングクロック
S5 サンプリング波形
S6 平均波形
S63 分散値データ
S64 最大値データ
S9 光子検出信号
S91 閾値制御信号
1 APD
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11
Claims (16)
ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成回路と、前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御回路とを備えると共に、
前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング回路と、前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第1のメモリ回路と、前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算回路とを備え、
さらに、前記変化されたゲート位相ごとに前記統計値を記憶する第2のメモリ回路と、前記第2のメモリ回路に記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出回路と、前記第1のメモリ回路に記憶された前記離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成回路と、前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う識別回路と
を有し、
前記ゲート位相制御回路が、前記最大統計値検出回路によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させ、
前記統計値演算回路に、前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように、前記識別回路における前記光子検出信号の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御回路を併設した
ことを特徴とする光子検出装置。 It is a single photon detection device by gate mode using an avalanche photodiode,
And the gate voltage generation circuit for generating a gate voltage based on the gate period, provided with a gate phase control circuit for changing the phase of the gate voltage,
A sampling circuit that samples the signal output from the avalanche photodiode and converts it into discrete data based on digital information, a first memory circuit that stores the discrete data for each gate period, and the discrete circuit for each gate period and a statistical value calculating circuit for calculating a statistical value of the data,
Further, a second memory circuit for storing the statistical value for each changed gate phase, a maximum value of the statistical value stored in the second memory circuit, and a maximum for detecting the phase of the gate voltage at that time A statistical value detection circuit; an average waveform data generation circuit that generates an average waveform of APD output waveform data using the discrete data stored in the first memory circuit; and the average waveform data for each gate period wherein by comparing the signal outputted from the avalanche photodiode and possess an identification circuit that performs identification of the photon detection signal,
The gate phase control circuit changes the phase of the gate voltage so that the statistical value detected by the maximum statistical value detection circuit becomes a maximum value,
In the statistical value calculation circuit, a detection error rate due to a noise component is calculated from a standard deviation value in each sampling phase in the statistical value, and the detection error rate is satisfied in the identification circuit so as to satisfy a required level. A photon detection apparatus, further comprising a threshold control circuit that calculates a threshold value that serves as a reference for identifying the photon detection signal .
前記光スイッチの開閉に対応して前記統計値を記憶する第3のメモリ回路を備える事を特徴とする、請求項1に記載の光子検出装置。 An optical switch for opening and closing a photon signal incident on the avalanche photodiode;
The photon detection device according to claim 1 , further comprising a third memory circuit that stores the statistical value corresponding to opening / closing of the optical switch.
ゲート周期に基づくゲート電圧を生成するゲート電圧生成工程と、
前記ゲート電圧を前記アバランシェフォトダイオードに印加するゲート電圧印加工程と、
前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング工程と、
前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第1の記憶工程と、
前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算工程と、
前記ゲート電圧の位相ごとに前記統計値を記憶する第2の記憶工程と、
前記第2の記憶工程で記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出工程と、
前記最大統計値検出工程によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御工程と、
前記第1の記憶工程に記憶された前記離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成工程と、
前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように閾値を算出する閾値制御工程と、
前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して前記閾値を基準として光子検出信号の識別を行う識別工程と
を有することを特徴とする光子検出方法。 A method for detecting photons in a single-photon detection device in a gate mode using an avalanche photodiode,
A gate voltage generation step for generating a gate voltage based on the gate period;
Applying a gate voltage to the avalanche photodiode;
A sampling step of sampling a signal output from the avalanche photodiode and converting it into discrete data by digital information;
A first storage step of storing the discrete data for each gate period;
A statistical value calculation step of calculating a statistical value of the discrete data for each gate period;
A second storage step of storing the statistical value for each phase of the gate voltage ;
A maximum statistical value detection step of detecting a maximum value of the statistical value stored in the second storage step and a phase of the gate voltage at that time;
A gate phase control step of changing the phase of the gate voltage so that the statistical value detected by the maximum statistical value detection step becomes a maximum value;
An average waveform data generation step of generating an average waveform of APD output waveform data using the discrete data stored in the first storage step ;
A threshold control step of calculating a detection error rate due to a noise component from a standard deviation value at each sampling phase in the statistical value, and calculating a threshold so that the detection error rate satisfies a required level;
A photon detection method comprising: an identification step of identifying the photon detection signal based on the threshold value by comparing the average waveform data and a signal output from the avalanche photodiode for each gate period.
ゲート周期に基づくゲート電圧を印加された前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号をサンプリングしてデジタル情報による離散データに変換するサンプリング処理と、
前記離散データを前記ゲート周期ごとに記憶する第1の記憶処理と、
前記ゲート周期ごとに前記離散データの統計値を演算する統計値演算処理と、
前記ゲート電圧の位相ごとに前記統計値を記憶する第2の記憶処理と、
前記第2の記憶処理で記憶された統計値の最大値とその時の前記ゲート電圧の位相を検出する最大統計値検出処理と、
前記最大統計値検出処理によって検出された統計値が最大値となるように前記ゲート電圧の位相を変化させるゲート位相制御処理と、
前記第1の記憶処理に記憶された前記離散データを用いてAPD出力波形データの平均的な波形を生成する平均波形データ生成処理と、
前記統計値における各サンプリング位相での標準偏差の値からノイズ成分による検出誤り率を算出し、前記検出誤り率が要求される水準を満足するように、前記ゲート周期ごとに前記平均波形データと前記アバランシェフォトダイオードから出力される信号とを比較して光子検出信号の識別を行う際の識別の基準となる閾値を算出する閾値制御工程と
を実行させることを特徴とする光子検出プログラム。 In the computer that the single photon detection device by the gate mode using the avalanche photodiode has,
Sampling processing for sampling a signal output from the avalanche photodiode to which a gate voltage based on a gate period is applied and converting it into discrete data by digital information;
A first storage process for storing the discrete data for each gate period;
Statistical value calculation processing for calculating the statistical value of the discrete data for each gate period;
A second storage process for storing the statistical value for each phase of the gate voltage ;
A maximum statistical value detection process for detecting the maximum value of the statistical value stored in the second storage process and the phase of the gate voltage at that time;
A gate phase control process for changing the phase of the gate voltage so that the statistical value detected by the maximum statistical value detection process becomes a maximum value;
An average waveform data generation process for generating an average waveform of APD output waveform data using the discrete data stored in the first storage process ;
A detection error rate due to a noise component is calculated from a standard deviation value at each sampling phase in the statistical value, and the average waveform data and the average waveform data are calculated for each gate period so that the detection error rate satisfies a required level. A threshold value control step of calculating a threshold value which is a reference for identification when comparing a signal output from an avalanche photodiode and identifying a photon detection signal. .
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